JP2003244935A - 電気絶縁型スイッチング素子駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】駆動に相当の電力を要する大電力スイッチング
素子を直接高周波駆動可能な電気絶縁型スイッチング素
子駆動回路を提供すること。 【解決手段】スイッチング素子を駆動する場合に、コア
レストランス４を用いてその一次側から二次側にパルス
変調された交流電力を送信し、これをコアレストランス
４のリーケージインダクタンスをインダクタンス成分と
する共振回路で共振させた後、整流してスイッチング素
子を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気絶縁型スイッ
チング素子駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】ＤＣー
ＤＣコンバータや各種のインバータ回路においては、入
力回路系の基準電位とは異なる基準電位を基準として駆
動されることが一般的である。このような用途の最も端
的な例は、インバータ回路のハイサイド素子をこのイン
バータ回路の出力端の電位として駆動する場合であり、
この場合、このハイサイド素子の制御端子にはインバー
タ回路の出力端（インバータ回路のハイサイド素子とロ
ーサイド素子との接続点）を基準とする制御電圧が印加
されねばならない。また、ハイサイド素子だけでなくイ
ンバータ回路のローサイド素子も、しばしば入力側回路
系とはまったく異なる基準電圧を基準として駆動され
る。その他、電源電圧が入力側回路系とは異なる絶対電
位（又は基準電位）をもつ回路系は、上記したインバー
タ回路だけでなく、種々の用途において必要となる。

【０００３】このような回路系では、入力側回路から出
力側回路の少なくとも最初のスイッチング素子に信号を
伝送する際に、少なくともこの最初のスイッチング素子
の駆動電力だけは入力側回路から給電することが簡単で
ある。

【０００４】このことを実現するために、従来、トラン
ス絶縁型の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路が知ら
れている。この回路では、入力側回路において発振を行
って交流電圧形式の信号を形成し、これをトランスを通
じて出力側回路に交流伝送し、これを出力側回路で整流
し、整流した高エネルギーのスイッチング信号電圧によ
り上記最初のスイッチング素子を断続させる方式（以
下、トランス絶縁型スイッチング素子駆動回路ともい
う）が多用されている。

【０００５】しかしながら、従来のトランス絶縁型スイ
ッチング素子駆動回路は、トランスのコアが小さいため
にコイルの巻装作業が容易ではない上、断続周波数が低
い信号の電力付随伝送はできるもののスイッチング素子
を高周波駆動することができないという問題があった。
これは、従来のトランス絶縁型スイッチング素子駆動回
路においてトランスのコアのヒステリシス損失が周波数
の増大により大幅に増大し、トランスに入力される高周
波交流電力の大部分がコアの加熱により減衰したり、そ
のリーケージインダクタンスのために伝送効率が低下し
てしまうためである。

【０００６】また、従来の電気絶縁型スイッチング素子
駆動回路としては、上記したトランス絶縁型スイッチン
グ素子駆動回路の他に、ピエゾトランス（ピエゾカプ
ラ）を用いて入出力電気絶縁する方式もあるが、同様に
ピエゾ素子の駆動周波数が低いために出力側のスイッチ
ング素子を高周波駆動することは困難であった。

【０００７】さらに、従来の電気絶縁型スイッチング素
子駆動回路としては、ＬＥＤ（発光ダイオード）とフォ
トダイオード（ＰＤ）とを用いたフォトカプラを用いて
入出力電気絶縁しつつ電力付随の信号を伝送する方式も
考えられるが、出力側のスイッチング素子の直接駆動に
必要な電力の伝送には、ＬＥＤ（発光ダイオード）とフ
ォトダイオード（ＰＤ）として大チップ面積のものを必
要とするうえ、ＰＤで得られた低圧の電力を昇圧するた
めの回路の実現が容易ではなく、実用化が非常に困難で
あった。

【０００８】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、駆動に相当の電力を要する大電力スイッチング素
子を直接高周波駆動可能な電気絶縁型スイッチング素子
駆動回路を提供することを、その目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の電気絶縁
型スイッチング素子駆動回路は、 スイッチング素子を
断続駆動するための二値信号電圧を所定の基本周波数を
もつ交流電圧に変換する発振回路と、前記交流化回路か
ら出力される交流電圧が一次コイルに印加されるリーケ
ージトランスと、前記リーケージトランスの二次コイル
の出力電圧を受信して前記基本周波数を共振周波数とし
て共振する共振回路と、前記共振回路から出力される交
流電圧を整流して二値信号電圧に変換して前記スイッチ
ング素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加す
る波形整形回路とを備えることを特徴としている。

【００１０】基本周波数を共振周波数とする共振回路と
は、共振周波数を基本周波数の０．８〜１．２倍、更に
好適には０．９５〜１．０５倍に設定した共振回路をい
うものとする。又は、このリーケージトランスの入力電
圧とその巻き数比により決定される理論的な二次電圧の
値よりも大きな二次電圧を発生する共振回路をいうもの
とする。ここで言うコンデンサとは、二次回路側に配置
されてリーケージトランスのリーケージインダクタンス
とともに二次コイルの寄生容量とともに共振回路を構成
するすべてのコンデンサを意味するものとする。ここで
いうリーケージトランスとは、閉磁路型トランスと区別
する用語であって、一次コイルと二次コイルとの電磁結
合係数が５０％以下のものを意味するものとする。上記
した閉磁路型トランスは、磁気回路にエアギャップを持
たないか又は閉磁路を構成する複数の部分コアの接合部
のエアギャップのみしかエアギャップを持たないコア構
造をもつトランスを意味し、リーケージトランスは、閉
磁路に大きな空気磁路をもち、両コイルのリーケージイ
ンダクタンスが非常に大きいトランスを言う。

【００１１】本発明の二次側共振型リーケージトランス
構造のトランス絶縁型スイッチング素子駆動回路は、ト
ランスの二次コイルの大きなリーケージインダクタンス
（漏れインダクタンス）とコンデンサとの共振により、
更に詳しく言えば、トランスの二次コイルのインダクタ
ンスと寄生容量（各ターン間）とにより構成されるイン
ダクタンスーキャパシタンス分布定数回路と上記コンデ
ンサとを含む共振現象により、トランスの二次コイルの
リーケージインダクタンスによる出力電圧損失を低減
し、リーケージトランス構造であるにもかかわらず、ト
ランスの実効的な電磁結合効率を劇的に改善することが
できる。

【００１２】その結果、小型軽量でコイル巻装も容易な
リーケージトランスを用いて、入力側の電圧系から電気
絶縁されたスイッチング素子を入力側からの供給電力に
より高速スイッチングすることができ、電気絶縁型スイ
ッチング素子駆動回路を簡素かつ低コストに構成するこ
とができる。

【００１３】更に、上記共振によって、トランスの巻数
比を大きく設定することなく（たとえばそれを１対１に
設定したとしても）、トランスの出力電圧を増大するこ
とができるという効果を奏することができる。

【００１４】請求項２記載の構成では請求項１記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記リー
ケージトランスは、コアレストランスからなることを特
徴としている。このようにすれば、コアを全く用いない
ので、ヒステリシス損失に起因するコア（たとえばフェ
ライトコア）の損失増大を考慮することなく、高周波化
が可能となる。この高周波化により、スイッチング素子
の高速レスポンス化を図ることができる。また、高周波
化により、コアレストランスのコイル及び共振コンデン
サの小型化も実現できるので、装置の大幅な小型化を実
現することができる。上記の結果、電気絶縁型スイッチ
ング素子駆動回路の大幅な小型、軽量化を図ることがで
きる。

【００１５】特に、このコアレストランスの採用した場
合、上記共振回路の採用は、このコアレストランスの入
力電圧より大きな振幅の出力電圧をスイッチング素子に
印加する必要がある場合に特に重要である。すなわち、
この共振回路の採用による出力電圧振幅の増大は、コア
レストランスの巻数比を電磁結合効率の向上に有効な１
対１に近い巻数比の採用を可能とし、電力伝送効率の改
善を可能とする。

【００１６】請求項３記載の構成では請求項２記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記波形
整形回路は、前記共振回路から出力される交流電圧を整
流する整流回路と、前記整流回路から出力される整流電
圧を二値信号電圧に変換して前記スイッチング素子の基
準電位用主端子と制御端子との間に印加する比較回路と
を有することを特徴とするので、スイッチング素子に急
峻なエッジのパルス電圧を印加することができ、スイッ
チング素子の過渡状態におけるスイッチング損失を低減
することができる。

【００１７】なお、上記比較回路は、上記整流回路が整
流用のダイオードを通じて充電されるん平滑コンデンサ
（又はピークホールドコンデンサ）を有する場合に特に
重要である。すなわち、この回路構成において、コアレ
ストランスはスイッチング素子の駆動時に上記整流用の
ダイオードを通じて上記平滑コンデンサを速やかに充電
することができるので、スイッチング素子を高速に駆動
することができる。しかし、この場合、コアレストラン
スはスイッチング素子のオフ時に上記整流用のダイオー
ドを通じての上記平滑コンデンサの充電がストップして
も、この平滑コンデンサに蓄積された電荷はすぐに消滅
しないので、この平滑コンデンサの電圧低下によりスイ
ッチング素子をオフするには長時間を必要とし、この間
におけるスイッチング素子の過渡的な電力損失及び発熱
が増大する。この比較回路を用いることによりこの問題
を解決することができる。なお、この比較回路は、典型
的には、上記平滑コンデンサと上記二次コイルとの間の
所定部位の電圧又はその分圧と上記平滑コンデンサの分
圧とを比較することが好適である。比較回路としては一
般にコンパレータを用いるが、たとえば上記平滑コンデ
ンサと上記二次コイルとの間の所定部位の電圧又はその
分圧がゲートに印加され、所定のしきい値電圧が印加さ
れるＭＯＳトランジスタのオン、オフを利用しても良
い。

【００１８】請求項４記載の構成では請求項２記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記波形
整形回路は、前記共振回路から出力される交流電圧を整
流して前記スイッチング素子の基準電位用主端子と制御
端子との間に印加する整流回路からなることを特徴とす
る。この態様では、上記比較回路を用いないため、スイ
ッチング素子の高速駆動において問題は生じるもののス
イッチング素子を低速駆動する場合には問題なくシンプ
ルな回路により電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を
実現することができる。

【００１９】請求項５記載の構成では請求項２記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コア
レストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイル
は、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された
回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ方向に
積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成さ
れていることを特徴とするので、コアレストランスを簡
単に回路基板に実装することができる。

【００２０】請求項６記載の構成では請求項５記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コア
レストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルの
周囲に、低インピーダンスで定電圧が印加される定電圧
導体領域が形成されるので、外部との電磁的結合遮断性
を向上することができるとともに、コアレストランスの
二次コイルの分布定数回路における寄生キャパシタンス
を増大することができ、その共振性を向上することがで
きる。

【００２１】請求項７記載の構成では請求項５記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記渦巻
き型プリントコイルの内側の端部は、前記回路基板に形
成された孔を通じて前記回路基板の表面に形成された他
の前記渦巻き型プリントコイルの外側に引き出されるビ
ヤホール導体に接続されているので、渦巻き型プリント
コイルの鬱側の端部の引き出し構造を簡素化することが
できる。

【００２２】請求項８記載の構成では請求項７記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記他の
前記渦巻き型プリントコイルは、前記ビヤホール導体に
近接する部分で内側に凹んで形成されていることを特徴
とするので、このビヤホール導体を他の渦巻き型プリン
トコイルの外側に容易に引き出すことができ、配線構造
を簡素化することができる。

【００２３】請求項９記載の構成では請求項８記載の電
気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記ビヤ
ホール導体は、角形に形成された前記他の前記渦巻き型
プリントコイルの角部に形成されるので、両コイルの電
磁結合係数の低下を抑止しつつ上記ビヤホール導体を避
けるために上記他の渦巻き型プリントコイルのターン長
さが増大するのを抑止することができ、コイルの抵抗損
失を低減することができる。

【００２４】請求項１０記載の構成では請求項２記載の
電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記コ
アレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイル
は、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載された
回路基板に互いに同軸に巻装された渦巻き型プリントコ
イルからそれぞれ構成され、前記両渦巻き型プリントコ
イルの少なくとも一面側に磁気シートが配設されている
ことを特徴とする。これにより、構造、工程の増加を抑
止しつつインダクタンス及び電磁結合係数の増大を図る
ことができる。

【００２５】請求項１１記載の構成では請求項２記載の
電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、前記両
コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回路基板
の主面方向において同位置（互いに重なる位置）に配置
されていることを特徴とする。このようにすれば、両コ
イルの各ターン同士の電磁結合係数を向上することがで
きるので、コアレストランスの電力伝送効率を最大とす
ることができる。

【００２６】

【発明を実施するための態様】本発明の電気絶縁型スイ
ッチング素子駆動回路の好適な実施態様を図面を参照し
て以下に説明する。

【００２７】

【実施例１】この実施例の電気絶縁型スイッチング素子
駆動回路を図１を参照して以下に説明する。 （回路構成）１は発振回路、２は変調回路、３は電流増
幅回路、４はコアレストランス、５は整流回路、６は比
較回路、７は電流増幅回路、８は電圧規制用の定電圧ダ
イオードである。

【００２８】発振回路１は、互いに１８０度位相が異な
り、パルス幅／パルス周期が約５０％である高周波パル
ス電圧（基本周波数９ＭＨz）を出力する公知の回路で
あり、変調回路２を構成するアンドゲート２１、２２、
及び、ブリッジ型の電流増幅回路３を構成する相補エミ
ッタホロワ回路３１、３２を通じて、コアレストランス
４の一次コイル４１とコンデンサＣｏとの直列回路の両
端に図示しないスイッチング素子をオンする期間だけ高
周波パルス電圧を印加する。これにより、一次コイル４
１の両端には波高値が約５Ｖの高周波パルス電圧が印加
される。直列コンデンサＣｏは、コアレストランス４の
一次コイル４１の漏れインダクタンスを等価的に低減す
るためのものであり、一次コイル４１と直列共振回路を
構成している。なお、直列コンデンサＣｏの省略は可能
である。

【００２９】コアレストランス４は、コアを全く持たな
いトランスであって、４１は一次コイル、４２は二次コ
イルである。

【００３０】整流回路５は、コンデンサＣ１とダイオー
ドＤ１、Ｄ２からなる倍電圧検波回路（倍電圧整流回
路）と、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４と、抵抗Ｒ１とを有している。この実施例で
は、コンデンサＣ１は約pF、コンデンサＣ２は約
pFに設定され、コンデンサＣ３は約pF、コンデンサＣ
４は約 pFに設定されている。

【００３１】コアレストランス４の二次コイル４２は、
この二次コイル４２に接続された上記各コンデンサ特に
コンデンサＣ１、Ｃ２とともに上記基本周波数において
共振する共振回路を構成している。特にこの実施例で
は、コンデンサＣ１は、二次コイル４２のリーケージイ
ンダクタンスとともに（正確には二次コイル４２の分布
定数回路のインピーダンス）およびコンデンサＣ２とも
に、上記基本周波数で共振する共振回路を構成してい
る。コンデンサＣ１は、後述する倍電圧整流回路の基本
構成要素として機能する他、コンデンサＣ１の電圧降下
は二次コイル４２のリーケージインダクタンスの電圧降
下と交流的に位相が１８０度異なるので、コンデンサＣ
１は、このリーケージインダクタンスの電圧降下を実効
的に低減してコアレストランス４の電磁伝送効率、電圧
損失を向上させる機能を果たす。コンデンサＣ１と上記
分布定数回路としてのリーケージインダクタンスとを上
記基本周波数で共振させ、コンデンサＣ２と上記分布定
数回路としてのリーケージインダクタンスとを上記基本
周波数で共振させてもよい。

【００３２】ダイオードＤ１は、後述する比較回路及び
電流増幅回路７に倍電圧整流された電源電圧を印加し、
コンデンサＣ３はこの電源電圧を安定供給するための平
滑コンデンサ（ピークホールドコンデンサ）を構成して
いる。

【００３３】コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１には、ダイオー
ドＤ１のアノード電圧が印加される。このアノード電圧
は、正の半波期間において、ピーク値がダイオードＤ１
のカソードから出力されるピーク電圧よりその順方向電
圧降下分だけ大きいパルス電圧となる。ダイオードＤ３
及びコンデンサＣ４の省略は可能である。

【００３４】整流回路５は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ
３と、平滑コンデンサＣ３、分圧コンデンサＣ４を有し
ている。ダイオードＤ１は、コンデンサＣ１を通じて二
次コイル４１の一端から給電されてコンデンサＣ３を充
電し、コンデンサＣ３は後続の回路に電源電圧を印加す
る。

【００３５】比較回路６は、コンパレータ６１と、抵抗
Ｒ２、Ｒ３が形成する分圧回路により構成されている。
ダイオードＤ１から出力される上記倍電圧整流電圧の分
圧と、上記抵抗Ｒ１の電圧とが比較される。アンドゲー
ト２が制御電圧Ｖsにより遮断されると、抵抗Ｒ１の電
圧は急速に低下し、コンパレータ６１の出力電圧はロー
レベルとなり、このコンパレータ６１の出力電圧は電流
増幅回路７をなす相補エミッタホロワ回路を通じて図示
しないスイッチング素子のゲート電極電圧を急速に低下
させる。Ｒ４は電流増幅回路７の入力電圧をハイレベル
にプルアップするプルアップ抵抗である。

【００３６】この回路により得られる入力電圧と出力電
圧の実測波形を図２に示す。なお、電流増幅回路３に印
加される電源電圧は５Ｖである。上記共振回路の効果に
より、出力電圧は倍電圧整流回路の限界電圧１０Ｖを超
えて電圧増幅されており、高電圧が必要とする用途にお
いても、コアレストランス４の巻数比を変更することな
く、大きな出力電圧をスイッチング素子に印加すること
ができる利点がある。なお、整流回路や共振回路として
は、整流効果、共振効果を有する他の公知回路に置換す
ることができる。

【００３７】コアレストランス４の詳細を図３、図４を
参照して以下に説明する。

【００３８】図３において、１００は図１の回路が実装
されるプリント回路基板であり、その表面には一次コイ
ル４１が、その裏面には二次コイル４２がプリントされ
ている。両コイル４１、４２は図４に示すように、巻数
比が１である渦巻き型プリントコイルであり、両コイル
４１、４２の同一番目のターンは、プリント回路基板１
００の面方向において完全に重なって同一形状に形成さ
れている。これにより、両コイル４１、４２の各ターン
同士がそれぞれ良好に電磁結合するので、両コイル４
１、４２の電磁結合係数を向上してコアレストランス４
の電力伝送効率を改善することができる。 （追加説明）なお、コアレストランス４の寄生容量は、
一次コイルの各ターン間、一次コイルと接地間、一次コ
イルの各ターンと二次コイル各ターンとの間、二次コイ
ルの各ターン間、二次コイルと接地間に存在する。この
ような複雑な回路の高周波解析は容易ではないが、実験
により共振点を求めればよい。

【００３９】

【実施例２】コアレストランス４の他の実施例を図５を
参照して以下に説明する。

【００４０】この実施例では、両コイル４１、４２は略
正方形に形成され、プリント回路基板１００を上から見
た場合において、一次コイル４１の一つの角部４１０が
角形に窪んでおり、これと斜めに対向する二次コイル４
２の一つの角部４２０が角形に窪んでいる。

【００４１】一次コイル４１の一端はプリント回路基板
１００に設けたスルーホール４１１を通じてプリント回
路基板１００の裏面側に引き出されるが、このスルーホ
ール４１１は二次コイル４２の角部４２０の外側に位置
するので、両コイル４１、４２のいずれもまたぐことな
く配線することができる。同様に、二次コイル４２の一
端はプリント回路基板１００に設けたスルーホール４２
１を通じてプリント回路基板１００の表面側に引き出さ
れるが、このスルーホール４２１は一次コイル４１の角
部４１０の外側に位置するので、両コイル４１、４２の
いずれもまたぐことなく配線することができる。

【００４２】

【実施例３】コアレストランス４の他の実施例を図６を
参照して以下に説明する。

【００４３】この実施例は、コアレストランス４を２出
力型としたものであり、一次コイル４１の各ターンに沿
ってプリント回路基板１０の裏側に一対の二次コイル４
２００、４２０１が配置される。このようにすれば互い
に電気絶縁された一対の二次電圧（図７参照）を得るこ
とができるので、この一対の二次電圧を用いて、インバ
ータ回路のハイサイド素子（上アーム素子）をなす第一
のスイッチング素子と、このインバータ回路のローサイ
ド素子（下アーム素子）をなす第二のスイッチング素子
とを互いに異なる電位を基準として互いに逆動作させる
ことができる。この回路を図８に示す。ただし、図８で
は、一対の二次コイル４２０１、４２０２は、同方向に
電圧を出力するため、一対のコンパレータ６１１、６１
２の各一対の入力電圧を逆として、互いの出力が逆位相
となるようにしている。

【００４４】

【実施例８】コアレストランス４の他の実施例を図９を
参照して以下に説明する。

【００４５】この実施例では、多層配線プリント回路基
板１０００に４つの渦巻き型プリントコイル４０１〜４
０４を配置したものである。これらの４つの渦巻き型プ
リントコイル４０１〜４０４を用いて、逆位相出力電圧
の発生や直列又は並列接続を行うことができる。

【００４６】

【実施例９】コアレストランス４の他の実施例を図１０
を参照して以下に説明する。

【００４７】この実施例では、多層配線プリント回路基
板１０００の内部に２つの渦巻き型プリントコイル４
１、４２を一次コイル及び二次コイルとして積層し、更
に、これら渦巻き型プリントコイル４１、４２を覆っ
て、多層プリント回路基板１０００の表面と裏面とに、
接地された電磁シールド用の銅箔１００３、１００４を
配置して、コアレストランス４から他のコアレストラン
スや外部回路への電磁ノイズの放射を低減したものであ
る。この実施例では、この電磁シールド用の銅箔１００
３、１００４と二次コイル４２との間に形成される寄生
容量が、二次コイル４２のリーケージインダクタンスの
電圧降下を低減してコアレストランス４の電磁伝送効率
を向上させる効果も期待することができる。 （変形態様）上記各実施例では、コアレストランスの二
次コイル側の共振回路の共振周波数を一次側から供給す
るパルス電圧の基本周波数としたが、その代わりに、コ
アレストランスの二次コイル側の共振回路の共振周波数
を一次側から供給するパルス電圧の基本周波数の３倍と
してもよい。これは、パルス電圧は３倍高調波成分を多
く含むためである。 （変形態様）コアレストランス４の一次コイル側にも共
振コンデンサを設けてコアレストランス４の一次コイル
４１の漏れインダクタンスと共振させてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施例１の回路構成を示す回路図である。

【図２】 図１の回路の入出特性を示す実測電圧波形図
である。

【図３】 図１のコアレストランスを示す模式側面図で
ある。

【図４】 図３の渦巻き型プリントコイルを示す模式平
面図である。

【図５】 図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態
様を示す模式平面図である。

【図６】 図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態
様を示す模式平面図である。

【図７】 図６の渦巻き型プリントコイルを用いた回路
の入出特性を示す実測電圧波形図である。

【図８】 図６の渦巻き型プリントコイルを用いた回路
の構成を示す回路図である。

【図９】 図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施態
様を示す模式平面図である。

【図１０】 図４の渦巻き型プリントコイルの他の実施
態様を示す模式平面図である。

【符号の説明】

１ 発振回路 ４ コアレストランス（リーケージトランス、共振回
路） Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ（共振回路） ５ 波形整形回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 杉浦 利彦 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 (72)発明者 平島 茂雄 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 (72)発明者 林 裕二 愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地 株式会 社日本自動車部品総合研究所内 Ｆターム(参考） 5H740 BA11 JA01 JB01 KK03

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチング素子を断続駆動するための二
   値信号電圧を所定の基本周波数をもつ交流電圧に変換す
   る発振回路と、 前記交流化回路から出力される交流電圧が一次コイルに
   印加されるリーケージトランスと、 前記リーケージトランスの二次コイルの出力電圧を受信
   して前記基本周波数を共振周波数として共振する共振回
   路と、 前記共振回路から出力される交流電圧を整流して二値信
   号電圧に変換して前記スイッチング素子の基準電位用主
   端子と制御端子との間に印加する波形整形回路と、 を備えることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子
   駆動回路。
2. 【請求項２】請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記リーケージトランスは、コアレストランスからなる
   ことを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回
   路。
3. 【請求項３】請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記波形整形回路は、前記共振回路から出力される交流
   電圧を整流する整流回路と、前記整流回路から出力され
   る整流電圧を二値信号電圧に変換して前記スイッチング
   素子の基準電位用主端子と制御端子との間に印加する比
   較回路とを有することを特徴とする電気絶縁型スイッチ
   ング素子駆動回路。
4. 【請求項４】請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記波形整形回路は、前記共振回路から出力される交流
   電圧を整流して前記スイッチング素子の基準電位用主端
   子と制御端子との間に印加する整流回路からなることを
   特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
5. 【請求項５】請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次
   コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載
   された回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ
   方向に積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ
   構成されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチン
   グ素子駆動回路。
6. 【請求項６】請求項５記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次
   コイルの周囲に、低インピーダンスで定電圧が印加され
   る定電圧導体領域が形成されることを特徴とする電気絶
   縁型スイッチング素子駆動回路。
7. 【請求項７】請求項５記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記渦巻き型プリントコイルの内側の端部は、前記回路
   基板に形成された孔を通じて前記回路基板の表面に形成
   された他の前記渦巻き型プリントコイルの外側に引き出
   されるビヤホール導体に接続されていることを特徴とす
   る電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
8. 【請求項８】請求項７記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記他の前記渦巻き型プリントコイルは、前記ビヤホー
   ル導体に近接する部分で内側に凹んで形成されているこ
   とを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
9. 【請求項９】請求項８記載の電気絶縁型スイッチング素
   子駆動回路において、 前記ビヤホール導体は、角形に形成された前記他の前記
   渦巻き型プリントコイルの角部に形成されることを特徴
   とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
10. 【請求項１０】請求項２記載の電気絶縁型スイッチング
    素子駆動回路において、 前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次
    コイルは、前記入力側回路および前記出力側回路が搭載
    された回路基板に互いに同軸に巻装された渦巻き型プリ
    ントコイルからそれぞれ構成され、前記両渦巻き型プリ
    ントコイルの少なくとも一面側に磁気シートが配設され
    ていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆
    動回路。
11. 【請求項１１】請求項２記載の電気絶縁型スイッチング
    素子駆動回路において、 前記両コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回
    路基板の主面方向において同位置に配置されていること
    を特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。