JP3087846B1 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
減が要求されている。 【解決手段】 入力整流平滑回路4の一対の直流出力ラ
イン9a、9b間に第1及び第2のスイッチQ1,Q2
の直列回路を接続する。第1及び第2のスイッチQ1,
Q2に並列にコンデンサC1,C2を接続する。第2の
スイッチQ2に並列にトランスの1次巻線N1と電流共
振用コンデンサCrの直列回路を接続する。2次巻線N
2に出力整流平滑回路5を接続する。第1及び第2のス
イッチQ1,Q2をデフドタイムを有して交互にオン・
オフする。トランスTの1次巻線N1と2次巻線N2と
をコア10の異なる位置に配置し、相互間の浮遊容量を
小さくする。また、コア10をコールドエンドに接続す
る。
Description
−タ等のスイッチング電源装置に関し、更に詳細にはノ
イズを低減することができるスイッチング電源装置に関
する。
型、ハ−フブリッジ型、フルブリッジ型等のDC−DC
コンバ−タが知られている。
グ電源装置はノイズを発生する。このノイズには伝導ノ
イズと輻射ノイズとがあり、その主な発生源はスイッチ
ング素子と整流ダイオ−ドである。スイッチング素子で
のノイズはオン時、及びオフ時の電圧の過渡的な変化、
電流の過度的な変化によって発生する。ダイオ−ドでの
ノイズは、主にオフ時のリカバリタイムの過渡的な電流
変化によって発生する。最近低ノイズの切り札として共
振型の1つである電圧型のソフトスイッチングが注目さ
れている。電圧型のソフトスイッチング回路はメインス
イッチのオン時及びオフ時の短期間のみLCを使って共
振させ、ゼロからスタ−トする共振電圧の一部をスイッ
チの電圧として使い。スイッチングロスを減らすように
構成されている。しかし、コストの上昇を抑えてノイズ
低減及び効率向上を図ることは困難であった。
上昇を抑えてノイズの低減を図ることができるスイッチ
ング電源装置を提供することにある。また、本発明の第
2の目的は、コストの上昇を抑えてノイズの低減及び効
率の向上を図ることができるスイッチング電源装置を提
供することにある。
第1の目的を達成するための発明は、直流電源と、前 記
直流電源の一対の直流端子間に接続された第1及び第2
のスイッチの直列回路と、コアとこのコアに巻回された
1次巻線及び2次巻線とを有する出力トランスと、前記
第2のスイッチに対して前記1次巻線を介して並列に接
続された共振用コンデンサと、前記2次巻線に接続され
た出力整流平滑回路と、前記第1及び第2のスイッチを
交互にオン・オフ制御するための制御回路とを備え、
前記1次巻線と前記2次巻線とは相互間の浮遊容量を低
減するようにトランスのコアの異なる位置に配置され、
且つ前記1次巻線の高周波が重畳されない側の端が前記
2次巻線に対して前記1次巻線の高周波が重畳される側
の端よりも近くなるように前記1次巻線が配置され、且
つ前記コアが、高周波が重畳されない回路導体に接続さ
れていることを特徴とするスイッチング電源装置に係わ
るものである。
請求項2に示すように第1及び第2のスイッチに並列コ
ンデンサ又は寄生容量を接続することが望ましい。ま
た、請求項3に示すように、高周波が重畳されない回路
導体(コ−ルドエンド)は第2のスイッチを直流電源に
接続する導体とすることが望ましい。
次巻線と2次巻線とをコアの異なる位置に配置し、且つ
1次巻線の高周波が重畳されない側(コ−ルドエンド
側)の端が2次巻線に対して1次巻線の高周波が重畳さ
れる側(ホットエンド側)の端よりも近くなるように1
次巻線を設け、且つコアを高周波が重畳されない回路導
体(コ−ルドエンド)に接続したので、1次巻線と2次
巻線との間の浮遊容量が少なくなり、2次巻線から1次
巻線及びこれと逆方向のノイズの伝導を低減することが
できる。また、漏れ電流を低減することができる。ま
た、請求項2の発明によれば、共振によって第1及び第
2のスイッチタ−ンオン時及びタ−ンオフ時のスイッチ
ング損失、及びノイズの低減を図ることができる。
本発明の実施例及び実施形態を説明する。
装置は、交流電源端子1a、1bと、高周波成分除去用
フィルタ2と、直流電源としての入力整流平滑回路4
と、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 と、第1及び第
2のダイオ−ドD1 、D2と、第1及び第2のコンデン
サC1 、C1 と、出力高周波トランスTと、直列共振用
コンデンサCr と、出力整流平滑回路5と、一対の出力
端子6a、6bと、制御回路7とを有する。
0Hz の商用交流電源に接続される。高周波成分除去フ
ィルタ3は、第1、第2、第3及び第4のフィルタ用コ
ンデンサCf1、Cf2、Cf3、Cf4と、第1第2及び第3
のフィルタ用リアクトルLf1、Lf2、Lf3とから成る。
第1及び第2のフィルタ用コンデンサCf1、Cf2は一対
のライン間に接続され、第3及び第4のフィルタ用コン
デンサCf3、Cf4は一対のラインとグランド導体8との
間にそれぞれ接続されている。Cf1、Cf2は例えば0.33
μFであり、Cf3、Cf4は例えば2200pFである。
た4つのダイオ−ド4a、4b、4c、4dと平滑用コンデンサ4
eとから成り、交流電源端子1a、1b、供給された交流
電圧を直流電圧に変換して一対の直流ライン9a、9b間に
出力する。
に直列に接続され、この直列回路は一対の直流ライン9
a、9b間に接続されている。第1及び第2のダイオ−
ドD1 、D2 は第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 に逆
方向並列に接続されている。第1及び第2のコンデンサ
C1 、Cも第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 に並列に
接続されている。この実施例では第1及び第2のスィツ
チQ1 、Q2 のソ−スがボデイに接続された構造の絶縁
ゲ−ト型電界効果トランジスタであるので、本来のFE
Tスイッチの他にダイオ−ドが内蔵されている。第1及
び第2のダイオ−ドD1 、D2 はFETの内蔵ダイオ−
ドであるが、ここでは理解を容易にするために独立のダ
イオ−ドのように示されている。勿論ダイオ−ドD1 、
D2 を個別部品とすることもできる。また、第1及び第
2のスイッチQ1 、Q2はドレイン・ソ−ス間に寄生容
量を有する。図1の第1及び第2のコンデンサC1 、C
2には第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 のドレイン・
ソ−ス間の寄生容量が含められている。なお、第1及び
第2のスイッチQ1 、Q2 の寄生容量が大きい場合に
は、第1及び第2のコンデンサC1 、C2 のための個別
コンデンサは不要である。
次巻線N1 と2次巻線N2 とから成る。1次巻線N1 は
直列共振用コンデンサCr を介して第2のスイッチQ2
に並列に接続されている。1次巻線N1 は図3の等価回
路に示す漏洩インダクタンスLs1、Ls2と励磁インダク
タンスLp とを有する。2次巻線N2 はセンタタップ1
1を有し、第1及び第2の2次巻線N2a、N2bに分割さ
れている。1次巻線N1 と2次巻線N2 とは図4に説明
的に示すようにコア10の異なる位置に巻回されてい
る。従って、漏洩インダクタンスLs1、Ls2が大きくな
り、また、1次巻線N1 と2次巻線N2 との間の浮遊容
量Cs7、Cs8が従来よりも小さくなる。
の金具がコ−ルドエンド側ライン9bに接続されてい
る。なお、高周波成分が乗らないコ−ルドエンドとして
のライン9bには、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2
及び制御回路7を含むICのケ−スも接続されている。
また、本実施例では、伝導ノイズの低減効果を確実に得
るために、1次巻線N1 のコ−ルドエンド側、即ち図1
で共振用コンデンサCrに近い下側が図4においても下
側に配置されている。従って、図4において1次巻線N
1 のコ−ルドエンド側が2次巻線N2 に最も近く、ホッ
トエンド(高周波の重畳される部分)側が2次巻線N2
から遠くなる。なお、図1の下側の直流ライン9bはコ
−ルドエンドであって、例えば2200pFコンデンサCg
を介してグランド導体8に結合されている。
2 とが離間配置され且つコア10がコ−ルドエンドライ
ン9bに接続されているので、1次巻線N1 と2次巻線
N2との間の浮遊容量が極めて小さくなり、50W電源
において3.5pFである。なお、コア10をコ−ルド
エンドに接続しない場合には、1次巻線N1 と2次巻線
N2 との間には上記の3.5pFの容量の他に、1次巻
線N1 とコア10との間の容量(約8pF)と2次巻線
N2 とコア10との間の容量(約9pF)とを有し、こ
れ等の合成容量は約7.7pFになる。
整流ダイオ−ドDo1、Do2と出力平滑用コンデンサCo
とからなる。センタタップ型全波整流回路を構成するた
めに2つのダイオ−ドDo1、Do2のアノ−ドが2次巻線
N2 の一端と他端とに接続され、2つのカソ−ドが共通
接続されている。コンデンサCo の一端は2つのカソ−
ドに接続され、他端はセンタタップ11に接続されてい
る。コンデンサCo に接続された一対の出力端子6a、
6b間には負荷が接続される。
、Q2 をデッドタイムを有して交互にオン・オフする
ものである。なお、一対の出力端子6a、6b間の電圧
を一定に制御するために、制御回路7は一対の出力端子
6a、6bに接続されており、ここの電圧を検出する。
また、制御回路7は可変周波数発振器を含んでおり、出
力電圧を制御する時に第1及び第2のスイッチQ1 、Q
2 のオン・オフ繰返し周波数を変える。
部のみを示す。但し、図2では、図1の入力整流平滑回
路4が電圧Eiの直流電源4′で示されている。また、
出力平滑用コンデンサCo に負荷Ro が接続されてい
る。
は漏洩インダクタンスLs1、Ls2と励磁インダクタンス
Lp と理想トランスに分けて示されている。励磁インダ
クタンスLp は理想トランスの1次巻線N1と第2の漏洩
インダクタンスLs2に対して並列に接続されている。第
1の漏洩インダクタンスLs1は励磁インダクタンスLp
に対して直列に接続されている。なお、第2の漏洩イン
ダクタンスLs2を無視して等価回路を概略的に示すこと
もできる。図3のコンデンサCq は図2の第1及び第2
のコンデンサC1 、C2 の和に相当する。
る時には、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 を図5に
示す約50%のデュ−テイサイクルのパルスから成るゲ
−ト・ソ−ス間電圧Vgs1 、Vgs2 で駆動する。第1及
び第2のゲ−ト・ソ−ス間電圧Vgs1 、Vgs2 のパルス
の相互間にはソフトスイッチングを行うためにt1 〜t
2 区間、t6 〜t7 区間に示すようなデットタイムが設
けられている。第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 のオ
ン・オフ繰返し周波数(動作周波数)は、励磁インダク
タンスLp と共振用コンデンサCr とで決まる直列共振
周波数よりも高く設定されている。このため、スイッチ
ング素子から見た負荷は誘導性インピダンスとなり、デ
ッドタイム中はこの誘導性インピダンスであるインダク
タンスLs1+Lp とスイッチの寄生容量であるコンデン
サCq との電圧共振を利用してソフトスイッチングして
いる。また、ソフトスイッチングするため、ゲ−ト信号
は第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 が零電圧になるま
ではゲ−ト信号を入らないようにコントロ−ルしてい
る。そして、その制御は最も簡単な周波数制御のみで全
域をカバ−している。動作は大別して、無負荷軽負荷動
作、重負荷動作、負荷短絡動作にわけられる。本実施例
の装置は全ての動作で安定してZVS(ソフトスイッチ
ング)ができ、且つ全ての負荷領域に渡って効率がよ
い。なお,電流共振を伴うDC-DCコンバ−タにおい
て、出力電圧がスイッチング周波数に対して反比例的に
変化することは周知である。
軽負荷の動作を図5を参照して次の条件のもとで詳しく
説明する。 (a) コンデンサ、トランス、インタクタンスは理想
的なものとし内部抵抗は無視する。 (b) スイッチQ1 、Q2 、ダイオ−ドDo1、Do2は
理想的なものとし、オン抵抗による電圧降下及びスイッ
チング時間は零とする。 (c) コンデンサCq は第1及び第2のスイッチQ1
、Q2 の寄生容量を含んだ並列コンデンサとする。 (d) 全ての浮遊容量と、配線の抵抗は無視する。図
5は無負荷軽負荷動作の時の各期間の各部の波形を示
す。t1 〜t11の1周期の間に10の期間が存在し、前
半の5つの期間(1〜5)と後半の5つの期間(6〜1
0)はそれぞれ対称的な動作をする。無負荷に近付くに
従って、期間3、4、8、9の時間が短くなり、出力電
圧は正弦波状のピ−ク電圧を整流した形になる。
路でLp −Ls1−Cq −Cr の並列共振回路が形成され
る。t1 よりも前には第2のスイッチQ2 に電流が流れ
ており、t1 で第2のスイッチQ2 がオフにされると、
トランスのインダクタンスLs1+Lp に蓄えられていた
エネルギによって、トランスのインダクタンスLs1+L
p と電圧共振コンデンサCq とが共振し、ソフトスイッ
チングする。第2のスイッチQ2 がオフした時、ここに
流れていた電流がコンデンサCq に転流し、第2のスイ
ッチQ2 の電流負担が零になる。これによって、第2の
スイッチQ2 のスイッチングロスが大幅に低減される。
エネルギ−の流れが生じることによって、インダクタン
スLs1+Lp のエネルギで電圧共振コンデンサCp が極
性反転され、電流共振コンデンサCr が充電される。t
2 時点で第1のスイッチQ1 の電圧Vq1はゼロになり、
第2のスイッチQ2 の電圧Vq2は電源電圧Eiになる。
なお、負荷Ro はコンデンサCo から電力が供給され
る。
Ls1−D1 −4′−Cq の閉回路で電流が流れる。この
期間には、t2 時点でゼロ電圧になった第1のスイッチ
Q1 の並列ダイオ−ドD1 を通って逆電流が流れる。即
ちt2 〜t3 期間には、インダクタンスLs1+Lp に蓄
えられたエネルギがダイオ−ドD1 を通って放出され
る。この期間内に第1のスイッチQ1 のゲ−ト信号を入
力し、ゼロ電圧で第1のスイッチQ1 をオンにする。こ
の期間のエネルギの流れによって、インダクタンスLs1
+Lp に蓄えられたエネルギとコンデンサCr に蓄えら
れたエネルギがコンデンサCr を放電しながら入力端子
に帰還される。t2 〜t3 期間は、トランスTの2次電
圧Vt /Nが出力電圧E0 と等しくなった時に終了す
る。なお、負荷RoにはコンデンサCo から電力が供給
される 。
2 期間の電流経路に、Lp −Ls2−N1 の閉回路と、ダ
イオ−ドDo1の導通によるN2a−Do1−Co 及びRo の
閉回路の電流経路が加わる。この期間は入力側に電力が
帰還され、かつ、出力側にも電力が出力される。エネル
ギの流れとして、インダクタンスLs1+Lp に蓄えられ
たエネルギとコンデンサCr のエネルギとがコンデンサ
Cr を放電しながら第1のスイッチQ1 の並列ダイオ−
ドDq1を通して入力側に帰還される流れと、出力側に出
力される流れとの両方が生じる。t3 〜t4 期間は第1
のダイオ−ドD1 の電流が零になった時に終了する。
Ls1−Ls2−N1 −Cr の回路及び4′−Q1 −Ls1−
Lp −Cr の回路が形成される。トランスの2次側は前
の区間と同一のN22−Do1−Co 及びRo である。この
期間には、第1のスイッチQ1 がオンし、電源4′から
電力が供給され、2次側に電力を供給すると共に共振用
コンデンサCr を充電する。このt4 〜t5 期間は出力
電流Ido1 が零になった時に終了する。
−ドDo1の電流Ido1 が零になり、トランスTの2次巻
線N2 が開放状態即ち無負荷状態となった期間である。
この期間には4′−Q1 −Ls1−Lp −Cr の閉回路に
電流が流れ、コンデンサCr とインダクタンスLs1+L
p が充電される。なお、負荷Ro にはコンデンサCo か
ら電力が供給される。この期間はt6 で第1のスイッチ
Q1 のゲ−ト信号をオフにすることによって終了する。
対称的動作となる。従って、各期間の電流経路のみを示
して詳しい説明を省略する。t6 〜t7 期間には、Cq
−Ls1−Lp −Cr の電圧共振回路が形成され、且つC
o- Ro の回路が形成される。t7 〜t8 期間には、Ls
1−Lp −Cr −D2 の閉回路が形成され、且つCo−R
o の回路が形成される。t8 〜t9 期間には、前のt7
〜t8 期間と同一の電流経路が生じる他に、Lp−N1
−Ls2の回路が形成され、且つN2b−Do2−Co 及びR
o の回路が形成される。t9 〜t10期間には、Cr −N
1 −Ls2−Ls1−Q2 の閉回路及びCr −Lp−Ls1−
Q2 の閉回路が形成され、且つ2次側にはt8 〜t9 期
間と同一の電流経路が生じる。t10〜t11期間には、C
r −Lp −Ls1−Q2 の閉回路及びCo −Ro の閉回路
が生じる。
共振と電圧共振との両方が使用されており、トランス電
圧Vt は全体として図5(A)に示すように台形波にな
り、図5(B)に示す従来のハ−フブリッジ型の方形波
電圧に比べて高調波成分が少なくなる。また、第1及び
第2のスイッチQ1 、Q2 のゼロボルトスイッチングを
達成することができ、電力損失の低減を図ることができ
る。また、ノイズの低減を図ることができる。
グ電源から商用入力線を伝わって外部に出るノイズのこ
とであり、他の電子機器に悪影響を及ぼす。図7に伝導
ノイズを測定する測定回路の概略とLISN回路20と
グランドG(接地)間に流れる電流の経路を示す。ノイ
ズ電流はスイッチングの高周波が重畳された伝導部品か
ら、浮遊容量Cs を通ってグランドGに流れる。グラン
ドGに流れたノイズ電流はLISNを通って、スイッチ
ング回路に戻る。この時LISNを通るノイズ電流が5
0Ωの抵抗27〜30の両端に表れ伝導ノイズとして測
定される。なお、LISN回路20は例えば50μHの
2つのインダクタ21、22と、例えば0.1μFの4
つのコンデンサ23〜26と、例えば50オ−ムの4つ
の抵抗27、28、29、30とからなる。また信号源
31は60kHZ の信号を発生する。
量 とノイズ測定を示す。スイッチング電源装置の主な
浮遊容量として、一対の直流ラインとグランド導体8と
の間の容量Cs1、Cs2、2つのスイッチQ1 、Q2 の間
とグランド導体8との間の容量Cs3、トランスの2次巻
線N2aの上端とグランド導体8との間の容量Cs4、一対
の直流出力ラインとグランド導体8との間の容量Cs5、
Cs6、図1においても示した1次巻線N1 と2次巻線N
2 との間の容量Cs7、Cs8がある。ホットエンド(高周
波の重畳された回路)とグランドG間の浮遊容量である
Cs3、Cs4、Cs7が伝導ノイズに大きく影響し、コ−ル
ドエンド(高周波の重畳されていない回路)とグランド
G間の浮遊容量であるCs1、Cs2、Cs5、Cs6はあまり
影響しない。グランドGに伝わったノイズ電流は浮遊容
量Cs と接地コンデンサCgで分圧され、接地コンデン
サCgの両端の電圧がLf1、Lf2、Lf3、Cf3、Cf4か
らなるフィルタを通って減衰した後に、LISN回路2
0で伝導ノイズとして測定される。この回路を低ノイズ
にするために次の方法が考えられる。 (1) ノイズ発生源の電圧を低くする。 (2) ノイズ発生源の数を減らす。 (3) ホットエンド(高周波の重畳された伝導部品)
とグランドG間の浮遊容量を極力少なくする。 (4) 浮遊容量を減らせない時はホットエンドの導電
部品とグランドG間にコ−ルドエンドの導体を入れてシ
−ルドしグランドGへの高周波電流が流れないようにす
る。 (5) ラインフィルタを強化する。
イッチQ1 、Q2 のスイッチング電圧があり、2次側に
はトランスTで変圧されたスイッチング電圧と整流ダイ
オ−ドDo1、Do2のリカバリ時に発生するノイズ電圧が
ある。その他、トランスTとラインフィルタの電磁的な
結合等によって発生するノイズがある。本実施例のスイ
ッチング電源装置はハ−フブリッジ型であり、ホットエ
ンドの電圧がフライバックコンバ−タ、フォワ−ドコン
バ−タに比べて、約半分になる。従って、フライバック
又はフォワ−ドコンバ−タと同じ浮遊容量ならばノイズ
電流は約1/2になる。また、本実施例のメインスイッ
チQ1 、Q2 の電圧Vq1、Vq2は図5(A)の台形波の
ような波形になる。この為図5(B)の矩形波のような
波形になるハ−ドスイッチングに比べてスイッチング周
波数の高調波含有率が少ない。本実施例によれば基本波
を60kHZとすると1.8MHZ以上の所では高調波が非
常に小さくなる。また、2次側の出力ダイオ−ドDo1、
Do2の電流がコンデンサCr とリアクトルLs1+Ls2の
電流共振に基づいて流れるので、ダイオ−ドDo1、D2
から発生するノイスが比較的小さい。
路は、FETスイッチQ1 、Q2 を含むサンケン電気株
式会社製のパワ−IC(STR−Z4304)から成
る。このICはケ−スがコ−ルドエンドになっている
為、浮遊容量によるノイズ電流を発生しなく、またIC
放熱器もコ−ルドエンドに出来るので低ノイズには非常
に有利である。普通、フライバックコンバ−タ、フォワ
−ドコンバ−タではFETのドレインがホットエンドに
なってしまい、放熱器もホットエンドになってしまうた
め浮遊容量によるノイズ電流の発生が大きい。
圧15V、出力電流3.3A、出力電力50Wのスツチ
ング電源装置の伝導ノイズ測定結果を図9に示し、また
輻射ノイズの測定結果を図11に示す。また、測定に使
った電波暗室の暗伝導ノイズを図11に、暗輻射ノイズ
を図12に示す。これから明らかなように本実施例によ
れば超低ノイズ電源装置を提供することが出来る。即
ち、本実施例によれば、伝導ノイズをクラスAよりも4
0dB低く、クラスBよりも30db 低いノイズレベル
とすることができる。比較のために図13に従来の50
Wスイッチング電源装置の伝導ノイズを示す。図9の本
実施例の伝導ノイズは図13の従来の伝導ノイズよりも
大幅に低い。本実施例のノイズレベルは、商用トランス
+トランジスタで構成したドロッパ電源の商用整流用の
ダイオ−ドから発生するノイズレベルよりも低かった。
また、フィルタを強化した時に増えやすい漏洩電流をA
C100V、50Hzで測定して0.2mAに抑える事が
出来た。
の交流入力電圧とスイッチング周波数との関係を無負
荷、軽負荷、全負荷に分けて示すものである。これから
明らかなように第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 のス
イッチング周波数は負荷が軽くなるに従って上昇し、ま
た入力電圧が上昇するにつれて上昇する。
の出力電流と効率との関係を、交流入力電圧(INPU
T)85V、100V、132Vとに分けて示す。従来
のフォワ−ドコンバ−タ等では入力電圧が高くなると効
率が低下するが、本実施例では入力電圧が低いと効率が
悪くなっている。この原因として、トランスの巻数比以
上に昇圧させる昇圧型であるため、入力電圧が低いと励
磁インダクタンスLp3の励磁電流を増加させて昇圧させ
るためである。
まとめて示す。 (1) トランスTのコア10をコ−ルドエンドに接続
した。 (2) トランスの1次と2次巻線N1 、N2 を離間配
置し、且つコア10をコ−ルドエンドに接続することに
よって1次巻線N1 と2次巻線N2 との間の浮遊容量を
フォワ−ドコンバ−タのトランスの約1/20にした。
フォワ−ドコンバ−タのトランス出は普通50〜100
pFであるが、本方式のトランスではコア10をコ−ル
ドエンドに接続することによって3.5pFに出来た。 (3) コンバ−タのスイッチQ1 、Q2 は全て電圧ソ
フトスイッチングで動作させた。 (4) コンバ−タからの出力電圧をフォワ−ドコンバ
−タの約1/2にした。 (5) パワ−ICのケ−ス及びフィンをコ−ルドエン
ドにした。フォワ−ドコンバ−タではFETのボディの
ドレインがホットエンドになる。 (6) 出力整流のダイオ−ドのボディをコ−ルドエン
ドにした。 (7) 出力ダイオ−ドIo1、Io2の電流波形を電流共
振波形にした。 (8) トランスの2次巻線N2 の2つの巻線N2a、N2
bをバイファイラ巻とすることによってこれ等の間の漏
洩インダクタンスを小さくした。 (9) ノイズフィルタとトランスの接近を避けた。 (10) 入力端子と出力端子の接近を避けた。 (11) ノイズフィルタを強化した。 (12) 分割巻することによってノイズフィルタの入
出力間容量を少なくした。 (13) トランスTと整流ダイオ−ドDo1、Do2との
距離を極力短くした。 (14) メインスイッチにフェライトビ−ズを入れ
た。即ちスイッチQ2 のドレイン電流通路と出力端子に
フェライトビ−ズを入れた。 (15) 出力ダイオ−ドDo1、Do2に並列にCR(4
70pF+2.2Ω)を接続した。なお、Cのみでもよ
い。 (16) 制御回路7の電源用ダイオ−ドに並列に10
0pFのコンデンサを接続した。なお、CRを並列接続
してもよい。上記(13)〜(16)は時に高域ノイズ
対策として有効である。
率の電源装置は、今までノイズ問題でドロッパ電源しか
使えなかった医療機器、測定器、無線通信機、低レベル
の信号を扱う機器等にも使用することができる。なお,
本実施例のスイツチング電源装置の外形寸法を示すと,
幅125mm,奥行き80mm、高さ12.5mmであって、極め
て小さい。
く、例えば次の変形が可能なものである。 (1) 漏洩インダクタンスLs1,Ls2が十分に得
られない時には、個別のインダクタを共振用コンデンサ
Crに直列に接続することができる。 (2) 図1においてコンデンサC1,C2は第1及び
第2のスイッチQ1,Q2の寄生容量とし、この寄生容
量を補う目的で第2のスイッチQ2に並列に別個コンデ
ンサを接続することができる。 (3) コア10を図1の直流ライン9bに接続するこ
とができる。
路図である。
路図である。
ある。
グ回路の出力電圧を概略的に示す波形図である。
る。
ズの流れを示す回路図である。
る。
る。
性を示す図である。
数との関係を示す図である。
図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 直流電源と、前記直流電源の一対の直流
端子間に接続された第1及び第2のスイッチの直列回路
と、コアとこのコアに巻回された1次巻線及び2次巻線
とを有する出力トランスと、前記第2のスイッチに対し
て前記1次巻線を介して並列に接続された共振用コンデ
ンサと、前記2次巻線に接続された出力整流平滑回路
と、前記第1及び第2のスイッチを交互にオン・オフ制
御するための制御回路とを備え、 前記1次巻線と前記2次巻線とは相互間の浮遊容量を低
減するようにトランスのコアの異なる位置に配置され、
且つ前記1次巻線の高周波が重畳されない側の端が前記
2次巻線に対して前記1次巻線の高周波が重畳される側
の端よりも近くなるように前記1次巻線が配置され、且
つ前記コアが、高周波が重畳されない回路導体に接続さ
れていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 更に、前記第1及び第2のスイッチに並
列に接続された第1及び第2のコンデンサ又は寄生容量
を有し、 前記制御回路は前記第1及び第2のスイッチをデットタ
イムを有して交互にオン・オフ制御するように構成さ
れ、 前記第1及び第2のスイッチのタ−ンオフ時には前記第
1及び第2のスイッチの両端子間電圧を傾斜を有して徐
々に立ち上げ、前記第1及び第2のスイッチをオフから
オンに転換させる時には前記デッドタイムの間に前記第
1及び第2のスイッチの両端子間電圧を零又はほぼ零に
することができるように前記第1及び第2のコンデンサ
又は寄生容量及び前記1次巻線のインダクタンス及び前
記デッドタイムの時間幅が設定されて いることを特徴と
する請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項3】 前記高周波が重畳されない回路導体は前
記第2のスイッチを前記直流電源に接続するための導体
であることを特徴とする請求項1又は2記載のスイッチ
ング電源装置。
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1999
- 1999-03-05 JP JP11059466A patent/JP3087846B1/ja not_active Expired - Lifetime
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