JP2003125576A

JP2003125576A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2003125576A
Application number: JP2001316928A
Authority: JP
Inventors: Takuya Ishii; 卓也石井; Yasufumi Nakajima; 康文中島
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-10-15
Filing date: 2001-10-15
Publication date: 2003-04-25

Abstract

(57)【要約】【課題】各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流
電圧が入力されて負荷に所望の直流電圧を供給し、ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作領域の移行をスムーズにするな
ど、更なる性能の向上を図ることを目的とする。【解決手段】入力直流電圧Ｅｉが入力され、降圧コン
バータ部２と昇圧コンバータ部３を介して、出力コンデ
ンサ５から出力直流電圧Ｅｏを負荷６へ供給する構成に
おいて、降圧コンバータ部２が降圧動作中に入力直流電
圧が低いほど、降圧コンバータ部２の動作周波数が低く
なる動作領域を有し、昇圧コンバータ部３が昇圧動作動
作中に入力直流電圧Ｅｉが高いほど、昇圧コンバータ部
３の動作周波数が低くなるような動作領域を有すること
により、降圧動作領域と無制御動作領域と昇圧動作領域
の移行動作時において、電力損失の増減が抑制され、移
行がスムーズに行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に用い
られ、バッテリ等の直流電源から直流電圧が入力されて
所望の直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。

【０００２】

【従来の技術】バッテリ等の直流電源から入力された直
流電圧を制御して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する技術としては、実開平６−７０４８６号公報に
記載されたものが知られている。図９は実開平６−７０
４８６号公報に開示された従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
の構成を示す回路図である。図９に示すように、従来の
ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電圧Ｅｉが入力され
ており、ＰＮＰトランジスタからなる第１の主スイッチ
手段２４、ダイオードからなる第１の整流手段３４、イ
ンダクタ４４、ＮＰＮトランジスタからなる第２の主ス
イッチ手段２５、ダイオードからなる第２の整流手段３
５及び出力コンデンサ４５が設けられている。出力コン
デンサ４５の電圧Ｅｏは、このＤＣ−ＤＣコンバータの
出力直流電圧として出力される。

【０００３】第１の主スイッチ手段２４、第１の整流手
段３４及びインダクタ４４により降圧コンバータ部が構
成されており、インダクタ４４、第２の主スイッチ手段
２５及び第２の整流手段３５により昇圧部が構成されて
いる。出力直流電圧Ｅｏは抵抗値Ｒ１を有する抵抗１５
１と抵抗値Ｒ２を有する抵抗１５２の直列回路によって
検出される。一方、第１の基準電圧Ｖref1を出力する第
１の基準電圧源１６１と、第２の基準電圧Ｖref2を出力
する第２の基準電圧源１６２との直列回路が設けられ
る。第１の制御回路１７１は、抵抗１５１と抵抗１５２
との接続点電圧である出力検出電圧と合成の基準電圧
Ｖref1＋Ｖref2 を入力され、第１の主スイッチ手段２
４への駆動信号を出力する。第２の制御回路１７２は、
出力検出電圧と基準電圧Ｖref2 が入力され、第２の主
スイッチ手段２５への駆動信号を出力する。

【０００４】以上の構成されたＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、第１の制御回路１７１は、第１の主スイッチ手
段２４をオンオフ制御して、出力直流電圧Ｅｏを（１＋
Ｒ１／Ｒ２）・（Ｖref1＋Ｖref2）に調整しようとす
る。一方、第２の制御回路１７２は、第２の主スイッチ
手段２５をオンオフ制御して、出力直流電圧Ｅｏを（１
＋Ｒ１／Ｒ２）・Ｖref2 に調整しようとする。その結
果、入力直流電圧Ｅｉが（１＋Ｒ１／Ｒ２）・（Ｖref1
＋Ｖref2）より高い場合には、第２の主スイッチ手段
２５をオフ状態とし、第１の主スイッチ手段２４にオン
オフ動作させて降圧動作を行わせることにより、出力直
流電圧Ｅｏは（１＋Ｒ１／Ｒ２）・（Ｖref1＋Ｖref2）
に安定化される。また、入力直流電圧Ｅｉが（１＋Ｒ１
／Ｒ２）・Ｖref2 より低い場合には、第１の主スイッ
チ手段２４をオン状態とし、第２の主スイッチ手段２５
にオンオフ動作させて昇圧動作を行わせることにより、
出力直流電圧Ｅｏは（１＋Ｒ１／Ｒ２）・Ｖref2に安定
化される。

【０００５】さらに、入力直流電圧Ｅｉが（１＋Ｒ１／
Ｒ２）・Ｖref2以上、（１＋Ｒ１／Ｒ２）・（Ｖref1＋
Ｖref2）以下の場合には、第１の主スイッチ手段２４が
オン状態となり、第２の主スイッチ手段２５がオフ状態
となる。このため、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅ
ｏとして直接出力される。以上のように、上記従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては降圧動作と昇圧動作が同
時に行われることがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータでの電
力効率の低下を防止していた。なお、以上の説明におい
て、各構成部品の電流導通時の電圧降下は無視した。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記のように従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、降圧動作領域と昇圧動
作領域との間に無制御動作領域を設けることによって、
ＤＣ−ＤＣコンバータのスッチング動作を降圧動作と昇
圧動作が同時に行われないよう構成し、その電力変換効
率を向上させるものである。このような従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおける無制御動作領域においてはスイッ
チング損失が生じないため、降圧動作領域や昇圧動作領
域に比べて電力変換効率はさらに高効率であった。この
ため、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、降圧動
作領域と無制御動作領域との間、あるいは無制御動作領
域と昇圧動作領域との間の移行動作時において、電力損
失の増減が発生して移行動作がスムーズに行われないと
いう問題があった。本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの
動作領域間の移行動作をスムーズに行うことができ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの更なる性能の向上を図ることを目
的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電
源と、降圧コンバータ部と、昇圧コンバータ部と、出力
コンデンサとを有し、前記入力直流電源からの入力直流
電圧を前記降圧コンバータ部と前記昇圧コンバータ部と
を介して前記出力コンデンサから負荷へ供給するＤＣ−
ＤＣコンバータであって、前記降圧コンバータ部は、前
記入力直流電圧が第１の設定電圧より高い場合に降圧動
作を行い、当該降圧動作中において前記入力直流電圧が
低いほど動作周波数が低くなる動作領域を有し、前記昇
圧コンバータ部は、前記入力直流電圧が前記第１の設定
電圧より低い第２の設定電圧より低い場合に昇圧動作を
行い、当該昇圧動作中において前記入力直流電圧が高い
ほど動作周波数が低くなる動作領域を有しており、前記
入力直流電圧が前記第１の設定電圧と前記第２の設定電
圧との間にある場合に入力直流電圧を負荷へ直接的に供
給するよう構成されている。このように構成されたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいては、電力損失の増減が抑制さ
れ、動作領域間の移行動作をスムーズに行うことがで
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの性能の向上を図ることがで
きる。

【０００８】また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、入力直流電源に接続される第１の主スイッ
チ手段と第１の整流手段とインダクタとを有する降圧コ
ンバータ部と、前記インダクタを共有して第２の主スイ
ッチ手段と第２の整流手段とを有する昇圧コンバータ部
と、出力直流電圧を負荷へ供給するための出力コンデン
サと、前記出力直流電圧を検出し、第１の設定電圧と前
記出力直流電圧との誤差情報を有する第１の制御電圧を
出力するとともに、前記第１の設定電圧より低い第２の
設定電圧と前記出力直流電圧との誤差情報を有する第２
の制御電圧を出力する出力検出回路と、第１の所定電圧
と前記第１の所定電圧より低い第２の所定電圧との間を
周期的に増減する振動電圧を出力し、前記振動電圧が前
記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧の間にある場合
に前記振動電圧の上昇速度または下降速度を低速化する
機能を有する発振回路と、前記第１の制御電圧と前記振
動電圧とを比較して、少なくとも前記第１の主スイッチ
手段をオンオフ制御する第１の制御駆動回路と、前記第
２の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、少なくとも
前記第２の主スイッチ手段をオンオフ制御する第２の制
御駆動回路と、を具備する。このように構成されたＤＣ
−ＤＣコンバータにおいては、無制御動作領域と昇圧動
作領域との移行動作時、もしくは昇降圧動作領域と昇圧
動作領域との移行動作時において、電力損失の増減が抑
制され、移行動作がスムーズに行われる。

【０００９】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記の構成の出力検出回路は、前記第１の制御電圧
と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記第
１の制御電圧と所定の電位差を有する第１の補助制御電
圧を出力する機能を有し、前記発振回路は、前記振動電
圧が前記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧の間にあ
る時の代わりに、前記振動電圧が前記第１の補助制御電
圧と前記第２の制御電圧の間にある時、前記振動電圧の
上昇速度または下降速度を低速化する機能を有する。こ
のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
制御電圧とは別に動作周波数の変動領域を決める補助制
御電圧を設定することにより、動作周波数の変動を入出
力電圧の接近する無制御動作領域近辺、もしくは昇降圧
動作領域近辺に限定することができる。

【００１０】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記の構成の出力検出回路は、前記第１の制御電圧
と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記第
２の制御電圧と所定の電位差を有する第２の補助制御電
圧を出力する機能を有し、前記発振回路は、前記振動電
圧が前記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧の間にあ
る時の代わりに、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と
前記第２の補助制御電圧の間にある時、前記振動電圧の
上昇速度または下降速度を低速化する機能を有する。こ
のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
制御電圧とは別に動作周波数の変動領域を決める補助制
御電圧を設定することにより、動作周波数の変動を入出
力電圧の接近する無制御動作領域近辺、もしくは昇降圧
動作領域近辺に限定することができる。

【００１１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記の構成の出力検出回路は、前記第１の制御電圧
と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記第
１の制御電圧と所定の電位差を有する第１の補助制御電
圧を出力する機能と、前記第２の制御電圧と所定の電位
差を有する第２の補助制御電圧を出力する機能を有し、
前記発振回路は、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と
前記第２の制御電圧の間にある時の代わりに、前記振動
電圧が前記第１の補助制御電圧と前記第２の補助制御電
圧の間にある時、前記振動電圧の上昇速度または下降速
度を低速化する機能を有する。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、制御電圧とは別に動作
周波数の変動領域を決める補助制御電圧を設定すること
により、動作周波数の変動を入出力電圧の接近する無制
御動作領域近辺、もしくは昇降圧動作領域近辺に限定す
ることができる。

【００１２】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記の構成の第１の制御電圧が前記第１の所定電圧
より高く、且つ前記第２の制御電圧が前記第２の所定電
圧より低い場合、または、前記第１の制御電圧が前記第
２の所定電圧より低く、且つ前記第２の制御電圧が前記
第１の所定電圧より高い場合に、前記発振回路が動作を
停止するよう構成されている。このように構成されたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、無制御動作領域での電
力損失をさらに低減することができる。

【００１３】他の観点による発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、入力直流電源と、降圧コンバータ部と、出力コン
デンサとを有し、前記入力直流電源からの入力直流電圧
を前記降圧コンバータ部を介して前記出力コンデンサか
ら負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
降圧コンバータ部は、前記入力直流電圧の変動に対して
前記出力直流電圧を安定化するよう降圧動作を行い、前
記入力直流電圧が低いほど動作周波数が低くなる動作領
域を有する。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいては、電力損失の増減が抑制され、動作領域間
の移行動作をスムーズに行うことができ、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの性能の向上を図ることができる。

【００１４】他の観点による発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、入力直流電源と、昇圧コンバータ部と、出力コン
デンサとを有し、前記入力直流電源からの入力直流電圧
を前記降圧コンバータ部を介して前記出力コンデンサか
ら負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記
入力直流電圧の変動に対して前記出力直流電圧を安定化
するよう昇圧動作を行い、前記入力直流電圧が高いほど
動作周波数が低くなる動作領域を有する。このように構
成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電力損失の
増減が抑制され、動作領域間の移行動作をスムーズに行
うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの性能の向上を図
ることができる。

【００１５】他の観点による発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、入力直流電源と、降圧コンバータ部と、昇圧コン
バータ部と、出力コンデンサとを有し、前記入力直流電
源からの入力直流電圧を前記降圧コンバータ部と前記昇
圧コンバータ部とを介して前記出力コンデンサから負荷
へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記降圧コ
ンバータ部は、前記入力直流電圧が設定電圧より高い場
合に降圧動作を行い、当該降圧動作中において前記入力
直流電圧が低いほど、前記降圧コンバータ部の動作周波
数が低くなる動作領域を有し、前記昇圧コンバータ部
は、前記入力直流電圧が設定電圧より低い場合に昇圧動
作を行い、当該昇圧動作中において前記入力直流電圧が
高いほど、前記昇圧コンバータ部の動作周波数が低くな
る動作領域を有ており、前記入力直流電圧が前記設定電
圧近傍である場合に降圧動作と昇圧動作を同時に行うよ
う構成されている。このように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいては、電力損失の増減が抑制され、動作
領域間の移行動作をスムーズに行うことができ、ＤＣ−
ＤＣコンバータの性能の向上を図ることができる。

【００１６】他の観点による発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、入力直流電源に接続される第１の主スイッチ手段
と第１の整流手段とインダクタとを有する降圧コンバー
タ部と、前記インダクタを共有して第２の主スイッチ手
段と第２の整流手段とを有する昇圧コンバータ部と、出
力直流電圧を負荷へ供給するための出力コンデンサと、
前記出力直流電圧を検出し、設定電圧と前記出力直流電
圧との誤差情報を有する第１の制御電圧を出力するとと
もに、前記第１の制御電圧との間に所定の電位差を有す
る第２の制御電圧を出力する出力検出回路と、第１の所
定電圧と前記第１の所定電圧より低い第２の所定電圧と
の間を周期的に増減する振動電圧を出力し、前記第１の
所定電圧と前記第２の所定電圧との間の電位差が前記第
１の制御電圧と前記第２の制御電圧との間の電位差以上
に設定され、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と前記
第２の制御電圧との間にある時、前記振動電圧の上昇速
度または下降速度を低速化する機能を有する発振回路
と、前記第１の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、
少なくとも前記第１の主スイッチ手段をオンオフ制御す
る第１の制御駆動回路と、前記第２の制御電圧と前記振
動電圧とを比較して、少なくとも前記第２の主スイッチ
手段をオンオフ制御する第２の制御駆動回路と、を具備
する。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにお
いては、電力損失の増減が抑制され、動作領域間の移行
動作をスムーズに行うことができ、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの性能の向上を図ることができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの好ましい実施の形態について添付の図面を参
照しつつ説明する。

【００１８】《実施の形態１》図１は本発明に係る実施
の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図１に示すように、本発明に係る実施の形態１の
ＤＣ−ＤＣコンバータには入力直流電圧Ｅｉが入力され
ており、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１の主スイ
ッチ手段２１、ダイオードからなる第１の整流手段３
１、インダクタ４、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第
２の主スイッチ手段２２、ダイオードからなる第２の整
流手段３２及び出力コンデンサ５が設けられている。実
施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力コ
ンデンサ５の電圧Ｅｏが出力直流電圧として出力され
る。第１の主スイッチ手段２１、第１の整流手段３１及
びインダクタ４により降圧コンバータ部２が構成されて
おり、インダクタ４、第２の主スイッチ手段２２及び第
２の整流手段３２により昇圧コンバータ部３が構成され
ている。

【００１９】出力直流電圧Ｅｏは、抵抗値Ｒ１を有する
第１の抵抗７１と抵抗値Ｒ２を有する第２の抵抗７２と
抵抗値Ｒ３を有する第３の抵抗７３との直列回路によっ
て検出される。基準電圧源７０は基準電圧Ｖref を出力
する。第１の誤差増幅器７４は、第１の抵抗７１と第２
の抵抗７２との接続点電圧及び基準電圧Ｖref が入力さ
れ、第１の制御電圧Ｖｅ１を出力する。第１の制御電圧
Ｖｅ１は、出力直流電圧Ｅｏが第１の設定電圧Ｅｏ１
（＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１）より高く
なろうとすると低下し、低くなろうとすると上昇する。
第２の誤差増幅器７５は、第２の抵抗７２と第３の抵抗
７３との接続点電圧及び基準電圧Ｖref が入力され、第
２の制御電圧Ｖｅ２を出力する。第２の制御電圧Ｖｅ２
は、出力直流電圧Ｅｏが第２の設定電圧Ｅｏ２（＝Ｖr
ef ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２））より高
くなろうとすると低下し、低くなろうとすると上昇す
る。基準電圧源７０、抵抗７１，７２，７３、第１の誤
差増幅器７４及び第２の誤差増幅器７５により出力検出
回路７が構成されている。

【００２０】図１に示すように、発振回路８は発振コン
デンサ８０と充放電回路８１により構成されている。充
放電回路８１は、振動電圧である発振コンデンサ８０の
電圧Ｖｃが第１の所定電圧Ｖｃ１と第２の所定電圧Ｖｃ
２（＜Ｖｃ１）との間を周期的に増減するように、発振
コンデンサ８０に充放電電流を流す。実施の形態１にお
いては、充電電流と放電電流は等しいものとする。発振
コンデンサ８０の電圧である振動電圧Ｖｃが第１の制御
電圧Ｖｅ１以上の時と、振動電圧Ｖｃが第２の制御電圧
Ｖｅ２以下の時の充放電電流をＩ１とする。また、振動
電圧Ｖｃが第１の制御電圧Ｖｅ１より低く第２の制御電
圧Ｖｅ２より高い時の充放電電流をＩ２とする。充放電
電流はＩ１＞Ｉ２に設定されている。従って、振動電圧
Ｖｃの上昇速度及び下降速度は、Ｖｅ２＜Ｖｃ＜Ｖｅ１
の時に低速化される。すなわち振動電圧Ｖｃの上昇時の
傾き及び下降時の傾きは、Ｖｅ２＜Ｖｃ＜Ｖｅ１の時に
緩やかになる。

【００２１】第１の制御駆動回路９は、第１の比較器９
１と第１の電力増幅器９２とから構成される。第１の比
較器９１は、第１の制御電圧Ｖｅ１と振動電圧Ｖｃとを
比較して、Ｖｅ１＞Ｖｃの時にＬレベルとなる信号を出
力する。第１の電力増幅器９２は第１の比較器９１から
の出力信号を電力増幅して、第１の主スイッチ手段２１
をオンオフ動作させる信号（駆動信号Ｖｇ１）を出力す
る。第１の制御駆動回路９は、第１の主スイッチ手段２
１をオンオフ制御して、出力直流電圧Ｅｏを第１の設定
電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１に
近づけるよう調整する。第２の制御駆動回路１０は、第
２の比較器１０１と第２の電力増幅器１０２とから構成
される。第２の比較器１０１は、第２の制御電圧Ｖｅ２
と振動電圧Ｖｃとを比較して、Ｖｅ２＜Ｖｃの時にＬレ
ベルとなる信号を出力する。第２の電力増幅器１０２は
第２の比較器１０１からの出力信号を電力増幅して、第
２の主スイッチ手段２２をオンオフ動作させる信号（駆
動信号Ｖｇ２）を出力する。第２の制御駆動回路１０
は、第２の主スイッチ手段２２をオンオフ制御して、出
力直流電圧Ｅｏを第２の設定電圧Ｅｏ２＝Ｖref ・
（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）に近づけるよ
う調整する。

【００２２】次に、上記のように構成された実施の形態
１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作について説明す
る。図２は本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコン
バータの各部動作を示す波形図である。図２において、
入力直流電圧Ｅｉが徐々に低下していくときの、振動電
圧Ｖｃ、第１の制御電圧Ｖｅ１、第２の制御電圧Ｖｅ
２、第１の主スイッチ手段２１のオンオフ動作（駆動信
号Ｖｇ１）、第２の主スイッチ手段２２のオンオフ動作
（駆動信号Ｖｇ２）、及び出力直流電圧Ｅｏの様子がそ
れぞれ示されている。

【００２３】まず、入力直流電圧Ｅｉが第１の設定電圧
Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１より高
い場合、図２の（ａ）の領域に示すように、第２の制御
電圧Ｖｅ２はＬレベルに固定されるため、第２の主スイ
ッチ手段２２は常時オフ状態となる。この領域におい
て、第１の制御電圧Ｖｅ１と振動電圧Ｖｃとは交差する
ので、第１の主スイッチ手段２１はオンオフ動作を行
う。即ち、このときのＤＣ−ＤＣコンバータは降圧コン
バータとして動作し、出力直流電圧Ｅｏは第１の設定電
圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１に安
定化される。第１の主スイッチ手段２１のオン時間をＴ
ｏｎ１とし、オフ時間をＴｏｆｆ１とし、振動電圧Ｖｃ
の周期、即ちスイッチング周期をＴとすると、入出力電
圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝Ｔｏｎ１／Ｔとなる。

【００２４】図２の（ａ）の領域において、入力直流電
圧Ｅｉの低下とともに、第１の制御電圧Ｖｅ１は上昇
し、第１の主スイッチ手段２１のオン時間Ｔｏｎ１は長
くなり、オフ時間Ｔｏｆｆ１は短くなっていく。第１の
主スイッチ手段２１のオン時間Ｔｏｎ１の決定要因でも
ある発振コンデンサ８０への充放電電流Ｉ２は、オフ時
間Ｔｏｆｆ１の決定要因である充放電電流Ｉ１より小さ
く設定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低下と
ともに、延長される第１の主スイッチ手段２１のオン時
間Ｔｏｎ１の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔは
長くなっていく。

【００２５】入力直流電圧Ｅｉが第１の設定電圧Ｅｏ
１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１に達する
と、図２の（ｂ）の領域に示すように、第１の制御電圧
Ｖｅ１は第１の所定電圧Ｖｃ１を越える。この結果、第
１の主スイッチ手段２１のオフ時間Ｔｏｆｆ１はゼロと
なり、第１の主スイッチ手段２１は常時オン状態とな
る。この領域において、第２の制御電圧Ｖｅ２はＬレベ
ルのままであるので、第２の主スイッチ手段２２は常時
オフ状態のままである。従って、図２の（ｂ）で示す領
域においては、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏと
して直接出力される無制御動作となる。そしてこの状態
は、入力直流電圧Ｅｉが第２の設定電圧Ｅｏ２＝Ｖref
・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）に到達する
まで続く。

【００２６】入力直流電圧Ｅｉが第２の設定電圧Ｅｏ
２＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）
より低くなると、図２の（ｃ）の領域に示すように、第
２の制御電圧Ｖｅ２と振動電圧Ｖｃが交差するので、第
２の主スイッチ手段２２はオンオフ動作を行う。このと
き、第１の主スイッチ手段２１は常時オン状態であるの
で、このときのＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧コンバータ
として動作し、出力直流電圧Ｅｏは第２の設定電圧Ｅ
ｏ２＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）
に安定化される。第２の主スイッチ手段２２のオン時
間をＴｏｎ２、オフ時間をＴｏｆｆ２とし、振動電圧Ｖ
ｃの周期、即ちスイッチング周期をＴとすると、入出力
電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−Ｔｏｎ２／
Ｔ）となる。

【００２７】図２の（ｃ）の領域において、入力直流電
圧Ｅｉの低下とともに、第２の制御電圧Ｖｅ２は上昇
し、第２の主スイッチ手段２２のオン時間Ｔｏｎ２は長
くなり、オフ時間Ｔｏｆｆ２は短くなっていく。第２の
主スイッチ手段２２のオン時間Ｔｏｎ２の決定要因でも
ある発振コンデンサ８０への充放電電流Ｉ１は、オフ時
間Ｔｏｆｆ２の決定要因である充放電電流Ｉ２より大き
く設定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低下と
ともに、短縮される第２の主スイッチ手段２２のオフ時
間Ｔｏｆｆ２の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔ
は短くなっていく。

【００２８】以上のように、実施の形態１によれば、入
力直流電圧Ｅｉが第２の設定電圧Ｅｏ２＝Ｖref ・（Ｒ
１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）以上であり、第１
の設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／
Ｒ１以下の場合には、第１の主スイッチ手段２１はオ
ン状態、第２の主スイッチ手段２２はオフ状態となり、
入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏとして直接出力さ
れる無制御動作領域となる。即ち、降圧動作と昇圧動作
が同時に行われることによる、ＤＣ−ＤＣコンバータで
の電力効率の低下を無くすことができる。しかも、降圧
動作領域においては、入力直流電圧Ｅｉが低いほど、ス
イッチング周期Ｔは長くなり、スイッチング損失が低減
される。また、昇圧動作領域においても、入力直流電圧
Ｅｉが高いほど、スイッチング周期Ｔは長くなり、スイ
ッチング損失が低減される。このため、実施の形態１に
おいては、降圧動作領域と無制御動作領域との間の移行
動作時、あるいは無制御動作領域と昇圧動作領域との間
の移行動作時において、電力損失の増減が抑制され、移
行動作がスムーズに行われる。なお、実施の形態１にお
ける動作説明において、各構成部品の電流導通時の電圧
降下は無視した。

【００２９】《実施の形態２》次に、本発明に係る実施
の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータについて添付の図３と
図４を参照しつつ説明する。図３は本発明に係る実施の
形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図であ
る。図４は実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部
動作を示す波形図である。

【００３０】図３において、前述の実施の形態１のＤＣ
−ＤＣコンバータにおける構成要素と同様の機能、構成
を有するものには同一の符号を付してその説明は省略す
る。実施の形態２において図１に示した実施の形態１の
構成と異なるのは、出力検出回路７に第１のオフセット
回路７６と第２のオフセット回路７７が設けられている
点である。出力検出回路７において、第１のオフセット
回路７６は第１の制御電圧Ｖｅ１を受電して、この第１
の制御電圧Ｖｅ１より所定値だけ低い第１の補助制御電
圧Ｖｘ１を出力する。第２のオフセット回路７７は第２
の制御電圧Ｖｅ２を受電して、この第２の制御電圧Ｖｅ
２より所定値高い第２の補助制御電圧Ｖｘ２を出力す
る。

【００３１】実施の形態２における発振回路８は発振コ
ンデンサ８０と充放電回路８１により構成されている。
充放電回路８１は、振動電圧である発振コンデンサ８０
の電圧Ｖｃが第１の所定電圧Ｖｃ１と第２の所定電圧Ｖ
ｃ２（＜Ｖｃ１）との間を周期的に増減するように、発
振コンデンサ８０に充放電電流を流す。実施の形態２に
おいては、充電電流と放電電流は等しいものとする。発
振コンデンサ８０の電圧である振動電圧Ｖｃが第１の補
助制御電圧Ｖｘ１以上の時と、振動電圧Ｖｃが第２の補
助制御電圧Ｖｘ２以下の時の充放電電流をＩ１とする。
また、振動電圧Ｖｃが第１の補助制御電圧Ｖｘ１より低
く第２の補助制御電圧Ｖｘ２より高い時の充放電電流を
Ｉ２とする。これらの充放電電流はＩ１＞Ｉ２に設定さ
れている。従って、振動電圧Ｖｃの上昇速度及び下降速
度は、Ｖｘ２＜Ｖｃ＜Ｖｘ１の時に低速化される。すな
わち振動電圧Ｖｃの上昇時の傾き及び下降時の傾きは、
Ｖｘ２＜Ｖｃ＜Ｖｘ１の時に緩やかになる。

【００３２】次ぎに、上記のように構成された実施の形
態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおける動作について説明
する。図４は上記のように構成された実施の形態２のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおける各部の動作波形を示す。図
４において、入力直流電圧Ｅｉが徐々に低下していくに
従い、振動電圧Ｖｃ、第１の制御電圧Ｖｅ１、第１の補
助制御電圧Ｖｘ１、第２の制御電圧Ｖｅ２、第２の補助
制御電圧Ｖｘ２、第１の主スイッチ手段２１のオンオフ
動作（駆動信号Ｖｇ１）、第２の主スイッチ手段２２の
オンオフ動作（駆動信号Ｖｇ２）、及び出力直流電圧Ｅ
ｏの様子がそれぞれ示されている。

【００３３】まず、入力直流電圧Ｅｉが第１の設定電圧
Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１より高
い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは降圧コンバータとして
動作し、出力直流電圧Ｅｏは第１の設定電圧Ｅｏ１に安
定化される。第１の主スイッチ手段２１のオン時間をＴ
ｏｎ１、オフ時間をＴｏｆｆ１とし、振動電圧Ｖｃの周
期即ちスイッチング周期をＴとすると、入出力電圧の関
係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝Ｔｏｎ１／Ｔとなることは前述の
実施の形態１と同様である。

【００３４】図４の（ａ）の領域に示すように、入力直
流電圧Ｅｉが充分高く、第１の補助制御電圧Ｖｘ１が第
２の所定電圧Ｖｃ２より低い場合、発振コンデンサ８０
への充放電電流はＩ１であるので、振動電圧Ｖｃの周
期、即ちスイッチング周期をＴは一定である。しかし、
入力直流電圧Ｅｉの低下とともに、第１の制御電圧Ｖｅ
１とともに第１の補助制御電圧Ｖｘ１が上昇し、第１の
補助制御電圧Ｖｘ１が振動電圧Ｖｃと交差するようにな
る。この結果、図４の（ｂ）の領域に示すように、第１
の主スイッチ手段２１のオン時間Ｔｏｎ１は長くなり、
オフ時間Ｔｏｆｆ１は短くなっていく。実施の形態２に
おいて、第１の主スイッチ手段２１のオン時間Ｔｏｎ１
の決定要因でもある発振コンデンサ８０への充放電電流
Ｉ２は、オフ時間Ｔｏｆｆ１の決定要因である充放電電
流Ｉ１より小さく設定されている。従って、入力直流電
圧Ｅｉの低下とともに、延長される第１の主スイッチ手
段２１のオン時間Ｔｏｎ１の影響の方が大きく、スイッ
チング周期Ｔは長くなっていく。

【００３５】次に、図４の（ｃ）の領域に示すように、
入力直流電圧Ｅｉが第１の設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・
（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１に達すると、第１の主ス
イッチ手段２１は常時オン状態となる。一方、この領域
において、第２の制御電圧Ｖｅ２はＬレベルのままであ
るため、第２の主スイッチ手段２２は常時オフ状態のま
まである。従って、図４の（ｃ）の領域においては、入
力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏとして直接出力され
る無制御動作となり、この無制御動作は実施の形態１で
示した図２の（ｂ）の領域の無制御動作と同様である。

【００３６】次に、図４の（ｄ）に示す領域において
は、入力直流電圧Ｅｉが第２の設定電圧Ｅｏ２＝Ｖref
・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２）より低くな
ると、第２の制御電圧Ｖｅ２と振動電圧Ｖｃとが交差す
るため、第２の主スイッチ手段２２はオンオフ動作す
る。この領域において、第１の主スイッチ手段２１は常
時オン状態であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧コ
ンバータとして動作し、出力直流電圧Ｅｏは第２の設定
電圧Ｅｏ２＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１
＋Ｒ２）に安定化される。第２の主スイッチ手段２２
のオン時間をＴｏｎ２、オフ時間をＴｏｆｆ２とし、振
動電圧Ｖｃの周期、即ちスイッチング周期をＴとする
と、入出力電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−Ｔ
ｏｎ２／Ｔ）となる。

【００３７】図４の（ｄ）の領域において、第２の制御
電圧Ｖｅ２よりΔＶ２だけ高く設定された第２の補助制
御電圧Ｖｘ２と振動電圧Ｖｃが交差し、充放電電流はＩ
１とＩ２との間で切換えられる。入力直流電圧Ｅｉの低
下とともに、第２の制御電圧Ｖｅ２にともなって第２の
補助制御電圧Ｖｘ２が上昇し、第２の主スイッチ手段２
２のオン時間Ｔｏｎ２は長くなり、オフ時間Ｔｏｆｆ２
は短くなっていく。実施の形態２において、第２の主ス
イッチ手段２２のオン時間Ｔｏｎ２の決定要因でもある
発振コンデンサ８０への充放電電流Ｉ１は、オフ時間Ｔ
ｏｆｆ２の決定要因である充放電電流Ｉ２より大きい値
に設定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低下と
ともに、短縮される第２の主スイッチ手段２２のオフ時
間Ｔｏｆｆ２の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔ
は短くなっていく。

【００３８】図４の（ｅ）の領域に示すように、さらに
入力直流電圧Ｅｉが低下すると、第２の補助制御電圧Ｖ
ｘ２は第１の所定電圧Ｖｃ１より高くなり、振動電圧Ｖ
ｃと交差しなくなる。発振コンデンサ８０への充放電電
流はＩ１であるので、振動電圧Ｖｃの周期、即ちスイッ
チング周期Ｔは一定となる。

【００３９】以上のように、実施の形態２によれば、入
力直流電圧Ｅｉが第２の設定電圧Ｅｏ２以上、第１の設
定電圧Ｅｏ１以下の場合には、入力直流電圧Ｅｉが出力
直流電圧Ｅｏとして直接出力される無制御動作領域（図
４の（ｃ））となる。即ち、実施の形態２においては、
降圧動作と昇圧動作が同時に行われることによる、ＤＣ
−ＤＣコンバータでの電力効率の低下を無くすことがで
きる。さらに、無制御動作領域に近い降圧動作領域（図
４の（ｂ））においては、入力直流電圧Ｅｉが低いほ
ど、スイッチング周期Ｔは長くなり、スイッチング損失
が低減される。また、無制御動作領域に近い昇圧動作領
域（図４の（ｄ））においても、入力直流電圧Ｅｉが高
いほど、スイッチング周期Ｔは長くなり、スイッチング
損失が低減される。このため、降圧動作領域と無制御動
作領域との間の移行時、あるいは無制御動作領域と昇圧
動作領域との間の移行時において、電力損失の増減が抑
制され、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は移行動作がスムーズに行われるという効果を奏する。

【００４０】さらに、実施の形態２においては、入力直
流電圧が充分高い降圧動作領域、及び入力直流電圧が充
分低下した昇圧動作領域においては一定のスイッチング
周期で動作する。即ち、動作周波数の変動を入出力電圧
の接近する無制御動作領域近辺に限定することができ
る。なお、実施の形態２においては、第１の補助制御電
圧及び第２の補助制御電圧を設けて、降圧動作及び昇圧
動作の両方で動作周波数を固定できるよう構成したが、
入出力仕様等によっては、いずれかの動作に限定しても
上記実施の形態２と同様の効果を有する。例えば、入力
直流電圧の範囲の大半が設定したい出力直流電圧より高
い場合において、第１の補助制御電圧のみを設けて、降
圧動作時においてのみ動作周波数を固定できるよう構成
すればよい。

【００４１】また、上記実施の形態２において、第１の
制御電圧Ｖｅ１と第１の補助制御電圧Ｖｘ１との間の所
定の電位差は、図４に示したように、一定値ではなく１
次関数的である。また、第２の制御電圧Ｖｅ２と第２の
補助制御電圧Ｖｘ２との間の所定の電位差も同様に一定
値ではなく１次関数的な関係を有する場合について説明
した。しかし、本発明において、これらの関係は動作周
波数をどのように変動させるかや回路構成の容易性等を
鑑みて適宜決めればよく、一定値である必要はないし、
上記実施の形態２のような１次関数的な関係に限定され
るものでもない。

【００４２】《実施の形態３》次に、本発明に係る実施
の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータについて添付の図５を
参照しつつ説明する。図５は本発明に係る実施の形態３
のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図
５において、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける構成要素と同様の機能、構成を有するものに
は同一の符号を付してその説明は省略する。実施の形態
３において図１に示した実施の形態１の構成と異なるの
は、発振回路８に第３の比較器８２、第４の比較器８
３、ＮＯＲ回路８４、及びＰＮＰトランジスタ８５が設
けられている点である。

【００４３】第３の比較器８２には第１の制御電圧Ｖｅ
１が正入力され、第２の所定値Ｖｃ２が負入力される。
第４の比較器８３には第２の制御電圧Ｖｅ２が負入力さ
れ、第１の所定値Ｖｃ１が正入力される。第３の比較器
８２と第４の比較器８３の出力はＮＯＲ回路８４に入力
され、ＮＯＲ回路８４の出力はＰＮＰトランジスタ８５
のベース端子に受電されている。ＰＮＰトランジスタ８
５は、充放電回路８１への電源供給ラインに挿入され
る。

【００４４】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、ＮＯＲ回路８４の出力がＨになると、ＰＮＰトラ
ンジスタ８５はオフ状態になり、充放電回路８１への入
力直流電源１からの電源供給を遮断するよう構成されて
いる。従って、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、第１の制御電圧Ｖｅ１が第２の所定電圧Ｖｃ２より
低く、且つ第２の制御電圧Ｖｅ２が第１の所定電圧Ｖｃ
１より高い場合、充放電回路８１は発振コンデンサへの
充放電電流の流入及び流出を停止する。即ち、実施の形
態３のＤＣ−ＤＣコンバータは発振回路８が動作を停止
する機能を有している。

【００４５】実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、
以上のように構成されているため、入力直流電圧Ｅｉが
第１の設定値Ｅｏ１と第２の設定値Ｅｏ２との間にある
無制御動作領域において、充放電回路８１への電源供給
が遮断され、発振回路８の動作が停止する。このような
構成は、無制御動作領域において発振回路８からの振動
電圧Ｖｃの送出が不要であるためであり、発振回路８が
動作を停止することによる消費電力の低減化を図ること
ができる。

【００４６】《実施の形態４》次に、本発明に係る実施
の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータについて添付の図６を
参照しつつ説明する。図６は本発明に係る実施の形態４
のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図
６において、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける構成要素と同様の機能、構成を有するものに
は同一の符号を付してその説明は省略する。

【００４７】前述の実施の形態１から実施の形態３のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいては、降圧コンバータ部と昇
圧コンバータ部とを有するＤＣ−ＤＣコンバータについ
て説明したが、本発明はこのような構成に限定されるも
のではなく、降圧コンバータ部のみの場合や昇圧コンバ
ータ部のみの場合にも本発明は適用できる。以下に説明
する実施の形態６は、降圧コンバータ部のみが設けられ
たＤＣ−ＤＣコンバータの場合である。

【００４８】図６は本発明に係る実施の形態４のＤＣ−
ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図６に示す
ように、本発明に係る実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバ
ータには入力直流電圧Ｅｉが入力されており、Ｐチャネ
ルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ手段２３、ダイオード
３３、インダクタ４０及び出力コンデンサ５が設けられ
ている。出力コンデンサ５の電圧Ｅｏは出力直流電圧と
して出力される。スイッチ手段２３、ダイオード３３及
びインダクタ４０とにより降圧コンバータ部が構成され
ている。

【００４９】出力直流電圧Ｅｏは、抵抗値Ｒ１を有する
第１の抵抗１１１と抵抗値Ｒ２を有する第２の抵抗１１
２との直列回路によって検出される。直流電圧源である
基準電圧源１１０は基準電圧Ｖref を出力する。誤差増
幅器１１３は、第１の抵抗１１１と第２の抵抗１１２と
の接続点電圧と基準電圧Ｖref が入力されて、制御電圧
Ｖｅを出力する。この制御電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｅ
ｏが設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１
より高くなろうとすると低下し、低くなろうとすると上
昇する。また、オフセット回路１１４は、制御電圧Ｖｅ
１が入力されて、制御電圧ＶｅよりΔＶだけ低い補助制
御電圧Ｖｘを出力する。上記の基準電圧源１１０、第１
の抵抗１１１、第２の抵抗１１２、誤差増幅器１１４及
びオフセット回路１１４とにより出力検出回路１１が構
成されている。

【００５０】発振回路１２は、発振コンデンサ１２０と
充放電回路１２１とにより構成されている。充放電回路
１２１は、振動電圧である発振コンデンサ１２０の電圧
Ｖｃを第１の所定電圧Ｖｃ１と第２の所定電圧Ｖｃ２
（＜Ｖｃ１）との間を周期的に増減するように、発振コ
ンデンサ１２０に充放電電流を流す。実施の形態４で
は、充電電流と放電電流は等しいものとする。そして振
動電圧Ｖｃが補助制御電圧Ｖｘ以上の時の充放電電流を
Ｉ１とする。また、振動電圧Ｖｃが補助制御電圧Ｖｘよ
り低い時の充放電電流をＩ２とする。これらの充放電電
流はＩ１＞Ｉ２に設定されている。従って、振動電圧
Ｖｃの上昇速度（上昇時の傾き）及び下降速度（下降時
の傾き）は、Ｖｃ＜Ｖｘの時に低速化（緩やかに）され
る。

【００５１】実施の形態４における制御駆動回路１３
は、比較器１３１と電力増幅器１３２とにより構成され
ている。比較器１３１は、制御電圧Ｖｅと振動電圧Ｖｃ
とを比較して、Ｖｅ＜Ｖｃの時にＬレベルとなる信号を
出力する。電力増幅器１３２は比較器１３１の出力信号
を電力増幅して、スイッチ手段２３をオンオフ動作させ
る。従って、制御駆動回路１３はスイッチ手段２３をオ
ンオフ制御して、出力直流電圧Ｅｏを設定電圧Ｅｏ１
＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に調整しようとす
る。

【００５２】次に、上記のように構成された実施の形態
４のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。なお、実
施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータの動作は、前述の実
施の形態２のＤＣ-ＤＣコンバータにおける降圧動作領
域から無制御動作領域までの動作と同様であり、動作波
形も図４の（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）の各領域と同様で
ある。従って、実施の形態４における降圧動作領域から
無制御動作領域までの動作の説明は省略する。

【００５３】まず、入力直流電圧Ｅｉが設定電圧Ｅｏ
１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１より充分高い場合、
補助制御電圧Ｖｘは第２の所定電圧Ｖｃ２より低いた
め、充放電電流はＩ１である。即ち、振動電圧Ｖｃの周
期、即ちスイッチ手段２３のスイッチング周期Ｔは一定
である。制御駆動回路１３において、制御電圧Ｖｅと振
動電圧Ｖｃとが比較されて、主スイッチ手段２をオンオ
フ制御する。これにより、出力直流電圧Ｅｏは設定電圧
Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に安定化され
る。スイッチ手段２３のオン時間をＴｏｎ１、オフ時間
をＴｏｆｆ１とし、振動電圧Ｖｃの周期即ちスイッチン
グ周期をＴとすると、入出力電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅ
ｉ＝Ｔｏｎ１／Ｔとなる。

【００５４】次に、入力直流電圧Ｅｉが低下し、補助制
御電圧Ｖｘと振動電圧Ｖｃとが交差するようになると、
スイッチ手段２３のオン時間Ｔｏｎ１は長くなり、オフ
時間Ｔｏｆｆ１は短くなっていく。実施の形態４におい
て、スイッチ手段２３のオン時間Ｔｏｎ１の決定要因で
もある発振コンデンサ１２０への充放電電流Ｉ２は、オ
フ時間Ｔｏｆｆ１の決定要因である充放電電流Ｉ１より
小さく設定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低
下とともに、延長されるスイッチ手段２３のオン時間Ｔ
ｏｎ１の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔは長く
なっていく。

【００５５】さらに、入力直流電圧Ｅｉが第１の設定電
圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に達する
と、制御電圧Ｖｅは第１の所定電圧Ｖｃ１に到達する。
この結果、スイッチ手段２３のオフ時間Ｔｏｆｆ１はゼ
ロとなり、スイッチ手段２３は常時オン状態となる。即
ち、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏとして直接出
力される無制御動作となる。

【００５６】以上のように、実施の形態４によれば、入
力直流電圧Ｅｉが低く、無制御動作領域に近い場合、入
力直流電圧Ｅｉの低下とともに、スイッチング周期Ｔは
長くなり、スイッチング損失が低減される。やがて入力
直流電圧Ｅｉが設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ
２）／Ｒ１以下の場合には、スイッチ手段２３は常時
オン状態となり、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏ
として直接出力される。即ち、このとき無制御動作領域
となり、スイッチング損失の無い高効率な動作となる。
このため、実施の形態４においては、降圧動作領域と無
制御動作領域との間の移行動作時において、電力損失が
抑制され、移行動作がスムーズに行われる。一方、入力
直流電圧Ｅｉが充分高い場合は、実施の形態４のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、一定のスイッチング周期で
動作する。即ち、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、動作周波数の変動を入出力電圧の接近する
無制御動作領域近辺に限定することができる。

【００５７】なお、上記実施の形態４においては、ＤＣ
−ＤＣコンバータが降圧コンバータのみの場合について
説明したが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧コン
バータにも同様に適用できることは言うまでもない。本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧コンバータの場合に
は、入力直流電圧が設定したい出力直流電圧以上のと
き、スイッチング損失の無い高効率な無制御動作領域と
なる。また、この場合、入力直流電圧の低下とともに動
作周波数が上昇する昇圧動作を行うので、無制御動作領
域と昇圧動作領域との間の移行動作時において、電力損
失の増減が抑制され、移行動作がスムーズに行われる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧コンバータ
の場合、入力直流電圧Ｅｉが充分低くなると、一定のス
イッチング周期で動作する。即ち、動作周波数の変動を
入出力電圧の接近する無制御動作領域近辺に限定するこ
とができる。なお、実施の形態４の無制御動作領域にお
いても、振動電圧が不要であることは前述の実施の形態
３と同様である。従って、実施の形態４のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは無制御動作領域において発振回路１２が動作
を停止するよう構成することにより、さらに低損失化を
図ることが可能である。

【００５８】《実施の形態５》次に、本発明に係る実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータについて添付の図７及
び図８を参照しつつ説明する。図７は本発明に係る実施
の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図７において、前述の実施の形態１のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおける構成要素と同様の機能、構成を有す
るものには同一の符号を付してその説明は省略する。図
７に示すように、本発明に係る実施の形態５のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータには入力直流電圧Ｅｉが入力されており、
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１の主スイッチ手段
２１、ダイオードからなる第１の整流手段３１、インダ
クタ４、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２の主スイ
ッチ手段２２、ダイオードからなる第２の整流手段３２
及び出力コンデンサ５が設けられている。出力コンデン
サ５の電圧Ｅｏは出力直流電圧として出力される。第１
の主スイッチ手段２１、第１の整流手段３１及びインダ
クタ４とにより降圧コンバータ部２が構成されており、
インダクタ４、第２の主スイッチ手段２２及び第２の整
流手段３２とにより昇圧コンバータ部３が構成されてい
る。

【００５９】出力直流電圧Ｅｏは、抵抗値Ｒ１を有する
第１の抵抗１４１と抵抗値Ｒ２を有する第２の抵抗１４
２の直列回路によって検出される。直流電圧電源である
基準電圧源１４０は基準電圧Ｖref を出力する。誤差増
幅器１４３は、第１の抵抗１４１と第２の抵抗１４２と
の接続点電圧と基準電圧Ｖref が入力され、制御電圧Ｖ
ｅを出力する。制御電圧Ｖｅは、出力直流電圧Ｅｏが設
定電圧Ｅｏ１＝Ｖref・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１より高
くなろうとすると低下し、低くなろうとすると上昇す
る。また、オフセット回路１４４は制御電圧Ｖｅが入力
されて、制御電圧ＶｅよりΔＶだけ低い補助制御電圧Ｖ
ｘを出力する。上記の基準電圧源１４０、第１の抵抗１
４１、第２の抵抗１４２、誤差増幅器１４３及びオフセ
ット回路１４４とにより出力検出回路１４が構成され
る。

【００６０】発振回路１５は、発振コンデンサ１５０と
充放電回路１５１から構成される。充放電回路１５１
は、振動電圧である発振コンデンサ１５０の電圧Ｖｃを
第１の所定電圧Ｖｃ１と第２の所定電圧Ｖｃ２（＜Ｖｃ
１）との間を周期的に増減するように、発振コンデンサ
１５０に充放電電流を流す。実施の形態５において、充
電電流と放電電流は等しいものとする。そして振動電圧
Ｖｃが制御電圧Ｖｅ以上の時と、振動電圧Ｖｃが補助制
御電圧Ｖｘ以下の時の充放電電流をＩ１とする。また、
振動電圧Ｖｃが制御電圧Ｖｅ１より低く補助制御電圧Ｖ
ｘより高い時の充放電電流をＩ２とする。充放電電流は
Ｉ１＞Ｉ２に設定されている。従って、振動電圧Ｖｃ
の上昇速度（上昇時の傾き）及び下降速度（下降時の傾
き）は、Ｖｘ＜Ｖｃ＜Ｖｅの時に低速化（緩やかに）さ
れる。

【００６１】第１の制御駆動回路９は、第１の比較器９
１と第１の電力増幅器９２とから構成される。第１の比
較器９１は、制御電圧Ｖｅと振動電圧Ｖｃとを比較し
て、Ｖｅ＞Ｖｃの時にＬレベルとなる信号を出力す
る。第１の電力増幅器９２は第１の比較器９１の出力信
号を電力増幅して、第１の主スイッチ手段２１をオンオ
フ動作させる。従って、第１の制御駆動回路９は、第１
の主スイッチ手段２１をオンオフ制御して、出力直流電
圧Ｅｏを設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／
Ｒ１に調整する。第２の制御駆動回路１０は、第２の
比較器１０１と第２の電力増幅器１０２とから構成され
る。第２の比較器１０１は、補助制御電圧Ｖｘと振動電
圧Ｖｃとを比較して、Ｖｘ＜Ｖｃの時にＬレベルとな
る信号を出力する。第２の電力増幅器１０２は第２の比
較器１０１の出力信号を電力増幅して、第２の主スイッ
チ手段２２をオンオフ動作させる。従って、第２の制御
駆動回路１０は第２の主スイッチ手段２２をオンオフ制
御して、出力直流電圧Ｅｏを設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref・
（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に調整する。

【００６２】次に、本発明に係る実施の形態５のＤＣ−
ＤＣコンバータにおける動作について説明する。図８は
実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部の動
作を示す波形図である。図８において、入力直流電圧Ｅ
ｉが徐々に低下していくに従い、振動電圧Ｖｃ、制御電
圧Ｖｅ、補助制御電圧Ｖｘ、第１の主スイッチ手段２１
のオンオフ動作（駆動信号Ｖｇ１）、及び第２の主スイ
ッチ手段２２のオンオフ動作（駆動信号Ｖｇ２）の様子
を示している。

【００６３】まず、入力直流電圧Ｅｉが設定電圧Ｅｏ
１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１より高い場合、図８
の（ａ）の領域に示すように、補助制御電圧ＶｘはＬレ
ベルに固定されているため、第２の主スイッチ手段２２
は常時オフ状態となる。この領域において、制御電圧Ｖ
ｅと振動電圧Ｖｃとは交差するので、第１の主スイッチ
手段２１はオンオフ動作する。即ち、実施の形態５のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは降圧コンバータとして動作し、出
力直流電圧Ｅｏは設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１に安定化される。第１の主スイッチ手段
２１のオン時間をＴｏｎ１、オフ時間をＴｏｆｆ１と
し、振動電圧Ｖｃの周期即ちスイッチング周期をＴとす
ると、入出力電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝Ｔｏｎ１／
Ｔとなる。

【００６４】このとき、入力直流電圧Ｅｉの低下ととも
に、制御電圧Ｖｅは上昇し、第１の主スイッチ手段２１
のオン時間Ｔｏｎ１は長くなり、オフ時間Ｔｏｆｆ１は
短くなっていく。実施の形態５において、第１の主スイ
ッチ手段２１のオン時間Ｔｏｎ１の決定要因でもある発
振コンデンサ１４０への充放電電流Ｉ２は、オフ時間Ｔ
ｏｆｆ１の決定要因である充放電電流Ｉ１より小さく設
定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低下ととも
に、延長される第１の主スイッチ手段２１のオン時間Ｔ
ｏｎ１の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔは長く
なっていく。

【００６５】入力直流電圧Ｅｉが低下し、設定電圧Ｅｏ
１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に近づくと、図８の
（ｂ）の領域に示すように、補助制御電圧Ｖｘは振動電
圧Ｖｃと交差するようになる。また、このとき第２の主
スイッチ手段２２もオンオフ動作するようになる。さら
に、第２の主スイッチ手段２２のオン期間であるＶｃ＜
Ｖｘでは、充放電電流はＩ１となるので、振動電圧Ｖｃ
の周期、即ちスイッチング周期Ｔは一定となる。この動
作領域は、第１の主スイッチ手段２１と第２の主スイッ
チ手段２２がともにオンオフ動作する。即ち、降圧コン
バータ部と昇圧コンバータ部が同時に動作する昇降圧動
作領域である。第２の主スイッチ手段２２のオン時間を
Ｔｏｎ２とすると、入出力電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ
＝Ｔｏｎ１／（Ｔ−Ｔｏｎ２）となる。

【００６６】入力直流電圧Ｅｉがさらに低下し、設定電
圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１を下回ると、
図８の（ｃ）の領域に示すように、やがて制御電圧Ｖｅ
は第１の所定電圧Ｖｃ１より高くなる。このとき第１の
主スイッチ手段２１のオフ時間Ｔｏｆｆ１はゼロとな
り、第１の主スイッチ手段２１は常時オン状態となる。
実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータは第２の主スイッ
チ手段２２のみがオンオフ動作する昇圧コンバータとし
て動作し、出力直流電圧Ｅｏは設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref
・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１に安定化される。第２の主ス
イッチ手段２２のオン時間をＴｏｎ２、オフ時間をＴｏ
ｆｆ２とし、振動電圧Ｖｃの周期即ちスイッチング周期
をＴとすると、入出力電圧の関係は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１
／（１−Ｔｏｎ２／Ｔ）となる。

【００６７】このとき、入力直流電圧Ｅｉの低下ととも
に、補助制御電圧Ｖｘは上昇し、第２の主スイッチ手段
２２のオン時間Ｔｏｎ２は長くなり、オフ時間Ｔｏｆｆ
２は短くなっていく。実施の形態５において、第２の主
スイッチ手段２２のオン時間Ｔｏｎ２の決定要因でもあ
る発振コンデンサ８０への充放電電流Ｉ１は、オフ時間
Ｔｏｆｆ２の決定要因である充放電電流Ｉ２より大きく
設定されている。従って、入力直流電圧Ｅｉの低下とと
もに、短縮される第２の主スイッチ手段２２のオフ時間
Ｔｏｆｆ２の影響の方が大きく、スイッチング周期Ｔは
短くなっていく。

【００６８】以上のように、実施の形態５によれば、入
力直流電圧Ｅｉが設定電圧Ｅｏ１＝Ｖref ・（Ｒ１＋
Ｒ２）／Ｒ１付近の場合には、第１の主スイッチ手段
２１と第２の主スイッチ手段２２がともにオンオフ動作
する昇降圧動作領域となる。しかし、その動作周波数は
低下されているので、降圧動作と昇圧動作が同時に行わ
れることによる、スイッチング損失の増大を抑制するこ
とができる。しかも、降圧動作領域においては、入力直
流電圧Ｅｉが低いほど、スイッチング周期Ｔは長くな
り、スイッチング損失が低減される。また、昇圧動作領
域においても、入力直流電圧Ｅｉが高いほど、スイッチ
ング周期Ｔは長くなり、スイッチング損失が低減され
る。このため、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいては、降圧動作領域と昇降圧動作領域との移行動作
時、あるいは昇降圧動作領域と昇圧動作領域との移行動
作時において、電力損失の増減が抑制され、移行動作が
スムーズに行われる。

【００６９】なお、実施の形態５のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいても、前述の実施の形態２で示したように、補
助制御電圧をさらに追加することにより、入力直流電圧
が充分高い降圧動作領域において、または入力直流電圧
が充分低下した昇圧動作領域においては一定のスイッチ
ング周期で動作させることができる。即ち、このように
構成することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける動
作周波数の変動を入出力電圧の接近する昇降圧動作領域
近辺に限定することができる。

【００７０】

【発明の効果】以上、実施の形態で詳細に説明したとこ
ろから明らかなように、本発明は次の効果を有する。本
発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧が入
力され、降圧コンバータ部と昇圧コンバータ部を介し
て、出力コンデンサから出力直流電圧を負荷へ供給する
とともに、降圧動作中においては入力直流電圧が低いほ
ど、降圧コンバータ部の動作周波数が低くなる動作領域
を有することにより、降圧動作領域と無制御動作領域と
の移行動作時、もしくは降圧動作領域と昇降圧動作領域
との移行動作時において、電力損失の増加が抑制され、
移行動作がスムーズに行われる効果を奏する。また、本
発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧動作中におい
て、入力直流電圧が高いほど、昇圧コンバータ部の動作
周波数が低くなる動作領域を有することにより、無制御
動作領域と昇圧動作領域との移行動作時、もしくは昇降
圧動作領域と昇圧動作領域との移行動作時において、電
力損失の増減が抑制され、移行動作がスムーズに行われ
る。

【００７１】また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
においては、入力直流電圧が入力され、降圧コンバータ
部を介して、出力コンデンサから出力直流電圧を負荷へ
供給するとともに、入力直流電圧が低いほど、動作周波
数が低くなる動作領域を有することにより、降圧動作領
域と無制御動作領域の移行動作時において、電力損失の
増加が抑制され、移行動作がスムーズに行われる。また
は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入
力直流電圧が入力され、昇圧コンバータ部を介して、出
力コンデンサから出力直流電圧を負荷へ供給するととも
に、入力直流電圧が高いほど、動作周波数が低くなる動
作領域を有することにより、無制御動作領域と昇圧動作
領域の移行動作時において、電力損失の増減が抑制さ
れ、移行動作がスムーズに行われる。

【００７２】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
制御電圧とは別に動作周波数の変動領域を決める補助制
御電圧を設定することにより、動作周波数の変動を入出
力電圧の接近する無制御動作領域近辺、もしくは昇降圧
動作領域近辺に限定することができる。さらには、本発
明のＤＣ−ＤＣコンバータは、無制御動作領域において
発振回路は動作を停止する機能を有することにより、無
制御動作領域での電力損失をさらに低減することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。

【図２】本発明に係る実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作を示す波形図である。

【図３】本発明に係る実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。

【図４】本発明に係る実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作を示す波形図である。

【図５】本発明に係る実施の形態３におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。

【図６】本発明に係る実施の形態４におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。

【図７】本発明に係る実施の形態５におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す回路図である。

【図８】本発明に係る実施の形態５におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作を示す波形図である。

【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路
図である。

【符号の説明】

１入力直流電源２降圧コンバータ部３昇圧コンバータ部４インダクタ５出力コンデンサ６負荷７出力検出回路８発振回路９第１の制御駆動回路１０第２の制御駆動回路２１第１の主スイッチ手段３１第１の整流手段２２第２の主スイッチ手段３２第２の整流手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H730 AA14 AS01 AS04 AS05 BB15 BB86 BB88 DD04 EE59 FD01 FG05 FG07 FG22

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力直流電源と、降圧コンバータ部と、
昇圧コンバータ部と、出力コンデンサとを有し、前記入
力直流電源からの入力直流電圧を前記降圧コンバータ部
と前記昇圧コンバータ部とを介して前記出力コンデンサ
から負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記降圧コンバータ部は、前記入力直流電圧が第１の設
定電圧より高い場合に降圧動作を行い、当該降圧動作中
において前記入力直流電圧が低いほど動作周波数が低く
なる動作領域を有し、前記昇圧コンバータ部は、前記入力直流電圧が前記第１
の設定電圧より低い第２の設定電圧より低い場合に昇圧
動作を行い、当該昇圧動作中において前記入力直流電圧
が高いほど動作周波数が低くなる動作領域を有してお
り、前記入力直流電圧が前記第１の設定電圧と前記第２の設
定電圧との間にある場合に入力直流電圧を負荷へ直接的
に供給するよう構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】入力直流電源に接続される第１の主スイ
ッチ手段と第１の整流手段とインダクタとを有する降圧
コンバータ部と、前記インダクタを共有して第２の主スイッチ手段と第２
の整流手段とを有する昇圧コンバータ部と、出力直流電圧を負荷へ供給するための出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出し、第１の設定電圧と前記出力
直流電圧との誤差情報を有する第１の制御電圧を出力す
るとともに、前記第１の設定電圧より低い第２の設定電
圧と前記出力直流電圧との誤差情報を有する第２の制御
電圧を出力する出力検出回路と、第１の所定電圧と前記第１の所定電圧より低い第２の所
定電圧との間を周期的に増減する振動電圧を出力し、前
記振動電圧が前記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧
の間にある場合に前記振動電圧の上昇速度または下降速
度を低速化する機能を有する発振回路と、前記第１の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、少な
くとも前記第１の主スイッチ手段をオンオフ制御する第
１の制御駆動回路と、前記第２の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、少な
くとも前記第２の主スイッチ手段をオンオフ制御する第
２の制御駆動回路と、を具備する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記出力検出回路は、前記第１の制御電
圧と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記
第１の制御電圧と所定の電位差を有する第１の補助制御
電圧を出力する機能を有し、前記発振回路は、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と
前記第２の制御電圧の間にある時の代わりに、前記振動
電圧が前記第１の補助制御電圧と前記第２の制御電圧の
間にある時、前記振動電圧の上昇速度または下降速度を
低速化する機能を有する請求項２記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ。
【請求項４】前記出力検出回路は、前記第１の制御電
圧と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記
第２の制御電圧と所定の電位差を有する第２の補助制御
電圧を出力する機能を有し、前記発振回路は、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と
前記第２の制御電圧の間にある時の代わりに、前記振動
電圧が前記第１の制御電圧と前記第２の補助制御電圧の
間にある時、前記振動電圧の上昇速度または下降速度を
低速化する機能を有する請求項２記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ。
【請求項５】前記出力検出回路は、前記第１の制御電
圧と前記第２の制御電圧を出力する機能に加えて、前記
第１の制御電圧と所定の電位差を有する第１の補助制御
電圧を出力する機能と、前記第２の制御電圧と所定の電
位差を有する第２の補助制御電圧を出力する機能を有
し、前記発振回路は、前記振動電圧が前記第１の制御電圧と
前記第２の制御電圧の間にある時の代わりに、前記振動
電圧が前記第１の補助制御電圧と前記第２の補助制御電
圧の間にある時、前記振動電圧の上昇速度または下降速
度を低速化する機能を有する請求項２記載のＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
【請求項６】前記第１の制御電圧が前記第１の所定電
圧より高く、且つ前記第２の制御電圧が前記第２の所定
電圧より低い場合、または、前記第１の制御電圧が前記
第２の所定電圧より低く、且つ前記第２の制御電圧が前
記第１の所定電圧より高い場合に、前記発振回路が動作
を停止するよう構成された請求項２、３、４、又は５記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】入力直流電源と、降圧コンバータ部と、
出力コンデンサとを有し、前記入力直流電源からの入力
直流電圧を前記降圧コンバータ部を介して前記出力コン
デンサから負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、前記降圧コンバータ部は、前記入力直流電圧の変動に対
して前記出力直流電圧を安定化するよう降圧動作を行
い、前記入力直流電圧が低いほど動作周波数が低くなる
動作領域を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】入力直流電源と、昇圧コンバータ部と、
出力コンデンサとを有し、前記入力直流電源からの入力
直流電圧を前記降圧コンバータ部を介して前記出力コン
デンサから負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、前記入力直流電圧の変動に対して前記出力直流電圧を安
定化するよう昇圧動作を行い、前記入力直流電圧が高い
ほど動作周波数が低くなる動作領域を有するＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
【請求項９】入力直流電源と、降圧コンバータ部と、
昇圧コンバータ部と、出力コンデンサとを有し、前記入
力直流電源からの入力直流電圧を前記降圧コンバータ部
と前記昇圧コンバータ部とを介して前記出力コンデンサ
から負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記降圧コンバータ部は、前記入力直流電圧が設定電圧
より高い場合に降圧動作を行い、当該降圧動作中におい
て前記入力直流電圧が低いほど、前記降圧コンバータ部
の動作周波数が低くなる動作領域を有し、前記昇圧コンバータ部は、前記入力直流電圧が設定電圧
より低い場合に昇圧動作を行い、当該昇圧動作中におい
て前記入力直流電圧が高いほど、前記昇圧コンバータ部
の動作周波数が低くなる動作領域を有ており、前記入力直流電圧が前記設定電圧近傍である場合に降圧
動作と昇圧動作を同時に行うよう構成されたＤＣ−ＤＣ
コンバータ。
【請求項１０】入力直流電源に接続される第１の主ス
イッチ手段と第１の整流手段とインダクタとを有する降
圧コンバータ部と、前記インダクタを共有して第２の主スイッチ手段と第２
の整流手段とを有する昇圧コンバータ部と、出力直流電圧を負荷へ供給するための出力コンデンサ
と、前記出力直流電圧を検出し、設定電圧と前記出力直流電
圧との誤差情報を有する第１の制御電圧を出力するとと
もに、前記第１の制御電圧との間に所定の電位差を有す
る第２の制御電圧を出力する出力検出回路と、第１の所定電圧と前記第１の所定電圧より低い第２の所
定電圧との間を周期的に増減する振動電圧を出力し、前
記第１の所定電圧と前記第２の所定電圧との間の電位差
が前記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧との間の電
位差以上に設定され、前記振動電圧が前記第１の制御電
圧と前記第２の制御電圧との間にある時、前記振動電圧
の上昇速度または下降速度を低速化する機能を有する発
振回路と、前記第１の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、少な
くとも前記第１の主スイッチ手段をオンオフ制御する第
１の制御駆動回路と、前記第２の制御電圧と前記振動電圧とを比較して、少な
くとも前記第２の主スイッチ手段をオンオフ制御する第
２の制御駆動回路と、を具備する請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。