JP2003264527A - Ofdm用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ofdm用受信装置 - Google Patents
Ofdm用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ofdm用受信装置Info
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- JP2003264527A JP2003264527A JP2002066657A JP2002066657A JP2003264527A JP 2003264527 A JP2003264527 A JP 2003264527A JP 2002066657 A JP2002066657 A JP 2002066657A JP 2002066657 A JP2002066657 A JP 2002066657A JP 2003264527 A JP2003264527 A JP 2003264527A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 固定パイロットの存在しないセグメント方式
のOFDM規格において、受信信号に含まれる狭帯域の
周波数誤差を検出することを課題とする。 【解決手段】 A/D変換後のOFDM受信信号から1
シンボル分の信号が狭帯域周波数同期回路12に入力さ
れる。信号抽出器121において1シンボルの信号から
ガードインターバル内の後半分の信号と、当該信号のコ
ピー元の信号とが抽出される。次に、コピー元の信号は
変換器122において複素共役値が求められ、この複素
共役値と対応するガードインターバル内の信号とが、そ
れぞれ乗算器123において乗算される。各乗算結果は
加算された後、平均値が求められ、この平均値の位相か
ら狭帯域周波数誤差が検出される。
のOFDM規格において、受信信号に含まれる狭帯域の
周波数誤差を検出することを課題とする。 【解決手段】 A/D変換後のOFDM受信信号から1
シンボル分の信号が狭帯域周波数同期回路12に入力さ
れる。信号抽出器121において1シンボルの信号から
ガードインターバル内の後半分の信号と、当該信号のコ
ピー元の信号とが抽出される。次に、コピー元の信号は
変換器122において複素共役値が求められ、この複素
共役値と対応するガードインターバル内の信号とが、そ
れぞれ乗算器123において乗算される。各乗算結果は
加算された後、平均値が求められ、この平均値の位相か
ら狭帯域周波数誤差が検出される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、OFDM地上波デ
ジタルテレビ放送受信機用LSI開発における狭帯域周
波数誤差検出アルゴリズムに関する。
ジタルテレビ放送受信機用LSI開発における狭帯域周
波数誤差検出アルゴリズムに関する。
【0002】
【発明の背景】<1.OFDM伝送の概略>地上波デジ
タル放送の送信方式として、或る帯域内に、互いに直交
する数百〜数千の多数の搬送波(サブキャリア)を多重
伝送するOFDM方式が日本や欧州などで採用されてい
る。「サブキャリアが互いに直交する」とは、任意のサ
ブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキ
ャリアのスペクトラムのゼロ点と一致している状態を意
味する。このようなOFDM方式は、周波数利用効率が
非常に高く、移動受信時に生じるフェージング妨害に強
いという利点をもつ。また、OFDM方式は、電波が高
層ビルや山などの障害物で反射し、複数経路から遅延し
て受信機に到達するというマルチパス現象の影響を受け
にくいという利点をもつ。
タル放送の送信方式として、或る帯域内に、互いに直交
する数百〜数千の多数の搬送波(サブキャリア)を多重
伝送するOFDM方式が日本や欧州などで採用されてい
る。「サブキャリアが互いに直交する」とは、任意のサ
ブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキ
ャリアのスペクトラムのゼロ点と一致している状態を意
味する。このようなOFDM方式は、周波数利用効率が
非常に高く、移動受信時に生じるフェージング妨害に強
いという利点をもつ。また、OFDM方式は、電波が高
層ビルや山などの障害物で反射し、複数経路から遅延し
て受信機に到達するというマルチパス現象の影響を受け
にくいという利点をもつ。
【0003】このようなOFDM方式は、地上波デジタ
ル放送のみならず、電話線や電力線を利用した有線通
信、無線LAN(Local Area Network)などの無線通信
などで採用されつつある。
ル放送のみならず、電話線や電力線を利用した有線通
信、無線LAN(Local Area Network)などの無線通信
などで採用されつつある。
【0004】図4に示すように、OFDM方式で変調さ
れたシンボル信号は、データや制御信号などを含む有効
シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的のガー
ドインターバルとから構成されている。ガードインター
バルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有
効シンボルの末尾部分のコピーである。ここで、ガード
インターバルの先頭側とは、時間的な先頭側を意味する
ものであり、図4について言えば、図の左側が先頭側で
ある。
れたシンボル信号は、データや制御信号などを含む有効
シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的のガー
ドインターバルとから構成されている。ガードインター
バルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有
効シンボルの末尾部分のコピーである。ここで、ガード
インターバルの先頭側とは、時間的な先頭側を意味する
ものであり、図4について言えば、図の左側が先頭側で
ある。
【0005】マルチパスによる反射波の遅延時間がガー
ドインターバル期間Tg以内であれば、シンボル間干渉
(ISI)の影響の無い完全な1シンボル分のデータを
取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル
期間Tgは、有効シンボル期間Tuの1/4,1/8,
1/16,1/32の何れかに設定される。
ドインターバル期間Tg以内であれば、シンボル間干渉
(ISI)の影響の無い完全な1シンボル分のデータを
取り出すことができる。尚、通常、ガードインターバル
期間Tgは、有効シンボル期間Tuの1/4,1/8,
1/16,1/32の何れかに設定される。
【0006】このような特徴をもつOFDM伝送におい
て、OFDM伝送の送信データは、送信装置側でIDF
T(逆フーリエ変換)されることによりOFDMシンボ
ルとなる。そして、このOFDMシンボルをD/A変換
することによりアナログのOFDMシンボルが受信装置
側に伝送されるのである。
て、OFDM伝送の送信データは、送信装置側でIDF
T(逆フーリエ変換)されることによりOFDMシンボ
ルとなる。そして、このOFDMシンボルをD/A変換
することによりアナログのOFDMシンボルが受信装置
側に伝送されるのである。
【0007】ここで、送信データをx(k)(k=0,
1,・・・N−1)とする。送信データx(k)は、I
DFT(逆フーリエ変換)により変調されると数1式で
示されるようなOFDMシンボル信号X(n)になる。
1,・・・N−1)とする。送信データx(k)は、I
DFT(逆フーリエ変換)により変調されると数1式で
示されるようなOFDMシンボル信号X(n)になる。
【0008】
【数1】
【0009】ただし、数1式において、kはキャリア番
号、Nは全キャリア数、nは時間方向の離散的なインデ
ックスである。ここで、サンプリング時間間隔をTとす
ると、時間tに対して数2式の関係となる。
号、Nは全キャリア数、nは時間方向の離散的なインデ
ックスである。ここで、サンプリング時間間隔をTとす
ると、時間tに対して数2式の関係となる。
【0010】
【数2】
【0011】したがって、数1式で示されるOFDMシ
ンボル信号X(n)を、サンプリング時間間隔TでD/
A変換することにより数3式で示されるアナログのOF
DMシンボル信号X(t)となる。
ンボル信号X(n)を、サンプリング時間間隔TでD/
A変換することにより数3式で示されるアナログのOF
DMシンボル信号X(t)となる。
【0012】
【数3】
【0013】数3式中のf0は数4式で示すようにシン
ボル期間NTの逆数、つまり、サブキャリア間隔を示
す。
ボル期間NTの逆数、つまり、サブキャリア間隔を示
す。
【0014】
【数4】
【0015】伝送路において周波数誤差が発生した場合
には、数3式で示される送信信号は、数5式で示すXr
(t)となる。周波数誤差は伝送路のドップラーエフェ
クトや受信側チューナーの誤差などが原因で発生する。
なお、狭帯域周波数誤差とはサブキャリア間隔内の比較
的に小さな周波数誤差のことである。
には、数3式で示される送信信号は、数5式で示すXr
(t)となる。周波数誤差は伝送路のドップラーエフェ
クトや受信側チューナーの誤差などが原因で発生する。
なお、狭帯域周波数誤差とはサブキャリア間隔内の比較
的に小さな周波数誤差のことである。
【0016】
【数5】
【0017】数5式においてΔfはアナログ周波数誤差
を示している。数5式で示される周波数誤差が生じてい
る受信信号をA/D変換することによりデジタル信号に
変換すると、数6式で示される受信信号Xr(n)とな
る。
を示している。数5式で示される周波数誤差が生じてい
る受信信号をA/D変換することによりデジタル信号に
変換すると、数6式で示される受信信号Xr(n)とな
る。
【0018】
【数6】
【0019】ここでは、アナログ周波数Δfがサブキャ
リア間隔f0より小さい周波数である場合、つまり、狭
帯域の周波数誤差である場合に着目するので、数7式の
ようにΔkを定義することができる。
リア間隔f0より小さい周波数である場合、つまり、狭
帯域の周波数誤差である場合に着目するので、数7式の
ようにΔkを定義することができる。
【0020】
【数7】
【0021】したがって、数7式を用いることにより、
数6式の受信信号Xr(n)は、数8式のように変形す
ることができる。
数6式の受信信号Xr(n)は、数8式のように変形す
ることができる。
【0022】
【数8】
【0023】このような狭帯域周波数誤差の発生してい
る受信信号Xr(n)に対し、FFT変換により変調さ
れた信号を復元しようとすると、数9式のようになる。
る受信信号Xr(n)に対し、FFT変換により変調さ
れた信号を復元しようとすると、数9式のようになる。
【0024】
【数9】
【0025】数9式中、右辺第一項は希望信号、第二項
はICI(Inter-Channel Interface)である。希望信
号においても振幅の減衰と位相の回転が発生しているこ
とがわかる。実用基準としては、Δk<1%が要求され
ているが、実際の狭帯域周波数誤差は30%にも達する
ことがあるので、このような周波数誤差は検出する必要
があり、補正によって1%以下に抑える必要がある。
はICI(Inter-Channel Interface)である。希望信
号においても振幅の減衰と位相の回転が発生しているこ
とがわかる。実用基準としては、Δk<1%が要求され
ているが、実際の狭帯域周波数誤差は30%にも達する
ことがあるので、このような周波数誤差は検出する必要
があり、補正によって1%以下に抑える必要がある。
【0026】
【発明が解決しようとする課題】このように、狭帯域の
周波数誤差は検出および補正する必要があるが、ヨーロ
ッパ規格においては、CP(パイロット信号)の位相か
ら周波数誤差を検出することが可能である。しかし、日
本規格においては、その方法は使えない。その理由は下
記の2点である。
周波数誤差は検出および補正する必要があるが、ヨーロ
ッパ規格においては、CP(パイロット信号)の位相か
ら周波数誤差を検出することが可能である。しかし、日
本規格においては、その方法は使えない。その理由は下
記の2点である。
【0027】(1)日本規格はセグメント構造となって
いるため、ヨーロッパ規格と異なり挿入位置の固定され
たパイロット信号が存在しない。図5は、伝送スペクト
ル上のOFDMフォーマットを示す図である。このよう
に、日本規格のOFDMフォーマットは、1シンボル信
号が13セグメントで構成され、さらに、セグメントは
差動変調セグメントと同期変調セグメントの2種類で構
成されており、セグメントの種類によってパイロットの
配置が異なるからである。
いるため、ヨーロッパ規格と異なり挿入位置の固定され
たパイロット信号が存在しない。図5は、伝送スペクト
ル上のOFDMフォーマットを示す図である。このよう
に、日本規格のOFDMフォーマットは、1シンボル信
号が13セグメントで構成され、さらに、セグメントは
差動変調セグメントと同期変調セグメントの2種類で構
成されており、セグメントの種類によってパイロットの
配置が異なるからである。
【0028】(2)CPなどのパイロット信号の位相に
は、A/D誤差も含まれる。ヨーロッパ規格のOFDM
においては、挿入されるCPの配置の対称性を利用し
て、A/D誤差成分を消去することが可能であるが、日
本規格では対称的に配置されるパイロットが存在しない
ので、A/D誤差を除去することができない。
は、A/D誤差も含まれる。ヨーロッパ規格のOFDM
においては、挿入されるCPの配置の対称性を利用し
て、A/D誤差成分を消去することが可能であるが、日
本規格では対称的に配置されるパイロットが存在しない
ので、A/D誤差を除去することができない。
【0029】そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本
規格のOFDM伝送において狭帯域周波数誤差を検出す
るアルゴリズムを提供することを目的とする。
規格のOFDM伝送において狭帯域周波数誤差を検出す
るアルゴリズムを提供することを目的とする。
【0030】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項1記載の発明は、受信したOFDM(直交周
波数多重分割)信号からサブキャリア間隔を超えない狭
帯域の周波数誤差を検出する装置であって、a)OFDM
受信信号から1シンボル分の信号を取得するシンボル信
号取得手段と、b)取得した1シンボルの信号の中から、
ガードインターバル内の信号(以下、第1の信号とす
る)と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内
の信号(以下、第2の信号とする)とを抽出する信号抽
出手段と、c)前記信号抽出手段により抽出した前記第1
および第2の信号のうち一方の信号の複素共役値と他の
信号の信号値とを乗算する乗算手段と、d)前記乗算手段
によって算出された乗算値の位相から前記狭帯域の周波
数誤差を取得する手段と、を備えることを特徴とする。
め、請求項1記載の発明は、受信したOFDM(直交周
波数多重分割)信号からサブキャリア間隔を超えない狭
帯域の周波数誤差を検出する装置であって、a)OFDM
受信信号から1シンボル分の信号を取得するシンボル信
号取得手段と、b)取得した1シンボルの信号の中から、
ガードインターバル内の信号(以下、第1の信号とす
る)と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内
の信号(以下、第2の信号とする)とを抽出する信号抽
出手段と、c)前記信号抽出手段により抽出した前記第1
および第2の信号のうち一方の信号の複素共役値と他の
信号の信号値とを乗算する乗算手段と、d)前記乗算手段
によって算出された乗算値の位相から前記狭帯域の周波
数誤差を取得する手段と、を備えることを特徴とする。
【0031】請求項2記載の発明は、受信したOFDM
(直交周波数多重分割)信号から狭帯域の周波数誤差を
検出する装置であって、a)OFDM受信信号から1シン
ボル分の信号を取得するシンボル信号取得手段と、b)ガ
ードインターバル内の信号(以下、第1の信号とする)
と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内の信
号(以下、第2の信号とする)とを1つの信号セットと
して、前記シンボル信号取得手段が取得した1シンボル
の信号の中から複数の信号セットを抽出する信号抽出手
段と、c)前記信号抽出手段により抽出した各信号セット
について、前記第1および第2の信号のうち一方の信号
の複素共役値と他の信号の信号値とを乗算する乗算手段
と、d)前記乗算手段によって算出された各信号セットに
ついての乗算値から平均乗算値を算出する手段と、e)前
記平均乗算値の位相から周波数誤差を検出する手段と、
を備えることを特徴とする。
(直交周波数多重分割)信号から狭帯域の周波数誤差を
検出する装置であって、a)OFDM受信信号から1シン
ボル分の信号を取得するシンボル信号取得手段と、b)ガ
ードインターバル内の信号(以下、第1の信号とする)
と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内の信
号(以下、第2の信号とする)とを1つの信号セットと
して、前記シンボル信号取得手段が取得した1シンボル
の信号の中から複数の信号セットを抽出する信号抽出手
段と、c)前記信号抽出手段により抽出した各信号セット
について、前記第1および第2の信号のうち一方の信号
の複素共役値と他の信号の信号値とを乗算する乗算手段
と、d)前記乗算手段によって算出された各信号セットに
ついての乗算値から平均乗算値を算出する手段と、e)前
記平均乗算値の位相から周波数誤差を検出する手段と、
を備えることを特徴とする。
【0032】請求項3記載の発明は、請求項1または請
求項2に記載のOFDM用周波数誤差検出装置におい
て、前記シンボル信号取得手段は、FFT変換される前
のOFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する
ことを特徴とする。
求項2に記載のOFDM用周波数誤差検出装置におい
て、前記シンボル信号取得手段は、FFT変換される前
のOFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する
ことを特徴とする。
【0033】請求項4記載の発明は、請求項1ないし請
求項3のいずれかに記載のOFDM用周波数誤差検出装
置において、前記信号抽出手段は、b-1)前記ガードイン
ターバル内の先頭側の所定領域を除いた領域から前記第
1の信号を抽出する手段、を含むことを特徴とする。
求項3のいずれかに記載のOFDM用周波数誤差検出装
置において、前記信号抽出手段は、b-1)前記ガードイン
ターバル内の先頭側の所定領域を除いた領域から前記第
1の信号を抽出する手段、を含むことを特徴とする。
【0034】請求項5記載の発明は、請求項4に記載の
OFDM用周波数誤差検出装置において、前記所定領域
は、前記ガードインターバル内の先頭側半分の領域であ
り、前記信号抽出手段は、前記ガードインターバル内の
後側半部の信号を抽出することを特徴とする。
OFDM用周波数誤差検出装置において、前記所定領域
は、前記ガードインターバル内の先頭側半分の領域であ
り、前記信号抽出手段は、前記ガードインターバル内の
後側半部の信号を抽出することを特徴とする。
【0035】請求項6記載の発明は、請求項1ないし請
求項5のいずれかに記載のOFDM用周波数誤差検出装
置において、前記OFDM受信信号は、セグメント方式
のOFDM規格に従って伝送された信号であることを特
徴とする。
求項5のいずれかに記載のOFDM用周波数誤差検出装
置において、前記OFDM受信信号は、セグメント方式
のOFDM規格に従って伝送された信号であることを特
徴とする。
【0036】請求項7記載の発明は、受信したOFDM
(直交周波数多重分割)信号からサブキャリア間隔を超
えない狭帯域の周波数誤差を検出する方法であって、a)
OFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する工
程と、b)ガードインターバル内の信号(以下、第1の信
号とする)と、当該第1の信号の複製元である有効シン
ボル内の信号(以下、第2の信号とする)とを1つの信
号セットとして、前記工程a)において取得した1シンボ
ルの信号の中から複数の信号セットを抽出する工程と、
c)前記工程b)において抽出した各信号セットについて、
前記第1および第2の信号のうち一方の信号の複素共役
値と他の信号の信号値とを乗算する工程と、d)前記工程
c)において算出された各信号セットについての乗算値か
ら平均乗算値を算出する工程と、e)前記平均乗算値の位
相から狭帯域の周波数誤差を検出する工程と、を備える
ことを特徴とする。
(直交周波数多重分割)信号からサブキャリア間隔を超
えない狭帯域の周波数誤差を検出する方法であって、a)
OFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する工
程と、b)ガードインターバル内の信号(以下、第1の信
号とする)と、当該第1の信号の複製元である有効シン
ボル内の信号(以下、第2の信号とする)とを1つの信
号セットとして、前記工程a)において取得した1シンボ
ルの信号の中から複数の信号セットを抽出する工程と、
c)前記工程b)において抽出した各信号セットについて、
前記第1および第2の信号のうち一方の信号の複素共役
値と他の信号の信号値とを乗算する工程と、d)前記工程
c)において算出された各信号セットについての乗算値か
ら平均乗算値を算出する工程と、e)前記平均乗算値の位
相から狭帯域の周波数誤差を検出する工程と、を備える
ことを特徴とする。
【0037】請求項8記載の発明は、セグメント方式の
OFDM(直交周波数多重分割)伝送における受信装置
であって、請求項1ないし請求項6のいずれかに記載の
OFDM用周波数誤差検出装置と、前記OFDM用周波
数誤差検出装置による狭帯域の周波数誤差の検出結果に
基づいてOFDM受信信号の周波数誤差を補正する手段
と、を備えることを特徴とする。
OFDM(直交周波数多重分割)伝送における受信装置
であって、請求項1ないし請求項6のいずれかに記載の
OFDM用周波数誤差検出装置と、前記OFDM用周波
数誤差検出装置による狭帯域の周波数誤差の検出結果に
基づいてOFDM受信信号の周波数誤差を補正する手段
と、を備えることを特徴とする。
【0038】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ本発明の
実施の形態について説明する。
実施の形態について説明する。
【0039】{1.OFDM用復調装置の全体構成}図
1は、本発明の実施の形態に係るOFDM用復調装置の
概略構成図である。OFDM用送信装置(図示せず)か
ら送信されたRF(Radio Frequency)信号1は伝送路
を通って受信アンテナ2で受信された後、フロントエン
ド処理部3において受信される。フロントエンド処理部
3は、RF信号1をIF(Intermediate Frequency)信
号に周波数変換するチューナー、BPF(バンドパスフ
ィルタ)、搬送波発振器から供給される信号と乗算する
ミキサー、LPF(ローパスフィルタ)などを含んでい
る。フロントエンド処理部3から出力された信号は、A
/D変換器4に入力される。
1は、本発明の実施の形態に係るOFDM用復調装置の
概略構成図である。OFDM用送信装置(図示せず)か
ら送信されたRF(Radio Frequency)信号1は伝送路
を通って受信アンテナ2で受信された後、フロントエン
ド処理部3において受信される。フロントエンド処理部
3は、RF信号1をIF(Intermediate Frequency)信
号に周波数変換するチューナー、BPF(バンドパスフ
ィルタ)、搬送波発振器から供給される信号と乗算する
ミキサー、LPF(ローパスフィルタ)などを含んでい
る。フロントエンド処理部3から出力された信号は、A
/D変換器4に入力される。
【0040】A/D変換器4は入力信号を所定のサンプ
リング周波数でデジタル信号に変換する。デジタル信号
に変換されたOFDM信号はミキサー5、リサンプラー
6を経由して直並列変換器7に出力する。
リング周波数でデジタル信号に変換する。デジタル信号
に変換されたOFDM信号はミキサー5、リサンプラー
6を経由して直並列変換器7に出力する。
【0041】具体的には、A/D変換器4から出力され
たOFDM信号は、ミキサー5で広帯域および狭帯域の
周波数誤差などの補正を施される。次いで、リサンプラ
ー6で信号レートを調整された後、直並列変換器7に出
力される。
たOFDM信号は、ミキサー5で広帯域および狭帯域の
周波数誤差などの補正を施される。次いで、リサンプラ
ー6で信号レートを調整された後、直並列変換器7に出
力される。
【0042】リサンプラー6は、入力信号に対して補間
(interpolation)処理とデシメーション(decimatio
n)処理とを行うポリフェーズフィルター(polyphase f
ilter)である。後述するFFT(高速フーリエ変換)
演算器8で使用されるFFTのサンプリング周波数とA
/D変換器4におけるA/D変換のサンプリング周波数
とは異なるため、リサンプラー6は、A/D変換とFF
Tの両者のサンプリング周波数の不一致を調整する機能
を有している。
(interpolation)処理とデシメーション(decimatio
n)処理とを行うポリフェーズフィルター(polyphase f
ilter)である。後述するFFT(高速フーリエ変換)
演算器8で使用されるFFTのサンプリング周波数とA
/D変換器4におけるA/D変換のサンプリング周波数
とは異なるため、リサンプラー6は、A/D変換とFF
Tの両者のサンプリング周波数の不一致を調整する機能
を有している。
【0043】また、リサンプラー6において、送信側の
FFTサンプリング周波数と受信側のFFTサンプリン
グ周波数を一致させるための機能、つまり、サンプリン
グ誤差(もしくはA/D誤差)を解消するための機能を
有している。
FFTサンプリング周波数と受信側のFFTサンプリン
グ周波数を一致させるための機能、つまり、サンプリン
グ誤差(もしくはA/D誤差)を解消するための機能を
有している。
【0044】一方、シンボル同期回路13は、リサンプ
ラー6からシリアルに入力するシンボル信号の時間的な
ズレを検出し、その検出信号を直並列変換器7に出力す
る。
ラー6からシリアルに入力するシンボル信号の時間的な
ズレを検出し、その検出信号を直並列変換器7に出力す
る。
【0045】直並列変換器7は、入力するシンボル信号
をバッファリングしつつ、検出信号を利用してFFT窓
に合わせてパラレル信号に変換し、FFT演算器8に出
力する。ここで、FFT窓とはFFT演算器8で信号を
取り込む時間領域を意味する。
をバッファリングしつつ、検出信号を利用してFFT窓
に合わせてパラレル信号に変換し、FFT演算器8に出
力する。ここで、FFT窓とはFFT演算器8で信号を
取り込む時間領域を意味する。
【0046】FFT演算器8は、入力するN点のシンボ
ル信号に対して高速フーリエ変換を施すことで、周波数
領域のN個のOFDM復調信号を並列に出力する。
ル信号に対して高速フーリエ変換を施すことで、周波数
領域のN個のOFDM復調信号を並列に出力する。
【0047】また、広帯域周波数同期回路11は、FF
T演算器8から出力されたOFDM復調信号の周波数成
分に基づいて、広帯域の周波数誤差を検出する。ここ
で、広帯域の周波数誤差とは、サブキャリア間隔を超え
る大きな周波数誤差である。そして、広帯域周波数誤差
の検出信号はミキサー5に出力され、周波数補正が行わ
れる。
T演算器8から出力されたOFDM復調信号の周波数成
分に基づいて、広帯域の周波数誤差を検出する。ここ
で、広帯域の周波数誤差とは、サブキャリア間隔を超え
る大きな周波数誤差である。そして、広帯域周波数誤差
の検出信号はミキサー5に出力され、周波数補正が行わ
れる。
【0048】そして、本発明の主要部である狭帯域周波
数同期回路12は、直並列変換器7から出力されたシン
ボル信号に基づいて、狭帯域の周波数誤差を検出する。
ここで、前述したように、狭帯域の周波数誤差とは、サ
ブキャリア間隔内の比較的小さい周波数誤差である。そ
して、狭帯域周波数誤差の検出信号はミキサー5に出力
され、周波数補正が行われる。狭帯域周波数同期回路1
2の処理内容については、後述する。
数同期回路12は、直並列変換器7から出力されたシン
ボル信号に基づいて、狭帯域の周波数誤差を検出する。
ここで、前述したように、狭帯域の周波数誤差とは、サ
ブキャリア間隔内の比較的小さい周波数誤差である。そ
して、狭帯域周波数誤差の検出信号はミキサー5に出力
され、周波数補正が行われる。狭帯域周波数同期回路1
2の処理内容については、後述する。
【0049】A/D同期回路14は、A/D変換器4に
おけるA/D変換誤差(つまり、送信側とのサンプリン
グ誤差)を検出する機能を有する。A/D変換誤差の検
出信号はリサンプラー6に出力される。そして、前述の
如く、リサンプラー6は、A/D同期回路14から入力
する検出信号を用いて、A/D変換誤差の補正処理を行
う。
おけるA/D変換誤差(つまり、送信側とのサンプリン
グ誤差)を検出する機能を有する。A/D変換誤差の検
出信号はリサンプラー6に出力される。そして、前述の
如く、リサンプラー6は、A/D同期回路14から入力
する検出信号を用いて、A/D変換誤差の補正処理を行
う。
【0050】A/D変換器4におけるサンプリング周波
数を直接調整することで、A/D同期処理を行うことも
可能ではあるが、かかる場合には、回路構成が複雑にな
り、サンプリング周波数が比較的高いためノイズが混入
し易く、コストが多大になり易いという問題点がある。
これに対し、リサンプラー6は、A/D変換誤差をデジ
タル信号処理で補正でき、回路構成を簡素化できるとい
う利点をもつ。
数を直接調整することで、A/D同期処理を行うことも
可能ではあるが、かかる場合には、回路構成が複雑にな
り、サンプリング周波数が比較的高いためノイズが混入
し易く、コストが多大になり易いという問題点がある。
これに対し、リサンプラー6は、A/D変換誤差をデジ
タル信号処理で補正でき、回路構成を簡素化できるとい
う利点をもつ。
【0051】次いで、OFDM復調信号はフレーム同期
回路9に出力される。フレーム同期回路9においては、
204シンボル信号を1処理ブロックとするフレームの
先頭を探し出した後、等化器10において、このOFD
M復調信号は、OFDM復調信号に埋め込まれたパイロ
ット信号に基づいて等化処理を施された後出力される。
回路9に出力される。フレーム同期回路9においては、
204シンボル信号を1処理ブロックとするフレームの
先頭を探し出した後、等化器10において、このOFD
M復調信号は、OFDM復調信号に埋め込まれたパイロ
ット信号に基づいて等化処理を施された後出力される。
【0052】また、FFT窓調整部15は、フレーム同
期回路9から出力されるSP(Scattered Pilot)信号
に基づいてFFT窓位置のずれを検出し、検出信号をF
FT演算器8に出力する。FFT演算器8では、この検
出信号をもとにFFT窓位置を微調整する。
期回路9から出力されるSP(Scattered Pilot)信号
に基づいてFFT窓位置のずれを検出し、検出信号をF
FT演算器8に出力する。FFT演算器8では、この検
出信号をもとにFFT窓位置を微調整する。
【0053】{2.本発明における狭帯域周波数誤差検
出の理論}次に、本発明において採用する日本規格のO
FDM伝送において適用可能な狭帯域周波数誤差の検出
理論について説明する。狭帯域周波数誤差が発生してい
る場合、受信側でFFT変換する前の信号は数8式のよ
うに表された。
出の理論}次に、本発明において採用する日本規格のO
FDM伝送において適用可能な狭帯域周波数誤差の検出
理論について説明する。狭帯域周波数誤差が発生してい
る場合、受信側でFFT変換する前の信号は数8式のよ
うに表された。
【0054】そこで、数8式を数10式のように変形す
る。
る。
【0055】
【数10】
【0056】つまり、狭帯域周波数誤差が発生している
場合では受信した信号X(n)に付加位相がついてい
る。その付加位相を取り除くために、ガードインターバ
ルの周期性を利用する。
場合では受信した信号X(n)に付加位相がついてい
る。その付加位相を取り除くために、ガードインターバ
ルの周期性を利用する。
【0057】X(n)をガードインターバル内のデータ
としたら、X(n+N)はそのコピー元の信号であるた
め、X(n)=X(n+N)が成り立つ。従って、狭帯
域周波数誤差のみが発生している場合では数11式が成
り立つ。
としたら、X(n+N)はそのコピー元の信号であるた
め、X(n)=X(n+N)が成り立つ。従って、狭帯
域周波数誤差のみが発生している場合では数11式が成
り立つ。
【0058】
【数11】
【0059】このように、受信側でFFT変換する直前
のガードインターバル内の信号とコピー元の信号との複
素共役積をとることにより、狭帯域周波数誤差Δkを検
出することが可能となるのである。
のガードインターバル内の信号とコピー元の信号との複
素共役積をとることにより、狭帯域周波数誤差Δkを検
出することが可能となるのである。
【0060】ただし、実際の信号にはノイズが含まれ
る。つまり、数10式は数12式のように表される。
る。つまり、数10式は数12式のように表される。
【0061】
【数12】
【0062】数12式中、ν(n)はホワイトノイズであ
る。ノイズのある場合は数11式は数13式で表され
る。
る。ノイズのある場合は数11式は数13式で表され
る。
【0063】
【数13】
【0064】ν(n)はホワイトノイズであり、しかも信
号と無相関なので、数13式に対し、平均Eを求めるこ
とによって、右辺の右の3項を消去することができる。
つまり、数14式のように表される。
号と無相関なので、数13式に対し、平均Eを求めるこ
とによって、右辺の右の3項を消去することができる。
つまり、数14式のように表される。
【0065】
【数14】
【0066】このように信号にノイズが含まれている場
合であっても、狭帯域周波数誤差は簡単に検出すること
ができる。ガードインターバル内の信号を利用して狭帯
域周波数誤差を検出する方法のメリットは下記の2点で
まとめられる。
合であっても、狭帯域周波数誤差は簡単に検出すること
ができる。ガードインターバル内の信号を利用して狭帯
域周波数誤差を検出する方法のメリットは下記の2点で
まとめられる。
【0067】(1)精度が高いというメリットがある。
FFT変換する前の信号は、数11式と数12式から分
かるように、受けた外乱は主にホワイトノイズで、その
ノイズの影響は平均によって容易に除去される。A/D
誤差も発生しているが、1シンボル内の信号しか扱わな
いので、その影響は無視できる。
FFT変換する前の信号は、数11式と数12式から分
かるように、受けた外乱は主にホワイトノイズで、その
ノイズの影響は平均によって容易に除去される。A/D
誤差も発生しているが、1シンボル内の信号しか扱わな
いので、その影響は無視できる。
【0068】たとえば、Δk(狭帯域周波数誤差)=3
0%、SNR=5dB、DU=0dB、Doppler
shift=70Hz、A/D shift(A/D
誤差)=0.0001というかなり厳しい条件でシミュ
レーションを行ったところ、100回の検出平均値はΔ
k=30.03%となった。つまり、検出誤差の分散は
0.0087となり、高い精度で周波数誤差が検出可能
である。
0%、SNR=5dB、DU=0dB、Doppler
shift=70Hz、A/D shift(A/D
誤差)=0.0001というかなり厳しい条件でシミュ
レーションを行ったところ、100回の検出平均値はΔ
k=30.03%となった。つまり、検出誤差の分散は
0.0087となり、高い精度で周波数誤差が検出可能
である。
【0069】(2)狭帯域周波数誤差はICIを発生さ
せるので、FFT変換する前に、検出および補正を行っ
ておくことで、FFT変換後の同期誤差検出、例えば、
AC1,TMCC信号を利用した広帯域周波数誤差検出
や、A/D誤差の検出などにも都合がよい。
せるので、FFT変換する前に、検出および補正を行っ
ておくことで、FFT変換後の同期誤差検出、例えば、
AC1,TMCC信号を利用した広帯域周波数誤差検出
や、A/D誤差の検出などにも都合がよい。
【0070】{3.狭帯域周波数同期回路の構成}図2
は、実施の形態にかかる狭帯域周波数同期回路12のブ
ロック構成図である。狭帯域周波数同期回路12は、信
号抽出器121、複素信号をその共役複素信号に変換す
る変換器122、乗算器123、加算器124、平均値
算出器125、位相算出器126、除算器127とを備
えている。
は、実施の形態にかかる狭帯域周波数同期回路12のブ
ロック構成図である。狭帯域周波数同期回路12は、信
号抽出器121、複素信号をその共役複素信号に変換す
る変換器122、乗算器123、加算器124、平均値
算出器125、位相算出器126、除算器127とを備
えている。
【0071】直並列変換器7においてパラレルデータに
変換されたシンボル信号(OFDM受信信号)は、1シ
ンボルの信号群として並列的に狭帯域周波数同期回路1
2に入力される。この並列的に入力されるシンボル信号
は、狭帯域の周波数誤差、および、ホワイトノイズを含
む信号、つまり、数12式に示される信号である。
変換されたシンボル信号(OFDM受信信号)は、1シ
ンボルの信号群として並列的に狭帯域周波数同期回路1
2に入力される。この並列的に入力されるシンボル信号
は、狭帯域の周波数誤差、および、ホワイトノイズを含
む信号、つまり、数12式に示される信号である。
【0072】狭帯域周波数同期回路12に入力されたシ
ンボル信号は、有効シンボル長N、ガードインターバル
長(N/G)の信号である。ここで、Gは、ガードイン
ターバル係数であり、たとえば、4,8,16,32な
どの数字である。たとえば、ガードインターバル係数G
=4である場合には、有効シンボル長Nの4分の1の長
さのガードインターバルが付加されていることを意味し
ている。
ンボル信号は、有効シンボル長N、ガードインターバル
長(N/G)の信号である。ここで、Gは、ガードイン
ターバル係数であり、たとえば、4,8,16,32な
どの数字である。たとえば、ガードインターバル係数G
=4である場合には、有効シンボル長Nの4分の1の長
さのガードインターバルが付加されていることを意味し
ている。
【0073】したがって、並列的に狭帯域周波数同期回
路12に入力されたシンボル信号は、シンボル長{N+
(N/G)}の時間領域の信号であるが、信号抽出器1
21は、この{N+(N/G)}点のシンボル信号から
狭帯域周波数同期をとるために必要とする所定点の信号
を抽出するのである。
路12に入力されたシンボル信号は、シンボル長{N+
(N/G)}の時間領域の信号であるが、信号抽出器1
21は、この{N+(N/G)}点のシンボル信号から
狭帯域周波数同期をとるために必要とする所定点の信号
を抽出するのである。
【0074】本実施の形態においては、信号抽出器12
1は、{N+(N/G)}点のシンボル信号から、(N
/2G)点のガードインターバル内の受信信号と、それ
ら(N/2G)点のガードインターバル内の受信信号に
対応した有効シンボル内の末尾側の(N/2G)点の受
信信号とを抽出するようにしている。
1は、{N+(N/G)}点のシンボル信号から、(N
/2G)点のガードインターバル内の受信信号と、それ
ら(N/2G)点のガードインターバル内の受信信号に
対応した有効シンボル内の末尾側の(N/2G)点の受
信信号とを抽出するようにしている。
【0075】また、本実施の形態においては、抽出する
ガードインターバル内の受信信号は、先頭から(N/2
G)点の受信信号を除外し、後半の(N/2G)点の受
信信号を抽出するようにしている。
ガードインターバル内の受信信号は、先頭から(N/2
G)点の受信信号を除外し、後半の(N/2G)点の受
信信号を抽出するようにしている。
【0076】図3は、本実施の形態において、1シンボ
ル中から信号抽出器121によって抽出される信号の領
域を網掛けで図示している。図中に示された数字は、ガ
ードインターバルの先頭を1として受信信号に付したイ
ンデックスである。インデックスで表現すれば、信号抽
出器121によって抽出される信号は、インデックス
{(N/2G)+1} 〜(N/G) 、およ
び、インデックス{N+(N/2G)+1}〜{N+
(N/G)}、の合計(N/G)点の信号である。ここ
で、図に示すように、抽出した受信信号のうち、インデ
ックス{(N/2G)+1}〜(N/G)の受信信号を
A領域の信号、インデックス{N+(N/2G)+1}
〜{N+(N/G)}の受信信号をB領域の信号とす
る。
ル中から信号抽出器121によって抽出される信号の領
域を網掛けで図示している。図中に示された数字は、ガ
ードインターバルの先頭を1として受信信号に付したイ
ンデックスである。インデックスで表現すれば、信号抽
出器121によって抽出される信号は、インデックス
{(N/2G)+1} 〜(N/G) 、およ
び、インデックス{N+(N/2G)+1}〜{N+
(N/G)}、の合計(N/G)点の信号である。ここ
で、図に示すように、抽出した受信信号のうち、インデ
ックス{(N/2G)+1}〜(N/G)の受信信号を
A領域の信号、インデックス{N+(N/2G)+1}
〜{N+(N/G)}の受信信号をB領域の信号とす
る。
【0077】次に、信号抽出器121において抽出され
た受信信号のうち、B領域の受信信号は、それぞれ並列
配置された変換器122,122・・・に入力される。
ここで、図中、s(i)は各インデックスiに対応した
信号値を意味している。
た受信信号のうち、B領域の受信信号は、それぞれ並列
配置された変換器122,122・・・に入力される。
ここで、図中、s(i)は各インデックスiに対応した
信号値を意味している。
【0078】B領域の受信信号は、変換器122,12
2・・・において、並列的に、その複素共役信号に変換
されることになる。したがって、本実施の形態において
は、(N/2G)個の変換器122が存在することにな
る。
2・・・において、並列的に、その複素共役信号に変換
されることになる。したがって、本実施の形態において
は、(N/2G)個の変換器122が存在することにな
る。
【0079】そして、乗算器123,123・・・にお
いて、A領域の受信信号と、そのA領域の受信信号に対
応したB領域の複素共役信号とが、並列的に、乗算され
る。したがって、本実施の形態においては、(N/2
G)個の乗算器123が存在することになる。各乗算器
123の出力は、数13式で示した信号値に対応する。
なお、A領域の信号の複素共役信号を算出し、当該算出
値とB領域の信号値とを乗算する形態でもよい。
いて、A領域の受信信号と、そのA領域の受信信号に対
応したB領域の複素共役信号とが、並列的に、乗算され
る。したがって、本実施の形態においては、(N/2
G)個の乗算器123が存在することになる。各乗算器
123の出力は、数13式で示した信号値に対応する。
なお、A領域の信号の複素共役信号を算出し、当該算出
値とB領域の信号値とを乗算する形態でもよい。
【0080】このようにして、並列配置された各乗算器
123,123・・・において、A領域の受信信号とB
領域の複素共役信号との乗算結果が出力されると、これ
ら(N/2G)組みの出力が加算器124で加算され、
さらに、平均値算出器125において、(N/2G)で
除算され平均乗算結果が出力される。この平均乗算結果
は、数14式で示した信号値に対応する。
123,123・・・において、A領域の受信信号とB
領域の複素共役信号との乗算結果が出力されると、これ
ら(N/2G)組みの出力が加算器124で加算され、
さらに、平均値算出器125において、(N/2G)で
除算され平均乗算結果が出力される。この平均乗算結果
は、数14式で示した信号値に対応する。
【0081】そして、平均値算出器125から出力され
た平均乗算結果は、位相算出器126に入力され、その
位相値2πΔkが算出される。平均乗算結果の位相値が
算出されると、除算器127において、(−2π)で除
算されることにより、狭帯域周波数誤差Δkが検出され
るのである。
た平均乗算結果は、位相算出器126に入力され、その
位相値2πΔkが算出される。平均乗算結果の位相値が
算出されると、除算器127において、(−2π)で除
算されることにより、狭帯域周波数誤差Δkが検出され
るのである。
【0082】このように、本実施の形態にかかる狭帯域
周波数誤差の検出方法では、ガードインターバル内の信
号とそのコピー元である信号とを利用した簡易な演算処
理により、狭帯域周波数誤差を検出可能である。狭帯域
周波数同期回路12において検出された狭帯域周波数誤
差Δkは、ミキサー5に出力される。ミキサー5では、
この周波数誤差に応じて補正処理を行う。このようなフ
ィードバック処理を行うことにより、受信信号から狭帯
域の周波数誤差を除去することが可能である。
周波数誤差の検出方法では、ガードインターバル内の信
号とそのコピー元である信号とを利用した簡易な演算処
理により、狭帯域周波数誤差を検出可能である。狭帯域
周波数同期回路12において検出された狭帯域周波数誤
差Δkは、ミキサー5に出力される。ミキサー5では、
この周波数誤差に応じて補正処理を行う。このようなフ
ィードバック処理を行うことにより、受信信号から狭帯
域の周波数誤差を除去することが可能である。
【0083】上述したように、本実施の形態において
は、インデックス1〜(N/2G)の受信信号は抽出し
ていない。その理由としては、ガードインターバル内1
〜(N/2G)の信号、つまり、先頭側の信号はマルチ
パスの影響で反射波が入っている可能性が高いためであ
る。したがって、当該部分を抽出領域から除くことによ
り検出精度の向上が図られている。
は、インデックス1〜(N/2G)の受信信号は抽出し
ていない。その理由としては、ガードインターバル内1
〜(N/2G)の信号、つまり、先頭側の信号はマルチ
パスの影響で反射波が入っている可能性が高いためであ
る。したがって、当該部分を抽出領域から除くことによ
り検出精度の向上が図られている。
【0084】そして、本実施の形態においては、ガード
インターバル内の信号のうち、前半部の信号を除いた後
半部の信号を利用するようにしているが、これは一例で
あり、たとえば、先頭から1/3の信号を除いて、続く
2/3の信号を利用するようにしてもよいし、後部側の
1/3、1/4等の信号を利用するようにしてもよい。
また、信号を抽出する領域は分離された領域であっても
よい。このように抽出する信号の数は、ある程度自由に
決定できるものであるが、その数が多くなるほど周波数
誤差の検出精度が向上する。しかし、それにともなっ
て、図2で示したようにハードウェアの構成部品が増加
する。したがって、装置のコンパクト化、省コスト化と
いう点からは抽出する信号の数は少ない方がよい。
インターバル内の信号のうち、前半部の信号を除いた後
半部の信号を利用するようにしているが、これは一例で
あり、たとえば、先頭から1/3の信号を除いて、続く
2/3の信号を利用するようにしてもよいし、後部側の
1/3、1/4等の信号を利用するようにしてもよい。
また、信号を抽出する領域は分離された領域であっても
よい。このように抽出する信号の数は、ある程度自由に
決定できるものであるが、その数が多くなるほど周波数
誤差の検出精度が向上する。しかし、それにともなっ
て、図2で示したようにハードウェアの構成部品が増加
する。したがって、装置のコンパクト化、省コスト化と
いう点からは抽出する信号の数は少ない方がよい。
【0085】セグメント方式のOFDM規格において
は、最も短いガードインターバル(モード1、G=32
の場合)であっても、64個のデータが存在する。した
がって、周波数誤差検出のために、その半分のデータし
か利用しない場合であっても、ノイズ除去に対する影響
が小さいというシミュレーションの結果が得られてい
る。
は、最も短いガードインターバル(モード1、G=32
の場合)であっても、64個のデータが存在する。した
がって、周波数誤差検出のために、その半分のデータし
か利用しない場合であっても、ノイズ除去に対する影響
が小さいというシミュレーションの結果が得られてい
る。
【0086】つまり、本実施の形態で示したようなガー
ドインターバルの後半分の信号を抽出するという方法
は、周波数誤差の検出精度と計算量低減(ハードウェア
のコンパクト化)のバランスを考慮した方法であると言
える。ただし、検出精度の向上に重点を置くのか、もし
くは、ハードウェアのコンパクト化に重点を置くのか、
という観点から周波数誤差検出用に抽出する信号の数を
自由に決めることが可能である。
ドインターバルの後半分の信号を抽出するという方法
は、周波数誤差の検出精度と計算量低減(ハードウェア
のコンパクト化)のバランスを考慮した方法であると言
える。ただし、検出精度の向上に重点を置くのか、もし
くは、ハードウェアのコンパクト化に重点を置くのか、
という観点から周波数誤差検出用に抽出する信号の数を
自由に決めることが可能である。
【0087】
【発明の効果】以上説明したように、請求項1記載の発
明では、ガードインターバル内の信号と、当該信号のコ
ピー元の信号との複素共役積を算出することにより、狭
帯域周波数誤差を検出するので、簡易な処理により狭帯
域の周波数誤差検出が可能である。
明では、ガードインターバル内の信号と、当該信号のコ
ピー元の信号との複素共役積を算出することにより、狭
帯域周波数誤差を検出するので、簡易な処理により狭帯
域の周波数誤差検出が可能である。
【0088】請求項2記載の発明では、複数のガードイ
ンターバル内の信号と、それら信号のコピー元の信号と
の複素共役積の平均値を算出することにより、狭帯域周
波数誤差を検出するので、ノイズが発生している環境に
おいても、簡易な処理により狭帯域の周波数誤差検出が
可能である。
ンターバル内の信号と、それら信号のコピー元の信号と
の複素共役積の平均値を算出することにより、狭帯域周
波数誤差を検出するので、ノイズが発生している環境に
おいても、簡易な処理により狭帯域の周波数誤差検出が
可能である。
【0089】請求項3記載の発明では、FFT変換前の
OFDM信号に対して狭帯域の周波数誤差を検出するの
で、FFT後のICI発生を抑制することが可能であ
る。
OFDM信号に対して狭帯域の周波数誤差を検出するの
で、FFT後のICI発生を抑制することが可能であ
る。
【0090】請求項4記載の発明では、ガードインター
バル内の先頭側の領域の信号を除外して周波数誤差を検
出するので、マルチパスの影響を回避し、検出精度を向
上させることが可能である。
バル内の先頭側の領域の信号を除外して周波数誤差を検
出するので、マルチパスの影響を回避し、検出精度を向
上させることが可能である。
【0091】請求項5記載の発明では、ガードインター
バル内の前半分の領域を除外し、後半分の信号を抽出す
るので、検出精度の向上と装置構成のコンパクト化のバ
ランスをとった構成とすることが可能である。
バル内の前半分の領域を除外し、後半分の信号を抽出す
るので、検出精度の向上と装置構成のコンパクト化のバ
ランスをとった構成とすることが可能である。
【0092】請求項6記載の発明では、本発明の周波数
誤差検出装置をセグメント方式のOFDM伝送において
利用することにより、固定パイロットが存在しない日本
規格においても、容易に、狭帯域周波数誤差を検出可能
である。
誤差検出装置をセグメント方式のOFDM伝送において
利用することにより、固定パイロットが存在しない日本
規格においても、容易に、狭帯域周波数誤差を検出可能
である。
【0093】請求項7記載の発明は、方法の発明であ
り、複数のガードインターバル内の信号と、それら信号
のコピー元の信号との複素共役積の平均値を算出するこ
とにより、狭帯域周波数誤差を検出するので、簡易な処
理により狭帯域の周波数誤差検出が可能である。
り、複数のガードインターバル内の信号と、それら信号
のコピー元の信号との複素共役積の平均値を算出するこ
とにより、狭帯域周波数誤差を検出するので、簡易な処
理により狭帯域の周波数誤差検出が可能である。
【0094】請求項8記載の発明は、本発明の周波数誤
差検出装置を備えたOFDM受信装置であり、簡易な処
理により狭帯域の周波数誤差検出が可能である。
差検出装置を備えたOFDM受信装置であり、簡易な処
理により狭帯域の周波数誤差検出が可能である。
【図1】本実施の形態にかかるOFDM受信装置の機能
ブロック図である。
ブロック図である。
【図2】狭帯域周波数同期回路の機能ブロック図であ
る。
る。
【図3】周波数誤差検出用にシンボル信号から抽出する
信号領域を示した図である。
信号領域を示した図である。
【図4】シンボル信号の時間方向の構成を示す図であ
る。
る。
【図5】シンボル信号のキャリア方向の構成を示す図で
ある。
ある。
5 ミキサー
7 直並列変換器
8 FFT演算器
12 狭帯域周波数同期回路
121 信号抽出器
122 変換器
123 乗算器
124 加算器
125 平均値算出器
126 位相算出器
127 除算器
Claims (8)
- 【請求項1】 受信したOFDM(直交周波数多重分
割)信号からサブキャリア間隔を超えない狭帯域の周波
数誤差を検出する装置であって、 a)OFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する
シンボル信号取得手段と、 b)取得した1シンボルの信号の中から、ガードインター
バル内の信号(以下、第1の信号とする)と、当該第1
の信号の複製元である有効シンボル内の信号(以下、第
2の信号とする)とを抽出する信号抽出手段と、 c)前記信号抽出手段により抽出した前記第1および第2
の信号のうち一方の信号の複素共役値と他の信号の信号
値とを乗算する乗算手段と、 d)前記乗算手段によって算出された乗算値の位相から前
記狭帯域の周波数誤差を取得する手段と、を備えること
を特徴とするOFDM用周波数誤差検出装置。 - 【請求項2】 受信したOFDM(直交周波数多重分
割)信号から狭帯域の周波数誤差を検出する装置であっ
て、 a)OFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する
シンボル信号取得手段と、 b)ガードインターバル内の信号(以下、第1の信号とす
る)と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内
の信号(以下、第2の信号とする)とを1つの信号セッ
トとして、前記シンボル信号取得手段が取得した1シン
ボルの信号の中から複数の信号セットを抽出する信号抽
出手段と、 c)前記信号抽出手段により抽出した各信号セットについ
て、前記第1および第2の信号のうち一方の信号の複素
共役値と他の信号の信号値とを乗算する乗算手段と、 d)前記乗算手段によって算出された各信号セットについ
ての乗算値から平均乗算値を算出する手段と、 e)前記平均乗算値の位相から周波数誤差を検出する手段
と、を備えることを特徴とするOFDM用周波数誤差検
出装置。 - 【請求項3】 請求項1または請求項2に記載のOFD
M用周波数誤差検出装置において、 前記シンボル信号取得手段は、FFT変換される前のO
FDM受信信号から1シンボル分の信号を取得すること
を特徴とするOFDM用周波数誤差検出装置。 - 【請求項4】 請求項1ないし請求項3のいずれかに記
載のOFDM用周波数誤差検出装置において、 前記信号抽出手段は、 b-1)前記ガードインターバル内の先頭側の所定領域を除
いた領域から前記第1の信号を抽出する手段、を含むこ
とを特徴とするOFDM用周波数誤差検出装置。 - 【請求項5】 請求項4に記載のOFDM用周波数誤差
検出装置において、 前記所定領域は、前記ガードインターバル内の先頭側半
分の領域であり、前記信号抽出手段は、前記ガードイン
ターバル内の後側半部の信号を抽出することを特徴とす
るOFDM用周波数誤差検出装置。 - 【請求項6】 請求項1ないし請求項5のいずれかに記
載のOFDM用周波数誤差検出装置において、 前記OFDM受信信号は、セグメント方式のOFDM規
格に従って伝送された信号であることを特徴とするOF
DM用周波数誤差検出装置。 - 【請求項7】 受信したOFDM(直交周波数多重分
割)信号からサブキャリア間隔を超えない狭帯域の周波
数誤差を検出する方法であって、 a)OFDM受信信号から1シンボル分の信号を取得する
工程と、 b)ガードインターバル内の信号(以下、第1の信号とす
る)と、当該第1の信号の複製元である有効シンボル内
の信号(以下、第2の信号とする)とを1つの信号セッ
トとして、前記工程a)において取得した1シンボルの信
号の中から複数の信号セットを抽出する工程と、 c)前記工程b)において抽出した各信号セットについて、
前記第1および第2の信号のうち一方の信号の複素共役
値と他の信号の信号値とを乗算する工程と、 d)前記工程c)において算出された各信号セットについて
の乗算値から平均乗算値を算出する工程と、 e)前記平均乗算値の位相から狭帯域の周波数誤差を検出
する工程と、を備えることを特徴とするOFDM用周波
数誤差検出方法。 - 【請求項8】 セグメント方式のOFDM(直交周波数
多重分割)伝送における受信装置であって、 請求項1ないし請求項6のいずれかに記載のOFDM用
周波数誤差検出装置と、 前記OFDM用周波数誤差検出装置による狭帯域の周波
数誤差の検出結果に基づいてOFDM受信信号の周波数
誤差を補正する手段と、を備えることを特徴とするOF
DM用受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002066657A JP2003264527A (ja) | 2002-03-12 | 2002-03-12 | Ofdm用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ofdm用受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002066657A JP2003264527A (ja) | 2002-03-12 | 2002-03-12 | Ofdm用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ofdm用受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003264527A true JP2003264527A (ja) | 2003-09-19 |
Family
ID=29198334
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002066657A Pending JP2003264527A (ja) | 2002-03-12 | 2002-03-12 | Ofdm用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ofdm用受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2003264527A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007208748A (ja) * | 2006-02-02 | 2007-08-16 | Sharp Corp | Ofdm復調装置、ofdm復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
WO2008075562A1 (ja) * | 2006-12-18 | 2008-06-26 | Nippon Hoso Kyokai | 地上デジタル放送の再送信装置 |
US7570577B2 (en) | 2005-09-13 | 2009-08-04 | Nec Corporation | Apparatus, method, and program for detecting communication parameter |
US7756209B2 (en) | 2006-11-03 | 2010-07-13 | Nec Corporation | Apparatus, method, and program for identifying modulation mode |
US8130855B2 (en) | 2004-11-12 | 2012-03-06 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for combining space-frequency block coding, spatial multiplexing and beamforming in a MIMO-OFDM system |
-
2002
- 2002-03-12 JP JP2002066657A patent/JP2003264527A/ja active Pending
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