JP2002533045A - 自己駆動同期型整流方式 - Google Patents

自己駆動同期型整流方式

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Abstract

(57)【要約】 【解決手段】 電力変換器用の自己駆動同期型整流器回路（４２）。その回路は第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有したトランス（４９、７０）と、そのトランスの第２の端子と結合され、制御端子を有する第１の同期型整流器（１４）と、そのトランスの第１の端子と結合され、制御端子を有する第２の同期型整流器（１６）とを有している。その回路（４２）はまた、第１の同期型整流器（１４）の制御端子に結合された第１のスイッチ（４４）と、第２の同期型整流器（１６）の制御端子に結合された第２のスイッチ（４６）とを有する。第１（４４）及び第２のスイッチ（４６）はまた二次巻線に結合される。第１（１４）及び第２（１６）の同期型整流器のスイッチング遷移はトランスの二次巻線の電圧の極性逆転によって創始される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 技 術 分 野 本発明は一般にはロジック集積回路に関し、特に、全てのタイプの回路形態に
簡単に適用される、電力変換器用の新規な自己駆動同期型整流方式に関する。
【０００２】 背 景 ロジック集積回路（ＩＣ）はより低い動作電圧へと移行してより高い動作周波
数を追求しているので、全体のシステムサイズが引き続き小さくなるにつれて、
より小さくより高能率の電源モジュールをもった電力供給設計が要求される。能
率を改善し、電力密度を増やす努力の中で、同期型整流がこれらのタイプの応用
分野で必要になってきている。同期型整流とは、回路における整流器の要素とし
てのショットキー（Schottky）ダイオードに代わるものとしてＭＯＳＦＥＴのよ
うなアクティブデバイスを用いることを指す。近年になって、自己駆動同期方式
が、出力電圧が５Ｖ以下のＤＣ／ＤＣモジュールにおける同期型整流器を駆動す
る望ましい方法として産業分野で広く適用されるようになっている。自己駆動同
期方式は、簡単で、コスト効率が良く、信頼性の高い、同期型整流を実現する方
法を提供している。
【０００３】 これらの方式のたいていのものは、一般には“Ｄ，１−Ｄ（相補駆動）”タイ
プの形態として知られている非常に独特なセットの形態とともに用いられるよう
に設計されている。ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ９８予稿集、１６３−１６９頁のＪ．Ａ
．コボスら（Cobos et al.）による“低出力電圧のオンボード変換器の幾つかの
代替案（Several alternatives for low output voltage on board converters
）”を参照されたい。また、ボーマンら（Bowman et al.）による1996年12月31
日に発行された米国特許第5,590,032号“クランプモード電力変換器における同
期整流器用の自己同期型駆動回路（Self-synchronized Drive Circuit for a Sy
nchronous Rectifier in a Clamped-Mode Power Converter）”、ロフタス（Lof
tus）による1993年12月28日に発行された“ロスレス同期整流器ゲート駆動を用
いたゼロ電圧スイッチング電力変換器（Zero-voltage Switching Power Convert
er with Lossless Synchronous Rectifier Gate Drive）”という名称の米国特
許第5,274,543号も参照されたい。これらのタイプの変換器において、二次巻線
側の電力変換信号は、正しい波形とタイミングをもち、その変形を最小にしつつ
直接に同期型整流器を駆動する。図１Ａはこのファミリの変換器の例を示してお
り、これには、アクティブクランプフォワード１０と、トランス１８の二次巻線
とその出力との間に結合された２つの同期型整流器１４、１６を有する同期型整
流回路１２によって備えられる自己駆動同期型整流とが用いられている。これら
のタイプの変換器の変換信号２０は、２つのはっきりと認識可能なインターバル
をもつ四角の波形をもっており、夫々が、図１Ｂに示されているように、同期型
整流器１４、１６の内の１つの“ＯＮ”時間に対応している。
【０００４】 ハードスイッチのハーフブリッジ（ＨＢ）、フルブリッジ（ＦＢ）整流器のよ
うな形態や、プッシュプル形態や、非“Ｄ、１−Ｄ”タイプ形態（例えば、受動
リセットを用いるクランプフォワード）において、トランスの電圧は認識可能な
ゼロ電圧インターバルをもつので、自己駆動同期型整流を実施するのを望ましく
ないものにしている。その結果、これらの回路形態をもつ外部駆動回路を用いる
ことが必要となる。同期型整流器を駆動するためにトランス電圧を用いることに
より、フリーホィールインターバルの重要な部分に関して同期型整流器１４、１
６のために用いられるＭＯＳＦＥＴの寄生アンチ−パラレル（anti-parallel）
ダイオードが導通してしまうという結果になり、モジュールの効率に不利益な影
響を及ぼす。これは望ましくないことである。共振リセットフォワードについて
のある自己駆動の実施形態がレポートされている。ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ1994年予
稿集、７８６−７９２頁のＮ．ムラカミら（Murakami et al.）による“通信シ
ステム用の高能率、低プロファイルな３００Ｗパワーパック（A Highly Efficie
nt, Low-profile 300W Power Pack for Telecommunication Systems）”や、Ｉ
ＥＥＥ ＡＰＥＣ1995年予稿集、２９７−３０２頁のＮ．ヤマシタら（Yamashit
a et al.）による“通信システム用小型高能率の５０Ｗオンボードパワーサプラ
イモジュール（A Compact, Highly Efficient 50W On Board Power Supply Modu
le for Telecomunication System）”を参照されたい。これらの実施形態におい
て、共振リセットインターバルは調整されてフリーホィールインターバル間にお
ける正しいゲート駆動信号を提供している。
【０００５】 発 明 の 要 約 本発明によって、以前には効率的な自己駆動同期型の整流方式が利用可能では
なかったハードスイッチＨＢ、ＦＢ、プッシュプル変換器を含む全ての形態に簡
単に適応される自己駆動同期型整流方式としての技術的有利さを達成している。
【０００６】 １つの実施形態において、電力変換器用の自己駆動同期型整流器回路が開示さ
れる。その回路は、一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有
したトランスを含む。その回路は、そのトランスの第２の端子と結合され、制御
端子を有する第１の同期型整流器と、そのトランスの第１の端子と結合され、制
御端子を有する第２の同期型整流器とを含む。第１のスイッチが第１の同期型整
流器の制御端子に結合され、第２のスイッチが第２の同期型整流器の制御端子に
結合される。これら第１及び第２のスイッチは二次巻線に結合され、第１及び第
２の同期型整流器のスイッチング遷移はそのトランスの二次巻線の電圧の極性逆
転によって創始される。
【０００７】 もう１つの実施形態において、電力変換器用の自己駆動同期型整流器回路が開
示され、その回路は、一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを
有したトランスを含む。その回路は、ソースとドレインとゲートとを有する第１
の同期型整流器と、ソースとドレインとゲートとを有する第２の同期型整流器と
を含み、第１の同期型整流器のドレインは二次巻線の第２の端子に接続され、第
２の同期型整流器のソースは第１の同期型整流器のソースに結合され、第２の同
期型整流器のドレインは二次巻線の第１の端子に結合される。その回路は、ソー
スとドレインとゲートとを有する第１のスイッチを有し、第１のスイッチのドレ
インは第１の同期型整流器のゲートに結合され、第１のスイッチのソースは二次
巻線の第１の端子に結合される。第１のスイッチのゲートは二次巻線の第２の端
子に結合される。その回路は、さらに、ソースとドレインとゲートとを有する第
２のスイッチを有し、第２のスイッチのソースは二次巻線の第２の端子に結合さ
れ、第２のスイッチのゲートは二次巻線の第１の端子に結合される。第２のスイ
ッチのドレインは第２の同期型整流器のゲートに結合される。第１及び第２の同
期型整流器のスイッチング遷移はトランスの二次巻線の電圧の極性逆転によって
創始される。
【０００８】 また、一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有したトラン
スをもつ自己駆動同期型整流器回路を用いた電力変換器からの変化電圧を整流す
る方法が開示される。この方法は、そのトランスの一次巻線にその変化電圧を提
供する工程と、二次巻線の第２の端子を介して電流を第１の同期型整流器が導通
する工程と、第１の同期型整流器を第１のスイッチが制御する工程とを含む。第
２の同期型整流器は二次巻線の第１の端子を介して電流を導通し、第２のスイッ
チが第２の同期型整流器を制御する。ここで、第１及び第２の同期型整流器のス
イッチング遷移はトランスの二次巻線の電圧の極性逆転によって創始される。
【０００９】 詳 細 な 説 明 次は本発明の構造と方法についての説明である。まず、従来の回路について検
討し、次に本発明のいくつかの好適な実施形態とその代替案について説明し、そ
して、本発明の利点が検討される。
【００１０】 図２Ａでは、受動リセットを用いたクランプフォワード回路２２が図示されて
おり、これには図２Ｂで示されているようにトランスの二次巻線側の電圧波形が
用いられる。この形態に従来の自己駆動同期型方式を適用するときの問題は、フ
リーホィール段階で導通する整流器２６を置換するために用いられる同期型整流
器がフリーホィール段階が終了する前にオフになってしまうことである（図２Ｂ
の波形２８の期間３０に対応して）。同期型整流器のＭＯＳＦＥＴ２６の寄生ア
ンチ−パラレルダイオードが導通し、損失が増す。そのＭＯＳＦＥＴはフリーホ
ィールの全段階の間、オン状態に留まり導通し、これらのタイプの変換器に対し
て効果的に自己駆動同期型の整流を実行し、高能率を得ることが必要である。
【００１１】 本発明は、図３Ａにある受動リセットレイアウトをもつクランプフォワードに
示されているように、２つのスイッチ４４と４６とを付加することにより、従来
の問題を解決している。好適には、スイッチ４４と４６とは同期型整流器１４と
１６として用いられているＭＯＳＦＥＴよりも小さなＭＯＳＦＥＴである。スイ
ッチ４４と４６とは夫々、同期型整流器１４と１６とを駆動するために用いられ
る。この駆動方式において、従来の伝統的な自己駆動方式とは反対に、トランス
の信号がゼロになるとき、同期型整流器１４と１６とはオン状態に留まり、導通
する。本発明に従えば、同期型整流器１４と１６とは、トランスの電圧の極性が
切り替わるときオフされる。同期型整流器１４と１６とは駆動スイッチ４４と４
６のアンチ−パラレルダイオードを通してオンされ、トランスの電圧の極性がス
イッチ４４と４６を通して切り替わるときオフされる。好適には、インダクタＬ 0 が、同期型整流器１６と出力電圧端子４７との間に直列に結合されて電流の小
振動を平滑化し、キャパシタＣ0は、図示されているように、レールを横切って
結合されてその電圧を平滑化する。
【００１２】 まず、一瞥すれば、この自己駆動同期型整流方式は根本的な欠陥をもっている
ように思えるかもしれない。図３Ｂにおいて、Ｔ＜ｔ0の時刻では、整流器１４
がオフされ、整流器１６が導通している。Ｔ＝ｔ0の時刻では、第１のスイッチ
４８がオンとなり、新たなスイッチサイクルを創始しようと試みる。理想的なト
ランス４９（インダクタンスにリークがなく、直列抵抗もない）と二次回路に寄
生物が全くないことを仮定すると、第１のスイッチ４８はオンして短絡する。こ
のシーケンスは次の通りである。即ち、第１のスロット４８がオンするとき、整
流器１４のアンチ−パラレルダイオードは即座に、整流器１６がまだオンしたま
まで導通しようとし、その結果、トランス４９の二次巻線を横切って短絡が形成
される。オフするために、整流器１６によってトランス４９の電圧の極性を逆転
することが求められるが、この電圧は整流器１６がオフする前には逆転できない
。しかしながら、この概念は理想的な構成要素と回路レイアウトを仮定している
。それゆえに、もし漂遊インダクタンスと漂遊抵抗とがこの検討に組込まれるな
ら、数キロヘルツのスイッチング周波数で、典型的な変換器のレイアウトで見出
される漂遊インダクタンスと漂遊抵抗とによって十分な電圧が二次側で大きくな
り整流器１６をオフすることが可能となることが（実験的にもまたシミュレーシ
ョンによっても）簡単に示される。整流器１４はオンとなり瞬間的に“短絡回路
”になる。
【００１３】 本発明の駆動方式によって、“爆発的な（shoot through）”電流（短絡回路
による瞬間ピーク電流）がスイッチング遷移中に生み出される結果となり、ここ
で説明するように、その遷移が補償される。電流レベルとスイッチング周波数に
関し、たいていのボードにマウントされた電力モジュールは、これらの爆発的な
（shoot through）電流が深刻ではないことを想定して設計されている。その爆
発的な（shoot through）電流は、同期型整流器１４と１６を“遅れて（late）
”オンさせたことから生じたものであり、伝統的な自己駆動同期方式の場合のよ
うに、寄生アンチ−パラレルダイオードが導通可能になるとき、全ての同期型整
流器に本来的に備わっている逆転回復効果によって大きくなった爆発的な（shoo
t through）電流によりも深刻なものではない。
【００１４】 しかしながら、もし爆発的な（shoot through）電流が回路の正常な動作を妨
害するものであるなら、オプショナルな外部インダクタ６０及び／或いは６２を
、図４に示すように、同期型整流器１４と１６に夫々、直列に付加しても良い。
これらの外部インダクタ６０と６２とは好適には、飽和可能な１回巻のフェライ
トインダクタ、或いは、四角のループ物質をもつより典型的な可飽和インダクタ
である。可飽和インダクタを用いることにより、爆発的な（shoot through）電
流を除去する一方で、回路の全体性能におけるインダクタの効果を最小にする。
【００１５】 全波整流器を用いた本発明の実施形態は、半波整流器を用いたものと類似して
おり、それは図５に示されている。
【００１６】 図１に示されたような従来の自己駆動同期型整流器の方式において、トランス
電圧がゼロになるとき、同期型整流器１４と１６とはオフになり、それゆえに、
ＭＯＳＦＥＴのアンチ−パラレルダイオードは、図６に示されているように、整
流段階７６と７８の間に導通する。同期型整流器１４と１６に用いられるＭＯＳ
ＦＥＴの寄生アンチ−パラレルダイオードは非常にゆっくりであり、この種の応
用分野において十分に高速にはオフせず、爆発的な（shoot through）電流が生
成される。これらの電流は、特に、負荷の高い場合には、非常に深刻であり、モ
ジュールの性能を悪くしてしまう。同期型整流器をより高い周波数（＞５００Ｋ
Ｈｚ）で用いることを防止する効果の１つは、同期型整流器１４と１６における
逆転回復からもたらされる損失であることが認識されている。本発明の自己駆動
方式は、前述したように、逆転回復の問題を解決している。
【００１７】 本発明の同期型自己駆動方式の付加的な利点とは、同期型整流器をオフするた
めに追加された付加的なスイッチ４４と４６がゲート駆動信号に対してアクティ
ブダンパとして作用することである。スイッチ４４と４６によって、半導体デバ
イスの漂遊インダクタンスと出力キャパンシタンスとの相互作用によってトラン
スの二次巻線側に通常現れる寄生振動からの同期型整流器１４と１６のゲート信
号に対するバッファが備えられる。従来の伝統的な自己駆動方式は通常、この効
果を最小にするために付加的な構成要素を追加する。
【００１８】 図７と図８とは、アクティブクランプフォワード変換器８０とアクティブクラ
ンプフォワード−フライバック変換器８２とを夫々用いた本発明の自己駆動同期
型整流器４２の実施形態を示している。図９は、位相シフトゼロ電圧スイッチン
グ（Zero Volatge Switching：ＺＶＳ）フルブリッジ８４を用いた本発明の自己
駆動同期型整流器４２の実施形態を示している。
【００１９】 本発明は種々多くの回路形態でうまく動作する。しかしながら、その概念は、
ある付加的な変形なくしては、直接にはハードスイッチハーフブリッジ、フルブ
リッジ、プッシュプル形態には適用できない。なぜなら、負荷電流がフリーホィ
ール段階の間に同期式整流器１４と１６の両方に流れるからであり、これは前に
検討したどの形態にも該当しない場合である。図１０は、プッシュプルタイプの
形態における全波整流器についての本発明の実施形態を示している。この実施形
態において、２つの付加的なスイッチ９０と９２とが追加されている。スイッチ
９０と９２は好適にはＰタイプのＭＯＳＦＥＴを有し、フリーホィール段階の間
に同期型整流器１４と１６をオフにする。９０と９２のゲ−トドライブの爆発的
な（shoot through）電流が関心事であるなら、抵抗９４と９６とは夫々、スイ
ッチ９０と９２とに直列に置かれ、図１１に示されるように、爆発的な（shoot
through）電流を最小にする。
【００２０】 たいていの実際の適用分野において、ゲート駆動信号を所定の値にクランプし
てそのゲートのブレイクダウン電圧を越えないようにすることが必要である。本
発明のこの実施形態が図１２に示されている。この実施形態では、好適にはＮタ
イプのＭＯＳＦＥＴを有する１対の電圧リミッタ９８と１００が追加されて同期
型整流器のゲートの電圧を（ＶＣＣ−ゲート）−（マイナス）閾値電圧（１〜２
Ｖ）に制限する。
【００２１】 ハードスイッチハーフブリッジ、フルブリッジ、プッシュプル形態にこの自己
駆動方式を適用して実施することは、ゲートドライブによるマルチパルスが起こ
る結果になるかもしれない。この現象を理解するために、次に、これらの形態に
おける同期型整流器１４と１６とを夫々通る電流６６と６４が検討され、図１３
にはこの電流が示されている。遷移ＴR1とＴR2とは同じ極性をもつ寄生インダク
タンスと寄生抵抗における電圧を成長させる。これら寄生インダクタンスと寄生
抵抗を横切って発達する電圧は、遷移ＴR2の間にスイッチ１４をオフするもので
ある。それゆえに、同じ現象は遷移ＴR1の間にスイッチ１４をオフしようとし、
その結果、ゲートドライブ信号のマルチパルスが発生する。マルチパルスを最小
にするために、図１４に示されているように、同期型整流器１４と１６とに直列
に可飽和インダクタ６０と６２を夫々追加しても良い。もし、可飽和インダクタ
６０と６２とが四角の形の物質をもつことが仮定されており、その飽和インダク
タンスが二次回路の動作を支配することが仮定されるならば、自己駆動同期型整
流器の動作を表現する波形は図１５に示される。望まれるように、遷移ＴR1の間
よりも遷移ＴR2の間でかなり多くの電圧がスイッチ４４のゲートで発達している
ことが示される。しかしながら、前に検討したように、典型的なＤＣ／ＤＣモジ
ュールのスイッチング周波数と電流レベルにおいて、回路レイアウトの漂遊イン
ダクタンスと漂遊抵抗は、スイッチング遷移を始めるのに十分な電圧を生成する
のに十分である。それゆえに、可飽和インダクタ６０と６２に加えて、その駆動
スイッチのゲート信号への増し加えられた免疫性が必要とされる（図１４）。図
１６に示されているように、その駆動電圧を駆動スイッチへと減じることによっ
て、付加的な免疫性が得られるという結果になる。
【００２２】 本発明の自己駆動同期型整流方式の新規な方法とシステムにより、電力変換器
用の自己駆動同期型整流を効率的に備えるという利点が提供される。ここで、そ
の同期型整流器はトランスの二次巻線を横切る電圧が凡そゼロであるとき引き続
き導通する。本発明のさらなる利点は、どんなタイプの変換器の形態にもこの方
式を適用できるという能力があるという点である。本発明のさらに別の利点には
、スイッチ４４と４６とがゲート駆動信号に対するアクティブダンパとして作用
し、寄生振動から同期型整流器１４と１６のゲート信号へのバッファを備え、こ
の効果を最小にするための付加的な構成要素を不要にしている点がある。
【００２３】 本発明は図示した実施形態に関して説明したが、この説明は限定的な意味にお
いて解釈されることを意図してはいない。図示した実施形態に関連して種々の変
形が、また、本発明の他の実施形態がその説明を参照するならば、当業者には明
らかであろう。本発明はＤＣ−ＤＣ電力変換器を用いることについて説明がなさ
れたが、例えば、ＡＣ−ＡＣのような他のタイプの電力変換器を用いたときにも
技術的な利点を生じるものである。同期型整流器１４と１６、スイッチ４４、４
６、９０、及び９２、電圧ドライバ９８と１００がＭＯＳＦＥＴとして示されて
いるが、他のタイプのＦＥＴ、或いは、スイッチングデバイスが本発明での使用
に適していることが考えられる。また、この開示全体を通して、ゲート駆動スイ
ッチ４４と４６がトランス（４９，７０）の二次巻線の出力端子に接続されてい
ることが示されている。しかしながら、スイッチ４４と４６は、駆動電圧をスケ
ーリングして小さくするという目的のためトランスの巻線のどんな場所からでも
タップをとって良い。例えば、非常に小さな電圧を用いる応用分野のために、ト
ランスの二次巻線を延長して駆動信号を押し上げることが必要であるかもしれな
い。さらに、この概念は、共振タイプの変換器と同様に電流倍増整流器回路へと
簡単に拡張できる。それゆえに、添付した請求の範囲はそのようないかなる変形
例や実施形態をも包含することが意図されている。
【図面の簡単な説明】
本発明の上述の特徴は添付図面と関連した説明を考慮することにより明白に理
解されるが、その図面は次の通りである。
【図１Ａ】 自己駆動同期型整流を用いた従来のアクティブクランプフォワード変換器を図
示している。
【図１Ｂ】 図１Ａに示された“Ｄ，１−Ｄ”タイプ変換器についての典型的なトランス電
圧を図示している。
【図２Ａ】 受動リセットを用いた従来のクランプフォワード回路を図示している。
【図２Ｂ】 図２Ａの二次側トランス電圧の波形２８を示す。
【図３Ａ】 本発明の実施形態を用いた受動リセットを用いたクランプフォワード回路を図
示している。
【図３Ｂ】 図３Ａの受動リセットを用いたクランプフォワード回路のための、本発明の自
己駆動同期型整流器の電圧波形を示している。
【図４】 本発明の半波整流器とオプションの外部インダクタを示す。
【図５】 全波整流器のために構成された本発明を示した図である。
【図６】 従来の自己駆動方式によるアクティブクランプフォワード変換器の典型的な波
形を示す。
【図７】 本発明の自己駆動同期型整流方式によるアクティブクランプフォワード回路を
図示している。
【図８】 本発明の自己駆動方式によるアクティブクランプフォワード−フライバック回
路を示す。
【図９】 本発明の自己駆動同期型整流方式による位相シフトＺＶＳフルブリッジ回路を
図示している。
【図１０】 ハードスイッチハーフブリッジ、フルブリッジ、或いは、プッシュプルタイプ
の変換器を用いた全波整流器についての本発明の自己駆動同期型方式の実施形態
を示す。
【図１１】 ゲート駆動の電流リミット抵抗９４と９６を用いた全波整流器についての本発
明の自己駆動同期型整流方式の実施形態を図示している。
【図１２】 オプションのゲート電圧リミッタ９０と９２とをもつ本発明の自己駆動同期型
全波整流器の実施形態を示す。
【図１３】 ハードスイッチプッシュプルタイプの形態のための同期型整流器の電流波形を
示す。
【図１４】 ダブルパルスを減少させるために追加された可飽和インダクタ６０と６２とを
用いた本発明の実施形態を示す。
【図１５】 可飽和インダクタを有した本発明についての典型的な波形を示す。
【図１６】 スイッチ４４と４６についての異なるトランス接続を用いた別の実施形態を示
す。 異なる図面における対応する番号や記号は特に指示がない限り対応箇所を参照
している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ， ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，Ｌ Ｋ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ， ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，Ｔ Ｍ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ (71)出願人 1010 Ｅ． Ａｒａｐａｈｏ Ｒｏａｄ， ＭＳ Ｆ−11， Ｒｉｃｈａｒｄｓｏ ｎ， ＴＸ 75081 Ｕ．Ｓ．Ａ． (72)発明者 ツァング， ジュン アメリカ合衆国 テキサス州 75040， ガーランド，ヴァレー クリーク ドライ ブ 1817 (72)発明者 ハート， ウィリアム アメリカ合衆国 テキサス州 75025， プラノ， ルドウィッグ キャッスル ウ ェイ 7700 Ｆターム(参考） 5H006 AA01 CA02 CA12 CB03 CB05 CB07 CC02 DC04 5H730 AA02 AA14 BB23 BB24 BB57 DD04 DD32 DD41 EE02 EE03 EE08 EE10 EE13 EE45 EE65 EE73 FG01

Claims (29)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電力変換器用の自己駆動同期型整流器回路であって、 一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有したトランスと、 前記トランスの第２の端子と結合され、制御端子を有する第１の同期型整流器
    と、 前記トランスの第１の端子と結合され、制御端子を有する第２の同期型整流器
    と、 前記第１の同期型整流器の制御端子に結合された第１のスイッチと、 前記第２の同期型整流器の制御端子に結合された第２のスイッチとを有し、 前記第１及び第２のスイッチは前記二次巻線に結合され、 前記第１及び第２の同期型整流器のスイッチング遷移は前記トランスの二次巻
    線の電圧の極性逆転によって創始されることを特徴とする自己駆動同期型整流器
    回路。
  2. 【請求項２】 前記第１の端子は前記二次巻線の第１の終端であり、 前記第２の端子は前記二次巻線の第２の終端であり、 前記第１及び第２の同期型整流器はＭＯＳＦＥＴを有し、 前記同期型整流器の制御端子はゲートであることを特徴とする請求項１に記載
    の自己駆動同期型整流器回路。
  3. 【請求項３】 前記第１及び第２のスイッチはゲートをもつＭＯＳＦＥＴを有
    し、 前記第１のスイッチのゲートは前記二次巻線の第２の終端に接続され、 前記第２のスイッチのゲートは前記二次巻線の第１の終端に接続されることを
    特徴とする請求項２に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  4. 【請求項４】 前記二次巻線の第１の終端と出力電圧端子に直列に結合される
    第１のインダクタと、 前記出力電圧端子と回帰電圧端子とに平行に結合されるキャパシタとをさらに
    有することを特徴とする請求項１に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  5. 【請求項５】 前記二次巻線の第１の終端と前記第２の同期型整流器との間に
    直列に結合される第２のインダクタをさらに有することを特徴とする請求項４に
    記載の自己駆動同期型整流器回路。
  6. 【請求項６】 前記第２のインダクタは、前記二次巻線と前記第１の同期型整
    流器との間に直列に結合されることを特徴とする請求項５に記載の自己駆動同期
    型整流器回路。
  7. 【請求項７】 前記二次巻線と前記第１の同期型整流器との間に直列に結合さ
    れる第３のインダクタをさらに有することを特徴とする請求項５に記載の自己駆
    動同期型整流器回路。
  8. 【請求項８】 前記第２及び第３のインダクタは可飽和インダクタであること
    を特徴とする請求項７に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  9. 【請求項９】 前記二次巻線はセンタタップを有し、 前記第１のインダクタは前記センタタップと前記出力電圧端子とに直列に結合
    され、 前記第１の端子は前記二次巻線の第１の終端であり、 前記第２の端子は前記二次巻線の第２の終端であり、 前記第１及び第２のスイッチはゲートをもつＭＯＳＦＥＴを有し、 前記第１のスイッチのゲートは前記二次巻線の第２の終端に接続され、 前記第２のスイッチのゲートは前記二次巻線の第１の終端に接続されることを
    特徴とする請求項４に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  10. 【請求項１０】 前記トランスは、全波整流器、アクティブクランプ−フォワ
    ードフライバック、位相シフトＺＶＳフルブリッジから成るグループから選択さ
    れたタイプの変換器回路に結合可能であることを特徴とする請求項９に記載の自
    己駆動同期型整流器回路。
  11. 【請求項１１】 前記トランスは、受動リセットをもったクランプフォワード
    、半波整流器、アクティブクランプフォワードから成るグループから選択された
    タイプの変換器回路に結合可能であることを特徴とする請求項１に記載の自己駆
    動同期型整流器回路。
  12. 【請求項１２】 前記第１の同期型整流器に結合され、前記第２のスイッチが
    結合される第３のスイッチと、 前記第２の同期型整流器に結合され、前記第１のスイッチが結合される第４の
    スイッチとをさらに有することを特徴とする請求項９に記載の自己駆動同期型整
    流器回路。
  13. 【請求項１３】 前記第３スイッチと電圧源との間に結合される第１の電流リ
    ミット抵抗と、 前記第４のスイッチと前記電圧源との間にある第２の電流リミット抵抗とをさ
    らに有することを特徴とする請求項１２に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  14. 【請求項１４】 前記トランスは、ハードスイッチのハーフブリッジ、フルブ
    リッジ、プッシュプルから成るグループから選択されたタイプの変換器回路に結
    合可能であることを特徴とする請求項１２に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  15. 【請求項１５】 前記第１の同期型整流器に結合された第１の電圧リミッタと
    、 電圧源に結合された前記第１の電圧リミッタのゲートと、 前記第２の同期型整流器に結合された第２の電圧リミッタと、 電圧源に結合された前記第２の電圧リミッタのゲートとをさらに有し、 前記第１及び第２の電圧リミッタはゲート電圧のリミットを設けることを特徴
    とする請求項１２に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  16. 【請求項１６】 前記二次巻線の前記第１の終端と出力電圧端子とに直列に結
    合された第１のインダクタと、 前記出力電圧端子と回帰電圧端子とに平行に結合されたキャパシタと、 前記二次巻線の前記第１の終端と前記第２の同期型整流器との間に直列に結合
    された第２のインダクタとをさらに有することを特徴とする請求項１２に記載の
    自己駆動同期型整流器回路。
  17. 【請求項１７】 前記第２のインダクタは前記二次巻線と前記第１の同期型整
    流器との間に直列に結合されることを特徴とする請求項１６に記載の自己駆動同
    期型整流器回路。
  18. 【請求項１８】 前記二次巻線と前記第１の同期型整流器との間に直列に結合
    される第３のインダクタをさらに有することを特徴とする請求項１６に記載の自
    己駆動同期型整流器回路。
  19. 【請求項１９】 前記第２及び第３のインダクタは可飽和インダクタであるこ
    とを特徴とする請求項１８に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  20. 【請求項２０】 電力変換器用の自己駆動同期型整流器回路であって、 一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有したトランスと、 ソースとドレインとゲートとを有する第１の同期型整流器と、 ソースとドレインとゲートとを有する第２の同期型整流器と、 ソースとドレインとゲートとを有する第１のスイッチと、 ソースとドレインとゲートとを有する第２のスイッチとを有し、 前記第１の同期型整流器のドレインは前記二次巻線の第２の端子に結合され、 前記第２の同期型整流器のソースは前記第１の同期型整流器のソースに結合さ
    れ、前記第２の同期型整流器のドレインは前記二次巻線の第１の端子に結合され
    、 前記第１のスイッチのドレインは前記第１の同期型整流器のゲートに結合され
    、前記第１のスイッチのソースは前記二次巻線の第１の端子に結合され、前記第
    １のスイッチのゲートは前記二次巻線の第２の端子に結合され、 前記第２のスイッチのソースは前記二次巻線の第２の端子に結合され、前記第
    ２のスイッチのゲートは前記二次巻線の第１の端子に結合され、前記第２のスイ
    ッチのドレインは前記第２の同期型整流器のゲートに結合され、 前記第１及び第２の同期型整流器のスイッチング遷移は前記トランスの二次巻
    線の電圧の極性逆転によって創始されることを特徴とする自己駆動同期型整流器
    回路。
  21. 【請求項２１】 前記二次巻線の第１の終端と出力電圧端子に直列に結合され
    る第１のインダクタと、 前記出力電圧端子と電圧回帰端子とを横切って結合されるキャパシタと、 前記第２の同期型整流器のソースと前記二次巻線の第１の端子のソースとの間
    に結合される第２のインダクタと、 前記二次巻線の第２の端子と前記第１の同期型整流器のソースとの間に結合さ
    れる第３のインダクタとをさらに有することを特徴とする請求項２０に記載の自
    己駆動同期型整流器回路。
  22. 【請求項２２】 前記第１の同期型整流器に結合され、前記第２のスイッチが
    結合される第３のスイッチと、 前記第２の同期型整流器に結合され、前記第１のスイッチが結合される第４の
    スイッチとをさらに有することを特徴とする請求項２０に記載の自己駆動同期型
    整流器回路。
  23. 【請求項２３】 前記第１の同期型整流器に結合された第１の電圧リミッタと
    、 電圧源に結合された前記第１の電圧リミッタのゲートと、 前記第２の同期型整流器に結合された第２の電圧リミッタと、 電圧源に結合された前記第２の電圧リミッタのゲートとをさらに有し、 前記第１及び第２の電圧リミッタはゲート電圧のリミットを設けることを特徴
    とする請求項２２に記載の自己駆動同期型整流器回路。
  24. 【請求項２４】 一次巻線と第１の端子と第２の端子とをもつ二次巻線とを有
    したトランスをもつ自己駆動同期型整流器回路を用いた電力変換器からの変化電
    圧を整流する方法であって、 前記トランスの一次巻線に前記変化電圧を提供する工程と、 前記二次巻線の第２の端子を介して電流を第１の同期型整流器が導通する工程
    と、 前記第１の同期型整流器を第１のスイッチが制御する工程と、 前記二次巻線の第１の端子を介して電流を第２の同期型整流器が導通する工程
    と、 前記第２の同期型整流器を第２のスイッチが制御する工程とを有し、 前記第１及び第２の同期型整流器のスイッチング遷移は前記トランスの二次巻
    線の電圧の極性逆転によって創始されることを特徴とする方法。
  25. 【請求項２５】 前記第１及び第２の同期型整流器と前記第１及び第２のスイ
    ッチはＭＯＳＦＥＴを有し、 前記第１の同期型整流器のゲートは前記第１のスイッチによって制御され、 前記第２の同期型整流器のゲートは前記第２のスイッチによって制御されるこ
    とを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  26. 【請求項２６】 前記二次巻線はセンタタップを有し、 前記センタタップは第１のインダクタによって出力電圧端子に結合され、 前記第１の同期型整流器を第３のスイッチで制御する工程と、 前記第２の同期型整流器を第４のスイッチで制御する工程とをさらに有するこ
    とを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  27. 【請求項２７】 前記第１の同期型整流器を第１の電圧リミッタで制御する工
    程と、 前記第２の同期型整流器を第２の電圧リミッタで制御する工程とをさらに有す
    ることを特徴とする請求項２６に記載の方法。
  28. 【請求項２８】 第２のインダクタでマルチパルスを制御する工程と、 第３のインダクタでパルチパルスを制御する工程とをさらに有することを特徴
    とする請求項２４に記載の方法。
  29. 【請求項２９】 第１の電流リミット抵抗で前記電流をリミットする工程と、 第２の電流リミット抵抗で前記電流をリミットする工程とをさらに有すること
    を特徴とする請求項２７に記載の方法。
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