JP2003518714A - 一体化磁気部品を具えた高電力電子安定器 - Google Patents

一体化磁気部品を具えた高電力電子安定器

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Abstract

(57)【要約】 １つ以上の放電ランプ点灯用の高電力電子安定器であり、力率補正高周波数ＳＥＰＩＣコンバータ入力段とハーフブリッジ共振インバータからなる手段の縦続接続を具える。出力段内の慣例の絶縁変成器の代わりに、入力段は単一の一体化変成器−インダクタ磁気部品を使用し、これにより通常の出力段内の絶縁変成器を除去する。入力段は臨界導通モードで動作し、電子安定器を更に改善する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 (技術分野) 本発明は、ガス放電ランプ点灯用の電子安定器装置、特に交流電力線電圧から
の電気的絶縁を与えるユニーク且つ改善された回路接続形態を具える高電力電子
安定器に関するものである。
【０００２】 (背景技術) ６０Ｈｚの交流電力線から動作される慣例の電子安定器は高周波数交流電流を
１つ以上のガス放電ランプからなる負荷に供給するために２段コンバータ回路を
通常含んでいる。感電の危険に対する保護を与えるために、コンバータ回路の出
力段を絶縁変成器を介してランプ負荷に結合し、安定器出力端子とコンバータ回
路との間を電気的に絶縁している。
【０００３】 改良形の電子安定器の一例が米国特許代５０８４６５３号（１９９２年１月２
８日発行）に記載されている。この電子安定器は装置のフロントエンド段に電気
的絶縁を与える。この特許は３つの直列接続蛍光ランプを３０ｋＨｚランプ電流
で給電する電子安定器を記載しており、この安定器は通常の６０Ｈｚ電力線電圧
からブリッジ整流器により取り出したほぼ一定の大きさの直流供給電圧により給
電されるハーフブリッジ直列共振形インバータ回路を具えている。従って、直流
供給電圧、インバータ回路及び安定器出力端子のすべてを交流電力線から電気的
に絶縁して感電の危険に対する保護を与えている。
【０００４】 この電子安定器のフロントエンド段はフライバックＤＣ−ＤＣコンバータに基
づくものである。このタイプのコンバータはエネルギー蓄積インダクタを必要と
し、このインダクタは、同一又は同等の電力定格を有するブーストコンバータ又
はシングルエンデッドプライマリインダクタコンバータ（ＳＥＰＩＣコンバータ
）に使用されるインダクタと比較して、かなり大きく、かなり高価な磁気部品で
ある。フライバックコンバータの他の欠点は、その大きな振幅の脈動入力電流に
あり、ブーストコンバータ又はＳＥＰＩＣコンバータのＥＭＣ性能に匹敵するＥ
ＭＣ性能を達成するためには通常大きなＥＭＩフィルタを必要とする。
【０００５】 他の従来のガス放電ランプ用高周波数電子安定器を添付図面の図１に示す。こ
の電子安定器回路は基本的には２つの構成ブロックからなる。そのフロントエン
ドは力率補正及び万能線間電圧調整用のブーストコンバータである。主な構成部
品は、交流供給電圧とブーストコンバータとの間に配置されたＥＭＩフィルタ及
びダイオードブリッジ整流器に加えて、トランジスタパワースイッチＱ１、イン
ダクタＬ１、ダイオードＤ５及び直流蓄積キャパシタＣ１である。トランジスタ
スイッチＱ１は、制御回路、例えばモトローラ社製のＭＣ３４２６２により、キ
ャパシタＣ１の両端間の電圧及びトランジスタスイッチＱ１を流れる電流の関数
として周期的にスイッチオン及びオフされる。
【０００６】 バックエンドは共振タンクＬ２−Ｃ３を介して一群のランプが負荷される典型
的な電圧付勢ハーフブリッジインバータである。主構成部品は、パワースイッチ
Ｑ２及びＱ３と共振部品であり、共振部品はキャパシタＣ３、インダクタＬ２及
びことによると出力変成器Ｔ１の磁化インダクタンスを含む。ランプ電流を安定
させるとともにランプ寿命の終了時に起り得るランプ整流を保護するために変成
器Ｔ１の二次回路内にキャパシタＣ1pが通常設けられる。図1に示す回路構成で
は４つの磁気部品、即ちＥＭＩフィルタＬ０、ブーストチョークＬ１、共振イン
ダクタＬ２及び出力絶縁変成器Ｔ１が存在する。パワースイッチＱ２及びＱ３の
動作は、高電圧制御ＩＣ、例えばフィリップス社製のＩＣ ＵＢＡ2010により、
トランジスタスイッチＱ３を流れる電流及びキャパシタＣ３の電圧の関数として
制御される。ここでも、装置の磁気部品のサイズ及びコストのために、このタイ
プの高周波電子安定器は、特に商品競争力の点からみて、決して最適なものにな
らない。
【０００７】 従って、本発明の目的は、磁気部品の数を減少させ、サイズ及びコストを減少
させた高電力電子安定器を提供することにある。 本発明の他の目的は、入力段に単一の一体化変成器−インダクタ組合わせ部品
を用い、磁気部品の電力損失を減少させたコンパクト且つ安価な高電力電子安定
器を提供することにある。
【０００８】 本発明の更に他の目的は、高電力電子安定器を動作させる新しい改良方法を提
供することにある。特に、インダクタベースのＳＥＰＩＣコンバータを６０Ｈｚ
の電力線電圧サイクル中に境界又は臨界導通モードで可変周波数で動作するよう
に設計する。可変周波数レンジは例えば５０ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚにすることが
できる。本発明では制御回路と電流検出回路によって電力線入力端子の力率をほ
ぼ１にする。
【０００９】 (発明の開示) 上記の及び他の目的及び利点を達成するために、本発明では、絶縁変成器を、
電子絶縁機能のみならずコンバータインダクタ機能も提供する単一の一体化磁気
部品として電子安定器の力率補正フロントエンド段に導入したことを特徴とする
。その結果として、従来の高周波数電子安定器回路に共通の出力絶縁変成器は最
早不要になる。
【００１０】 本発明は以下の観察に基づくものである。図１に示すタイプの従来の電子安定
器では、出力変成器Ｔ１の主な機能はＡＮＳＩ安全要件を満たすために一次側と
二次側の間を電気的に絶縁することにある。電流付勢形ハーフブリッジインバー
タでは、このような出力変成器は共振部品及び電圧利得ブースタとしても作用す
る。しかし、図１に示すような電圧付勢形ハーフブリッジインバータでは、電圧
利得はインダクタＬ２とキャパシタＣ３からなる共振タンクから得ることができ
る。従って、電気的絶縁を回路のフロントエンドに導入する場合には、出力変成
器を移動させることができる。その結果として、本発明の電子安定器は、ガルバ
ニック絶縁をもたらす力率補正（ＰＦＣ）フロントエンド段を具える単一磁気部
品のＡＣ−ＤＣコンバータと単一磁気部品のハーフブリッジインバータの縦続接
続を含むものとなる。
【００１１】 単一磁気部品を用いる絶縁力率補正フロントエンド段の導入は出力変成器を不
要にする。その結果として、安定器回路の磁気部品の総数が３つに減少し、磁気
部品の総合サイズ及び重量が上述したタイプの従来の安定器回路のものより小さ
くなる。これに関連して回路損失及びコストが減少するとともに更なる回路の小
型化が可能になる。
【００１２】 本発明の好適例では、高電力電子安定器のフロントエンド段は結合インダクタ
絶縁ＳＥＰＩＣコンバータを使用する。本発明は電子安定器のフロントエンド段
として絶縁ブースト回路の使用も意図する。
【００１３】 本発明の他の有利な例では、装置のＰＦＣ入力段内のトランジスタスイッチに
対し改善された制御機能を提供する。即ち、入力インダクタ電流が零に低下する
と同時にトランジスタスイッチがターンオンする、いわゆる臨界導通モードで装
置を動作させる。従来のコンバータは通常連続導通モード又は不連続導通モード
で動作する。
【００１４】 連続導通モード（ＣＣＭ）装置では、回路の効率が一般に高い（低損失）が、
制御回路がかなり複雑になり、費用がかさむ。不連続導通モード（ＤＣＭ）装置
では、制御回路を簡単にすることができるが、回路損失が大きい。本発明の臨界
導通モードは従来の両制御方法、すなわちＣＣＭ又はＤＣＭのどちらよりも、制
御の複雑性と回路損失との良好なトレードオフをもたらす利点を有する。
【００１５】 (発明を実施するための最良の形態) 本発明の上述した特徴及び他の特徴を図面を参照して詳細に説明する。 図１は１つ以上のガス放電ランプＲ1pを点灯するための一般的な従来の高周波
数電子安定器回路を示す。５０又は６０Ｈｚの交流供給電圧源１を１対の磁気的
に結合されたインダクタＬ０及びキャパシタＣ０からなるＥＭＩフィルタの入力
端子に接続する。ＥＭＩフィルタの出力端子を４ダイオード全波ブリッジ整流器
２の１対の入力端子に接続する。ブリッジ整流器２の第１直流出力端子を変成器
３の一部であるブーストインダクタＬ１の一端に接続する。ブリッジ整流器２の
第２出力端子を共通ライン４に接続される。インダクタＬ１の他端をダイオード
Ｄ５とトランジスタパワースイッチＱ１との間の共通接続点５に接続する。
【００１６】 電流検出抵抗６をトランジスタスイッチＱ１と直列に共通ライン４に接続する
。トランジスタスイッチＱ１と検出抵抗６との接続点１２を第１制御入力として
制御回路、例えばモトローラ社製の集積回路ＭＣ34262に接続する。この制御回
路は１９９３年に発行されたモトローラ社の技術データブックに記載されている
。この制御回路はトランジスタスイッチＱ１のスイッチオン/オフを制御する出
力ライン８を有する。
【００１７】 ダイオードＤ５は蓄積キャパシタＣ１と直列に、トランジスタパワースイッチ
Ｑ１と検出抵抗６の直列回路の両端間に接続する。出力段は、キャパシタＣ１の
両端間に他の電流検知抵抗９と直列に接続されたトランジスタパワースイッチＱ
２及びＱ３を含むハーフブリッジインバータ回路を具える。阻止キャパシタＣ２
と共振インダクタＬ２をトランジスタスイッチＱ２とＱ３の接続点１０と出力絶
縁変成器Ｔ１の一次巻線の一端との間に接続する。変成器Ｔ１の一次巻線の他端
を共通ライン４に接続する。共振キャパシタＣ３を出力変成器の一次巻線と並列
に接続する。
【００１８】 制御入力ラインを共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ３と一次巻線の一端
との接続点に結合するとともに第２制御回路１１の第１制御入力端子に結合する
。この制御回路はスイッチングトランジスタＱ２及びＱ３の制御電極に結合され
た２つの出力制御ラインを有する。第２の制御入力ラインにより電流検出抵抗９
の両端間に発生する電圧を高電圧制御回路１１、例えば集積回路ＵＢＡ2010の第
２制御入力端子に結合する。第３の制御ラインにより接続点１０を制御回路１１
の第３入力端子に制御する。制御回路として使用するのに好適な高電圧制御回路
ＩＣはフィリップス社のＵＢＡ2010仕様書に記載されている。
【００１９】 出力変成器Ｔ１の二次巻線を４つの並列接続放電ランプＲlpの群に４つのそれ
ぞれの直列接続バラストキャパシタＣlpを経て接続する。
【００２０】 トランジスタスイッチＱ１は制御回路７から出力制御ライン８を経てその制御
電極へ供給される制御信号により周期的にターンオン及びオフされる。制御回路
７は、ブーストインダクタＬ１の二次巻線により供給される信号と、キャパシタ
Ｃ１の電圧と、トランジスタスイッチＱ１を流れる電流により決まる信号の制御
の下で、スイッチする。フロントエンドブーストコンバータへの入力は５０Ｈｚ
又は６０Ｈｚの全波整流された正弦波状の入力線間電圧である。パワースイッチ
Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ５がターンオンし、ブーストインダクタＬ１に
蓄積された電気エネルギーにより蓄積キャパシタＣ１に電流を供給する。キャパ
シタＣ１に蓄積された電圧はパワースイッチＱ２及びＱ３を含む電圧付勢形ハー
フブリッジインバータのための動作電圧を供給する。この高周波数電子安定器回
路の動作は公知であるから、これ以上詳細に説明しない。
【００２１】 本発明の好適実施例を図２に示す。例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの低周波数交
流供給電圧源１を磁気的に結合された１対のインダクタＬ０及びキャパシタＣ０
からなるＥＭＩフィルタの入力端子に接続する。ＥＭＩフィルタの出力端子を４
ダイオード全波ブリッジ整流器２の１対の入力端子に接続する。図２の高電力電
子安定器回路は単一の一体化変成器−インダクタ組合わせ部品Ｔ１−ｌ３を特徴
とする。この変成器−インダクタ組合わせ部品は制御巻線ｌ４も含む。変成器Ｔ
１の一次巻線とインダクタ1３と制御巻線ｌ４のすべてを、破線１５で線図的に
示すように、共通の磁気コアに設ける。変成器−インダクタ組合わせ部品の一つ
の可能な実施例を図４に示す。この変成器−インダクタ組合せ部品は長さｈの空
隙を挟んで対面する１対のＣ形磁気コアを具える。図に示すように、変成器Ｔ１
の一次及び二次巻線はＣ形コアの左側脚部に一緒に密接に巻き、インダクタ巻線
１３と制御巻線１４は右側脚部に巻く。
【００２２】 インダクタ１３（Ｌ１）、キャパシタＣ５及び絶縁変成器の一次巻線Ｌ２を含
む直列回路を全波ブリッジ整流器２の第１及び第２直流出力端子に接続する。イ
ンダクタ１３とキャパシタＣ５との間の共通接続点１６をトランジスタパワース
イッチＱ１と電流検出抵抗６の第２の直列制御回路を経て共通ライン４に接続す
る。変成器−インダクタ組合わせ部品の制御巻線１４を制御回路７の第１制御入
力端子に接続し、他端を接地する。
【００２３】 トランジスタスイッチＱ１と検出抵抗６との間の接続点１２を制御回路７の第
２制御入力端子に接続し、ブリッジ整流器２の第１直流出力端子を制御回路７の
第３制御入力端子に接続する。制御回路７の出力ライン８をスイッチングトラン
ジスタＱ１の制御電極（ゲート）に接続する。制御回路７はここでもモトローラ
ＩＣ ＭＣ34262を使用することができる。
【００２４】 絶縁変成器Ｔ１の二次巻線Ｌ３をダイオードＤ５の陽極に接続するとともに他
の共通ライン１６に接続する。ダイオードＤ５の陰極を蓄積キャパシタＣ１の一
端に接続し、その他端を共通ライン１６接続する。ハーフブリッジインバータの
スイッチングパワートランジスタＱ２及びＱ３をダイオードＤ５の陰極と共通ラ
イン１６との間に、電流検出抵抗９と直列に接続する。
【００２５】 阻止キャパシタＣ２を、スイッチングトランジスタＱ２とＱ３の接続点１０と
共通ライン１６との間に、インダクタＬ４及びキャパシタＣ３を含む共振回路と
直列に接続する。接続点１０は高電圧制御ＩＣ１１の制御入力端子にも接続する
。ＩＣ１１は図１の装置の対応する制御回路１１と同様のものとすることができ
る。高電圧制御回路１１の第２制御入力端子は共振インダクタＬ４と共振キャパ
シタＣ３との共通接続点に接続してこの制御入力がランプ電圧に応答するように
する。制御回路１１の第３制御入力端子はトランジスタスイッチＱ３と検出抵抗
９との接続点に接続して、この制御入力端子がトランジスタスイッチＱ３を流れ
る電流により決まる制御信号を受信するようにする。
【００２６】 ４つの放電ランプＲlpの並列接続群を、共振インダクタＬ４と共振キャパシタ
Ｃ３との接続点と共通ライン１６との間に、それぞれのバラストキャパシタＣlp
と直列に接続する。
【００２７】 図２のＳＥＰＩＣコンバータは臨界導通モードで動作して良好な力率補正をも
たらす。連続導通モード（ＣＣＭ）による又は不連続導通モード（ＤＣＭ）によ
る一定動作周波数の伝統的な制御方法と異なり、ここに記載する臨界導通モード
の動作は制御回路の簡単化と回路損失の低減の対立する要件の良好なトレードオ
フを与える利点をもたらす。上述したように、ＣＣＭモードでは、回路損失はか
なり低くなるが制御はかなり複雑になり、またＤＣＭモードでは制御は簡単にな
るが回路損失が高くなる。
【００２８】 ブリッジ整流器２の入力端子の入力電圧Ｖinは供給電圧源１の５０Ｈｚ又は６
０Ｈｚの正弦波交流電圧の全波整流である。制御回路７はトランジスタスイッチ
Ｑ１を高周波数、例えば５０ｋＨｚでスイッチして、全ての意図及び目的のため
に、この高いスイッチング周波数の各半サイクルにおいて、低周波数入力電圧Ｖ
inが一定電圧とみなせるようにする。これは、５０ｋＨｚ周波数の１サイクルに
おける５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの電圧変化は極小さいためである。
【００２９】 図３ＡはトランジスタスイッチＱ１を流れる電流（ＩＱ１）の波形を時間の関
数として示す。このトランジスタスイッチがターンオンすると、電流ＩＱ１が零
の初期値から上昇し始める。図３Ｂに示すように、電流ＩＬ１がインダクタ１３
を経て流れ、これも零値から上昇し始める。トランジスタスイッチＱ１は期間t0
−t1の間導通し続ける。この期間中、ほぼ一定の電圧ＶＬ２（図３Ｃ参照）が絶
縁変成器Ｔ１の一次巻線の両端間に現われ、この巻線の電流ＩＬ２（図３Ｄ）が
零値から上昇し始める。この期間において、電流ＩＣ５がキャパシタＣ５を経て
流れる（図３Ｅ）。このとき、ダイオードＤ５はオフであり（図３Ｆ）、このダ
イオードは電流を流さない（図３Ｇの電流ＩＤ５参照）。従って、キャパシタＣ
１へ電流は流れない（図３ＨのＩＣ１参照）
【００３０】 瞬時t1において、インダクタ１３の左側端子の電圧が検出抵抗６の両端間電圧
とともに制御回路７にトランジスタＱ１をターンオフするよう信号する。トラン
ジスタＱ１の電流ＩＱ１が零に急激に低下し、インダクタ１３を流れる電流ＩＬ
１が零値に向って低下し始めるとともに、変成器の一次電圧ＶＬ２（図３Ｃ）が
極性を反転し、その結果一次電流ＩＬ２（図３Ｄ）が低下し始め、ダイオードＤ
５がターンオンし、ダイオード電流ＩＤ５（図３Ｇ）が流れ始める。その結果と
して、図３Ｈに示すように充電電流ＩＣ１がキャパシタＣ１へ流れる。
【００３１】 瞬時t2において、インダクタ１３又は変成器Ｔ１の一次巻線を流れる電流ＩＬ
２は零になり、変成器Ｔ１の制御巻線４から制御回路７がターンオン信号を受信
し、制御ライン８を経てトランジスタスイッチＱ１を直ちにターンオンさせる。
この時点ではインダクタ１３の電流ＩＬ１も零である（図３Ｂ参照）。そしてト
ランジスタスイッチＱ１を流れる電流ＩＱ１は再び上昇し始め、新しいサイクル
を上述したように繰り返す。ダイオードＤ５は再びオフし、出力段内のハーフブ
リッジインバータを動作させ、これにより放電ランプを付勢するのに、キャパシ
タＣ１を流れる電流ＩＣ１が必要とされるのみとなる。出力電圧は極めて小さな
リップル電圧を除いて本質的に一定になる。
【００３２】 ハーフブリッジ共振インバータ手段の動作は従来通りであり、詳細に説明する
必要はないであろう。高電圧制御回路１１はトランジスタスイッチＱ２及びＱ３
を共振キャパシタＣ３及び電流検出抵抗９から導出される制御信号の関数として
周期的に交互にスイッチオン及びオフする。
【００３３】 図２の電子安定器では、整流正弦波入力線間電圧Ｖinのために、Ｖo/Ｖinで定
義される入力/出力電圧利得が時間とともに変化する。入力線間電圧と同相の正
弦波入力電流を発生させるために、ＳＥＰＩＣコンバータは入力線周波数サイク
ル中に可変周波数で臨界導通モードで動作させる。この動作モードはＰＦＣ制御
ＩＣにより変成器の制御巻線１４に発生する電圧センス信号Ｖsを用いて維持さ
れる。
【００３４】 第1高周波数動作インターバルにおいて、パワースイッチＱ１は制御巻線１４
に発生する電圧センス信号Ｖsが零になるときにターンオンする。スイッチＱ１
のターンオンと同時に、入力線間電圧Ｖinがインダクタ１３に供給される。同時
に、キャパシタＣ５の両端間の電圧（Ｖinに等しい）が変成器Ｔ１の一次巻線に
供給される。磁化インダクタンスを流れる電流は図３に示すように増大する。ト
ランジスタＱ１を流れる電流はほぼ直線的に増大する（図３Ａ参照）。同時に、
キャパシタＣ５を蓄積するエネルギーがトランジスタスイッチＱ１及び変成器Ｔ
１の一次巻線を経て電流ＩＣで放電される（図３Ｃ参照）。ＩＱ１の電流ピーク
が、検出抵抗６の適切なスケーリングによって、時間t1に入力電圧Ｖinの基準曲
線レベルに到達するとき、トランジスタＱ１がターンオフする。このとき、回路
は第２動作インターバルに入る。このインターバルでは、ダイオードＤ５がオン
し、変成器Ｔ１から出力キャパシタＣ１へ電流を流す。ダイオードＤ５の電流波
形ＩＤ５を図３Ｇに示す。このインターバルt1-t2では、変成器Ｔ１の電圧が図
３Ｂに示すようなインダクタ電流ＩＬ１の漸減を導く。電流ＩＬ１が零になると
、制御巻線１４が信号（Ｖs）を検出し、トランジスタスイッチＱ１をターンオ
ンして次のスイッチングサイクルを開始する。
【００３５】 図３に示す波形は低周波数入力サイクル中の特定の動作点において導出される
ものにすぎない。他の動作点では、これらの波形は同一の形を有するが、異なる
周波数と振幅を有するものとなる。
【００３６】 図１に示す従来の回路と比較して、図２に示す本発明の回路は入力段内の別個
のインダクタと出力段内の別個の絶縁変成器の代わりに単一の一体化変成器−イ
ンダクタ部品を入力段に使用する。本発明の電子安定器は少数の磁気部品を有し
、電子安定器のサイズ及びコストの低減が得られる。本発明の図２の電子安定器
は、米国特許第５，０８４，６５３号の電子安定器のものより、縮小サイズ、従
って低コストの磁気部品を使用する。
【００３７】 本発明の好適実施例を図示し、説明したが、これは一例にすぎないこと明らか
である。当業者であれば、本発明の範囲内において種々の変形や変更や置換が可
能である。従って、縦続請求項はこのようなすべての実施例を本発明の範囲に含
むものとしてカバーするものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２段装置の出力段に絶縁変成器を使用する従来の高周波数電子安定器
の全体の回路構成を示す図である。
【図２】 単一の一体化変成器−インダクタ部品を具えるＳＥＰＩＣコンバータ
入力段を使用する本発明の電子安定器の好適例を示す構成図である。
【図３】 ａ−ｈは本発明の良好な理解のために有用な波形を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アダン ヘルナンデス オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 3K072 AB02 AC11 BA05 BB01 BB10 CA11 CA16 DD04 DE02 DE04 DE05 EA07 FA02 FA05 GA02 GB03 GB12 GC04 HA10

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 １つ以上の放電ランプ用の高周波数電子安定器回路であって、 電子安定器回路用の低周波数供給電圧源に接続するための第１及び第２入力端
    子と、 前記入力端子に結合され、低周波数供給電圧を整流する整流手段と、 前記整流手段の出力端子に結合された入力段と、 出力段とを具え、 前記入力段は、 トランジスタスイッチと、 一次巻線、二次巻線及びインダクタを有する変成器−インダクタと、 キャパシタと、 整流器と、 蓄積キャパシタと、 高周波数コンバータ回路を形成するべく前記インダクタ、前記キャパシタ、前
    記変成器の一次巻線及び前記トランジスタスイッチを前記整流手段の出力端子に
    接続する第１接続手段と、 高周波数スイッチング信号を前記変成器−インダクタから導出される少なくと
    も第１及び第２の制御信号の関数として前記トランジスタスイッチに供給する制
    御回路と、 前記整流器と前記蓄積キャパシタを前記変成器の二次巻線に接続する第２接続
    手段とを具え、 前記出力段は、 ＬＣ共振回路を含むＤＣ/ＡＣインバータ回路と、 少なくとも１つの放電ランプのための接続端子とを具えることを特徴とする高
    周波数電子安定器回路。
  2. 【請求項２】 前記制御回路は前記入力段を臨界導通モードで動作させることを
    特徴とする請求項１記載の高周波数電子安定器回路。
  3. 【請求項３】 前記変成器−インダクタは更に前記第１制御信号を前記制御回路
    の第１制御入力端子に供給する制御巻線を具え、これにより前記制御回路が前記
    第１制御信号に応答して、前記インダクタの電流が零値になるときに前記トラン
    ジスタスイッチをターンオンさせることを特徴とする請求項２記載の高周波数電
    子安定器回路。
  4. 【請求項４】 前記制御回路はその第１制御入力端子に前記第１制御信号を受信
    し、この制御信号に応答して前記トランジスタスイッチを、前記インダクタの電
    流が零値になるときにターンオンさせることを特徴とする請求項１記載の高周波
    数電子安定器回路。
  5. 【請求項５】 前記制御回路は更に前記トランジスタスイッチを流れる電流によ
    り決まる第３制御信号に応答して、前記トランジスタスイッチのための高周波数
    スイッチング信号を生成することを特徴とする請求項１記載の高周波数電子安定
    器回路。
  6. 【請求項６】 前記第１接続手段は前記インダクタ、前記キャパシタ及び前記変
    成器の一次巻線を前記整流手段の出力端子間に直列に接続するとともに、前記ト
    ランジスタスイッチを前記インダクタと前記キャパシタとの間の接続点と前記整
    流手段の出力端子との間に接続することを特徴とする請求項１記載の高周波数電
    子安定器回路。
  7. 【請求項７】 前記変成器−インダクタは、前記インダクタと前記変成器の一次
    及び二次巻線と前記制御回路のための制御巻線のすべてを共通の磁気コア上に設
    けてなる単一の一体化磁気部品を構成することを特徴とする請求項１記載の高周
    波数電子安定器回路。
  8. 【請求項８】 前記ＤＣ−ＡＣインバータ回路は前記蓄積キャパシタの両端間に
    直列に接続された第２及び第３トランジスタスイッチを具え、 前記ＬＣ共振回路は前記第３トランジスタスイッチの両端間に直列に接続され
    た共振インダクタ及び共振キャパシタを含み、 前記第２及び第３トランジスタスイッチのスイッチングを前記共振キャパシタ
    の両端間の電圧及び前記第３トランジスタスイッチを流れる電流により決まる第
    ３及び第４制御信号に応答して制御する高電圧制御回路を具えることを特徴とす
    る請求項７記載の高周波数電子安定器回路。
  9. 【請求項９】 前記第１及び第２入力端子が電子安定器回路用に低周波数全波整
    流正弦波状供給電流を供給し、前記インダクタが前記第２制御信号を前記制御回
    路の第２入力端子に供給し、これにより前記制御回路が前記トランジスタスイッ
    チを、前記インダクタを流れる電流の大きさが前記入力端子における低周波数供
    給電流の大きさに等しいときにカットオフさせることを特徴とする請求項１記載
    の高周波数電子安定器回路。
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