JP2003008489A - Sneak path canceller for diversity reception and relay system - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a relay system where a relay station relaying a broadcast wave with the same frequency conducts diversity reception and can cancel a sneak path. SOLUTION: The relay system is provided with sneak path canceling subtractor sections 33 whose number is equal to number of branches of a reception system that are configured such that an output of each branch of the reception system whose branch number is 2 or more is respectively and substantially given to a minuend terminal and a replica signal of a sneak path is respectively given to a subtraction terminal, with adaptive filter sections 34 for diversity synthesis whose number is equal to number of the branches of the reception system, an adder section 35 for summing outputs of the filter sections as transmission signals of the relay station for diversity synthesis, and sneak path canceling adaptive filter sections 36 whose number is equal to number of the branches of the reception system that receive filter coefficients to generate the sneak path replica signal and give the outputs to the subtraction terminal of each subtractor section.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波
数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送に
おける中継システムに係り、特に、ＳＦＮ（Single Fre
quency Network：単一周波数ネットワーク）において
放送波中継を行う中継局で、複数のブランチ数の受信系
統を用いてダイバーシティ受信を行うとともに送信アン
テナから各受信アンテナへの電波の回り込み（以下、単
に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセ
ル装置及び中継システムに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to OFDM (Orthog
The present invention relates to a relay system in digital broadcasting and digital transmission by an onal Frequency Division Multiplexing (SFN) method, and in particular, SFN (Single Frequencies).
quency Network: A relay station that relays broadcast waves in a single-frequency network. Diversity reception is performed by using a reception system with multiple branch numbers, and radio waves sneak from the transmission antenna to each reception antenna (hereinafter simply referred to as sneak The present invention relates to a sneak-cancellation device and a relay system for removing the above.

【０００２】［発明の概要］本発明は、ＯＦＤＭ方式に
よるデジタル放送やデジタル伝送において、放送波中継
によるＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波
数ネットワーク）を実現する際に問題となる中継放送所
の送受アンテナ間での電波の回り込みを回路的に打ち消
すための回り込みキャンセル装置ならびに回り込みキャ
ンセル機能を有する中継システムに関するもので、特
に、親局からの信号を複数の（ブランチ数の）受信系統
にて受信し各受信信号をダイバーシティ合成する中継局
において使用する回り込みキャンセル装置及び中継シス
テムである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention relates to transmission / reception of a relay broadcasting station which is a problem when implementing SFN (Single Frequency Network) by broadcast wave relay in digital broadcasting and digital transmission by the OFDM system. The present invention relates to a sneak-cancellation device for canceling the sneak of radio waves between antennas in a circuit and a relay system having a sneak-cancellation function, and in particular, a signal from a master station is received by a plurality of reception systems (of the number of branches). A wrap-around cancel device and a relay system used in a relay station for diversity-combining received signals.

【０００３】[0003]

【従来の技術】従来のＯＦＤＭ信号を中継する中継シス
テムでは、一般的な構成として１式の中継システムに対
して１式の受信アンテナを使用していた。この様な構成
における回り込みキャンセル装置としては、本発明者ら
の発明に係る回り込みキャンセル装置の特許出願（特開
平１１−３５５１６０「回り込みキャンセラ」）や学会
発表論文「地上デジタル方向ＳＦＮにおける放送波中継
用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア
学会誌Vol.54,No.11,pp.1568-1575（2000）などがあ
る。2. Description of the Related Art In a conventional relay system for relaying an OFDM signal, one set of receiving antennas is used for one set of relay system as a general configuration. As the wraparound canceling device having such a configuration, a patent application for the wraparound canceling device according to the inventors of the present invention (Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-355160 "Sneak-up canceller") and an academic paper "For broadcast wave relay in terrestrial digital direction SFN" are provided. Basic study of wraparound canceller ”, Journal of Image Information Media Vol.54, No.11, pp.1568-1575 (2000).

【０００４】また、ダイバーシティ受信を行う中継シス
テムとしては、本発明者らの発明に係る特許出願（特願
２０００−３５３２４５、特願２００１−６７２６７い
ずれも「ＯＦＤＭ信号中継装置」）や学会発表技術報告
「スペースダイバシティを用いた地上デジタル放送の放
送波中継の検討」，映像情報メディア学会技術報告Vol.
25,No.31,pp.7-12,BCS2001-11（Mar.2001）があるが、
回り込みに関しては考慮していない。Further, as a relay system for performing diversity reception, a patent application (both Japanese Patent Application No. 2000-353245 and Japanese Patent Application No. 2001-67267 are “OFDM signal relay device”) relating to the invention of the present inventors, and a technical report presented by an academic society. "Consideration of Broadcast Wave Relay of Terrestrial Digital Broadcasting Using Space Diversity", Technical Report of the Institute of Image Information and Television Engineers Vol.
25, No. 31, pp. 7-12, BCS2001-11 (Mar.2001),
No consideration is given to wraparound.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】これら従来の回り込み
キャンセル装置は、１式の中継装置に対して１式の受信
アンテナと１式の送信アンテナを用いて構成を前提とし
たアルゴリズムとなっているため、１式の中継装置に対
して複数のブランチ数の受信系統を用いてダイバーシテ
ィ受信を行う中継装置に適応したアルゴリズムとはなっ
ていない。These conventional sneak-canceling canceling devices have an algorithm based on the assumption that one set of receiving device and one set of transmitting antenna are used for one set of relay device. The algorithm is not adapted to a relay device that performs diversity reception by using a reception system having a plurality of branches for one relay device.

【０００６】また、単にダイバーシティ受信装置と回り
込みキャンセル装置とを縦続接続した場合では、ダイバ
ーシティ合成のための各ブランチの特性を変更すること
によって回り込み特性も変化するため、ダイバーシティ
合成機能と回り込みキャンセル機能が両立できなかっ
た。Further, when the diversity receiving device and the detour canceling device are simply connected in series, the detour characteristic is changed by changing the characteristic of each branch for diversity combining, so that the diversity combining function and the detour canceling function are performed. It was not compatible.

【０００７】本発明の目的は、同一周波数で放送波中継
する中継局においてダイバーシティ受信を行いかつ回り
込みをキャンセルすることを可能とする回り込みキャン
セル装置及び中継システムを提供することにある。An object of the present invention is to provide a wraparound canceling device and a relay system capable of performing diversity reception and canceling wraparound in a relay station that relays broadcast waves at the same frequency.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、請求項１では、周波数及び変調内容が同
一の信号を受信するブランチ数が２以上の受信系統の各
ブランチからの出力が被減算端子にそれぞれ実質的に入
力されるよう構成され、減算端子には回り込みの複製信
号がそれぞれ入力されるよう構成された受信系統のブラ
ンチ数と同数の回り込みキャンセル用の減算部と、該減
算部の各出力が入力されており、ダイバーシティ合成の
ためのフィルタ係数が与えられる受信系統のブランチ数
と同数のダイバーシティ合成用の適応フィルタ部と、該
ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の各出力が入力
されており、その出力が実質的に中継局の送信信号とし
て出力されているダイバーシティ合成のための加算部
と、該加算部の出力が入力されており、回り込み複製信
号を生成するためのフィルタ係数が与えられ、その出力
が前記各減算部の減算端子に入力された受信系統のブラ
ンチ数と同数の回り込みキャンセル用の適応フィルタ部
とを備えたことを特徴としている。In order to achieve the above object, the present invention provides, in claim 1, from each branch of a receiving system having two or more branches for receiving a signal having the same frequency and the same modulation content. Outputs are respectively configured to be substantially input to the subtracted terminals, and the same number of sneak-cancelling subtraction units as the number of branches of the reception system configured to input the sneak replica signals to the subtraction terminals, respectively. Each output of the subtraction unit is input, and the same number of diversity combining adaptive filter units as the number of branches of the receiving system to which the filter coefficient for diversity combining is given, and each output of the diversity combining adaptive filter unit And an output thereof is output as a transmission signal of the relay station, and an output of the addition unit for diversity combining. The filter coefficients for generating the wraparound duplicated signal have been input, and the output thereof has the same number of wraparound canceling adaptive filter sections as the number of branches of the receiving system input to the subtraction terminals of the subtraction sections. It is characterized by having.

【０００９】請求項２では、請求項１記載のダイバーシ
ティ受信用回り込みキャンセル装置において、前記ダイ
バーシティ合成用の適応フィルタ部は、中継システムの
ＯＦＤＭ信号が通過する系において最も狭帯域となる帯
域通過フィルタ特性をも兼ね備えたフィルタ係数を与え
るよう構成したことを特徴としている。According to a second aspect of the present invention, in the diversity reception wrap-around cancel device according to the first aspect, the diversity combining adaptive filter section has a bandpass filter characteristic that is the narrowest band in the system through which the OFDM signal of the relay system passes. It is characterized in that it is configured to give a filter coefficient that also has

【００１０】請求項３では、請求項１または２記載のダ
イバーシティ受信用回り込みキャンセル装置において、
前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部による遅延
を含む既知の中継システムの遅延時間を利用して、該遅
延時間以上となる回り込みと、該遅延時間以下であって
ダイバー合成によって等化する親局からの信号に含まれ
る遅延波とを分離して検出することを特徴としている。According to a third aspect of the present invention, there is provided the diverting cancel device for diversity reception according to the first or second aspect,
Utilizing the delay time of the known relay system including the delay by the adaptive filter unit for diversity combination, the wraparound that is longer than the delay time and the master station that is equal to or less than the delay time and is equalized by the diversity combination The feature is that the delayed wave included in the signal is detected separately.

【００１１】請求項４では、請求項１乃至３のいずれか
１項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル
装置において、信号の観測点を前記減算部の出力の位置
に設定することで、前記ダイバーシティ合成用の適応フ
ィルタ部の特性と、前記回り込みキャンセル用の適応フ
ィルタ部の特性とを合わせて検出して作成することを特
徴としている。According to a fourth aspect of the present invention, in the diversity reception wraparound canceling device according to any one of the first to third aspects, the diversity combining is performed by setting an observation point of a signal at a position of an output of the subtracting section. It is characterized in that the characteristic of the adaptive filter section for use with the above and the characteristic of the adaptive filter section for canceling the wraparound are detected together and created.

【００１２】請求項５では、請求項１乃至４のいずれか
１項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル
装置において、各ブランチにおいて観測した信号が著し
く劣化していると判定された場合に、そのブランチから
前記加算部への出力を停止するように構成したことを特
徴としている。According to a fifth aspect of the present invention, in the diversity reception wrap-around cancel device according to any one of the first to fourth aspects, when it is determined that the signal observed in each branch is significantly deteriorated, that branch is Is configured to stop the output to the addition unit.

【００１３】さらに、請求項６では、中継システムにお
いて、請求項１乃至５のいずれか１項に記載のダイバー
シティ受信用回り込みキャンセル装置を備えたことを特
徴としている。Further, a sixth aspect of the present invention is characterized in that the relay system is provided with the diverting cancel device for diversity reception according to any one of the first to fifth aspects.

【００１４】[0014]

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照して、発明
の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。な
お、以下の説明における信号や伝達関数の表示について
は、大文字が複素数を示すベクトル、小文字が実数をそ
れぞれ表すものとする。また、ωは角周波数を表すもの
とする。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings on the basis of the embodiments of the present invention. Regarding the display of signals and transfer functions in the following description, it is assumed that capital letters represent vectors representing complex numbers and lowercase letters represent real numbers. Also, ω represents the angular frequency.

【００１５】図１は、本発明による中継システムの一実
施形態を示すブロック図である。図１に示す中継システ
ムは、ブランチ数Ｌのダイバーシティアンテナ１と、受
信装置２と、ダイバーシティ受信・回り込みキャンセル
装置３と、送信装置４と、送信アンテナ５で構成され
る。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a relay system according to the present invention. The relay system shown in FIG. 1 includes a diversity antenna 1 having the number of branches L, a receiving device 2, a diversity receiving / wraparound canceling device 3, a transmitting device 4, and a transmitting antenna 5.

【００１６】ダイバーシティアンテナ１は、ブランチ数
Ｌ（ブランチ＃１、＃２、…＃Ｌ）の受信アンテナ１１
（１１_−１，１１_−２，・・・，１１_−Ｌ）から構成さ
れる。The diversity antenna 1 is a receiving antenna 11 having a number L of branches (branches # 1, # 2, ... #L).
( _11-1 , _11-2 , ..., 11- _L ).

【００１７】受信装置２は、ダイバーシティアンテナ１
の各ブランチの受信アンテナ１１からの信号を受信周波
数から特定周波数のＩＦ（中間周波数）に周波数変換
し、バンドパスフィルタ処理、利得調整を行って出力す
る受信変換部２１（２１_−１，２１_−２，・・・，２１
_−Ｌ）で構成される。The receiving device 2 includes the diversity antenna 1
And frequency-converted into IF (intermediate frequency) of a particular frequency from the signal receiving frequency from the receiving antenna 11 of each branch of the band pass filtering process, the reception conversion section 21 outputs by performing a gain adjustment (21 _-1, 21 _{- 2} , ..., 21
_-L ).

【００１８】ダイバーシティ受信・回り込みキャンセル
装置３は、各ブランチの受信アンテナ１１の出力に対応
して信号処理が容易な周波数に変換するダウンコンバー
タ３１（３１_−１，３１_−２，・・・，３１_−Ｌ）と、
ダウンコンバータ３１の出力信号を複素の等価ベースバ
ンド信号に変換する直交復調部３２（３２_−１，３２
_−２，・・・，３２_−Ｌ）と、回り込みをキャンセルす
る減算部３３（３３_−１，３３_−２，・・・，３
３_−Ｌ）と、ダイバーシティ合成のために各ブランチの
受信アンテナ１１からの信号に対してキャリア毎に最適
な重み付けを行うための適応フィルタであるＦＩＲフィ
ルタ３４（３４_−１，３４_−２，・・・，３４_{− Ｌ}）
と、ＦＩＲフィルタ３４の出力をダイバーシティ合成す
る加算部３５と、加算部３５の出力信号が入力され書き
込まれているフィルタ係数から回り込み信号の複製信号
を生成して出力する適応フィルタであるＦＩＲフィルタ
３６（３６_{− １}，３６_−２，・・・，３６_−Ｌ）と、等
価ベースバンド信号を直交変調する直交変調部３７と、
直交変調部３７の出力信号をＩＦ信号に周波数変換する
アップコンバータ３８とで構成される。Diversity reception / wrap-around cancellation
Device 3 corresponds to the output of the receiving antenna 11 of each branch
Down-converter that converts to a frequency that is easy to process
31 (31_-1, 31_-2, ・ ・ ・, 31_-L)When,
The output signal of the down converter 31 is converted into a complex equivalent base signal.
Quadrature demodulation unit 32 (32_-1, 32
_-2, ・ ・ ・, 32_-L) And cancel the wraparound
Subtraction unit 33 (33_-1, 33_-2・ ・ ・ ・ ・ ・ 3
Three_-L) And for each branch for diversity combining
Optimal for each carrier for the signal from the receiving antenna 11
FIR filter which is an adaptive filter for weighting
Ruta 34 (34_-1, 34_-2, ・ ・ ・, 34_{− L})
And the output of the FIR filter 34 are diversity-synthesized.
And the output signal of the adder 35 is input and written.
A duplicate signal of the wraparound signal from the included filter coefficient
Filter which is an adaptive filter for generating and outputting
36 (36_{− 1}, 36_-2・ ・ ・ ・ ・ ・ 36_-L), Etc.
A quadrature modulator 37 that quadrature modulates the valence baseband signal;
Frequency conversion of output signal of quadrature modulator 37 into IF signal
And an up converter 38.

【００１９】送信装置４は、ダイバーシティ受信・回り
込みキャンセル装置３から出力されるＩＦ信号を送信周
波数の送信信号に変換する送信変換部４１と、送信変換
部４１の出力信号を増幅して送信アンテナ５に供給する
増幅部４２とで構成される。The transmitting device 4 converts the IF signal output from the diversity receiving / wraparound canceling device 3 into a transmitting signal of a transmitting frequency, and a transmitting antenna 5 by amplifying the output signal of the transmitting converting part 41. And an amplifying section 42 for supplying the

【００２０】本発明は同一周波数の再送信を行う中継シ
ステムに関するものであり、ダイバーシティアンテナ１
で受信する受信信号の周波数と送信アンテナ５から送信
する送信信号の周波数とは同一であるため、受信変換部
２１と送信変換部４１とで周波数変換に用いる局部発振
（局発）は、同一の局発出力をそれぞれに分配して入力
するか、または、それぞれに用いる局発を完全同期させ
る。同様に、ダウンコンバータ３１とアップコンバータ
３８に用いる局発についても、同一の局発出力をそれぞ
れに分配して入力するか、または、それぞれに用いる局
発を完全同期させる。The present invention relates to a relay system for retransmitting the same frequency, and the diversity antenna 1
Since the frequency of the reception signal received at 1 and the frequency of the transmission signal transmitted from the transmission antenna 5 are the same, the local oscillation (local oscillation) used for frequency conversion by the reception conversion unit 21 and the transmission conversion unit 41 is the same. The local oscillator output is distributed and input to each, or the local oscillators used for each are completely synchronized. Similarly, regarding the local oscillators used for the down converter 31 and the up converter 38, the same local oscillator output is distributed and input to each, or the local oscillators used for each are completely synchronized.

【００２１】なお、本実施形態では、ダイバーシティ合
成ならびに回り込みのキャンセルを等価ベースバンドに
て行っているが、ＩＦや送受信周波数など何れの周波数
において行っても原理的には同じことであり、実現は可
能である。In this embodiment, diversity combining and cancellation of wraparound are performed in the equivalent baseband, but the principle is the same no matter which frequency such as IF or transmission / reception frequency is used, and the realization is realized. It is possible.

【００２２】また、本実施形態をディジタル信号処理に
て行う場合、通常、アナログ信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器は各ダウンコンバータ３１と各直交復
調部３２との間に挿入し、デジタル信号をアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器は直交変調３７とアップコンバ
ータ３８との間に挿入するが、ダイバーシティ合成なら
びに回り込みのキャンセルはアナログ信号とデジタル信
号の何れの信号において行っても原理的に同じであり、
本実施形態はＡ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器の挿入位
置を特定するものではない。ただし、各ブランチでＡ／
Ｄ変換器用いる場合、それぞれのＡ／Ｄ変換器およびＤ
／Ａ変換器は同一のサンプリングクロックで動作させる
ものとする。When the present embodiment is performed by digital signal processing, an A / D converter for converting an analog signal into a digital signal is usually inserted between each down converter 31 and each quadrature demodulation unit 32, A D / A converter for converting a digital signal into an analog signal is inserted between the quadrature modulation 37 and the up-converter 38, but diversity combining and cancellation of wraparound can be performed in either analog signal or digital signal in principle. Are the same,
The present embodiment does not specify the insertion positions of the A / D converter and the D / A converter. However, A /
When using a D converter, each A / D converter and D
The / A converters are operated with the same sampling clock.

【００２３】以下に本発明の原理を動作原理図を用いて
説明する。図２は、本発明の動作原理を示すブロック図
である。ここで、図２における信号や伝達関数の表示に
ついては、大文字が複素数を示すベクトル、小文字が実
数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数を表
すものとする。また、図２においては、ブランチ＃１と
ブランチ＃２の２系統の受信系統を用いる場合を例にと
って説明する。The principle of the present invention will be described below with reference to an operation principle diagram. FIG. 2 is a block diagram showing the operating principle of the present invention. Here, regarding the display of signals and transfer functions in FIG. 2, it is assumed that uppercase letters represent vectors representing complex numbers and lowercase letters represent real numbers. Also, ω represents the angular frequency. Further, in FIG. 2, a case where two receiving systems of branch # 1 and branch # 2 are used will be described as an example.

【００２４】図２において、１０１はブランチ＃１の受
信アンテナ１１_−１と親局間の伝搬路特性を示す伝達関
数Ｍ１（ω）、１０２はブランチ＃２の受信アンテナ１
１_{− ２}と親局間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ２
（ω）、１０３はブランチ＃１に対する回り込み伝搬路
特性を示す伝達関数Ｃ１（ω）、１０４はブランチ＃２
に対する回り込み伝搬路特性を示す伝達関数Ｃ２（ω）
である。[0024] In FIG. 2, 101 branch # 1 of the receiving antenna _{11 -1} and the transfer function M1 indicating the propagation path characteristics between the master station (omega), 102 branch # 2 receive antennas 1
1 _{- 2} and the transfer function showing the propagation path characteristics between the master station M2
(Ω), 103 is a transfer function C1 (ω) indicating the wraparound propagation path characteristic for branch # 1, and 104 is branch # 2
Transfer function C2 (ω) indicating the wraparound propagation path characteristic with respect to
Is.

【００２５】また、図２において、Ｓ（ω）は親局送信
信号のスペクトル、Ｔ（ω）は中継局の送信信号スペク
トル、Ｏ１（ω）はダイバーシティ合成用加算部入力に
おけるブランチ＃１の出力信号、Ｏ２（ω）はダイバー
シティ合成用加算部入力におけるブランチ＃２の出力信
号、Ｏ（ω）はダイバーシティ合成用加算部３５の出力
信号、αは増幅部４２の増幅度をそれぞれ示している。Further, in FIG. 2, S (ω) is the spectrum of the master station transmission signal, T (ω) is the transmission signal spectrum of the relay station, and O1 (ω) is the output of the branch # 1 at the input of the adder for diversity combining. A signal, O2 (ω) represents the output signal of the branch # 2 at the input of the diversity combining adder, O (ω) represents the output signal of the diversity combining adder 35, and α represents the amplification degree of the amplifier 42.

【００２６】図２に示すように、本発明による中継シス
テムの構成上の特徴は、回り込みキャンセルのためのフ
ィードバックループを各ブランチ＃１，＃２，・・・ご
とに個々に配置し、さらにダイバーシティ合成のための
適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ）３４_−１，３４
_−２を、それぞれ回り込みのループとキャンセルのため
のフィードバックループで共通する部分に配置している
ことである。As shown in FIG. 2, the relay system according to the present invention is characterized in that a feedback loop for canceling loop-in is individually arranged for each branch # 1, # 2 ,. Adaptive filters (FIR filters) 34 _-1 , 34 for synthesis
_That is, _-2 is arranged in a portion common to the loop for wraparound and the feedback loop for cancellation.

【００２７】このような回路構成を用いることの利点は
次のとおりである。The advantages of using such a circuit configuration are as follows.

【００２８】《第１の利点》ダイバーシティ合成のため
の適応フィルタ３４_−１，３４_−２の特性を変更して
も、回り込みのキャンセル状態を乱すことがない、すな
わち、回り込みのキャンセル条件に適応フィルタ３４
_−１，３４_−２の特性が関係しないことになる。<< First Advantage >> Even if the characteristics of the adaptive filters 34 _-1 , 34 _-2 for diversity combination are changed, the wraparound cancel state is not disturbed, that is, the wraparound cancel condition is adapted. 34
The characteristics of ₋₁ and 34 ₋₂ are irrelevant.

【００２９】《第２の利点》装置の遅延量を小さくでき
ることにある。回り込み波の受信電力が親局波の受信電
力より大きい場合には、回り込みキャンセル装置の出力
においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇し、こ
の上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、回り込
み波のキャンセル動作が破綻してしまう。<Second advantage> It is possible to reduce the delay amount of the device. When the received power of the sneak wave is higher than the received power of the master station wave, the noise level outside the OFDM signal band increases at the output of the sneak-cancellation device, and the increased noise causes loop oscillation, and the operation of canceling the sneak wave. Will collapse.

【００３０】このような不具合を解消するために、すな
わち負の回り込みＤＵ比（Desiredto Undesired Rati
o）の状態で安定な回り込みのキャンセルを実現するた
めに、本願発明者は、回り込みのループとキャンセルの
ためのフィードバックループの共通する部分に中継局の
系で最も通過帯域幅の狭いＢＰＦ（band-pass filter）
を配置する提案をした（特願２０００−２１９２７７号
参照）。In order to eliminate such a problem, namely, a negative wraparound DU ratio (Desired to Undesired Rati)
In order to realize a stable wraparound cancellation in the state of o), the inventor of the present application has found that the common part of the wraparound loop and the feedback loop for cancellation has a BPF (band having the smallest pass bandwidth in the relay station system). -pass filter)
Has been proposed (see Japanese Patent Application No. 2000-219277).

【００３１】図２に示すような構成では、ダイバーシテ
ィ合成のための適応フィルタ３４_{− １}，３４_−２に狭帯
域ＢＰＦ特性を兼ね備えさせることが可能であり、新た
に遅延量の大きい狭帯域ＢＰＦを追加する必要がないた
め、装置の遅延量の増加を防ぐことができるのである。[0031] In the configuration shown in FIG. 2, the adaptive filter 34 for diversity combining - it is possible to combine _1, 34 narrow-band BPF characteristics _-2, large narrowband BPF newly delay Since there is no need to add it, it is possible to prevent an increase in the delay amount of the device.

【００３２】《第３の利点》ダイバーシティ合成用の適
応フィルタ３４の特性と、回り込みキャンセル用の適応
フィルタ３６の特性とを作成する基準となる信号の観測
点の数がブランチ数分で済むという点である。例えば、
単にダイバーシティ受信装置と回り込みキャンセル装置
とを縦続接続した場合では、親局からの信号に含まれる
マルチパスによる遅延波と回り込み波との分離ができた
場合においても回り込みキャンセル装置の前後に信号観
測点が必要となり、信号処理も複雑になる。図２に示す
ような構成では、信号の観測点が減らせるとともに、観
測した信号からダイバーシティ合成用の適応フィルタ３
４の特性と回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６の
特性とを作成する信号処理も簡便化することができる。<Third advantage> The number of signal observation points serving as a reference for creating the characteristics of the diversity combining adaptive filter 34 and the characteristics of the wraparound canceling adaptive filter 36 can be as small as the number of branches. Is. For example,
In the case where the diversity receiver and the detour canceling device are simply connected in cascade, even if the delayed wave and the detour wave can be separated by the multipath included in the signal from the master station, the signal observation points before and after the detour canceling device Is required, and signal processing becomes complicated. In the configuration as shown in FIG. 2, the number of signal observation points is reduced, and the adaptive filter 3 for diversity combining from the observed signals is used.
It is also possible to simplify the signal processing for creating the characteristic of No. 4 and the characteristic of the adaptive filter 36 for wraparound cancel.

【００３３】＜本発明の動作原理＞以下に数式を使って
本発明の動作原理について説明する。<Operation Principle of the Present Invention> The operation principle of the present invention will be described below using mathematical expressions.

【００３４】ダイバーシティ合成用加算部１１３の入力
信号であるブランチ＃１の出力信号Ｏ１（ω）とブラン
チ＃２の出力信号Ｏ２（ω）は（１）式および（２）式
で表される。The output signal O1 (ω) of the branch # 1 and the output signal O2 (ω) of the branch # 2, which are the input signals of the diversity combining adder 113, are expressed by the equations (1) and (2).

【００３５】[0035]

【数１】 O1(ω)＝D1(ω)・{S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・T(ω)-O(ω)・L1(ω)} （１） O2(ω)＝D2(ω)・{S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・T(ω)-O(ω)・L2(ω)} （２）[Equation 1]     O1 (ω) = D1 (ω) ・ {S (ω) ・ M1 (ω) + C1 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・ L1 (ω)} (1)     O2 (ω) = D2 (ω) ・ {S (ω) ・ M2 (ω) + C2 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・ L2 (ω)} (2)

【００３６】ダイバーシティ合成用加算部の出力信号Ｏ
（ω）は（１）式と（２）式を用いて（３）式で表され
る。Output signal O of adder for diversity combining
(Ω) is expressed by equation (3) using equations (1) and (2).

【００３７】[0037]

【数２】 O(ω)＝O1(ω)+O2(ω) ＝D1(ω)・{S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・T(ω)-O(ω)・L1(ω)} +D2(ω)・{S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・T(ω)-O(ω)・L2(ω)} （３） ここで、中継局送信信号Ｔ（ω）と加算部出力信号Ｏ
（ω）は（４）式の関係にあり、（４）式を（３）式に
代入して（５）式を得る。[Equation 2] O (ω) = O1 (ω) + O2 (ω) = D1 (ω) ・ {S (ω) ・ M1 (ω) + C1 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・L1 (ω)} + D2 (ω) ・ {S (ω) ・ M2 (ω) + C2 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・ L2 (ω)} (3) where the relay station Transmit signal T (ω) and adder output signal O
(Ω) has a relationship of the equation (4), and the equation (4) is substituted into the equation (3) to obtain the equation (5).

【００３８】[0038]

【数３】 T(ω)＝α・O(ω) （４） O(ω)＝O1(ω)+O2(ω) ＝D1(ω)・{S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・α・O(ω)-O(ω)・L1(ω)} +D2(ω)・{S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・α・O(ω)-O(ω)・L2(ω)} （５） （５）式の各項を親局送信信号Ｓ（ω）と加算部出力信
号Ｏ（ω）について整理して（６）式を得る。[Formula 3] T (ω) = α ・ O (ω) (4) O (ω) ＝ O1 (ω) + O2 (ω) ＝ D1 (ω) ・ {S (ω) ・ M1 (ω) + C1 (ω) ・ α ・ O (ω) -O (ω) ・ L1 (ω)} + D2 (ω) ・ {S (ω) ・ M2 (ω) + C2 (ω) ・ α ・ O (ω)- O (ω) · L2 (ω)} (5) The respective terms of the equation (5) are rearranged for the master station transmission signal S (ω) and the adder output signal O (ω) to obtain the equation (6).

【００３９】[0039]

【数４】 O(ω)＝S(ω)・{D1(ω)・M1(ω)+D2(ω)・M2(ω)} +O(ω)・{D1(ω)・α・C1(ω)-D1(ω)・L1(ω)+D2(ω)・α・C2(ω)-D2(ω) ・L2(ω)} （６） （６）を加算部出力信号Ｏ（ω）について解くと（７）
式が得られる。[Formula 4] O (ω) = S (ω) ・ {D1 (ω) ・ M1 (ω) + D2 (ω) ・ M2 (ω)} + O (ω) ・ {D1 (ω) ・ α ・ C1 (ω) -D1 (ω) ・ L1 (ω) + D2 (ω) ・ α ・ C2 (ω) -D2 (ω) ・ L2 (ω)} (6) (6) Adder output signal O (ω ) About (7)
The formula is obtained.

【００４０】[0040]

【数５】 系全体の伝達関数をＨ（ω）とすれば、Ｈ（ω）は
（８）式で表される。[Equation 5] If the transfer function of the entire system is H (ω), H (ω) is expressed by equation (8).

【００４１】[0041]

【数６】 ここで、まずダイバーシティ受信における等価条件とし
て（９）式が成立すると仮定する。[Equation 6] Here, it is assumed that the equation (9) is satisfied as an equivalent condition in diversity reception.

【００４２】[0042]

【数７】D1(ω)・M1(ω)+D2(ω)・M2(ω)＝D(ω) （９） ここでＤ（ω）は周波数振幅特性が周波数によらず一定
で信号の遅延だけが存在する伝達関数である。[Equation 7] D1 (ω) ・ M1 (ω) + D2 (ω) ・ M2 (ω) = D (ω) (9) Here, D (ω) is a signal whose frequency amplitude characteristic is constant regardless of frequency. It is a transfer function where there is only a delay.

【００４３】さらに、ブランチ＃１およびブランチ＃２
における回り込みのキャンセル条件として（１０）式、
および（１１）式を仮定する。Further, branch # 1 and branch # 2
Equation (10) is used to cancel the wraparound in
And equation (11) is assumed.

【００４４】[0044]

【数８】 α・C1(ω)-L1(ω)＝０ (10) α・C2(ω)-L2(ω)＝０ (11) （９）式、（１０）式、（１１）式を（８）式に代入す
ると（１２）式が得られる。[Formula 8] α · C1 (ω) -L1 (ω) = 0 (10) α · C2 (ω) -L2 (ω) = 0 (11) Formula (9), Formula (10), Formula (11) Is substituted into the equation (8), the equation (12) is obtained.

【００４５】[0045]

【数９】 すなわち、（９）式に表すダイバーシティ受信における
等化条件と（１０）式、（１１）式に示す回り込みキャ
ンセル条件が満足されれば、系の伝達関数は単なる増幅
率αと遅延のみで表すことが可能で、無歪み伝送とな
る。[Equation 9] That is, if the equalization condition in the diversity reception expressed by the formula (9) and the wraparound cancellation condition expressed by the formulas (10) and (11) are satisfied, the transfer function of the system should be expressed only by the amplification factor α and the delay. It is possible to achieve transmission without distortion.

【００４６】次に適応フィルタの制御方法について説明
する。Next, a method of controlling the adaptive filter will be described.

【００４７】図２に示すように、各ブランチの回り込み
キャンセルのための減算部３３_−１，３３_−２の出力を
観測点とし、ブランチ＃１およびブランチ＃２における
観測点をそれぞれ観測点Ｐ１、観測点Ｐ２とする。観測
点Ｐ１と観測点Ｐ２における信号のスペクトルをＸ１
（ω）、Ｘ２（ω）とするとＸ１（ω）、Ｘ２（ω）は
（１３）式、（１４）式で表すことができる。[0047] As shown in FIG. 2, the subtraction unit ₃₃ -1 for wraparound cancellation of each branch, ₃₃ an output of _-2 and observation point, branch # 1 and branch # respectively observation point observation points in 2 P1, The observation point is P2. X1 is the spectrum of the signals at the observation points P1 and P2.
Assuming that (ω) and X2 (ω), X1 (ω) and X2 (ω) can be expressed by equations (13) and (14).

【００４８】[0048]

【数１０】 X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・T(ω)-O(ω)・L1(ω) (13) X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・T(ω)-O(ω)・L2(ω) (14) （１３）式、（１４）式に（４）式を代入して整理する
と（１５）式、（１６）式が得られる。[Formula 10] X1 (ω) = S (ω) ・ M1 (ω) + C1 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・ L1 (ω) (13) X2 (ω) = S (ω)・ M2 (ω) + C2 (ω) ・ T (ω) -O (ω) ・ L2 (ω) (14) Equation (4) is substituted into equations (13) and (14) to rearrange (15) ) And equation (16) are obtained.

【００４９】[0049]

【数１１】 X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+O(ω)・{α・C1(ω)-L1(ω)} (15) X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+O(ω)・{α・C2(ω)-L2(ω)} (16) ここで、ブランチ＃１のキャンセル残差信号のスペクト
ルをＥ１（ω）、ブランチ＃２のキャンセル残差信号の
スペクトルをＥ２（ω）とするとＥ１（ω）、Ｅ２
（ω）は（１７）式、（１８）式で表される。[Expression 11] X1 (ω) = S (ω) ・ M1 (ω) + O (ω) ・ {α ・ C1 (ω) -L1 (ω)} (15) X2 (ω) = S (ω) ・M2 (ω) + O (ω) ・ {α ・ C2 (ω) -L2 (ω)} (16) Here, the spectrum of the cancellation residual signal of branch # 1 is E1 (ω), the cancellation of branch # 2 is If the spectrum of the residual signal is E2 (ω), E1 (ω), E2
(Ω) is expressed by equations (17) and (18).

【００５０】[0050]

【数１２】 E1(ω)＝α・C1(ω)-L1(ω) (17) E2(ω)＝α・C2(ω)-L2(ω) (18) （１７）式、（１８）式を（１５）式（１６）式に代入
すると（１９）式、（２０）式が得られる。[Equation 12] E1 (ω) = α ・ C1 (ω) -L1 (ω) (17) E2 (ω) = α ・ C2 (ω) -L2 (ω) (18) Equation (17), (18) By substituting the expressions into the expressions (15) and (16), the expressions (19) and (20) are obtained.

【００５１】[0051]

【数１３】 X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+O(ω)・E1(ω) (19) X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+O(ω)・E2(ω) (20) ここでＯ（ω）はＸ１（ω）、Ｘ２（ω）、Ｄ１
（ω）、Ｄ２（ω）を用いて（２１）式で表すことがで
きる。[Equation 13] X1 (ω) = S (ω) ・ M1 (ω) + O (ω) ・ E1 (ω) (19) X2 (ω) = S (ω) ・ M2 (ω) + O (ω) E2 (ω) (20) where O (ω) is X1 (ω), X2 (ω), D1
It can be expressed by equation (21) using (ω) and D2 (ω).

【００５２】[0052]

【数１４】 O(ω)＝X1(ω)・D1(ω)+X2(ω)・D2(ω) (21) （２１）式を（１９）式、（２０）式に代入し、Ｅ１
（ω）、Ｅ２（ω）について解くと（２２）式、（２
３）式が得られる。[Equation 14] O (ω) = X1 (ω) ・ D1 (ω) + X2 (ω) ・ D2 (ω) (21) Substituting the equations (21) into the equations (19) and (20), E1
Solving for (ω) and E2 (ω), equation (22), (2
Equation 3) is obtained.

【００５３】[0053]

【数１５】 さらに、（２４）式、（２５）式に示すように観測点Ｐ
１における信号のスペクトルＸ１（ω）を親局送信信号
Ｓ（ω）で除算した結果をＨ１（ω）、観測点Ｐ２にお
ける信号のスペクトルＸ２（ω）を親局送信信号Ｓ
（ω）で除算した結果をＨ２（ω）とする。[Equation 15] Further, as shown in the equations (24) and (25), the observation point P
H1 (ω) is the result of dividing the signal spectrum X1 (ω) at 1 by the master station transmission signal S (ω), and the spectrum X2 (ω) of the signal at the observation point P2 is the master station transmission signal S.
The result of division by (ω) is H2 (ω).

【００５４】[0054]

【数１６】 ここで、Ｈ１（ω）およびＨ２（ω）は、それぞれ観測
点Ｐ１および観測点Ｐ２で観測した各ブランチにおける
伝搬路の伝達関数に相当しており、観測点Ｐ１および観
測点Ｐ２で取得したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間を
ＦＦＴ（高速フーリエ変換）してＸ１（ω）およびＸ２
（ω）を示すキャリアデータを求め、さらに親局波送信
信号のスペクトルＳ（ω）のうち既知のキャリアデータ
で除算することなどで求められる。各ブランチにおける
伝搬路の伝達関数の算出法については、本発明者らの発
明に係る学会発表論文「地上デジタル放送ＳＦＮにおけ
る放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像
情報メディア学会誌vol.54,No.11,pp.1568-1575（200
0）などを参照されたい。[Equation 16] Here, H1 (ω) and H2 (ω) correspond to the transfer function of the propagation path in each branch observed at the observation point P1 and the observation point P2, respectively, and the OFDM obtained at the observation point P1 and the observation point P2 are obtained. The effective symbol period of the signal is FFT (Fast Fourier Transform) and X1 (ω) and X2
It is obtained by obtaining carrier data indicating (ω) and further dividing it by known carrier data in the spectrum S (ω) of the master station transmission signal. Regarding the method of calculating the transfer function of the propagation path in each branch, a paper presented by the present inventors entitled "Basic Study of Broadcast Wave Relay Loop Canceler in Terrestrial Digital Broadcasting SFN", Vol.54 , No.11, pp.1568-1575 (200
0) etc.

【００５５】また、（２４）式、（２５）式を（２２）
式、（２３）式に代入して整理すると（２６）式、（２
７）式が得られる。Further, the expressions (24) and (25) are replaced by the expressions (22)
Substituting into equation (23) and rearranging equation (26), (2
Equation (7) is obtained.

【００５６】[0056]

【数１７】 ここで、伝達関数Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）は装置自身が
設定するため既知であるから、受信アンテナ１１と親局
間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ１（ω），Ｍ２（ω）
が求められればブランチ＃１とブランチ＃２の回り込み
キャンセル用の適応フィルタ３４_−１，３４_−２の伝達
関数Ｌ１（ω），Ｌ２（ω）の補正量であるキャンセル
残差信号のスペクトルＥ１（ω），Ｅ２（ω）を算出す
ることが可能であり、Ｅ１（ω）、Ｅ２（ω）を逆フー
リエ変換（ＩＦＦＴ）することで、回り込みキャンセル
用の適応フィルタ３６_−１，３６_−２のフィルタ係数補
正量を求めることができる。[Equation 17] Here, since the transfer functions D1 (ω) and D2 (ω) are set by the device itself and are known, the transfer functions M1 (ω) and M2 (ω) indicating the propagation path characteristics between the receiving antenna 11 and the master station.
As long required branch # 1 and branch # 2 wraparound adaptive filter ₃₄ -1 for cancellation, _{34 -2} transfer function L1 (omega), L2 spectrum of cancellation residual signal is a correction amount of (omega) E1 ( ω) and E2 (ω) can be calculated. By performing inverse Fourier transform (IFFT) on E1 (ω) and E2 (ω), the adaptive filters 36 _-1 , 36 _-2 for wraparound cancellation can be calculated. A filter coefficient correction amount can be obtained.

【００５７】次に、受信アンテナ１１と親局間の伝搬路
特性を示す伝達関数Ｍ１（ω），Ｍ２（ω）を算出する
手段について説明する。Next, a means for calculating the transfer functions M1 (ω) and M2 (ω) showing the propagation path characteristics between the receiving antenna 11 and the master station will be described.

【００５８】まず、（１９）式、（２０）式に（２１）
式を代入すると（２８）式、（２９）式を得る。First, (21) is added to the equations (19) and (20).
By substituting the expressions, the expressions (28) and (29) are obtained.

【００５９】[0059]

【数１８】 X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+X1(ω)・D1(ω)・E1(ω)+X2(ω)・D2(ω)・E1(ω) (28) X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+X1(ω)・D1(ω)・E2(ω)+X2(ω)・D2(ω)・E2(ω) (29) （２８）式、（２９）式をＸ１（ω）、Ｘ２（ω）につ
いて整理すると（３０）式、（３１）式が得られる。[Equation 18] X1 (ω) = S (ω) ・ M1 (ω) + X1 (ω) ・ D1 (ω) ・ E1 (ω) + X2 (ω) ・ D2 (ω) ・ E1 (ω) (28 ) X2 (ω) = S (ω) ・ M2 (ω) + X1 (ω) ・ D1 (ω) ・ E2 (ω) + X2 (ω) ・ D2 (ω) ・ E2 (ω) (29) (28) ) And equation (29) are rearranged for X1 (ω) and X2 (ω), the equations (30) and (31) are obtained.

【００６０】[0060]

【数１９】 X1(ω)・{1-D1(ω)・E1(ω)}-X2(ω)・D2(ω)・E1(ω)=S(ω)・M1(ω) (30) X2(ω)・{1-D2(ω)・E2(ω)}-X1(ω)・D1(ω)・E2(ω)=S(ω)・M2(ω) (31) （３０）式、（３１）式は（３２）式に示すようにＸ１
（ω）、Ｘ２（ω）についての連立一次方程式となって
いる。[Formula 19] X1 (ω) ・ {1-D1 (ω) ・ E1 (ω)}-X2 (ω) ・ D2 (ω) ・ E1 (ω) = S (ω) ・ M1 (ω) (30) X2 (ω) ・ {1-D2 (ω) ・ E2 (ω)}-X1 (ω) ・ D1 (ω) ・ E2 (ω) = S (ω) ・ M2 (ω) (31) (30) , (31) is expressed by X1 as shown in (32).
It is a simultaneous linear equation for (ω) and X2 (ω).

【００６１】[0061]

【数２０】 ここで（３２）式を解くと（３３）式、（３４）式が得
られる。[Equation 20] By solving the equation (32), the equations (33) and (34) are obtained.

【００６２】[0062]

【数２１】 （３３）式、（３４）式を、さらに整理すると（３５）
式、（３６）式が得られる。[Equation 21] By further rearranging equations (33) and (34), (35)
Expression (36) is obtained.

【００６３】[0063]

【数２２】 さらに、（２４）式、（２５）式に（３５）式、（３
６）式を代入すると（３７）、（３８）式が得られる。[Equation 22] Furthermore, in equations (24) and (25), equation (35) and (3
By substituting equation (6), equations (37) and (38) are obtained.

【００６４】[0064]

【数２３】 さらに（３７）式、（３８）式は（３９）式（４０）式
のように書き換えられる。[Equation 23] Further, equations (37) and (38) can be rewritten as equations (39) and (40).

【００６５】[0065]

【数２４】 ここでＡ（ω）とＢ（ω）は、それぞれ（４１）式、
（４２）式で表される。[Equation 24] Here, A (ω) and B (ω) are equation (41),
It is expressed by equation (42).

【００６６】[0066]

【数２５】 A(ω)＝D1(ω)・E1(ω)+D2(ω)・E2(ω) (41) B(ω)＝M1(ω)・E2(ω)-M2(ω)・E1(ω) (42) 次に、（３９）式、（４０）式をＡ（ω）のべき乗級数
に展開すると（４３）式、（４４）式が得られる。[Equation 25] A (ω) = D1 (ω) ・ E1 (ω) + D2 (ω) ・ E2 (ω) (41) B (ω) = M1 (ω) ・ E2 (ω) -M2 (ω) E1 (ω) (42) Next, by expanding the equations (39) and (40) into the power series of A (ω), the equations (43) and (44) are obtained.

【００６７】[0067]

【数２６】 H1(ω)＝M1(ω)・{1+A(ω)+A²(ω)+....} -D2(ω)・B(ω)・{1+A(ω)+A²(ω)+....} ＝M1(ω)+A(ω)・M1(ω)+A²(ω)・M1(ω)+.... -D2(ω)・B(ω)-A(ω)・D2(ω)・B(ω)-A²(ω)・D2(ω)・B(ω)-.... (43) H2(ω)＝M2(ω)・{1+A(ω)+A²(ω)+....} +D1(ω)・B(ω)・{1+A(ω)+A²(ω)+....} ＝M2(ω)+A(ω)・M2(ω)+A²(ω)・M2(ω)+.... +D1(ω)・B(ω)+A(ω)・D1(ω)・B(ω)+A²(ω)・D1(ω)・B(ω)+.... (44) ここで、（４３）式について考察する。中継局の親局受
信に使用される受信アンテナ１１は、一般的に高利得で
あると同時に鋭い指向性を有しているため、親局受信に
含まれるレベルの大きい遅延波（マルチパス）の遅延時
間は比較的短いのが普通である。言い換えれば、伝達関
数Ｍ１（ω）から求めた遅延プロファイル上の応答は遅
延時間の短い領域に集まっている。次に、ダイバーシテ
ィ合成のための適応フィルタ３４の特性Ｄ１（ω）およ
びＤ２（ω）は、ダイバーシティ合成のための特性を生
成すると同時に、先にも述べたように中継局系で最も狭
帯域のＢＰＦの特性も合せて実現するため、伝達関数Ｍ
１（ω）およびＭ２（ω）に含まれる遅延波の遅延時間
に比べ、比較的大きな遅延時間を有する。また、Ａ
（ω）は、Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）の項で成り立ってい
るため、その遅延時間は、Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）と同
等もしくはそれ以上となる。H1 (ω) = M1 (ω) ・ {1 + A (ω) + A ² (ω) + ....} -D2 (ω) ・ B (ω) ・ {1 + A (ω ) + A ² (ω) + ....} = M1 (ω) + A (ω) ・ M1 (ω) + A ² (ω) ・ M1 (ω) + .... -D2 (ω) ・B (ω) -A (ω) ・ D2 (ω) ・ B (ω) -A ² (ω) ・ D2 (ω) ・ B (ω) -.... (43) H2 (ω) ＝ M2 ( ω) ・ {1 + A (ω) + A ² (ω) + ....} + D1 (ω) ・ B (ω) ・ {1 + A (ω) + A ² (ω) + ... .} ＝ M2 (ω) + A (ω) ・ M2 (ω) + A ² (ω) ・ M2 (ω) + .... + D1 (ω) ・ B (ω) + A (ω) ・ D1 (ω) · B (ω) + A ² (ω) · D1 (ω) · B (ω) + .... (44) Here, the equation (43) is considered. The receiving antenna 11 used for reception of the master station of the relay station generally has a high gain and at the same time has a sharp directivity, so that a delayed wave (multipath) having a large level included in the reception of the master station is generated. The delay time is usually relatively short. In other words, the responses on the delay profile obtained from the transfer function M1 (ω) are concentrated in the region where the delay time is short. Next, the characteristics D1 (ω) and D2 (ω) of the adaptive filter 34 for diversity combining generate the characteristics for diversity combining, and at the same time, as described above, the narrowest band of the relay station system. Since the characteristics of the BPF are also realized, the transfer function M
It has a relatively large delay time as compared with the delay times of the delayed waves included in 1 (ω) and M2 (ω). Also, A
Since (ω) consists of the terms D1 (ω) and D2 (ω), the delay time is equal to or longer than D1 (ω) and D2 (ω).

【００６８】したがって（４３）式の第１項以外は、す
べてＤ１（ω）、Ｄ２（ω）以上の遅延時間を有するこ
とになり、Ｈ１（ω）の遅延プロファイル上において遅
延時間の短い成分のみを取り出すことで、Ｍ１（ω）を
分離取得することができる。この処理は周波数軸上では
ＬＰＦ（low-pass filter）処理で実現できる。Ｍ２
（ω）についても、Ｈ２（ω）に同様の処理を施すこと
で分離抽出することが可能である。この際、親局波に含
まれる遅延波の遅延時間と装置の遅延時間の両方を考慮
して、ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４
_−１，３４_−２の遅延時間を最適に選ぶことが重要であ
る。Therefore, except for the first term of the equation (43), all have delay times of D1 (ω) and D2 (ω) or more, and only the component having a short delay time on the delay profile of H1 (ω). By taking out, M1 (ω) can be separated and acquired. This process can be realized by an LPF (low-pass filter) process on the frequency axis. M2
Also for (ω), it is possible to separate and extract by performing the same processing on H2 (ω). At this time, the adaptive filter 34 for diversity combination is considered in consideration of both the delay time of the delay wave included in the master station wave and the delay time of the device.
_-1, it is important to select ₃₄ delay _-2 optimally.

【００６９】＜周波数特性Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）につ
いて＞ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４
_−１の周波数特性Ｄ１（ω）と適応フィルタ３４_−２の
周波数特性Ｄ２（ω）は、観測点Ｐ１および観測点Ｐ２
で観測した信号の周波数特性から抽出した伝搬路特性Ｍ
１（ω）、Ｍ２（ω）を用いて、求めることができる。
これは、本発明者らの発明に係る特許出願の明細書（特
願２０００−３５３２４５号「ＯＦＤＭデジタル信号中
継装置」）や学会発表技術報告「スペースダイバシティ
を用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」，映像
情報メディア学会技術報告Vol.25,No.31,pp.7-12,BCS20
01-11（Mar.2001）に記述されているアルゴリズムに基
いて決定すればよい。<Regarding Frequency Characteristics D1 (ω) and D2 (ω)> The adaptive filter 34 for diversity combining
The frequency characteristic D1 (ω) of _{−1 and} the frequency characteristic D2 (ω) of the adaptive filter 34 ₋₂ are the observation point P1 and the observation point P2.
Channel characteristics M extracted from the frequency characteristics of the signal observed in
It can be obtained by using 1 (ω) and M2 (ω).
This is because of the specification of the patent application (Japanese Patent Application No. 2000-353245 “OFDM digital signal relay device”) relating to the invention of the present inventors and the technical report “A broadcast wave relay of terrestrial digital broadcasting using space diversity”. Study ", Technical Report of The Institute of Image Information and Television Engineers Vol.25, No.31, pp.7-12, BCS20
It may be determined based on the algorithm described in 01-11 (Mar.2001).

【００７０】なお、実際のＤ１（ω）およびＤ２（ω）
は、Ｍ１（ω）およびＭ２（ω）を使用し特願２０００
−３５３２４５号に記述されているアルゴリズムに基い
て算出した特性に狭帯域ＢＰＦの特性を合成すること
で、親局信号の受信電力よりも回り込みの受信電力が大
きい場合でも安定的な回り込みキャンセル動作が可能と
なる。Actual D1 (ω) and D2 (ω)
Uses M1 (ω) and M2 (ω) for a patent application 2000
By combining the characteristics of the narrow band BPF with the characteristics calculated based on the algorithm described in -353245, a stable detouring cancel operation can be performed even when the detouring reception power is larger than the reception power of the master station signal. It will be possible.

【００７１】＜周波数特性Ｌ１（ω）、Ｌ２（ω）につ
いて＞また、回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６
_−１の周波数特性Ｌ１（ω）および適応フィルタ３６
_−２の周波数特性Ｌ２（ω）は、Ｄ１（ω）とＤ２
（ω）とＭ１（ω）とＭ２（ω）を算出した後に、（２
６）式と（２７）式を用いて各ブランチにおけるキャン
セル残差信号のスペクトルＥ１（ω）およびＥ２（ω）
を求め、本発明者らの発明に係る特許出願の明細書（特
開２００1−９４５２８号「回り込みキャンセラ」）に
記述されているアルゴリズムに基いて決定すればよい。<Regarding Frequency Characteristics L1 (ω) and L2 (ω)> Further, the adaptive filter 36 for canceling wraparound is used.
₋₁ frequency characteristic L1 (ω) and adaptive filter 36
_-2 frequency characteristics L2 (ω) are D1 (ω) and D2
After calculating (ω), M1 (ω), and M2 (ω),
Using the equations (6) and (27), the cancellation residual signal spectra E1 (ω) and E2 (ω) in each branch
Can be determined based on the algorithm described in the specification of the patent application relating to the invention of the present inventors (Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2001-94528, "Circulation Canceller").

【００７２】さらに、観測点Ｐ１または観測点Ｐ２で観
測した信号が著しく劣化している場合に、観測信号が著
しく劣化しているブランチの出力を停止することで、中
継装置としてより安定的に動作させることが可能とな
る。例えば、観測した信号が著しく劣化していることを
判定する方法として、本発明者らの発明に係る特許出願
の明細書（特開２００１−１６０７９４号「回り込みキ
ャンセラ」）に記述されているアルゴリズムに基いて回
り込みのキャンセル残差による信号の劣化を検知し、一
定の閾値を超える場合に、そのブランチのダイバーシテ
ィ合成のための適応フィルタ３４および回り込みキャン
セル用の適応フィルタ３６の出力を停止し、その後ダイ
バーシティ合成のための適応フィルタ３４および回り込
みキャンセル用の適応フィルタ３６の特性を再度作成す
ることで実現できる。Further, when the signal observed at the observation point P1 or the observation point P2 is remarkably deteriorated, the output of the branch whose observation signal is remarkably deteriorated is stopped so that the relay device operates more stably. It becomes possible. For example, as a method for determining that the observed signal is significantly deteriorated, the algorithm described in the specification of the patent application relating to the inventors of the present invention (Japanese Unexamined Patent Publication No. 2001-160794 "Circular Canceller") is used. Based on this, signal deterioration due to the wraparound cancellation residual is detected, and when a certain threshold is exceeded, the outputs of the adaptive filter 34 for diversity combining and the wraparound canceling adaptive filter 36 are stopped, and then the diversity is output. This can be realized by recreating the characteristics of the adaptive filter 34 for synthesis and the adaptive filter 36 for wraparound cancellation.

【００７３】特開２００１−１６０７９４号のアルゴリ
ズムを簡単に記述すると、このアルゴリズムでは、ルー
プ発振が検出されると、適応フィルタの出力を停止する
とともに、中継装置の出力を減力または停止させるよう
に制御する。この制御においては、受信変換部２１を構
成するＡＧＣ回路の制御情報および／または送信変換部
４１を構成するＡＧＣ回路の制御情報から、それらＡＧ
Ｃ回路がその利得を各々に規定された閾値よりも小さく
しようと制御していることが判明された場合には、中継
装置がループ発振していると判定する。あるいは、入力
された回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅
の最大値を回り込み観測信号の周波数振幅特性における
振幅の最小値で除算した値が第１の閾値を超えたとき中
継装置がループ発振していると判定する。さらに、入力
された回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅
の最大値を回り込み観測信号の周波数振幅特性における
振幅の最小値で除算した値が第２の閾値を超えたとき中
継装置がループ発振し得る危険性があると判定し、中継
装置の出力を減力させて、ループ発振を未然に防止して
いる。The algorithm of Japanese Patent Laid-Open No. 2001-160794 is briefly described. In this algorithm, when loop oscillation is detected, the output of the adaptive filter is stopped and the output of the relay device is reduced or stopped. Control. In this control, from the control information of the AGC circuit forming the reception conversion unit 21 and / or the control information of the AGC circuit forming the transmission conversion unit 41, the AG
When it is determined that the C circuits control the gains to be smaller than the threshold values specified for each, it is determined that the relay device is in the loop oscillation. Alternatively, when the value obtained by dividing the maximum value of the amplitude in the frequency-amplitude characteristic of the input sneak-in observation signal by the minimum value of the amplitude in the frequency-amplitude characteristic of the sneak-in observation signal exceeds the first threshold value, the relay device causes loop oscillation. Determine that Further, when the value obtained by dividing the maximum value of the amplitude in the frequency-amplitude characteristic of the input sneak-in observation signal by the minimum value of the amplitude in the frequency-amplitude characteristic of the sneak-in observation signal exceeds the second threshold value, the relay device may cause a loop oscillation. It is judged that there is a risk and the output of the relay device is reduced to prevent loop oscillation.

【００７４】以上、図２はダイバーシティ受信用の受信
系統を２式用いたブランチ数２の構成における本発明の
動作原理図を示す図であるが、当然ブランチ数Ｌの受信
系統を用いた場合においても本発明は有効で、その変形
は容易であり、ここでの説明は省略する。As described above, FIG. 2 is a diagram showing the principle of operation of the present invention in a configuration with two branches using two reception systems for diversity reception. Of course, when a reception system with a branch number L is used. However, the present invention is effective, and its modification is easy, and the description thereof is omitted here.

【００７５】また、ここで説明したダイバーシティのブ
ランチ構成法に関しては、空間ダイバーシティ、偏波ダ
イバーシティ、角度ダイバーシティなど何れのブランチ
構成法においても実現可能である。Further, the branch configuration method of diversity described here can be realized by any branch configuration method such as space diversity, polarization diversity, and angle diversity.

【００７６】[0076]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｓ
ＦＮにおいて放送波中継を行う中継局で、複数の受信系
統を用いてダイバーシティ受信を行う中継局において
も、送信アンテナから各受信系統への電波の回り込みを
除去すると共に、各受信系統からの信号をダイバーシテ
ィ合成して中継局から再送信することが可能な回り込み
キャンセル装置及び中継装置を提供することができる。As described above, according to the present invention, S
In a relay station that performs broadcast wave relay in an FN, even in a relay station that performs diversity reception using multiple reception systems, the sneak of radio waves from the transmission antenna to each reception system is removed, and the signal from each reception system is removed. It is possible to provide a detour canceling device and a relay device capable of performing diversity combining and retransmitting from a relay station.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキ
ャンセル装置及び中継装置の実施形態を示すブロック図
である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a wrap-around cancel device for diversity reception and a relay device according to the present invention.

【図２】本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキ
ャンセル装置及び中継システムの動作原理をブランチ数
２の受信系統を用いた場合を例にブロック図にて示して
いる。FIG. 2 is a block diagram showing an operation principle of a divergence canceling device for diversity reception and a relay system according to the present invention, using a case where a reception system with two branches is used as an example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，１１_−１，１１_−２，・・・，１１_−Ｌ ダイバー
シティアンテナ ２ 受信装置 ３ ダイバーシティ合成・回り込みキャンセル装置 ４ 送信装置 ５ 送信アンテナ ２１_−１，２１_−２，・・・，２１_−Ｌ 受信変換部 ３１_−１，３１_−２，・・・，３１_−Ｌ ダウンコンバ
ータ ３２_−１，３２_−２，・・・，３２_−Ｌ 直交復調部 ３３_−１，３３_−２，・・・，３３_−Ｌ 減算部 ３４_−１，３４_−２，・・・，３４_−Ｌ ダイバーシ
ティ合成用の適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ） ３５ 加算部 ３６_−１，３６_−２，・・・，３６_−Ｌ 回り込みキ
ャンセル用の適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ） ３７ 直交変調部 ３８ アップコンバータ ４１ 送信変換部 ４２ 増幅部 _{1,11 -1, 11 -2, ···,} 11 -L diversity antenna 2 receiving apparatus 3 diversity combining, coupling loop cancellation device 4 transmitting apparatus 5 transmit antennas _{21 -1, 21 -2, ···,} 21 -L reception converter unit _{31 -1,} 31 -2, ..., _{31 -L} downconverter _{32 -1,} 32 -2, ..., _{32 -L} quadrature demodulator _{33 -1, 33} -2, ..., 33 _-L subtraction unit _{34 -1, 34 -2, ···,} 34 -L adaptive filter (FIR filter) for diversity combining 35 adder unit _{36 -1, 36 -2, ···,} 36 -L feedback canceller Adaptive filter (FIR filter) 37 Quadrature modulator 38 Up-converter 41 Transmission converter 42 Amplifier

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 濱住 啓之 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (72)発明者 中原 俊二 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD11 DD21 DD31 5K059 AA08 BB01 CC01 DD35 EE01 5K072 AA04 BB02 BB14 BB25 BB27 CC02 CC11 CC31 EE33 GG01 GG12 GG13 GG14    ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    (72) Inventor Hiroyuki Hamazumi             1-10-11 Kinuta, Setagaya-ku, Tokyo, Japan             Sending Association Broadcasting Technology Research Institute (72) Inventor Shunji Nakahara             1-10-11 Kinuta, Setagaya-ku, Tokyo, Japan             Sending Association Broadcasting Technology Research Institute F term (reference) 5K022 DD01 DD11 DD21 DD31                 5K059 AA08 BB01 CC01 DD35 EE01                 5K072 AA04 BB02 BB14 BB25 BB27                       CC02 CC11 CC31 EE33 GG01                       GG12 GG13 GG14

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 周波数及び変調内容が同一の信号を受信
するブランチ数が２以上の受信系統の各ブランチからの
出力が被減算端子にそれぞれ実質的に入力されるよう構
成され、減算端子には回り込みの複製信号がそれぞれ入
力されるよう構成された受信系統のブランチ数と同数の
回り込みキャンセル用の減算部と、 該減算部の各出力が入力されており、ダイバーシティ合
成のためのフィルタ係数が与えられる受信系統のブラン
チ数と同数のダイバーシティ合成用の適応フィルタ部
と、 該ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の各出力が入
力されており、その出力が実質的に中継局の送信信号と
して出力されているダイバーシティ合成のための加算部
と、 該加算部の出力が入力されており、回り込み複製信号を
生成するためのフィルタ係数が与えられ、その出力が前
記各減算部の減算端子に入力された受信系統のブランチ
数と同数の回り込みキャンセル用の適応フィルタ部と、 を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信用回り込
みキャンセル装置。1. An output from each branch of a reception system having two or more branches for receiving a signal having the same frequency and the same modulation content is substantially input to a subtracted terminal, and the subtracted terminal has The same number of sneak-cancellation subtracting sections as the number of branches of the reception system configured to input the sneak-replicated signals and each output of the subtraction section are input, and a filter coefficient for diversity combining is given. The number of branches of the receiving system is equal to the number of adaptive filter units for diversity combining, and the outputs of the adaptive filter units for diversity combining are input, and the outputs are substantially output as the transmission signals of the relay station. The addition unit for diversity combining and the output of the addition unit are input, and the filter coefficient for generating the wraparound duplicated signal is A wraparound cancel device for diversity reception, comprising: an adaptive filter unit for wraparound cancellation, the output of which is the same as the number of branches of the receiving system input to the subtraction terminals of the subtraction units. 【請求項２】 請求項１記載のダイバーシティ受信用回
り込みキャンセル装置において、 前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部は、中継シ
ステムのＯＦＤＭ信号が通過する系において最も狭帯域
となる帯域通過フィルタ特性をも兼ね備えたフィルタ係
数を与えるよう構成したことを特徴とするダイバーシテ
ィ受信用回り込みキャンセル装置。2. The diversity reception wrap-around cancel device according to claim 1, wherein the diversity combining adaptive filter unit also has a band-pass filter characteristic that is the narrowest band in a system through which an OFDM signal of a relay system passes. A wrap-around cancel device for diversity reception, characterized in that it is configured to provide an improved filter coefficient. 【請求項３】 請求項１または２記載のダイバーシティ
受信用回り込みキャンセル装置において、 前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部による遅延
を含む既知の中継システムの遅延時間を利用して、該遅
延時間以上となる回り込みと、該遅延時間以下であって
ダイバー合成によって等化する親局からの信号に含まれ
る遅延波とを分離して検出することを特徴とするダイバ
ーシティ受信用回り込みキャンセル装置。3. The diversity reception wraparound canceling device according to claim 1, wherein the delay time is equal to or longer than the delay time by using a known relay system delay time including a delay by the adaptive filter unit for diversity combination. A wraparound canceling device for diversity reception, characterized in that sneak-through and a delayed wave that is equal to or less than the delay time and is included in a signal from a master station that is equalized by diver combining are detected separately. 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の
ダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置におい
て、信号の観測点を前記減算部の出力の位置に設定する
ことで、前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の
特性と、前記回り込みキャンセル用の適応フィルタ部の
特性とを合わせて検出して作成することを特徴とするダ
イバーシティ受信用回り込みキャンセル装置。4. The diversity reception wraparound canceling device according to claim 1, wherein an observation point of a signal is set at a position of an output of the subtraction unit to adapt the diversity combination. A diverting cancel device for diversity reception, which is created by detecting the characteristics of a filter section and the characteristics of the adaptive filter section for canceling wraparound together. 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の
ダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置におい
て、 各ブランチにおいて観測した信号が著しく劣化している
と判定された場合に、そのブランチから前記加算部への
出力を停止するように構成したことを特徴とするダイバ
ーシティ受信用回り込みキャンセル装置。5. The diversity reception wrap-around canceling device according to claim 1, wherein when it is determined that a signal observed in each branch is significantly deteriorated, the addition is performed from the branch. A diverting cancel device for diversity reception, characterized in that it is configured to stop the output to the section. 【請求項６】 請求項１乃至５のいずれか１項に記載の
ダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置を備えた
ことを特徴とする中継システム。6. A relay system comprising the divergence canceling device for diversity reception according to claim 1. Description: