JP2002530825A - 共振コンバータ回路 - Google Patents
共振コンバータ回路Info
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
放電ランプ用の電子安定器として用いることができる共振コンバータは、少なくともMOSFETのごとき一対のパワースイッチを含む全又は半ブリッジ形態のものである。スイッチのゲートは、相補的なデューティサイクル比を有すると共に、周波数がコンバータ回路の共振周波数よりも多少高いほぼ方形波の周期的なゲーティング信号によって駆動される。ランプへのエネルギーの供給はゲーティング信号のデューティサイクルに従って変えることができる。ランプをターン−オン又はターン−オフさせる場合のように、ゲーティング信号のデューティサイクル比を実質上変える必要のある動作状態の変更を行なわなければならない際に、コンバータに高い過渡電圧及び電流が発生しないようにするために、デューティサイクル比の変化に傾斜を持たせて、デューティサイクル比を必要な最終値に直接変化させると云うのではなく、デューティサイクル比をゲーティング信号の数サイクルに亘って増分的に変えるようにする。
Description
【０００１】 （技術分野） 本発明は、けい光ランプ及び他の放電ランプ用の電子安定器として通常用いら
れるような共振コンバータ、特に、高い過渡電圧及び過渡電流の発生を抑えなが
ら、ランプのターン−オン及びターン−オフの如き、動作状態を変化させること
ができる共振コンバータに関するものである。
れるような共振コンバータ、特に、高い過渡電圧及び過渡電流の発生を抑えなが
ら、ランプのターン−オン及びターン−オフの如き、動作状態を変化させること
ができる共振コンバータに関するものである。
【０００２】 （背景技術） けいこうランプ及び他の放電ランプ用の電子安定器として通常用いられている
周知の半ブリッジ共振コンバータ回路を図１に示してある。ここに、電源１は直
列に接続した一対の電子スイッチQ１，Q２間に直流入力電圧Vinを供給し、これ
らのスイッチはパワーMOSFETとすることができ、これらMOSFETのゲートはほぼ方
形波のゲーティング信号VGS1とVGS2とによって駆動され、これらの信号は相補的
であり、即ち、VGS2のデューティ比はDで、VGS1のデューティ比は（１−D）で、
ここに、Dはゲーティング信号の周期に対するON時間の比である。電源１は、199
8年4月21日に交付され、Philips Electronics N.Aに譲渡された米国特許第5,742
,134号に開示されているような、プレコンディショナー回路が後続する全波整流
器で構成することができる。ゲーティング信号の周波数は45kHz程度とすること
ができる。スイッチQ２の両端間には、阻止コンデンサCｂと、インダクタLｒと
、コンデンサCｒによって分路される一次磁化インダクタンスLｍを有している逓
昇分離型変成器Tの一次巻線とが直列に接続されている。インダクタLｒ及びコン
デンサCｒは、ゲーティング信号の周波数より多少低い共振周波数を有する。変
成器Tの二次巻線間に出力電圧V０が発生し、この電圧は二次巻線に接続される電
流制限キャパシタンスCｌに直列の抵抗Rｌによって示したけいこうランプに供給
される。
周知の半ブリッジ共振コンバータ回路を図１に示してある。ここに、電源１は直
列に接続した一対の電子スイッチQ１，Q２間に直流入力電圧Vinを供給し、これ
らのスイッチはパワーMOSFETとすることができ、これらMOSFETのゲートはほぼ方
形波のゲーティング信号VGS1とVGS2とによって駆動され、これらの信号は相補的
であり、即ち、VGS2のデューティ比はDで、VGS1のデューティ比は（１−D）で、
ここに、Dはゲーティング信号の周期に対するON時間の比である。電源１は、199
8年4月21日に交付され、Philips Electronics N.Aに譲渡された米国特許第5,742
,134号に開示されているような、プレコンディショナー回路が後続する全波整流
器で構成することができる。ゲーティング信号の周波数は45kHz程度とすること
ができる。スイッチQ２の両端間には、阻止コンデンサCｂと、インダクタLｒと
、コンデンサCｒによって分路される一次磁化インダクタンスLｍを有している逓
昇分離型変成器Tの一次巻線とが直列に接続されている。インダクタLｒ及びコン
デンサCｒは、ゲーティング信号の周波数より多少低い共振周波数を有する。変
成器Tの二次巻線間に出力電圧V０が発生し、この電圧は二次巻線に接続される電
流制限キャパシタンスCｌに直列の抵抗Rｌによって示したけいこうランプに供給
される。
【０００３】 回路動作の説明をランプがオフしている初期状態から始める。ランプは実効値
で約550ボルトの始動電圧を必要とする瞬時始動形のものであるとする。ゲーテ
ィング信号VGS1の１サイクル中に、この信号がオン、即ち“1”状態にある場合
に、この信号はスイッチQ１をターンオンさせる。この場合に、一般に約250ボル
トの直流入力電圧VinがCb，Ｌr及びLmを含む通路に電流を発生すると共に、この
電圧はキャパシタンスCrを充電する。キャパシタンスCbはCrよりもずっと大きく
、このキャパシタンスCbは直流電圧が変成器Tに達しないようにする阻止機能の
働きをするだけである。ゲーティング信号VGS1が“0”状態に戻ると、この信号
はスイッチQ1をターンオフし、これと同時にゲーティング信号VGS2がスイッチQ2 をターンオンさせる。この場合には、インダクタンスLr及びキャパシタンスCrに
蓄えられているエネルギーによって変成器の一次巻線のインダクタンスLm間の無
効電圧が極めて大きくなり、これはLr及びCrによる共振周波数付近での電圧利得
が10〜15又はそれよりも遥かに大きくなり得るからである。このようなことは変
成器Tの逓昇巻数比によってなお一層拡大され、従ってランプを始動させるため
にこのランプに適切な始動電圧を供給することが容易に達成される。
で約550ボルトの始動電圧を必要とする瞬時始動形のものであるとする。ゲーテ
ィング信号VGS1の１サイクル中に、この信号がオン、即ち“1”状態にある場合
に、この信号はスイッチQ１をターンオンさせる。この場合に、一般に約250ボル
トの直流入力電圧VinがCb，Ｌr及びLmを含む通路に電流を発生すると共に、この
電圧はキャパシタンスCrを充電する。キャパシタンスCbはCrよりもずっと大きく
、このキャパシタンスCbは直流電圧が変成器Tに達しないようにする阻止機能の
働きをするだけである。ゲーティング信号VGS1が“0”状態に戻ると、この信号
はスイッチQ1をターンオフし、これと同時にゲーティング信号VGS2がスイッチQ2 をターンオンさせる。この場合には、インダクタンスLr及びキャパシタンスCrに
蓄えられているエネルギーによって変成器の一次巻線のインダクタンスLm間の無
効電圧が極めて大きくなり、これはLr及びCrによる共振周波数付近での電圧利得
が10〜15又はそれよりも遥かに大きくなり得るからである。このようなことは変
成器Tの逓昇巻数比によってなお一層拡大され、従ってランプを始動させるため
にこのランプに適切な始動電圧を供給することが容易に達成される。
【０００４】 ランプが点燈した後には、ランプ抵抗Rlが共振回路の負荷となり、実効利得を
低減させる。そして周期的な動作が共振周波数よりも多少高い周波数で継続し、
十分高い電圧を発生してランプをON状態に維持する。ランプをターンオフさせた
い場合には、スイッチQ1に供給されるゲーティング信号VGS1をターンオフさせる
。これにより、このスイッチが“0”状態（デューティ比＝０）に切り替わって
スイッチが開いたままとなるため、共振回路には最早電圧が供給されなくなる。
これと同時に、通常はゲーティング信号VGS2をON状態（デューティサイクル＝１
）にするため、スイッチQ2は閉じたままとなる。ゲーティング信号のターン−オ
フが開始する瞬時に共振回路に存在している無効エネルギーによっても変成器の
巻線間及びインダクタンスLr間の過渡電圧も極めて大きくなり、この過渡電圧は
無効回路ループの時定数によって決まる或るインターバルに亘って減衰する。
低減させる。そして周期的な動作が共振周波数よりも多少高い周波数で継続し、
十分高い電圧を発生してランプをON状態に維持する。ランプをターンオフさせた
い場合には、スイッチQ1に供給されるゲーティング信号VGS1をターンオフさせる
。これにより、このスイッチが“0”状態（デューティ比＝０）に切り替わって
スイッチが開いたままとなるため、共振回路には最早電圧が供給されなくなる。
これと同時に、通常はゲーティング信号VGS2をON状態（デューティサイクル＝１
）にするため、スイッチQ2は閉じたままとなる。ゲーティング信号のターン−オ
フが開始する瞬時に共振回路に存在している無効エネルギーによっても変成器の
巻線間及びインダクタンスLr間の過渡電圧も極めて大きくなり、この過渡電圧は
無効回路ループの時定数によって決まる或るインターバルに亘って減衰する。
【０００５】 ランプのターン−オン及びターン−オフ中にコンバータ回路に大きな無効電圧
及び電流が発生することからして、回路設計者は、ランプをターン−オンさせた
後の定常状態の回路の動作中に遭遇される電圧及び電流レベルの多数倍の定格を
有する回路素子を使用する必要がある。このことはコンバータ回路のコストを著
しく高めることになる。さらに、ターン−オフ中に、変成器の巻線間に発生する
周期的な無効電圧が十分に高くなって、無効サイクルのうちの数サイクル中にラ
ンプを低周波で再点弧させて、見る人に極めて煩わしいちらつきを繰り返すこと
になる。
及び電流が発生することからして、回路設計者は、ランプをターン−オンさせた
後の定常状態の回路の動作中に遭遇される電圧及び電流レベルの多数倍の定格を
有する回路素子を使用する必要がある。このことはコンバータ回路のコストを著
しく高めることになる。さらに、ターン−オフ中に、変成器の巻線間に発生する
周期的な無効電圧が十分に高くなって、無効サイクルのうちの数サイクル中にラ
ンプを低周波で再点弧させて、見る人に極めて煩わしいちらつきを繰り返すこと
になる。
【０００６】 従って、本発明の目的は、けいこうランプ又は他の放電ランプ用の適切な瞬時
始動電圧を発生するも、ランプのターン−オン及びターン−オフ中に通常発生す
る過剰の過渡無効電圧及び電流の発生を抑圧する共振コンバータを提供すること
にある。本発明の他の目的は、ランプを低周波波で繰り返し再点弧させるのに十
分な無効電圧を周期的に発生することなく、ランプを的確にターン−オフさせる
ことにある。
始動電圧を発生するも、ランプのターン−オン及びターン−オフ中に通常発生す
る過剰の過渡無効電圧及び電流の発生を抑圧する共振コンバータを提供すること
にある。本発明の他の目的は、ランプを低周波波で繰り返し再点弧させるのに十
分な無効電圧を周期的に発生することなく、ランプを的確にターン−オフさせる
ことにある。
【０００７】 （発明の開示） 本願人はこれらの目的は、コンバータ回路におけるスイッチに供給される周期
的なゲーティング信号VGS1及びVGS2のデューティ比を適切に制御することによっ
て達成できることを確かめた。特に、各ゲーティング信号を完全にオン、又は完
全にオフ状態に、或いはその逆に直ちに移行させる代わりに、ゲーティング信号
のデューティ比を掃引して、ゲーティング信号の数サイクルに亘って必要な変更
デューティ比に増分的に達し得るようにする。ランプをターン−オンさせる場合
には、ゲーティング信号VGS1のデューティサイクルを0％(絶えずOFF)から50％（
ON時間＝OFF時間）に数サイクルに亘って掃引し、また同時にゲーティング信号V GS2 のデューティ比を100%(絶えずON)から50％（ON時間＝OFF時間）に数サイクル
に亘って掃引する。ランプをターン−オフする場合には、前述したゲーティング
信号のデューティサイクルの掃引を逆にする。本願人は、ゲーティング信号のデ
ューティ比制御を用いると、従来のゲーティング信号の循環周波数を変えること
による光強度の制御に比べて、ランプにより発生される光の強度を一層有効に制
御できることも確かめた。
的なゲーティング信号VGS1及びVGS2のデューティ比を適切に制御することによっ
て達成できることを確かめた。特に、各ゲーティング信号を完全にオン、又は完
全にオフ状態に、或いはその逆に直ちに移行させる代わりに、ゲーティング信号
のデューティ比を掃引して、ゲーティング信号の数サイクルに亘って必要な変更
デューティ比に増分的に達し得るようにする。ランプをターン−オンさせる場合
には、ゲーティング信号VGS1のデューティサイクルを0％(絶えずOFF)から50％（
ON時間＝OFF時間）に数サイクルに亘って掃引し、また同時にゲーティング信号V GS2 のデューティ比を100%(絶えずON)から50％（ON時間＝OFF時間）に数サイクル
に亘って掃引する。ランプをターン−オフする場合には、前述したゲーティング
信号のデューティサイクルの掃引を逆にする。本願人は、ゲーティング信号のデ
ューティ比制御を用いると、従来のゲーティング信号の循環周波数を変えること
による光強度の制御に比べて、ランプにより発生される光の強度を一層有効に制
御できることも確かめた。
【０００８】 このように周期的なゲーティング信号のデューティ比を徐々に変えることによ
って、ランプのターン−オン又はターン−オフ中の高い過渡電圧及び電流の発生
並びにターン−オフ中におけるランプの低周波で繰り返される再点弧を実質上抑
制し得ることを確かめた。
って、ランプのターン−オン又はターン−オフ中の高い過渡電圧及び電流の発生
並びにターン−オフ中におけるランプの低周波で繰り返される再点弧を実質上抑
制し得ることを確かめた。
【０００９】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００１０】 図１のコンバータ回路は、スイッチQ1及びQ2が対称的に駆動する場合、即ち各
スイッチが50%のデューティ比で作動する場合には、既知の近似法によって数値
を容易に求めることができる電圧利得A(・)を有する。非対称ではあるが、相補
的なゲーティング信号を用いる場合、例えば、VGS2のデューティ比がDで、VGS1
のデューティ比が(1-D)である場合には、コンバータの電圧利得は次ぎのように
なる。
スイッチが50%のデューティ比で作動する場合には、既知の近似法によって数値
を容易に求めることができる電圧利得A(・)を有する。非対称ではあるが、相補
的なゲーティング信号を用いる場合、例えば、VGS2のデューティ比がDで、VGS1
のデューティ比が(1-D)である場合には、コンバータの電圧利得は次ぎのように
なる。
【数１】 同様に、コンデンサCb間の電圧は、コンバータの定常状態の動作中には次ぎのよ
うになる。 VCb=(1-D)Vin これらの等式は、デューティ比の制御を用いて、高い過渡電圧及び電流の発生を
抑制しながら、コンバータの始動及び運転停止動作を円滑に行なうことができる
基礎となるものである。式(1)から明らかなように、Dがゼロか、100%に近づくと
、利得がゼロに近づくのに対して、D=50%の場合には、利得が最大になる。
うになる。 VCb=(1-D)Vin これらの等式は、デューティ比の制御を用いて、高い過渡電圧及び電流の発生を
抑制しながら、コンバータの始動及び運転停止動作を円滑に行なうことができる
基礎となるものである。式(1)から明らかなように、Dがゼロか、100%に近づくと
、利得がゼロに近づくのに対して、D=50%の場合には、利得が最大になる。
【００１１】 コンバータの始動について、エネルギー蓄積回路部品のすべて（ことによると
、電源１の出力に含まれる電解コンデンサは除く）を完全に放電させる始動状態
から説明する。時間0にて、パワースイッチQ1，Q2のデューティ比を、Q1に対し
ては0%から50%へ、Q2に対しては100%から50%へと非対称に掃引し始める。スイッ
チング周波数・は、コンバータ回路の共振周波数よりも多少高い値で一定とする
も、デューティ比を変える掃引周波数はかなり低くし、それはスイッチング周波
数のサイクル当りDで約5%づつのステップ差をつけるようにする。図２,３及び図
４はこれによって得られる結果を示しており、出力電圧Vo、インダクタLrにおけ
る共振電流及び阻止コンデンサの電圧Vcbの始動をスムースにする。
、電源１の出力に含まれる電解コンデンサは除く）を完全に放電させる始動状態
から説明する。時間0にて、パワースイッチQ1，Q2のデューティ比を、Q1に対し
ては0%から50%へ、Q2に対しては100%から50%へと非対称に掃引し始める。スイッ
チング周波数・は、コンバータ回路の共振周波数よりも多少高い値で一定とする
も、デューティ比を変える掃引周波数はかなり低くし、それはスイッチング周波
数のサイクル当りDで約5%づつのステップ差をつけるようにする。図２,３及び図
４はこれによって得られる結果を示しており、出力電圧Vo、インダクタLrにおけ
る共振電流及び阻止コンデンサの電圧Vcbの始動をスムースにする。
【００１２】 この改善のメカニズムは次ぎのようなことに基づくものである。時間0には、
コンデンサCb間の電圧は0である。次いでスイッチQ1及びQ2が、デューティ比D=5
0%のゲーティング信号によって一旦駆動される場合には、Cｂ,Lr及びLmの低周波
波共振モードが0.5Vinの大きさのステップ電圧入力によって励起される。これが
図５及び図６に示したようなインダクタの電流と容量性の電圧とによる誇張され
た低周波発振を発生する。これに対し、本発明によれば、等価の漸増(ramp)電圧
を振動性回路に供給してランプを始動させる。この漸増電圧の勾配を適当に選定
することによって低周波発振が大いに低減される。
コンデンサCb間の電圧は0である。次いでスイッチQ1及びQ2が、デューティ比D=5
0%のゲーティング信号によって一旦駆動される場合には、Cｂ,Lr及びLmの低周波
波共振モードが0.5Vinの大きさのステップ電圧入力によって励起される。これが
図５及び図６に示したようなインダクタの電流と容量性の電圧とによる誇張され
た低周波発振を発生する。これに対し、本発明によれば、等価の漸増(ramp)電圧
を振動性回路に供給してランプを始動させる。この漸増電圧の勾配を適当に選定
することによって低周波発振が大いに低減される。
【００１３】 次ぎに、ランプのターン−オフ中の動作状態につき考察する。通常の処置では
スイッチQ1をターン−オフさせ、これと同時にスイッチQ2をターン−オンさせる
。この方法では、高周波共振回路に蓄積されたエネルギーの一部が負荷を経てリ
リースされると共に一部がコンデンサCbに転送される。なお、コンデンサCbに蓄
積されるエネルギーの量は、共振回路に蓄積されるエネルギー量よりも遥かに大
きい。従って、始動及び停止中のCbの充電及び放電が低周波発振の主たる原因で
ある。これは、スイッチQ1のデューティサイクルを漸増させること(ramping) が
低周波発振を起こすことなく早い停止を達成し得るということを裏付けている。
スイッチQ1をターン−オフさせ、これと同時にスイッチQ2をターン−オンさせる
。この方法では、高周波共振回路に蓄積されたエネルギーの一部が負荷を経てリ
リースされると共に一部がコンデンサCbに転送される。なお、コンデンサCbに蓄
積されるエネルギーの量は、共振回路に蓄積されるエネルギー量よりも遥かに大
きい。従って、始動及び停止中のCbの充電及び放電が低周波発振の主たる原因で
ある。これは、スイッチQ1のデューティサイクルを漸増させること(ramping) が
低周波発振を起こすことなく早い停止を達成し得るということを裏付けている。
【００１４】 コンバータがVcb=0.5Vin及びD=50%で定常状態にて走行しており、且つ時間0に
スイッチQ2のデューティ比Dを50％から100％に、スイッチQ2のデューティ比を50
％から0％に掃引し始めることによってターン−オフを開始させるものとする。
掃引周波数はスイッチング周波数よりも遥かに低くし、サイクル当りデューティ
比で5％のステップ差を有するようにする。これにより得られる結果を図７、図
８及び図９に示してあり、出力電圧、インダクタLrにおける電流及び阻止コンデ
ンサCbの電圧の停止がそれぞれスムースになる。このようになる理由は、振動性
回路への電力入力が、Dが大きくなるにつれて小さくなるからであり、従って出
力電力はコンデンサCbによって増大的に与えられる。これによりこのコンデンサ
に蓄えられていたエネルギーは徐々に放出される。
スイッチQ2のデューティ比Dを50％から100％に、スイッチQ2のデューティ比を50
％から0％に掃引し始めることによってターン−オフを開始させるものとする。
掃引周波数はスイッチング周波数よりも遥かに低くし、サイクル当りデューティ
比で5％のステップ差を有するようにする。これにより得られる結果を図７、図
８及び図９に示してあり、出力電圧、インダクタLrにおける電流及び阻止コンデ
ンサCbの電圧の停止がそれぞれスムースになる。このようになる理由は、振動性
回路への電力入力が、Dが大きくなるにつれて小さくなるからであり、従って出
力電力はコンデンサCbによって増大的に与えられる。これによりこのコンデンサ
に蓄えられていたエネルギーは徐々に放出される。
【００１５】 なお、上述したようにデューティサイクルの漸増によりランプを始動及び停止
させることは、全ブリッジコンバータ並びに半ブリッジコンバータについて同じ
ように云えることである。また、サイクル当りのデューティ比掃引のステップ差
は1％〜10％間のいずれの範囲とすることもできる。
させることは、全ブリッジコンバータ並びに半ブリッジコンバータについて同じ
ように云えることである。また、サイクル当りのデューティ比掃引のステップ差
は1％〜10％間のいずれの範囲とすることもできる。
【００１６】 本発明は、上述した例のみに限定されるものでなく、請求の範囲の記載を逸脱
することなく、幾多の変更を加え得ることは当業者に明らかである。
することなく、幾多の変更を加え得ることは当業者に明らかである。
【図１】 放電ランプ用の電子安定器として用いられる代表的な半ブリッジ共振
コンバータの回路図である。
コンバータの回路図である。
【図２】 本発明によりランプの始動中に出力電圧V０に得られるスムースな遷
移状態を示す図である。
移状態を示す図である。
【図３】 本発明によりランプの始動中にインダクタLｒにおける共振電流に得
られるスムースな遷移状態を示す図である。
られるスムースな遷移状態を示す図である。
【図４】 本発明によりランプの始動中に阻止コンデンサの電圧Vcbに得られる
スムースな遷移状態を示す図である。
スムースな遷移状態を示す図である。
【図５】 スイッチQ１，Q２をそれらの初期状態(0%及び100%)からD=50%の最終
状態まで直接駆動させる通常の始動中に、インダクタの電流に発生する過度の低
周波発振を示す図である。
状態まで直接駆動させる通常の始動中に、インダクタの電流に発生する過度の低
周波発振を示す図である。
【図６】 スイッチQ１，Q２をそれらの初期状態(0%及び100%)からD=50%の最終
状態まで直接駆動させる通常の始動中に、阻止コンデンサの電圧に発生する過度
の低周波発振を示す図である。
状態まで直接駆動させる通常の始動中に、阻止コンデンサの電圧に発生する過度
の低周波発振を示す図である。
【図７】 本発明によりランプのターン−オフ中に出力電圧V０に得られるスム
ースな遷移状態を示す図である。
ースな遷移状態を示す図である。
【図８】 本発明によりランプのターン−オフ中にインダクタLｒにおける共振
電流に得られるスムースな遷移状態を示す図である。
電流に得られるスムースな遷移状態を示す図である。
【図９】 本発明によりランプのターン−オフ中に阻止コンデンサの電圧Vcbに
得られるスムースな遷移状態を示す図である。
得られるスムースな遷移状態を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １， 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ヘルト ブルニング オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 3K072 AA01 BA03 BC01 BC03 CA16 DD04 GA03 GB12 GB18 GC04 HA05 HB03 5H007 AA17 BB03 CA02 CB02 CB09 CB17 CC03 CC32 DB02 EA02 FA01 FA13 FA16 GA01 GA08
Claims (4)
- 【請求項１】 放電ランプの動作を制御するための安定器回路として用いること
ができる共振コンバータであって、該共振コンバータ内に含まれる制御回路によ
って発生され、且つほぼ同じ周波数の第１及び第２の周期的なゲーティング信号
によってそれぞれ駆動される第１及び第２パワースイッチを少なくとも有してい
る全ブリッジ又は半ブリッジ回路形態のもので、前記ゲーティング信号の周波数
が前記コンバータの共振周波数より多少高く、前記第１及び第２ゲーティング信
号がほぼ相補的なデューティ比を有するようにした共振コンバータにおいて、前
記制御回路がさらに、前記第１ゲーティング信号のデューティ比を或る選択増分
量だけ増やすと共に、前記第２ゲーティング信号のデューティ比を前記選択増分
量だけ減らすことによって前記コンバータの動作状態を変化させる回路部分を具
え；且つ前記各ゲーティング信号のデューティ比の変化を、該信号の複数サイク
ルに亘り漸増的に起こるように傾斜させ、サイクル当りの増分変化量が双方のゲ
ーティング信号に対して同じとなるようにしたことを特徴とする共振コンバータ
。 - 【請求項２】 前記コンバータが前記ランプ用の安定器回路として用いられ、且
つ前記コンバータの動作状態における変化が、前記ランプのOFF状態からON状態
への変化に相当し、前記OFF状態では、前記第１ゲーティング信号が0％のデュー
ティ比を有し、且つ第２信号が100％のデューティ比を有し、前記ランプのター
ン−オンが、前記第1ゲーティング信号のデューティ比を該信号の或る選択サイ
クル数に亘って0％から50％に漸増させ、且つこれと同時に第2ゲーティング信号
のデューティ比を該信号の前記選択サイクル数に亘って100％から50％に漸次減
少させることにより行なわれるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の共
振コンバータ。 - 【請求項３】 前記コンバータが前記ランプ用の安定器回路として用いられ、且
つ前記コンバータの動作状態における変化が前記ランプのON状態からOFF状態へ
の変化に相当し、前記ON状態では、前記第1及び第2ゲーティング信号の各々が50
％のデューティ比を有し、前記ランプのターン−オンが、前記第1ゲーティング
信号のデューティサイクル比を該信号の或る選択サイクル数に亘って50％〜0％
に漸次減少させ、且つこれと同時に第2ゲーティング信号のデューティ比を該信
号の前記選択サイクル数に亘って50％〜100％に漸増させることにより行なわれ
るようにしたことを特徴とする請求項１に記載の共振コンバータ。 - 【請求項４】 前記コンバータが前記ランプ用の安定器回路として用いられ、且
つ前記コンバータの動作状態における変化が前記ランプの光強度の変化に相当し
、該強度変化が、前記第1ゲーティング信号が0％〜50％のデューティ比を有する
と共に前記第2ゲーティング信号が50％〜100%のデューティ比を有する初期状態
から発生され、前記強度変化が、前記第1及び第2ゲーティング信号のうちの一方
のゲーティング信号のデューティ比を或る選択増分量だけ増やすと同時に、前記
第1及び第2ゲーティング信号のうちの他方のゲーティング信号のデューティサイ
クル比を前記選択増分量だけ減らすことによって発生されるようにしたことを特
徴とする請求項１に記載の共振コンバータ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/195,297 | 1998-11-18 | ||
| US09/195,297 US6541925B1 (en) | 1998-11-18 | 1998-11-18 | Resonant converter circuit with suppression of transients during changes in operating condition |
| PCT/EP1999/008334 WO2000030408A1 (en) | 1998-11-18 | 1999-11-01 | Resonant converter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002530825A true JP2002530825A (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=22720860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000583301A Pending JP2002530825A (ja) | 1998-11-18 | 1999-11-01 | 共振コンバータ回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6541925B1 (ja) |
| EP (1) | EP1050196B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002530825A (ja) |
| CN (1) | CN1157100C (ja) |
| DE (1) | DE69902880T2 (ja) |
| TW (1) | TW453134B (ja) |
| WO (1) | WO2000030408A1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0003055D0 (en) * | 2000-02-11 | 2000-03-29 | Oxford Magnet Tech | Improved regulated resonant converter |
| DE60113166T2 (de) | 2000-02-11 | 2006-06-08 | Siemens Magnet Technology Ltd., Oldbury, Bracknell | Geregelter Resonanzwandler |
| DE10200049A1 (de) * | 2002-01-02 | 2003-07-17 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Betriebsgerät für Gasentladungslampen |
| AU2003289416A1 (en) * | 2003-12-18 | 2005-07-14 | Nitta Corporation | Capacitor insulating power supply |
| JP4710842B2 (ja) * | 2006-03-31 | 2011-06-29 | ウシオ電機株式会社 | 希ガス蛍光ランプ点灯装置 |
| TW200740300A (en) * | 2006-04-04 | 2007-10-16 | Delta Optoelectronics Inc | Driving circuit and method for fluorescent lamp |
| KR101377723B1 (ko) * | 2006-06-20 | 2014-03-24 | 코닌클리케 필립스 엔.브이. | 공진형 전력 컨버터의 동작 방법 |
| JP2008004495A (ja) * | 2006-06-26 | 2008-01-10 | Koito Mfg Co Ltd | 放電灯点灯回路 |
| US20090195169A1 (en) * | 2008-02-01 | 2009-08-06 | Delta Electronics, Inc. | Power supply circuit with current sharing for driving multiple sets of dc loads |
| CN101557170B (zh) * | 2008-04-10 | 2011-09-28 | 洋鑫科技股份有限公司 | 具自驱式同步整流器的半桥llc谐振转换器 |
| US7990739B2 (en) * | 2009-02-10 | 2011-08-02 | System General Corporation | Asymmetrical resonant power converters |
| KR20110057681A (ko) * | 2009-11-24 | 2011-06-01 | 삼성전자주식회사 | 인버터 회로, 백라이트 장치 및 그것을 이용한 액정표시장치 |
| US8723428B2 (en) * | 2011-11-17 | 2014-05-13 | General Electric Company | LED power source with over-voltage protection |
| CN103326587B (zh) * | 2013-07-17 | 2015-09-30 | 潘海铭 | Llc谐振变换器轻负载控制方法及装置 |
| EP3034002B1 (en) * | 2014-12-18 | 2017-03-29 | Schleifring und Apparatebau GmbH | Inductive rotary joint with multimode inverter |
| US11532989B2 (en) * | 2019-11-27 | 2022-12-20 | Hamilton Sundstrand Corporation | Using parasitic capacitance of a transformer as a tank element in a DC-DC converter |
| DE102021210210A1 (de) * | 2021-09-15 | 2023-03-16 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren zur Steuerung eines Betriebs einer elektrischen Maschine |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4685040A (en) | 1985-12-06 | 1987-08-04 | General Electric Company | Integrated circuit for controlling power converter by frequency modulation and pulse width modulation |
| US5583402A (en) * | 1994-01-31 | 1996-12-10 | Magnetek, Inc. | Symmetry control circuit and method |
| US5424614A (en) | 1994-03-03 | 1995-06-13 | Usi Lighting, Inc. | Modified half-bridge parallel-loaded series resonant converter topology for electronic ballast |
-
1998
- 1998-11-18 US US09/195,297 patent/US6541925B1/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-11-01 CN CNB998022233A patent/CN1157100C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-11-01 WO PCT/EP1999/008334 patent/WO2000030408A1/en active IP Right Grant
- 1999-11-01 DE DE69902880T patent/DE69902880T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-11-01 EP EP99957979A patent/EP1050196B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-11-01 JP JP2000583301A patent/JP2002530825A/ja active Pending
-
2000
- 2000-01-20 TW TW089100886A patent/TW453134B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6541925B1 (en) | 2003-04-01 |
| DE69902880T2 (de) | 2003-05-22 |
| EP1050196B1 (en) | 2002-09-11 |
| CN1157100C (zh) | 2004-07-07 |
| WO2000030408A1 (en) | 2000-05-25 |
| TW453134B (en) | 2001-09-01 |
| DE69902880D1 (de) | 2002-10-17 |
| CN1288650A (zh) | 2001-03-21 |
| EP1050196A1 (en) | 2000-11-08 |
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