JP2003174779A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 大形のリアクトルを不要とし、しかも入力力
率の改善および高調波電流の抑制を達成する。 【解決手段】 ３相交流電源１の各相に第１リアクトル
２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端
子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、互いに等
しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続して
いるとともに、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路
と並列に負荷を接続し、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの
中点と３相整流回路３の各相入力端子との間に、制御部
７によって、それぞれ電源の半周期に複数回、かつ奇数
回動作させられるとともに、電源の半周期におけるスイ
ッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイ
ッチング動作との中間点を基準として対称となるように
スイッチング動作させられるスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗ
を接続している。
率の改善および高調波電流の抑制を達成する。 【解決手段】 ３相交流電源１の各相に第１リアクトル
２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端
子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、互いに等
しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続して
いるとともに、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路
と並列に負荷を接続し、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの
中点と３相整流回路３の各相入力端子との間に、制御部
７によって、それぞれ電源の半周期に複数回、かつ奇数
回動作させられるとともに、電源の半周期におけるスイ
ッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイ
ッチング動作との中間点を基準として対称となるように
スイッチング動作させられるスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗ
を接続している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は電力変換装置に関
し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に
接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互い
に直列接続された１対のコンデンサと、前記リアクトル
と１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられ
た第１スイッチング手段とを含む電力変換装置に関す
る。
し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に
接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互い
に直列接続された１対のコンデンサと、前記リアクトル
と１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられ
た第１スイッチング手段とを含む電力変換装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来から、電源高調波規制に対応すべく
ＰＷＭコンバータ回路が提案されている。
ＰＷＭコンバータ回路が提案されている。
【０００３】このＰＷＭコンバータ回路は、例えば図３
１中（ａ）に示すように６個のスイッチング素子を用い
たものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御す
るため、入力電流に高調波成分を含まないように、しか
も入力力率を１に制御することが可能である。具体的に
は、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図３１中
（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕ
を正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含ま
れなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図３１中
（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相
ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御
法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７
巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバ
ータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入
力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の
低減を達成することができる。
１中（ａ）に示すように６個のスイッチング素子を用い
たものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御す
るため、入力電流に高調波成分を含まないように、しか
も入力力率を１に制御することが可能である。具体的に
は、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図３１中
（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕ
を正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含ま
れなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図３１中
（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相
ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御
法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７
巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバ
ータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入
力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の
低減を達成することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図３１中（ａ）に示す
構成のＰＷＭインバータ回路を採用した場合には、図３
１中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すよ
うに、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの
増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招
くという不都合がある。
構成のＰＷＭインバータ回路を採用した場合には、図３
１中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すよ
うに、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの
増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招
くという不都合がある。
【０００５】また、３相交流電源電圧が２００Ｖ系の場
合、整流回路の出力電圧は２８０Ｖ程度となり、４００
Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は５６０Ｖ程度となる
ので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせ
て設計し、開発する必要がある。さらに、４００Ｖ系の
交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング
動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、
発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化
し、高価になってしまう。
合、整流回路の出力電圧は２８０Ｖ程度となり、４００
Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は５６０Ｖ程度となる
ので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせ
て設計し、開発する必要がある。さらに、４００Ｖ系の
交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング
動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、
発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化
し、高価になってしまう。
【０００６】
【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、大形のリアクトルを不要とし、しかも入
力力率の改善および高調波電流の抑制を達成することが
できる電力変換装置を提供することを目的としている。
たものであり、大形のリアクトルを不要とし、しかも入
力力率の改善および高調波電流の抑制を達成することが
できる電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００７】また、３相交流電源電圧が高い場合であっ
ても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させ
ることによって、インバータ、モータを特別に設計し、
開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノ
イズを低減することができる電力変換装置を提供するこ
とを他の目的としている。
ても、インバータ、モータに印加される電圧を低下させ
ることによって、インバータ、モータを特別に設計し、
開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノ
イズを低減することができる電力変換装置を提供するこ
とを他の目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の電力変換装置
は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアク
トルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された
１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコン
デンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッ
チング手段とを含むものであって、電源の半周期に前記
第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチン
グ動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチ
ング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチ
ング動作との中間点を基準として対称となるようにスイ
ッチング動作させる第１スイッチング制御手段を含むも
のである。
は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアク
トルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された
１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコン
デンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッ
チング手段とを含むものであって、電源の半周期に前記
第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチン
グ動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチ
ング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチ
ング動作との中間点を基準として対称となるようにスイ
ッチング動作させる第１スイッチング制御手段を含むも
のである。
【０００９】請求項２の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値に
すべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチ
ング手段を動作させるものを採用するものである。
ッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値に
すべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチ
ング手段を動作させるものを採用するものである。
【００１０】請求項３の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を
含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させる
ものを採用するものである。
ッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を
含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させる
ものを採用するものである。
【００１１】請求項４の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
【００１２】請求項５の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッ
チング手段を動作させるタイミングを変化させるものを
採用するものである。
【００１３】請求項６の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタ
イミングを変化させるものを採用するものである。
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタ
イミングを変化させるものを採用するものである。
【００１４】請求項７の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷
変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを
採用するものである。
ッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷
変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを
採用するものである。
【００１５】請求項８の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるも
のを採用するものである。
ッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と
一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるも
のを採用するものである。
【００１６】請求項９の電力変換装置は、前記第１スイ
ッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれ
ぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと
立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイ
ミングを変化させるものを採用するものである。
ッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれ
ぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと
立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイ
ミングを変化させるものを採用するものである。
【００１７】請求項１０の電力変換装置は、前記１対の
コンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイ
オードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路
を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作さ
せる第２スイッチング制御手段をさらに含むものであ
る。
コンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイ
オードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路
を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作さ
せる第２スイッチング制御手段をさらに含むものであ
る。
【００１８】請求項１１の電力変換装置は、前記第２ス
イッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電
圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイ
ッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するも
のである。
イッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電
圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイ
ッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するも
のである。
【００１９】請求項１２の電力変換装置は、前記第２ス
イッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそ
れぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチ
ング手段のオン時間を変化させるものを採用するもので
ある。
イッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそ
れぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチ
ング手段のオン時間を変化させるものを採用するもので
ある。
【００２０】請求項１３の電力変換装置は、前記第１ス
イッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回
路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並
列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するも
のである。
イッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回
路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並
列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するも
のである。
【００２１】請求項１４の電力変換装置は、前記第１ス
イッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と
１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続
してなるものを採用するものである。
イッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と
１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続
してなるものを採用するものである。
【００２２】請求項１５の電力変換装置は、交流電源の
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の
出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を有すると
ともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータに供
給する降圧回路とを含むものであって、前記降圧回路の
出力電圧がインバータおよびモータの耐圧以下となるよ
うに前記スイッチング素子を制御する制御手段を含むも
のである。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の
出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を有すると
ともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータに供
給する降圧回路とを含むものであって、前記降圧回路の
出力電圧がインバータおよびモータの耐圧以下となるよ
うに前記スイッチング素子を制御する制御手段を含むも
のである。
【００２３】請求項１６の電力変換装置は、前記降圧回
路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑手段
と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくともス
イッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを含む
ものを採用するものである。
路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑手段
と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくともス
イッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを含む
ものを採用するものである。
【００２４】請求項１７の電力変換装置は、前記降圧回
路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧が出力
電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子を制御
する制御手段を含むものである。
路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧が出力
電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子を制御
する制御手段を含むものである。
【００２５】請求項１８の電力変換装置は、前記降圧回
路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一
致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含
むものである。
路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電圧と一
致するようにスイッチング素子を制御する制御手段を含
むものである。
【００２６】請求項１９の電力変換装置は、前記モータ
が圧縮機の駆動源であるものである。
が圧縮機の駆動源であるものである。
【００２７】請求項２０の電力変換装置は、前記圧縮機
が冷媒としてＨＦＣを採用するものである。
が冷媒としてＨＦＣを採用するものである。
【００２８】請求項２１の電力変換装置は、前記降圧回
路の出力により駆動されるファンモータを含むものであ
る。
路の出力により駆動されるファンモータを含むものであ
る。
【００２９】
【作用】請求項１の電力変換装置であれば、交流電源の
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と
整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回
路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデン
サと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点と
の間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを
含む装置を用いて電力変換を行うに当たって、第１スイ
ッチング制御手段によって、電源の半周期に前記第１ス
イッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作
させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波
形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動
作との中間点を基準として対称となるようにスイッチン
グ動作させることができる。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と
整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回
路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデン
サと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点と
の間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを
含む装置を用いて電力変換を行うに当たって、第１スイ
ッチング制御手段によって、電源の半周期に前記第１ス
イッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作
させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波
形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動
作との中間点を基準として対称となるようにスイッチン
グ動作させることができる。
【００３０】したがって、高周波スイッチングに伴う、
回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことな
く、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な
構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成す
ることができる。
回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことな
く、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な
構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成す
ることができる。
【００３１】請求項２の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望
の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１ス
イッチング手段を動作させるものを採用するのであるか
ら、高調波規格に適合させることができるほか、請求項
１と同様の作用を達成することができる。
１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望
の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１ス
イッチング手段を動作させるものを採用するのであるか
ら、高調波規格に適合させることができるほか、請求項
１と同様の作用を達成することができる。
【００３２】請求項３の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロ
ス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作
させるものを採用するのであるから、複数個の第１スイ
ッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１ス
イッチング手段の制御を簡単化することができるほか、
請求項１または請求項２と同様の作用を達成することが
できる。
１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロ
ス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作
させるものを採用するのであるから、複数個の第１スイ
ッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１ス
イッチング手段の制御を簡単化することができるほか、
請求項１または請求項２と同様の作用を達成することが
できる。
【００３３】請求項４の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができる
ほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達
成することができる。
１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができる
ほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達
成することができる。
【００３４】請求項５の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止することができるほか、請求項１から請求
項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１
スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させる
ものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率
の低下を防止することができるほか、請求項１から請求
項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３５】請求項６の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作さ
せるタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調
波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３
の何れかと同様の作用を達成することができる。
１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作さ
せるタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調
波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３
の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３６】また、インバータが所望する直流電圧に制
御することによって、モータの効率改善や、空気調和機
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
御することによって、モータの効率改善や、空気調和機
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００３７】請求項７の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしく
は負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させる
ものを採用するのであるから、電源電圧や負荷変動が発
生した場合であっても入力力率の低下を防止することが
できるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達
成することができる。
１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしく
は負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させる
ものを採用するのであるから、電源電圧や負荷変動が発
生した場合であっても入力力率の低下を防止することが
できるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達
成することができる。
【００３８】請求項８の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化さ
せるものを採用するのであるから、負荷が変動した場合
であっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項１または請求項２と同様の作用を達成するこ
とができる。
１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指
令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化さ
せるものを採用するのであるから、負荷が変動した場合
であっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項１または請求項２と同様の作用を達成するこ
とができる。
【００３９】また、インバータが所望する直流電圧に制
御することによって、モータの効率改善や、空気調和期
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
御することによって、モータの効率改善や、空気調和期
においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００４０】請求項９の電力変換装置であれば、前記第
１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサ
のそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上
がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させ
るタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデ
ンサの電圧が不平衡になることを防止することができる
ほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達
成することができる。
１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサ
のそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上
がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させ
るタイミングを変化させるものを採用するのであるか
ら、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデ
ンサの電圧が不平衡になることを防止することができる
ほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達
成することができる。
【００４１】請求項１０の電力変換装置であれば、前記
１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手
段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョ
ッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互
に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むの
であるから、簡単に直流電圧を１／２にすることができ
るほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の作用を
達成することができる。
１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手
段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョ
ッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互
に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むの
であるから、簡単に直流電圧を１／２にすることができ
るほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の作用を
達成することができる。
【００４２】請求項１１の電力変換装置であれば、前記
第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の
出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第
２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用
するのであるから、電源電圧が変動した場合であって
も、安定した直流電圧を出力することができるほか、請
求項１０と同様の作用を達成することができる。
第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の
出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第
２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用
するのであるから、電源電圧が変動した場合であって
も、安定した直流電圧を出力することができるほか、請
求項１０と同様の作用を達成することができる。
【００４３】請求項１２の電力変換装置であれば、前記
第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデン
サのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２ス
イッチング手段のオン時間を変化させるものを採用する
のであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１
対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止するこ
とができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の
作用を達成することができる。
第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデン
サのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２ス
イッチング手段のオン時間を変化させるものを採用する
のであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１
対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止するこ
とができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の
作用を達成することができる。
【００４４】請求項１３の電力変換装置であれば、前記
第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの
直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回
路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用
するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと
同様の作用を達成することができる。
第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの
直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回
路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用
するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと
同様の作用を達成することができる。
【００４５】請求項１４の電力変換装置であれば、前記
第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列
回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並
列接続してなるものを採用するのであるから、請求項１
から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することが
できる。
第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列
回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並
列接続してなるものを採用するのであるから、請求項１
から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することが
できる。
【００４６】請求項１５の電力変換装置であれば、交流
電源の交流電圧を整流回路により直流電圧に変換し、整
流回路の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を
有する降圧回路により、降圧出力電圧をモータ駆動用の
インバータに供給するに当たって、制御手段により、前
記降圧回路の出力電圧がインバータおよびモータの耐圧
以下となるように前記スイッチング素子を制御すること
ができる。
電源の交流電圧を整流回路により直流電圧に変換し、整
流回路の出力電圧を降圧するためのスイッチング素子を
有する降圧回路により、降圧出力電圧をモータ駆動用の
インバータに供給するに当たって、制御手段により、前
記降圧回路の出力電圧がインバータおよびモータの耐圧
以下となるように前記スイッチング素子を制御すること
ができる。
【００４７】したがって、３相交流電源電圧が高い場合
であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低
下させることによって、インバータ、モータを特別に設
計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、
発生ノイズを低減することができる。
であっても、インバータ、モータに印加される電圧を低
下させることによって、インバータ、モータを特別に設
計し、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、
発生ノイズを低減することができる。
【００４８】請求項１６の電力変換装置であれば、前記
降圧回路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑
手段と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくと
もスイッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを
含むものを採用するのであるから、請求項１５と同様の
作用を達成することができる。
降圧回路として、整流回路の整流出力を平滑化する平滑
手段と、平滑化された電圧を降圧するために、少なくと
もスイッチング素子、ダイオード、およびリアクトルを
含むものを採用するのであるから、請求項１５と同様の
作用を達成することができる。
【００４９】請求項１７の電力変換装置であれば、前記
降圧回路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧
が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子
を制御する制御手段を含むのであるから、降圧回路の出
力電圧を出力電圧の設定値と一致させることができるほ
か、請求項１５または請求項１６と同様の作用を達成す
ることができる。
降圧回路の出力電圧を検出し、前記降圧回路の出力電圧
が出力電圧の設定値と一致するようにスイッチング素子
を制御する制御手段を含むのであるから、降圧回路の出
力電圧を出力電圧の設定値と一致させることができるほ
か、請求項１５または請求項１６と同様の作用を達成す
ることができる。
【００５０】請求項１８の電力変換装置であれば、前記
降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電
圧と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手
段を含むのであるから、降圧回路の出力電圧の設定値を
インバータが所望する電圧と一致させてインバータおよ
びモータの効率を改善することができるほか、請求項１
５または請求項１６と同様の作用を達成することができ
る。
降圧回路の出力電圧の設定値をインバータが所望する電
圧と一致するようにスイッチング素子を制御する制御手
段を含むのであるから、降圧回路の出力電圧の設定値を
インバータが所望する電圧と一致させてインバータおよ
びモータの効率を改善することができるほか、請求項１
５または請求項１６と同様の作用を達成することができ
る。
【００５１】請求項１９の電力変換装置であれば、前記
モータが圧縮機の駆動源であるから、モータからの漏れ
電流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請
求項１５から請求項１８の何れかと同様の作用を達成す
ることができる。
モータが圧縮機の駆動源であるから、モータからの漏れ
電流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請
求項１５から請求項１８の何れかと同様の作用を達成す
ることができる。
【００５２】請求項２０の電力変換装置であれば、前記
圧縮機が冷媒としてＨＦＣを採用するのであるから、オ
ゾン層の破壊を防止できるとともに、漏れ電流増加分を
抑制できるほか、請求項１９と同様の作用を達成するこ
とができる。
圧縮機が冷媒としてＨＦＣを採用するのであるから、オ
ゾン層の破壊を防止できるとともに、漏れ電流増加分を
抑制できるほか、請求項１９と同様の作用を達成するこ
とができる。
【００５３】請求項２１の電力変換装置であれば、前記
降圧回路の出力により駆動されるファンモータを含むの
であるから、圧縮機駆動用のインバータ、モータのみな
らず、ファンモータ駆動用のインバータ、モータを特別
に設計、開発する必要をなくするとともに、サージ電
圧、発生ノイズを低減できるほか、請求項１９と同様の
作用を達成することができる。
降圧回路の出力により駆動されるファンモータを含むの
であるから、圧縮機駆動用のインバータ、モータのみな
らず、ファンモータ駆動用のインバータ、モータを特別
に設計、開発する必要をなくするとともに、サージ電
圧、発生ノイズを低減できるほか、請求項１９と同様の
作用を達成することができる。
【００５４】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。
発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００５５】図１はこの発明の電力変換装置の一実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【００５６】この電力変換装置は、３相交流電源１の各
相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流
回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力
端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、
４ｂを直列接続しているとともに、１対のコンデンサ４
ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続している。
相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流
回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力
端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、
４ｂを直列接続しているとともに、１対のコンデンサ４
ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続している。
【００５７】そして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中
点と３相整流回路３の各相入力端子との間にそれぞれス
イッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続している。
点と３相整流回路３の各相入力端子との間にそれぞれス
イッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続している。
【００５８】また、３相交流電源１の少なくとも１相の
出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼ
ロクロス検出部６と、検出された電源ゼロクロスを入力
として所定の演算処理を行って各相のスイッチ５ｕ、５
ｖ、５ｗに対するスイッチングパターンを決定し、スイ
ッチング指令を出力する制御部７と、スイッチング指令
を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路８と
を有している。
出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼ
ロクロス検出部６と、検出された電源ゼロクロスを入力
として所定の演算処理を行って各相のスイッチ５ｕ、５
ｖ、５ｗに対するスイッチングパターンを決定し、スイ
ッチング指令を出力する制御部７と、スイッチング指令
を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路８と
を有している。
【００５９】ただし、図２に示すように、１対のコンデ
ンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列にコンデンサ４ｃを接
続する構成を採用してもよく、また、図３に示すよう
に、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点とスイッチ５
ｕ、５ｖ、５ｗとの間にコンデンサ４ｄを接続する構成
を採用してもよい。
ンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列にコンデンサ４ｃを接
続する構成を採用してもよく、また、図３に示すよう
に、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点とスイッチ５
ｕ、５ｖ、５ｗとの間にコンデンサ４ｄを接続する構成
を採用してもよい。
【００６０】上記の構成の電力変換回路において、各相
のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを、それぞれ電源半周期の
間にＭ回（Ｍ＝３、５、７、・・・）動作させ、かつ、
３相整流回路３の各相の入力端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流
電圧の中点（Ｏ）との電位差が９０°を境にして対称波
形となり、１８０°を境にして正負対称波形となるよう
に動作させる（Ｕ相のみを示す図４参照）ことによって
（換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期に
おける最初のスイッチングから最後のスイッチングまで
の中間点を基準として対称に設定することによって）、
高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイ
ズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトル
を用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を
実現することができる（図５参照）。
のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを、それぞれ電源半周期の
間にＭ回（Ｍ＝３、５、７、・・・）動作させ、かつ、
３相整流回路３の各相の入力端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流
電圧の中点（Ｏ）との電位差が９０°を境にして対称波
形となり、１８０°を境にして正負対称波形となるよう
に動作させる（Ｕ相のみを示す図４参照）ことによって
（換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期に
おける最初のスイッチングから最後のスイッチングまで
の中間点を基準として対称に設定することによって）、
高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイ
ズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトル
を用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を
実現することができる（図５参照）。
【００６１】この波形をフーリエ級数展開すると、数
１、数２で表される。
１、数２で表される。
【００６２】
【数１】
【００６３】
【数２】
【００６４】ここで、ｋはＭ（ｃｏｓ項の項数）まで変
化する。ａｎ（ｎ＝１、３、５、７、・・・）は、ｎ＝
１のとき基本波成分を、ｎ≧３のとき各高調波成分を、
それおｚれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に
適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能
になる。例えば、Ｍ＝３のとき、基本波成分とｎ１、ｎ
２次高調波成分は、数３で表される。
化する。ａｎ（ｎ＝１、３、５、７、・・・）は、ｎ＝
１のとき基本波成分を、ｎ≧３のとき各高調波成分を、
それおｚれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に
適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能
になる。例えば、Ｍ＝３のとき、基本波成分とｎ１、ｎ
２次高調波成分は、数３で表される。
【００６５】
【数３】
【００６６】そこで、例えば、図９に示すフローチャー
トにより連立方程式の解以外のパラメータ（図中のｆ
１、ｆ５、ｆ７）を導出し、数３に示すような連立方程
式の近似解を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用
ソフトウエアなどを用いて導出する。
トにより連立方程式の解以外のパラメータ（図中のｆ
１、ｆ５、ｆ７）を導出し、数３に示すような連立方程
式の近似解を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用
ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００６７】そして、この近似解を用い、その解から描
ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規
格を満足するか否かの確認を行う。
ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規
格を満足するか否かの確認を行う。
【００６８】このようにして求めたスイッチングパター
ンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。
ンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。
【００６９】次いで、スイッチング回数を５回に設定
し、スイッチング回数を１回に設定した場合とを対比す
る。
し、スイッチング回数を１回に設定した場合とを対比す
る。
【００７０】図６に示すように、スイッチング回数を１
回に設定した場合には、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２
ｗを１０ｍＨに設定すればＩＥＣ規格を満足することが
できないが、１８ｍＨに設定することによりＩＥＣ規格
を満足することができる。これに対して、スイッチング
回数を５回に設定した場合には、図７に示すように、第
１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定して
も、１８ｍＨに設定してもＩＥＣ規格を満足することが
できる。
回に設定した場合には、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２
ｗを１０ｍＨに設定すればＩＥＣ規格を満足することが
できないが、１８ｍＨに設定することによりＩＥＣ規格
を満足することができる。これに対して、スイッチング
回数を５回に設定した場合には、図７に示すように、第
１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定して
も、１８ｍＨに設定してもＩＥＣ規格を満足することが
できる。
【００７１】また、図８に示すとおり、スイッチング回
数の増加に伴って第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを小
型化できることが分かる。
数の増加に伴って第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを小
型化できることが分かる。
【００７２】次いで、図９のフローチャートを説明す
る。
る。
【００７３】ステップＳＰ１において、製品仕様から定
格電源電圧Ｖｓおよび定格電流（基本波成分）Ｉｓ１を
決定し、ステップＳＰ２において、第１リアクトル２
ｕ、２ｖ、２ｗのリアクトル定数Ｌｓおよび直流電圧値
ＶＤＣを仮設定する。そして、ステップＳＰ３におい
て、定格電源電圧Ｖｓ、定格電流Ｉｓ１、およびリアク
トル定数Ｌｓから電源電圧に対する、コンバータ入力電
圧（基本波成分）Ｖｓ１の位相差δを算出する。ここ
で、コンバータ入力電圧Ｖｓ１およびコンバータ入力電
圧Ｖｓ１の位相差δは、図１０中（ａ）に示す等価回
路、および図１０中（ｂ）に示すベクトル図に示すよう
に与えられるのであるから、これらを算出することは可
能である。
格電源電圧Ｖｓおよび定格電流（基本波成分）Ｉｓ１を
決定し、ステップＳＰ２において、第１リアクトル２
ｕ、２ｖ、２ｗのリアクトル定数Ｌｓおよび直流電圧値
ＶＤＣを仮設定する。そして、ステップＳＰ３におい
て、定格電源電圧Ｖｓ、定格電流Ｉｓ１、およびリアク
トル定数Ｌｓから電源電圧に対する、コンバータ入力電
圧（基本波成分）Ｖｓ１の位相差δを算出する。ここ
で、コンバータ入力電圧Ｖｓ１およびコンバータ入力電
圧Ｖｓ１の位相差δは、図１０中（ａ）に示す等価回
路、および図１０中（ｂ）に示すベクトル図に示すよう
に与えられるのであるから、これらを算出することは可
能である。
【００７４】次いで、ステップＳＰ４において、制御可
能なコンバータ入力電圧｛例えば、スイッチング回数が
３の場合には、２成分（例えば、５、７次）｝の高調波
成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流Ｉ＊
の目標値にマージンεを乗算して設定する。
能なコンバータ入力電圧｛例えば、スイッチング回数が
３の場合には、２成分（例えば、５、７次）｝の高調波
成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流Ｉ＊
の目標値にマージンεを乗算して設定する。
【００７５】そして、ステップＳＰ５において、ステッ
プＳＰ３で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Ｖｓ
１と、ステップＳＰ４で設定した５、７次高調波成分ｆ
５、ｆ７を数３に代入して連立方程式数４を立てる。た
だし、数５。
プＳＰ３で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Ｖｓ
１と、ステップＳＰ４で設定した５、７次高調波成分ｆ
５、ｆ７を数３に代入して連立方程式数４を立てる。た
だし、数５。
【００７６】
【数４】
【００７７】
【数５】
【００７８】ステップＳＰ６において、数４の連立方程
式の近似解α１、α５、α７を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃ
ａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
式の近似解α１、α５、α７を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃ
ａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００７９】算出された近似解α１、α５、α７を数２
に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分（１１次か
ら３９次の成分）を求める。
に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分（１１次か
ら３９次の成分）を求める。
【００８０】そして、ステップＳＰ８において、求めら
れた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満で
あるか否かを判定する。
れた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満で
あるか否かを判定する。
【００８１】ステップＳＰ８において何れかの高調波成
分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場
合には、ステップＳＰ９において、７次高調波成分の符
号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップＳ
Ｐ９ａにおいて、符号を変更し、再びステップＳＰ６の
処理を行う（すなわち、符号を変更して再度計算す
る）。逆に、符号が負であれば、再びステップＳＰ４の
処理を行う（すなわち、高調波成分の設定を変更して再
度計算する）。
分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場
合には、ステップＳＰ９において、７次高調波成分の符
号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップＳ
Ｐ９ａにおいて、符号を変更し、再びステップＳＰ６の
処理を行う（すなわち、符号を変更して再度計算す
る）。逆に、符号が負であれば、再びステップＳＰ４の
処理を行う（すなわち、高調波成分の設定を変更して再
度計算する）。
【００８２】ステップＳＰ８において求められた全ての
高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定
された場合には、ステップＳＰ１０において、シミュレ
ーションを行い、ステップＳＰ１１において、シミュレ
ーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出
し、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値
を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し（図
１１参照）、満足していると判定された場合には、その
まま一連の処理を終了する。
高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定
された場合には、ステップＳＰ１０において、シミュレ
ーションを行い、ステップＳＰ１１において、シミュレ
ーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出
し、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値
を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し（図
１１参照）、満足していると判定された場合には、その
まま一連の処理を終了する。
【００８３】逆に、ステップＳＰ１２において、高調波
電流が目標値を満足していないか、および／または直流
電圧値が設定値を満足していないと判定された場合に
は、再びステップＳＰ２の処理を行う（すなわち、直流
電圧値ＶＤＣ、リアクトル定数Ｌｓの設定を変更して再
度計算する）。
電流が目標値を満足していないか、および／または直流
電圧値が設定値を満足していないと判定された場合に
は、再びステップＳＰ２の処理を行う（すなわち、直流
電圧値ＶＤＣ、リアクトル定数Ｌｓの設定を変更して再
度計算する）。
【００８４】また、上記の実施態様において、図１２に
示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロ
クロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定する
ことが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させる
ことがなくなり、制御を簡単化することができる。
示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロ
クロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定する
ことが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させる
ことがなくなり、制御を簡単化することができる。
【００８５】図１３はこの発明の電力変換装置の他の実
施態様を示す電気回路図である。
施態様を示す電気回路図である。
【００８６】この電力変換装置が図１の電力変換装置と
異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を
検出する負荷情報検出部７ａ、および波形記憶部７ｂを
さらに含む点、および制御部７として、電源ゼロクロス
検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を
出力するものを採用する点のみである。
異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を
検出する負荷情報検出部７ａ、および波形記憶部７ｂを
さらに含む点、および制御部７として、電源ゼロクロス
検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を
出力するものを採用する点のみである。
【００８７】この実施態様を採用した場合には、負荷情
報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図
１４に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミン
グを変化させることができ、ひいては、負荷変動による
入力力率（ＰＦ）の低下を防止して高調波成分を一定に
保つことができる（図１５参照）。
報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図
１４に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミン
グを変化させることができ、ひいては、負荷変動による
入力力率（ＰＦ）の低下を防止して高調波成分を一定に
保つことができる（図１５参照）。
【００８８】さらに説明する。
【００８９】軽負荷時のベクトル図は図１６中（ａ）に
示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図１６中
（ｂ）に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応
じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本
波成分Ｉｓ１が基本波電圧Ｖｓと同相となるように、電
源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ
（オンタイミング）を制御すればよい（図１７参照）。
示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図１６中
（ｂ）に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応
じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本
波成分Ｉｓ１が基本波電圧Ｖｓと同相となるように、電
源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ
（オンタイミング）を制御すればよい（図１７参照）。
【００９０】図１８はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９１】この電力変換装置が図１３の電力変換装置
と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部７ｃ
をさらに含む点、および制御部７として、電源電圧検出
信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、お
よび記憶された波形信号を入力として所定の演算を行
い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化
させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する
点のみである。
と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部７ｃ
をさらに含む点、および制御部７として、電源電圧検出
信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、お
よび記憶された波形信号を入力として所定の演算を行
い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化
させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する
点のみである。
【００９２】この実施態様を採用した場合には、電源電
圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることが
でき、ひいては、図１９に示すように、負荷変動による
入力力率の低下を防止することができる。
圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることが
でき、ひいては、図１９に示すように、負荷変動による
入力力率の低下を防止することができる。
【００９３】さらに説明する。
【００９４】低電圧時のベクトル図は図２０中（ａ）に
示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図２０中
（ｂ）に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動
に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の
基本波成分Ｉｓ１が電源電圧Ｖｓと同相となるように、
電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ
（オンタイミング）を制御すればよい。図２１はこの発
明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路
図である。
示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図２０中
（ｂ）に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動
に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の
基本波成分Ｉｓ１が電源電圧Ｖｓと同相となるように、
電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ
（オンタイミング）を制御すればよい。図２１はこの発
明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路
図である。
【００９５】この電力変換装置が図１の電力変換装置と
異なる点は、負荷として、モータ９ａを駆動するインバ
ータ９を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出
部７ｄをさらに含む点、波形記憶部７ｂをさらに含む
点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するイン
バータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電
圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部７に
供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電
圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するよう
に変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採
用する点のみである。
異なる点は、負荷として、モータ９ａを駆動するインバ
ータ９を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出
部７ｄをさらに含む点、波形記憶部７ｂをさらに含む
点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するイン
バータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電
圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部７に
供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電
圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信
号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミ
ングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するよう
に変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採
用する点のみである。
【００９６】この実施態様を採用した場合には、直流電
圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の
状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致す
るようにスイッチングタイミングを変化させることがで
き、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であって
も、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。
圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の
状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致す
るようにスイッチングタイミングを変化させることがで
き、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であって
も、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。
【００９７】そして、インバータ９の所望する直流電圧
に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、
空気調和機においては運転エリアの拡大を達成すること
ができる。
に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、
空気調和機においては運転エリアの拡大を達成すること
ができる。
【００９８】図２２はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９９】この電力変換装置が図１８の電力変換装置
と異なる点は、負荷情報検出部７ａに代えて、１対のコ
ンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出する
コンデンサ電圧検出部７ｅを採用した点、および、制御
部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信
号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形
信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上が
りと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させ
るべくスイッチング指令を出力するものを採用する点の
みである。
と異なる点は、負荷情報検出部７ａに代えて、１対のコ
ンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出する
コンデンサ電圧検出部７ｅを採用した点、および、制御
部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信
号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形
信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上が
りと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させ
るべくスイッチング指令を出力するものを採用する点の
みである。
【０１００】この実施態様を採用した場合には、１対の
コンデンサ４ａ、４ｂそれぞれの端子間電圧を検出し、
相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子
を動作させるタイミングを変化させることができ（図２
３参照）、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であって
も、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの端子間電圧を平衡に
することができる。
コンデンサ４ａ、４ｂそれぞれの端子間電圧を検出し、
相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子
を動作させるタイミングを変化させることができ（図２
３参照）、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であって
も、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの端子間電圧を平衡に
することができる。
【０１０１】また、数２におけるａｎをａｎ／ｓとお
き、この変数ｓを変化させて、基本波成分に対して制御
する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解（ス
イッチングパターン）を求め、これらの解を用いること
が可能であり、図２４に示すように、負荷情報に基づく
スイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷
が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御する
ことができる。
き、この変数ｓを変化させて、基本波成分に対して制御
する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解（ス
イッチングパターン）を求め、これらの解を用いること
が可能であり、図２４に示すように、負荷情報に基づく
スイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷
が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御する
ことができる。
【０１０２】図２５はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１０３】この電力変換装置は、上記の構成の何れか
の電力変換装置に対して次の構成を付加してなるもので
ある。すなわち、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞ
れに、スイッチング素子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１
０ｃ、１０ｄ、および第２リアクトル１０ｅからなる降
圧チョッパ回路を接続し（具体的には、コンデンサ４ａ
と並列にスイッチング素子１０ａとダイオード１０ｃと
の直列回路を接続するとともに、コンデンサ４ｂと並列
にスイッチング素子１０ｂとダイオード１０ｄとの直列
回路を接続し、スイッチング素子１０ａとダイオード１
０ｃとの接続点と後述するコンデンサ１０ｆとの間に第
２リアクトル１０ｅを接続し）、この降圧チョッパ回路
の出力端子間にコンデンサ１０ｆを接続している。な
お、負荷として、モータを駆動するインバータを採用し
ている。
の電力変換装置に対して次の構成を付加してなるもので
ある。すなわち、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞ
れに、スイッチング素子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１
０ｃ、１０ｄ、および第２リアクトル１０ｅからなる降
圧チョッパ回路を接続し（具体的には、コンデンサ４ａ
と並列にスイッチング素子１０ａとダイオード１０ｃと
の直列回路を接続するとともに、コンデンサ４ｂと並列
にスイッチング素子１０ｂとダイオード１０ｄとの直列
回路を接続し、スイッチング素子１０ａとダイオード１
０ｃとの接続点と後述するコンデンサ１０ｆとの間に第
２リアクトル１０ｅを接続し）、この降圧チョッパ回路
の出力端子間にコンデンサ１０ｆを接続している。な
お、負荷として、モータを駆動するインバータを採用し
ている。
【０１０４】そして、駆動回路１０ｇを通して各スイッ
チング素子１０ａ、１０ｂを動作させる降圧制御部１０
ｈを設けている。
チング素子１０ａ、１０ｂを動作させる降圧制御部１０
ｈを設けている。
【０１０５】この電力変換装置を採用した場合には、ス
イッチング素子１０ａ、１０ｂを交互に動作させること
によって、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ２を１対の
コンデンサ４ａ、４ｂの直列回路の端子間電圧Ｖ１の１
／２に設定することができる。
イッチング素子１０ａ、１０ｂを交互に動作させること
によって、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ２を１対の
コンデンサ４ａ、４ｂの直列回路の端子間電圧Ｖ１の１
／２に設定することができる。
【０１０６】したがって、電源が４００Ｖ級の場合にこ
の電力変換装置を適用すれば、インバータに供給される
直流電圧を、電源が２００Ｖ級の場合の直流電圧と等し
くすることができる。この結果、電源が４００Ｖ級の場
合に対応するインバータ、モータを使用する必要がなく
なり、電源が２００Ｖ級の場合に対応するインバータ、
モータを採用することができ、ひいては、開発コストの
削減、量産化によるコストダウンを達成することができ
る。
の電力変換装置を適用すれば、インバータに供給される
直流電圧を、電源が２００Ｖ級の場合の直流電圧と等し
くすることができる。この結果、電源が４００Ｖ級の場
合に対応するインバータ、モータを使用する必要がなく
なり、電源が２００Ｖ級の場合に対応するインバータ、
モータを採用することができ、ひいては、開発コストの
削減、量産化によるコストダウンを達成することができ
る。
【０１０７】また、降圧チョッパ回路のスイッチング素
子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１０ｃ、１０ｄにも、１
対のコンデンサ４ａ、４ｂの何れか一方の電圧（Ｖ１／
２）が印加されるだけであるから、素子耐圧の低い素子
を採用することができ、この面からもコストダウンを達
成することができる。
子１０ａ、１０ｂ、ダイオード１０ｃ、１０ｄにも、１
対のコンデンサ４ａ、４ｂの何れか一方の電圧（Ｖ１／
２）が印加されるだけであるから、素子耐圧の低い素子
を採用することができ、この面からもコストダウンを達
成することができる。
【０１０８】図２６はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１０９】この電力変換装置が図２５の電力変換装置
と異なる点は、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ２を検
出する直流電圧検出部１０ｉをさらに設けた点、駆動回
路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御
回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供
給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部１０ｈに供給す
る点、および、降圧制御部１０ｈとして、コンデンサ１
０ｆの端子間電圧Ｖ２および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
と異なる点は、コンデンサ１０ｆの端子間電圧Ｖ２を検
出する直流電圧検出部１０ｉをさらに設けた点、駆動回
路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御
回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供
給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部１０ｈに供給す
る点、および、降圧制御部１０ｈとして、コンデンサ１
０ｆの端子間電圧Ｖ２および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【０１１０】この電力変換装置を採用した場合には、降
圧チョッパ回路の出力電圧Ｖ２を検出し、この電圧が一
定になるようにスイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作
させることによって、電源電圧や負荷が変動した場合で
あっても、安定した直流電圧をインバータ９に供給する
ことができる。
圧チョッパ回路の出力電圧Ｖ２を検出し、この電圧が一
定になるようにスイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作
させることによって、電源電圧や負荷が変動した場合で
あっても、安定した直流電圧をインバータ９に供給する
ことができる。
【０１１１】図２７はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１１２】この電力変換装置が図２６の電力変換装置
と異なる点は、直流電圧検出部１０ｉに代えて、１対の
コンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出す
るコンデンサ電圧検出部１０ｊを設けた点、および、降
圧制御部１０ｈとして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの
それぞれの端子間電圧および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
と異なる点は、直流電圧検出部１０ｉに代えて、１対の
コンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出す
るコンデンサ電圧検出部１０ｊを設けた点、および、降
圧制御部１０ｈとして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの
それぞれの端子間電圧および直流電圧指令値を入力とし
て、スイッチング素子１０ａ、１０ｂを動作させるスイ
ッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【０１１３】この電力変換装置を採用した場合には、１
対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検
出し、両電圧の差に基づいて両コンデンサ４ａ、４ｂの
それぞれの端子間電圧を平衡とすべくスイッチング素子
１０ａ、１０ｂを動作させることができる。したがっ
て、電源電圧が不平衡な場合であっても、両コンデンサ
４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を平衡とすることが
できる。
対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検
出し、両電圧の差に基づいて両コンデンサ４ａ、４ｂの
それぞれの端子間電圧を平衡とすべくスイッチング素子
１０ａ、１０ｂを動作させることができる。したがっ
て、電源電圧が不平衡な場合であっても、両コンデンサ
４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を平衡とすることが
できる。
【０１１４】図２８は上記の実施態様におけるスイッチ
５ｕ、５ｖ、５ｗの一構成例を示す電気回路図である。
５ｕ、５ｖ、５ｗの一構成例を示す電気回路図である。
【０１１５】前記スイッチ５ｕは、１対づつのダイオー
ドの直列回路を互いに並列に接続しているとともに、両
直列回路と並列にスイッチング素子を接続している。そ
して、一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続
点）を３相整流回路３のｕ相入力端子と接続していると
ともに、他方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続
点）を１対のコンデンサ４ａ、４ｂの接続点と接続して
いる。
ドの直列回路を互いに並列に接続しているとともに、両
直列回路と並列にスイッチング素子を接続している。そ
して、一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続
点）を３相整流回路３のｕ相入力端子と接続していると
ともに、他方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続
点）を１対のコンデンサ４ａ、４ｂの接続点と接続して
いる。
【０１１６】なお、他のスイッチ５ｖ、５ｗの構成はス
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
【０１１７】この場合には、スイッチング素子をＯＮ、
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
【０１１８】図２９はスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの他の
構成例を示す電気回路図である。
構成例を示す電気回路図である。
【０１１９】前記スイッチ５ｕが図２８のスイッチ５ｕ
と異なる点は、スイッチング素子を３相整流回路３のｕ
相の１対のダイオードの間に直列に接続した点、および
一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続点）をｕ
相の第１リアクトル２ｕと接続した点のみである。
と異なる点は、スイッチング素子を３相整流回路３のｕ
相の１対のダイオードの間に直列に接続した点、および
一方の直列回路の中点（ダイオード同士の接続点）をｕ
相の第１リアクトル２ｕと接続した点のみである。
【０１２０】なお、他のスイッチ５ｖ、５ｗの構成はス
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
【０１２１】この場合にも、スイッチング素子をＯＮ、
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
【０１２２】図３０はスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗのさら
に他の構成例を示す電気回路図である。
に他の構成例を示す電気回路図である。
【０１２３】前記スイッチ５ｕは、３相整流回路３のｕ
相の１対のダイオードの間に１対のダイオードを直列接
続するとともに、後者の１対のダイオードの中点をｕ相
入力端子とし、後者の１対のダイオードと並列に１対の
スイッチング素子を直列接続しているとともに、１対の
スイッチング素子の中点を１対のコンデンサ４ａ、４ｂ
の接続点と接続している。そして、１対のスイッチング
素子を同時にＯＮ、ＯＦＦ制御する。
相の１対のダイオードの間に１対のダイオードを直列接
続するとともに、後者の１対のダイオードの中点をｕ相
入力端子とし、後者の１対のダイオードと並列に１対の
スイッチング素子を直列接続しているとともに、１対の
スイッチング素子の中点を１対のコンデンサ４ａ、４ｂ
の接続点と接続している。そして、１対のスイッチング
素子を同時にＯＮ、ＯＦＦ制御する。
【０１２４】なお、他のスイッチ５ｖ、５ｗの構成はス
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
イッチ５ｕの構成と同様であるから説明を省略する。
【０１２５】この場合にも、スイッチング素子をＯＮ、
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
ＯＦＦすることにより、上記の実施態様と同様の作用を
達成することができる。
【０１２６】図３２はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１２７】この電力変換装置は、３相交流電源１に対
してノイズフィルタ１１を介して３相全波整流用のダイ
オードブリッジ３を接続し、このダイオードブリッジ３
の出力端子間に第１のリアクトル１２および第１の平滑
コンデンサ１３とを直列接続している。そして、この第
１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧を降圧回路１４を
介して３相インバータ１５に供給し、３相インバータ１
５の出力をモータ１６に供給している。さらに、駆動回
路１８を介して降圧回路１４を制御する制御部１７を有
している。
してノイズフィルタ１１を介して３相全波整流用のダイ
オードブリッジ３を接続し、このダイオードブリッジ３
の出力端子間に第１のリアクトル１２および第１の平滑
コンデンサ１３とを直列接続している。そして、この第
１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧を降圧回路１４を
介して３相インバータ１５に供給し、３相インバータ１
５の出力をモータ１６に供給している。さらに、駆動回
路１８を介して降圧回路１４を制御する制御部１７を有
している。
【０１２８】前記降圧回路１４は、第１の平滑コンデン
サ１３の端子間に、スイッチングトランジスタ１４ａ、
第２のリアクトル１４ｂ、および第２の平滑コンデンサ
１４ｃを直列接続し、第２のリアクトル１４ｂおよび第
２の平滑コンデンサ１４ｃの直列回路と並列に、ダイオ
ード１４ｄをスイッチングトランジスタ１４ａと逆極性
となるように接続している。
サ１３の端子間に、スイッチングトランジスタ１４ａ、
第２のリアクトル１４ｂ、および第２の平滑コンデンサ
１４ｃを直列接続し、第２のリアクトル１４ｂおよび第
２の平滑コンデンサ１４ｃの直列回路と並列に、ダイオ
ード１４ｄをスイッチングトランジスタ１４ａと逆極性
となるように接続している。
【０１２９】上記の構成の電力変換装置の作用は次のと
おりである。
おりである。
【０１３０】３相交流電源１から出力される３相交流電
圧をダイオードブリッジ３により全波整流し、第１の平
滑コンデンサ１３により平滑化することにより、３相交
流電圧に対応する直流電圧を得ることができる。
圧をダイオードブリッジ３により全波整流し、第１の平
滑コンデンサ１３により平滑化することにより、３相交
流電圧に対応する直流電圧を得ることができる。
【０１３１】そして、駆動回路１８を通してスイッチン
グトランジスタ１４ａを制御することにより、降圧処理
を行い、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２
を第１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧Ｖ１よりも低
くする。３相インバータ１５は第２の平滑コンデンサ１
４ｃの端子間電圧Ｖ２を入力として所定のスイッチング
動作を行い、モータ１６を駆動する。
グトランジスタ１４ａを制御することにより、降圧処理
を行い、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２
を第１の平滑コンデンサ１３の端子間電圧Ｖ１よりも低
くする。３相インバータ１５は第２の平滑コンデンサ１
４ｃの端子間電圧Ｖ２を入力として所定のスイッチング
動作を行い、モータ１６を駆動する。
【０１３２】ここで、端子間電圧Ｖ１と端子間電圧Ｖ２
との比率は、スイッチングトランジスタ１４ａのデュー
ティーを制御することにより設定することができる。す
なわち、スイッチングトランジスタ１４ａのデューティ
ーを制御することにより降圧の程度を制御することがで
きる。
との比率は、スイッチングトランジスタ１４ａのデュー
ティーを制御することにより設定することができる。す
なわち、スイッチングトランジスタ１４ａのデューティ
ーを制御することにより降圧の程度を制御することがで
きる。
【０１３３】したがって、例えば、３相交流電源電圧が
４００Ｖ系である場合には、端子間電圧Ｖ２が端子間電
圧Ｖ１の略１／２になるように降圧回路１４を制御する
ことによって、３相インバータ１５およびモータ１６と
して、３相交流電源電圧が２００Ｖ系である場合に対応
する定格を有するものを採用することができ、高い電源
電圧に合わせて３相インバータ１５およびモータ１６を
設計、開発する必要がなくなる。
４００Ｖ系である場合には、端子間電圧Ｖ２が端子間電
圧Ｖ１の略１／２になるように降圧回路１４を制御する
ことによって、３相インバータ１５およびモータ１６と
して、３相交流電源電圧が２００Ｖ系である場合に対応
する定格を有するものを採用することができ、高い電源
電圧に合わせて３相インバータ１５およびモータ１６を
設計、開発する必要がなくなる。
【０１３４】また、降圧回路１４におけるスイッチング
動作によるキャリア電流および高周波ノイズは大容量の
第１の平滑コンデンサ１３によりバイパスされるので、
交流側におけるキャリア電流用のノーマルモードフィル
タが不要となり、高周波ノイズ用のコモンモードフィル
タを簡素化することができる。
動作によるキャリア電流および高周波ノイズは大容量の
第１の平滑コンデンサ１３によりバイパスされるので、
交流側におけるキャリア電流用のノーマルモードフィル
タが不要となり、高周波ノイズ用のコモンモードフィル
タを簡素化することができる。
【０１３５】図３３はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１３６】この電力変換装置が図３２の電力変換装置
と異なる点は、ダイオードブリッジ３の出力側に設けた
第１のリアクトル１２を省略して、３相交流電源１とノ
イズフィルタ１１との間に、各相毎に第１のリアクトル
１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを接続した点のみである。
と異なる点は、ダイオードブリッジ３の出力側に設けた
第１のリアクトル１２を省略して、３相交流電源１とノ
イズフィルタ１１との間に、各相毎に第１のリアクトル
１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを接続した点のみである。
【０１３７】したがって、この場合にも、図３２の電力
変換装置と同様の作用を達成することができる。
変換装置と同様の作用を達成することができる。
【０１３８】図３４はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１３９】この電力変換装置が図３２の電力変換装置
と異なる点は、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電
圧Ｖ２を検出して制御部１７に供給する直流電圧検出部
１９と、直流電圧の設定値を保持して制御部１７に供給
する直流電圧設定値保持部２０と、駆動回路２２を介し
て３相インバータ１５に制御信号を供給するインバータ
制御部２１とをさらに有している点のみである。
と異なる点は、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電
圧Ｖ２を検出して制御部１７に供給する直流電圧検出部
１９と、直流電圧の設定値を保持して制御部１７に供給
する直流電圧設定値保持部２０と、駆動回路２２を介し
て３相インバータ１５に制御信号を供給するインバータ
制御部２１とをさらに有している点のみである。
【０１４０】ただし、インバータ制御部２１および駆動
回路２２については、図３１、図３２の電力変換装置に
も設けられているのであり、単に図示が省略されている
だけである。
回路２２については、図３１、図３２の電力変換装置に
も設けられているのであり、単に図示が省略されている
だけである。
【０１４１】上記の構成の電力変換装置であれば、第２
の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２が直流電圧の
設定値と等しくなるように制御部１７により降圧回路１
４を制御するのであるから、図３５に示すように、モー
タ出力電力の変化に応答して第１の平滑コンデンサ１３
の端子間電圧Ｖ１が変動する場合であっても、第２の平
滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を一定に保持し続
けることができ、安定した直流電圧を３相インバータ１
５に供給することができる。
の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２が直流電圧の
設定値と等しくなるように制御部１７により降圧回路１
４を制御するのであるから、図３５に示すように、モー
タ出力電力の変化に応答して第１の平滑コンデンサ１３
の端子間電圧Ｖ１が変動する場合であっても、第２の平
滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２を一定に保持し続
けることができ、安定した直流電圧を３相インバータ１
５に供給することができる。
【０１４２】もちろん、電源電圧が変動した場合にも、
同様に、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２
を一定に保持し続けることができ、安定した直流電圧を
３相インバータ１５に供給することができる。
同様に、第２の平滑コンデンサ１４ｃの端子間電圧Ｖ２
を一定に保持し続けることができ、安定した直流電圧を
３相インバータ１５に供給することができる。
【０１４３】図３６はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１４４】この電力変換装置が図３４の電力変換装置
と異なる点は、インバータ制御部２１により直流電圧設
定値保持部２０の直流電圧の設定値を設定する点のみで
ある。
と異なる点は、インバータ制御部２１により直流電圧設
定値保持部２０の直流電圧の設定値を設定する点のみで
ある。
【０１４５】上記の構成の電力変換装置であれば、直流
電圧の設定値を３相インバータ１５が所望する（要求す
る）直流電圧値に制御することができ（例えば、図３７
参照）、３相インバータ１５およびモータ１６の効率を
改善することができる。
電圧の設定値を３相インバータ１５が所望する（要求す
る）直流電圧値に制御することができ（例えば、図３７
参照）、３相インバータ１５およびモータ１６の効率を
改善することができる。
【０１４６】図３８はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１４７】この電力変換装置が図３４の電力変換装置
と異なる点は、モータ１６として圧縮機２３の金属ケー
シング内に収納されたものを採用する点のみである。
と異なる点は、モータ１６として圧縮機２３の金属ケー
シング内に収納されたものを採用する点のみである。
【０１４８】上記の構成の電力変換装置であれば、圧縮
機駆動用モータ１６が圧縮機本体部と共に金属ケーシン
グ内に収納されており、圧縮機駆動用モータ１６の各相
巻線と金属ケーシングとの間に静電容量があるので、３
相インバータ１５のスイッチング動作に伴って圧縮機駆
動用モータ１６から静電容量を通して金属ケーシングへ
高周波の漏れ電流が流れるけれども、降圧回路１４によ
って３相インバータ１５に供給する電圧を低くしている
ので、圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧
も低くなり、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波の漏
れ電流を低減することができる。
機駆動用モータ１６が圧縮機本体部と共に金属ケーシン
グ内に収納されており、圧縮機駆動用モータ１６の各相
巻線と金属ケーシングとの間に静電容量があるので、３
相インバータ１５のスイッチング動作に伴って圧縮機駆
動用モータ１６から静電容量を通して金属ケーシングへ
高周波の漏れ電流が流れるけれども、降圧回路１４によ
って３相インバータ１５に供給する電圧を低くしている
ので、圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧
も低くなり、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波の漏
れ電流を低減することができる。
【０１４９】また、圧縮機２３による圧縮の対象となる
冷媒として、オゾン層破壊能力が零のＨＦＣ冷媒を採用
することが好ましい。この場合には、冷媒の誘電率が高
いのであるが、上述のように降圧回路１４によって３相
インバータ１５に供給する電圧を低くすることができ、
圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧も低く
することができ、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波
の漏れ電流を低減することができる。
冷媒として、オゾン層破壊能力が零のＨＦＣ冷媒を採用
することが好ましい。この場合には、冷媒の誘電率が高
いのであるが、上述のように降圧回路１４によって３相
インバータ１５に供給する電圧を低くすることができ、
圧縮機駆動用モータ１６の各相巻線にかかる電圧も低く
することができ、圧縮機駆動用モータ１６からの高周波
の漏れ電流を低減することができる。
【０１５０】図３９はこの発明の電力変換装置のさらに
他の実施態様を示す電気回路図である。
他の実施態様を示す電気回路図である。
【０１５１】この電力変換装置が図３８の電力変換装置
と異なる点は、ファンモータ２５を駆動するための３相
インバータ２４を前記３相インバータ１５と並列に接続
した点のみである。
と異なる点は、ファンモータ２５を駆動するための３相
インバータ２４を前記３相インバータ１５と並列に接続
した点のみである。
【０１５２】なお、制御部１７、駆動回路１８、直流電
圧検出部１９、直流電圧設定値保持部２０、インバータ
制御部２１、および駆動回路２２は、図示を省略してあ
る。
圧検出部１９、直流電圧設定値保持部２０、インバータ
制御部２１、および駆動回路２２は、図示を省略してあ
る。
【０１５３】上記の構成の電力変換装置であれば、ファ
ンモータ駆動用のインバータ２４、モータ２５について
も圧縮機駆動用のインバータ１５、モータ１６と同様の
作用を達成することができる。
ンモータ駆動用のインバータ２４、モータ２５について
も圧縮機駆動用のインバータ１５、モータ１６と同様の
作用を達成することができる。
【０１５４】
【発明の効果】請求項１の発明は、高周波スイッチング
に伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こ
すことなく、また、大形のリアクトルを用いることな
く、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流
化を達成することができるという特有の効果を奏する。
に伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こ
すことなく、また、大形のリアクトルを用いることな
く、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流
化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０１５５】請求項２の発明は、高調波規格に適合させ
ることができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
ることができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
【０１５６】請求項３の発明は、複数個の第１スイッチ
ング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッ
チング手段の制御を簡単化することができるほか、請求
項１または請求項２と同様の効果を奏する。
ング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッ
チング手段の制御を簡単化することができるほか、請求
項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１５７】請求項４の発明は、負荷変動による入力力
率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができ
るほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を
奏する。
率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができ
るほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を
奏する。
【０１５８】請求項５の発明は、電源電圧による入力力
率の低下を防止することができるほか、請求項１から請
求項３の何れかと同様の効果を奏する。
率の低下を防止することができるほか、請求項１から請
求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１５９】請求項６の発明は、電源電圧や負荷が変動
しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる
ほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏
する。
しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる
ほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏
する。
【０１６０】請求項７の発明は、電源電圧や負荷変動が
発生した場合であっても入力力率の低下を防止すること
ができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を
奏する。
発生した場合であっても入力力率の低下を防止すること
ができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を
奏する。
【０１６１】請求項８の発明は、負荷が変動した場合で
あっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
あっても、直流電圧を一定に制御することができるほ
か、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１６２】請求項９の発明は、電源電圧が不平衡な場
合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になる
ことを防止することができるほか、請求項１から請求項
８の何れかと同様の効果を奏する。
合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になる
ことを防止することができるほか、請求項１から請求項
８の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６３】請求項１０の発明は、簡単に直流電圧を１
／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の
何れかと同様の効果を奏する。
／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の
何れかと同様の効果を奏する。
【０１６４】請求項１１の発明は、電源電圧が変動した
場合であっても、安定した直流電圧を出力することがで
きるほか、請求項１０と同様の効果を奏する。
場合であっても、安定した直流電圧を出力することがで
きるほか、請求項１０と同様の効果を奏する。
【０１６５】請求項１２の発明は、電源電圧が不平衡な
場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡にな
ることを防止することができるほか、請求項１０または
請求項１１と同様の効果を奏する。
場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡にな
ることを防止することができるほか、請求項１０または
請求項１１と同様の効果を奏する。
【０１６６】請求項１３の発明は、請求項１から請求項
１２の何れかと同様の効果を奏する。
１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６７】請求項１４の発明は、請求項１から請求項
１２の何れかと同様の効果を奏する。
１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６８】請求項１５の発明は、３相交流電源電圧が
高い場合であっても、インバータ、モータに印加される
電圧を低下させることによって、インバータ、モータを
特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サー
ジ電圧、発生ノイズを低減することができるという特有
の効果を奏する。
高い場合であっても、インバータ、モータに印加される
電圧を低下させることによって、インバータ、モータを
特別に設計し、開発する必要をなくするとともに、サー
ジ電圧、発生ノイズを低減することができるという特有
の効果を奏する。
【０１６９】請求項１６の発明は、請求項１５と同様の
効果を奏する。
効果を奏する。
【０１７０】請求項１７の発明は、降圧回路の出力電圧
を出力電圧の設定値と一致させることができるほか、請
求項１５または請求項１６と同様の効果を奏する。
を出力電圧の設定値と一致させることができるほか、請
求項１５または請求項１６と同様の効果を奏する。
【０１７１】請求項１８の発明は、降圧回路の出力電圧
の設定値をインバータが所望する電圧と一致させてイン
バータおよびモータの効率を改善することができるほ
か、請求項１５または請求項１６と同様の効果を奏す
る。
の設定値をインバータが所望する電圧と一致させてイン
バータおよびモータの効率を改善することができるほ
か、請求項１５または請求項１６と同様の効果を奏す
る。
【０１７２】請求項１９の発明は、モータからの漏れ電
流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請求
項１５から請求項１８の何れかと同様の効果を奏する。
流を低減して圧縮機を駆動することができるほか、請求
項１５から請求項１８の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７３】請求項２０の発明は、オゾン層の破壊を防
止できるとともに、漏れ電流増加分を抑制できるほか、
請求項１９と同様の効果を奏する。
止できるとともに、漏れ電流増加分を抑制できるほか、
請求項１９と同様の効果を奏する。
【０１７４】請求項２１の発明は、圧縮機駆動用のイン
バータ、モータのみならず、ファンモータ駆動用のイン
バータ、モータを特別に設計、開発する必要をなくする
とともに、サージ電圧、発生ノイズを低減できるほか、
請求項１９と同様の効果を奏する。
バータ、モータのみならず、ファンモータ駆動用のイン
バータ、モータを特別に設計、開発する必要をなくする
とともに、サージ電圧、発生ノイズを低減できるほか、
請求項１９と同様の効果を奏する。
【図１】この発明の電力変換装置の一実施態様を示す電
気回路図である。
気回路図である。
【図２】この発明の電力変換装置の一変更例を示す電気
回路図である。
回路図である。
【図３】この発明の電力変換装置の他の変更例を示す電
気回路図である。
気回路図である。
【図４】各部の波形を示す図である。
【図５】相電圧波形、入力電流波形、およびスイッチ５
ｕ用の駆動信号を示す図である。
ｕ用の駆動信号を示す図である。
【図６】スイッチング回数を１回に設定した場合におい
て、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８
ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す
図である。
て、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８
ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す
図である。
【図７】スイッチング回数を５回に設定した場合におい
て、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８
ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す
図である。
て、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８
ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す
図である。
【図８】第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１８ｍＨに
設定し、かつスイッチング回数を１回に設定した場合、
第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１３ｍＨに設定し、
かつスイッチング回数を３回に設定した場合、および第
１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定し、か
つスイッチング回数を５回に設定した場合の高調波電流
およびＩＥＣ規格を示す図である。
設定し、かつスイッチング回数を１回に設定した場合、
第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１３ｍＨに設定し、
かつスイッチング回数を３回に設定した場合、および第
１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定し、か
つスイッチング回数を５回に設定した場合の高調波電流
およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図９】図１の電力変換装置の処理を説明するフローチ
ャートである。
ャートである。
【図１０】等価回路およびベクトル図を示す図である。
【図１１】高調波電流とＩＥＣ規格とを示す図である。
【図１２】各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロク
ロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定した場
合における駆動信号を示す図である。
ロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定した場
合における駆動信号を示す図である。
【図１３】この発明の電力変換装置の他の実施態様を示
す電気回路図である。
す電気回路図である。
【図１４】相電圧、及び軽負荷時、重負荷時のスイッチ
駆動信号を示す図である。
駆動信号を示す図である。
【図１５】負荷変動時の入力力率特性を示す図である。
【図１６】軽負荷時、重負荷時のベクトル図である。
【図１７】相電圧波形、およびスイッチ駆動信号を示す
図である。
図である。
【図１８】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図１９】電源電圧変動時の入力力率特性を示す図であ
る。
る。
【図２０】低電圧時、高電圧時のベクトル図である。
【図２１】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図２２】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図２３】相電圧波形およびスイッチ駆動信号波形を示
す図である。
す図である。
【図２４】相電圧波形および軽負荷時、重負荷時のスイ
ッチ駆動信号波形を示す図である。
ッチ駆動信号波形を示す図である。
【図２５】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図２６】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図２７】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図２８】スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの一構成例を示す
電気回路図である。
電気回路図である。
【図２９】スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗの他の構成例を示
す電気回路図である。
す電気回路図である。
【図３０】スイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗのさらに他の構成
例を示す電気回路図である。
例を示す電気回路図である。
【図３１】従来のＰＷＭコンバータを示す図である。
【図３２】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図３３】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図３４】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図３５】モータ出力電力と、降圧回路の入力電圧、出
力電圧との関係の一例を示す図である。
力電圧との関係の一例を示す図である。
【図３６】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図３７】モータ回転数と、降圧回路の入力電圧、出力
電圧との関係の一例を示す図である。
電圧との関係の一例を示す図である。
【図３８】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
【図３９】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態
様を示す電気回路図である。
様を示す電気回路図である。
１ 交流電源 ２ｕ、２ｖ、２ｗ 第１リアクトル
３ ３相整流回路 ４ａ、４ｂ コンデンサ
５ｕ、５ｖ、５ｗ スイッチ ７ 制御部
１０ａ、１０ｂ スイッチング素子
１０ｃ、１０ｄ ダイオード １０ｅ 第２リアクト
ル １０ｈ 降圧制御部 １４ 降圧回路 １４ａ スイッチング素子 １４ｂ 第２のリアクト
ル １４ｄ ダイオード １５ ３相インバータ １６ モータ １７ 制御部 １９ 直流電圧検出部 ２０ 直流電圧設定値保持部 ２１ インバータ制御部 ２３ 圧縮機 ２５ ファンモータ
ル １０ｈ 降圧制御部 １４ 降圧回路 １４ａ スイッチング素子 １４ｂ 第２のリアクト
ル １４ｄ ダイオード １５ ３相インバータ １６ モータ １７ 制御部 １９ 直流電圧検出部 ２０ 直流電圧設定値保持部 ２１ インバータ制御部 ２３ 圧縮機 ２５ ファンモータ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 榊原 憲一
滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２
株式会社ダイキン空調技術研究所内
Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 BB05 CA01 CB01
CC02 DA04
Claims (21)
- 【請求項１】 交流電源（１）の交流電圧を直流電圧に
変換する整流回路（３）と、交流電源（１）と整流回路
（３）との間に接続された第１リアクトル（２ｕ）（２
ｖ）（２ｗ）と、整流回路（３）の出力端子間に互いに
直列接続された１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）と、
前記第１リアクトル（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）と１対の
コンデンサ（４ａ）（４ｂ）の中点との間を短絡すべく
設けられた第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５
ｗ）とを含む電力変換装置であって、 電源の半周期に前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５
ｖ）（５ｗ）を複数回、かつ奇数回スイッチング動作さ
せるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形
を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作
との中間点を基準として対称となるようにスイッチング
動作させる第１スイッチング制御手段（７）を含むこと
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチング
パターンを決定して第１スイッチング手段（５ｕ）（５
ｖ）（５ｗ）を動作させるものである請求項１に記載の
電力変換装置。 - 【請求項３】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第
１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作さ
せるものである請求項１または請求項２に記載の電力変
換装置。 - 【請求項４】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、負荷情報に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）
（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させる
ものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力
変換装置。 - 【請求項５】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、電源電圧に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）
（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させる
ものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力
変換装置。 - 【請求項６】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１
スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させ
るタイミングを変化させるものである請求項１から請求
項３の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項７】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチ
ングパターンを変化させるものである請求項１または請
求項２に記載の電力変換装置。 - 【請求項８】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイ
ッチングパターンを変化させるものである請求項１また
は請求項２に記載の電力変換装置。 - 【請求項９】 前記第１スイッチング制御手段（７）
は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれ
の電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち
下がりとで第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５
ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請
求項１から請求項８の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項１０】 前記１対のコンデンサ（４ａ）（４
ｂ）のそれぞれに、第２スイッチング手段（１０ａ）
（１０ｂ）、ダイオード（１０ｃ）（１０ｄ）および第
２リアクトル（１０ｅ）からなる降圧チョッパ回路を接
続し、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０
ｂ）を交互に動作させる第２スイッチング制御手段（１
０ｈ）をさらに含む請求項１から請求項９の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項１１】 前記第２スイッチング制御手段（１０
ｈ）は、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値
と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段（１０
ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるものである請求
項１０に記載の電力変換装置。 - 【請求項１２】 前記第２スイッチング制御手段（１０
ｈ）は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれ
ぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチン
グ手段（１０ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるも
のである請求項１０または請求項１１に記載の電力変換
装置。 - 【請求項１３】 前記第１スイッチング手段（５ｕ）
（５ｖ）（５ｗ）は、１対づつのダイオードの直列回路
を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列
にスイッチング素子を接続してなるものである請求項１
から請求項１２の何れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項１４】 前記第１スイッチング手段（５ｕ）
（５ｖ）（５ｗ）は、１対のダイオードの直列回路と１
対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続し
てなるものである請求項１から請求項１２の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項１５】 交流電源（１）の交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路（３）と、整流回路（３）の出力電
圧を降圧するためのスイッチング素子（１４ａ）を有す
るとともに、降圧出力電圧をモータ駆動用のインバータ
（１５）に供給する降圧回路（１４）とを含む電力変換
装置であって、前記降圧回路（１４）の出力電圧がイン
バータ（１５）およびモータ（１６）の耐圧以下となる
ように前記スイッチング素子（１４ａ）を制御する制御
手段（１７）を含むことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項１６】 前記降圧回路（１４）は、整流回路
（３）の整流出力を平滑化する平滑手段（１３）と、平
滑化された電圧を降圧するために、少なくともスイッチ
ング素子（１４ａ）、ダイオード（１４ｄ）、およびリ
アクトル（１４ｂ）を含むものである請求項１５に記載
の電力変換装置。 - 【請求項１７】 前記降圧回路（１４）の出力電圧を検
出し、前記降圧回路（１４）の出力電圧が出力電圧の設
定値と一致するようにスイッチング素子（１４ａ）を制
御する制御手段（１７）（１９）（２０）を含む請求項
１５に記載の電力変換装置。 - 【請求項１８】 前記降圧回路（１４）の出力電圧の設
定値をインバータ（１５）が所望する電圧と一致するよ
うにスイッチング素子（１４ａ）を制御する制御手段
（１７）（１９）（２０）（２１）を含む請求項１５に
記載の電力変換装置。 - 【請求項１９】 前記モータ（１６）は圧縮機（２３）
の駆動源である請求項１５から請求項１８の何れかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項２０】 前記圧縮機（２３）は冷媒としてＨＦ
Ｃを採用するものである請求項１９に記載の電力変換装
置。 - 【請求項２１】 前記降圧回路（１４）の出力により駆
動されるファンモータ（２５）を含む請求項１９に記載
の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
| JP2001-304580 | 2001-09-28 | ||
| JP2001304580 | 2001-09-28 | ||
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2009093668A Division JP2009189241A (ja) | 2001-09-28 | 2009-04-08 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003174779A true JP2003174779A (ja) | 2003-06-20 |
| JP4337316B2 JP4337316B2 (ja) | 2009-09-30 |
Family
ID=26623492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002260095A Expired - Fee Related JP4337316B2 (ja) | 2001-09-28 | 2002-09-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4337316B2 (ja) |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050901 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090202 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090209 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090408 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090422 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20090528 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090609 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090622 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 4337316 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120710 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120710 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130710 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |