JP3757144B2 - Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ信号の受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数ずれを検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
地上波デジタル放送において利用される伝送方式としてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が有力視されている。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、受信装置においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数ずれ（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアからデータを取り出すことができない。図９において、実線はＦＦＴ変換後の受信信号であり、破線は元の送信信号を示している。この図では、受信信号の周波数が全体的に５ポイント分シフトしている。
【０００４】
ここで、広帯域周波数ずれについて説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００５】
【数１】
【０００６】
ただし、数１式において、ｋはキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【０００７】
【数２】
【０００８】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【０００９】
【数３】
【００１０】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr（ｔ）となる。
【００１１】
【数４】
【００１２】
ＯＦＤＭ伝送における受信装置は、この周波数ずれの生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数ずれである。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘr（ｎ）となる。
【００１３】
【数５】
【００１４】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１５】
【数６】
【００１６】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。
【００１７】
本発明では、広帯域の周波数ずれのみに着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘr（ｎ）は、数７式で表される。
【００１８】
【数７】
【００１９】
そして、数７式で表される受信信号Ｘr（ｎ）をＤＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数ずれである。なお、整数Ｋで表される周波数ずれは、サブキャリア間隔ｆ0を１としたときの相対的な値である。
【００２０】
このように受信装置が受信する信号は広帯域周波数にずれが生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数のずれを検出するとともに周波数のずれを補正する必要がある。周波数のずれを検出する方法としては、パイロットとの相関をとる方法が考えられる。
【００２１】
パイロットを用いて相関をとるためには、受信信号にパイロットが挿入されていることと、そのパイロットパターンを受信側が知っていることが条件となる。一般的に、パイロット信号は初期値既知の正負のランダム２値数であり、これをランダムでサブキャリアに挿入する。受信側では、既知のパイロットパターンを用いて受信した信号との相関をとり、相関ピークの位置を測定することによって、広帯域周波数ずれを検出できるのである。
【００２２】
図１０は、パイロットが挿入されている送信信号であり、図１１は受信側が持っているパイロットパターンを示している。パイロットの振幅は他のデータ信号の振幅より３０％程度高くなっており、挿入されたパイロットと受信側のパイロットパターンが全く同じであることがわかる。
【００２３】
図１２は、広帯域周波数ずれを検出する処理ブロック図である。Ａ／Ｄ変換された受信信号はＦＦＴ演算器１０１においてＦＦＴ変換される。そして、相関器１０２において、ＦＦＴ変換された受信信号と、あらかじめ受信装置が保持しているパイロットパターンとの間の相関をとる。そして、ピーク検出器１０３において相関のピークを検出し、インデックス照合器１０４において、相関ピークのシフト量を算出する。このようにして周波数ずれが検出されると、周波数補正処理を行うことによって、正しい周波数でサブキャリアからデータを取得することが可能となるのである。
【００２４】
受信した信号に広帯域周波数ずれがない場合、受信信号をＦＦＴで逆変調した信号は周波数のシフトが発生しない。この場合、受信側でパイロットパターンとの相関をとると、相関ピークのインデックスは０に対応するはずである。ここで、インデックスとは各サブキャリアにつけられた番号であるが、１インデックスは、正規化されたサブキャリア間隔と見ることもできる。したがって、インデックスが０であるとは、広帯域周波数ずれが生じていないことを示しており、インデックスがＫであるとは、Ｋポイントの広帯域周波数ずれが生じていることを示している。
【００２５】
図９に示すように受信信号の周波数にシフトが生じた場合では、相関をとると、相関ピークも対応の位置へシフトする。これによって、周波数ずれが検出できる。図１３は、５ポイント位置において相関ピークが発生しているので、５ポイントの周波数ずれが検出されたことを示している。
【００２６】
以上のような処理を行うことにより周波数ずれを検出することが可能であるが、前述したように、受信側でパイロットパターンをあらかじめ知っている必要がある。ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、どのシンボルにおいても、サブキャリア配置とパイロットの値が変わらないＣＰ(continuous pilot)が存在しているため、このパイロットパターンを用意しておけば、ＦＦＴ直後の信号において、どのシンボルに対しても相関をとることが可能である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、日本規格のＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており（この明細書において、セグメント方式といえば、この日本規格のＯＦＤＭフォーマットを指すものとする。）、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。そして、１シンボル中のセグメントの配列は受信信号から混在配置情報を取得することによって判明するものであるが、そもそも周波数がずれている場合には、混在配置情報の挿入されているサブキャリアを正しく認識できないため、混在配置情報を取得することができない。したがって、ＦＦＴ直後においてはセグメント構成を知ることができないため、パイロットパターンを決定することはできないこととなる。このように日本規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいては、パイロットパターンを用いた広帯域周波数ずれ検出を行うことは不可能である。
【００２８】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいても確実に周波数ずれを検出することが可能な技術を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する手段と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する手段と、c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段と、d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関手段と、e)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出する手段と、を備え、前記相関手段は、 d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出手段と、 d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出手段と、 d-3) 前記第１算出手段の出力と前記第２算出手段の出力とを乗算する乗算手段と、 d-4) 前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算出手段と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１、第２、および、第３算出手段は、ＯＦＤＭ変調を行うためのＦＦＴ演算回路を利用して実現されることを特徴とする。
【００３１】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３２】
請求項４記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３３】
請求項５記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する工程と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する工程と、c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程と、d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関工程と、e)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出する工程と、を備え、前記相関工程は、 d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出工程と、 d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出工程と、 d-3) 前記第１算出工程の出力と前記第２算出工程の出力とを乗算する乗算工程と、 d-4) 前記乗算工程の出力をフーリエ変換する第３算出工程と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３６】
請求項７記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
【００３８】
｛１．全体処理概要｝
地上波デジタル放送の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤＭ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性フェージング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャリアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長く、また、各有効シンボル間にガードインターバルという保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるという利点がある。
【００３９】
図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用受信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力される。ＬＰＦ７は入力信号から高周波成分を除去した信号をＡ／Ｄ変換器８に出力し、Ａ／Ｄ変換器８は入力信号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換して直並列変換器９に出力する。そして、直並列変換器９は、入力するシリアル信号をパラレル信号に変換後、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１０に出力する。
【００４０】
ＦＦＴ演算器１０は、入力する時間領域のシンボル信号を周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換する。周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号は、周波数ずれ検出部２０に入力される。周波数ずれ検出部２０については、後述するが、本発明の特徴的部分である。
【００４１】
出力された受信ＯＦＤＭ信号は、波形等化を実行する等化器１１に出力される。等化器１１が出力された等化データは、並直列変換器１２でパラレル信号からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１３でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次いで、ソース復号器１４でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ化され出力される。
【００４２】
｛２．相関処理｝
次に、図２を参照しながら周波数ずれ検出部２０において行われる相関処理について説明する。なお、図１では、周波数ずれ検出部２０が独立した機能部として存在するように図示されているが、後述するように、本実施の形態においては周波数ずれ検出部２０の一部はＦＦＴ演算器１０で構成されるものである。図面上では煩雑さをなくすために周波数ずれ検出部２０を独立した要素として示している。
【００４３】
図１１で示したように、パイロットパターンには位置（配置されるキャリア番号）と値（＋Ａor−Ａ；Ａはデータ信号より３０％程度値が大きい）との二つの情報が含まれている。そして、前述の如くセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦＴ変換による復調処理の直後に、この二つ情報を持ったパイロットを取得することができない。しかし、パイロットデータとは異なるが位置情報を持つ信号が存在する。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されている。
【００４４】
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はセグメントの構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調セグメントと差動変調セグメントが配置されることになるが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメントと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であり、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメントの配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入されるのである。
【００４５】
たとえば、図３に示すように、あるＬ番目のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目のキャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されるということが決まっているものとする。この場合、Ｌ番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアには必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されているのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入される全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定していることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を、位置情報を備えるパイロットパターンとして扱うことにより、受信ＯＦＤＭ信号との相関を取るのである。図５は、受信装置があらかじめ取得しているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号のパターンを示す図である。なお、図４、図５、図７において、横軸は、１シンボルにおけるキャリア番号（インデックス）を示しており、縦軸は、信号値（振幅）である。
【００４６】
図２に示すように、ＦＦＴ演算部１０において周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が周波数ずれ検出部２０に入力される。入力された受信ＯＦＤＭ信号は、自乗演算部２０１に入力される。自乗演算部２０１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信号、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号など全ての信号の振幅が自乗演算される。図４は、自乗演算されたＯＦＤＭ信号の振幅を示す図である。なお、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号についても他のパイロットデータと同様に、その信号値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなっている。
【００４７】
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値がわからない。その値の不確定性を解消するためには、ＤＢＰＳＫ信号の特徴を利用する。ＤＢＰＳＫ信号は二値信号であるため、自乗演算すれば正になり、不確定性が消える。これに対してデータ信号はランダムの複素信号なので、自乗演算してもそのランダム性は消えない。そのため、自乗演算した受信信号（受信したＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を含む）と受信側が保持しているＡＣ１およびＴＭＣＣ信号（位置情報だけのパイロット）との相関をとれば、真のパイロットと同様、相関ピークを検出することができるのである。なお、図５においては、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の信号値を１として図示しているが、受信装置が保持する必要があるのは、本質的にはＡＣ１およびＴＭＣＣ信号のサブキャリア位置を示す位置情報であり、その信号値は任意でよい。そして、相関ピークを検出するための適切な信号値を割り当てればよい。
【００４８】
自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号は、次に、ＩＦＦＴ演算部２０２に入力され逆フーリエ変換される。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００４９】
一方、所定の記憶部（図示せず）に記憶されているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号が呼び出され、呼び出されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号がＩＦＦＴ演算部２０３に入力される。ＩＦＦＴ変換部２０３は、ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を逆フーリエ変換する。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００５０】
次に、逆フーリエ変換された受信ＯＦＤＭ信号と逆フーリエ変換されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号とが乗算器２０４に入力されて、乗算処理が行われる。さらに、乗算結果がＦＦＴ演算部２０５に入力されて、乗算結果がフーリエ変換される。ただし、ＦＦＴ演算部２０５は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００５１】
自乗した信号はＯＦＤＭシンボル長と同じ長さのＮポイントの信号であり（図４）、ＡＣ１およびＴＭＣＣ位置に対応したベクトルもＮポイントの信号（図５）であるから（ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号が挿入されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができる。）、両者を別々にＩＦＦＴ変換し、乗算した後ＦＦＴ変換すると、その振幅の波形は図６のような信号になる（図６は相関をとった信号の一部を示す図である）。そのピークを持つキャリアのインデックスは広帯域周波数ずれである。
【００５２】
例えば、相関ピーク（ずれ）が＋５である場合ではインデックス−５となる。インデックスが−５の場合には、例えばモード１のインデックス１４０５のサブキャリアについては、本来的には１４０５−５＝１４００、つまり、インデックス１４００のサブキャリアであることが分かるのである。このような簡易な処理により広帯域ずれを検出することができる。
【００５３】
周波数ずれ検出部２０において広帯域周波数ずれが検出されると、周波数補正用の乗算器２１において、Ａ／Ｄ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数補正係数が乗算される。具体的には、数７式で示した受信信号Ｘr（ｎ）の係数を消去する補正係数としてexp（ｊ２πｎＫ／Ｎ）が乗算される。これによって、受信ＯＦＤＭ信号は、広帯域周波数ずれに対する補正処理が行われることとなる。
【００５４】
本実施の形態では、セグメントの配置に依存することなく、その挿入位置が固定されているＡＣ１およびＴＭＣＣ信号をパイロット信号として代用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットを採用している日本規格においても、確実に、周波数ずれを検出することが可能である。
【００５５】
また、本実施の形態では、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の両方の信号について相関をとる方法をとっているが、ＡＣ１信号のみを利用して相関をとる方法、もしくは、ＴＭＣＣ信号のみを利用して相関をとる方法としてもよい。
【００５６】
また、相関ピーク位置検出ではＯＦＤＭ変調用の主要演算ブロックであるＦＦＴ演算器１０を利用しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウエアの規模縮小にもつながる。
【００５７】
図４で示した受信ＯＦＤＭ信号は外乱のない状態での理想的な伝送を前提とした結果であるが、本実施の形態の周波数検出方法を用いれば，外乱がある場合でも同様に相関ピークを検出することが可能である。
【００５８】
そこで、ＣＮＲ＝１０ｄＢ 、ＤＵ＝１０ｄＢ 、ドップラー周波数７０Ｈｚの二波レイリーフェーディング伝送路を条件とした場合の周波数ずれ検出についての実験結果を示す。図７は、上記条件下で受信された受信ＯＦＤＭ信号に対して自乗演算処理を施した後の信号を示す図である。外乱で信号が非常に歪んでいることが分かる。このような受信信号と図５に示すＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との間で相関をとると、図８で示すような相関が得られる。一番高いピークのインデックスは５となっていることが分かる。上記条件は、外乱の存在する一般的環境下で、移動体受信を想定したものであり、本実施の形態の受信装置を用いることで、一般環境下における移動体受信においても広帯域周波数ずれを検出できることを示している。
【００５９】
なお、前述したように、本明細書においては、広帯域周波数ずれの検出に着目し、広帯域周波数ずれを検出する方法について説明した。しがって、狭帯域周波数ずれの検出手段などの説明および図は省略している。実際には、広帯域周波数ずれを検出し、広帯域周波数ずれを補正したのち、狭帯域周波数ずれを補正することとなる。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明では、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を利用し、ＩＦＦＴ変換およびＦＦＴ変換を実行する演算手段を用いて、当該制御信号を含む受信信号と、あらかじめ保持している制御信号との相関をとるので、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数ずれを検出することが可能である。
【００６１】
請求項２記載の発明では、相関処理を行うための回路を、ＯＦＤＭ変調のために使用するＦＦＴ回路で兼用しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウェア構成の規模縮小を図ることができる。
【００６２】
請求項３記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６３】
請求項４記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６４】
請求項５に記載の発明は、受信方法の発明であり、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を利用し、ＩＦＦＴ変換およびＦＦＴ変換を実行する演算手段を用いて確実に周波数ずれを検出することが可能である。
【００６６】
請求項６記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６７】
請求項７記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態にかかる受信装置のブロック構成図である。
【図２】周波数ずれ検出部のブロック構成図である。
【図３】シンボルとセグメントの構成を示す図である。
【図４】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号を示す図である。
【図５】ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を示す図である。
【図６】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号とＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
【図７】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外乱の存在する伝送路において受信された信号）を示す図である。
【図８】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外乱の存在する伝送路において受信された信号）とＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
【図９】広帯域周波数ずれが発生している状態を示す図である。
【図１０】パイロット信号を含む送信信号を示す図である。
【図１１】受信側が保持しているパイロットパターンを示す図である。
【図１２】パイロット信号を用いて相関処理を行うブロック構成図である。
【図１３】パイロット信号を用いて相関処理を行った結果を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＦＦＴ演算器
２０ 周波数ずれ検出器
２１ 乗算器
２０１ 自乗演算部
２０２ ＩＦＦＴ演算部
２０３ ＩＦＦＴ演算部
２０４ 乗算部
２０５ ＦＦＴ演算部
２０６ ピーク位置検出部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式において、受信信号の周波数ずれを検出する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
地上波デジタル放送において利用される伝送方式としてはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が有力視されている。ＯＦＤＭは、送信データを複数の搬送波に分割して送信するマルチキャリア伝送方式の１つであり、マルチパス伝送路の周波数選択性フェ−ジングに強い、各サブチャネルのスペクトルが密に配置でき、周波数利用効率が高い、などの利点がある。
【０００３】
ＯＦＤＭ伝送方式によって送信された信号は、受信装置においてＦＦＴ変換されることによって復調される。しかし、受信信号に広帯域の周波数ずれ（サブキャリア間隔を超える大きなずれ）が発生している場合には、ＦＦＴ変換において各信号の周波数がシフトするため、正しいサブキャリアからデータを取り出すことができない。図９において、実線はＦＦＴ変換後の受信信号であり、破線は元の送信信号を示している。この図では、受信信号の周波数が全体的に５ポイント分シフトしている。
【０００４】
ここで、広帯域周波数ずれについて説明する。送信装置から送信された信号Ｘ（ｎ）を数１式で示す。
【０００５】
【数１】
ただし、数１式において、ｋはキャリア番号、Ｎは全キャリア数である。この送信信号は、Ｄ／Ａ変換されることにより数２式で示される信号Ｘ（ｔ）となる。
【０００７】
【数２】
ただし、数２式において、Ｔはサンプリング間隔、ｆ0はサブキャリア間隔（角周波数）であり、サブキャリア間隔ｆ0は数３式で表される。
【０００９】
【数３】
数２式で示される送信信号が、伝送路において周波数誤差を受けると、数４式で表される信号Ｘr（ｔ）となる。
【００１１】
【数４】
ＯＦＤＭ伝送における受信装置は、この周波数ずれの生じた信号を受信する。ここでΔｆは周波数ずれである。数４式で示される受信信号Ｘr（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換されることにより、数５式で示される信号Ｘr（ｎ）となる。
【００１３】
【数５】
ここで、Δｆを数６式で示されるように分解する。
【００１５】
【数６】
ここで、Ｋは整数であり広帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。これに対して、Δｆ0／ｆ0は、１より小さい小数であり、狭帯域の周波数ずれの大きさを示す値である。
【００１７】
本発明では、広帯域の周波数ずれのみに着目するので、説明を簡単にするためにΔｆ＝Ｋｆ0と仮定する。このように仮定することによって、受信信号Ｘr（ｎ）は、数７式で表される。
【００１８】
【数７】
そして、数７式で表される受信信号Ｘr（ｎ）をＤＦＴ変換することにより、変換域でＫポイントのシフトが生じることとなる。このＫポイントのシフトが広帯域の周波数ずれである。なお、整数Ｋで表される周波数ずれは、サブキャリア間隔ｆ0を１としたときの相対的な値である。
【００２０】
このように受信装置が受信する信号は広帯域周波数にずれが生じているため、各サブキャリアから正しくデータを取り出すためには、周波数のずれを検出するとともに周波数のずれを補正する必要がある。周波数のずれを検出する方法としては、パイロットとの相関をとる方法が考えられる。
【００２１】
パイロットを用いて相関をとるためには、受信信号にパイロットが挿入されていることと、そのパイロットパターンを受信側が知っていることが条件となる。一般的に、パイロット信号は初期値既知の正負のランダム２値数であり、これをランダムでサブキャリアに挿入する。受信側では、既知のパイロットパターンを用いて受信した信号との相関をとり、相関ピークの位置を測定することによって、広帯域周波数ずれを検出できるのである。
【００２２】
図１０は、パイロットが挿入されている送信信号であり、図１１は受信側が持っているパイロットパターンを示している。パイロットの振幅は他のデータ信号の振幅より３０％程度高くなっており、挿入されたパイロットと受信側のパイロットパターンが全く同じであることがわかる。
【００２３】
図１２は、広帯域周波数ずれを検出する処理ブロック図である。Ａ／Ｄ変換された受信信号はＦＦＴ演算器１０１においてＦＦＴ変換される。そして、相関器１０２において、ＦＦＴ変換された受信信号と、あらかじめ受信装置が保持しているパイロットパターンとの間の相関をとる。そして、ピーク検出器１０３において相関のピークを検出し、インデックス照合器１０４において、相関ピークのシフト量を算出する。このようにして周波数ずれが検出されると、周波数補正処理を行うことによって、正しい周波数でサブキャリアからデータを取得することが可能となるのである。
【００２４】
受信した信号に広帯域周波数ずれがない場合、受信信号をＦＦＴで逆変調した信号は周波数のシフトが発生しない。この場合、受信側でパイロットパターンとの相関をとると、相関ピークのインデックスは０に対応するはずである。ここで、インデックスとは各サブキャリアにつけられた番号であるが、１インデックスは、正規化されたサブキャリア間隔と見ることもできる。したがって、インデックスが０であるとは、広帯域周波数ずれが生じていないことを示しており、インデックスがＫであるとは、Ｋポイントの広帯域周波数ずれが生じていることを示している。
【００２５】
図９に示すように受信信号の周波数にシフトが生じた場合では、相関をとると、相関ピークも対応の位置へシフトする。これによって、周波数ずれが検出できる。図１３は、５ポイント位置において相関ピークが発生しているので、５ポイントの周波数ずれが検出されたことを示している。
【００２６】
以上のような処理を行うことにより周波数ずれを検出することが可能であるが、前述したように、受信側でパイロットパターンをあらかじめ知っている必要がある。ここで、ヨーロッパ規格のＯＦＤＭフォーマットでは、どのシンボルにおいても、サブキャリア配置とパイロットの値が変わらないＣＰ(continuous pilot)が存在しているため、このパイロットパターンを用意しておけば、ＦＦＴ直後の信号において、どのシンボルに対しても相関をとることが可能である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、日本規格のＯＦＤＭフォーマットは、１シンボルが１３セグメントで構成され、さらに、セグメントは差動変調セグメントと同期変調セグメントの２種類で構成されており（この明細書において、セグメント方式といえば、この日本規格のＯＦＤＭフォーマットを指すものとする。）、セグメントの種類によってパイロットの配置が異なる。そして、１シンボル中のセグメントの配列は受信信号から混在配置情報を取得することによって判明するものであるが、そもそも周波数がずれている場合には、混在配置情報の挿入されているサブキャリアを正しく認識できないため、混在配置情報を取得することができない。したがって、ＦＦＴ直後においてはセグメント構成を知ることができないため、パイロットパターンを決定することはできないこととなる。このように日本規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいては、パイロットパターンを用いた広帯域周波数ずれ検出を行うことは不可能である。
【００２８】
そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本規格（セグメント方式）のＯＦＤＭフォーマットにおいても確実に周波数ずれを検出することが可能な技術を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する手段と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する手段と、c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段と、d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関手段と、e)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出する手段と、を備え、前記相関手段は、 d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出手段と、 d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出手段と、 d-3) 前記第１算出手段の出力と前記第２算出手段の出力とを乗算する乗算手段と、 d-4) 前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算出手段と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１、第２、および、第３算出手段は、ＯＦＤＭ変調を行うためのＦＦＴ演算回路を利用して実現されることを特徴とする。
【００３１】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３２】
請求項４記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３３】
請求項５記載の発明は、セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する工程と、b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する工程と、c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程と、d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関工程と、e)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出する工程と、を備え、前記相関工程は、 d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出工程と、 d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出工程と、 d-3) 前記第１算出工程の出力と前記第２算出工程の出力とを乗算する乗算工程と、 d-4) 前記乗算工程の出力をフーリエ変換する第３算出工程と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項６記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。
【００３６】
請求項７記載の発明は、請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
【００３８】
｛１．全体処理概要｝
地上波デジタル放送の送信方式として、１チャンネルの帯域内に数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧米などで採用されている。このＯＦＤＭ方式は、送信データを複数のサブキャリアに分割して送信するマルチキャリア変調方式であるため、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる周波数選択性フェージング妨害に強い。また、６ＭＨｚの帯域幅で伝送する総ビットレートが同じという条件下では、各キャリアのシンボル期間が通常のシングルキャリア変調方式のそれに比べてキャリアの本数分（数百〜数千分）長く、また、各有効シンボル間にガードインターバルという保護期間を設けることによりマルチパス（ゴースト）の影響を小さくできるため、画質劣化を抑制できるという利点がある。
【００３９】
図１は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ用受信装置の概略を示す機能ブロック図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路を通って受信アンテナ２で受信される。受信ＲＦ信号は、チューナー３でＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換される。そのＩＦ信号は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４を介してミキサー５に入力し、搬送波発振器６から供給される信号と乗算された後にＬＰＦ（ローパスフィルタ）７に出力される。ＬＰＦ７は入力信号から高周波成分を除去した信号をＡ／Ｄ変換器８に出力し、Ａ／Ｄ変換器８は入力信号を所定のサンプリング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換して直並列変換器９に出力する。そして、直並列変換器９は、入力するシリアル信号をパラレル信号に変換後、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算器１０に出力する。
【００４０】
ＦＦＴ演算器１０は、入力する時間領域のシンボル信号を周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号にフーリエ変換する。周波数領域の受信ＯＦＤＭ信号は、周波数ずれ検出部２０に入力される。周波数ずれ検出部２０については、後述するが、本発明の特徴的部分である。
【００４１】
出力された受信ＯＦＤＭ信号は、波形等化を実行する等化器１１に出力される。等化器１１が出力された等化データは、並直列変換器１２でパラレル信号からシリアル信号に変換された後、チャンネル復号器１３でビタビ復号化やリードソロモン復号化を施され、次いで、ソース復号器１４でＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）−２方式などの復号化を施された後、Ｄ／Ａ変換器１５でアナログ化され出力される。
【００４２】
｛２．相関処理｝
次に、図２を参照しながら周波数ずれ検出部２０において行われる相関処理について説明する。なお、図１では、周波数ずれ検出部２０が独立した機能部として存在するように図示されているが、後述するように、本実施の形態においては周波数ずれ検出部２０の一部はＦＦＴ演算器１０で構成されるものである。図面上では煩雑さをなくすために周波数ずれ検出部２０を独立した要素として示している。
【００４３】
図１１で示したように、パイロットパターンには位置（配置されるキャリア番号）と値（＋Ａor−Ａ；Ａはデータ信号より３０％程度値が大きい）との二つの情報が含まれている。そして、前述の如くセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットでは、ＦＦＴ変換による復調処理の直後に、この二つ情報を持ったパイロットを取得することができない。しかし、パイロットデータとは異なるが位置情報を持つ信号が存在する。それはＡＣ１（Auxiliary Channel）と呼ばれる信号とＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)と呼ばれる信号であり、付加情報を伝送する目的や、制御情報を伝送する目的で利用されている。
【００４４】
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はセグメントの構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置されるという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調セグメントと差動変調セグメントが配置されることになるが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメントと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であり、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメントの配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入されるのである。
【００４５】
たとえば、図３に示すように、あるＬ番目のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目のキャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されるということが決まっているものとする。この場合、Ｌ番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアには必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されているのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入される全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定していることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を、位置情報を備えるパイロットパターンとして扱うことにより、受信ＯＦＤＭ信号との相関を取るのである。図５は、受信装置があらかじめ取得しているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号のパターンを示す図である。なお、図４、図５、図７において、横軸は、１シンボルにおけるキャリア番号（インデックス）を示しており、縦軸は、信号値（振幅）である。
【００４６】
図２に示すように、ＦＦＴ演算部１０において周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤＭ信号が周波数ずれ検出部２０に入力される。入力された受信ＯＦＤＭ信号は、自乗演算部２０１に入力される。自乗演算部２０１においては、受信ＯＦＤＭ信号のデータ信号、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号など全ての信号の振幅が自乗演算される。図４は、自乗演算されたＯＦＤＭ信号の振幅を示す図である。なお、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号についても他のパイロットデータと同様に、その信号値は、データ信号の信号値より３０％程度大きくなっている。
【００４７】
ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はＤＢＰＳＫ変調された信号のため、任意のシンボルにおいて、その値がわからない。その値の不確定性を解消するためには、ＤＢＰＳＫ信号の特徴を利用する。ＤＢＰＳＫ信号は二値信号であるため、自乗演算すれば正になり、不確定性が消える。これに対してデータ信号はランダムの複素信号なので、自乗演算してもそのランダム性は消えない。そのため、自乗演算した受信信号（受信したＡＣ１およびＴＭＣＣ信号を含む）と受信側が保持しているＡＣ１およびＴＭＣＣ信号（位置情報だけのパイロット）との相関をとれば、真のパイロットと同様、相関ピークを検出することができるのである。なお、図５においては、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の信号値を１として図示しているが、受信装置が保持する必要があるのは、本質的にはＡＣ１およびＴＭＣＣ信号のサブキャリア位置を示す位置情報であり、その信号値は任意でよい。そして、相関ピークを検出するための適切な信号値を割り当てればよい。
【００４８】
自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号は、次に、ＩＦＦＴ演算部２０２に入力され逆フーリエ変換される。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００４９】
一方、所定の記憶部（図示せず）に記憶されているＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号が呼び出され、呼び出されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号がＩＦＦＴ演算部２０３に入力される。ＩＦＦＴ変換部２０３は、ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を逆フーリエ変換する。ただし、ＩＦＦＴ演算部２０２は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００５０】
次に、逆フーリエ変換された受信ＯＦＤＭ信号と逆フーリエ変換されたＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号とが乗算器２０４に入力されて、乗算処理が行われる。さらに、乗算結果がＦＦＴ演算部２０５に入力されて、乗算結果がフーリエ変換される。ただし、ＦＦＴ演算部２０５は、ＦＦＴ演算器１０と同一のハードウェアを利用して実現される機能部である。
【００５１】
自乗した信号はＯＦＤＭシンボル長と同じ長さのＮポイントの信号であり（図４）、ＡＣ１およびＴＭＣＣ位置に対応したベクトルもＮポイントの信号（図５）であるから（ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号が挿入されていないサブキャリアに対しては信号値０を割り当てることにより、Ｎポイントの信号と見ることができる。）、両者を別々にＩＦＦＴ変換し、乗算した後ＦＦＴ変換すると、その振幅の波形は図６のような信号になる（図６は相関をとった信号の一部を示す図である）。そのピークを持つキャリアのインデックスは広帯域周波数ずれである。
【００５２】
例えば、相関ピーク（ずれ）が＋５である場合ではインデックス−５となる。インデックスが−５の場合には、例えばモード１のインデックス１４０５のサブキャリアについては、本来的には１４０５−５＝１４００、つまり、インデックス１４００のサブキャリアであることが分かるのである。このような簡易な処理により広帯域ずれを検出することができる。
【００５３】
周波数ずれ検出部２０において広帯域周波数ずれが検出されると、周波数補正用の乗算器２１において、Ａ／Ｄ変換後の受信ＯＦＤＭ信号に対して周波数補正係数が乗算される。具体的には、数７式で示した受信信号Ｘr（ｎ）の係数を消去する補正係数としてexp（ｊ２πｎＫ／Ｎ）が乗算される。これによって、受信ＯＦＤＭ信号は、広帯域周波数ずれに対する補正処理が行われることとなる。
【００５４】
本実施の形態では、セグメントの配置に依存することなく、その挿入位置が固定されているＡＣ１およびＴＭＣＣ信号をパイロット信号として代用することにより、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットを採用している日本規格においても、確実に、周波数ずれを検出することが可能である。
【００５５】
また、本実施の形態では、ＡＣ１信号およびＴＭＣＣ信号の両方の信号について相関をとる方法をとっているが、ＡＣ１信号のみを利用して相関をとる方法、もしくは、ＴＭＣＣ信号のみを利用して相関をとる方法としてもよい。
【００５６】
また、相関ピーク位置検出ではＯＦＤＭ変調用の主要演算ブロックであるＦＦＴ演算器１０を利用しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウエアの規模縮小にもつながる。
【００５７】
図４で示した受信ＯＦＤＭ信号は外乱のない状態での理想的な伝送を前提とした結果であるが、本実施の形態の周波数検出方法を用いれば，外乱がある場合でも同様に相関ピークを検出することが可能である。
【００５８】
そこで、ＣＮＲ＝１０ｄＢ 、ＤＵ＝１０ｄＢ 、ドップラー周波数７０Ｈｚの二波レイリーフェーディング伝送路を条件とした場合の周波数ずれ検出についての実験結果を示す。図７は、上記条件下で受信された受信ＯＦＤＭ信号に対して自乗演算処理を施した後の信号を示す図である。外乱で信号が非常に歪んでいることが分かる。このような受信信号と図５に示すＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との間で相関をとると、図８で示すような相関が得られる。一番高いピークのインデックスは５となっていることが分かる。上記条件は、外乱の存在する一般的環境下で、移動体受信を想定したものであり、本実施の形態の受信装置を用いることで、一般環境下における移動体受信においても広帯域周波数ずれを検出できることを示している。
【００５９】
なお、前述したように、本明細書においては、広帯域周波数ずれの検出に着目し、広帯域周波数ずれを検出する方法について説明した。しがって、狭帯域周波数ずれの検出手段などの説明および図は省略している。実際には、広帯域周波数ずれを検出し、広帯域周波数ずれを補正したのち、狭帯域周波数ずれを補正することとなる。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１記載の発明では、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を利用し、ＩＦＦＴ変換およびＦＦＴ変換を実行する演算手段を用いて、当該制御信号を含む受信信号と、あらかじめ保持している制御信号との相関をとるので、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、確実に周波数ずれを検出することが可能である。
【００６１】
請求項２記載の発明では、相関処理を行うための回路を、ＯＦＤＭ変調のために使用するＦＦＴ回路で兼用しているので、別個の相関器が不要となり、ハードウェア構成の規模縮小を図ることができる。
【００６２】
請求項３記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６３】
請求項４記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６４】
請求項５に記載の発明は、受信方法の発明であり、ＦＦＴ変換直後においてパイロットデータを取得することのできないセグメント方式（日本規格）のＯＦＤＭフォーマットにおいても、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を利用し、ＩＦＦＴ変換およびＦＦＴ変換を実行する演算手段を用いて確実に周波数ずれを検出することが可能である。
【００６６】
請求項６記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＡＣ１信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【００６７】
請求項７記載の発明では、セグメント方式のＯＦＤＭフォーマットにおいてＴＭＣＣ信号を用いた相関を行うので、セグメント配置によらず周波数ずれを検出可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態にかかる受信装置のブロック構成図である。
【図２】周波数ずれ検出部のブロック構成図である。
【図３】シンボルとセグメントの構成を示す図である。
【図４】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号を示す図である。
【図５】ＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号を示す図である。
【図６】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号とＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
【図７】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外乱の存在する伝送路において受信された信号）を示す図である。
【図８】自乗演算された受信ＯＦＤＭ信号（ただし、外乱の存在する伝送路において受信された信号）とＡＣ１およびＴＭＣＣの位置情報信号との相関を示す図である。
【図９】広帯域周波数ずれが発生している状態を示す図である。
【図１０】パイロット信号を含む送信信号を示す図である。
【図１１】受信側が保持しているパイロットパターンを示す図である。
【図１２】パイロット信号を用いて相関処理を行うブロック構成図である。
【図１３】パイロット信号を用いて相関処理を行った結果を示す図である。
【符号の説明】
１０ ＦＦＴ演算器
２０ 周波数ずれ検出器
２１ 乗算器
２０１ 自乗演算部
２０２ ＩＦＦＴ演算部
２０３ ＩＦＦＴ演算部
２０４ 乗算部
２０５ ＦＦＴ演算部
２０６ ピーク位置検出部
Claims (7)
- セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信装置であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、
a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する手段と、
b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する手段と、
c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する手段と、
d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関手段と、
e)前記相関手段による相関結果から周波数ずれを検出する手段と、
を備え、
前記相関手段は、
d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出手段と、
d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出手段と、
d-3) 前記第１算出手段の出力と前記第２算出手段の出力とを乗算する乗算手段と、
d-4) 前記乗算手段の出力をフーリエ変換する第３算出手段と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記第１、第２、および、第３算出手段は、ＯＦＤＭ変調を行うためのＦＦＴ演算回路を利用して実現されることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送における受信方法であって、
ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメントの配置に依存することなく、挿入されるサブキャリア位置が固定している制御信号を含んでおり、かつ、前記制御信号は、絶対値の等しい正負の２つの実数値をとる信号であって、
a)前記制御信号の１シンボル内におけるサブキャリア位置を示す位置情報を記憶する工程と、
b)送信装置から受信した前記制御信号を含む受信ＯＦＤＭ信号を入力する工程と、
c)前記受信ＯＦＤＭ信号の信号値を自乗演算する工程と、
d)自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号と、前記位置情報との相関をとる相関工程と、
e)前記相関工程による相関結果から周波数ずれを検出する工程と、
を備え、
前記相関工程は、
d-1) 自乗した前記受信ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換する第１算出工程と、
d-2) 前記位置情報から生成される信号を逆フーリエ変換する第２算出工程と、
d-3) 前記第１算出工程の出力と前記第２算出工程の出力とを乗算する乗算工程と、
d-4) 前記乗算工程の出力をフーリエ変換する第３算出工程と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。 - 請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＡＣ１信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。 - 請求項５に記載のＯＦＤＭ信号の受信方法において、
前記制御信号は、
前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、
を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001320404A JP3757144B2 (ja) | 2001-10-18 | 2001-10-18 | Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ信号の受信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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