JP3087846B1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 スイッチング電源装置において、ノイズの低
減が要求されている。 【解決手段】 入力整流平滑回路４の一対の直流出力ラ
イン９ａ、９ｂ間に第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２
の直列回路を接続する。第１及び第２のスイッチＱ１，
Ｑ２に並列にコンデンサＣ１，Ｃ２を接続する。第２の
スイッチＱ２に並列にトランスの１次巻線Ｎ１と電流共
振用コンデンサＣｒの直列回路を接続する。２次巻線Ｎ
２に出力整流平滑回路５を接続する。第１及び第２のス
イッチＱ１，Ｑ２をデフドタイムを有して交互にオン・
オフする。トランスＴの１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と
をコア１０の異なる位置に配置し、相互間の浮遊容量を
小さくする。また、コア１０をコールドエンドに接続す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
−タ等のスイッチング電源装置に関し、更に詳細にはノ
イズを低減することができるスイッチング電源装置に関
する。

【０００２】

【従来例の技術】スイッチング電源装置として、一石
型、ハ−フブリッジ型、フルブリッジ型等のＤＣ−ＤＣ
コンバ−タが知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ電源装置はノイズを発生する。このノイズには伝導ノ
イズと輻射ノイズとがあり、その主な発生源はスイッチ
ング素子と整流ダイオ−ドである。スイッチング素子で
のノイズはオン時、及びオフ時の電圧の過渡的な変化、
電流の過度的な変化によって発生する。ダイオ−ドでの
ノイズは、主にオフ時のリカバリタイムの過渡的な電流
変化によって発生する。最近低ノイズの切り札として共
振型の１つである電圧型のソフトスイッチングが注目さ
れている。電圧型のソフトスイッチング回路はメインス
イッチのオン時及びオフ時の短期間のみＬＣを使って共
振させ、ゼロからスタ−トする共振電圧の一部をスイッ
チの電圧として使い。スイッチングロスを減らすように
構成されている。しかし、コストの上昇を抑えてノイズ
低減及び効率向上を図ることは困難であった。

【０００４】そこで、本発明の第１の目的は、コストの
上昇を抑えてノイズの低減を図ることができるスイッチ
ング電源装置を提供することにある。また、本発明の第
２の目的は、コストの上昇を抑えてノイズの低減及び効
率の向上を図ることができるスイッチング電源装置を提
供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
第１の目的を達成するための発明は、直流電源と、前 記
直流電源の一対の直流端子間に接続された第１及び第２
のスイッチの直列回路と、コアとこのコアに巻回された
１次巻線及び２次巻線とを有する出力トランスと、前記
第２のスイッチに対して前記１次巻線を介して並列に接
続された共振用コンデンサと、前記２次巻線に接続され
た出力整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチを
交互にオン・オフ制御するための制御回路とを備え、
前記１次巻線と前記２次巻線とは相互間の浮遊容量を低
減するようにトランスのコアの異なる位置に配置され、
且つ前記1次巻線の高周波が重畳されない側の端が前記
２次巻線に対して前記１次巻線の高周波が重畳される側
の端よりも近くなるように前記１次巻線が配置され、且
つ前記コアが、高周波が重畳されない回路導体に接続さ
れていることを特徴とするスイッチング電源装置に係わ
るものである。

【０００６】なお、上記第２の目的を達成するために、
請求項２に示すように第１及び第２のスイッチに並列コ
ンデンサ又は寄生容量を接続することが望ましい。ま
た、請求項３に示すように、高周波が重畳されない回路
導体（コ−ルドエンド）は第２のスイッチを直流電源に
接続する導体とすることが望ましい。

【０００７】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、トランスの１
次巻線と２次巻線とをコアの異なる位置に配置し、且つ
1次巻線の高周波が重畳されない側（コ−ルドエンド
側）の端が２次巻線に対して１次巻線の高周波が重畳さ
れる側（ホットエンド側）の端よりも近くなるように１
次巻線を設け、且つコアを高周波が重畳されない回路導
体（コ−ルドエンド）に接続したので、１次巻線と２次
巻線との間の浮遊容量が少なくなり、２次巻線から１次
巻線及びこれと逆方向のノイズの伝導を低減することが
できる。また、漏れ電流を低減することができる。ま
た、請求項２の発明によれば、共振によって第１及び第
２のスイッチタ−ンオン時及びタ−ンオフ時のスイッチ
ング損失、及びノイズの低減を図ることができる。

【０００８】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図1５を参照して
本発明の実施例及び実施形態を説明する。

【０００９】図１に示す実施例に従うスイッチング電源
装置は、交流電源端子１ａ、１ｂと、高周波成分除去用
フィルタ２と、直流電源としての入力整流平滑回路４
と、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と、第１及び第
２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2と、第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ1 と、出力高周波トランスＴと、直列共振用
コンデンサＣr と、出力整流平滑回路５と、一対の出力
端子６ａ、６ｂと、制御回路７とを有する。

【００１０】一対の交流電源端子１ａ、１ｂは例えば５
０Ｈz の商用交流電源に接続される。高周波成分除去フ
ィルタ３は、第１、第２、第３及び第４のフィルタ用コ
ンデンサＣf1、Ｃf2、Ｃf3、Ｃf4と、第１第２及び第３
のフィルタ用リアクトルＬf1、Ｌf2、Ｌf3とから成る。
第１及び第２のフィルタ用コンデンサＣf1、Ｃf2は一対
のライン間に接続され、第３及び第４のフィルタ用コン
デンサＣf3、Ｃf4は一対のラインとグランド導体８との
間にそれぞれ接続されている。Ｃf1、Ｃf2は例えば0.33
μＦであり、Ｃf3、Ｃf4は例えば2200ｐＦである。

【００１１】入力整流平滑回路4は、ブリッジ接続され
た4つのダイオ−ド4a、4b、4c、4dと平滑用コンデンサ4
ｅとから成り、交流電源端子1ａ、1ｂ、供給された交流
電圧を直流電圧に変換して一対の直流ライン9a、9b間に
出力する。

【００１２】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は互い
に直列に接続され、この直列回路は一対の直流ライン９
ａ、９ｂ間に接続されている。第１及び第２のダイオ−
ドＤ1 、Ｄ2 は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に逆
方向並列に接続されている。第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃも第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に並列に
接続されている。この実施例では第１及び第２のスィツ
チＱ1 、Ｑ2 のソ−スがボデイに接続された構造の絶縁
ゲ−ト型電界効果トランジスタであるので、本来のＦＥ
Ｔスイッチの他にダイオ−ドが内蔵されている。第１及
び第２のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 はＦＥＴの内蔵ダイオ−
ドであるが、ここでは理解を容易にするために独立のダ
イオ−ドのように示されている。勿論ダイオ−ドＤ1 、
Ｄ2 を個別部品とすることもできる。また、第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2はドレイン・ソ−ス間に寄生容
量を有する。図１の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ
2には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のドレイン・
ソ−ス間の寄生容量が含められている。なお、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の寄生容量が大きい場合に
は、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 のための個別
コンデンサは不要である。

【００１３】高周波トランスＴは、磁性体コア１０と１
次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 とから成る。１次巻線Ｎ1 は
直列共振用コンデンサＣr を介して第２のスイッチＱ2
に並列に接続されている。１次巻線Ｎ1 は図３の等価回
路に示す漏洩インダクタンスＬs1、Ｌs2と励磁インダク
タンスＬp とを有する。２次巻線Ｎ2 はセンタタップ１
１を有し、第１及び第２の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに分割さ
れている。１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 とは図４に説明
的に示すようにコア１０の異なる位置に巻回されてい
る。従って、漏洩インダクタンスＬs1、Ｌs2が大きくな
り、また、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 との間の浮遊容
量Ｃs7、Ｃs8が従来よりも小さくなる。

【００１４】鉄心即ちコア１０には金具が接着され、こ
の金具がコ−ルドエンド側ライン9ｂに接続されてい
る。なお、高周波成分が乗らないコ−ルドエンドとして
のライン9ｂには、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
及び制御回路７を含むＩＣのケ−スも接続されている。
また、本実施例では、伝導ノイズの低減効果を確実に得
るために、１次巻線Ｎ1 のコ−ルドエンド側、即ち図１
で共振用コンデンサＣrに近い下側が図４においても下
側に配置されている。従って、図４において１次巻線Ｎ
1 のコ−ルドエンド側が２次巻線Ｎ2 に最も近く、ホッ
トエンド（高周波の重畳される部分）側が２次巻線Ｎ2
から遠くなる。なお、図１の下側の直流ライン９ｂはコ
−ルドエンドであって、例えば2200ｐＦコンデンサＣｇ
を介してグランド導体８に結合されている。

【００１５】本実施例では、１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ
2 とが離間配置され且つコア１０がコ−ルドエンドライ
ン９ｂに接続されているので、１次巻線Ｎ1 と２次巻線
Ｎ2との間の浮遊容量が極めて小さくなり、５０Ｗ電源
において３．5ｐＦである。なお、コア１０をコ−ルド
エンドに接続しない場合には、１次巻線Ｎ1 と２次巻線
Ｎ2 との間には上記の３．5ｐＦの容量の他に、１次巻
線Ｎ1 とコア１０との間の容量（約８ｐＦ）と２次巻線
Ｎ2 とコア１０との間の容量（約９ｐＦ）とを有し、こ
れ等の合成容量は約７．７ｐＦになる。

【００１６】出力整流平滑回路５は第１及び第２の出力
整流ダイオ−ドＤo1、Ｄo2と出力平滑用コンデンサＣo
とからなる。センタタップ型全波整流回路を構成するた
めに２つのダイオ−ドＤo1、Ｄo2のアノ−ドが２次巻線
Ｎ2 の一端と他端とに接続され、２つのカソ−ドが共通
接続されている。コンデンサＣo の一端は２つのカソ−
ドに接続され、他端はセンタタップ１１に接続されてい
る。コンデンサＣo に接続された一対の出力端子６ａ、
６ｂ間には負荷が接続される。

【００１７】制御回路７は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 をデッドタイムを有して交互にオン・オフする
ものである。なお、一対の出力端子６ａ、６ｂ間の電圧
を一定に制御するために、制御回路７は一対の出力端子
６ａ、６ｂに接続されており、ここの電圧を検出する。
また、制御回路７は可変周波数発振器を含んでおり、出
力電圧を制御する時に第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 のオン・オフ繰返し周波数を変える。

【００１８】図２は図１のスイッチング電源装置の主要
部のみを示す。但し、図２では、図１の入力整流平滑回
路４が電圧Ｅｉの直流電源４′で示されている。また、
出力平滑用コンデンサＣo に負荷Ｒo が接続されてい
る。

【００１９】図３は図２の等価回路を示す。トランスＴ
は漏洩インダクタンスＬs1、Ｌs2と励磁インダクタンス
Ｌp と理想トランスに分けて示されている。励磁インダ
クタンスＬp は理想トランスの1次巻線Ｎ1と第２の漏洩
インダクタンスＬs2に対して並列に接続されている。第
１の漏洩インダクタンスＬs1は励磁インダクタンスＬp
に対して直列に接続されている。なお、第２の漏洩イン
ダクタンスＬs2を無視して等価回路を概略的に示すこと
もできる。図３のコンデンサＣq は図２の第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の和に相当する。

【００２０】本実施例のスイッチング電源装置を駆動す
る時には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を図５に
示す約５０％のデュ−テイサイクルのパルスから成るゲ
−ト・ソ−ス間電圧Ｖgs1 、Ｖgs2 で駆動する。第１及
び第２のゲ−ト・ソ−ス間電圧Ｖgs1 、Ｖgs2 のパルス
の相互間にはソフトスイッチングを行うためにｔ1 〜ｔ
2 区間、ｔ6 〜ｔ7 区間に示すようなデットタイムが設
けられている。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフ繰返し周波数（動作周波数）は、励磁インダク
タンスＬp と共振用コンデンサＣr とで決まる直列共振
周波数よりも高く設定されている。このため、スイッチ
ング素子から見た負荷は誘導性インピダンスとなり、デ
ッドタイム中はこの誘導性インピダンスであるインダク
タンスＬs1＋Ｌp とスイッチの寄生容量であるコンデン
サＣq との電圧共振を利用してソフトスイッチングして
いる。また、ソフトスイッチングするため、ゲ−ト信号
は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が零電圧になるま
ではゲ−ト信号を入らないようにコントロ−ルしてい
る。そして、その制御は最も簡単な周波数制御のみで全
域をカバ−している。動作は大別して、無負荷軽負荷動
作、重負荷動作、負荷短絡動作にわけられる。本実施例
の装置は全ての動作で安定してＺＶＳ（ソフトスイッチ
ング）ができ、且つ全ての負荷領域に渡って効率がよ
い。なお,電流共振を伴うＤＣ-ＤＣコンバ−タにおい
て、出力電圧がスイッチング周波数に対して反比例的に
変化することは周知である。

【００２１】次に、このスイッチング電源装置の無負荷
軽負荷の動作を図５を参照して次の条件のもとで詳しく
説明する。 （ａ） コンデンサ、トランス、インタクタンスは理想
的なものとし内部抵抗は無視する。 （ｂ） スイッチＱ1 、Ｑ2 、ダイオ−ドＤo1、Ｄo2は
理想的なものとし、オン抵抗による電圧降下及びスイッ
チング時間は零とする。 （ｃ） コンデンサＣq は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の寄生容量を含んだ並列コンデンサとする。 （ｄ） 全ての浮遊容量と、配線の抵抗は無視する。図
５は無負荷軽負荷動作の時の各期間の各部の波形を示
す。ｔ1 〜ｔ11の１周期の間に１０の期間が存在し、前
半の５つの期間（１〜５）と後半の５つの期間（６〜１
０）はそれぞれ対称的な動作をする。無負荷に近付くに
従って、期間３、４、８、９の時間が短くなり、出力電
圧は正弦波状のピ−ク電圧を整流した形になる。

【００２２】

【ｔ1 〜ｔ2 期間】ｔ1 〜ｔ2 期間には、図３の等価回
路でＬp −Ｌs1−Ｃq −Ｃr の並列共振回路が形成され
る。ｔ1 よりも前には第２のスイッチＱ2 に電流が流れ
ており、ｔ1 で第２のスイッチＱ2 がオフにされると、
トランスのインダクタンスＬs1＋Ｌp に蓄えられていた
エネルギによって、トランスのインダクタンスＬs1＋Ｌ
p と電圧共振コンデンサＣq とが共振し、ソフトスイッ
チングする。第２のスイッチＱ2 がオフした時、ここに
流れていた電流がコンデンサＣq に転流し、第２のスイ
ッチＱ2 の電流負担が零になる。これによって、第２の
スイッチＱ2 のスイッチングロスが大幅に低減される。
エネルギ−の流れが生じることによって、インダクタン
スＬs1＋Ｌp のエネルギで電圧共振コンデンサＣp が極
性反転され、電流共振コンデンサＣr が充電される。ｔ
2 時点で第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖq1はゼロになり、
第２のスイッチＱ2 の電圧Ｖq2は電源電圧Ｅｉになる。
なお、負荷Ｒo はコンデンサＣo から電力が供給され
る。

【００２３】

【ｔ2 〜ｔ3 期間】ｔ2 〜ｔ3 期間には、図３でＬp −
Ｌs1−Ｄ1 −４′−Ｃq の閉回路で電流が流れる。この
期間には、ｔ2 時点でゼロ電圧になった第１のスイッチ
Ｑ1 の並列ダイオ−ドＤ1 を通って逆電流が流れる。即
ちｔ2 〜ｔ3 期間には、インダクタンスＬs1＋Ｌp に蓄
えられたエネルギがダイオ−ドＤ1 を通って放出され
る。この期間内に第１のスイッチＱ1 のゲ−ト信号を入
力し、ゼロ電圧で第１のスイッチＱ1 をオンにする。こ
の期間のエネルギの流れによって、インダクタンスＬs1
＋Ｌp に蓄えられたエネルギとコンデンサＣr に蓄えら
れたエネルギがコンデンサＣr を放電しながら入力端子
に帰還される。ｔ2 〜ｔ3 期間は、トランスＴの２次電
圧Ｖt ／Ｎが出力電圧Ｅ0 と等しくなった時に終了す
る。なお、負荷ＲoにはコンデンサＣo から電力が供給
される 。

【００２４】

【ｔ3 〜ｔ4 期間】ｔ3 〜ｔ4 期間には、前のｔ1 〜ｔ
2 期間の電流経路に、Ｌp −Ｌs2−Ｎ1 の閉回路と、ダ
イオ−ドＤo1の導通によるＮ2a−Ｄo1−Ｃo 及びＲo の
閉回路の電流経路が加わる。この期間は入力側に電力が
帰還され、かつ、出力側にも電力が出力される。エネル
ギの流れとして、インダクタンスＬs1＋Ｌp に蓄えられ
たエネルギとコンデンサＣr のエネルギとがコンデンサ
Ｃr を放電しながら第１のスイッチＱ1 の並列ダイオ−
ドＤq1を通して入力側に帰還される流れと、出力側に出
力される流れとの両方が生じる。ｔ3 〜ｔ4 期間は第１
のダイオ−ドＤ1 の電流が零になった時に終了する。

【００２５】

【ｔ4 〜ｔ5 期間】ｔ4 〜ｔ5 期間には、４′−Ｑ1 −
Ｌs1−Ｌs2−Ｎ1 −Ｃr の回路及び４′−Ｑ1 −Ｌs1−
Ｌp −Ｃr の回路が形成される。トランスの２次側は前
の区間と同一のＮ22−Ｄo1−Ｃo 及びＲo である。この
期間には、第１のスイッチＱ1 がオンし、電源４′から
電力が供給され、２次側に電力を供給すると共に共振用
コンデンサＣr を充電する。このｔ4 〜ｔ5 期間は出力
電流Ｉdo1 が零になった時に終了する。

【００２６】

【ｔ5 〜ｔ6 期間】ｔ5 〜ｔ6 期間は第１の出力ダイオ
−ドＤo1の電流Ｉdo1 が零になり、トランスＴの２次巻
線Ｎ2 が開放状態即ち無負荷状態となった期間である。
この期間には４′−Ｑ1 −Ｌs1−Ｌp −Ｃr の閉回路に
電流が流れ、コンデンサＣr とインダクタンスＬs1＋Ｌ
p が充電される。なお、負荷Ｒo にはコンデンサＣo か
ら電力が供給される。この期間はｔ6 で第１のスイッチ
Ｑ1 のゲ−ト信号をオフにすることによって終了する。

【００２７】

【ｔ6 〜ｔ11期間】ｔ6 〜ｔ11期間はｔ1 〜ｔ6 期間と
対称的動作となる。従って、各期間の電流経路のみを示
して詳しい説明を省略する。ｔ6 〜ｔ7 期間には、Ｃq
−Ｌs1−Ｌp −Ｃr の電圧共振回路が形成され、且つＣ
o- Ｒo の回路が形成される。ｔ7 〜ｔ8 期間には、Ｌs
1−Ｌp −Ｃr −Ｄ2 の閉回路が形成され、且つＣo−Ｒ
o の回路が形成される。ｔ8 〜ｔ9 期間には、前のｔ7
〜ｔ8 期間と同一の電流経路が生じる他に、Ｌp−Ｎ1
−Ｌs2の回路が形成され、且つＮ2b−Ｄo2−Ｃo 及びＲ
o の回路が形成される。ｔ9 〜ｔ10期間には、Ｃr −Ｎ
1 −Ｌs2−Ｌs1−Ｑ2 の閉回路及びＣr −Ｌp−Ｌs1−
Ｑ2 の閉回路が形成され、且つ２次側にはｔ8 〜ｔ9 期
間と同一の電流経路が生じる。ｔ10〜ｔ11期間には、Ｃ
r −Ｌp −Ｌs1−Ｑ2 の閉回路及びＣo −Ｒo の閉回路
が生じる。

【００２８】本実施例のスイッチング電源装置では電流
共振と電圧共振との両方が使用されており、トランス電
圧Ｖt は全体として図５（Ａ）に示すように台形波にな
り、図５（Ｂ）に示す従来のハ−フブリッジ型の方形波
電圧に比べて高調波成分が少なくなる。また、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゼロボルトスイッチングを
達成することができ、電力損失の低減を図ることができ
る。また、ノイズの低減を図ることができる。

【００２９】

【伝導ノイズのメカニズム】伝導ノイズとはスイッチン
グ電源から商用入力線を伝わって外部に出るノイズのこ
とであり、他の電子機器に悪影響を及ぼす。図７に伝導
ノイズを測定する測定回路の概略とＬＩＳＮ回路２0と
グランドＧ（接地）間に流れる電流の経路を示す。ノイ
ズ電流はスイッチングの高周波が重畳された伝導部品か
ら、浮遊容量Ｃs を通ってグランドＧに流れる。グラン
ドＧに流れたノイズ電流はＬＩＳＮを通って、スイッチ
ング回路に戻る。この時ＬＩＳＮを通るノイズ電流が５
０Ωの抵抗２７〜３０の両端に表れ伝導ノイズとして測
定される。なお、ＬＩＳＮ回路２０は例えば５０μＨの
２つのインダクタ２１、２２と、例えば０．１μＦの４
つのコンデンサ２３〜２６と、例えば５０オ−ムの４つ
の抵抗２７、２８、２９、３０とからなる。また信号源
３１は６０kHZ の信号を発生する。

【００３０】図８は、図１の実際の回路の各部の浮遊容
量 とノイズ測定を示す。スイッチング電源装置の主な
浮遊容量として、一対の直流ラインとグランド導体８と
の間の容量Ｃs1、Ｃs2、２つのスイッチＱ1 、Ｑ2 の間
とグランド導体８との間の容量Ｃs3、トランスの２次巻
線Ｎ2aの上端とグランド導体８との間の容量Ｃs4、一対
の直流出力ラインとグランド導体８との間の容量Ｃs5、
Ｃs6、図１においても示した１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ
2 との間の容量Ｃs7、Ｃs8がある。ホットエンド（高周
波の重畳された回路）とグランドＧ間の浮遊容量である
Ｃs3、Ｃs4、Ｃs7が伝導ノイズに大きく影響し、コ−ル
ドエンド（高周波の重畳されていない回路）とグランド
Ｇ間の浮遊容量であるＣs1、Ｃs2、Ｃs5、Ｃs6はあまり
影響しない。グランドＧに伝わったノイズ電流は浮遊容
量Ｃs と接地コンデンサＣｇで分圧され、接地コンデン
サＣｇの両端の電圧がＬf1、Ｌf2、Ｌf3、Ｃf3、Ｃf4か
らなるフィルタを通って減衰した後に、ＬＩＳＮ回路２
0で伝導ノイズとして測定される。この回路を低ノイズ
にするために次の方法が考えられる。 （１） ノイズ発生源の電圧を低くする。 （２） ノイズ発生源の数を減らす。 （３） ホットエンド（高周波の重畳された伝導部品）
とグランドＧ間の浮遊容量を極力少なくする。 （４） 浮遊容量を減らせない時はホットエンドの導電
部品とグランドＧ間にコ−ルドエンドの導体を入れてシ
−ルドしグランドＧへの高周波電流が流れないようにす
る。 （５） ラインフィルタを強化する。

【００３１】

【ノイズ発生源】ノイズ源として、１次側にはメインス
イッチＱ1 、Ｑ2 のスイッチング電圧があり、２次側に
はトランスＴで変圧されたスイッチング電圧と整流ダイ
オ−ドＤo1、Ｄo2のリカバリ時に発生するノイズ電圧が
ある。その他、トランスＴとラインフィルタの電磁的な
結合等によって発生するノイズがある。本実施例のスイ
ッチング電源装置はハ−フブリッジ型であり、ホットエ
ンドの電圧がフライバックコンバ−タ、フォワ−ドコン
バ−タに比べて、約半分になる。従って、フライバック
又はフォワ−ドコンバ−タと同じ浮遊容量ならばノイズ
電流は約１／２になる。また、本実施例のメインスイッ
チＱ1 、Ｑ2 の電圧Ｖq1、Ｖq2は図５（Ａ）の台形波の
ような波形になる。この為図５（Ｂ）の矩形波のような
波形になるハ−ドスイッチングに比べてスイッチング周
波数の高調波含有率が少ない。本実施例によれば基本波
を６０ｋHZとすると１．８ＭHZ以上の所では高調波が非
常に小さくなる。また、２次側の出力ダイオ−ドＤo1、
Ｄo2の電流がコンデンサＣr とリアクトルＬs1＋Ｌs2の
電流共振に基づいて流れるので、ダイオ−ドＤo1、Ｄ2
から発生するノイスが比較的小さい。

【００３２】

【ホットエンド、コ−ルドエンド】本実施例のメイン回
路は、ＦＥＴスイッチＱ1 、Ｑ2 を含むサンケン電気株
式会社製のパワ−ＩＣ（ＳＴＲ−Ｚ４３０４）から成
る。このＩＣはケ−スがコ−ルドエンドになっている
為、浮遊容量によるノイズ電流を発生しなく、またＩＣ
放熱器もコ−ルドエンドに出来るので低ノイズには非常
に有利である。普通、フライバックコンバ−タ、フォワ
−ドコンバ−タではＦＥＴのドレインがホットエンドに
なってしまい、放熱器もホットエンドになってしまうた
め浮遊容量によるノイズ電流の発生が大きい。

【００３３】

【測定結果】本実施例に従う入力電圧１００Ｖ、出力電
圧１５Ｖ、出力電流３．３Ａ、出力電力５０Ｗのスツチ
ング電源装置の伝導ノイズ測定結果を図９に示し、また
輻射ノイズの測定結果を図１１に示す。また、測定に使
った電波暗室の暗伝導ノイズを図１１に、暗輻射ノイズ
を図１２に示す。これから明らかなように本実施例によ
れば超低ノイズ電源装置を提供することが出来る。即
ち、本実施例によれば、伝導ノイズをクラスＡよりも４
０ｄＢ低く、クラスＢよりも３０ｄb 低いノイズレベル
とすることができる。比較のために図１３に従来の５０
Ｗスイッチング電源装置の伝導ノイズを示す。図９の本
実施例の伝導ノイズは図１３の従来の伝導ノイズよりも
大幅に低い。本実施例のノイズレベルは、商用トランス
＋トランジスタで構成したドロッパ電源の商用整流用の
ダイオ−ドから発生するノイズレベルよりも低かった。
また、フィルタを強化した時に増えやすい漏洩電流をＡ
Ｃ１００Ｖ、５０Hzで測定して０．２ｍＡに抑える事が
出来た。

【００３４】図１４は本実施例のスイッチング電源装置
の交流入力電圧とスイッチング周波数との関係を無負
荷、軽負荷、全負荷に分けて示すものである。これから
明らかなように第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のス
イッチング周波数は負荷が軽くなるに従って上昇し、ま
た入力電圧が上昇するにつれて上昇する。

【００３５】図１５は本実施例のスイッチング電源装置
の出力電流と効率との関係を、交流入力電圧（ＩＮＰＵ
Ｔ）８５Ｖ、１００Ｖ、１３２Ｖとに分けて示す。従来
のフォワ−ドコンバ−タ等では入力電圧が高くなると効
率が低下するが、本実施例では入力電圧が低いと効率が
悪くなっている。この原因として、トランスの巻数比以
上に昇圧させる昇圧型であるため、入力電圧が低いと励
磁インダクタンスＬp3の励磁電流を増加させて昇圧させ
るためである。

【００３６】本実施例で採用した低ノイズ化手段を次に
まとめて示す。 （１） トランスＴのコア１０をコ−ルドエンドに接続
した。 （２） トランスの１次と２次巻線Ｎ1 、Ｎ2 を離間配
置し、且つコア１０をコ−ルドエンドに接続することに
よって１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 との間の浮遊容量を
フォワ−ドコンバ−タのトランスの約１／２０にした。
フォワ−ドコンバ−タのトランス出は普通５０〜１００
ｐＦであるが、本方式のトランスではコア１０をコ−ル
ドエンドに接続することによって３．５ｐＦに出来た。 （３） コンバ−タのスイッチＱ1 、Ｑ2 は全て電圧ソ
フトスイッチングで動作させた。 （４） コンバ−タからの出力電圧をフォワ−ドコンバ
−タの約１／２にした。 （５） パワ−ＩＣのケ−ス及びフィンをコ−ルドエン
ドにした。フォワ−ドコンバ−タではＦＥＴのボディの
ドレインがホットエンドになる。 （６） 出力整流のダイオ−ドのボディをコ−ルドエン
ドにした。 （７） 出力ダイオ−ドＩo1、Ｉo2の電流波形を電流共
振波形にした。 （８） トランスの２次巻線Ｎ2 の２つの巻線Ｎ2a、Ｎ2
bをバイファイラ巻とすることによってこれ等の間の漏
洩インダクタンスを小さくした。 （９） ノイズフィルタとトランスの接近を避けた。 （１０） 入力端子と出力端子の接近を避けた。 （１１） ノイズフィルタを強化した。 （１２） 分割巻することによってノイズフィルタの入
出力間容量を少なくした。 （１３） トランスＴと整流ダイオ−ドＤo1、Ｄo2との
距離を極力短くした。 （１４） メインスイッチにフェライトビ−ズを入れ
た。即ちスイッチＱ2 のドレイン電流通路と出力端子に
フェライトビ−ズを入れた。 （１５） 出力ダイオ−ドＤo1、Ｄo2に並列にＣＲ（４
７０ｐＦ＋２．２Ω）を接続した。なお、Ｃのみでもよ
い。 （１６） 制御回路７の電源用ダイオ−ドに並列に１０
０ｐＦのコンデンサを接続した。なお、ＣＲを並列接続
してもよい。上記（１３）〜（１６）は時に高域ノイズ
対策として有効である。

【００３７】本実施例の超低ノイズ、小型、軽量、高効
率の電源装置は、今までノイズ問題でドロッパ電源しか
使えなかった医療機器、測定器、無線通信機、低レベル
の信号を扱う機器等にも使用することができる。なお,
本実施例のスイツチング電源装置の外形寸法を示すと,
幅125ｍｍ,奥行き80ｍｍ、高さ12.5ｍｍであって、極め
て小さい。

【００３８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 漏洩インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が十分に得
られない時には、個別のインダクタを共振用コンデンサ
Ｃｒに直列に接続することができる。 （２） 図１においてコンデンサＣ１，Ｃ２は第１及び
第２のスイッチＱ１，Ｑ２の寄生容量とし、この寄生容
量を補う目的で第２のスイッチＱ２に並列に別個コンデ
ンサを接続することができる。 （３） コア１０を図１の直流ライン９ｂに接続するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図２】図１のスイッチング電源装置の主要部を示す回
路図である。

【図３】図２の等価回路図である。

【図４】図１の高周波トランスを概略的に示す断面図で
ある。

【図５】図１のスイッチング回路及び従来のスイッチン
グ回路の出力電圧を概略的に示す波形図である。

【図６】図１の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図７】ノイズ測定を説明するための回路図である。

【図８】図１のスイッチング電源装置の浮遊容量とノイ
ズの流れを示す回路図である。

【図９】第１の実施例の伝導ノイズ特性を示す図であ
る。

【図１０】第１の実施例の輻射ノイズ特性を示す図であ
る。

【図１１】電波暗室の伝導ノイズ特性を示す図である。

【図１２】電波暗室の輻射ノイズ特性を示す図である。

【図１３】従来のスイッチング電源装置の伝導ノイズ特
性を示す図である。

【図１４】第１の実施例の入力電圧とスイッチング周波
数との関係を示す図である。

【図１５】第１の実施例の出力電流と効率の関係を示す
図である。

【符号の説明】

Ｑ１，Ｑ２ 第１及び第２のスイッチ Ｔ トランス Ｃｒ 電流共振用コンデンサ Ｃ１，Ｃ２ 電圧共振用コンデンサ Ｎ１，Ｎ２ １次及び２次巻線 Ｃｓ７，Ｃｓ８ 浮遊容量 １０ コア

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−111977（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−289774（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−327577（ＪＰ，Ａ) ＩＮＴＥＬＥＣ98、Ｋ．Ｍｏｒｉｔ ａ、Ｎｏｖｅｌ Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ− ｎｏｉｓｅ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈ− ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ、 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 3/335

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、前記直流電源の一対の直流
   端子間に接続された第１及び第２のスイッチの直列回路
   と、コアとこのコアに巻回された１次巻線及び２次巻線
   とを有する出力トランスと、前記第２のスイッチに対し
   て前記１次巻線を介して並列に接続された共振用コンデ
   ンサと、前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路
   と、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフ制
   御するための制御回路とを備え、 前記１次巻線と前記２次巻線とは相互間の浮遊容量を低
   減するようにトランスのコアの異なる位置に配置され、
   且つ前記1次巻線の高周波が重畳されない側の端が前記
   ２次巻線に対して前記１次巻線の高周波が重畳される側
   の端よりも近くなるように前記１次巻線が配置され、且
   つ前記コアが、高周波が重畳されない回路導体に接続さ
   れていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 更に、前記第１及び第２のスイッチに並
   列に接続された第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量
   を有し、 前記制御回路は前記第１及び第２のスイッチをデットタ
   イムを有して交互にオン・オフ制御するように構成さ
   れ、 前記第１及び第２のスイッチのタ−ンオフ時には前記第
   １及び第２のスイッチの両端子間電圧を傾斜を有して徐
   々に立ち上げ、前記第１及び第２のスイッチをオフから
   オンに転換させる時には前記デッドタイムの間に前記第
   １及び第２のスイッチの両端子間電圧を零又はほぼ零に
   することができるように前記第１及び第２のコンデンサ
   又は寄生容量及び前記１次巻線のインダクタンス及び前
   記デッドタイムの時間幅が設定されて いることを特徴と
   する請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記高周波が重畳されない回路導体は前
   記第２のスイッチを前記直流電源に接続するための導体
   であることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチ
   ング電源装置。