JP4891893B2

JP4891893B2 - Wraparound canceller

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Publication number: JP4891893B2
Application number: JP2007337159A
Authority: JP
Inventors: 知明竹内; 浩一郎今村; 啓之濱住; 一彦澁谷
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2007-12-27
Filing date: 2007-12-27
Publication date: 2012-03-07
Anticipated expiration: 2027-12-27
Also published as: JP2009159455A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送、デジタル伝送における中継局及び中継装置に関し、特に、ＳＦＮ（ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ）における放送波中継局の送受アンテナ間での電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラに関する。 The present invention relates to a relay station and a relay apparatus for digital broadcasting and digital transmission using OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), and in particular, between transmitting and receiving antennas of a broadcast wave relay station in SFN (Single Frequency Network). The present invention relates to a sneak canceller for removing the sneaking of radio waves.

いわゆる回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、受信信号に含まれる、送受アンテナ間結合により生じる回り込み波成分をキャンセルし、上位局信号のみを再送信するための装置である。 A so-called sneak canceller cancels a sneak wave component caused by coupling between transmitting and receiving antennas included in the received signal in the SFN broadcast wave relay station that performs retransmission at the same frequency as the frequency of the received signal, and retransmits only the upper station signal. It is a device for doing.

このような回り込み波成分は、送信アンテナから放射された電波の一部が回り込み伝搬路を通った後、上位局波を受信する受信アンテナで受信されて生じるものであり、回り込みキャンセラの内部で、回り込み伝搬路と同じ伝送特性の回路を実現すれば、回り込み波のレプリカ信号を生成することができる。 Such a sneak wave component is generated when a part of the radio wave radiated from the transmission antenna passes through the sneak path and is received by the receiving antenna that receives the upper local wave. Inside the sneak canceller, If a circuit having the same transmission characteristics as the sneak path is realized, a sneak wave replica signal can be generated.

従って、回り込みキャンセラは、受信信号から装置内部で生成した回り込み波のレプリカ信号を減算することにより回り込みをキャンセルし、上位局信号のみを取り出すことを可能にする。 Therefore, the sneak canceller cancels the sneak by subtracting the sneak wave replica signal generated inside the apparatus from the received signal, and makes it possible to extract only the upper station signal.

回り込み伝搬路と同じ伝送特性を実現しているのが適応フィルタ部であり、適応フィルタ部のフィルタ係数は回り込み伝搬路の遅延プロファイルに基づいて生成される。 The adaptive filter unit realizes the same transmission characteristics as the wraparound propagation path, and the filter coefficient of the adaptive filter section is generated based on the delay profile of the wraparound propagation path.

様々な態様の回り込みキャンセラが先行技術として開示されている（例えば、特許文献１〜５参照）。 Various wraparound cancellers have been disclosed as prior art (see, for example, Patent Documents 1 to 5).

特開平１１−３５５１６０号公報JP-A-11-355160 特開２０００−３４１２３８号公報JP 2000-341238 A 特開２０００−３４９７３４号公報JP 2000-349734 A 特開２００１−０９４５２８号公報JP 2001-094528 A 特開２０００−２９５１９５号公報JP 2000-295195 A

上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性があるような中継局において、ＦＦＦ（Ｆｅｅｄ‐ＦｏｒｗａｒｄＦｉｌｔｅｒ）を持たない回り込みキャンセラを用いてＳＦＮ放送波中継を行う場合、回り込みキャンセラによって等化できない成分はそのまま再送信される。 In a relay station that has group delay characteristics at the band edge of the upper-level received signal, when performing SFN broadcast wave relay using a wraparound canceller without FFF (Feed-Forward Filter), components that cannot be equalized by the wraparound canceller Is retransmitted as is.

ＦＦＦを持つ場合でも、等化残差が大きければ同様である。このとき、回り込み成分には上位局の周波数特性及びマルチパス等化残差、更には帯域端の群遅延特性が乗じられることになる。 Even when the FFF is provided, the same is true if the equalization residual is large. At this time, the wraparound component is multiplied by the frequency characteristic of the upper station, the multipath equalization residual, and further the group delay characteristic at the band edge.

従って、回り込みキャンセラの制御アルゴリズムによると、実際の回り込み伝搬路に対して等化残差を乗じた周波数特性をＦＢＦ（Ｆｅｅｄ−ＢａｃｋＦｉｌｔｅｒ）によって実現することになる。 Therefore, according to the control algorithm of the wraparound canceller, a frequency characteristic obtained by multiplying an actual wraparound propagation path by an equalization residual is realized by an FBF (Feed-Back Filter).

典型的なＦＢＦ構成の回り込みキャンセラを図２に示す。図２に示す回り込みキャンセラは、回り込み伝搬路推定部１００、周波数変換部１１１、Ａ／Ｄ変換部１１２、直交復調部１１３、減算部１１４、適応フィルタ部１１５、直交変調部１１６、Ｄ／Ａ変換部１１７及び周波数変換部１１８を備える。 A wraparound canceller with a typical FBF configuration is shown in FIG. 2 includes a sneak path estimation unit 100, a frequency conversion unit 111, an A / D conversion unit 112, an orthogonal demodulation unit 113, a subtraction unit 114, an adaptive filter unit 115, an orthogonal modulation unit 116, and a D / A conversion. Unit 117 and frequency converter 118.

周波数変換部１１１は、ＲＦ帯の受信信号をＩＦ帯の信号に変換し、Ａ／Ｄ変換部１１２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１１２は、再生クロックで当該ＩＦ帯の信号をデジタルに変換し、デジタルＩＦ信号を生成する。直交復調部１１３は、デジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。減算部１１４は、等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１１５によって供給される回り込み波のレプリカ信号を減算した信号を生成する。この回り込み波成分がキャンセルされた等価ベースバンド信号は、直交変調を施す直交変調部１１６、デジタル／アナログ変換を施すＤ／Ａ変換部１１７及び周波数変換を施す周波数変換部１１８を介して、ＲＦ帯の送信信号に変換され、外部へ出力される。 The frequency converter 111 converts the RF band received signal into an IF band signal and outputs the signal to the A / D converter 112. The A / D converter 112 converts the IF band signal into a digital signal using the reproduction clock to generate a digital IF signal. The quadrature demodulating unit 113 performs quadrature demodulation on the digital IF signal to generate an equivalent baseband signal. The subtracting unit 114 generates a signal obtained by subtracting the sneak wave replica signal supplied from the adaptive filter unit 115 from the equivalent baseband signal. The equivalent baseband signal from which the sneak wave component is canceled is passed through the RF band through the quadrature modulation unit 116 that performs quadrature modulation, the D / A conversion unit 117 that performs digital / analog conversion, and the frequency conversion unit 118 that performs frequency conversion. To be transmitted to the outside.

ここで、回り込み波のレプリカ信号は、適応フィルタ１１５によって生成される。適応フィルタ１１５のフィルタ係数は回り込み伝搬路推定部１００によって生成される。回り込み伝搬路推定部１００は、有効シンボル抽出部１１９、ＦＦＴ部１２０、伝送路応答算出部１２１、正規化部１２３、上位局波抽出部１２４、キャンセル残差算出部１２６、ＩＦＦＴ部１２７、乗算部１２８、加算部１２９及び遅延部１３０を有する。 Here, the replica signal of the sneak wave is generated by the adaptive filter 115. The filter coefficient of the adaptive filter 115 is generated by the sneak path estimation unit 100. The wraparound channel estimation unit 100 includes an effective symbol extraction unit 119, an FFT unit 120, a transmission channel response calculation unit 121, a normalization unit 123, a higher-order local wave extraction unit 124, a cancellation residual calculation unit 126, an IFFT unit 127, and a multiplication unit. 128, an adder 129, and a delay unit 130.

有効シンボル抽出部１１９は、減算部１１４から出力された等価ベースバンド信号から、所定のシンボルタイミングで有効シンボル期間の信号を抽出する。ＦＦＴ部１２０は、時間領域の当該有効シンボル期間の信号にフーリエ変換（ＦＦＴ）を施し、周波数領域信号であるキャリアシンボルに変換する。伝送路応答算出部１２１は、キャリアシンボルから、後述する所定の演算により伝送路応答（減算部１１４で一旦回り込みがキャンセルされている信号の伝送路応答である。）のデータを算出する。 The effective symbol extraction unit 119 extracts a signal of an effective symbol period from the equivalent baseband signal output from the subtraction unit 114 at a predetermined symbol timing. The FFT unit 120 performs Fourier transform (FFT) on the signal in the effective symbol period in the time domain, and converts the signal into a carrier symbol that is a frequency domain signal. The transmission line response calculation unit 121 calculates data of a transmission line response (a transmission line response of a signal whose wraparound has been canceled once by the subtraction unit 114) from a carrier symbol by a predetermined calculation described later.

正規化部１２３は、算出された伝送路応答の信号を上位局波抽出部１２４によって抽出された上位局波成分で除算して、当該伝送路応答の信号を正規化する。キャンセル残差算出部１２６は、正規化された伝送路応答の信号から、実際の回り込み伝搬路特性と適応フィルタ部１１５で適用していた伝搬路特性との差分であるキャンセル残差を算出する。 The normalizing unit 123 normalizes the signal of the transmission path response by dividing the calculated transmission path response signal by the higher-order local wave component extracted by the higher-order local wave extraction unit 124. The cancellation residual calculation unit 126 calculates a cancellation residual that is a difference between the actual sneak path characteristic and the propagation path characteristic applied by the adaptive filter unit 115 from the normalized transmission path response signal.

このキャンセル残差は、ＩＦＦＴ部１２７によって逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）が施こされ、乗算部１２８によって予め定められた定数が乗算され、インパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）となる信号が生成される。加算部１２９は、ＩＦＦＴ部１２７を介して供給される回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分に、遅延部１３０から供給される単位係数更新時間前のフィルタ係数を加算したフィルタ係数を生成する。 The cancellation residual is subjected to inverse Fourier transform (IFFT) by the IFFT unit 127 and multiplied by a predetermined constant by the multiplication unit 128, and the change in the impulse response signal (that is, update of the wraparound cancellation residual). Min) is generated. The adder 129 generates a filter coefficient obtained by adding the filter coefficient before the unit coefficient update time supplied from the delay unit 130 to the change in the impulse response signal of the sneak path supplied via the IFFT unit 127. .

適応フィルタ１１５は、加算部１２９によって生成したフィルタ係数を用いて、減算部１１４から供給される等価ベースバンド信号にフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成する。このように、図２に示す典型的な回り込みキャンセラは、適応フィルタの残差をキャンセルするようにフィードバックループが構成されている。 The adaptive filter 115 filters the equivalent baseband signal supplied from the subtractor 114 using the filter coefficient generated by the adder 129 to generate a sneak wave replica signal. As described above, in the typical wraparound canceller shown in FIG. 2, the feedback loop is configured to cancel the residual of the adaptive filter.

しかしながら、上述の典型的なＦＢＦ構成の回り込みキャンセラは、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性が生じた場合に、回り込み伝搬路とＦＢＦの周波数特性に不一致が生じ、動作が不安定になるという問題があった。
However, wraparound canceller typical FBF configuration described above, when the group delay characteristic is generated in the band end of the upper station wave reception signal, mismatch you experience any frequency characteristic times interrupt channel and FBF, operation There was a problem of becoming unstable.

本発明は、かかる問題を解決するために為されたものであり、その目的は上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを提供することにある。 The present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a wraparound canceller that operates stably even when there is a group delay characteristic at the band edge of the higher-level received signal. .

本発明の回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする回り込みキャンセラであって、前記適応フィルタのフィルタ係数を制御する回り込み伝搬路推定部を備え、前記回り込み伝搬路推定部は、回り込みキャンセル後の信号に対してフーリエ変換を施して、周波数領域のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部が出力するキャリアシンボルから伝送路応答の信号を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答の信号を複数のサブバンドに帯域分割する帯域分割部と、前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を算出し、サブバンドごとに異なる周波数特性を有する上位局波成分として出力する帯域分割数分の上位局波抽出部と、前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号を、前記上位局波抽出部から出力される上位局波成分で除算して正規化する、前記上位局波抽出部と一対に構成される帯域分割数分の正規化部と、前記帯域分割数分の正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する帯域合成部と、前記帯域合成部の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力するキャンセル残差算出部と、前記キャンセル残差算出部から出力されるキャンセル残差に対して逆フーリエ変換を施し、時間領域のキャンセル残差として出力するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域のキャンセル残差に対して、予め決められた定数を乗算する乗算部と、前記乗算部から出力される時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分に対して、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数を加算して新たなフィルタ係数を生成する加算部と、前記加算部の出力するフィルタ係数を当該単位係数更新時間、保持する遅延部とを有することを特徴とする。
A sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that cancels a sneak wave component by synthesizing an input OFDM signal and a sneak path replica generated by an adaptive filter in reverse phase, and the filter coefficient of the adaptive filter is calculated. A sneak path estimator for controlling, and the sneak path estimator performs a Fourier transform on the signal after the sneak cancel and outputs a carrier symbol in the frequency domain, and the FFT unit outputs A transmission line response calculation unit for calculating a transmission line response signal from carrier symbols, a band division unit for dividing the transmission line response signal into a plurality of subbands, and a subband output from the band division unit. calculates an average value of the signal of the channel response, the upper having different frequency characteristics for each sub-band Higher-order local wave components output from the higher-order local wave extraction unit, and higher-order local wave extraction units for the number of band divisions to be output as wave components, and transmission path response signals for each subband output from the band division unit Normalization for the number of band divisions configured as a pair with the higher-order local wave extraction unit, and the normalized transmission path response output by the normalization unit for the number of band divisions A band synthesizing unit that synthesizes a band of signals, a cancellation residual calculating unit that calculates and outputs a cancellation residual in a wraparound frequency domain from a signal of a normalized transmission path response output from the band synthesizing unit, and An IFFT unit that performs inverse Fourier transform on the cancellation residual output from the cancellation residual calculation unit and outputs it as a time domain cancellation residual, and a time domain cancellation residual output by the IFFT unit A multiplier that multiplies a predetermined constant, and a new filter obtained by adding the coefficient of the adaptive filter before the unit coefficient update time to the update of the time domain wraparound cancellation residual output from the multiplier An addition unit that generates a coefficient, and a delay unit that holds the filter coefficient output from the addition unit for the unit coefficient update time.

また、本発明の回り込みキャンセラにおいて、前記帯域分割部は、伝送路応答の信号を分割する際に、サブバンドを構成するサブキャリア数が非固定パターンとなるように、前記伝送路応答の信号の帯域幅を複数のサブバンドに分割することを特徴とする。 In the wraparound canceller of the present invention, the band dividing unit may divide the transmission line response signal so that the number of subcarriers constituting the subband becomes a non-fixed pattern when dividing the transmission line response signal. The bandwidth is divided into a plurality of subbands.

本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路特性を正規化する際に、複数のサブバンドごとに上位局波成分を抽出し、除算を行うことにより、計算量を増やすことなく、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを実現することができる。 According to the present invention, when normalizing the transmission path characteristics of the signal after the wraparound cancellation, the upper local wave component is extracted for each of the plurality of subbands, and division is performed, thereby increasing the calculation amount without increasing the calculation amount. A wraparound canceller that operates stably even when there is a group delay characteristic at the band edge of the local wave reception signal can be realized.

まず、本発明による実施例の回り込みキャンセラを説明する前に、前述した図２に示す典型的な回り込みキャンセラをデジタル放送の放送波に適用した場合について説明する。この典型的な回り込みキャンセラを説明した上で、本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成及び効果の相違点を後述することで、本発明による効果がより一層明らかになる。 First, before explaining the wraparound canceller according to the embodiment of the present invention, a case where the above-described typical wraparound canceller shown in FIG. 2 is applied to a broadcast wave of digital broadcasting will be described. After describing this typical sneak canceller, differences in configuration and effect of the sneak canceller of the embodiment according to the present invention will be described later, so that the effect of the present invention becomes clearer.

このため、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおいて、所定のパイロット信号を用いた伝送路応答の信号から、キャンセル残差を求め、キャンセル残差のインパルス応答の信号を求めるまでの手法について説明する。まず、伝送路応答算出部１２１における伝送路応答の信号の算出手法について説明する。 Therefore, in the typical sneak canceller shown in FIG. 2, a method for obtaining a cancellation residual from a transmission path response signal using a predetermined pilot signal and obtaining a cancellation residual impulse response signal will be described. . First, a method of calculating a transmission path response signal in the transmission path response calculation unit 121 will be described.

（伝送路応答算出部１２１における伝送路応答の信号の算出）
地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ‐Ｔ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ‐ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式又はＤＶＢ‐Ｔ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ‐ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式においては、図３に示すように、特定のシンボルにおける特定のサブキャリアがパイロット信号に割り当てられており、スキャッタードパイロット（ＳＰ：ＳｃａｔｔｅｒｅｄＰｉｌｏｔ）と呼ばれている。 (Calculation of transmission path response signal in transmission path response calculation section 121)
In the ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) system or DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestral) system, which is a broadcasting system of terrestrial digital television broadcasting, as shown in FIG. A subcarrier is assigned to a pilot signal and is called a scattered pilot (SP).

図３において、ＳＰを黒丸で、データシンボルなどその他のキャリアシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅と位相が予め決められているため、受信側でも同じ信号を生成することができる。 In FIG. 3, SP is indicated by a black circle, and other carrier symbols such as data symbols are indicated by white circles. Since the amplitude and phase of the SP are determined in advance, the same signal can be generated on the receiving side.

ＳＰ信号を用いた伝送路応答の信号を算出する第１の構成を図４に示す。ＳＰ信号に割り当てられているサブキャリアは、シンボル番号をｉ、サブキャリア番号をｋとすると、式（１）を満足する。 FIG. 4 shows a first configuration for calculating a transmission path response signal using the SP signal. The subcarriers assigned to the SP signal satisfy Equation (1), where i is the symbol number and k is the subcarrier number.

ただし、ｍｏｄは、剰余を示す。以下、式（１）を満足するｉ、ｋを、それぞれｉ_ｐ、ｋ_ｐとする。 However, mod indicates a remainder. Hereinafter, i and k satisfying the expression (1) are assumed to be i _p and k _p , respectively.

ＳＰ信号抽出部４１で抽出されるＳＰをＹ_iｐ,_kｐ、ＳＰ信号生成部４２で生成される基準となる基準ＳＰ信号をＸ_iｐ,_kｐとすると、第１の除算部４３によって出力される、シンボル番号ｉ_ｐ且つサブキャリア番号ｋ_ｐにおける伝送路応答の信号Ｆ_iｐ,_kｐは、式（２）で表される。 If the SP extracted by the SP signal extraction unit 41 is Y _ip , _kp , and the reference SP signal that is the reference generated by the SP signal generation unit 42 is X _ip , _kp , it is output by the first division unit 43. Transmission path response signals F _ip and _{kp at} symbol number i _p and subcarrier number k _p are expressed by equation (2).

尚、補間部４４は、ＳＰ以外の各キャリアの周波数における周波数応答の信号を、伝送路応答の信号Ｆ_iｐ,_kｐを用いて内挿補間して出力する。ここでは、伝送路応答の信号を算出するための基準信号として、ＩＳＤＢ‐Ｔ方式で採用されているＳＰを用いるものとして説明するが、振幅と位相が既知であり、且つ受信側で生成可能なシンボルであれば、同様に伝送路応答の信号算出のための基準信号として利用することができる。例えば、図５に示すようなチャネル等化部４０を構成しても伝送路応答の信号を求めることができる。 The interpolating unit 44 interpolates and outputs the frequency response signal at the frequency of each carrier other than SP using the transmission path response signals F _ip and _kp . Here, a description will be given on the assumption that the SP employed in the ISDB-T method is used as a reference signal for calculating a transmission path response signal, but the amplitude and phase are known and can be generated on the receiving side. If it is a symbol, it can be similarly used as a reference signal for calculating a signal of a transmission line response. For example, a channel response signal can be obtained even if a channel equalization unit 40 as shown in FIG. 5 is configured.

図５に示す伝送路応答の信号を算出する第２の構成において、第２の除算部４５は、ＦＦＴ部１２０の出力のうち、ＳＰ以外のキャリアシンボル（以下、データシンボル）Ｙ_ｋを、補間部４４から出力される伝送路応答の信号Ｆ_ｋで除算することにより、チャネル等化を行う。チャネル等化後のデータシンボルをＺ_ｋと表すと、Ｚ_ｋは、式（３）のように表される。ここでは、シンボル番号ｉを省略して説明している。 In the second configuration for calculating the channel response signal shown in FIG. 5, the second divider 45 interpolates carrier symbols (hereinafter referred to as data symbols) Y _k other than SP among the outputs of the FFT unit 120. Channel equalization is performed by dividing by the channel response signal F _k output from the unit 44. When the data symbol after the channel equalization expressed as Z _k, Z _k is expressed by the equation (3). Here, the symbol number i is omitted.

ここで、Ｄ_ｋは、サブキャリア番号ｋのサブキャリアの周波数における送信シンボルであり、Ｎ_ｋは、雑音を示す。式（３）から分かるようにＺ_ｋは、式（３）の第２項により信号点Ｄ_ｋを中心に分散する。 Here, D _k is a transmission symbol at the frequency of the subcarrier of subcarrier number k, and N _k indicates noise. As can be seen from Equation (3), Z _k is distributed around the signal point D _k by the second term of Equation (3).

次に、判定部４６は、式（４）に示すように、第２の除算部４５によるチャネル等化後のキャリアシンボルから信号空間上におけるユークリッド距離の最も小さい既知の送信シンボルを、送信シンボルの推定値として出力する。 Next, as shown in Expression (4), the determination unit 46 calculates a known transmission symbol having the smallest Euclidean distance in the signal space from the carrier symbol after channel equalization by the second division unit 45 as the transmission symbol. Output as an estimated value.

送信シンボルの推定値をＺ_ｋ’とすると、式（４）のように表される。 If the estimated value of the transmission symbol is Z _k ′, it is expressed as in equation (4).

ここで、ｄｅｃ（ｙ）は、しきい値判定の関数であり、信号空間においてｙに最も近い送信信号を返す関数である。 Here, dec (y) is a function of threshold determination, and is a function that returns a transmission signal closest to y in the signal space.

次に、第３の除算部４７は、キャリアシンボルＹ_ｋから、判定部４６の出力を基準信号として用いて、式（５）の演算により伝送路応答の信号を算出する。 Next, the third division unit 47 calculates a transmission path response signal from the carrier symbol Y _k using the output of the determination unit 46 as a reference signal by the calculation of Expression (5).

即ち、式（４）において判定誤りがないと仮定すると、Ｚ_ｋ’＝Ｄ_ｋとなる。従って、送信シンボルの推定値Ｚ_ｋ’を、第１の構成におけるＳＰと同様に基準信号として用い、式（５）のように、伝送路応答の信号を求めることができる。 That is, assuming that there is no determination error in Equation (4), Z _k ′ = D _k . Therefore, using the estimated value Z _k ′ of the transmission symbol as a reference signal in the same manner as the SP in the first configuration, a transmission path response signal can be obtained as shown in Equation (5).

次に、正規化部１２３における上位局波による正規化手法について説明する。 Next, a normalization method using higher-order local waves in the normalization unit 123 will be described.

（正規化部１２３における上位局波による正規化）
式（２）又は式（５）によって求められる伝送路応答の信号には、振幅成分のあいまいさや周波数オフセット成分が含まれている。従って、マルチパス等化及び回り込みキャンセル後の出力信号から求める周波数特性から、実際の回り込み伝搬路の特性と適応フィルタによって実現している周波数特性との差を分離する必要がある。このために、伝送路応答の信号Ｆ_ｋを上位局波成分Ｓで除算する。 (Normalization by upper local wave in normalization unit 123)
The transmission path response signal obtained by Expression (2) or Expression (5) includes ambiguity of amplitude components and frequency offset components. Therefore, it is necessary to separate the difference between the actual sneak propagation path characteristic and the frequency characteristic realized by the adaptive filter from the frequency characteristic obtained from the output signal after multipath equalization and sneak cancellation. For this purpose, the channel response signal F _k is divided by the higher-order local wave component S.

即ち、まず、上位局波抽出部１２４は、伝送路応答の信号Ｆ_ｋから、式（６）に基づいて上位局波成分Ｓを抽出する。次に、正規化部１２３は、式（７）に従って、伝送路応答の信号Ｆ_ｋを抽出されたＳで除算することにより正規化する。尚、Ｋは、予め定められたキャンセル残差を算出する際の伝送路応答の信号Ｆ_ｋのデータの総数である。 That is, first, the higher-order local wave extraction unit 124 extracts the higher-order local wave component S from the transmission path response signal F _k based on Expression (6). Next, the normalizing unit 123 normalizes the transmission path response signal F _k by dividing it by the extracted S according to Expression (7). Here, K is the total number of data of the transmission path response signal F _k when calculating a predetermined cancellation residual.

以下、簡単のため、式（８）〜（１１）に係る説明においては、正規化した伝送路応答の信号Ｆ_ｋ’を単に伝送路応答の信号Ｆ_ｋとして説明する。 Hereinafter, for the sake of simplicity, in the description related to the equations (8) to (11), the normalized transmission path response signal F _k ′ will be simply referred to as the transmission path response signal F _k .

次に、キャンセル残差算出部１２６における回り込みキャンル残差の算出手法を説明する。 Next, a calculation method of the wraparound canal residual in the cancellation residual calculation unit 126 will be described.

（キャンセル残差算出部１２６における回り込みキャンセル残差の算出）
図６は、包括的な回り込みキャンセル演算のモデルを示す図である。ここで、Ｘ_ｋは、サブキャリア番号ｋのサブキャリアの周波数における上位局における送信信号を示す。Ｙ_ｋは、回り込みキャンセル後の再送信信号を示す。Ｃ_ｋは、回り込み伝搬路の実際の伝搬路特性を示す。マルチパス伝搬路（Ｈ_ｋ）５１は、上位局から中継局までのマルチパス伝搬路を示す。加算器５２は、伝搬路を通過した上位局信号と回り込み伝搬路５６を通過した再送信信号、即ち回り込み波が合成される処理を示す。回り込みキャンセラ内の減算器５３は、加算器５２を介した受信信号から、適応フィルタＦＢＦ（Ｗ_ｋ）５５の出力信号を減算する処理を示す。ＦＦＦ（Ｇ_ｋ）５４は、減算器５３の出力信号にフィルタ処理を行うことを示し、再送信信号Ｙ_ｋを出力する。 (Calculation of wraparound cancellation residual in cancellation residual calculation unit 126)
FIG. 6 is a diagram illustrating a comprehensive wraparound cancel calculation model. Here, X _k indicates a transmission signal in the upper station at the frequency of the subcarrier of subcarrier number k. Y _k indicates a retransmission signal after the wraparound cancellation. C _k indicates the actual propagation path characteristic of the wraparound propagation path. A multipath propagation path (H _k ) 51 indicates a multipath propagation path from the upper station to the relay station. The adder 52 represents a process in which the upper station signal that has passed through the propagation path and the retransmission signal that has passed through the sneak path 56, that is, a sneak wave, are combined. A subtractor 53 in the wraparound canceller indicates a process of subtracting the output signal of the adaptive filter FBF (W _k ) 55 from the signal received via the adder 52. FFF (G _k ) 54 indicates that the output signal from the subtractor 53 is to be filtered, and outputs a retransmission signal Y _k .

即ち、包括的な回り込みキャンセル演算のモデルは、式（８）のように表すことができる。 That is, a comprehensive model of the wraparound cancellation calculation can be expressed as shown in Expression (8).

一方、回り込みキャンセル後の再送信信号の伝送路応答の信号Ｆ_ｋは、式（９）のように表すことができる。 On the other hand, the signal F _k of the channel response of the retransmission signal after echo cancellation can be expressed by the equation (9).

従って、実際の回り込み伝搬路特性Ｃ_ｋと適応フィルタ１１５で適用している伝搬路特性Ｗ_ｋとの差分であるキャンセル残差Ｅ_ｋは、式（１０）のように求めることができる。 Therefore, the cancellation residual E _{k that} is the difference between the actual sneak path characteristic C _k and the propagation path characteristic W _k applied by the adaptive filter 115 can be obtained as in Expression (10).

また、式（１１）に示すように、キャンセル残差Ｅ_ｋを、ＩＦＦＴ部１２７の逆フーリエ変換処理（ＩＦＦＴ）により時間領域に変換することにより、回り込みキャンセル残差のインパルス応答の信号ｅ（ｎ）を求めることができる。 Further, as shown in the equation (11), the cancellation residual E _k is converted into the time domain by the inverse Fourier transform process (IFFT) of the IFFT unit 127, whereby the impulse response signal e (n) of the wraparound cancellation residual is obtained. ).

このようにして、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおいて、伝送路応答の信号から、キャンセル残差を求め、キャンセル残差のインパルス応答の信号を求めることになる。しかしながら、上述の説明から分かるように、上位局からの受信信号の帯域全体に対してキャンセル残差を求めることになり、上位局からの受信信号の帯域端において群遅延特性があると動作が不安定になりうる。そのため、本発明による一実施例の回り込みキャンセラでは、群遅延特性がある場合においても安定に動作するように後述する更なる構成要素を備えている。 In this manner, in the typical wraparound canceller shown in FIG. 2, a cancellation residual is obtained from a transmission path response signal, and a cancellation residual impulse response signal is obtained. However, as can be seen from the above description, the cancellation residual is obtained for the entire band of the received signal from the higher station, and operation is not possible if there is a group delay characteristic at the band edge of the received signal from the higher station. Can be stable. For this reason, the wraparound canceller according to an embodiment of the present invention includes additional components to be described later so as to operate stably even when there is a group delay characteristic.

以下、図１を参照して、本発明による実施例の回り込みキャンセラを説明する。 Hereinafter, a wraparound canceller according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

図１は、本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。本発明による実施例の回り込みキャンセラは、入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする装置であり、回り込み伝搬路推定部１０、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ変換部１２、直交復調部１３、減算部１４、適応フィルタ部１５、直交変調部１６、Ｄ／Ａ変換部１７及び周波数変換部１８を備える。 FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a wraparound canceller according to an embodiment of the present invention. The sneak canceller according to the embodiment of the present invention is a device that cancels a sneak wave component by synthesizing an input OFDM signal and a sneak path replica generated by an adaptive filter in reverse phase. , A frequency conversion unit 11, an A / D conversion unit 12, an orthogonal demodulation unit 13, a subtraction unit 14, an adaptive filter unit 15, an orthogonal modulation unit 16, a D / A conversion unit 17, and a frequency conversion unit 18.

回り込み伝搬路推定部１０は、有効シンボル抽出部１９、ＦＦＴ部２０、伝送路応答算出部２１、帯域分割部２２、正規化部２３−ｎ、上位局波抽出部２４−ｎ、帯域合成部２５、キャンセル残差算出部２６、ＩＦＦＴ部２７、乗算部２８、加算部２９及び遅延部３０を有する。尚、正規化部２３−ｎ及び上位局波抽出部２４−ｎにおいて、ｎは２以上の自然数であり、一対の正規化部及び上位局波抽出部を複数構成させていることを意味する。尚、伝送路応答算出部２１、正規化部２３−ｎ、上位局波抽出部２４−ｎ、キャンセル残差算出部２６、ＩＦＦＴ部２７、乗算部２８、加算部２９及び遅延部３０は、前述の伝送路応答算出部１２１、正規化部１２３、上位局波抽出部１２４、キャンセル残差算出部１２６、ＩＦＦＴ部１２７、乗算部１２８、加算部１２９及び遅延部１３０と同様の機能を有する。 The wraparound channel estimation unit 10 includes an effective symbol extraction unit 19, an FFT unit 20, a transmission path response calculation unit 21, a band division unit 22, a normalization unit 23 -n, a higher-order local wave extraction unit 24 -n, and a band synthesis unit 25. A cancellation residual calculation unit 26, an IFFT unit 27, a multiplication unit 28, an addition unit 29, and a delay unit 30. In the normalization unit 23-n and the higher-order local wave extraction unit 24-n, n is a natural number of 2 or more, which means that a plurality of pairs of normalization units and higher-order local wave extraction units are configured. The transmission line response calculation unit 21, the normalization unit 23-n, the higher-order local wave extraction unit 24-n, the cancellation residual calculation unit 26, the IFFT unit 27, the multiplication unit 28, the addition unit 29, and the delay unit 30 are described above. The transmission path response calculation unit 121, the normalization unit 123, the higher-order local wave extraction unit 124, the cancellation residual calculation unit 126, the IFFT unit 127, the multiplication unit 128, the addition unit 129, and the delay unit 130 have the same functions.

本発明による実施例の回り込みキャンセラは、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと比較して、回り込み伝搬路推定部１０の構成が相違する。 The sneak canceller of the embodiment according to the present invention is different from the typical sneak canceller shown in FIG.

周波数変換部１１は、ＲＦ帯の受信信号をＩＦ帯の信号に変換し、Ａ／Ｄ変換部１１２に出力する。 The frequency converter 11 converts the RF band received signal into an IF band signal and outputs the signal to the A / D converter 112.

Ａ／Ｄ変換部１２は、再生クロックで当該ＩＦ帯の信号をデジタルに変換し、デジタルＩＦ信号を生成する。 The A / D converter 12 converts the IF band signal into a digital signal using the reproduction clock to generate a digital IF signal.

直交復調部１３は、デジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を生成する。 The orthogonal demodulator 13 performs orthogonal demodulation on the digital IF signal to generate an equivalent baseband signal.

減算部１４は、等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１５によって供給される回り込み波のレプリカ信号を減算した信号を生成する。 The subtracting unit 14 generates a signal obtained by subtracting a sneak wave replica signal supplied from the adaptive filter unit 15 from the equivalent baseband signal.

適応フィルタ部１５は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を用いて、減算部１４から供給される等価ベースバンド信号にフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成して出力する。 The adaptive filter unit 15 performs a filtering process on the equivalent baseband signal supplied from the subtracting unit 14 using the filter coefficient supplied from the adding unit 29, and generates and outputs a sneak wave replica signal.

直交変調部１６は、入力された等価ベースバンド信号に対して直交変調を施し、デジタルＩＦ信号として出力する。 The quadrature modulation unit 16 performs quadrature modulation on the input equivalent baseband signal and outputs it as a digital IF signal.

Ｄ／Ａ変換部１７は、直交変調部１６から供給されるデジタルＩＦ信号をアナログ信号に変換して、ＩＦ信号として出力する。 The D / A converter 17 converts the digital IF signal supplied from the quadrature modulator 16 into an analog signal and outputs the analog signal.

周波数変換部１８は、Ｄ／Ａ変換部１７から供給されるＲＦ帯の信号に変換して出力する。 The frequency converter 18 converts the RF band signal supplied from the D / A converter 17 and outputs the signal.

有効シンボル抽出部１９は、減算部１４から出力された等価ベースバンド信号から、所定のシンボルタイミングで有効シンボル期間の信号を抽出して出力する。 The effective symbol extraction unit 19 extracts and outputs a signal of an effective symbol period at a predetermined symbol timing from the equivalent baseband signal output from the subtraction unit 14.

ＦＦＴ部２０は、減算部１４から供給される、回り込みキャンセル後の有効シンボル期間の信号に対してフーリエ変換（ＦＦＴ）を施して、周波数領域のキャリアシンボルに変換する。 The FFT unit 20 performs Fourier transform (FFT) on the signal in the effective symbol period after the wraparound cancellation supplied from the subtracting unit 14 to convert the signal into frequency domain carrier symbols.

伝送路応答算出部２１は、ＦＦＴ部２０が出力するキャリアシンボルから上述した第１又は第２の構成（図３又は図４）により、伝送路応答の信号を算出する。 The transmission line response calculation unit 21 calculates a transmission line response signal from the carrier symbol output from the FFT unit 20 by the above-described first or second configuration (FIG. 3 or FIG. 4).

帯域分割部２２は、伝送路応答算出部２１から供給される伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割する。 The band dividing unit 22 divides the transmission path response signal supplied from the transmission path response calculation unit 21 into a plurality of subbands.

正規化部２３−ｎは、帯域分割部２２の出力するサブバンドごとの伝送路応答の信号を、上位局波抽出部２４−ｎの出力する上位局波成分で除算する。従って、回り込み伝搬路推定部１０は、帯域分割数分（ｎ個）の正規化部を備える。 The normalizing unit 23-n divides the transmission path response signal for each subband output from the band dividing unit 22 by the higher-order local wave component output from the higher-order local wave extracting unit 24-n. Therefore, the sneak path estimation unit 10 includes normalization units corresponding to the number of band divisions (n).

上位局波抽出部２４−ｎは、帯域分割部２２の出力するサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を求める。従って、回り込み伝搬路推定部１０は、帯域分割数分（ｎ個）の上位局波抽出部を備える。 The higher-order local wave extraction unit 24-n obtains the average value of the transmission path response signal for each subband output from the band dividing unit 22. Accordingly, the sneak path estimation unit 10 includes higher-order local wave extraction units corresponding to the number of band divisions (n).

帯域合成部２５は、帯域分割数分の当該正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する。 The band synthesizing unit 25 synthesizes the normalized transmission path response signal output from the normalization unit for the number of band divisions.

キャンセル残差算出部２６は、帯域合成部２６の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力する。 The cancellation residual calculation unit 26 calculates and outputs a cancellation residual in the wraparound frequency domain from the normalized transmission path response signal output from the band synthesis unit 26.

ＩＦＦＴ部２７は、キャンセル残差算出部２７の出力するキャンセル残差を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施し、時間領域のキャンセル残差として出力する。 The IFFT unit 27 performs an inverse Fourier transform (IFFT) on the cancellation residual output by the cancellation residual calculation unit 27 and outputs the result as a time domain cancellation residual.

乗算部２８は、ＩＦＦＴ部２７の出力する時間領域のキャンセル残差に予め決められた定数を乗算する。 The multiplier 28 multiplies the time domain cancel residual output from the IFFT unit 27 by a predetermined constant.

加算部２９は、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数に、乗算部２８の出力する時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分を加算して新たなフィルタ係数を生成する。 The adder 29 adds a time domain sneak cancel residual update output from the multiplier 28 to the adaptive filter coefficient before the unit coefficient update time to generate a new filter coefficient.

遅延部３０は、加算部２９の出力するフィルタ係数を単位係数更新時間、保持する。 The delay unit 30 holds the filter coefficient output from the addition unit 29 for the unit coefficient update time.

以下、より詳細に、本発明による実施例の回り込みキャンセラの動作を説明する。 Hereinafter, the operation of the wraparound canceller according to the embodiment of the present invention will be described in more detail.

受信信号は、周波数変換部１１においてＩＦ帯の信号に変換され出力される。周波数変換部１１から出力されたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換部１２へ入力され、図示しない同期再生部から供給されるサンプリングクロックを用いてデジタル信号へ変換され、デジタルＩＦ信号として出力される。 The received signal is converted into an IF band signal by the frequency converter 11 and output. The IF signal output from the frequency conversion unit 11 is input to the A / D conversion unit 12, converted into a digital signal using a sampling clock supplied from a synchronous reproduction unit (not shown), and output as a digital IF signal.

Ａ／Ｄ変換部１２から出力されたデジタルＩＦ信号は、直交復調部に入力され、直交復調され等価ベースバンド信号として出力される。ここで、Ａ／Ｄ変換部１２と直交復調部１３の順序を逆にしてアナログ直交復調部から出力されるＩ，Ｑの等価ベースバンド信号を、２つのＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル信号とする構成としてもよい。 The digital IF signal output from the A / D converter 12 is input to the quadrature demodulator, and quadrature demodulated and output as an equivalent baseband signal. Here, an equivalent baseband signal of I and Q output from the analog quadrature demodulator by reversing the order of the A / D converter 12 and the quadrature demodulator 13 is converted into a digital signal using two A / D converters. It is good also as a structure.

直交復調部１６から出力された等価ベースバンド信号は、減算部１４に入力される。減算部１４は、直交復調部１６から供給される等価ベースバンド信号から、適応フィルタ部１５から供給される回り込み波のレプリカ信号を減算し、出力する。 The equivalent baseband signal output from the quadrature demodulator 16 is input to the subtractor 14. The subtracting unit 14 subtracts the sneak wave replica signal supplied from the adaptive filter unit 15 from the equivalent baseband signal supplied from the quadrature demodulating unit 16 and outputs the result.

減算部１４から出力される等価ベースバンド信号は、３分配され、直交変調部１６、有効シンボル抽出部１９、及び適応フィルタ部１５へそれぞれ出力される。直交変調部１６へ入力された等価ベースバンド信号は、直交変調され、デジタルＩＦ信号として出力される。 The equivalent baseband signal output from the subtracting unit 14 is divided into three and output to the quadrature modulating unit 16, the effective symbol extracting unit 19, and the adaptive filter unit 15, respectively. The equivalent baseband signal input to the quadrature modulation unit 16 is quadrature modulated and output as a digital IF signal.

直交変調部１６から出力されたデジタルＩＦ信号は、Ｄ／Ａ変換部１７に入力され、アナログ信号に変換されて、ＩＦ信号として出力される。Ｄ／Ａ変換部１７から出力されたＩＦ信号は、周波数変換部１８に入力され、ＲＦ帯の送信信号に変換された後に外部へ出力される。 The digital IF signal output from the quadrature modulation unit 16 is input to the D / A conversion unit 17, converted into an analog signal, and output as an IF signal. The IF signal output from the D / A converter 17 is input to the frequency converter 18, converted into an RF band transmission signal, and then output to the outside.

減算部１４から出力され３分配されたもう一方の等価ベースバンド信号は、有効シンボル抽出部１９において、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうち有効シンボル期間に相当する信号が抽出され、出力される。有効シンボル抽出部１９から出力される有効シンボル期間の時間領域のＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ部２０においてフーリエ変換（ＦＦＴ）され、周波数領域信号であるキャリアシンボルに変換される。 The other equivalent baseband signal output from the subtracting unit 14 and divided into three is extracted by the effective symbol extracting unit 19 and a signal corresponding to the effective symbol period is extracted from one OFDM transmission symbol period and output. The OFDM signal in the time domain of the effective symbol period output from the effective symbol extraction unit 19 is subjected to Fourier transform (FFT) in the FFT unit 20 and converted to a carrier symbol that is a frequency domain signal.

ＦＦＴ部２０の出力するキャリアシンボルは、伝送路応答算出部２１へ入力される。伝送路応答算出部２１は、入力されたキャリアシンボルから、回り込みキャンセル後の伝送路応答の信号を算出して出力する。 The carrier symbol output from the FFT unit 20 is input to the transmission path response calculation unit 21. The transmission path response calculation unit 21 calculates and outputs a transmission path response signal after the wraparound cancellation from the input carrier symbol.

伝送路応答算出部２１の出力する伝送路応答の信号は、帯域分割部２２へ入力され、伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割して出力する。帯域分割部２２の出力する分割数分の伝送路応答の信号はそれぞれ２分配され、一方が上位局波抽出部２４−ｎへ、他方が正規化部２３−ｎへ入力される。 The transmission path response signal output from the transmission path response calculation unit 21 is input to the band division unit 22, and the transmission path response signal is divided into a plurality of subbands and output. The transmission path response signals corresponding to the number of divisions output by the band dividing unit 22 are each divided into two, one being input to the higher-order local wave extracting unit 24-n and the other being input to the normalizing unit 23-n.

分割数分の上位局波抽出部２４−ｎは、帯域分割部２２から入力される伝送路応答の信号の平均値を算出し、この平均値を上位局波成分として出力する。分割数分の正規化部２３−ｎは、帯域分割部２２から入力される伝送路応答の信号を、対応する上位局波抽出部２３−ｎから入力されるサブバンドにおける上位局波成分で除算して、伝送路応答の信号を正規化する。 The upper local wave extraction units 24-n for the number of divisions calculate the average value of the transmission path response signals input from the band division unit 22, and output the average value as the upper local wave component. The normalization units 23-n for the number of divisions divide the transmission path response signal input from the band division unit 22 by the higher-order local wave component in the subband input from the corresponding higher-order local wave extraction unit 23-n. Then, the signal of the transmission line response is normalized.

分割数分の正規化部２３−ｎの出力する正規化後の伝送路応答の信号は、帯域合成部２５へ入力される。帯域合成部２５は、分割数分の正規化部２３−ｎから入力されるサブバンドごとの正規化後の伝送路応答の信号を合成して、ＯＦＤＭ信号の全帯域の伝送路応答の信号を出力する。 The normalized transmission path response signals output from the normalization units 23-n corresponding to the number of divisions are input to the band synthesis unit 25. The band synthesizer 25 synthesizes the normalized transmission path response signals for each subband input from the normalization units 23-n corresponding to the number of divisions, and generates a transmission path response signal for the entire band of the OFDM signal. Output.

帯域合成部２５の出力する伝送路応答の信号は、キャンセル残差算出部２６へ入力される。キャンセル残差算出部２６は、前述のキャンセル残差算出部１２６の動作と同様に、入力された伝送路応答の信号から、実際の回り込み伝搬路特性と適応フィルタで実現している伝搬路特性との差分であるキャンセル残差（周波数領域信号）を算出して出力する。 The transmission path response signal output from the band synthesis unit 25 is input to the cancellation residual calculation unit 26. Similar to the operation of the cancellation residual calculation unit 126 described above, the cancellation residual calculation unit 26 determines the actual sneak path characteristic and the channel characteristic realized by the adaptive filter from the input channel response signal. The cancellation residual (frequency domain signal) that is the difference between the two is calculated and output.

キャンセル残差算出部２６の出力するキャンセル残差は、ＩＦＦＴ部２７に入力される。ＩＦＦＴ部２７は、入力される回り込みのキャンセル残差の伝送路応答の信号に対して逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施し、回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）に変換して出力する。 The cancellation residual output from the cancellation residual calculation unit 26 is input to the IFFT unit 27. The IFFT unit 27 performs an inverse Fourier transform (IFFT) on the input signal of the wraparound cancellation residual transmission path response, and changes the impulse response signal of the wraparound propagation path (that is, the wraparound cancellation residual Update) and output.

ＩＦＦＴ部２７が出力する回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分は、乗算部２８に供給され、予め決められた定数が乗算され、加算部２９に供給される。加算部２９は、乗算部２８を介してＩＦＦＴ部２７から出力される回り込み伝搬路のインパルス応答の信号の変化分（即ち、回り込みキャンセル残差の更新分）を、遅延部３０から供給される単位係数更新時間前のフィルタ係数に加算して、新たなフィルタ係数として出力する。 A change in the impulse response signal of the sneak path output from the IFFT unit 27 is supplied to the multiplication unit 28, multiplied by a predetermined constant, and supplied to the addition unit 29. The adder 29 is a unit supplied from the delay unit 30 for the change in the impulse response signal of the sneak path output from the IFFT unit 27 via the multiplier 28 (that is, the update of the sneak cancellation residual). It adds to the filter coefficient before coefficient update time, and outputs it as a new filter coefficient.

加算部２９の出力するフィルタ係数は２分配され、一方は適応フィルタ部１５へ、他方は遅延部３０に供給される。適応フィルタ部１５は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を用いて、減算部１４から供給される等価ベースバンド信号に対してフィルタ処理を施し、回り込み波のレプリカ信号を生成して出力する。尚、遅延部３０は、加算部２９から供給されるフィルタ係数を次回の係数更新時まで遅延、保持し、加算部２９へ供給するように動作する。 The filter coefficients output from the adder 29 are divided into two, one being supplied to the adaptive filter 15 and the other being supplied to the delay 30. The adaptive filter unit 15 performs a filtering process on the equivalent baseband signal supplied from the subtracting unit 14 using the filter coefficient supplied from the adding unit 29, and generates and outputs a sneak wave replica signal. The delay unit 30 operates to delay and hold the filter coefficient supplied from the adder 29 until the next coefficient update, and to supply the filter coefficient to the adder 29.

以下、本実施例の回り込みキャンセラをＩＳＤＢ‐Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、より詳細に説明する。ただし、上位局波成分による正規化以外は、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと同様であるため、その説明は省略する。 Hereinafter, the case where the wraparound canceller of the present embodiment is applied to terrestrial digital broadcasting of the ISDB-T transmission system will be described in more detail. However, since it is the same as the typical wraparound canceller shown in FIG. 2 except for normalization by higher-order local wave components, the description thereof is omitted.

図２に示す典型的な回り込みキャンセラが抽出する上位局波成分Ｓは（式（６）参照）、複素スカラであり、周波数特性を持たない。上位局波成分がフラットな周波数特性である場合には、図２に示す典型的な回り込みキャンセラであっても、振幅成分のあいまいさの解決と周波数オフセット成分の補正が行われるため、安定に動作する。 The upper local wave component S extracted by the typical wraparound canceller shown in FIG. 2 (see equation (6)) is a complex scalar and does not have frequency characteristics. When the upper local wave component has a flat frequency characteristic, even the typical wraparound canceller shown in FIG. 2 operates stably because the ambiguity of the amplitude component is corrected and the frequency offset component is corrected. To do.

しかしながら、図２に示す典型的な回り込みキャンセラでは、上位局波の帯域端における群遅延特性があるような場合に、上位局波の帯域端における群遅延特性が乗じられた伝送路応答の信号を用いて回り込みキャンセル残差を求め、ＦＢＦの適応制御を行うことになり、実際の回り込み伝搬路とＦＢＦの周波数特性に不一致が生じてしまう。また、ＦＢＦによって上位局波の帯域端における群遅延特性を補正することはできない。 However, in the typical wraparound canceller shown in FIG. 2, when there is a group delay characteristic at the band edge of the upper local wave, the signal of the transmission path response multiplied by the group delay characteristic at the band edge of the upper local wave is used. Therefore, the wraparound cancellation residual is obtained and adaptive control of the FBF is performed, which causes a mismatch between the actual wraparound propagation path and the frequency characteristics of the FBF. Further, the group delay characteristic at the band edge of the higher-order local wave cannot be corrected by the FBF.

そこで、本実施例の回り込みキャンセラでは、伝送路応答の信号からこのような群遅延特性の成分を分離する（図１参照）。 Therefore, the wraparound canceller of this embodiment separates such group delay characteristic components from the transmission path response signal (see FIG. 1).

即ち、本実施例の回り込みキャンセラは、上位局波成分による正規化を複数のサブバンドごとに行う。帯域分割部２２ではＯＦＤＭ信号の全帯域の伝送路応答の信号を複数のサブバンドに分割する。ここで、分割数をＭとし、ｍ番目のサブバンドを構成するサブキャリア数をＮ_ｍとする。 That is, the wraparound canceller according to the present embodiment performs normalization using higher-order local wave components for each of a plurality of subbands. The band dividing unit 22 divides the transmission path response signal of the entire band of the OFDM signal into a plurality of subbands. Here, the number of divisions is M, and the number of subcarriers constituting the _mth subband is Nm.

サブバンドごとに、式（１２）を用いて平均値を求め、サブバンドごとの上位局波成分として抽出する。 For each subband, an average value is obtained using Equation (12), and extracted as a higher-order local wave component for each subband.

ここで、Ｓ_ｍは、ｍ番目のサブバンドにおける上位局波成分を示す複素スカラである。また、ｋ_ｍは、ｍ番目のサブバンドを構成するサブキャリアのうち最も小さいサブキャリアの番号を示す。 Here, S _m is a complex scalar indicating a higher-order local wave component in the m-th subband. Also, k _m denotes the number of the smallest sub-carrier among the sub-carriers forming the m-th subband.

各サブバンドに含まれる伝送路応答の信号を、式（１２）により求めたサブバンドごとの上位局波成分により除算し、式（１３）に示すように正規化する。 The transmission path response signal included in each subband is divided by the higher-order local wave component for each subband obtained by Equation (12), and normalized as shown in Equation (13).

これにより、演算量を増やすことなく上位局波成分に周波数特性をもたせることができ、伝送路応答の信号から上位局波の周波数特性を分離することができる。 As a result, the higher-order local wave component can have frequency characteristics without increasing the amount of computation, and the frequency characteristics of the higher-order local wave can be separated from the transmission path response signal.

（各サブバンドの帯域幅）
帯域分割にあたっては、各サブバンドを構成するサブキャリア数を同じにすると、サブバンドの帯域幅の逆数に相当する時間間隔で回り込みキャンセル残差に歪みが生じる。よって各サブバンドを構成するサブキャリア数を同じにするのではなく、ある程度ばらばらの数とするとよい。 (Bandwidth of each subband)
In band division, if the number of subcarriers constituting each subband is the same, distortion occurs in the wraparound cancellation residual at a time interval corresponding to the reciprocal of the subband bandwidth. Therefore, it is preferable that the number of subcarriers constituting each subband is not the same, but the number is varied to some extent.

上位局波の帯域端における群遅延特性がある場合に、図２に示す典型的な回り込みキャンセラと本実施例の回り込みキャンセラとを比較するために、回り込みキャンセラによって推定されるキャンセル残差の周波数領域表現と時間領域表現を、それぞれ図７及び図８に示す。図７は、図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。図８は、本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。 In order to compare the typical wraparound canceller shown in FIG. 2 with the wraparound canceller of this embodiment when there is a group delay characteristic at the band edge of the higher-order local wave, the frequency domain of the cancellation residual estimated by the wraparound canceller The representation and the time domain representation are shown in FIGS. 7 and 8, respectively. FIG. 7 is a diagram showing characteristics of the sneak cancel residual in the typical sneak canceller shown in FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of a sneak cancel residual in the sneak canceller according to the embodiment of the present invention.

ここで、図７（ａ）及び図８（ａ）には、キャンセル残差の周波数領域表現（同図では、“１−１／Ｆ”と表記）とともに正規化後の伝送路応答の信号（同図では、“Ｆ”と表記）も合わせて示している。図２に示す典型的な回り込みキャンセラでは、伝送路応答の信号の振幅に関するあいまいさと周波数オフセットが補正されているが、帯域端の群遅延特性がそのまま残っていることが分かる。従って、この伝送路応答の信号を用いて求めたキャンセル残差にも帯域端の群遅延特性が生じる。 Here, in FIGS. 7A and 8A, the frequency response of the cancellation residual (indicated by “1-1 / F” in the same figure) and the signal of the normalized transmission path response (indicated by “1-1 / F”) are shown in FIG. In the drawing, “F” is also shown. In the typical wraparound canceller shown in FIG. 2, it is understood that the ambiguity and the frequency offset related to the amplitude of the signal of the transmission line response are corrected, but the group delay characteristic at the band edge remains as it is. Therefore, the group delay characteristic at the band edge also occurs in the cancellation residual obtained using the signal of the transmission line response.

キャンセル残差の時間領域表現においては、遅延時間０にキャンセル残差成分が現れている。遅延時間０は、上位局波成分の基準時間であり、回り込みとは異なることは明らかである。遅延時間２０μｓ付近にキャンセル残差成分も現れているが、ここにも歪みが加わっていると考えられる。 In the time domain representation of the cancellation residual, a cancellation residual component appears at delay time 0. It is clear that the delay time 0 is a reference time of the higher-order local wave component and is different from the wraparound. Although a cancellation residual component also appears in the vicinity of the delay time of 20 μs, it is considered that distortion is also added here.

これに対して、本実施例の回り込みキャンセラでは、上位局波による正規化後の伝送路応答の信号は（1，０）を中心に、キャンセル残差成分は原点を中心に分布していることが分かる。また、本実施例の回り込みキャンセラにおける時間領域表現では、遅延時間０にキャンセル残差成分はなく、キャンセル残差が正しく求められていることが分かる。 On the other hand, in the wraparound canceller of this embodiment, the signal of the transmission path response after normalization by the higher-order local wave is distributed around (1, 0), and the cancellation residual component is distributed around the origin. I understand. Further, in the time domain representation in the wraparound canceller of this embodiment, it can be seen that there is no cancel residual component at the delay time 0, and the cancel residual is correctly obtained.

次に、図９に、本実施例の回り込みキャンセラの効果をより明確にする例として、各サブバンドの帯域幅を一定とした場合と、非固定パターンのばらばらとした場合のそれぞれについて求められる回り込みキャンセル残差の時間領域表現を示す。図９（ａ）では各サブバンドを構成するサブキャリア数をＮ_ｍ＝１２０、図９（ｂ）ではＮ_ｍ＝１２０±２０α_ｍとしている。ただし、α_ｍは、サブバンドごとの乱数であり、０≦α_ｍ≦１である。 Next, in FIG. 9, as an example for clarifying the effect of the wraparound canceller of this embodiment, the wraparound required for each of the cases where the bandwidth of each subband is constant and the case where the non-fixed pattern is dispersed is shown. A time domain representation of the cancellation residual is shown. Figure 9 _N m = 120 the number of subcarriers constituting each sub-band in (a), the as FIG 9 (b) in _N _m = 120 ± _20α m. Here, α _m is a random number for each subband, and 0 ≦ α _m ≦ 1.

図９（ａ）では、サブバンドの帯域幅１１９ｋＨｚの逆数である、８．４μｓごとに、キャンセル残差成分に歪み成分が現れている。これは、実際の回り込み伝搬路には存在しないものであるため、キャンセル特性を劣化させる可能性がある。これに対して、図９（ｂ）では、回り込みキャンセル残差の時間領域表現において、一定時間周期をもつ歪みが生じておらず、良好に回り込みをキャンセルすることができる。従って、帯域分割部２２は、帯域幅、即ちサブバンドを構成するサブキャリア数が一定とならないように複数のサブバンドに分割することが好ましい。 In FIG. 9A, a distortion component appears in the cancellation residual component every 8.4 μs, which is the reciprocal of the sub-band bandwidth 119 kHz. Since this does not exist in the actual sneak path, there is a possibility that the cancellation characteristic is deteriorated. On the other hand, in FIG. 9B, in the time domain representation of the wraparound cancellation residual, there is no distortion having a fixed time period, and the wraparound can be canceled satisfactorily. Therefore, it is preferable that the band dividing unit 22 divides the bandwidth into a plurality of subbands so that the bandwidth, that is, the number of subcarriers constituting the subband is not constant.

以上のように本発明によれば、回り込みキャンセル後の信号の伝送路特性を正規化する際に複数のサブバンドごとに上位局波成分を抽出し、除算を行うことにより、計算量を増やすことなく、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合においても安定に動作する回り込みキャンセラを実現することができる。 As described above, according to the present invention, when normalizing the transmission line characteristics of a signal after wraparound cancellation, the higher local wave component is extracted for each of a plurality of subbands, and the calculation amount is increased by performing division. In addition, it is possible to realize a wraparound canceller that operates stably even when there is a group delay characteristic at the band edge of the higher-level local wave reception signal.

上述の実施例については特定の伝送方式を代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変形及び置換することができることは当業者に明らかである。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。 Although the specific transmission scheme has been described as a representative example for the above-described embodiments, it will be apparent to those skilled in the art that many variations and substitutions can be made within the spirit and scope of the invention. Accordingly, the invention should not be construed as limited by the embodiments described above, but only by the claims.

本発明による回り込みキャンセラは、上位局波受信信号の帯域端において群遅延特性がある場合にも関わらず安定に動作するので、所定のパイロット信号を用いる伝送方式の用途に有用である。 The sneak canceller according to the present invention operates stably regardless of the presence of group delay characteristics at the band edge of the higher-level local wave reception signal, and is thus useful for transmission schemes using a predetermined pilot signal.

本発明による実施例の回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the wraparound canceller of the Example by this invention. 典型的な回り込みキャンセラの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a typical wraparound canceller. ＯＦＤＭ方式のＳＰの配置を示す図である。It is a figure which shows arrangement | positioning of SP of an OFDM system. 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける伝送路応答算出部の第１の構成を示す図である。It is a figure which shows the 1st structure of the transmission line response calculation part in the wraparound canceller of the Example by this invention. 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける伝送路応答算出部の第２の構成を示す図である。It is a figure which shows the 2nd structure of the transmission-line response calculation part in the wraparound canceller of the Example by this invention. 本発明による実施例の回り込みキャンセラのモデルを示す図である。It is a figure which shows the model of the wraparound canceller of the Example by this invention. 図２に示す典型的な回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating characteristics of a sneak cancellation residual in the typical sneak canceller illustrated in FIG. 2. 本発明による実施例の回り込みキャンセラにおける回り込みキャンセル残差の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the wraparound cancellation residual in the wraparound canceller of the Example by this invention. 回り込みキャンセル残差について分割時のサブバンド帯域幅の依存性を示す図である。It is a figure which shows the dependence of the subband bandwidth at the time of a division | segmentation about a wraparound cancellation residual.

符号の説明Explanation of symbols

１０回り込み伝搬路推定部
１１周波数変換部
１２Ａ／Ｄ変換部
１３直交復調部
１４減算部
１５適応フィルタ
１６直交変調部
１７Ｄ／Ａ変換部
１８周波数変換部
１９有効シンボル抽出部
２０ＦＦＴ部
２１伝送路応答算出部
２２帯域分割部
２３−１，２３−２，２３−ｎ正規化部
２４−１，２４−２，２４−ｎ上位局波抽出部
２５帯域合成部
２６キャンセル残差算出部
２７ＩＦＦＴ部
２８乗算部
２９加算部
３０遅延部
４０チャネル等化部
４１ＳＰ信号抽出部
４２ＳＰ信号生成部
４３第１の除算部
４４補間部
４５第２の除算部
４６判定部
４７第３の除算部
５１マルチパス伝搬路
５２加算器
５３減算器
５４ＦＦＦ
５５ＦＢＦ
５６回り込み伝搬路
１００回り込み伝搬路推定部
１１１周波数変換部
１１２Ａ／Ｄ変換部
１１３直交復調部
１１４減算部
１１５適応フィルタ
１１６直交変調部
１１７Ｄ／Ａ変換部
１１８周波数変換部
１１９有効シンボル抽出部
１２０ＦＦＴ部
１２１伝送路応答算出部
１２３正規化部
１２４上位局波抽出部
１２６キャンセル残差算出部
１２７ＩＦＦＴ部
１２８乗算部
１２９加算部
１３０遅延部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Detour propagation path estimation part 11 Frequency conversion part 12 A / D conversion part 13 Orthogonal demodulation part 14 Subtraction part 15 Adaptive filter 16 Orthogonal modulation part 17 D / A conversion part 18 Frequency conversion part 19 Effective symbol extraction part 20 FFT part 21 Transmission Path response calculation unit 22 Band division unit 23-1, 23-2, 23-n Normalization unit 24-1, 24-2, 24-n Upper station wave extraction unit 25 Band synthesis unit 26 Cancellation residual calculation unit 27 IFFT Unit 28 multiplication unit 29 addition unit 30 delay unit 40 channel equalization unit 41 SP signal extraction unit 42 SP signal generation unit 43 first division unit 44 interpolation unit 45 second division unit 46 determination unit 47 third division unit 51 Multipath propagation path 52 Adder 53 Subtractor 54 FFF
55 FBF
56 wraparound propagation path 100 wraparound propagation path estimation unit 111 frequency conversion unit 112 A / D conversion unit 113 orthogonal demodulation unit 114 subtraction unit 115 adaptive filter 116 orthogonal modulation unit 117 D / A conversion unit 118 frequency conversion unit 119 effective symbol extraction unit 120 FFT unit 121 Transmission path response calculation unit 123 Normalization unit 124 Upper station wave extraction unit 126 Cancellation residual calculation unit 127 IFFT unit 128 Multiplication unit 129 Addition unit 130 Delay unit

Claims

入力されるＯＦＤＭ信号と、適応フィルタによって生成される回り込みのレプリカを逆相で合成することにより回り込み波成分をキャンセルする回り込みキャンセラであって、
前記適応フィルタのフィルタ係数を制御する回り込み伝搬路推定部を備え、
前記回り込み伝搬路推定部は、
回り込みキャンセル後の信号に対してフーリエ変換を施して、周波数領域のキャリアシンボルを出力するＦＦＴ部と、
前記ＦＦＴ部が出力するキャリアシンボルから伝送路応答の信号を算出する伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答の信号を複数のサブバンドに帯域分割する帯域分割部と、
前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号の平均値を算出し、サブバンドごとに異なる周波数特性を有する上位局波成分として出力する帯域分割数分の上位局波抽出部と、
前記帯域分割部から出力されるサブバンドごとの伝送路応答の信号を、前記上位局波抽出部から出力される上位局波成分で除算して正規化する、前記上位局波抽出部と一対に構成される帯域分割数分の正規化部と、
前記帯域分割数分の正規化部の出力する正規化後の伝送路応答の信号を帯域合成する帯域合成部と、
前記帯域合成部の出力する正規化後の伝送路応答の信号から、回り込みの周波数領域におけるキャンセル残差を算出して出力するキャンセル残差算出部と、
前記キャンセル残差算出部から出力されるキャンセル残差に対して逆フーリエ変換を施し、時間領域のキャンセル残差として出力するＩＦＦＴ部と、
前記ＩＦＦＴ部の出力する時間領域のキャンセル残差に対して、予め決められた定数を乗算する乗算部と、
前記乗算部から出力される時間領域の回り込みキャンセル残差の更新分に対して、単位係数更新時間前の適応フィルタの係数を加算して新たなフィルタ係数を生成する加算部と、
前記加算部の出力するフィルタ係数を当該単位係数更新時間、保持する遅延部と、
を有することを特徴とする回り込みキャンセラ。 A sneak canceller that cancels a sneak wave component by combining an input OFDM signal and a sneak path replica generated by an adaptive filter in reverse phase,
A sneak path estimator for controlling the filter coefficient of the adaptive filter;
The wraparound channel estimation unit is
An FFT unit that performs a Fourier transform on the signal after the wraparound cancellation and outputs a carrier symbol in the frequency domain;
A transmission line response calculation unit that calculates a transmission line response signal from the carrier symbol output by the FFT unit;
A band dividing unit for dividing the signal of the transmission path response into a plurality of subbands;
Calculates the average value of the transmission path response signal for each subband output from the band dividing unit, and outputs the upper local wave extraction units for the number of band divisions that are output as upper local wave components having different frequency characteristics for each subband. When,
A signal of the transmission path response for each subband output from the band dividing unit is divided by the upper local wave component output from the upper local wave extracting unit and normalized, and paired with the upper local wave extracting unit A normalization unit for the number of configured band divisions;
A band synthesizing unit that synthesizes a signal of a transmission path response after normalization output from the normalization unit for the number of band divisions;
A cancellation residual calculation unit that calculates and outputs a cancellation residual in a wraparound frequency domain from a signal of a normalized transmission path response output by the band synthesis unit;
An IFFT unit that performs inverse Fourier transform on the cancellation residual output from the cancellation residual calculation unit and outputs the cancellation residual in the time domain;
A multiplier that multiplies a predetermined constant by the time domain cancellation residual output by the IFFT unit;
An addition unit that generates a new filter coefficient by adding the coefficient of the adaptive filter before the unit coefficient update time to the update of the time domain wraparound cancellation residual output from the multiplication unit;
A delay unit that holds the filter coefficient output by the adding unit, the unit coefficient update time, and
A wraparound canceller characterized by comprising:

前記帯域分割部は、伝送路応答の信号を分割する際に、サブバンドを構成するサブキャリア数が非固定パターンとなるように、前記伝送路応答の信号の帯域幅を複数のサブバンドに分割することを特徴とする、請求項１に記載の回り込みキャンセラ。
The band division unit divides the bandwidth of the transmission path response signal into a plurality of subbands so that the number of subcarriers constituting the subband becomes a non-fixed pattern when dividing the transmission path response signal. The wraparound canceller according to claim 1, wherein: