JP2002518880A - Ｏｆｄｍ用バスとキャリア周波数同期と反復周波数領域フレーム同期 - Google Patents

Ｏｆｄｍ用バスとキャリア周波数同期と反復周波数領域フレーム同期

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ステファン ミューラー−ヴァインフルトナー，
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Abstract

(57)【要約】 データ標本シーケンスの送信には、第１のプリアンブルとそれに続くデータ標本シーケンスとそれに続く第２のプリアンブルを含むサンドイッチプリアンブル(「サンダンブル」)の送信が含まれる。サンダンブルは、延長されたガード部を含む複数のガード部を含んでいても良い。サンダンブルの中で種々の形でデータの繰り返しが行われることでｋチャネル拡散が行われた場合の受信信号の時間及び周波数同期を補助することができる。発明の他の側面によれば、受信した信号シーケンス中の所望のデータ標本シーケンスの開始位置の粗推定は、粗推定に基づいて周波数領域の受信標本を作成することを通じて改善することができる。周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の、周波数領域の相関が次に決定される。受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定が、周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関の偏角に基づいて作成される。ノイズの無い標本は、受信信号シーケンスに含まれるシンボルを復調することによって作成することができる。他の実施例では、ノイズの無い標本は受信標本シーケンスに多重化されたパイロットシンボルに基づいて作成されても良い。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 同時に係属する出願の参照 本出願は、アメリカ合衆国への仮出願第60/088,438号の開示内容をここに参照
して取り込むものである。
【０００２】 背景 本発明は一般的には無線通信システムに関連し、分散チャネルを介して受信さ
れるバースト信号のフレーム同期と周波数同期に関するものである。
【０００３】 未知の周波数選択的チャネル（すなわちシンボル間干渉（ＩＳＩ)を生じる拡
散チャネル)で受信された信号のフレーム同期と周波数同期には、非選択的チャ
ネル上の通信について現在使用されている手法とは別の手法が必要である。周波
数特性が平坦な（つまり非選択的)チャネルの時間同期は、受信機内の相関フィ
ルタによって、発信機が挿入した特定の相関シーケンスをピーク検出することに
よって行われる。しかし、この方法では未知の周波数選択的(ＩＳＩ)チャネル上
の通信についてピークを発見することはできない。換言すれば、本来良好であっ
た(最適化されていた）相関特性は、（特定の相関シーケンスを含む)元の送信信
号に未知のチャネルインパルス応答を重畳したことによって失われている。この
問題以外にも、従来のプリアンブルはキャリア周波数の同期には役に立たないと
いう問題がある。
【０００４】 放送のような連続送信には、受信者はフレーム開始位置や周波数オフセットの
ような同期パラメータを複数のプリアンブルについて平均化して非常に正確で信
頼性の高いフレーム同期とキャリア周波数同期を行うことができる。
【０００５】 無線非同期通信モード（ＡＴＭ）のような上記以外のシステムの場合には、パ
ケット通信とほぼ不連続なトラヒックに起因して厳しい問題がある。問題の解決
には、シングルショットでフレームとキャリア周波数の同期を行う信頼性の高い
バースト同期が必要である。
【０００６】 未知の周波数選択的なフェージングを伴うチャネル上で突発的に発生する通信
のフレームとキャリア周波数の同期のために、チャネルシンボルシーケンスを1
度以上繰り返すことで送信信号に周波数性を持たせるプリアンブル構造が提案さ
れている。この手法は、例えば、Pierre R. Chevillat, Dietrich Maiwald and
Gottfried Ungerboeckによる「部分−Ｔインタバルをあけた係数を有するイコラ
イザを使用した音声帯域データモデム受信装置の高速トレーニング(Rapid Train
ing of a Voiceband Data-Modem Receiver Employing an Equalizer with Fract
ional-T Spaced Coefficients)」, IEEE Transactions on Communications, 35
巻、9号、869‐876ページ、1987年（以下、本明細書では「ＣＭＵ８７」という)
；Stefan A. Fechtel and Heinrich Meyrによる「未知の周波数選択的無線チャ
ネルにおける突発的通信の高速フレーム同期、周波数オフセット推定及びチャネ
ルの取得(Fast Frame Synchronization, Frequency Offset Estimation and Cha
nnel Acquisition for Spontaneous Transmission over Unknown Frequency-Sel
ective Radio Channels)」, Proceedings of the International Symposium on P
ersonal, Indoor and Mobile Radio Communication (PIMRC'93), 229‐233ペー
ジ、横浜、日本、1993年（以下、本明細書では「ＦＭ９３」という)；Stefan A.
Fechtel and Heinrich Meyrによる「周波数選択的な無線チャネル上の突発的パ
ケット通信のための改良されたフレーム同期(Improved Frame Synchronization
for Spontaneous Packet Transmission over Frequency-Selective Radio Chann
els)」, Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor an
d Mobile Radio Communications (PIMRC'94), 353-357ページ、ハーグ、オラン
ダ、1994年（以下、本明細書では「ＦＭ９４」という；およびUwe Lambrette, Mi
chael Speth およびHeinrich Meyrによる「単一のキャリアトレーニングデータ
によるＯＦＤＭバースト周波数同期(OFDM Burst Frequency Synchronization by
Single Carrier Training Data)」, IEEE Communications Letters, 第１巻、第
２号、46-48ページ、1997年（以下、本明細書では「ＬＳＭ９７」という)。
【０００７】 本明細書ではこの種のプリアンブルを「繰り返し型プリアンブル」と呼ぶことに
する。図１ａと１ｂにこの種の従来型プリアンブルを示す。図１ａに示した従来
型のプリアンブルでは、送信された信号がＡとＢで示した部分に複製され、ガー
ド領域ＧはＡ領域の最も右の部分のコピーである。図１ｂに示した従来の繰り返
し型プリアンブルは、前記のものと似ているが、この場合は送信された信号は２
回以上複製される；つまり、領域Ａ、Ｂ、Ｃの信号は同じで、部分Ｇは部分Ａの
最も右の部分のコピーである。何れの場合も、複製された部分（つまりＡとＢ、
あるいは、Ａ、ＢとＣ)は相互に連続している。フレーム内で送信されるデータ
は全てのプリアンブル部分の後に続いている。
【０００８】 周期的な信号部分を(有限の)未知の周波数選択的（ＩＳＩ)チャネルのインパ
ルス応答と重畳させた後に、Ｇが十分長いと仮定すると、ＡとＢ（または図１ｂ
の場合はＡ、ＢとＣ)の部分の受信信号はある程度相似性を有する。チャネルの
選択性（時間的拡散性)のために、受信信号のこの部分の波形は送信信号と完全
に異なってしまったとしても、この関係は成り立っている。ＡとＢ（またはＢと
Ｃ)の部分の受信信号の相違は、キャリア周波数のオフセットに比例した位相シ
フトだけである。
【０００９】 したがって、受信機は、プリアンブル標本が離散的な周期的インタバルｋ0だ
け離れているという前提で、受信した標本に対して、相関処理を含む処理を実行
することで正しい開始位置を検出することができる。この関係は、Jan-Jaap van
de Beek, Magnus Sandell, Mikael IsakssonとPer Ola Borjessonによる「ＯＦ
ＤＭシステムの複雑性の低いフレーム同期(Low-Complex Frame Synchronization
in OFDM Systems)」, Proceedings of the International Conference on Unive
rsal Personal Communication (ICUPC'95), 982-986ページ、東京、日本、1995
年（以下、本明細書では「ｖｄＢＳＩＢ９５」と呼ぶ)；Magnus Sandell, Jan-Ja
ap van de BeekとPer Ola Borjessonによる「周期的プレフィックスを用いたＯ
ＦＤＭシステムの時間と周波数同期(Timing and Frequency Synchronization in
OFDM Systems Using the Cyclid Prefix)」, Proceedings of the Internationa
l Symposium on Synchronization, 16-19ページ、エッセン、ドイツ、1995年（
以下、本明細書では「ＳｖｄＢＢ９５」と呼ぶ)；Timothy M. SchmidlとDonald C
. Coxによる「ＯＦＤＭのためのオーバーヘッドが小さく、複雑性が小さい（バ
ースト)同期(Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization for OFD
M), Proceedings of the International Conference on Communications (ICC'9
6), 1301-1306ページ、ダラス、テキサス、アメリカ合衆国、1996年（以下、本
明細書では「ＳＣ９６」と称する）；および「ＬＳＭ９７」に記載されている。
【００１０】 図1ａと図1ｂに示した従来の繰り返し型のプリアンブルを使用するには、Ａ部
とＢ部（Ａ部、Ｂ部とＣ部)の信号部分を処理して必要な同期パラメータ時間と
キャリア周波数を取得する。実行可能な繰り返しインタバルは図中に直線１０１
、１０３と１０５によって示されている。タイミングに関するメトリックは、正
しい位置だけで無く正しい位置近傍の広い範囲においての最小(又は最大)値をと
る。従って、これらの従来型のプリアンブルは、ＩＳＩチャネルにおける相関-
シーケンス技術と同じ問題を有している。（この意味において、タイミングにお
いて極値が不明瞭になる問題として理解される）。受信された信号にパワーの大
きいノイズが含まれていたら、時間同期の誤差確率が高くなり、時間推定の分散
が非常に大きくなる。「ＳｖｄＢＢ９５」や「ＳＣ９６」に記載されているように
、正しい時間におけるＡとＢとの間の相関によって周波数オフセットの推定値が
得られることに留意する必要がある。従って、この方法は周波数同期のために使
用することができる。繰り返し型プリアンブルは相関シーケンスプリアンブルよ
りも少なくともこの点に関して優れている。
【００１１】 発明の概要 上記に鑑みて、本発明は受信信号の周波数同期をおこなう装置と方法を提供す
ることを目的とする。 本発明の別の目的は、受信信号のフレーム同期を行う装置と方法を提供するこ
とである。 上述の目的は、データ標本のシーケンスを送受信する方法と装置によって達成
される。本発明の１つの側面によれば、まずプリアンブル標本のシーケンスを含
む第１のプリアンブルを送信し、次に、データ標本のシーケンスを送り、続いて
プリアンブル標本のシーケンスを含む第２のプリアンブルを送信する方法におい
て、データ標本のシーケンスを第１のプリアンブルをまず送信した後で第２のプ
リアンブルを送信する前に送信する方法でデータ標本のシーケンスを送信する。
【００１２】 本発明の別の側面では、第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシー
ケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットを有
し；第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを有し；第２の
ガード部はシンボルシーケンスの第２のサブセットを有する。
【００１３】 本発明のさらに別の側面によれば、シンボルシーケンスの第１のサブセットは
、シンボルシーケンスの第２のサブセットよりも大きなサブセットであっても良
い。別の実施態様では、シンボルシーケンスの第２のサブセットはシンボルシー
ケンスの第１のサブセットよりも大きなサブセットであってもよい。
【００１４】 本発明のさらに別の側面によれば、シンボルシーケンスを含む第１のプリアン
ブルと、それに続く所望のデータ標本のシーケンスと、それに続くシンボルシー
ケンスを含む第２のプリアンブルを受信することによって、必要なデータ標本の
シーケンスが受信される。受信された複数のデータ標本中の第１のプリアンブル
の複数の位置を次に仮定する。仮定した位置のそれぞれについて、仮定した第１
のプリアンブルとそれに対応する仮定した第２のプリアンブルを決定する。仮定
した位置のそれぞれについて、仮定した第１のプリアンブルと仮定した第２のプ
リアンブルの相関を決定する。第１のプリアンブルの最も可能性の高い位置と第
２のプリアンブルの最も可能性の高い位置を決定するために相関を使用する。
【００１５】 本発明のさらに別の側面によれば、仮想的な第１と第２のプリアンブルの最も
可能性の高い位置は、受信信号シーケンスの第１の周波数オフセットを決定する
ために使用される。
【００１６】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブ
セットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは
第２のガード部とシンボルシーケンスを有する。さらに、所望のデータ標本の受
信はさらに第１の周波数オフセットに基づいて受信した信号シーケンスの周波数
補正を行うことを含む。第１の周波数補正された受信信号シーケンスから周波数
補正された第１のガード部を決定し、周波数補正された受信信号シーケンスから
周波数補正された第１のプリアンブルを決定する。周波数補正された第１のガー
ド部のシンボルシーケンスの第１のサブセットと、周波数補正した第１のプリア
ンブルのシンボルシーケンスの第１のサブセットとの相関を取り、相関結果を得
る。この相関結果を第２の周波数オフセットを検出するために使用する。
【００１７】 本発明のさらに別の側面によれば、相関結果に基づいて第２の周波数オフセッ
トを検出することは、第２の周波数オフセットを検出するために可能な周波数オ
フセットに関する既知の情報を使用することを含む。
【００１８】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを有する別の実施
例では；第１のガード部がシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルが第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを有し、所望のデータシンボルシーケンスの受信が第１のガー
ド部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第１のプリアンブルのシンボル
シーケンスの第２のサブセットとの相関を算出し；相関結果を取得し；第１の周
波数オフセットに基づいて相関結果を補正し；補正した相関結果に基づいて第２
の周波数オフセットの推定を行うことを含む。
【００１９】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブ
セットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは
第２のガード部とシンボルシーケンスを有する。所望のデータシンボルの受信は
さらに、第１の周波数オフセットに基づいて受信した信号シーケンスの第１の周
波数補正を行い；第１の周波数補正を行った受信信号シーケンスの周波数補正し
た第１のガード部を決定し；第１の周波数補正を行った受信信号シーケンスの周
波数補正された第２のプリアンブルを決定し；周波数補正した第１のガード部の
シンボルシーケンスの第２のサブセットと、周波数補正した第２のプリアンブル
のシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて相関結果を算出し；
相関結果を用いて第２の周波数オフセットを検出することを含む。
【００２０】 本発明のさらに別の側面によれば、相関結果に基づいて第２の周波数オフセッ
トを求めることは、第２の周波数オフセットを求める際に可能性のある周波数オ
フセットに関する予め分かっている情報を使用することを含む。
【００２１】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを含む別の実施態
様では；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを含み；第２のプリアンブルは第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、所望のデータシンボルの受信には第１のガード部のシ
ンボルシーケンスの第２のサブセットと第２のプリアンブルのシンボルシーケン
スの第２のサブセットとの相関を求めて相関値を算出し；第１の周波数オフセッ
トに基づいて相関値を補正し；補正された相関値によって第２の周波数オフセッ
トを推定することを含む。
【００２２】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセ
ットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを含み；第２のプリアンブルは第
２のガード部とシンボルシーケンスを含む。ここで、所望のデータシンボルを受
信する方法はさらに第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第
１の周波数補正を行うことを含む。周波数補正された第１のガード部は第１の周
波数補正された受信シンボルシーケンスによって決定され、周波数補正された第
１のプリアンブルは周波数補正された受信信号シーケンスで決定される。同様に
、補正された第２のプリアンブルは第１の周波数補正された受信信号シーケンス
から決定される。周波数補正した第１のガード部のシンボルシーケンスの第２の
サブセットと周波数補正した第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２の
サブセットとの相関をとって、第１の相関値を算出する。同様に、周波数補正し
た第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと周波数補正した第
２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットの相関を算出して第
２の相関値を得る。第１と第２の相関値を組み合わせて、結合相関値を算出する
。結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを求める。
【００２３】 本発明のさらに別の側面によれば、結合相関値に基づいて第２の周波数オフセ
ットを求める方法は、第２に周波数オフセットを検出するに際して可能性のある
周波数オフセットインタバルの確率に関する予め知られている情報を利用するス
テップを含む。
【００２４】 第２のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを含む別の実施態
様では；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、所望のデータシーケンスを受信する技術はさらに第１
のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第１のプリアンブルのシ
ンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて第１の相関値を算出し；
第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第２のプリアンブル
のシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて第２の相関値を算出
し；第１の周波数オフセットに基づいて第１の相関値を補正し；第１の周波数オ
フセットに基づいて第２の相関値を補正し；第１と第２の補正された相関値に基
づいて補正結合相関値を求め；補正結合相関値に基づいて第２の周波数オフセッ
トを推定することを含む。
【００２５】 本発明の、さらに別の側面によれば、受信信号シーケンスは第１のプリアンブ
ルと、それに続く周期的プレフィックスガードインタバルと、それに続く所望の
データ標本シーケンスと、それに続く周期的ポストフィックスガードインタバル
と、それに続く第２のプリアンブルを含む。さらに、所望のデータシンボルの受
信はさらに、第１のプリアンブルの最も可能性の高い仮定された位置に基づいて
受信した信号シーケンス中で所望の標本の開始位置を粗推定することを含む。受
信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定は
：時間領域から周波数領域への変換と受信信号中の所望の標本シーケンスの開始
位置の粗推定に基づいて受信信号標本の周波数領域信号を作成し；受信した標本
とノイズの無い標本の周波数領域における相関を求め；周波数領域における受信
標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関推定に基づいて受信信号シーケンス
中の所望の標本シーケンスの開始位置についての改善された推定値を発生するこ
とを含む。
【００２６】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的なプリフィックスガードインタバル
は所望のデータ標本シーケンスの終了サブセットを含み；周期的ポストフィック
スガードインタバルは所望のデータ標本の開始サブセットを有する。
【００２７】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的プリフィックスガードインタバルに
含まれる標本数と周期的ポストフィックスガードインタバルに含まれる標本数は
チャネルパワー遅延特性に対して最適化される。
【００２８】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルの受信には、受信信
号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値に基づい
て受信した標本の周波数領域での改善された受信標本を作成し；改善された周波
数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域での相関を求め；周波
数領域での受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の第２の相関に基づ
いて、受信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置に関するさらに改善された
推定値を作成することを通じて、受信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置
のさらに改善された推定値を作成することを含む。
【００２９】 本発明のさらに別の側面によれば、ノイズの無い標本は受信信号シーケンスに
含まれるシンボルを復調することで作成されるものであっても良い。この手順は
、所望の標本シーケンスに含まれたシンボルを復調することでノイズの無い標本
を作成することを含むものであってもよい。別な実施例では、ノイズの無い標本
を受信標本シーケンスにマルチプレックスされたパイロットシンボルに基づいて
作成するものであっても良い。
【００３０】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータ標本のシーケンスの受信には
、周期的プリフィックスガードインタバルと、続いた所望のデータ標本シーケン
スと、それに続く周期的ポストフィックスガードインタバルを含む信号を受信し
、受信信号シーケンス内の所望の標本シーケンスの開始位置を概略推定し、受信
信号シーケンス内の所望の標本シーケンスの開始位置を概略推定値に基づいて受
信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定を行い、周波数領
域の受信標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関を求め；受信標本とノイズ
の無い標本の周波数領域信号の周波数領域での相関を求めて受信した信号シーケ
ンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値を作成することを
含む。
【００３１】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的プリフィックスガードインタバルは
所望のデータ標本シーケンスの終了サブセットを有し；周期的ポストフィックス
ガードインタバルは所望のデータ標本シーケンスの開始サブセットを有する。
【００３２】 本発明のさらに別の側面では、周期的プリフィックスガードインタバルに含ま
れる標本の数と周期的ポストフィックスガードインタバルに含まれる標本の数と
はチャネルパワー遅延特性の期待値に対して最適化されている。
【００３３】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルの受信はさらに、受
信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値に基
づいて改善された周波数領域の受信標本を作成し；改善された周波数領域の受信
標本とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関を求め；周波数領域の受信標本
とノイズの無い標本との間の第２の周波数領域の相関を求め；周波数領域の受信
標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の第２の相関に基づいて受信信号中
の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善された推定値を作成することに
よって、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の推定をさら
に改善することを含む。
【００３４】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善
された推定値に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波
数オフセット測定を調整することを含む。
【００３５】 本発明のさらに別の側面によれば、ノイズの無い標本は受信した信号シーケン
スに含まれるシンボルを復調することで作成される。この手法は、所望の標本シ
ーケンスに含まれるシンボルを復調して、ノイズの無い標本を作成することを含
む。
【００３６】 別の実施態様では、ノイズの無い標本は受信標本シーケンスに多重処理された
パイロットシンボルに基づいて作成されても良い。
【００３７】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された
推定値に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波数オフ
セットの測定を調節することを含む。
【００３８】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、複数回に渡って繰り返し演算を行うことによって受信信号シーケンス中
の所望の標本シーケンスの開始位置の推定値を次第に改善することを含む。繰り
返し演算のそれぞれの繰り返しは、前の繰り返し演算によって得られた受信信号
シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の推定値に基づいてその回の繰
り返し演算における受信標本の周波数領域の値を求め；その繰り返しにおける受
信標本の周波数領域の値とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関を求め；そ
の回の繰り返し演算における周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の周波数
領域の相関に基づいて受信信号シーケンス中の所望標本シーケンスの開始位置の
次の推定値を作成することを含む。
【００３９】 本発明のさらに別の側面では、所望のデータシンボルシーケンスの受信はさら
に、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
値に基づいて受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波数オフセ
ットの値を調整する。
【００４０】 本発明の目的と利点については添付の図面を参照して以下に行う本発明の詳細
な説明によって一層明瞭になるはずである。
【００４１】 発明の詳細な説明 本発明の種々の特長について図面を参照して詳細に説明する。図においては同
じ部分には同一の番号を付すものとする。
【００４２】 本発明の種々の実施例はいずれも、未知の周波数選択的チャネル上のバースト
状（突発的、１ショット）のデータ通信における（時間領域での）キャリア周波
数同期とフレーム同期の問題を解決するものである。本発明は無線チャネルに好
適なものであるが、同様な特性を有するチャネルであれば無線チャネルに限らず
適用することができる。以下に、まず本発明を概観することにする。次に本発明
の種々の側面について詳細に述べる。
【００４３】 本発明の１つの側面に従えば、同期手順は２つの段階を有し、第１の段階はさ
らに２つのステップに分かれる。第１段階の第１のステップでは、粗時間推定と
（分散の小さい）周波数オフセット推定を行う。後者は周波数の不確定性が存在
する場合には補正を行うことができる。第１段階の第２のステップはこの周波数
の不確定性の問題を解消して広いレンジにわたって実際のキャリア周波数オフセ
ットを推定するために実施する。
【００４４】 第２の同期段階は最初の時間推定の精度を向上させるために行う。同期の状態
によっては、２つの段階はそれぞれ独立モードで使用することもできるし、ある
いは結合して使用することも可能である。
【００４５】 第１の段階は標本に対して時間領域の処理（相関処理）を行って周期的な信号
の繰り返しを行い、周波数の不明瞭さを解消するために粗タイミングと周波数オ
フセットとを求める。ここで、本発明の別の側面に従って、送信信号のプリアン
ブル部分を互いに非常に隔たった２つの信号部分に分割する。例えば、データ信
号（又は他のタイプの信号）は「プリアンブル」の間に挟み込まれて、ここでサ
ンドイッチプリアンブル(ＳＰ)または「サンダンブル」と称する構造をとること
ができる。本発明に基づくサンダンブルを使用することは周波数の精度向上に非
常に効果がある。
【００４６】 第２段階では、受信した変調信号の正しい時間オフセットを推定する。粗タイ
ミング推定手段によって直交周波数分割マルチプレックス(ＯＦＤＭ)シンボルと
して特定された信号標本フレームについて、周波数領域の処理が選択されている
。最初のタイミング推定は同期の第１段階によるものであっても良いし、その通
信システムに固定された周期的通信プロトコル構造に起因するものであっても良
い。この同期の第２段階では、同期プリアンブルはＯＦＤＭシンボルであること
が必要である。この一般的な部分のスペクトルから、サブキャリア振幅を横断す
る相関技術に基づいて時間オフセットの改善された推定値が得られる。ＯＦＤＭ
パラメータ(すなわち、キャリアの数、サブキャリア変調のタイプ）が許容する
なら、決定を対象とした(decision directed)アルゴリズムによってバースト中
のどの情報伝達用ＯＦＤＭからでも時間オフセットを推定することができ、特定
のパラメータによって規定される最大オフセットの範囲内での推定を行うために
はそれ以上の冗長性を必要としない。つまり、バースト中のデータ送信用の変調
方法はＯＦＤＭに限定されないが、ＯＦＤＭの場合には、同期の第２段階で決定
を目的とした(decision directed)アルゴリズムによってバースト中の情報伝達
シンボルから時間オフセットを推定することができる利点がある。
【００４７】 従って、第２段階では決定を目的とした推定と同様に、冗長性を必要とするが
耐性に優れるデータによって補助された推定方法を使用することができる。時間
オフセットの推定を次第に改善して、時間ウインドウを、分散が最小になる最適
推定値に収束するまで繰り返し演算によって調整することができる。最初の時間
オフセットに関する粗推定は、収束を保証できるだけの信頼性があれば十分であ
る。
【００４８】 マルチパス(ＩＳＩ)チャネルの処理の場合は、提案した推定手段からの時間同
期は、対象パワー遅延チャンネル特性のパワー重心の遅れ分だけ常に遅れている
ので、ガードインタバルはプリフィックスパートとポストフィックスパートに分
離しているのが望ましい。従って、推定手段によって推定された同期位置は、通
常は正の値のほうにずれている。
【００４９】 本発明の種々の側面について概略述べたので、種々の側面についてより詳細に
述べることにする。
【００５０】 本発明は、未知の周波数選択的なチャネル上のバースト状のＯＦＤＭに対する
時間(フレーム)と周波数の同期のために新しいタイプの繰り返しプリアンブルを
使用するものなので、この点についてまず述べる。
【００５１】 信号の繰り返し 発明の背景の部分に記載したように、バーストトレーニングシーケンスとして
、未知で非常に拡散したチャネル上のデジタル送信に関するフレームとキャリア
周波数の同期のために繰り返しプリアンブルは広く提案された技術である。フレ
ーム同期とキャリア周波数オフセット推定のために繰り返しトレーニングを行う
基本思想は、もともとは「ＣＭＵ８７」で単一キャリア通信に関して提案された
ものである。線形と同様メモリの無い非線形チャネル歪は同期特性に関してほと
んど影響を与えない。従って、ここで検討されているフレームとキャリア周波数
の粗推定アルゴリズムの本質は、それぞれがＤsync変調間隔である有用な同期長
さを有する信号繰り返しの２つの領域について使用されることにある。２つの領
域は、ｋ0個の標本分だけ離れている。パラメータｋ0を相関ベースと称する。
【００５２】 ＯＦＤＭ送信機に信号の繰り返しを取り込むにはいくつかの方法がある。 拡張ガードインタバル：これは非常に大きなＯＦＤＭシンボル（例えばＤ＝５
１２)に対して適用可能であり、ガードインタバルに起因する「自然」の周期性が
同期を可能にするようにいくつかのガード標本を追加することで若干延長されて
いる。この例では、同期長さＤsync＝２０であり、相関ベースはｋ0＝Ｄ＝５１
２である。 ＯＦＤＭシンボル繰り返し：これは小さなＯＦＤＭシンボル（Ｄ≦１２８)に
向いており、同期のために大きさＤsyncであるＯＦＤＭシンボルの全長が繰り返
されることを意味している。 プリアンブルを形成するために繰り返されるＯＦＤＭシンボルはデータの搬送
にも使用される。従って、プリアンブル構造自体は周期性を有しない−ランダム
であり、このことによってデータ変調には時間拡散係数が２となるが、プリアン
ブル標本の半分だけがトレーニング用である。
【００５３】 数学的な記述においては、オーバー標本の無いＯＦＤＭ送信機及び受信機を想
定する。さらに、送信機と受信機におけるサンプリング周波数は完全に一致して
ＴT＝ＴR＝Ｔであると仮定する。
【００５４】 処理可能な通信された時間領域の同期構造は以下の繰り返し特性を有する。 一般性を損なうことなく、第１の有用な同期シンボルの開始はｋ＝０であると
することができる。負のｋに対しては、同期シーケンスのガードインタバルが送
られる。
【００５５】 時間の連続関数である信号については、 の関係が得られる。
【００５６】 チャネルの分散と、ノイズの相乗と、ｈR(t)で表される受信フィルタの影響を
受けた後、キャリア周波数オフセットは、 で表される。ここで、ｈ(ｔ)はｈ(ｔ)＝ｈT(ｔ)＊ｈc(ｔ)＊ｈR(ｔ)で表される
総合的インパルス応答、ｈT(ｔ)は伝達フィルタのインパルス応答、ｈc(ｔ)はチ
ャネルのインパルス応答、「＊」は重畳演算子である。
【００５７】 ノイズの無い受信信号は、 で表され、標本されたノイズの無い信号は で表される。ここで、|Δｔso|≪Ｔであり、ｈ(ｋＴ)がゼロに近くない値である
として標本インデックスｋのＤeは、Ｄgのガードインタバルを超えない。従って
、受信した標本シーケンスの信号特性は、少なくとも上記のインタバルに関して となる。この関係はガードインタバルがチャネルインパルス応答よりも短くなけ
れば、つまりＤg≧Ｄeの関係を満たせば成立する。明らかに、ｋ0の間隔をあけ
た標本の位相はΔｔsoに無関係である。
【００５８】 式(６)に記載したｋ0個の標本にわたるシステマチックな位相増分２πΔｆco
Ｔｋ0は、受信機の側で周波数誤差の推定に使用することができる。この点につ
いては明細書において後に検討する。
【００５９】 ＯＦＤＭのサブキャリア増分がΔｆsub＝１／（ＤＴ)で、ノーマライズされた
キャリア周波数オフセット(ＮＣＦＯ)ξf＝(Δｆco)／（Δｆsubについて、２π
ΔｆcoＴ＝（２π／Ｄ) ξfとなるので、(６)式は以下のように表現することが
できる。
【００６０】 受信信号特性 位相回転とは別に、受信したノイズの無い信号は少なくともＤsync個の標本の
領域内においては周期ｋ0の周期性を有する。したがって、ｋ0個の標本分だけ離
れた信号の類似性に基づいて受信機は同期シーケンスの存在を高い信頼性で検出
することができる。好ましいメトリックスについては本明細書において後に記述
する。
【００６１】 Ｄe＜Ｄgであれば、ガードインタバルのＤg−Ｄe個の標本は消費されない。（
もし、インパルス応答の後半にかけてｈCの値が非常に小さいなら、標本のこれ
に対応する部分は同一にはならないが「非常に近い」ものであり、「消費されな
い」部分はさらに長くなる。この性質は同期の際に生じる不確定性の問題にとっ
て非常に重要である。シンボルの開始位置は「ＳＣ９６」で提案されている最大
メトリック検出手法では絶対的な意味で正確に検出することはできない。したが
って、タイミングオフセットについては粗推定が可能なだけである。
【００６２】 同期構造が有する存在検出に関する耐性と周波数推定の正確さは、Ｄsyncが「
プロセスゲイン」を定め、したがって手法のノイズに対する強さを決定するもの
なので、パラメータＤsyncに依存することになる。さらに、ｋ0は周波数推定の
正確さと許容できる周波数範囲に影響を与える。Ｄsyncとｋ0を変化させること
で、信号の繰り返しに対する同期化手法が十分な正確性を有するようになる。
【００６３】 同期構造を適用するための必要条件 明らかに、対象となる同期シーケンスの継続時間はチャネルのコヒーレンス時
間を越えることは無い。これは通常はここで対象とする用途に関して厳しい制限
にはならない。
【００６４】 最も頻繁に発生する周波数オフセットが通信バンド幅のどちら側でも仮想キャ
リアの数を超えないようにしなくてはならない。換言すれば、受信信号は、あら
かじめ周波数を制御すること無しに、全ての使用されているサブキャリアによっ
て「ヒット」されて受信フィルタＨR(f)のパスバンドに取り込まれなければなら
ない。したがって、全ての望ましい受信信号情報は等価複素ベースバンド（ＥＣ
Ｂ）領域に含まれる。周波数オフセットが十分に補正された後、周波数マルチプ
レックスを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって復調しても他のサブキャリアか
らの干渉を過剰に受けることが無い；周波数補正はサブキャリア相互の直行性を
概略保持するもので無ければならない。
【００６５】 従来の繰り返しプリアンブル 本例ではシステムのキャリアの数は比較的少ないと仮定して、議論を大きさＤ sync の全ＯＦＤＭシンボルの繰り返しについて行うことにする。したがって、例
えば、プリアンブルはデータを搬送する（したがってランダムな）ＯＦＤＭシン
ボルを１つだけ有すると仮定する。（もちろん、プリアンブルは既知のデータを
有するものであってもよい。）本発明の発明の背景の部分で幾つかの従来型繰り
返しプリアンブルについて、図１ａと１ｂを参照して述べた。図１ａに示した従
来型のプリアンブル構造をより詳細に検討すれば、ｋ0＝ＤsyncでありＤg (2)＝
０であることがわかる。したがって、Ｐ構造と称する２つの、同一で直接連続す
るＯＦＤＭ信号の部分が得られる。この同期構造は時間領域の２Ｄsync個の標本
とＤg個のガードインタバルの標本からなる。従来と同じように、ガードインタ
バルは繰り返しプリフィックスから構成され、同期シーケンス中では過渡シーケ
ンスの小さな部分が３回存在する。最初のＤsyncキャリア同期ＯＦＤＭシンボル
の最後のＤg個の標本は、続いているシンボルは同一なので２番目のＯＦＤＭの
ガードインタバルである。そのためにＤg (2)＝０とおくことができる。Ｐ構造の
この決定論的な特徴は図２ａに模式的に示されている。特に、図２ａは、図１ａ
に示した部分に対応する部分Ｇ、Ａ、Ｂを有するプリアンブル構造Ｐにおける離
散時間送信機出力ｓ（ｋ）の時間構造を示すものである（送信された個々の標本
は複素値を有する）。このそれぞれの部分および本明細書の後の記述において、
１つの部分（例えば部分Ａ）内の標本シーケンスとそれ以外の部分における繰り
返し（部分Ａにおいて最初に送信された標本の完全な繰り返しであるＢ部分であ
るか、部分的な繰り返しであるＧ部分であるかにかかわらず）を表現するのに三
角形を使用した。三角形の表現は標本のパワーが終わりに向けて減少していくこ
とを表現する趣旨ではない。例えば、三角形によって、Ｂ部分の一群の標本がＡ
部分で送信されたものと同一であり、Ｇ部分の標本はＡとＢ部分の右端の部分と
同一であり周期的な繰り返しが行われていることを理解することができる。
【００６６】 図２ｂは、線形又は非線形ひずみと周波数オフセットデルタｆcoを有するノイ
ズの無い拡散チャネルを通して送信標本ｓ[k]が送信された後の、受信機によっ
て受信された標本ｒ[k]を示す。同期はこの受信標本ｒ[k]に基づいて行われる。
受信されたガードインタバルＧ’はチャネルによって完全には消費されないこと
がわかる。この従来型の繰り返しプリアンブルに関して、Ｄsync＝Ｄ／２を選択
すれば、送信システムのＯＦＤＭシンボル構造を同じにすることができるので、
ハードウエアの設計の観点からは好ましい。
【００６７】 サンドイッチプリアンブル（サンダンブル）構造 本発明の１つの側面に基づき、サンドイッチプリアンブル（以下、「サンダン
ブル」と称す）と称する新規な繰り返しプリアンブル構造を使用する。図３には
サンダンブルの例を示すものである。実行可能な周期間隔を線３０１、３０３お
よび３０５で示した。同期構造は以下の形を有する：バーストに含まれる１つ以
上の規則的ＯＦＤＭシンボルによって互いに隔てられた２つの同一な繰り返し信
号部分。図３に例示した実施例では、Ｂ部分に含まれる一群の標本はＡ部分に含
まれる標本と同一である。さらに、図では（Ｇ1、Ｇ2）およびＧ3と称する３つ
のガード部が設けられている。Ｇ1とＧ2のところで使用した括弧は、これらが延
長ガード部を構成することを表示するものである。Ｇ1とＧ2は相互に連続してお
り、Ａ部の直前を先行する。第３のガード部Ｇ3はＢ部の直前でこれに先行する
。第３のガード部Ｇ3はＡ部から、１つ以上のバーストの規則的なＯＦＤＭシン
ボルによって隔てられている。
【００６８】 拡張されたガード部（Ｇ1、Ｇ2）と第３のガード部Ｇ3の信号は、Ａ部の信号
の最も右の部分（図３ではＡ２と表示したＡの部分）と同一である。（もちろん
、Ｂ部の信号はＡ部の信号の完全なコピーなので、ガード部（Ｇ1、Ｇ2）とＧ3
の信号はＢ部の信号の最も右の部分と同一と考えることもできる。）延長ガード
部（Ｇ1、Ｇ2）の長さは、第３のガード部Ｇ3の長さと同じである必要は無いの
で、Ａ部の最も右の部分のコピーではあるが長さの異なるコピーがそれぞれ使用
されている。
【００６９】 サンダンブルにおいて、第１のガード部Ｇ1は図１ａに示した従来の繰り返し
プリアンブルにおけるガード部Ｇと同じ目的のために使用される。第２のガード
部Ｇ2は、ガード部Ｇ1の長さを延長するために使用される。第３のガード部Ｇ3
はプリアンブル成分を分割するために繰り返し部Ｂのプリフィックスとして必要
になる。
【００７０】 図４は、サンダンブルの時刻暦を示した別の図である。従って、三角形表現は
サンダンブルがいろいろな場所で信号のどの部分がコピーされているかを表現す
るのに好適である。図４によれば、バーストフレームは、長さＤg (1)の延長ガー
ドインタバルに先導された、長さＤsync標本の同期ＯＦＤＭシンボルによって開
始されることがわかる。次に、Ｄキャリアを有する通常の（情報搬送用）ＯＦＤ
Ｍシンボルが標本数Ｄg (2)の通常のガードインタバルが続く。最終的には、長さ
Ｄsync標本である第２の同期ＯＦＤＭシンボル（最初のものと同一）が、同期パ
ラメータの推定に使用する標本フレームの終端を示す。Ｄg (2)はＤg (1)と同じで
ある必要は無い。次に、バーストの残りの規則的（情報を搬送する）ＯＦＤＭシ
ンボルが続く。
【００７１】 通常のＯＦＤＭシンボルを分割して収容することによって、相関ベースｋ0が
拡張される。このことは、１乗に比例して解析すべき範囲を小さくすると同時に
、２条に比例してキャリア周波数推定の分散を小さくする。ｋ0が大きければ、
あらかじめ設定された推定誤差の許容最大値が達成され、同期オーバーヘッド（
専用トレーニング標本）を小さくすることができる。 以下の説明では、サンダンブルは通常のＯＦＤＭシンボルを１つだけ有すると
仮定する。
【００７２】 従来のプリアンブルと新規なサンダンブルの対比 サンダンブルの第１の不利な点は、周波数キャリアオフセットのロックイン範
囲が小さいことである。しかし、実用上は周波数キャリアのロックイン範囲は非
常に大きい必要は無い。したがって、本発明の別の側面に従って、第１の同期Ｏ
ＦＤＭシンボルの若干延長されたガードインタバルＤg (1)に対して、第２の処理
段階で不明瞭さを解消する２つの方法を後に説明する。本発明の周波数オフセッ
トの不明瞭さを解消する２つの方法では、Ｄg (1)?Ｄgことが必要である。
【００７３】 サンダンブルの従来の繰り返しプリアンブルと比較して不利な点の２番目は、
同期プリアンブルの第２の部分で、「プリアンブルの長さ」が、従来の繰り返し
プリアンブルにおいてはＤg＋２Ｄsyncであったのに対して、サンダンブルでは
これよりも若干長くＤg (1)＋Ｄg (2)＋２Ｄsyncとなる点である。一般的に、Ｄg ( 2) ＝Ｄgであるとすれば、同期のために追加されなければならない変調インタバ
ルはＤg (1)である。結果として得られる周波数推定分散σξf 2を通信オーバーヘ
ッドと比較すれば、サンダンブル構造は従来の繰り返しプリアンブルに比較して
効率が高い。つまり、サンダンブル構造は、トレーニング標本（オーバーヘッド
）の数が固定されているときに最も精度が高くなる（分散が小さくなる）。
【００７４】 第１段階：時間の粗同期と周波数の詳細同期 すでに述べたように、本発明に基づく同期手順は２つの段階を有し、第１の段
階には２つのステップが含まれる。第１段階の第１のステップでは、タイミング
の粗推定と周波数オフセットの分散の小さな推定が行われる。後者は周波数に関
して不確定が存在する状況下でも補正を行うことができる。第１段階の第２ステ
ップはこの周波数の不確定性の問題を解消して、実際のキャリア周波数オフセッ
トが広い範囲にわたって推定できるようにする。
【００７５】 第１段階の第１の具体例を示すブロック図を図５aに示す。この図には、実施
例で使用されるハードウエアだけでなく、信号の流れと処理の順所を当該実施例
において行われる複数のステップを示すフローチャートでもある。処理の流れを
表現するために、例えば標本メモリ５０１のような同じハードウエア要素を図中
の複数の場所に示した。図中には複数個表示されているが、この種の装置は１つ
あれば十分である。この図および以降の図に示した種々の要素の機能は他の方法
で満たすこともできる。例えば、プログラム可能な処理ロジック回路は、コンピ
ュータによって読み出し可能な適当な記憶装置（ランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）、磁気記憶装置、光磁気記憶装置等）に記憶されたプログラム命令を実行す
ることで図に示した機能を実現することができる。あるいは、ハード的に実現さ
れた回路で機能の一部又は全部を実行することも可能である。これらの代替手段
およびそれらの等価物は、いずれも本発明の範囲である。種々の機能をブロック
図で表現することは本発明の説明を容易にするために行ったことである点には留
意が必要である。実際は、図示されたブロックのいくつか又は全てを組み合わせ
て、１つのユニットに全ての機能を実行させることも可能である。
【００７６】 図５ａに戻れば、第１段階はプリアンブルシンボルで使用される変調形式を制
限するものではない。プリアンブルとして、ＯＦＤＭシンボルだけでなく単一キ
ャリア変調を使用することも可能である。
【００７７】 受信された（雑音を含む）標本ｒ[k]は標本メモリ５０１に供給される。記憶
された受信標本ｒ[k]は、すでに述べたようにサンダンブル構造５０３を有する
。第１段階の第１ステップで、受信標本ｒ[k]は第１の相関ユニット５０５に供
給され、該ユニットはフレーム開始（時間）の粗推定５０９と第１の周波数補正
５０７を行って、これらを受信標本ｒ[k]に適用する。これらは受信標本ｒ[k]か
ら類似度メトリックスを求め、類似度メトリックすから得られた情報をサンダン
ブル５０３を検出するために使用するものである。検出されたサンダンブル５０
３から、第１の周波数補正５０７とフレーム開始（時間）粗推定５０９が決定さ
れる。本発明の別の実施例では同様なメトリックスの別のタイプのものに基づい
てもよい。好適なメトリックスについては後に述べる。
【００７８】 最小二乗誤差（ＭＭＳＥ）判断基準 フレームと周波数の同期の問題について、Ｄsync個の連続したノイズを含む受
信標本のシーケンスが下記のベクトルから取り出される。 ノイズの無い（仮想の、したがって受信することのできない）受信標本は下記
の式で表現される。 ノイズベクトルの定義、 を考慮すると、ｒk＝ｒ~ k＋ｎkの関係式が得られる。
【００７９】 同期は標本シーケンスの類似確率を最大にすることに基づいている。有効な時
間と周波数の同期は、同期に関する変数の組（ｋ，ξf）が有効な同期変数の組
（有効な範囲）に含まれている時に得られる。 周期性を示す全ての時間軸上の位置ｋ’について、ｒ~ k'+k0とｅ+j2πk0ξ'f/D
ｒ~ k'は有効である。消費されていないガードインタバルの存在下では、有効な
ｋ’は連続したインタバルを構成する。また、ＮＣＦＯξ'fは、ｘ∈Ｚであれば
全てのξf＝ξ'f＋ｘＤ／ｋ0に関する有効な推定値であり、つまり、ＮＣＦＯの
不明確なインタバルはＤ／ｋ0である。不明確なＮＣＦＯ推定をあらかじめ行う
ことは、推定すべき周波数パラメータのレンジが制限されていなければ不可能で
ある。したがって、複数の同期変数の組が存在することができ、Ｒk,ξfの濃度
は１よりも大きい。
【００８０】 周波数製の検出のために、以下の決定ベクトルを導入する。 式１３の最初の２つの項については、以下の関係が有る。
【００８１】 式１２と１３に示した決定ベクトルは、２つの同期仮定ｋ~とξ~ fを同時にテ
ストすることができる。少なくともσs 2?n 2に関する信頼できる情報が与えられ
る。仮定が有効であれば、ｄk~ξ~fは、複素値で平均がゼロであるＤsync次のガ
ウシアン乱数を表す。この性質は式１３から直接導くことができる。ノイズの無
い場合は、理想的なフレーム位置と完全なＮＣＦＯ推定が行われれば、ｄk~ξ~f の値は完全にゼロになる。相互に相関を有しないガウシアンホワイトノイズｎk~ +k0 とｎk~を仮定すると、ｄk~ξ~fに含まれるノイズもまたガウシアンホワイト
ノイズであり、その複素ディメンジョン当りの分散は２σn 2である。
【００８２】 ｄk~ξ~fの有効な同期変数の組に対する確率密度関数（ｐｄｆ）は、 で表され、ここで‖ｄ‖2＝ｄHｄである。（・）Hはベクトルの共役複素数であ
る。 フレームオフセットとＮＣＦＯは同時に推定する必要がある。同時推定は以下
の関係式によって行うことができる。
【００８３】 最大偏角演算子は最大値となる偏角（変数の組）を与える。 この同時同期推定は以下の関係と等価である。 最小偏角演算子は最小値となる偏角（変数の組）を与える。最小化されるべき
式は以下の形に変形することができる。 この関係に複素相関に関する以下の関係を導入する。 Ｄsync個の受信標本のフレーム内のパワーの合計は、以下のように表される。
【００８４】 Ｓ[k]とＰ[k]の値はいずれもＳ[k-1]とＰ[k-1]から繰り返し演算によって算出
することができる。これは新しいエレメントを１つ加えて古いエレメントを１つ
削除することによって行うことができる。丸め誤差が無視できるとの仮定のもと
では、変調インタバル毎に合計を算出する必要は無い。
【００８５】 式１６の表現は、「ＣＭＵ８７」で周期的にメトリックなフレームと周波数の
同期について使用が提案されているものと同じメトリックである。ｋ0標本分隔
たった受信信号間の平均二乗誤差（MSE）のノルムであり、信号の周期性の程度
を観測するために使用することができる。式１６に記載された二次元メトリック
の時間と周波数のオフセット決定は、最小のＭＳＥ（ＭＭＳＥ）を得ることがで
きるフレーム開始仮定ｋ~とＮＣＦＯ仮定ξ~ fに起因する。
【００８６】 修正したメトリックに基づいて以下の関係が得られる。 二次元問題であった当初の方法が1次元の推定問題になっている。フレーム部の
推定はＭＳＥを最小にするという条件からまず得ることができる。
【００８７】 次に、ＮＣＦＯの最も可能性の高い（ＭＬ）推定を推定されたフレームの開始位
置についてＳ「ｋ」を評価することで行うことができる。
【００８８】 |ξ|＜Ｄ／（２ｋ0）が周波数オフセット推定ξfの不明確さをなくすための最
小条件である。この推定の精度については明細書でさらに検討するが、ここでは
ＩＳＩの無い周波数オフセット推定ｋ~∈[-（Ｄg−Ｄe）]について強調しておか
なければならない。
【００８９】 最大確率条件 [ＳｖＤＢＢ９５]と[ｖｄＢＳＩＢ９５]で、Sandell, van de BeekとBorjesso
nは、ＭＬフレームの同期に基づく最適化されたメトリックを提案している。導
出の詳細についてはJan-Jaap van de Beek, Magnus SandellとPer Ola Borjesso
nによる「マルチキャリアシステムにおけるタイミングと周波数オフセットのＭ
Ｌ推定」(ML Estimation of Timing and Frequency Offset in Multicarrier Sy
stems)、研究報告書、信号処理部門、ルレア工科大学、スウェーデン、１９９６
年（以下、本明細書では[ｖｄＢＳＢ９６]と称す）に開示されている。受信信号
は、特定のＯＦＤＭ送信信号についてのみ成り立つ、平均値がゼロのガウシアン
複素ホワイトランダムプロセスによってモデル化されている。非常に多くのサブ
キャリアが使用されていない場合とは違って、Stefan MullerとJohannes Huber
による「ＯＦＤＭのための新しいピークパワー低減手法」(A Novel Peak Power
Reduction Scheme for OFDM)、パーソナル、屋内および移動無線通信に関する国
際シンポジウム梗概（ＰＩＭＲＣ’９７）、ページ1090-1094、ヘルシンキ、フ
ィンランド、1997年9月（以下、本明細書では「ＭＨ９７ｂ」と称す）、あるい
はアダプティブ変調に関しては、標本間に相関が無いと想定することは、サブキ
ャリアによって送信パワーが大きく異なるＯＦＤＭ送信信号に関しては一般に正
しくない。拡散性を有するチャネルインパルス応答と重畳される受信信号に関し
てはことに正しくない。したがって、「ｖｄＢＳＢ９６」の式の導出は拡散を有
しないチャネルを前提としたものである。解析の途中で、時間と周波数に関する
結合２次元メトリックに到達し、前のサブセクションで述べたのと同じ理由から
以下に示す１次元のサーチ条件を導出する。 フレーム同期に関しては、定数 は受信機に入力される信号ノイズ比（ＳＮＲ）である。ＳＮＲ適応ファクタ以外
は、このメトリックは式（２０）に示したものと同じ構造を有する。Ｐ[k]とＳ[
k]は式（１８）と（１９）で定義される。導出の過程で分散の無いチャネルが前
提とされているが、メトリックは分散を有するチャネルについても適しておりか
つ優れたものである。
【００９０】 最大相関条件 単純化されたフレーム同期メトリックが、T. KellerとL. Hanzoによる「無線
ローカルエリアネットワークのための直交周波数分割マルチプレックス同期技術
」(Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronisation Techniques fo
r Wireless Local Area Networks)、パーソナル、屋内および移動無線通信のた
めの国際シンポジウム梗概（ＰＩＭＲＣ’９６）、963-967ページ、台北、台湾
、1996年（以下、本明細書では「ＫＨ96」と称す）に開示されている。フレーム
を、最大相関（ＭＣ）マグニチュード（式（１８)参照）の時間軸上の位置を表
す から開始する。同様に、|Ｓ[k~]|2の最大値が条件になるので、二乗処理を行う
必要は生じない。
【００９１】 受信信号のエンベロープが一定で、ノイズが強すぎずにP[k]＝constVkとなる
なら、最後の条件は式（２３）と（２１）の条件と同程度に最適なものである。
しかし、ＯＦＤＭの信号のエンベロープは一定とはかけ離れているので、これは
ＯＦＤＭ信号に関してはまったく成り立たない。単一キャリア変調システムのマ
ルチパスひずみを受けた受信信号については一定であることさえない。したがっ
て、式（２５）に示した条件は、その時点で処理されている同期ウインドウ内の
平均パワーを考慮していないので最適とはいえないものである。
【００９２】 第４の条件 「ＳＣ９６」では、SchmidlとCoxは、「ＳＣ９７」で「定義された」メトリッ
ク の使用を提案している。ここで必要な値は式(１８)と(１９)で定義されたもので
ある。
【００９３】 第５の条件：ノーマライズされた最大相関 ここに記載された発明の発明者らは、個々で最大正規化相関（ＭＮＣ）と称す
るさらに別の基準を見出したが、これは新しいサンダンブルを使用してフレーム
の粗同期を行うのに好適なものと考えられる。本発明の個の側面に従い、また時
間粗同期推定を行うためのメトリックは以下のようになる。 実施にあたっては、第１の相関ユニット５０５（図５参照）が、複数の周波数
粗推定、ｋ~、のそれぞれについて、受信標本ｒ[k]のＡ部と想定される部分とＢ
部と想定される部分との間の相関を表す相関値(Ｓ[k~])を決定する。この相関値
は相関メモリ５１１に記憶されてもよい。全ての相関値を算出した後、第１の相
関ユニット５０５は最大値検出処理つまり式（２８)のメトリックを最大にする
ｋ~の値を検出する。この最大値を与えるｋ~が、フレーム開始の粗推定値５０９
である。
【００９４】 周波数推定分散の減少 受信標本ｒ[k]のＡ部とＢ部の位置を推定すると、第１の相関ユニット５０５
は受信信号の周波数を推定することが可能になる。周波数推定に共通の問題は周
波数の精度である。周波数推定の分散はｋ0 2に反比例する。第２の問題は推定装
置によって明確に認識することができる最大周波数オフセットを与える推定範囲
である。図１ａ、１ｂと３に示したそれぞれのプリアンブル構造について、Ａ部
とＢ部の相関から求めた周波数オフセットの推定幅はｋ0に反比例している。し
たがって、周期性の間隔を拡大することが推定幅を小さくすることになる。
【００９５】 正確な（分散の小さい)周波数推定を行うための複数の可能性を概説すると、
以下のようになる。 図１aに示した繰り返しプリアンブルに関しては、Ａ部とＢ部の繰り返し信号
部分の標本数を増加させることが推定精度の向上につながる。「ＳＣ９６」を参
照されたい。その効果は、分散係数（およびトレーニングオーバーヘッド)が大
きくなり周期間隔が拡大される。したがって、推定幅が小さくなる。
【００９６】 ２回ではなく図１ｂに示したプリアンブル構造のように、さらに多くの繰り返
しをおこなうことによって種々の異なる周期間隔を使用する可能性が得られる。
Ａ部とＢ部ならびにＢ部とＣ部の処理がより大きな周波数オフセットの推定を可
能にすると同時に、Ａ部とＤ部の処理によって周波数分散が向上する。「ＦＭ９
３」と「ＦＭ９４」を参照。
【００９７】 本発明の１つの側面によれば、正確な周波数推定を行う別の方法は、繰り返さ
れる標本の数を増やさずに周期間隔を増大させることである。この場合は、分散
係数(およびトレーニングオーバーヘッド)はほぼ同じであり、推定の幅が同様に
小さくなる。Ａ部とＢ部の周期間隔ｋ0を２倍にすることで、推定の分散は４分
の１になり、推定幅は２分の１になる。推定幅と分散の間のトレードオフは、デ
ータによって繰り返される同期シンボルが分離されている非常に柔軟性の高いサ
ンダンブルによって実現することができる。
【００９８】 周波数推定の分散とトレーニングオーバーヘッドの関係については、サンダン
ブルは純粋な（従来型の)プリアンブルタイプに比較して非常に優れている。こ
のことは、図１a、１ｂと３においてトレーニング標本の数を比較すれば明らか
である。具体的なパラメータによるが、サンダンブルのオーバーオールトレーニ
ング標本の数は同程度の周波数推定分散を有するプリアンブルの約半分であるが
、推定幅は明らかに小さくなっている。後者については(専用の標本の数に関し
て)は、次の段落で記載する方法を適用することによって容易に改善することが
できる。
【００９９】 周波数の不確定性の解決方法 本段落では、例示した実施例の第１のステージで使用されている周波数の不確
定性に関する解決方法について概観することにする。概観した後に、種々の側面
についてより詳細に検討する。
【０１００】 図３に示したサンダンブルに関して、延長されたガード部Ｇ2が、Ａ部とＢ部
との相関を求める際に生起する周波数の不確定性について解決する。特に、Ａ部
とＢ部の相関から第１の相関ユニット５０５が求める第１の周波数補正５０７が
、受信標本ｒ~[k]の周波数オフセットの補正(ステップ５１３)に使用される。周
波数補正ステップ５１３は例えば、標本を推定した周波数オフセットの値（ｅ-j 2πΔfTk 、ここでΔfは推定された周波数オフセットである)の関数である複素回
転係数を（標本メモリ５０１に記憶されている)標本に掛けて求められる。この
周波数オフセットの値は、パラメータに依存する間隔を有する周期的不確定性が
発生する可能性があるので不正確である可能性がある。したがって、この離散値
を有する残りの周波数オフセットを検出することが必要である。残りの周波数オ
フセットは離散値であるために、推定ではなく検出されることに留意が必要であ
る。
【０１０１】 決定変数を得るために、第２の相関ユニット５１５でＧ2とＡ2の相関を求める
。さらに、第３の相関ユニットはＧ2とＢ2の相関を求める。本発明の１つの側面
によれば、第１の周波数補正５１３によって、組み合わせは必須ではないが、加
算機５１９で（第２、第３の相関ユニットから得られた）２つの相関値を組み合
わせる（つまり加算する)ことが可能になる。つまり、別の実施例では、上述の
相関値のうち何れか一方を求めればよい。２つの相関値を求めて組み合わせを行
った例示した実施例に戻ると、この組み合わせによって周波数インタバル決定の
ゲインが１．５５ｄＢ向上することになる。この組み合わせた相関結果から、残
りのキャリア周波数オフセットが、周波数オフセットインタバル検出ユニット５
２１によって検出される(推定ではない)。この周波数インタバル決定５２３は第
１の補正ユニット５０５からの第１の周波数補正推定値５０７と組み合わせられ
た全体周波数オフセット推定５２５が得られる（記憶されている標本に推定され
た周波数オフセット量の関数である複素値を有する回転ファクタを掛ける)。本
発明のこの側面では詳細推定と離散決定が組み合わされているので、上述の周波
数オフセット推定手法を以降は「詳細／離散」(ＦＤ)と称する。
【０１０２】 ＦＤ法の２番目の利点は、実際の伝達システムにおける不均一な周波数オフセ
ットの使用である。一般には、ゼロ近傍の周波数オフセットのほうが大きなキャ
リア周波数オフセットよりも信頼性が高い。この場合、ＦＤ法は、離散間隔決定
についてあらかじめ設定されたオフセットインタバルオフセット確率の使用を可
能にする。このことによってＦＤの全周波数にわたる誤ロック確率を最小限にす
ることができる。
【０１０３】 同期手順の第１段階の処理を概観したので、第１段階の種々の側面についてよ
り詳細に記述することにする。
【０１０４】 周波数の不確定性を解決する３つの方法 この段落では、周波数推定の不確定性を回避または解消する３つの方法につい
て検討する。周波数オフセットがサンダンブルのロックイン範囲の限界よりも高
いか限界近傍であれば、サンダンブル構造において頻繁にこの問題が起きる。以
下に説明する３つの方法のうちの最初の２つでは、２つの同期シンボル部の２つ
のガードインタバルのうちの１つが延長され、ベースの長さが異なっても相関を
求めることが可能になる。相関を適当な方法で処理することによって、不確定性
は有る程度回避されるか解消され、フィードフォワード型の周波数推定を行うこ
とが可能になる。図４に示したプリアンブル構図について、例示したサンダンブ
ルでは、Ｄg (1)＞Ｄg (1)＝Ｄgであった。ここで、ガードインタバルを延長した
ために、周波数の不確定性を解消するために使用することができる相関値の積で
ある変数Ｄcを導入する。相関積が必要な周期性を有するためには、Ｄc≦Ｄg (1) -Ｄeでなければならない。
【０１０５】 第３の方法はガードインタバルの延長を必要とせず従って全体として効率が高
い。この方法は、（繰り返しを伴う)周波数領域での時間同期によってもたらさ
れた差分サブキャリアパイロットシンボルに関する知識を利用する。周波数オフ
セットを決定するために、トライアル・アンド・エラー手法を採用するが、この
手法は先に述べた２つの手法に比較してコンピュータに対する負担は大きい。
【０１０６】 第１の方法：粗／精密(ＣＦ)法 この方法では、周波数オフセットの詳細推定を行うためにサンダンブル法を使
用する前に不明瞭さが回避される。類似の同期手法が「ＬＳＭ９７」に記載され
ている。前処理ユニットにおいて、図１ｂにして下プリアンブル構造のＡ部とＢ
部の第１の相関から周波数の粗推定が行われる。第１の相関は相関のベースが比
較的短い。ここで推定された(大きな可能性がある)周波数オフセットは、図１ｂ
に示したプリアンブル構造のＡ部とＣ部の間の第２の相関に従って詳細推定を行
う前に補正される。
【０１０７】 本発明の１つの側面に従えば、この手法は、比較的短い相関ベースと比較的長
い相関ベースとの間で第１と第２の相関を求めることが可能な新たなサンダンブ
ル構造に適用することができる。
【０１０８】 周波数オフセットの粗推定に使用する相関値は、ＤsyncとＤcに基づいて以下
のように表される。
【０１０９】 図６では、この相関を、Ｇ1、Ｇ2、Ｇ3、Ａ（Ａ2を含む)、Ｂ（Ｂ2を含む)領
域を有する受信信号６０１について模式的に示した。 ノイズを有する標本をノイズの無い標本とノイズの和で置換すると、つまり、
ｒ[k]＝ｒ~[k]＋ｎ[k]とおくと、上の式は下の式で近似することができる。 ここで、ノイズとノイズの積は無視している。ここで完全な時間同期を仮定して
Lc[k]が正しい時刻（ｋ＝０)に評価されるとすると、以下の表現になる。 ここで、相関値の優位な部分を算出するために、１≦κ≦Ｄcに対して、ｒ~[Ｄs ync −κ]＝ｒ~[−κ]ｅ+j2πΔfcoＤsyncＴの関係を用いた。同じ関係から、ノ
イズ成分の増倍係数ｎ* [-κ]、つまり、ｎ* [-κ]に対するノイズの無い受信信
号標本ｒ~[Ｄsync−κ]の値は１である。
【０１１０】 ここで、使用される信号部分の有用なパワーを表すランダム変数ｕを導入する
。 式(３１)におけるＬc[0]の内の有益な成分、Ｌ~c[0]は、Ｌ~c[0]＝ｕ・ｅ+j2π
ΔｆcoＤsyncＴと表すことができる。Ｌc[0]の中のノイズ成分の分散は以下の式
で表される。 ここで、受信信号標本とノイズ標本と単一のノイズ標本は統計的に独立であると
の仮定を置いた。Ｌc[0]の複素値を取るノイズ成分はガウシアンであり、分散は
ｕ・２σn 2である。
【０１１１】 ここで、式（３２)で使用されたランダム変数ｕの統計的な性質について注目
する。もし、Ｄc＝Ｄsyncであれば、常にｕ＝Ｄsync２σs 2であり、このことは
パースバルの定理によって裏付けられる。したがって、Ｄc＝Ｄsyncの場合には
、ｕはランダム変数ではない。しかし、プリアンブルの効率に起因して、より一
般的な場合ではＤc≪Ｄsyncであり、以下の式の展開ではこの関係が成立すると
仮定する。ＯＦＤＭ送信信号の特性から直接、ノイズの無い時間領域の標本ｒ~[
k]はフック措置をとる相関のない、ガウシアンの(統計的に独立な)ランダム変数
であって平均値がゼロで分散がσs 2である変数によって近似することができる。
したがって、ｕは中心地の回りにχ二乗分布し、自由度が２Ｄcである。ｕの確
率密度関数は以下のようになる。 ここで、δ-1(u)はｕが０以上であれば1の値をとり、それ以外では０の値をとる
階段関数である。
【０１１２】 以下の検討は周波数推定の誤差の確率に関する解析的な表現を見つけることで
ある、つまり、粗推定から詳細推定の不確定性を求めることはできない。ノイズ
の無い粗相関は、 となり、これは相関の期待値を同時にあらわしており、位相角は２πＤsyncξf
／Ｄである。明らかに、粗推定の確実性を確保するためにはξf＜Ｄ／２Ｄsync
でなければならない。ノイズが存在すれば、実際のξfとこの上限との相違に依
存する同期誤差率が発生する。
【０１１３】 この粗推定の不確定性の問題はξfが大きい場合にのみ発生するが、Ｌc[0]か
ら得られた周波数オフセットの粗推定は詳細推定手段の不確定範囲内になければ
ならない。この点はより厳しい問題になることが明らかになるであろう。したが
って、粗推定手段は、第1の補正後の残りの周波数オフセットが、｜２πΔｆco
ｋ0Ｔ｜＜π、つまり、詳細推定手段が確定的に作用するようでなければならな
い。この位相限界は、粗相関値の決定領域を規定する偏角±πＤsync／ｋ0に相
当する。したがって、詳細周波数同期が行われるためのarg(Ｌc[0])のための位
相範囲は、 で与えられる。図７は、ノイズの無い(粗)相関Ｌ~c[0]（期待値)とサンダンブル
構造の詳細推定手段の確定領域を示す位相図である。詳細周波数同期を行うこと
ができる位相範囲は図７ではハッチの施されていない領域として示されており、
そこに示されているように、決定領域の開口角πＤsync／ｋ0は通常は、ＯＦＤ
Ｍパラメータが適切に選択されていればπ／２よりも小さい。
【０１１４】 ここですでに述べた理由により誤ロックの確率を評価するために２つのケース
を分けて考えることが必要である。 図７におけるハッチの無い部分は、粗推定手段の確実性が得られる範囲に完全
に含まれている、つまり負の実軸よりも完全に上または下である。このことは数
学的には、 すなわち、｜ξf｜≦Ｄ／２Ｄsync・（k0−Ｄsync）／k0と表される。この場合
は、両方の決定領域協会部について誤差発生条件は対称である。境界に直交する
ノイズ成分−分散ｕ・σn 2（実ディメンジョンで)有する−が何れか一方向で振
幅の値、ｕsinπＤsync／ｋ0を超えるなら（図7参照)、超過してしまう。
【０１１５】 ２番目のケースは相対周波数オフセットが大きい場合に関する、つまり範囲は
、 の場合である。ここで、ノイズの無い(期待される)相関ポイントＬ~c[0]から２
つの誤差境界までの距離は異なり、それぞれ以下の式で与えられる。
【０１１６】 粗／詳細手法における周波数同期誤差、Ｐffは、したがって、以下の式で近似
することができる。 ここで、Ｐchi(a,b)は以下の式で表現される。
【０１１７】 上記の式の展開にあたっては、周波数同期誤差確率は粗推定の誤差に起因して
のみ生じるものと仮定した点に留意する必要がある。この仮定は、詳細周波数オ
フセット推定手段の推定分散は粗推定手段の分散に比較して何桁も小さいので、
一般には満足されている。より具体的には、詳細相関値から得られた周波数推定
は、粗推定に比較すればノイズを含まないと(分散がゼロであると)解釈すること
ができる。
【０１１８】 第２の方法：詳細／離散(ＦＤ)方法 本発明の一つの側面に基づいて、詳細推定手段によって周波数オフセットをま
ず推定して次に（場合によっては離散値からなる不確定性が含まれているにもか
かわらず) 補正した。次に、この不明確さを１つ以上の相関結果に対して異なる
相関ベースで動作するポストプロセスユニットによって最終的に解消することを
試みた。（数式(３７)を参照して以下でより詳細に述べる)ＦＤ法の基本的なや
り方における誤差率特性は、ＣＦの場合と同等又は同一であるが、ＦＤ法の場合
にはＤＦ法に比較して顕著に優れた特性を有する。
【０１１９】 図４に示したプリアンブル構造の場合、詳細推定手段は相関ベース、ｋ0＝Ｄs ync ＋Ｄ＋Ｄg (2)に基づいてきわめて小さい分散の周波数オフセット推定を行う
。推定値はノーマライズされた不確定性インタバルＤ／ｋ0を有する。これは、
詳細推定された周波数オフセットの「補正」の後、受信信号は均一に間隔をあけた
、離散値を持つ周波数オフセットのみを有すると解釈することができることを意
味する。詳細相関と補正ユニットの概念を図８に示した。以下の記載においては
、Δｆcoとξfは、サンダンブルが確率された後に、すでに述べた周波数オフセ
ット補正を行った後に残る残りのオフセットの値を示す。したがって、残った離
散値から成る周波数オフセットは特性、２πΔｆcoＴｋ0＝２πΔf、ここで、Δ f ∈Ｚである、で表される特性によって決定される。すなわち、 ここで、Δfは、不確定インタバルを示す、整数値を取るパラメータであり、こ
の数値を新しいポストプロセス段階で検出する必要がある。
【０１２０】 図８では、水平軸は相対周波数オフセットξfを表しており、当該軸は長さが
Ｄ／ｋ0の正規化された不確実インタバルに分割されている。詳細／離散アルゴ
リズムは、この軸状のどこかにあるもとの連続値ξfを第１の(詳細)相関段階で
推定する。不確実性のせいで、この正規化されたオフセット推定値は最も近いイ
ンタバルのセントロイドまでの距離に等しく、必ずしもξfと等しくない。図８
では、交差部分が連続値を有するξfを示しており、第１の処理段階でこれらが
どのセントロイド(部レット)に移動(「補正」)するかが示されている。
【０１２１】 この段階で絶対振幅ξfや０の周りの許容される数のインタバルΔfに関する制
限無しで周波数オフセットを正確に勝つ完全に推定することができる。周波数推
定手段の分散は詳細推定の分散と同じであるが、広いロックイン範囲が得られる
。
【０１２２】 この目的のために、式(２９)に示したのと同じ相関が使用され、標本ｒ[k]は
ここでは第１(詳細)周波数補正後の受信信号標本を表す。ＦＤの場合には、簡単
な相関Ｌc[k]＝Ｌcl[k]の関係があり、ここで、 である。Ｄcは、典型的には相関を求める凡そ１０個の標本の範囲である。この
相関は、図５に示した第２の相関ユニット５１５によって求められる。相関を求
めるために使用される標本の最初の位置は図６に示されている。
【０１２３】 ＣＦの場合と同じように、完全なフレーム同期を想定し、前出の式(３１)と(
３６)に対応する式として、補正時刻（ｋ=０)の有益な相関成分に関して、以下
の関係が求められる。 したがって、相関の偏角の期待値Ｌcl[0]は、以下の式で表される。 ここで、モデューロ演算は偏角(位相)インタバル（−π，π)の範囲への減縮を
表す。式３９の表現を考慮して、適当なＤsync／ｋ0の値に対して、補正の結果
は、Δfの値に対して実際的な意味で分別することができる位相角を取ることが
できる。図９は、種々のＯＦＤＭパラメータの値に対してインタバルΔf中の周
波数オフセットセントロイドと関連付けられた位相角の全体像をあらわす表９０
０を示す。より具体的には、表９００は、種々のＯＦＤＭパラメータの値に対し
てインタバルΔfのセントロイドに関連付けられる離散的な円の部分（２πに正
規化された位相角)１／２π・arg(Ｌ~cl[0])∈[-0.5, 0.5]の概要を示すもので
ある。固定されたパラメータは、Ｄg＝Ｄg (2)＝８である。Ｄ／ｋ0の値は、離散
周波数オフセットインタバルΔf＝１に関連したＮＣＦＯξf（Ｄに正規化された
)の概念を与える。後者の値はセントロイドの距離と同一である。
【０１２４】 表９００から、好ましいパラメータの組み合わせが存在し適当なパラメータの
比Ｄ／ｋ0はもっとも頻繁に発生する発信機の不安定からの養成に答えるように
設計する必要があることは明らかである。表の中の第１行目のパラメータの組み
合わせ（Ｄ／ｋ0＝４／７)から、円周が７つの検出インタバルに分割されている
に過ぎないので、推定は｜Δf｜≦３の場合にのみ可能なことが分かる。この結
果最大規準化周波数推定範囲は、 となる。この値は指定された発信機の不安定性１０ｐｐｍに比較して非常に大き
な値である。Ｄ＝６４でｆc＝５．２ＧＨｚの例では、上記の結果は最大ξf≒０
．２６６という結果になる。新たに提案される離散推定段階(後処理プロセス)な
しで、サンダンブル構造の範囲は、 に制限される。この結果は（同じＯＦＤＭパラメータを有する)例示したシステ
ムの場合は必要十分であり、所定のｐｐｍに対して離散段階は必要とならない。
より安価な発信機が必要になれば、この離散段階が必要になる可能性が有る。
【０１２５】 ＦＤの利点に関して説明する必要がある別の点は、Ｄ／ｋ0の値によっては、
得られる最大推定（ロックイン)範囲がＣＦ法の場合よりもさらに大きくなる可
能性が有ることである。ＣＦの場合には、Ｄ＝６４でＤsync＝３２の場合には、
本質的に、｜ξf｜＜Ｄ／２Ｄsync＝１の制限があった。
【０１２６】 ＦＤで他のパラメータを選択した場合、表９００に示したΔfの全範囲につい
て表現が重複することは無い。一方、円の上の離散点密度はより高くなる。２行
目のパラメータの組、（Ｄ／ｋ0＝４／９)は、円を均一の９つの離散点（決定領
域)に分割する。｜Δf｜≧５に対して、不確定性が生じ、最大規準化周波数推定
範囲はまた以下の範囲に制限される。 下段のパラメータ（Ｄ／ｋ0＝１６／２１)の場合に、不確定性が発生する前に許
容されるΔfの範囲は表９００に記載されている値±５よりも大きい。ロックイ
ン範囲は、実際は±１０であって、周波数決定のために演習場に非常に密にしか
し均一に分布しており、周波数推定範囲は以下のようになる。 しかし、この範囲は現実的な（実用的な)システムでは、Ｄ＝２５６のサブキャ
リアと同じ絶対周波数オフセットΔｆco（つまり同じＲＦフロントエンド）に対
してＮＣＦＯξfは６４−キャリアのＯＦＤＭシステムに対して４倍の大きさに
なるので、もっと大きい必要がある。下段のＦＤシステムは、理論的には上の２
段のパラメータの組と同じ絶対周波数発信機の不動作を補うことが可能である。
【０１２７】 表９００の第１行は、検出過程を通じて全て同じ値｜Δf｜≦３が使用された
なら、７つの等分割がされることを示している点を再度述べる。さらに分析をす
るために、｜Δf｜≦２までの（つまり５つの点：−２、−１、０、１および２)
位相図を図１０に示す。この場合のロックイン範囲は、 であり、この値は上に例示したシステムにとっては十分な値である。上述のＦＤ
推定手段では、キャリア周波数発信機の精度に関する要求は５０ｐｐｍにまで緩
和することができる。
【０１２８】 したがって、相関値Ｌ~cl[0]を離散的周波数オフセットの推定に使用する必要
がある。この場合の性能に関する要求は離散値推定(又はより適当な形では検出)
における誤り率の問題である。対象とする相関はＣＦの場合と同じなので、Ｌ~c l [0]の統計的な特性はＬ~c[0]と同じである。したがって、ＣＦで示した展開を
ここでも使用することができる。
【０１２９】 一例として、図１０において、Ｄg＝Ｄg (2)＝８、Ｄ＝６４、Ｄsync＝３２で
｜Δf｜≦２で表現された相関構造について検討する。離散的周波数オフセット
はインタバルゼロ（つまりΔf＝０)に有り、離散的周波数推定が間違いである確
率を求める。誤り確率は、｜Δf｜＝２の点を無視してユニオンバウンドを適用
することで、Ｌcl[0]内の直交するノイズ成分が相関信号ポイントΔf＝０とΔf
＝１の間の距離の半分よりも大きい確率の２倍で近似することができる。この距
離の半分は、ｕ・sin πＤsync／ｋ0である（図１０参照)。他の離散周波数オフ
セットインタバル、Δf≠０の場合の誤ロック率については同様な演算を行う必
要がある。
【０１３０】 図１０に示した具体的なパラメータの場合の、周波数同期の誤り確率Ｐffは以
下の式で近似することができる。 ここで、式(３５．１)のＰchi(a, b)を使う必要がある。 Δf＝０の場合の誤り率が最も小さく、オフセットが大きな場合の誤ロック率
は大きいことは明らかである。 この検討による第１の結論として、式(３５)に示したＣＦ推定手段の誤ロック
特性と式(４０)に示したＦＤ法の誤ロック特性を比較した結果、オフセットの周
波数が低い場合に（つまり、｜ξf｜＜Ｄ／２ｋ0)、選択されたＯＦＤＭパラメ
ータの場合に２つの手法による誤り率が同一である。
【０１３１】 第３の方法：ＦＤにおける検出のパワー効率の改善 サンダンブル法においてＤ＝６４でＤsync＝３２のパラメータが選択された場
合に、｜Δf｜≦２に基づくＦＤ法が低周波数オフセットに関してＣＦ法と同等
であることを解析的に示した。 ＦＤ法の第１の利点について説明するために、第２の相関に基づいて離散周波
数オフセットを決定し、検出時のパワー効率が若干向上することについて指摘す
る。この目的のために、下記の第２の相関についてより詳細に評価する。 上記の式は、第３の相関ユニット５１７(図５ａ）で求めるＧ2とＢ2との間の相
関である。Ｌc2を求めるために必要な標本の位置についは図６で既に記載した。
最適な時刻(ｋ＝０)について、式(３１)と式(３６)の演算と類似の方法により、
ノイズの無い成分は以下のように表現される。 したがって、Ｌc2[0]の偏角の期待値は、 であり、Ｌ~c1[0]の位相の期待値と同じである。偏角の相似性は、受信標本に対
して既に行われた詳細周波数補正段階で初めて確率されるものである点に留意す
る必要がある。
【０１３２】 したがって、提案されたパワー効率の改善されたＦＤ法において使用されるべ
きパラメータは、相関の和であって以下のように示すことができる。 例示した実施態様では、相関の和を加算器５１９によって求める(図５)。最適
時間同期を仮定したので、完全な時刻(ｋ＝０)においてこれを評価すると以下の
結果が得られる。 有用な成分は、 であり、ここでｕの定義は既に示した式４２での定義と同じである。したがって
、有用な信号成分の振幅が２倍になっている。簡単な演算によって、ノイズ成分
の分散がｕ・６σn 2であることがわかる。図１０に示した具体的な状態における
周波数誤同期の確率Ｐffは以下の式によって近似されることになる。 ここで、式(３５．１)によるＰchiを再度使用することが必要である。
【０１３３】 式(４０)と(４６)で解析的に得られた誤り率を比較することによって、どのξ f に対しても、単一の相関手段（「原始的」手段)の場合に比較して、パワーが約
１．２５ｄＢ低くなった受信信号について同じ誤ロック特性を得ることができた
。したがって、相関手段を追加することで離散周波数推定手段のパワー効率を若
干改良することができる。
【０１３４】 図１１は、Ｅs／Ｎ0の値と、相対オフセットξfの値を変化させて、ＣＦの理
論的誤り率特性をＦＤのものと比較したものである。何れの方法によっても、第
１の同期シンボルのガードインタバルはＤg (1)＝１４に延長されており、粗相関
演算では（非常に低い)数値であるＤc＝６が使用され、これは検出に関しては分
散率が６であることに相当する。
【０１３５】 図１２は、Ｄg (1)＝１８の場合について同じ比較を行ったものであり、この場
合には、粗相関ではＤc＝１０の値が使用されたことを示唆している。分散係数
が大きければ特性が優れたものになる。ＳＮＲが大きくなるにつれて、誤ロック
率を示す曲線ははるかに急激に低下している。
【０１３６】 図には、ξfが に至るまでの広い範囲でＣＦ法の性能は一定していることが示されている。この
範囲以上に周波数オフセットを増大させると性能が大きくかつ連続的に低下する
。｜ξf｜＝１の時にＣＦは完全に機能しなくなる。ただし、｜ξf｜＝０．９で
ＣＦのノイズ性能は許容できないものであり、｜ξf｜＜１の全ロックイン範囲
で有効なのはノイズの無いシステムに付いてだけであることが明瞭に示されてい
る。
【０１３７】 １つのインタバルの間では特性が変化せず、階段状に悪化する（又は良くなる
)ので、ＦＤ法の特性は顕著に異なるものである。仮に最も可能性のある範囲、
｜Δf｜≦３を除外する必要があれば、円は均一に分割されることになるので、
全てのインタバルにおける誤り率は、｜Δf｜＝２のものと同じになる（図１１
と１２におけるダイアモンド)。｜Δf｜≦１を推定する必要があれば、誤ロック
率｜Δf｜＝１はΔf＝０の場合よりもさらに小さくなり、｜ξf｜＝０．８５７
に至る全範囲でＦＤの性能はＣＦを上回ることになる。
【０１３８】 それ以外に考慮すべき点は以下のとおりである：今まではＤg (2)≒Ｄgであっ
て、Ｄg (1)＝Ｄgであるプリアンブル構造、つまり、スプリット同期プリアンブ
ルの第１の部分が粗相関のための追加の標本を提供するプリアンブル構造を考慮
していた。これは明らかに必ず必要な条件ではない。なぜなら、別の実施態様で
は、ガードインタバルが延長された同期プリアンブルの第２の部分が同様に送信
され、第１の部分は従来のガードインタバル継続時間に基づいて送信されても良
いからである。このことは本段落において今まで述べた事柄にいくつかの点で関
連する。第１に、詳細相関のための相関ベースｋ0が、一定の限界内で調整可能
にあるが、この点以外は第１の(詳細)推定段階について述べたアルゴリズムにつ
いては変更が無い。離散周波数検出ユニットのＦＤ決定領域を規定する がパラメータｋ0あるいはむしろＤg (2)を通じて（一定限界内で)調整可能である
点には留意する必要がある。最も重要な点は、粗推定の相関の合計は以下に示す
ように非常に異なっている点である
【０１３９】 別のサンダンブル構造１３０１を使用する場合にＬc1[k]とＬc2[k]を算出する
ために用いる相関ウインドウの当該時間における位置を図１３に示す。延長され
たガードインタバルは第２の部分にあることが理解される。
【０１４０】 相関値の期待値を示すものでも有る２つの単一ノイズの無い相関成分は、正し
い自国において以下のように示される。 したがって、（Ｄg (2)＞Ｄg (1))であるこの場合、２つの相関の偏角の期待値は
以下のようになる。
【０１４１】 第１の相関に関して平均偏角は前と同じて、第２の相関が正負の逆転した偏角
を表す。Ｄg (2)＞Ｄg (1)である場合に、最大検出パワー効率のために使用すべき
相関の和は、以下のようになる。 これは、Ｄg (1)＞Ｄg (2)の場合に式(４４)で示した「二重相関」と同じ統計的性
質を有する、したがって、後者の方法では詳細相関ベースが若干増加している（
したがって、推定の分散がある程度小さくロックイン範囲が無視できる程度に小
さい)ことを無視すれば、何れの分散も同等である。この実施例の場合には、図
５ａに示した単純な加算器５１９の入力部に複素共役ユニット(図示しない)を追
加しなければＬc2[k]の値を受け取ることができない。
【０１４２】 ＦＤでの検出における予め設定された確率の使用 今までのところは、実際の使用では発生するであると考えられ、また明らかに
均一に分布しないと思われる周波数オフセットの確率密度関数については考慮し
なかった。ゼロから離れた位置のオフセットは多くないので、ゼロ近傍のＮＣＦ
Ｏが卓越していると仮定することは妥当である。送信機と受信機の発信機におけ
る均一に分布し統計的に独立な周波数オフセットの最も単純なモデルでは、周波
数オフセットの全体的な形状は三角形状である。したがって、各インタバルに関
する周波数の誤り確率を最小化することが重要ではなく、ＮＣＦＯの確率密度関
数を考慮した事後の周波数誤り率を、つまり、推定インタバルの予め設定された
確率を考慮して、全体的に最小化することに注目する。適用すべき決定規則は全
体に不均一なＰＳＫ信号セットに対するデジタル伝達の規則とする。相関位相角
(信号点)は、対応する相関値に基づいて定義され、最も重要なことに、予め設定
された確率にしたがって発生する。
【０１４３】 離散周波数インタバルにおける決定Δ~ fは、事後的にもっとも可能性の高いも
ので無ければならない。この点は、以下の決定規則に示される。 ここで、表現を簡潔にするために、最適な時刻における相関値を表すためにＬc
≡Ｌc[0]との表記を使用した。Ｌc[k]は、 Ｌc1[k] かＬc2[k]あるいはこれらの
適切な組み合わせを意味するものである。
【０１４４】 有用な成分が、 で表され、ノイズの分散がｕ・６σn 2（複素ディメンション当り)である二重相
関の最もパワー効率の良い場合について考える。事後的な確率を何ステップかに
わたって変形して以下の表現が得られる。 ここでＰｒ{Δ~ f＝Δf}は、対応するインタバル範囲の中で周波数オフセット確
率密度関数を積分して得られる、予め設定された周波数オフセットインタバル確
率である。インタバルの条件が付された確率密度関数ＰL（Ｌc?Δ~ f＝Δf)は、
ＳＮＲが高い、ノイズ−ノイズ積が無視しえる（式３１参照)、ときには非常に
精度の良いガウシアン推定である。一定値である増倍係数は、全てのΔ~ fに関し
て共通なので、これを無視して、中央地の周りにχ二乗分布するランダム変数ｕ
とは独立な以下の単純化された確率決定規則を得る。 周波数オフセットインタバル検出ユニット５２１(図５ａ参照)で適用するのはこ
の決定規則である。同様に、対数表現に基づいてこの決定規則は以下のように表
現される。
【０１４５】 ノイズ分散σn 2と離散周波数オフセットインタバルΔfの予め与えられた確率
Ｐｒ{Δ~ f＝Δf}の情報が離散周波数オフセットに関する最適決定には必要であ
る。
【０１４６】 予め設定された可能性のあるオフセットインタバルについては、決定規則は良
く知られている以下の形に単純化される。 詳細な展開を省略するが、パワー効率が低い単一相関の場合に最終的な決定規則
は、単一相関と二重相関の相違に基づくパワー効率の損失10 log10(３／４)＝−
１．２５を考慮して、以下のようになる。 式（５７）と式（５９）を比較して、さらに、式（５７）の相関値Ｌcは二重相
関の場合の２倍であることを考慮して、直接、振幅係数が２／３であることが導
かれる。
【０１４７】 完全な時間同期の場合のシミュレーション結果 まず、ＡＷＧＮ（拡散を伴わないチャネル）の場合のＣＦ法と劣化を伴う遅延
によるマルチパスチャネルのパワー特性１のシミュレーション結果を示して、こ
れをＡＷＧＮの特性解析に基づく解析結果を比較した。結果を求めた際のパラメ
ータは、Ｄ＝６４でＤu＝５３である。
【０１４８】 図１４は、複数の規準化された周波数オフセット｜ξf｜∈[0.0, 0.9]につい
て、ＡＷＧＮチャネル内のＣＦに関する誤ロック率Ｐffを示すものである。その
特性は式（３５）で予想されたとおりである。｜ξf｜≧０．７１４の範囲にお
ける予想された連続的な劣化がシミュレーション結果によって確認された。ＳＮ
Ｒが小さい場合、式（２９）から式（３１）の展開において無視したノイズ−ノ
イズの積に起因してシミュレーション結果と解析的な回との間には若干の相違が
認められる。
【０１４９】 図１５は、厳しいマルチパスチャネル状況での通信に関するＣＦの周波数同期
性能を示すグラフである。プロットされた解析的な予想値はＡＷＧＮに関して有
効であり、驚くべきことに、性能の相違は非常に小さい：約１ｄＢである。その
相違は、引き続いて受信された標本のチャネル誘導相関に起因するものである。
したがって、相関合計のＤc標本はもはや統計的に独立ではなく、有用な相関成
分は式の展開で仮定したχ２乗分布に従っていない。
【０１５０】 今までの結果に基づき、ＡＷＧＮのための誤ロック率の解析的導出に用いた仮
定はすべて妥当なものであることが示され、性能はＣＦ同期協働のシミュレーシ
ョンによって確認された。ＡＷＧＮについて検討したものであるが、不確定性が
約１ｄＢ以下で有る厳しいマルチパスチャネルの挙動を予測するために解析結果
を使用することができる。
【０１５１】 以下では、５つの離散インタバル、つまり、Δf≦２、を検出できる「二重相関
」を有するＦＤ法によるシミュレーション結果を示す。これによって、ＣＦによ
る平均的は幅よりも４３％拡大されたロックイン範囲、｜ξf｜≦１．４２９が
得られる。平均限界、｜ξf｜＝１．０において破綻するまでこれに向けて性能
が連続的に劣化するので、ＣＦは実際は平均ロックイン範囲の合計を使用するこ
とはでき無いことに留意する必要がある。図１６は、異なるξfの値に対するＡ
ＷＧＮ上での通信の誤同期確率を示すグラフである。周波数同期の階段状に閣下
する挙動はシミュレーション結果によって完全に確認された。理論的な誤ロック
率はシミュレーション結果とほとんど同一であり、ＳＮＲが低い場合の（ＣＦの
場合のような）相違は相関合計を算出する際（式（４４））にノイズ−ノイズ積
を無視したことに起因する。
【０１５２】 マルチパスチャネルでは、ＦＤ法が、ＡＷＧＮ上での通信を仮定して理論的に
得られた値と非常によく対応している。この性能評価を図１７に示した。ＣＦ法
の場合と同様に、マルチパスシミュレーション結果はＡＷＧＮ予測から１ｄＢの
範囲にあり、式（４６）に基づく解析解は、厳しいマルチパスチャネルの場合に
ついても周波数後同期率を評価する良い手段である。
【０１５３】 このシミュレーション結果の最後に、ＦＤ検出規則において発生する周波数オ
フセットに関する予め与えられた情報を使用することの利点は、ＡＷＧＮチャネ
ルから得られた図１８に示すシミュレーション結果によって動機付けられる。パ
ラメータは、ゼロ番目の周波数オフセットインタバル（Δf＝０）の予め設定さ
れた確率が０．９０となり、隣接する２つのインタバル｜Δf｜＝１と｜Δf｜＝
２の値がそれぞれ０．０４と０．０１となるような値である。誤ロック率Ｐffが
ゼロインタバルでは顕著に小さくなっており、｜Δf｜＝１に対しては若干小さ
くなっている。この減少と見返りに、｜Δf｜＝２の場合のＰffは増大している
。したがって、通信は大きな周波数オフセットで接続され確率が低いことから誤
同期率が高くなる。この検出規則によって全体としての誤同期率は最小に抑えら
れる。
【０１５４】 パイロット相関を利用した詳細／離散方法（ＦＤＰＣ） 上述のようにサンダンブル構造を有するＦＤ法以外の方法について述べる。こ
の周波数領域の相関もまた、離散値である大きな周波数不確定性法、つまり、｜
ξf｜≧０．５またはＮＣＦＯξfの整数値に対しても使用することができる方法
である。受信側で知られているインタバルの周波数不確定性が詳細周波数補正段
階で発生することのみが必要である。
【０１５５】 パイロット相関による詳細／離散方法（ＦＤＰＣ）の中心技術は、周波数マル
チプレックスを構成するサブキャリアを縦断して異なるパイロットシンボルを使
用することである。本発明の（繰り返し演算による）周波数領域フレーム同期の
側面において記載するパイロットと同じパイロットであっても良い。したがって
、この方法はさらに冗長性を必要とすることはない。受信された詳細周波数補正
を施された信号は、周波数不確定性インタバルの整数倍について周波数シフトを
受け（変調によって時間領域において）、それぞれが別個のＤＦＴによって周波
数領域に変換される。周波数不確定インタバルに関連した周波数オフセットがサ
ブキャリア間隔の整数倍であれば、この周波数シフトはサブキャリアのシンプル
をシフトさせることで周波数領域で直接行うことができる。したがって、この場
合には１つのＤＦＴが必要になるだけである。
【０１５６】 周波数領域の標本Ｙμ,νに変換後、相関Ｌが各試験信号Ｉμ,νについて以下
の式によって決定される。 この周波数領域の相関が本発明の第２段階の側面において利用されるのでその点
は明細書の後段において記述する。 位相角を評価する代わりに、相関値Ｌの振幅を評価し、最大相関振幅を与える
インタバルを選択する。
【０１５７】 推定手段の単一観測ブロックをＫ＝２、ｋ0＝１、（２ｋ0＝Ｋ）つまり、Ｄcig
＝１に制限して、ラジアルノイズ成分を低く抑えるのが有利である。残念ながら
、位相を評価するフレーム同期アルゴリズムにおいてはこの選択は最善のもので
はない。位相の推定には、Ｄcig＞１を置くのが良い。したがって、フレーム同
期と離散周波数検出手段の中間的なパイロットは位置を、具体的な問題に対して
求める必要がある。
【０１５８】 さらに、この方法はデータに関する制限を受け、ノイズと干渉がない状況にお
いても山が平坦化される問題がある。これは、パイロットを搬送するＯＦＤＭシ
ンボルに含まれるランダムデータに起因して、ランダムデータがたまたま相関パ
ターンと一致したときに誤ロックが起きる。Ｄcgを増大させることによって誤り
フロアを低くして、ランダムデータが一致する確率を非常に低くすることは可能
である。ランダムデータを含まないＯＦＤＭsyncを使用した場合は（厳密な意味
でトレーニングシンボルである）、このシンボルのサブキャリアの値は平坦化を
回避するように最適化することができる。
【０１５９】 不完全な時間同期の場合のシミュレーション結果 図１９は、厳しいマルチパスチャネルにおいてＤc＝６で複数の移動Ｄmが生じ
ている場合のＣＦ法の誤ロック率Ｐffを示すものである。シミュレーションのた
めに、種々の正規化された最初の周波数オフセット｜ξf｜∈[0.0, 0.8]を用い
た。時間同期誤差はＰffに誤差フロアを生じさせる。
【０１６０】 周波数オフセットインタバルに同じ確率を予め設定したＦＤ法の性能を図２０
のグラフに示し、既に用いたのと同じ予め設定したパラメータの場合の性能を図
２１に示す。図２０を図１９と比較すると、ＣＦに比較して低周波数オフセット
ＦＤがフレーム同期誤差によって影響を受け難いことが理解される。さらに図２
１を比較すると、不均一な周波数オフセットインタバルのほうがこの誤差耐性が
一層大きくなることが分かる。延長されたガードインタバルＤc＝６は、移動幅
Ｄm二比較して非常に小さいことが分かる。Ｄcを拡大すると誤差フロアが低減さ
れる。
【０１６１】 ＦＤＰＣ法によるシミュレーションの結果について述べる。図２２に示したグ
ラフから、この方法は周波数選択的なチャネルに対しては結果が不十分なことが
理解される。このシミュレーションではＤcg＝１０とＤcig＝１を使用したが、
これらはマルチパスチャネルの場合にはパイロット数が少なすぎるように思われ
る。図２３のグラフを参照して、ＡＷＧＮのＦＤＰＣの性能は予め存在する冗長
性を利用した方法としては、つまり、ＣＦやＦＤが必要としているような追加の
トレーニングデータ標本Ｄcを導入する必要がない方法としては悪くないことが
示されている。Ｄcgをさらに増大させるとＡＷＧＮにおいてもマルチパスチャネ
ルにおいても結果は向上する。
【０１６２】 第１段階の他の実施例 図５ｂを参照して第１段階の他の実施例について説明する。数学的な観点から
は、図５ｂに記載した実施例はず５ａに記載した実施例と同じ処理を行うもので
ある。しかし、この大体実施例は、乗算とメモリの必要量が少ないので一層経済
的な実施例である。この実施例では、受信された（ノイズを含む）標本ｒ[k]が
標本メモリ５０１に送られる。受信されて居臆された標本Ｒ[k]は、サンダンブ
ル構造５０３を有する。第１段階の第１のステップで、受信した標本ｒ[k]は大
１の相関ユニット５０５に送られて、フレーム開始（時刻）の粗推定５０９と第
１の周波数補正５０７とが行われる。これらの値は、受信した標本ｒ[k]に基づ
いて類似メトリックスを決定し、求めたメトリックス情報に基づいてサンダンブ
ル５０３を検出することで求められる。本発明の別の実施態様は、図５ａとの関
連ですべに述べたような、異なる類似メトリックスを使用することによって得ら
れる。
【０１６３】 決定変数を得るために、Ｇ2とＡ2との相関を第２の相関ユニット５１５によっ
て求める。さらに、第３の相関ユニット５１７がＧ2部とＢ2部との相関を求める
。これらの２つの相関値を組み合わせるために、それぞれに対して周波数補正を
行う必要がある。この実施例では、これは第１の周波数補正ユニット５１８によ
って行われる。第１の周波数補正ユニット５１８はそれぞれ第２と第３の相関ユ
ニット５１５と５１８から相関値を受け取り、第１の相関ユニット５０５が作成
した第１の周波数補正値５０７の関数としてこれらを補正する。周波数補正ユニ
ット５１８は、受信した相関値に第１の周波数補正５０７から算出された複素値
を有する位相回転係数を掛ける。それぞれの周波数補正が行われた後、２つの相
関値（第２と第３の相関ユニット５１５，５１７からの）を加算器５１９で組み
合わせる（つまり加える）が、組み合わせを行うことは本発明にとって必須の処
理ではない。つまり、別の実施例では、すでに述べた相関値のいずれか一方のみ
を得れば十分である。両方の相関値を算出して組み合わせた本実施例に戻れば、
組み合わせられた相関値は周波数オフセットインタバル検出ユニット５２１に送
られ、そこで第２の周波数オフセット５２３が検出される。この周波数インタバ
ル決定５２３は第１の相関ユニット５０５からの第１の周波数補正推定値５０７
と組み合わせられて、周波数オフセットの全体的推定値５２５が得られる（つま
り、記憶されている標本に推定された周波数オフセット値の関数である複素値を
有する回転係数シーケンスを掛ける）。周波数オフセットの全体的推定値５２５
は周波数補正が行われた受信標本ｒ「ｋ」に対して適用される。本実施例で行われ
る上記以外の処理は、図５ａを参照して既に述べた内容と同じである。
【０１６４】 第２段階：ＯＦＤＭ用の詳細フレーム同期 この段落では、パケット化された突発的ＯＦＤＭ送信のフレーム同期ポストプ
ロセスについて概観する。受信された変調信号の時間オフセットを推定するため
に、周波数領域で受信サブキャリア振幅に相関技術を適用する周波数領域のＭＬ
タイミングオフセット推定を選択する。アルゴリズムは、時間領域でのメトリッ
クから得られたタイミングの粗推定から処理を開始する。他の手段としては、Ma
rkku KivirantaとAarne Mammelaによる「ＯＦＤＭにおけるフレーム粗同期構造」
(Coarse Frame Synchronization Structures in OFDM)、ＡＣＴＳ移動通信サミ
ット、464-470ページ、グラナダ、スペイン、1996年（以下、「ＫＭ９６」と称す
る）に記載されているようにヌルシンボルを検出する方法や、単に最大パワー検
出器による方法がある。
【０１６５】 この周波数領域のポストプロセシングユニットの性能をＤsyncを有する同期キ
ャリアへの適用について以下に記載するが、このポストプロセシングは通常のＤ
キャリアについても適用できることに留意する必要がある。
【０１６６】 周波数領域フレーム同期方法 完全な周期同期を仮定すると、正規化された（サンプリング）時間オフセット
（ＮＴＯ）、ξt＝Δｔso／Ｔが大きすぎなければ、サブキャリアνの中のノイ
ズの無いサブキャリア振幅、Ｙ~ μ,νは以下のように表現される。 Ａμ,νはサブキャリアニューで送信されるサブキャリアの値であり、Ｈ[v]はチ
ャネルの影響である。したがって、時間オフセットは基本的に受信されたサブキ
ャリア振幅にわたって線形位相分の影響を有する。時間同期に式（６１）で表現
された基本的なシステムの理論的な特徴を使用することの利点は、S.U. Zamanと
K.W. Yatesによる「フェージングしたチャネルのためのマルチトーン同期」(Mul
titone Synchronization for Fading Channels), 通信国際コンファレンス梗概
（ＩＣＣ'９４）、946-949ページ、ニューオリンズ、アメリカ合衆国、１９９４
年（以下、「ＺＹ９４」と称す）に記載されている。同論文では、線形回帰法に
よってサブキャリアマルチプレックスにわたって線形に増加する位相回転の切片
と傾斜を見つけることを試みている。これらの値から、キャリア位相と時間オフ
セットの値が導かれている。本明細書に記載する解法はこれとは異なるものであ
る。本方法では、サブキャリア振幅Ａμ,νからＡμ,ν+1が、複素値をとる情報
振幅Ｉμ,ν（差分パイロット）を有する周波数方向に差分としてエンコードさ
れていると考える。そこで、以下の関係が成り立つ。 ここでサブキャリアインデックスは以下のとおりである。
【０１６７】 上記の組み合わせは、Ｄcg（「cg」は「相関グループ」の意味である）はＤcig（
「cig」は「グループ内の相関」の意味である）と共に、隣接する差分情報シンボ
ルＩμ,νがサブキャリアにわたって差分エンコーディングすることを阻止する
。単一の相関ブロックは、Ｄcs＞Ｄcig＋１サブキャリア分だけ互いに離れてい
ると仮定されている。サブキャリアマルチプレックスの中でのこの差分サブキャ
リアパイロットは位置の原理を図２４に示す。
【０１６８】 式（６１）によれば、周波数が隣接するサブキャリアの振幅は相対的な時間オ
フセットξtを推定するための妥当な手段を与える。ノイズの無い受信サブキャ
リア振幅に関して、単一相関席は以下の関係を有する。 （ここで、Ａ* μ,νＡμ,ν+1＝｜Ａμ,ν｜2Ｉμ,ν）で線形に増加する位相が
一定の位相オフセットに変換されたことが見て取れる。特に、離散チャネル伝達
関数が、Ｈ[v]＝１、ＶνであるＡＷＧＮチャネルでは、この推定値の平均値は
ξtの完全な推定値である。
【０１６９】 差分情報シンボルＩμ,νの偏角への依存は、この（変調を除去する）複素振
幅の（完全である可能性のある）推定値Ｉ~ μ,νの共役複素数を掛けることによ
ってキャンセルされなければならない。
【０１７０】 変調を除去するには、少なくとも２つの良く知られた技術を使用することがで
きる。それらは、データ補助（ＤＡ）技術と決定目的（ＤＤ）技術である。
【０１７１】 ＤＡ技術では、受信機は予め詳細時間同期を目的とした周波数領域のシンボル
（サブキャリア振幅）を知っている。既知のシンボルは、それがさらに別の推定
手順で使用されないとすれば明らかに冗長である。これらはデータの伝送に使用
することができずしたがってこれらのパイロットシンボルの数は多すぎてはなら
ない。この手法は耐性が非常に高くキャリアの数が小さすぎても使用することが
できる唯一の手法である。さらに、この手法は、「周波数オフセットの部分」（
つまり、サブキャリア間隔の半分よりも小さい周波数オフセットの成分）が使用
前に補正されていれば、サブキャリア間隔よりも大きな周波数オフセットをも推
定することができる。この目的のためには、受信された周波数領域のシンボルシ
ーケンスとそれらをシフトさせたものの値を既知のシンボルと比較する。最もよ
く一致する周波数シフトが「整数周波数オフセット」である。
【０１７２】 決定目的（ＤＤ）技術では、推定手段が検出された変調シンボルについて処理
を行う、つまり、復調手段からの決定に作用して変調を除去する。Ｉμ,νを有
する差分エンコードは、必ずしも情報をあらわしているわけではないという意味
において仮想的である。したがって、このタイプの推定手法では冗長性は必要と
しておらず、したがって、推定手順で使用されるシンボルの数は好ましくはＯＦ
ＤＭシステムで使用されたサブキャリアの数と同じである。この種の推定手段は
ＯＦＤＭシンボルが大きく（≧２５６キャリア）中程度の信号群（例えばＱＰＳ
Ｋ）の場合にのみ満足できる性能を発揮する。理論的には、推定においてより多
くのシンボルが使用されており隣接するサブキャリア過渡が使用されており、推
定の分散をさらに減少させるので、ＤＤにおける推定の分散は通常ＤＡの場合よ
りも優れている。ＤＤによる推定はガウシアンノイズと干渉の影響を受けるだけ
でなく、変調決定の誤りがフィードバックノイズを生じさせる。この方法は、卓
越している干渉ノイズのために、変調アルファベットの基本性と最初の時間オフ
セットの正確さによって、復調器のシンボル誤りは多くも小さくもなるのでこの
方法はＤＡほど耐性が高くない。
【０１７３】 変調を除去して、実際に受信したノイズを含む振幅の周波数領域の相関の偏角
は以下のようになる。 ここで、Ｙμ,νは、（ノイズを含む信号標本の離散値フーリエ変換（ＤＦＴ）
から得られた）周波数領域の標本、Ｉ~* μ,νは既知あるいは推定された離散信
号点である（これはほぼ変調除去に相当する）。正しい（誤差のない）変調除去
を仮定し、 を前提とし、相関値Ｌが使用できる周波数の範囲を有し、Ｌの規定値が、全ての
周波数範囲について平均することで得られるＣH[ｖ0]によって算出できるなら、
相関の期待値は以下のようにあらわすことができる。 ここで周波数領域での自己相関ＣH[ｖ0]は以下の式で与えられる。 ここで、Ｄはキャリアの数、Ｈ[ν]はサブキャリアνに対するチャネル伝達係数
である。Ｄ＝Ｄsyncの置換を行わなければならない点に注意する必要がある。し
たがって、時間オフセットの妥当な推定は以下の式によって与えられる。 式６７中の推定手段によって、パワー遅延の中心位置に起因して仮想的な相対時
間オフセットＤsync/２π（ＣH[1]）が追加される。しかし、この遅延は１つの
バースト内で有効な特定の静的チャネルパラメータに対しては一定値をとること
が明らかである。
【０１７４】 この推定手段によって行われるフレーム同期推定は、周波数領域における差分
変調に関してＭＭＳＥの意味で最適であることを示すことができる。 繰り返しプリフィックスガードインタバルに含まれる標本数と繰り返しポスト
フィックスガードインタバルに含まれる標本数は、期待されるチャネルパワー遅
延特性に対して最適化されていても良い。これは、基本的に、物理的伝達リンク
（無線リンク）のマルチパス（エコー）特性につよく依存する数値的最適化の問
題である。良好な妥協点は、チャネルのパワー遅延の中心に関連した時間を表す
ために必要な標本をサイクリックポストフィックスガードインタバルに使用する
ことである。
【０１７５】 フレーム同期分散の下限 時間オフセット推定分散の下限を以下に導出する。既に概略は述べたように、
時間オフセット推定は、下記の演算を行う。 ここで、ψは２つのサブキャリアの間の位相増分である。ここで、長さがＤsync である２つの同期シンボル部分が、２Ｄsyncの点からなるＤＦＴ処理されると仮
定する。したがって、同期シンボル中の信号の組の分散はシンボルの繰り返し（
時間的拡散）のために注意する必要がある。パースバルの定理を適用して、Ｄu, sync （「ｕ」は「使用されている」意味である）の意味のあるサブキャリアに有用
なエネルギーを集めるために、長さがＤsyncである２つの時間領域の信号が処理
されたことに基づいて、Ｄu,sync・σA 2＝（２Ｄsync）・σs 2の関係式が得られ
る。したがって、同期シンボルに関しては以下に示す有効な信号セットの分散（
仮想的）が成り立つ。
【０１７６】 ノイズ成分については、パースバルの定理は、２Ｄ sync・σN 2＝２Ｄsync・
σn 2となり、σN 2＝σn 2との同一性が得られる。
【０１７７】 正規化された同期誤差の分散、 の下限は、 で与えられる。しかし、この分散は純粋に理論的な下限であることに注意する必
要がある。前あるいは後のＯＦＤＭシンボルからの干渉パワーが存在しない完全
に整列した変調ウインドウを仮定している。典型的な運用ではこの過程は明らか
に成り立っていない。
【０１７８】 繰り返される同期シンボルの周波数領域データから時間オフセットを推定する
変わりに、Ｄuのゼロでないサブキャリアを有する大きさがＤの一般的なＯＦＤ
Ｍシンボルの１つに多重化された分散されたパイロットから推定することも可能
である。この場合には、「時間拡散」が無く、下限の最終的な値は以下のように
与えられる。 Ｄ＝２Ｄsyncであれば、この分散は式（４．６２）に示された分散の８倍であ
る。Ｄ＝２Ｄsyncの倍には、分散係数に直接影響を与える推定分散が２倍となっ
ている。
【０１７９】 繰り返し演算による周波数領域ＯＦＤＭフレーム同期 フレーム又は時間同期ユニットの役目は、ＩＳＩと無線リンク上のそれ以外の
ノイズによって歪んだノイズを含む受信標本中のＯＦＤＭシンボルの開始位置を
高い信頼性で発見することである。ここでは、「高い信頼性」とは、タイミング推
定の分散が最小限であるか、推定値が妥当な推定手段としての許容範囲に入って
いることである。さらに、誤ロックの確率が最小限で無ければならない。単一キ
ャリア変調の場合と異なり、ＯＦＤＭは標本数個分のオフセットを許容するので
、フレーム同期装置が満足しなければならない条件はあまり厳しくはない。これ
は、フレーム同期が当り又は外れ的な問題である単一キャリア技術には当てはま
らない。この段落及びこれに続くシミュレーション結果において、同期シンボル
がＯＦＤＭシンボルのストリームに埋め込まれ単にノイズに囲まれているわけで
はない最悪の状況を想定した。
【０１８０】 繰り返し演算による方法を使用する同期 最初の(粗な)時間オフセット推定に含まれる時間オフセットに起因する干渉項
に関する検討が非常に重要である。この前及び後ろのＯＦＤＭシンボルからの干
渉は、通常の信号と同じパワーを有するノイズである。これは復調(ＤＦＴ)ウイ
ンドウの位置ずれによって生じ、明らかに提案にかかる時間同期詳細化手順の推
定精度を制限するものになる。したがって、本発明の他の側面にしたがって、上
述の推定は繰り返し演算による方法で求める必要がある。第１回目の演算は通常
より良いオフセット推定を与え、時間ウインドウの繰り返し位置調整とさらに詳
細化手順を実行することによって時間同期推定を向上させ推定値の分散を減少さ
せる。十分な回数の繰り返し演算の後で、かつ、繰り返し演算による収束を保証
する初期推定値に関する制約の本で、時間オフセット推定手段による分散は理論
的な下限値(式(７０)）に近づく。ＤＡのシミュレーションは、中程度の初期時
間オフセットに対しては２ないし３回の繰り返し演算によって理論的な下限値に
十分近づくことを示した。
【０１８１】 構成例 マルチパスを有する（ＩＳＩ)チャネルに使用するには、式(６７)で定義され
る本発明の推定手段は、対称のチャネルのパワー遅延の重心位置に関連した時間
を追加するので、ガードインタバルはプリフィックスとポストフィックス部に分
割されているのが好ましい。より具体的には、推定されたフレーム同期位置は時
間の正の方向にずれていることが多い、したがって、有用なシンボル部の前のみ
にガードインタバルを有する従来のＯＦＤＭシステムでは、提案にかかる推定手
段は自動的に時間ウインドウを時間軸の正の方向に行き過ぎた位置に位置させる
ことによって、変調ウインドウが次のシンボルのガードインタバルの一部に起因
する干渉を含むようにする。
【０１８２】 本発明の１つの側面によれば、この問題はポストフィックスを単独で使用する
かあるいはプリフィックスと共に使用したＯＦＤＭシステムによって解決されて
いる。改善された方法に基づくＯＦＤＭシンボルのフォーマットを図２４に示す
。通常のＯＦＤＭどおり、中央部のＤ個の標本をサブキャリア振幅の離散フーリ
エ逆変換(ＩＤＦＴ)によって取り出すことができる。本発明の具体例の１つに拠
れば、プリフィックスＤg,preは、もともと得られた標本の全体でＤ個となる、
最後のＤend個の部分的な標本シーケンスの繰り返しで作成される。同様に、ポ
ストフィックスＤg,postは、もともと得られた標本の、全体でＤ個となる、最初
のＤbegin個の部分的な標本シーケンスの繰り返しで作成される。
【０１８３】 個の構造の他の利点は、時間的位置が正しければ、従来のプリフィックス構造
では変調フレームの右側にはガード標本が無いのに対して、復調フレームの左右
にガード標本があるために、繰り返し演算の収束が早いことである。
【０１８４】 第２段階のフレーム同期メカニズムの実施例のブロック図を図２６に示す。図
には実施例を構成するハードウエア要素と信号の流れと操作の順序を示してあり
、実施例が行う種々の手順のフローチャートでも有る。処理手順を示すために、
標本メモリ５０１にような同じハードウエア要素は図中に何度も記載した場合が
ある。何度も記載されている場合であっても、当該ユニットは１つあれば十分で
ある。個の図及びそれ以降の図に示された複数のユニットの機能は種々の方法で
実現することができる。例えば、プログラム可能な演算装置によってコンピュー
タが読み取ることのできる記憶媒体（ランダムアクセスメモリ(ＲＡＭ)、磁気記
憶装置、光磁気媒体等)に記憶したプログラムを実行することによってここに記
載した機能を実現することもできる。別な方法としては、機能のいくつか又は全
てを実行するようにハードウエアとして設計して製作したものであっても良い。
これらの手段とその代替物は何れも、本発明の範囲として考えられているもので
ある。さらに、図示したように複数の機能をブロックに分けて示すことは発明の
記述を容易にするために行ったに過ぎないものである。実際には、図示されたブ
ロックのいくつか又は全てをそれらの機能を果たす１つのユニットに統合するこ
とも可能である。
【０１８５】 第２段階の処理（詳細フレーム同期)に関するハードウエアと構造と処理の流
れを記載したほかに、図２６はさらに第２段階の繰り返し演算による同期手順が
、図中には破線で示す第１段階で得られた周波数とフレーム同期のフレームワー
クと組み合わせられるかを示す。図２６においては破線部分の外に示したものが
第２段階の処理である。
【０１８６】 （式(２０)から(２８)のいずれかに記載されたメトリックスに基づく)時間領
域技術２６０１からのフレーム開始の粗推定５０９（つまりｋ~)に基づいて、式
(１８)にしたがって相関値[k]を求め次に式(２２)を適用して相関値の偏角に基
づいて、周波数オフセット推定ξ~ fを得ることができる。周波数オフセット推定
は、相関値が正しいフレーム開始位置から評価されるなら最適なものである。時
間オフセットのために、個の周波数推定の分散は最適な場合よりも大きくなる。
【０１８７】 これらの粗推定に基づいて、周波数領域の繰り返し演算によるフレーム同期ユ
ニット２６０５が動きを開始し、相関値を繰り返し決定してその値から次の時間
オフセット推定値ξ~ tを作成し、この値を標本メモリ５０１に記憶されたＤＦＴ
復調のためのウインドウを次の繰り返し演算のために調整するために使用し、こ
れを結果が収束するまで繰り返し行い最適なフレーム開始推定を得る２６０３。
好ましい実施例では、２回の繰り返し演算で収束するが、適用例が異なれば回数
は当然異なる可能性がある。
【０１８８】 図２６に示したように、最適フレーム開始推定２６０３は、正しい時間位置で
相関値メモリ５１１に記憶された既に記憶された偏角を評価することで周波数オ
フセットをさらに改善するために使用することができる。 繰り返し演算による高精度手順が収束した後、信頼性が高く分散が小さい同期
推定２６０３と周波数オフセット推定５２５が得られる。
【０１８９】 本発明に係るＯＦＤＭフレーム同期方法の利点 本発明に係る、繰り返し演算によって改善したフレーム同期と改良されたＯＦ
ＤＭシンボル構造の利点として以下のものが含まれる。
【０１９０】 ・周波数領域の詳細化手順によって、チャネルのパワー遅延特性によって同期
「誤差」が必然的に発生するにもかかわらず、未知の周波数選択的なチャネルを通
じて未知の時刻に発生する通信に対して非常に分散の小さな時間同期が得られる
。 ・この手法によって得られる時間同期位置の期待値は、チャネルのインパルス
応答が含むパワーの中心の遅れが引き起こすサブキャリアを縦断する位相の傾き
を自動的に修正する。これはＯＦＤＭに関する極めて妥当なフレーム同期推定で
あり、特に周波数領域での差分復調を併用した場合にそうである。 ・繰り返されるポストフィックスは、さもなければチャネル遅延したフレーム
同期位置に起因して必然的に起きる後のシンボルに起因する干渉を除去する。 ・ガードインタバルをプリフィックスとポストフィックスに分割することで、
理想位置近傍の小さなインタバルによる時間同期誤差に対する感度を低減する。
【０１９１】 シミュレーション結果 シミュレーションのための構成は、図２５に示したプリフィックスとポストフ
ィックスガードインタバルを有するＯＦＤＭシンボル構造を有する。したがって
、Ｄg＝８の変調インタバルのガードインタバルは、４つの標本からなる繰り返
しプリフィックスと４つの標本からなるサイクリックポストフィックスに分割さ
れる。したがって、ＡＷＧＮ上の通信は、｜ξt｜≦４のサンプリンオフセット
に対する位置ずれはＤm＝０である。ＯＦＤＭバスとは対応するチャネル上を送
信され、受信機は、以下の図に示したパラメータである固定された決定論的位置
ずれＤmについて繰り返し演算を開始する。
【０１９２】 このシミュレーションでは、周波数領域での時間オフセット推定は２つの処理
ステップに限定されている、つまり、図２６に示した繰り返し演算による周波数
領域でのフレーム同期ユニット２６０５は２回だけ使用される。したがって、２
つのＤＦＴが、１つはフレーム同期のために他方は最終データの復調のために必
要である。得られた性能の改善度合いは、タイミング推定ξ~ tの分散σξt 2と、
推定されたフレーム開始位置が実際の最適なフレームの開始位置から±ｍ標本分
以上はなれている確率である時間同期誤り率Ｐtf(ｍ)によって評価する。ＯＦＤ
Ｍ通信の場合には、サブキャリアの数Ｄによって、ｍ≠０を選択することで十分
である。６４のキャリアを有するシステムでは、有効な（許容できる)シンボル
開始位置と解釈できる３つのタイミング位置の間隔が存在するように、ｍ＝１を
選択した。したがって、最大限、長さＤ＝６４の復調ウインドウ内に干渉する標
本が１つ存在することを許容し、このことはフレームの位置ずれによって最小限
１８．０６ｄＢのＳＮＲに相当する。
【０１９３】 推定の分散を推定するために、式(７０)の下限にある推定手段のパラメータＤ cg とＤcigを変化させた。変化させるに当っては、常にＤcg-Ｄcig＝１０の関係
を維持し、公平な比較を行うためにシンボルオーバーヘッドを一定に保持した。
２つのパラメータセッティングに対してシミュレートされた標準偏差とＡＷＧＮ
チャネル上の通信を図２７と２８に示す。より具体的には、図２７と２８は、そ
れぞれ最初に位置ずれＤmがある場合のＡＷＧＮ上の通信送り返し演算によるフ
レーム同期における、ξ~ tのシミュレートされた標準偏差である。何れの場合も
、下限は式(７０)による。図２７のグラフでは、周波数領域の推定手段は、Ｄ＝
６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２のシステムでＤcg＝１０でＤcig＝１の条件で動か
した。図２８のグラフでは、周波数領域の推定手段は、Ｄ＝６４，Ｄg＝８でＤs ync ＝３２のシステムでＤcg＝５でＤcig＝２の条件で動かした。
【０１９４】 まず最初に目に付くのは、１つのグループＤcigが増加すると共に継続して減
少する時間オフセット推定の下限値である。この挙動は式(７０)によって示され
ており、ｋ0＝０タイプの重複推定手段における隣接した周波数領域の相関値の
合計に起因するものである。図２７と２８のグラフから、位置ずれがＤm＝４に
至るまで（つまり、｜ξt｜≦８)、推定された分散のシミュレーション地は連続
的に小さくなる。このことは、中程度の時間オフセットに関しては、この点は目
に見えて問題になってくるが、つまり、全てのＤmについてＳＮＲが高くなるま
で漸近的な挙動を示さないが、シミュレーションの結果は減少する下限値にした
がっていることを意味している。
【０１９５】 最初の時間オフセットが大きい場合は結果は極めて異なったものとなる。一般
的に、図２７に示したステップ（Ｄcg＝１０でＤcig＝１)から図２８のステップ
（Ｄcg＝５でＤcig＝２)に進展している。しかし、さらに次のステップ（Ｄcg＝
２でＤcig＝５)では、Ｄm≧６に関する（繰り返し演算の結果得られる)推定挙動
はより悪くなっている。結果として、Ｄcg＝５でＤcig＝２の変数が検討したパ
ラメータとしては最も耐性が高い。
【０１９６】 図２９と３０を参照して、前述のＡＷＧＮ通信方法における時刻同期誤り率に
ついて、つまり、予めずれＤmがある状況でのＡＷＧＮ通信について検討する。
図２９に示すグラフでは、周波数領域の推定の条件は、Ｄcg＝１０でＤcig＝１
でＤ＝６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２である。図３０に示すグラフでは、周波数
領域の推定条件は、Ｄcg＝５でＤcig＝２でＤ＝６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２の
システムである。この条件で、図２７と２８に示したものと同じ推定挙動につい
て検討する：図２９の推定パラメータから図３０の推定パラメータに変化したこ
とによって、性能は全体的に向上している。２ｄＢ以上のゲインが得られている
。後者の図に示したＡＷＧＮ特性は、周波数領域における繰り返し演算による方
法によって最初Ｄm＝８（つまり、｜ξt｜≦１２)であったずれが、１０log 10
（Ｅs/Ｎ0)≧６ｄＢの条件を満たす条件の９９％以上において十分な同期（つま
り、（ξ~ t−ξt)∈{-1, 0, 1})に到達したことが示されている。推定手段は、
Ｄsync＝３２の条件で使用したに過ぎないことに留意すれば、結果は極めて良好
ということができる。ＯＦＤＭシンボルが大きければより大きな初期ずれを許容
することになる、つまり、大きな収束範囲とより多くの繰り返し演算によって誤
差フロアＰtf (m)はより小さくなる。
【０１９７】 Ｄcg＝５でＤcig＝２のマルチパスチャネルに関しても同様な結果の向上が得
られた。周波数選択的なチャネルでは、Ｄcgによって周波数領域のパイロットシ
ンボルによって達成される拡散係数を決定するので、Ｄcgは必然的に非常に大き
く、これが繰り返し演算によるフレーム同期特性に直接影響を与える。
【０１９８】 例として示したシステムに対して繰り返し演算による周波数領域のフレーム同
期を適用したシミュレーション結果に基づいて、前述の２つの繰り返し演算によ
る周波数領域推定手段は、マルチプルパスの場合は｜ξt｜≦６以上でＡＷＧＮ
の場合は｜ξt｜≦１０以上の範囲の初期推定誤差が含まれるものに対して十分
なフレーム同期詳細化を行う物であると結論することができる。中程度のオフセ
ットに対しては、同期誤り率を示す図における残余の誤差フロアは繰り返し演算
の回数を多くすることでさらに減少させることができる。繰り返し演算の初期値
として非常に大きなオフセットが与えられた場合は、１回目の処理ループで誤差
フロアは収束不可能な範囲に出てしまう可能性がある。
【０１９９】 総合的な同期性能 Ｄ＝６４のキャリアシステムにおいて、同期手段を用いた場合の、厳しいマル
チパス状況でのＳＮＲに対するパケット誤り率(ＰＥＲ)を評価する必要がある。
同期手段はＤsync＝３２のサンダンブルで動作するものとする。特に記述しない
場合は、式(２８)に示すＭＮＣメトリックのほうが耐性が高いためにより好まし
いものであるが、フレームの粗推定には式(２１)に示した従来のＭＭＳＥ基準を
使用する。
【０２００】 フレーム同期の詳細化のためには、最初の周波数領域フレーム同期推定のみを
使用し、その結果には繰り返し演算を適用しなかった。ここで、Ｄcig＝２相関
によるＤcg＝５相関のグループを１つのグループとした、つまり、１０の専用差
分パイロットをサンダンブル同期シンボルのマルチプレックスに導入した。
【０２０１】 シミュレーションに当っては、ξf＝０．３である一定のＮＣＦＯを用いた。
この条件は純粋なサンダンブル相関にとっては推定可能な範囲を超えるものであ
る。そこで、３つの検出された周波数オフセットインタバルの全てに対して予め
同じ確率を有する、Ｄc＝１０か３の離散的インタバルを有するＦＤ周波数検出
手段を使用した。
【０２０２】 図３１は、理想的な同期と実際上のバースト同期におけるフレーム同期詳細化
の前と後について、時間領域における重畳コードされた８差分位相シフトキーイ
ング(８ＤＰＳＫ)変調に対するＳＮＲの関数としてＰＥＲを異なる数の標本（ポ
ストフィックスシンボル当り０、１、２、３の標本)を有するポストフィックス
シンボルについて示したものである。ＰＥＲの値はソフト判定(ＳＤ)ビタビ復号
化のあとの特性を示す。パケット誤り率は残差伝送誤差を有する受信パケットの
比率を表す。パケットはそれぞれ５７０ユーザビットから構成される。このグラ
フから、妥当な長さのポストフィックスを使用することによって性能が改善され
ると結論することができる。つまり、ポストフィックスを使用しないかポストフ
ィックスが大きすぎる時に結果が良くないことを意味する。２つの標本を有する
ポストフィックスが厳しいマルチパスチャネルに置いてよい結論であるといえる
。１ｄＢ以内の理想的なＰＥＲが得られた。
【０２０３】 図３２は、信頼性の低いタイミング粗推定の結果を示すものである。より具体
的には、図３２はＳＮＲの関数としてＰＥＲを示したものであり、ここでＰＥＲ
はフレーム同期詳細化の前後における理想的な同期と実際的なバースト同期につ
いて求めた。表示した結果は、時間軸での８ＤＰＳＫ変調のものである。しかし
、周波数軸での処理によっても同様の結果を得ることができる。ここで、周波数
領域でのフレーム同期詳細化は大きなゲインを示しているが、この方法では劣悪
な初期推定によって生じる大きな問題を修復することはできない。ＭＣ基準によ
る劣悪な初期推定は総合性能を低下させる；フレーム同期詳細化とのＰＥＲは１
０-2前後の誤差フロアに到達する。
【０２０４】 図３３は、周波数領域の差分変調と時間領域のものとを比較したグラフである
。それぞれ、ＰＥＲを、理想的な同期と実際的なバースト同期のフレーム７同期
詳細化の前と後についてＳＮＲの関数として示した。図には３つの理想的なＰＥ
Ｒ（３３０１，３３０３および３３０５)が示されており、そのうちの１つは(グ
ラフ３３０５)は時間軸での８ＤＰＳＫ変調である。他の２つの理想曲線(３３０
１と３３０３)は周波数領域における８ＤＰＳＫ変調である。これらのうちの低
いほう(グラフ３３０３)は、周波数領域での差分変調方法のＭＭＳＥ最適復調に
よるものである。上のほうのグラフ(グラフ３３０１)はチャネル位相補正のない
「理想的な」復調ウインドウに対するものである
【０２０５】 図３３から２つの重要な結論を導くことができる。 第１に、キャリア数が小さい(ここではＤ＝６４)周波数領域のＤＰＳＫの場合
、時間の粗推定による結果（グラフ３３０７で示す)は不十分なので、周波数領
域のフレーム同期詳細化が行われる。さらに、詳細化による特性は、ＭＭＳＥ復
調の場合（グラフ３３０３)と比べて１ｄＢ以内に収まっている。このことは既
に記載した内容を確認するものである。
【０２０６】 同様に、時間方向のＤＰＳＫについて、時間粗推定の性能は（グラフ３３１１
)この段階で既に満足すべきものである。グラフ３３１３に示されているように
、周波数領域のフレーム同期詳細化によって、ＰＥＲ＝１０-3における性能につ
いて１ｄＢのゲインが得られる。
【０２０７】 特性のまとめ 本発明の種々の側面は当業者にとって既に自明であろう。側面には以下のもの
が含まれる： − サンダンブル構造自体。これには、周期的にサイクリック信号の部分を時間
的に２つ(又はそれ以上)の部分に分割して場合によってはその間にデータを挟む
ことを含む。 − サンダンブル内の延長ガード部に基づいてＦＤ法によって周波数の不確定性
を解消すること。 − 周波数オフセット推定に対するＦＤ法の適用。このことは、図５ａと５ｂに
示した技術によって、ＡとＢとの間の相関及び推定に基づくオフセットの補正に
よる第１の(詳細)推定を示唆するものである。 − Ｇ2とＡ2および／またはＧ2とＢ2（あるいは少なくとも１つの実施例では、
これらの相関の修正値)、および、これら２つの結果(場合によっては修正されて
いる)の好ましい組み合わせ(例えば加算）。最終的な相関結果(組み合わせられ
た相関結果)に基づく残余の周波数オフセットインタバルの検出(決定)。 − 周波数同期総合性能を最適化するための可能性のある周波数オフセットにつ
いて予め知られている(確率)情報のＦＤ検出ステップでの利用。
【０２０８】 フレーム(時間)同期に関しては以下の点である： − 通常は周期的なプリフィックスだけからなるガードインタバルに周期的ポス
トフィックスを追加する。 − 周期的プリフィックスを短くして、この節約した時間を有益なＯＦＤＭシン
ボル部分の後に設けて周期的ポストフィックスのために使用する。 − システムデザインにおいては、プリフィックスとポストフィックスに使用す
るガード標本の合計数の配分を期待されるチャネルパワー遅延特性に対して最適
化する。 − フレーム同期詳細化粗推定に基づいて開始することができる。必要条件は、
周波数領域で動作する推定手段の収束を確保するために必要な信頼性を有するこ
とである。 − フレーム同期の推定は、繰り返し演算を含む周波数領域の処理段階によって
得ることができる。繰り返し演算の各ステップは、1)最も最近の推定に基づくフ
レームの位置調整、2)フレームの完全ＤＦＴ又は再帰スライディングＤＦＴ、3)
周波数領域の振幅に基づく時間オフセットの推定を含むものである。手法によっ
て結果が収束すれば、推定値の分散は次第に小さくなる。
【０２０９】 − 提案された周波数領域の詳細化ステップは1ステップが実現されて（したが
って実行されて)いることでも良く、この場合には手法は繰り返し演算を含まな
いものである。換言すれば、必要に応じて詳細化のための繰り返し演算の回数は
（１回を含めて)適宜選択することができる。 − 繰り返し演算による処理は特定のプリアンブルシンボルについて行うことは
必要ではない。決定のための方法では、バースト中のどのＯＦＤＭシンボルに対
しても適用することができる。データによって補助された方法のパイロットシン
ボルは、バースト中のどのＯＦＤＭシンボルに対して多重化されても良い。周波
数オフセットが補正され、無線リンクの周期的プロトコル構造から信頼性のある
タイミング推定が得られていれば、第２段階はサンダンブルのないスタンドアロ
ーンモードで使用することができる。この場合、非常に有効な−プリアンブルの
ない−フレーム同期方法が達成される。
【０２１０】 − 第１段と第２段の組み合わせにおいて、データによって補助されたシンボル
法はバースト中の何れかのＯＦＤＭシンボルかサンダンブルシンボルに多重化さ
れてもよい。システムパラメータによって、上記方法の何れがより有効であるか
は異なる。 − 最後のフレーム同期推定（又は各繰り返し演算の後の)を周波数オフセット
修正を次第に改善するために使用することができる。バーストプリアンブルか第
１のシンボルに対して前述の同期手順を実施した後、ＯＦＤＭバスとの残りの部
分をほぼ最適化された（分散が最小である)周波数及び時間オフセット推定に基
づいて復調することができる。
【０２１１】 発明について説明するために特定の実施例を参照した。しかし、上述の好まし
い実施例以外の形で本発明を実現できることは当業者にとって自明である。本発
明の思想の範囲内においてこのようなことを行うことは可能である。前記の好ま
しい実施例は、単に説明のために記載したものでありどのような意味においても
限定的な意味で解釈してはならない。本発明の範囲は、前述の詳細な説明ではな
く添付の請求項の記載によるべきであり、請求項は、請求項の範囲に含まれる全
ての変更例と均等物を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１ａと１ｂは、従来の繰り返しプリアンブル構造を示す図であ
る。
【図２】 図２ａは図１ａに示した領域に対応してＧ、ＡとＢの部分を有す
るプリアンブル構造中の離散時間トランスミッタ出力標本ｓ［ｋ］であり、図２
ｂは送信標本がノイズの無い拡散チャネルを介して送信された後に受信された標
本を図示するものである。
【図３】 図３は、本発明の１つの側面に従ったサンダンブルを図示したも
のである。
【図４】 図４は、本発明に基づくサンダンブルの時間軸に沿った構成を示
すものである。
【図５】 図５ａは、本発明の１つの側面に従って凡そのフレーム同期と詳
細な周波数同期を行う実施例の第１のステージのユニットのハードウエア構成と
信号と処理の流れを示す図であり、図５ｂは、本発明の他の側面に従って凡その
フレーム同期と詳細な周波数同期を行う実施例の第１のステージのユニットのハ
ードウエア構成と信号と処理の流れを示す図である。
【図６】 図６は、Ｇ1、Ｇ2、Ｇ3、Ａ（Ａ2を含む）、Ｂ（Ｂ1を含む）を有
する受信信号の相関領域を表現した図である。
【図７】 図７は、サンダンブル構造における、ＣＦアプローチのノイズの
無い（概略）相関の位相図と詳細推定装置の明瞭領域を示す図である。
【図８】 図８は、水平軸は相対的な周波数オフセットξfを表し、当該軸は
（規準化された）長さＤ/ｋ0の不明瞭インタバルに分割された状態を示す図であ
る。
【図９】 図９は、種々のＯＦＤＭ派らーメータの値に対するインタバルΔf の中の周波数オフセットセントロイドに対する位相角の値を示したものである。
【図１０】 本発明の１つの側面に対応する|Δf|?２以下における詳細/離
散技術（Ｆ／Ｄ）を使用した位相算出装置を表す図面である。
【図１１】 図１１は、粗/詳細同期技術（Ｃ／Ｆ）における理論的な誤り率
特性を追加ガウシアンホワイトノイズ（ＡＷＧＮ）チャネルのＥs／Ｎ0にわたっ
て、さらに相対オフセットＥfの範囲にわたってＦ／Ｄのものと比較した図であ
る。
【図１２】 図１２は、粗相関のためにＤc＝１０の値を使用した場合の図１
１と同じ比較を示す図である。
【図１３】 図１３は、本発明の１つの側面に基づいて、２番目に延長され
たガードインタバルを有する他のサンダンブル構造を使用した場合に、Ｌc1[k]
とＬc2[k]を算出するための相関ウインドウの時間ごとの位置の推移を模式的に
示す図である。
【図１４】 図１４は、ＡＷＧＮチャネルにおけるフォー留守ロック率Ｐff
を種々のノーマライ図された周波数オフセット|ξf|∈[0.0, 0.9]に対して示し
た図である。
【図１５】 図１５は、厳しいマルチパスチャネル上の通信に関するＣＦの
周波数同期性能を示した図である。
【図１６】 図１６は、ξf値の異なるＡＷＧＮチャネル上の通信に対する誤
周波数同期の確率を示した図である。
【図１７】 図１７は、厳しいマルチパスチャネルを想定した時の、マルチ
パスチャネルにＦＤ技術を使用した場合のシミュレーション値と理論値を比較し
たものである。
【図１８】 図１８は、不明瞭インタバルの確率についてあらかじめ設定し
た値として異なる値を使用した場合の、ＡＷＧＮチャネルの、ＳＮＲの誤周波数
同期率と本発明に基づく２つの相関を用いたＦＤ法による理論的推定値を示した
ものである。
【図１９】 図１９は、Ｄc＝６であり、マルチパスによる種々の移動Ｄmが
存在するときのＣＦ法の誤周波数ロック率Ｐffを示す図である。
【図２０】 図２０は、周波数オフセットインタバルについて等しい確率を
予め設定した場合のＦＤ法による性能を示すグラフである。
【図２１】 図２１は、前出の予め設定したパラメータを使用したときの性
能を示す図である。
【図２２】 図２２は、パイロット相関を用いた詳細／離散法（ＦＤＰＣ）
の結果を示すグラフである。
【図２３】 図２３は、本発明に基づくＦＤＰＣ法のシミュレーション結果
をさらに示す図である。
【図２４】 図２４は、本発明の１つの側面に基づく、サブキャリアマルチ
プレックス内におけるサブキャリアパイロット差分の基本配置を示す図である。
【図２５】 図２５は、本発明の１つの側面に基づく、プリフィックス及び
ポストフィックスガードインタバルを有するＯＦＤＭシンボル構造を示す図であ
る。
【図２６】 図２６は、本発明に基づいて詳細フレーム同期を行う第２段ユ
ニットの具体構造例のハードウエア要素と信号の流れと処理手順を示した図であ
る。
【図２７】 図２７は、本発明の１つの側面に基づいて、初期に誤差Ｄmが
存在する状態でのＡＷＧＮを使用した通信において繰り返しフレーム同期を行っ
た場合のシミュレーションによる標準偏差ξ^tを表す図である。
【図２８】図２８は、本発明の１つの側面に基づいて、初期に誤差Ｄmが存
在する状態でのＡＷＧＮを使用した通信において繰り返しフレーム同期を行った
場合のシミュレーションによる標準偏差ξ^tを表す図である。
【図２９】 図２９は、初期の誤差Ｄmが存在する場合のＡＷＧＮを利用し
た通信の同期誤差率を示す図である。
【図３０】 図３０は、初期の誤差Ｄmが存在する場合のＡＷＧＮを利用し
た通信の同期誤差率を示す図である。
【図３１】 図３１は、種々の標本を有するポストフィックスシンボル、フ
レーム同期の微調整の前と後における理想的な同期と動作上のバースト同期とに
おける、時間領域での８ＤＰＳＫに対するＳＮＲの関数としてパケットエラーレ
ート（ＰＥＲ）を示す図である。
【図３２】 図３２は、本発明に基づくフレーム同期詳細調整の前と後にお
ける理想的な同期と実施上のバースト同期によって規定したＰＥＲをＳＮＲの関
数として示した図である。
【図３３】 図３３は、本発明に基づくフレーム同期詳細調整の前と後にお
ける理想的な同期と実施上のバースト同期によるＳＮＲにたいしてＰＥＲの値の
、周波数方向の差分変調と時間方向の差分変調の結果を比較した図である。
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１２月１５日（２０００．１２．１５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】発明の詳細な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【発明の詳細な説明】
【０００１】 同時に係属する出願の参照 本出願は、アメリカ合衆国への仮出願第60/088,438号の開示内容をここに参照
して取り込むものである。
【０００２】 背景 本発明は一般的には無線通信システムに関連し、分散チャネルを介して受信さ
れるバースト信号のフレーム同期と周波数同期に関するものである。
【０００３】 未知の周波数選択的チャネル（すなわちシンボル間干渉（ＩＳＩ)を生じる拡
散チャネル)で受信された信号のフレーム同期と周波数同期には、非選択的チャ
ネル上の通信について現在使用されている手法とは別の手法が必要である。周波
数特性が平坦な（つまり非選択的)チャネルの時間同期は、受信機内の相関フィ
ルタによって、発信機が挿入した特定の相関シーケンスをピーク検出することに
よって行われる。しかし、この方法では未知の周波数選択的(ＩＳＩ)チャネル上
の通信についてピークを発見することはできない。換言すれば、本来良好であっ
た(最適化されていた）相関特性は、（特定の相関シーケンスを含む)元の送信信
号に未知のチャネルインパルス応答を重畳したことによって失われている。この
問題以外にも、従来のプリアンブルはキャリア周波数の同期には役に立たないと
いう問題がある。
【０００４】 放送のような連続送信には、受信者はフレーム開始位置や周波数オフセットの
ような同期パラメータを複数のプリアンブルについて平均化して非常に正確で信
頼性の高いフレーム同期とキャリア周波数同期を行うことができる。
【０００５】 無線非同期通信モード（ＡＴＭ）のような上記以外のシステムの場合には、パ
ケット通信とほぼ不連続なトラヒックに起因して厳しい問題がある。問題の解決
には、シングルショットでフレームとキャリア周波数の同期を行う信頼性の高い
バースト同期が必要である。
【０００６】 未知の周波数選択的なフェージングを伴うチャネル上で突発的に発生する通信
のフレームとキャリア周波数の同期のために、チャネルシンボルシーケンスを1
度以上繰り返すことで送信信号に周波数性を持たせるプリアンブル構造が提案さ
れている。この手法は、例えば、Pierre R. Chevillat, Dietrich Maiwald and Gottfried Ungerboeckによる「部分−Ｔインタバルをあけた係数を有するイコラ
イザを使用した音声帯域データモデム受信装置の高速トレーニング(Rapid Train ing of a Voiceband Data-Modem Receiver Employing an Equalizer with Fract ional-T Spaced Coefficients)」, IEEE Transactions on Communications, 35 巻、9号、869‐876ページ、1987年（以下、本明細書では「ＣＭＵ８７」という)
；Stefan A. Fechtel and Heinrich Meyrによる「未知の周波数選択的無線チャ
ネルにおける突発的通信の高速フレーム同期、周波数オフセット推定及びチャネ
ルの取得(Fast Frame Synchronization, Frequency Offset Estimation and Cha nnel Acquisition for Spontaneous Transmission over Unknown Frequency-Sel ective Radio Channels)」, Proceedings of the International Symposium on P ersonal, Indoor and Mobile Radio Communication (PIMRC'93), 229‐233ペー
ジ、横浜、日本、1993年（以下、本明細書では「ＦＭ９３」という)；Stefan A. Fechtel and Heinrich Meyrによる「周波数選択的な無線チャネル上の突発的パ
ケット通信のための改良されたフレーム同期(Improved Frame Synchronization for Spontaneous Packet Transmission over Frequency-Selective Radio Chann els)」, Proceedings of the International Symposium on Personal, Indoor an d Mobile Radio Communications (PIMRC'94), 353-357ページ、ハーグ、オラン
ダ、1994年（以下、本明細書では「ＦＭ９４」という；およびUwe Lambrette, Mi chael Speth およびHeinrich Meyrによる「単一のキャリアトレーニングデータ
によるＯＦＤＭバースト周波数同期(OFDM Burst Frequency Synchronization by Single Carrier Training Data)」, IEEE Communications Letters, 第１巻、第
２号、46-48ページ、1997年（以下、本明細書では「ＬＳＭ９７」という)。
【０００７】 本明細書ではこの種のプリアンブルを「繰り返し型プリアンブル」と呼ぶことに
する。図１ａと１ｂにこの種の従来型プリアンブルを示す。図１ａに示した従来
型のプリアンブルでは、送信された信号がＡとＢで示した部分に複製され、ガー
ド領域ＧはＡ領域の最も右の部分のコピーである。図１ｂに示した従来の繰り返
し型プリアンブルは、前記のものと似ているが、この場合は送信された信号は２
回以上複製される；つまり、領域Ａ、Ｂ、Ｃの信号は同じで、部分Ｇは部分Ａの
最も右の部分のコピーである。何れの場合も、複製された部分（つまりＡとＢ、
あるいは、Ａ、ＢとＣ)は相互に連続している。フレーム内で送信されるデータ
は全てのプリアンブル部分の後に続いている。
【０００８】 周期的な信号部分を(有限の)未知の周波数選択的（ＩＳＩ)チャネルのインパ
ルス応答と重畳させた後に、Ｇが十分長いと仮定すると、ＡとＢ（または図１ｂ
の場合はＡ、ＢとＣ)の部分の受信信号はある程度相似性を有する。チャネルの
選択性（時間的拡散性)のために、受信信号のこの部分の波形は送信信号と完全
に異なってしまったとしても、この関係は成り立っている。ＡとＢ（またはＢと
Ｃ)の部分の受信信号の相違は、キャリア周波数のオフセットに比例した位相シ
フトだけである。
【０００９】 したがって、受信機は、プリアンブル標本が離散的な周期的インタバルｋ0だ
け離れているという前提で、受信した標本に対して、相関処理を含む処理を実行
することで正しい開始位置を検出することができる。この関係は、Jan-Jaap van de Beek, Magnus Sandell, Mikael IsakssonとPer Ola Borjessonによる「ＯＦ
ＤＭシステムの複雑性の低いフレーム同期(Low-Complex Frame Synchronization in OFDM Systems)」, Proceedings of the International Conference on Unive rsal Personal Communication (ICUPC'95), 982-986ページ、東京、日本、1995
年（以下、本明細書では「ｖｄＢＳＩＢ９５」と呼ぶ)；Magnus Sandell, Jan-Ja ap van de BeekとPer Ola Borjessonによる「周期的プレフィックスを用いたＯ
ＦＤＭシステムの時間と周波数同期(Timing and Frequency Synchronization in OFDM Systems Using the Cyclid Prefix)」, Proceedings of the Internationa l Symposium on Synchronization, 16-19ページ、エッセン、ドイツ、1995年（
以下、本明細書では「ＳｖｄＢＢ９５」と呼ぶ)；Timothy M. SchmidlとDonald C . Coxによる「ＯＦＤＭのためのオーバーヘッドが小さく、複雑性が小さい（バ
ースト)同期(Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization for OFD M), Proceedings of the International Conference on Communications (ICC'9 6), 1301-1306ページ、ダラス、テキサス、アメリカ合衆国、1996年（以下、本
明細書では「ＳＣ９６」と称する）；および「ＬＳＭ９７」に記載されている。
【００１０】 図1ａと図1ｂに示した従来の繰り返し型のプリアンブルを使用するには、Ａ部
とＢ部（Ａ部、Ｂ部とＣ部)の信号部分を処理して必要な同期パラメータ時間と
キャリア周波数を取得する。実行可能な繰り返しインタバルは図中に直線１０１
、１０３と１０５によって示されている。タイミングに関するメトリックは、正
しい位置だけで無く正しい位置近傍の広い範囲においての最小(又は最大)値をと
る。従って、これらの従来型のプリアンブルは、ＩＳＩチャネルにおける相関-
シーケンス技術と同じ問題を有している。（この意味において、タイミングにお
いて極値が不明瞭になる問題として理解される）。受信された信号にパワーの大
きいノイズが含まれていたら、時間同期の誤差確率が高くなり、時間推定の分散
が非常に大きくなる。「ＳｖｄＢＢ９５」や「ＳＣ９６」に記載されているように
、正しい時間におけるＡとＢとの間の相関によって周波数オフセットの推定値が
得られることに留意する必要がある。従って、この方法は周波数同期のために使
用することができる。繰り返し型プリアンブルは相関シーケンスプリアンブルよ
りも少なくともこの点に関して優れている。
【００１１】 発明の概要 上記に鑑みて、本発明は受信信号の周波数同期をおこなう装置と方法を提供す
ることを目的とする。 本発明の別の目的は、受信信号のフレーム同期を行う装置と方法を提供するこ
とである。 上述の目的は、データ標本のシーケンスを送受信する方法と装置によって達成
される。本発明の１つの側面によれば、まずプリアンブル標本のシーケンスを含
む第１のプリアンブルを送信し、次に、データ標本のシーケンスを送り、続いて
プリアンブル標本のシーケンスを含む第２のプリアンブルを送信する方法におい
て、データ標本のシーケンスを第１のプリアンブルをまず送信した後で第２のプ
リアンブルを送信する前に送信する方法でデータ標本のシーケンスを送信する。
【００１２】 本発明の別の側面では、第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシー
ケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットを有
し；第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを有し；第２の
ガード部はシンボルシーケンスの第２のサブセットを有する。
【００１３】 本発明のさらに別の側面によれば、シンボルシーケンスの第１のサブセットは
、シンボルシーケンスの第２のサブセットよりも大きなサブセットであっても良
い。別の実施態様では、シンボルシーケンスの第２のサブセットはシンボルシー
ケンスの第１のサブセットよりも大きなサブセットであってもよい。
【００１４】 本発明のさらに別の側面によれば、シンボルシーケンスを含む第１のプリアン
ブルと、それに続く所望のデータ標本のシーケンスと、それに続くシンボルシー
ケンスを含む第２のプリアンブルを受信することによって、必要なデータ標本の
シーケンスが受信される。受信された複数のデータ標本中の第１のプリアンブル
の複数の位置を次に仮定する。仮定した位置のそれぞれについて、仮定した第１
のプリアンブルとそれに対応する仮定した第２のプリアンブルを決定する。仮定
した位置のそれぞれについて、仮定した第１のプリアンブルと仮定した第２のプ
リアンブルの相関を決定する。第１のプリアンブルの最も可能性の高い位置と第
２のプリアンブルの最も可能性の高い位置を決定するために相関を使用する。
【００１５】 本発明のさらに別の側面によれば、仮想的な第１と第２のプリアンブルの最も
可能性の高い位置は、受信信号シーケンスの第１の周波数オフセットを決定する
ために使用される。
【００１６】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブ
セットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは
第２のガード部とシンボルシーケンスを有する。さらに、所望のデータ標本の受
信はさらに第１の周波数オフセットに基づいて受信した信号シーケンスの周波数
補正を行うことを含む。第１の周波数補正された受信信号シーケンスから周波数
補正された第１のガード部を決定し、周波数補正された受信信号シーケンスから
周波数補正された第１のプリアンブルを決定する。周波数補正された第１のガー
ド部のシンボルシーケンスの第１のサブセットと、周波数補正した第１のプリア
ンブルのシンボルシーケンスの第１のサブセットとの相関を取り、相関結果を得
る。この相関結果を第２の周波数オフセットを検出するために使用する。
【００１７】 本発明のさらに別の側面によれば、相関結果に基づいて第２の周波数オフセッ
トを検出することは、第２の周波数オフセットを検出するために可能な周波数オ
フセットに関する既知の情報を使用することを含む。
【００１８】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを有する別の実施
例では；第１のガード部がシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルが第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを有し、所望のデータシンボルシーケンスの受信が第１のガー
ド部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第１のプリアンブルのシンボル
シーケンスの第２のサブセットとの相関を算出し；相関結果を取得し；第１の周
波数オフセットに基づいて相関結果を補正し；補正した相関結果に基づいて第２
の周波数オフセットの推定を行うことを含む。
【００１９】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを有する；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブ
セットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは
第２のガード部とシンボルシーケンスを有する。所望のデータシンボルの受信は
さらに、第１の周波数オフセットに基づいて受信した信号シーケンスの第１の周
波数補正を行い；第１の周波数補正を行った受信信号シーケンスの周波数補正し
た第１のガード部を決定し；第１の周波数補正を行った受信信号シーケンスの周
波数補正された第２のプリアンブルを決定し；周波数補正した第１のガード部の
シンボルシーケンスの第２のサブセットと、周波数補正した第２のプリアンブル
のシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて相関結果を算出し；
相関結果を用いて第２の周波数オフセットを検出することを含む。
【００２０】 本発明のさらに別の側面によれば、相関結果に基づいて第２の周波数オフセッ
トを求めることは、第２の周波数オフセットを求める際に可能性のある周波数オ
フセットに関する予め分かっている情報を使用することを含む。
【００２１】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを含む別の実施態
様では；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを含み；第２のプリアンブルは第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、所望のデータシンボルの受信には第１のガード部のシ
ンボルシーケンスの第２のサブセットと第２のプリアンブルのシンボルシーケン
スの第２のサブセットとの相関を求めて相関値を算出し；第１の周波数オフセッ
トに基づいて相関値を補正し；補正された相関値によって第２の周波数オフセッ
トを推定することを含む。
【００２２】 本発明のさらに別の側面によれば、第１のプリアンブルは第１のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセ
ットとシンボルシーケンスの第２のサブセットを含み；第２のプリアンブルは第
２のガード部とシンボルシーケンスを含む。ここで、所望のデータシンボルを受
信する方法はさらに第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第
１の周波数補正を行うことを含む。周波数補正された第１のガード部は第１の周
波数補正された受信シンボルシーケンスによって決定され、周波数補正された第
１のプリアンブルは周波数補正された受信信号シーケンスで決定される。同様に
、補正された第２のプリアンブルは第１の周波数補正された受信信号シーケンス
から決定される。周波数補正した第１のガード部のシンボルシーケンスの第２の
サブセットと周波数補正した第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２の
サブセットとの相関をとって、第１の相関値を算出する。同様に、周波数補正し
た第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと周波数補正した第
２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットの相関を算出して第
２の相関値を得る。第１と第２の相関値を組み合わせて、結合相関値を算出する
。結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを求める。
【００２３】 本発明のさらに別の側面によれば、結合相関値に基づいて第２の周波数オフセ
ットを求める方法は、第２に周波数オフセットを検出するに際して可能性のある
周波数オフセットインタバルの確率に関する予め知られている情報を利用するス
テップを含む。
【００２４】 第２のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケンスを含む別の実施態
様では；第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシ
ーケンスの第２のサブセットを有し；第２のプリアンブルは第２のガード部とシ
ンボルシーケンスを含み、所望のデータシーケンスを受信する技術はさらに第１
のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第１のプリアンブルのシ
ンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて第１の相関値を算出し；
第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと第２のプリアンブル
のシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて第２の相関値を算出
し；第１の周波数オフセットに基づいて第１の相関値を補正し；第１の周波数オ
フセットに基づいて第２の相関値を補正し；第１と第２の補正された相関値に基
づいて補正結合相関値を求め；補正結合相関値に基づいて第２の周波数オフセッ
トを推定することを含む。
【００２５】 本発明の、さらに別の側面によれば、受信信号シーケンスは第１のプリアンブ
ルと、それに続く周期的プレフィックスガードインタバルと、それに続く所望の
データ標本シーケンスと、それに続く周期的ポストフィックスガードインタバル
と、それに続く第２のプリアンブルを含む。さらに、所望のデータシンボルの受
信はさらに、第１のプリアンブルの最も可能性の高い仮定された位置に基づいて
受信した信号シーケンス中で所望の標本の開始位置を粗推定することを含む。受
信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定は
：時間領域から周波数領域への変換と受信信号中の所望の標本シーケンスの開始
位置の粗推定に基づいて受信信号標本の周波数領域信号を作成し；受信した標本
とノイズの無い標本の周波数領域における相関を求め；周波数領域における受信
標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関推定に基づいて受信信号シーケンス
中の所望の標本シーケンスの開始位置についての改善された推定値を発生するこ
とを含む。
【００２６】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的なプリフィックスガードインタバル
は所望のデータ標本シーケンスの終了サブセットを含み；周期的ポストフィック
スガードインタバルは所望のデータ標本の開始サブセットを有する。
【００２７】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的プリフィックスガードインタバルに
含まれる標本数と周期的ポストフィックスガードインタバルに含まれる標本数は
チャネルパワー遅延特性に対して最適化される。
【００２８】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルの受信には、受信信
号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値に基づい
て受信した標本の周波数領域での改善された受信標本を作成し；改善された周波
数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域での相関を求め；周波
数領域での受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の第２の相関に基づ
いて、受信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置に関するさらに改善された
推定値を作成することを通じて、受信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置
のさらに改善された推定値を作成することを含む。
【００２９】 本発明のさらに別の側面によれば、ノイズの無い標本は受信信号シーケンスに
含まれるシンボルを復調することで作成されるものであっても良い。この手順は
、所望の標本シーケンスに含まれたシンボルを復調することでノイズの無い標本
を作成することを含むものであってもよい。別な実施例では、ノイズの無い標本
を受信標本シーケンスにマルチプレックスされたパイロットシンボルに基づいて
作成するものであっても良い。
【００３０】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータ標本のシーケンスの受信には
、周期的プリフィックスガードインタバルと、続いた所望のデータ標本シーケン
スと、それに続く周期的ポストフィックスガードインタバルを含む信号を受信し
、受信信号シーケンス内の所望の標本シーケンスの開始位置を概略推定し、受信
信号シーケンス内の所望の標本シーケンスの開始位置を概略推定値に基づいて受
信信号中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定を行い、周波数領
域の受信標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関を求め；受信標本とノイズ
の無い標本の周波数領域信号の周波数領域での相関を求めて受信した信号シーケ
ンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値を作成することを
含む。
【００３１】 本発明のさらに別の側面によれば、周期的プリフィックスガードインタバルは
所望のデータ標本シーケンスの終了サブセットを有し；周期的ポストフィックス
ガードインタバルは所望のデータ標本シーケンスの開始サブセットを有する。
【００３２】 本発明のさらに別の側面では、周期的プリフィックスガードインタバルに含ま
れる標本の数と周期的ポストフィックスガードインタバルに含まれる標本の数と
はチャネルパワー遅延特性の期待値に対して最適化されている。
【００３３】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルの受信はさらに、受
信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定値に基
づいて改善された周波数領域の受信標本を作成し；改善された周波数領域の受信
標本とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関を求め；周波数領域の受信標本
とノイズの無い標本との間の第２の周波数領域の相関を求め；周波数領域の受信
標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の第２の相関に基づいて受信信号中
の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善された推定値を作成することに
よって、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の推定をさら
に改善することを含む。
【００３４】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善
された推定値に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波
数オフセット測定を調整することを含む。
【００３５】 本発明のさらに別の側面によれば、ノイズの無い標本は受信した信号シーケン
スに含まれるシンボルを復調することで作成される。この手法は、所望の標本シ
ーケンスに含まれるシンボルを復調して、ノイズの無い標本を作成することを含
む。
【００３６】 別の実施態様では、ノイズの無い標本は受信標本シーケンスに多重処理された
パイロットシンボルに基づいて作成されても良い。
【００３７】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された
推定値に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波数オフ
セットの測定を調節することを含む。
【００３８】 本発明のさらに別の側面によれば、所望のデータシンボルシーケンスの受信は
さらに、複数回に渡って繰り返し演算を行うことによって受信信号シーケンス中
の所望の標本シーケンスの開始位置の推定値を次第に改善することを含む。繰り
返し演算のそれぞれの繰り返しは、前の繰り返し演算によって得られた受信信号
シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の推定値に基づいてその回の繰
り返し演算における受信標本の周波数領域の値を求め；その繰り返しにおける受
信標本の周波数領域の値とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関を求め；そ
の回の繰り返し演算における周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の周波数
領域の相関に基づいて受信信号シーケンス中の所望標本シーケンスの開始位置の
次の推定値を作成することを含む。
【００３９】 本発明のさらに別の側面では、所望のデータシンボルシーケンスの受信はさら
に、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
値に基づいて受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波数オフセ
ットの値を調整する。
【００４０】 本発明の目的と利点については添付の図面を参照して以下に行う本発明の詳細
な説明によって一層明瞭になるはずである。
【００４１】 発明の詳細な説明 本発明の種々の特長について図面を参照して詳細に説明する。図においては同
じ部分には同一の番号を付すものとする。
【００４２】 本発明の種々の実施例はいずれも、未知の周波数選択的チャネル上のバースト
状（突発的、１ショット）のデータ通信における（時間領域での）キャリア周波
数同期とフレーム同期の問題を解決するものである。本発明は無線チャネルに好
適なものであるが、同様な特性を有するチャネルであれば無線チャネルに限らず
適用することができる。以下に、まず本発明を概観することにする。次に本発明
の種々の側面について詳細に述べる。
【００４３】 本発明の１つの側面に従えば、同期手順は２つの段階を有し、第１の段階はさ
らに２つのステップに分かれる。第１段階の第１のステップでは、粗時間推定と
（分散の小さい）周波数オフセット推定を行う。後者は周波数の不確定性が存在
する場合には補正を行うことができる。第１段階の第２のステップはこの周波数
の不確定性の問題を解消して広いレンジにわたって実際のキャリア周波数オフセ
ットを推定するために実施する。
【００４４】 第２の同期段階は最初の時間推定の精度を向上させるために行う。同期の状態
によっては、２つの段階はそれぞれ独立モードで使用することもできるし、ある
いは結合して使用することも可能である。
【００４５】 第１の段階は標本に対して時間領域の処理（相関処理）を行って周期的な信号
の繰り返しを行い、周波数の不明瞭さを解消するために粗タイミングと周波数オ
フセットとを求める。ここで、本発明の別の側面に従って、送信信号のプリアン
ブル部分を互いに非常に隔たった２つの信号部分に分割する。例えば、データ信
号（又は他のタイプの信号）は「プリアンブル」の間に挟み込まれて、ここでサ
ンドイッチプリアンブル(ＳＰ)または「サンダンブル」と称する構造をとること
ができる。本発明に基づくサンダンブルを使用することは周波数の精度向上に非
常に効果がある。
【００４６】 第２段階では、受信した変調信号の正しい時間オフセットを推定する。粗タイ
ミング推定手段によって直交周波数分割マルチプレックス(ＯＦＤＭ)シンボルと
して特定された信号標本フレームについて、周波数領域の処理が選択されている
。最初のタイミング推定は同期の第１段階によるものであっても良いし、その通
信システムに固定された周期的通信プロトコル構造に起因するものであっても良
い。この同期の第２段階では、同期プリアンブルはＯＦＤＭシンボルであること
が必要である。この一般的な部分のスペクトルから、サブキャリア振幅を横断す
る相関技術に基づいて時間オフセットの改善された推定値が得られる。ＯＦＤＭ
パラメータ(すなわち、キャリアの数、サブキャリア変調のタイプ）が許容する
なら、決定を対象とした(decision directed)アルゴリズムによってバースト中
のどの情報伝達用ＯＦＤＭからでも時間オフセットを推定することができ、特定
のパラメータによって規定される最大オフセットの範囲内での推定を行うために
はそれ以上の冗長性を必要としない。つまり、バースト中のデータ送信用の変調
方法はＯＦＤＭに限定されないが、ＯＦＤＭの場合には、同期の第２段階で決定
を目的とした(decision directed)アルゴリズムによってバースト中の情報伝達
シンボルから時間オフセットを推定することができる利点がある。
【００４７】 従って、第２段階では決定を目的とした推定と同様に、冗長性を必要とするが
耐性に優れるデータによって補助された推定方法を使用することができる。時間
オフセットの推定を次第に改善して、時間ウインドウを、分散が最小になる最適
推定値に収束するまで繰り返し演算によって調整することができる。最初の時間
オフセットに関する粗推定は、収束を保証できるだけの信頼性があれば十分であ
る。
【００４８】 マルチパス(ＩＳＩ)チャネルの処理の場合は、提案した推定手段からの時間同
期は、対象パワー遅延チャンネル特性のパワー重心の遅れ分だけ常に遅れている
ので、ガードインタバルはプリフィックスパートとポストフィックスパートに分
離しているのが望ましい。従って、推定手段によって推定された同期位置は、通
常は正の値のほうにずれている。
【００４９】 本発明の種々の側面について概略述べたので、種々の側面についてより詳細に
述べることにする。
【００５０】 本発明は、未知の周波数選択的なチャネル上のバースト状のＯＦＤＭに対する
時間(フレーム)と周波数の同期のために新しいタイプの繰り返しプリアンブルを
使用するものなので、この点についてまず述べる。
【００５１】 信号の繰り返し 発明の背景の部分に記載したように、バーストトレーニングシーケンスとして
、未知で非常に拡散したチャネル上のデジタル送信に関するフレームとキャリア
周波数の同期のために繰り返しプリアンブルは広く提案された技術である。フレ
ーム同期とキャリア周波数オフセット推定のために繰り返しトレーニングを行う
基本思想は、もともとは「ＣＭＵ８７」で単一キャリア通信に関して提案された
ものである。線形と同様メモリの無い非線形チャネル歪は同期特性に関してほと
んど影響を与えない。従って、ここで検討されているフレームとキャリア周波数
の粗推定アルゴリズムの本質は、それぞれがＤsync変調間隔である有用な同期長
さを有する信号繰り返しの２つの領域について使用されることにある。２つの領
域は、ｋ0個の標本分だけ離れている。パラメータｋ0を相関ベースと称する。
【００５２】 ＯＦＤＭ送信機に信号の繰り返しを取り込むにはいくつかの方法がある。 拡張ガードインタバル：これは非常に大きなＯＦＤＭシンボル（例えばＤ＝５
１２)に対して適用可能であり、ガードインタバルに起因する「自然」の周期性が
同期を可能にするようにいくつかのガード標本を追加することで若干延長されて
いる。この例では、同期長さＤsync＝２０であり、相関ベースはｋ0＝Ｄ＝５１
２である。 ＯＦＤＭシンボル繰り返し：これは小さなＯＦＤＭシンボル（Ｄ≦１２８)に
向いており、同期のために大きさＤsyncであるＯＦＤＭシンボルの全長が繰り返
されることを意味している。 プリアンブルを形成するために繰り返されるＯＦＤＭシンボルはデータの搬送
にも使用される。従って、プリアンブル構造自体は周期性を有しない−ランダム
であり、このことによってデータ変調には時間拡散係数が２となるが、プリアン
ブル標本の半分だけがトレーニング用である。
【００５３】 数学的な記述においては、オーバー標本の無いＯＦＤＭ送信機及び受信機を想
定する。さらに、送信機と受信機におけるサンプリング周波数は完全に一致して
ＴT＝ＴR＝Ｔであると仮定する。
【００５４】 処理可能な通信された時間領域の同期構造は以下の繰り返し特性を有する。 一般性を損なうことなく、第１の有用な同期シンボルの開始はｋ＝０であると
することができる。負のｋに対しては、同期シーケンスのガードインタバルが送
られる。
【００５５】 時間の連続関数である信号については、 の関係が得られる。
【００５６】 チャネルの分散と、ノイズの相乗と、ｈR(t)で表される受信フィルタの影響を
受けた後、キャリア周波数オフセットは、 で表される。ここで、ｈ(ｔ)はｈ(ｔ)＝ｈT(ｔ)＊ｈc(ｔ)＊ｈR(ｔ)で表される
総合的インパルス応答、ｈT(ｔ)は伝達フィルタのインパルス応答、ｈc(ｔ)はチ
ャネルのインパルス応答、「＊」は重畳演算子である。
【００５７】 ノイズの無い受信信号は、 で表され、標本されたノイズの無い信号は で表される。ここで、|Δｔso|≪Ｔであり、ｈ(ｋＴ)がゼロに近くない値である
として標本インデックスｋのＤeは、Ｄgのガードインタバルを超えない。従って
、受信した標本シーケンスの信号特性は、少なくとも上記のインタバルに関して となる。この関係はガードインタバルがチャネルインパルス応答よりも短くなけ
れば、つまりＤg≧Ｄeの関係を満たせば成立する。明らかに、ｋ0の間隔をあけ
た標本の位相はΔｔsoに無関係である。
【００５８】 式(６)に記載したｋ0個の標本にわたるシステマチックな位相増分２πΔｆco
Ｔｋ0は、受信機の側で周波数誤差の推定に使用することができる。この点につ
いては明細書において後に検討する。
【００５９】 ＯＦＤＭのサブキャリア増分がΔｆsub＝１／（ＤＴ)で、ノーマライズされた
キャリア周波数オフセット(ＮＣＦＯ)ξf＝(Δｆco)／（Δｆsubについて、２π
ΔｆcoＴ＝（２π／Ｄ) ξfとなるので、(６)式は以下のように表現することが
できる。
【００６０】 受信信号特性 位相回転とは別に、受信したノイズの無い信号は少なくともＤsync個の標本の
領域内においては周期ｋ0の周期性を有する。したがって、ｋ0個の標本分だけ離
れた信号の類似性に基づいて受信機は同期シーケンスの存在を高い信頼性で検出
することができる。好ましいメトリックスについては本明細書において後に記述
する。
【００６１】 Ｄe＜Ｄgであれば、ガードインタバルのＤg−Ｄe個の標本は消費されない。（
もし、インパルス応答の後半にかけてｈCの値が非常に小さいなら、標本のこれ
に対応する部分は同一にはならないが「非常に近い」ものであり、「消費されな
い」部分はさらに長くなる。この性質は同期の際に生じる不確定性の問題にとっ
て非常に重要である。シンボルの開始位置は「ＳＣ９６」で提案されている最大
メトリック検出手法では絶対的な意味で正確に検出することはできない。したが
って、タイミングオフセットについては粗推定が可能なだけである。
【００６２】 同期構造が有する存在検出に関する耐性と周波数推定の正確さは、Ｄsyncが「
プロセスゲイン」を定め、したがって手法のノイズに対する強さを決定するもの
なので、パラメータＤsyncに依存することになる。さらに、ｋ0は周波数推定の
正確さと許容できる周波数範囲に影響を与える。Ｄsyncとｋ0を変化させること
で、信号の繰り返しに対する同期化手法が十分な正確性を有するようになる。
【００６３】 同期構造を適用するための必要条件 明らかに、対象となる同期シーケンスの継続時間はチャネルのコヒーレンス時
間を越えることは無い。これは通常はここで対象とする用途に関して厳しい制限
にはならない。
【００６４】 最も頻繁に発生する周波数オフセットが通信バンド幅のどちら側でも仮想キャ
リアの数を超えないようにしなくてはならない。換言すれば、受信信号は、あら
かじめ周波数を制御すること無しに、全ての使用されているサブキャリアによっ
て「ヒット」されて受信フィルタＨR(f)のパスバンドに取り込まれなければなら
ない。したがって、全ての望ましい受信信号情報は等価複素ベースバンド（ＥＣ
Ｂ）領域に含まれる。周波数オフセットが十分に補正された後、周波数マルチプ
レックスを離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって復調しても他のサブキャリアか
らの干渉を過剰に受けることが無い；周波数補正はサブキャリア相互の直行性を
概略保持するもので無ければならない。
【００６５】 従来の繰り返しプリアンブル 本例ではシステムのキャリアの数は比較的少ないと仮定して、議論を大きさＤ
syncの全ＯＦＤＭシンボルの繰り返しについて行うことにする。したがって、例
えば、プリアンブルはデータを搬送する（したがってランダムな）ＯＦＤＭシン
ボルを１つだけ有すると仮定する。（もちろん、プリアンブルは既知のデータを
有するものであってもよい。）本発明の発明の背景の部分で幾つかの従来型繰り
返しプリアンブルについて、図１ａと１ｂを参照して述べた。図１ａに示した従
来型のプリアンブル構造をより詳細に検討すれば、ｋ0＝ＤsyncでありＤg (2)＝
０であることがわかる。したがって、Ｐ構造と称する２つの、同一で直接連続す
るＯＦＤＭ信号の部分が得られる。この同期構造は時間領域の２Ｄsync個の標本
とＤg個のガードインタバルの標本からなる。従来と同じように、ガードインタ
バルは繰り返しプリフィックスから構成され、同期シーケンス中では過渡シーケ
ンスの小さな部分が３回存在する。最初のＤsyncキャリア同期ＯＦＤＭシンボル
の最後のＤg個の標本は、続いているシンボルは同一なので２番目のＯＦＤＭの
ガードインタバルである。そのためにＤg (2)＝０とおくことができる。Ｐ構造の
この決定論的な特徴は図２ａに模式的に示されている。特に、図２ａは、図１ａ
に示した部分に対応する部分Ｇ、Ａ、Ｂを有するプリアンブル構造Ｐにおける離
散時間送信機出力ｓ（ｋ）の時間構造を示すものである（送信された個々の標本
は複素値を有する）。このそれぞれの部分および本明細書の後の記述において、
１つの部分（例えば部分Ａ）内の標本シーケンスとそれ以外の部分における繰り
返し（部分Ａにおいて最初に送信された標本の完全な繰り返しであるＢ部分であ
るか、部分的な繰り返しであるＧ部分であるかにかかわらず）を表現するのに三
角形を使用した。三角形の表現は標本のパワーが終わりに向けて減少していくこ
とを表現する趣旨ではない。例えば、三角形によって、Ｂ部分の一群の標本がＡ
部分で送信されたものと同一であり、Ｇ部分の標本はＡとＢ部分の右端の部分と
同一であり周期的な繰り返しが行われていることを理解することができる。
【００６６】 図２ｂは、線形又は非線形ひずみと周波数オフセットデルタｆcoを有するノイ
ズの無い拡散チャネルを通して送信標本ｓ[k]が送信された後の、受信機によっ
て受信された標本ｒ[k]を示す。同期はこの受信標本ｒ[k]に基づいて行われる。
受信されたガードインタバルＧ'はチャネルによって完全には消費されないこと
がわかる。この従来型の繰り返しプリアンブルに関して、Ｄsync＝Ｄ／２を選択
すれば、送信システムのＯＦＤＭシンボル構造を同じにすることができるので、
ハードウエアの設計の観点からは好ましい。
【００６７】 サンドイッチプリアンブル（サンダンブル）構造 本発明の１つの側面に基づき、サンドイッチプリアンブル（以下、「サンダン
ブル」と称す）と称する新規な繰り返しプリアンブル構造を使用する。図３には
サンダンブルの例を示すものである。実行可能な周期間隔を線３０１、３０３お
よび３０５で示した。同期構造は以下の形を有する：バーストに含まれる１つ以
上の規則的ＯＦＤＭシンボルによって互いに隔てられた２つの同一な繰り返し信
号部分。図３に例示した実施例では、Ｂ部分に含まれる一群の標本はＡ部分に含
まれる標本と同一である。さらに、図では（Ｇ1、Ｇ2）およびＧ3と称する３つ
のガード部が設けられている。Ｇ1とＧ2のところで使用した括弧は、これらが延
長ガード部を構成することを表示するものである。Ｇ1とＧ2は相互に連続してお
り、Ａ部の直前を先行する。第３のガード部Ｇ3はＢ部の直前でこれに先行する
。第３のガード部Ｇ3はＡ部から、１つ以上のバーストの規則的なＯＦＤＭシン
ボルによって隔てられている。
【００６８】 拡張されたガード部（Ｇ1、Ｇ2）と第３のガード部Ｇ3の信号は、Ａ部の信号
の最も右の部分（図３ではＡ２と表示したＡの部分）と同一である。（もちろん
、Ｂ部の信号はＡ部の信号の完全なコピーなので、ガード部（Ｇ1、Ｇ2）とＧ3
の信号はＢ部の信号の最も右の部分と同一と考えることもできる。）延長ガード
部（Ｇ1、Ｇ2）の長さは、第３のガード部Ｇ3の長さと同じである必要は無いの
で、Ａ部の最も右の部分のコピーではあるが長さの異なるコピーがそれぞれ使用
されている。
【００６９】 サンダンブルにおいて、第１のガード部Ｇ1は図１ａに示した従来の繰り返し
プリアンブルにおけるガード部Ｇと同じ目的のために使用される。第２のガード
部Ｇ2は、ガード部Ｇ1の長さを延長するために使用される。第３のガード部Ｇ3
はプリアンブル成分を分割するために繰り返し部Ｂのプリフィックスとして必要
になる。
【００７０】 図４は、サンダンブルの時刻暦を示した別の図である。従って、三角形表現は
サンダンブルがいろいろな場所で信号のどの部分がコピーされているかを表現す
るのに好適である。図４によれば、バーストフレームは、長さＤg (1)の延長ガー
ドインタバルに先導された、長さＤsync標本の同期ＯＦＤＭシンボルによって開
始されることがわかる。次に、Ｄキャリアを有する通常の（情報搬送用）ＯＦＤ
Ｍシンボルが標本数Ｄg (2)の通常のガードインタバルが続く。最終的には、長さ
Ｄsync標本である第２の同期ＯＦＤＭシンボル（最初のものと同一）が、同期パ
ラメータの推定に使用する標本フレームの終端を示す。Ｄg (2)はＤg (1)と同じで
ある必要は無い。次に、バーストの残りの規則的（情報を搬送する）ＯＦＤＭシ
ンボルが続く。
【００７１】 通常のＯＦＤＭシンボルを分割して収容することによって、相関ベースｋ0が
拡張される。このことは、１乗に比例して解析すべき範囲を小さくすると同時に
、２条に比例してキャリア周波数推定の分散を小さくする。ｋ0が大きければ、
あらかじめ設定された推定誤差の許容最大値が達成され、同期オーバーヘッド（
専用トレーニング標本）を小さくすることができる。 以下の説明では、サンダンブルは通常のＯＦＤＭシンボルを１つだけ有すると
仮定する。
【００７２】 従来のプリアンブルと新規なサンダンブルの対比 サンダンブルの第１の不利な点は、周波数キャリアオフセットのロックイン範
囲が小さいことである。しかし、実用上は周波数キャリアのロックイン範囲は非
常に大きい必要は無い。したがって、本発明の別の側面に従って、第１の同期Ｏ
ＦＤＭシンボルの若干延長されたガードインタバルＤg (1)に対して、第２の処理
段階で不明瞭さを解消する２つの方法を後に説明する。本発明の周波数オフセッ
トの不明瞭さを解消する２つの方法では、Ｄg (1)＞Ｄgことが必要である。
【００７３】 サンダンブルの従来の繰り返しプリアンブルと比較して不利な点の２番目は、
同期プリアンブルの第２の部分で、「プリアンブルの長さ」が、従来の繰り返し
プリアンブルにおいてはＤg＋２Ｄsyncであったのに対して、サンダンブルでは
これよりも若干長くＤg (1)＋Ｄg (2)＋２Ｄsyncとなる点である。一般的に、Ｄg ( 2) ＝Ｄgであるとすれば、同期のために追加されなければならない変調インタバ
ルはＤg (1)である。結果として得られる周波数推定分散σξf 2を通信オーバーヘ
ッドと比較すれば、サンダンブル構造は従来の繰り返しプリアンブルに比較して
効率が高い。つまり、サンダンブル構造は、トレーニング標本（オーバーヘッド
）の数が固定されているときに最も精度が高くなる（分散が小さくなる）。
【００７４】 第１段階：時間の粗同期と周波数の詳細同期 すでに述べたように、本発明に基づく同期手順は２つの段階を有し、第１の段
階には２つのステップが含まれる。第１段階の第１のステップでは、タイミング
の粗推定と周波数オフセットの分散の小さな推定が行われる。後者は周波数に関
して不確定が存在する状況下でも補正を行うことができる。第１段階の第２ステ
ップはこの周波数の不確定性の問題を解消して、実際のキャリア周波数オフセッ
トが広い範囲にわたって推定できるようにする。
【００７５】 第１段階の第１の具体例を示すブロック図を図５aに示す。この図には、実施
例で使用されるハードウエアだけでなく、信号の流れと処理の順所を当該実施例
において行われる複数のステップを示すフローチャートでもある。処理の流れを
表現するために、例えば標本メモリ５０１のような同じハードウエア要素を図中
の複数の場所に示した。図中には複数個表示されているが、この種の装置は１つ
あれば十分である。この図および以降の図に示した種々の要素の機能は他の方法
で満たすこともできる。例えば、プログラム可能な処理ロジック回路は、コンピ
ュータによって読み出し可能な適当な記憶装置（ランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）、磁気記憶装置、光磁気記憶装置等）に記憶されたプログラム命令を実行す
ることで図に示した機能を実現することができる。あるいは、ハード的に実現さ
れた回路で機能の一部又は全部を実行することも可能である。これらの代替手段
およびそれらの等価物は、いずれも本発明の範囲である。種々の機能をブロック
図で表現することは本発明の説明を容易にするために行ったことである点には留
意が必要である。実際は、図示されたブロックのいくつか又は全てを組み合わせ
て、１つのユニットに全ての機能を実行させることも可能である。
【００７６】 図５ａに戻れば、第１段階はプリアンブルシンボルで使用される変調形式を制
限するものではない。プリアンブルとして、ＯＦＤＭシンボルだけでなく単一キ
ャリア変調を使用することも可能である。
【００７７】 受信された（雑音を含む）標本ｒ[k]は標本メモリ５０１に供給される。記憶
された受信標本ｒ[k]は、すでに述べたようにサンダンブル構造５０３を有する
。第１段階の第１ステップで、受信標本ｒ[k]は第１の相関ユニット５０５に供
給され、該ユニットはフレーム開始（時間）の粗推定５０９と第１の周波数補正
５０７を行って、これらを受信標本ｒ[k]に適用する。これらは受信標本ｒ[k]か
ら類似度メトリックスを求め、類似度メトリックすから得られた情報をサンダン
ブル５０３を検出するために使用するものである。検出されたサンダンブル５０
３から、第１の周波数補正５０７とフレーム開始（時間）粗推定５０９が決定さ
れる。本発明の別の実施例では同様なメトリックスの別のタイプのものに基づい
てもよい。好適なメトリックスについては後に述べる。
【００７８】 最小二乗誤差（ＭＭＳＥ）判断基準 フレームと周波数の同期の問題について、Ｄsync個の連続したノイズを含む受
信標本のシーケンスが下記のベクトルから取り出される。 ノイズの無い（仮想の、したがって受信することのできない）受信標本は下記
の式で表現される。 ノイズベクトルの定義、 を考慮すると、ｒk＝ｒ〜 k＋ｎkの関係式が得られる。
【００７９】 同期は標本シーケンスの類似確率を最大にすることに基づいている。有効な時
間と周波数の同期は、同期に関する変数の組（ｋ，ξf）が有効な同期変数の組
（有効な範囲）に含まれている時に得られる。 周期性を示す全ての時間軸上の位置ｋ’について、ｒ〜 k'+k0とｅ+j2πk0ξ'f/D
ｒ〜 k'は有効である。消費されていないガードインタバルの存在下では、有効な
ｋ'は連続したインタバルを構成する。また、ＮＣＦＯξ'fは、ｘ∈Ｚであれば
全てのξf＝ξ'f＋ｘＤ／ｋ0に関する有効な推定値であり、つまり、ＮＣＦＯの
不明確なインタバルはＤ／ｋ0である。不明確なＮＣＦＯ推定をあらかじめ行う
ことは、推定すべき周波数パラメータのレンジが制限されていなければ不可能で
ある。したがって、複数の同期変数の組が存在することができ、Ｒk,ξfの濃度
は１よりも大きい。
【００８０】 周波数製の検出のために、以下の決定ベクトルを導入する。 式１３の最初の２つの項については、以下の関係が有る。
【００８１】 式１２と１３に示した決定ベクトルは、２つの同期仮定ｋ〜とξ〜 fを同時に テストすることができる。少なくともσs 2＞σn 2に関する信頼できる情報が与え られる。仮定が有効であれば、ｄk〜ξ〜fは、複素値で平均がゼロであるＤsync 次のガウシアン乱数を表す。この性質は式１３から直接導くことができる。ノイ ズの無い場合は、理想的なフレーム位置と完全なＮＣＦＯ推定が行われれば、ｄk〜ξ 〜f の値は完全にゼロになる。相互に相関を有しないガウシアンホワイトノ イズｎk〜+k0とｎk〜を仮定すると、ｄk〜ξ〜fに含まれるノイズもまたガウシ アンホワイトノイズであり、その複素ディメンジョン当りの分散は２σn 2である 。
【００８２】 ｄk〜ξ〜fの有効な同期変数の組に対する確率密度関数（ｐｄｆ）は、 で表され、ここで‖ｄ‖2＝ｄHｄである。（・）Hはベクトルの共役複素数であ
る。 フレームオフセットとＮＣＦＯは同時に推定する必要がある。同時推定は以下
の関係式によって行うことができる。
【００８３】 最大偏角演算子は最大値となる偏角（変数の組）を与える。 この同時同期推定は以下の関係と等価である。 最小偏角演算子は最小値となる偏角（変数の組）を与える。最小化されるべき
式は以下の形に変形することができる。 この関係に複素相関に関する以下の関係を導入する。 Ｄsync個の受信標本のフレーム内のパワーの合計は、以下のように表される。
【００８４】 Ｓ[k]とＰ[k]の値はいずれもＳ[k-1]とＰ[k-1]から繰り返し演算によって算出
することができる。これは新しいエレメントを１つ加えて古いエレメントを１つ
削除することによって行うことができる。丸め誤差が無視できるとの仮定のもと
では、変調インタバル毎に合計を算出する必要は無い。
【００８５】 式１６の表現は、「ＣＭＵ８７」で周期的にメトリックなフレームと周波数の
同期について使用が提案されているものと同じメトリックである。ｋ0標本分隔
たった受信信号間の平均二乗誤差（MSE）のノルムであり、信号の周期性の程度
を観測するために使用することができる。式１６に記載された二次元メトリック
の時間と周波数のオフセット決定は、最小のＭＳＥ（ＭＭＳＥ）を得ることがで
きるフレーム開始仮定ｋ〜とＮＣＦＯ仮定ξ〜 fに起因する。
【００８６】 修正したメトリックに基づいて以下の関係が得られる。 二次元問題であった当初の方法が1次元の推定問題になっている。フレーム部の
推定はＭＳＥを最小にするという条件からまず得ることができる。
【００８７】 次に、ＮＣＦＯの最も可能性の高い（ＭＬ）推定を推定されたフレームの開始位
置についてＳ「ｋ」を評価することで行うことができる。
【００８８】 |ξ|＜Ｄ／（２ｋ0）が周波数オフセット推定ξfの不明確さをなくすための最
小条件である。この推定の精度については明細書でさらに検討するが、ここでは
ＩＳＩの無い周波数オフセット推定ｋ〜∈[-（Ｄg−Ｄe）]について強調してお
か
なければならない。
【００８９】 最大確率条件 [ＳｖＤＢＢ９５]と[ｖｄＢＳＩＢ９５]で、Sandell, van de BeekとBorjesso nは、ＭＬフレームの同期に基づく最適化されたメトリックを提案している。導
出の詳細についてはJan-Jaap van de Beek, Magnus SandellとPer Ola Borjesso nによる「マルチキャリアシステムにおけるタイミングと周波数オフセットのＭ
Ｌ推定」(ML Estimation of Timing and Frequency Offset in Multicarrier Sy stems)、研究報告書、信号処理部門、ルレア工科大学、スウェーデン、１９９６
年（以下、本明細書では[ｖｄＢＳＢ９６]と称す）に開示されている。受信信号
は、特定のＯＦＤＭ送信信号についてのみ成り立つ、平均値がゼロのガウシアン
複素ホワイトランダムプロセスによってモデル化されている。非常に多くのサブ
キャリアが使用されていない場合とは違って、Stefan MullerとJohannes Huber
による「ＯＦＤＭのための新しいピークパワー低減手法」(A Novel Peak Power Reduction Scheme for OFDM)、パーソナル、屋内および移動無線通信に関する国
際シンポジウム梗概（ＰＩＭＲＣ'９７）、ページ1090-1094、ヘルシンキ、フィ
ンランド、1997年9月（以下、本明細書では「ＭＨ９７ｂ」と称す）、あるいは
アダプティブ変調に関しては、標本間に相関が無いと想定することは、サブキャ
リアによって送信パワーが大きく異なるＯＦＤＭ送信信号に関しては一般に正し
くない。拡散性を有するチャネルインパルス応答と重畳される受信信号に関して
はことに正しくない。したがって、「ｖｄＢＳＢ９６」の式の導出は拡散を有し
ないチャネルを前提としたものである。解析の途中で、時間と周波数に関する結
合２次元メトリックに到達し、前のサブセクションで述べたのと同じ理由から以
下に示す１次元のサーチ条件を導出する。 フレーム同期に関しては、定数 は受信機に入力される信号ノイズ比（ＳＮＲ）である。ＳＮＲ適応ファクタ以外
は、このメトリックは式（２０）に示したものと同じ構造を有する。Ｐ[k]とＳ[ k]は式（１８）と（１９）で定義される。導出の過程で分散の無いチャネルが前
提とされているが、メトリックは分散を有するチャネルについても適しておりか
つ優れたものである。
【００９０】 最大相関条件 単純化されたフレーム同期メトリックが、T. KellerとL. Hanzoによる「無線
ローカルエリアネットワークのための直交周波数分割マルチプレックス同期技術
」(Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronisation Techniques fo r Wireless Local Area Networks)、パーソナル、屋内および移動無線通信のた
めの国際シンポジウム梗概（ＰＩＭＲＣ'９６）、963-967ページ、台北、台湾、
1996年（以下、本明細書では「ＫＨ96」と称す）に開示されている。フレームを
、最大相関（ＭＣ）マグニチュード（式（１８)参照）の時間軸上の位置を表す から開始する。同様に、|Ｓ[k〜]|2の最大値が条件になるので、二乗処理を行う
必要は生じない。
【００９１】 受信信号のエンベロープが一定で、ノイズが強すぎずにP[k]＝constVkとなる
なら、最後の条件は式（２３）と（２１）の条件と同程度に最適なものである。
しかし、ＯＦＤＭの信号のエンベロープは一定とはかけ離れているので、これは
ＯＦＤＭ信号に関してはまったく成り立たない。単一キャリア変調システムのマ
ルチパスひずみを受けた受信信号については一定であることさえない。したがっ
て、式（２５）に示した条件は、その時点で処理されている同期ウインドウ内の
平均パワーを考慮していないので最適とはいえないものである。
【００９２】 第４の条件 「ＳＣ９６」では、SchmidlとCoxは、「ＳＣ９７」で「定義された」メトリッ
ク の使用を提案している。ここで必要な値は式(１８)と(１９)で定義されたもので
ある。
【００９３】 第５の条件：ノーマライズされた最大相関 ここに記載された発明の発明者らは、個々で最大正規化相関（ＭＮＣ）と称す
るさらに別の基準を見出したが、これは新しいサンダンブルを使用してフレーム
の粗同期を行うのに好適なものと考えられる。本発明の個の側面に従い、また時
間粗同期推定を行うためのメトリックは以下のようになる。 実施にあたっては、第１の相関ユニット５０５（図５参照）が、複数の周波数
粗推定、ｋ〜、のそれぞれについて、受信標本ｒ[k]のＡ部と想定される部分と Ｂ部と想定される部分との間の相関を表す相関値(Ｓ[k〜])を決定する。この相 関値は相関メモリ５１１に記憶されてもよい。全ての相関値を算出した後、第１ の相関ユニット５０５は最大値検出処理つまり式（２８)のメトリックを最大に するｋ〜の値を検出する。この最大値を与えるｋ〜が、フレーム開始の粗推定値 ５０９である。
【００９４】 周波数推定分散の減少 受信標本ｒ[k]のＡ部とＢ部の位置を推定すると、第１の相関ユニット５０５
は受信信号の周波数を推定することが可能になる。周波数推定に共通の問題は周
波数の精度である。周波数推定の分散はｋ0 2に反比例する。第２の問題は推定装
置によって明確に認識することができる最大周波数オフセットを与える推定範囲
である。図１ａ、１ｂと３に示したそれぞれのプリアンブル構造について、Ａ部
とＢ部の相関から求めた周波数オフセットの推定幅はｋ0に反比例している。し
たがって、周期性の間隔を拡大することが推定幅を小さくすることになる。
【００９５】 正確な（分散の小さい)周波数推定を行うための複数の可能性を概説すると、
以下のようになる。 図１aに示した繰り返しプリアンブルに関しては、Ａ部とＢ部の繰り返し信号
部分の標本数を増加させることが推定精度の向上につながる。「ＳＣ９６」を参
照されたい。その効果は、分散係数（およびトレーニングオーバーヘッド)が大
きくなり周期間隔が拡大される。したがって、推定幅が小さくなる。
【００９６】 ２回ではなく図１ｂに示したプリアンブル構造のように、さらに多くの繰り返
しをおこなうことによって種々の異なる周期間隔を使用する可能性が得られる。
Ａ部とＢ部ならびにＢ部とＣ部の処理がより大きな周波数オフセットの推定を可
能にすると同時に、Ａ部とＤ部の処理によって周波数分散が向上する。「ＦＭ９
３」と「ＦＭ９４」を参照。
【００９７】 本発明の１つの側面によれば、正確な周波数推定を行う別の方法は、繰り返さ
れる標本の数を増やさずに周期間隔を増大させることである。この場合は、分散
係数(およびトレーニングオーバーヘッド)はほぼ同じであり、推定の幅が同様に
小さくなる。Ａ部とＢ部の周期間隔ｋ0を２倍にすることで、推定の分散は４分
の１になり、推定幅は２分の１になる。推定幅と分散の間のトレードオフは、デ
ータによって繰り返される同期シンボルが分離されている非常に柔軟性の高いサ
ンダンブルによって実現することができる。
【００９８】 周波数推定の分散とトレーニングオーバーヘッドの関係については、サンダン
ブルは純粋な（従来型の)プリアンブルタイプに比較して非常に優れている。こ
のことは、図１a、１ｂと３においてトレーニング標本の数を比較すれば明らか
である。具体的なパラメータによるが、サンダンブルのオーバーオールトレーニ
ング標本の数は同程度の周波数推定分散を有するプリアンブルの約半分であるが
、推定幅は明らかに小さくなっている。後者については(専用の標本の数に関し
て)は、次の段落で記載する方法を適用することによって容易に改善することが
できる。
【００９９】 周波数の不確定性の解決方法 本段落では、例示した実施例の第１のステージで使用されている周波数の不確
定性に関する解決方法について概観することにする。概観した後に、種々の側面
についてより詳細に検討する。
【０１００】 図３に示したサンダンブルに関して、延長されたガード部Ｇ2が、Ａ部とＢ部
との相関を求める際に生起する周波数の不確定性について解決する。特に、Ａ部
とＢ部の相関から第１の相関ユニット５０５が求める第１の周波数補正５０７が
、受信標本ｒ〜[k]の周波数オフセットの補正(ステップ５１３)に使用される。
周
波数補正ステップ５１３は例えば、標本を推定した周波数オフセットの値（ｅ-j 2πΔfTk 、ここでΔfは推定された周波数オフセットである)の関数である複素回
転係数を（標本メモリ５０１に記憶されている)標本に掛けて求められる。この
周波数オフセットの値は、パラメータに依存する間隔を有する周期的不確定性が
発生する可能性があるので不正確である可能性がある。したがって、この離散値
を有する残りの周波数オフセットを検出することが必要である。残りの周波数オ
フセットは離散値であるために、推定ではなく検出されることに留意が必要であ
る。
【０１０１】 決定変数を得るために、第２の相関ユニット５１５でＧ2とＡ2の相関を求める
。さらに、第３の相関ユニットはＧ2とＢ2の相関を求める。本発明の１つの側面
によれば、第１の周波数補正５１３によって、組み合わせは必須ではないが、加
算機５１９で（第２、第３の相関ユニットから得られた）２つの相関値を組み合
わせる（つまり加算する)ことが可能になる。つまり、別の実施例では、上述の
相関値のうち何れか一方を求めればよい。２つの相関値を求めて組み合わせを行
った例示した実施例に戻ると、この組み合わせによって周波数インタバル決定の
ゲインが１．５５ｄＢ向上することになる。この組み合わせた相関結果から、残
りのキャリア周波数オフセットが、周波数オフセットインタバル検出ユニット５
２１によって検出される(推定ではない)。この周波数インタバル決定５２３は第
１の補正ユニット５０５からの第１の周波数補正推定値５０７と組み合わせられ
た全体周波数オフセット推定５２５が得られる（記憶されている標本に推定され
た周波数オフセット量の関数である複素値を有する回転ファクタを掛ける)。本
発明のこの側面では詳細推定と離散決定が組み合わされているので、上述の周波
数オフセット推定手法を以降は「詳細／離散」(ＦＤ)と称する。
【０１０２】 ＦＤ法の２番目の利点は、実際の伝達システムにおける不均一な周波数オフセ
ットの使用である。一般には、ゼロ近傍の周波数オフセットのほうが大きなキャ
リア周波数オフセットよりも信頼性が高い。この場合、ＦＤ法は、離散間隔決定
についてあらかじめ設定されたオフセットインタバルオフセット確率の使用を可
能にする。このことによってＦＤの全周波数にわたる誤ロック確率を最小限にす
ることができる。
【０１０３】 同期手順の第１段階の処理を概観したので、第１段階の種々の側面についてよ
り詳細に記述することにする。
【０１０４】 周波数の不確定性を解決する３つの方法 この段落では、周波数推定の不確定性を回避または解消する３つの方法につい
て検討する。周波数オフセットがサンダンブルのロックイン範囲の限界よりも高
いか限界近傍であれば、サンダンブル構造において頻繁にこの問題が起きる。以
下に説明する３つの方法のうちの最初の２つでは、２つの同期シンボル部の２つ
のガードインタバルのうちの１つが延長され、ベースの長さが異なっても相関を
求めることが可能になる。相関を適当な方法で処理することによって、不確定性
は有る程度回避されるか解消され、フィードフォワード型の周波数推定を行うこ
とが可能になる。図４に示したプリアンブル構図について、例示したサンダンブ
ルでは、Ｄg (1)＞Ｄg (1)＝Ｄgであった。ここで、ガードインタバルを延長した
ために、周波数の不確定性を解消するために使用することができる相関値の積で
ある変数Ｄcを導入する。相関積が必要な周期性を有するためには、Ｄc≦Ｄg (1) -Ｄeでなければならない。
【０１０５】 第３の方法はガードインタバルの延長を必要とせず従って全体として効率が高
い。この方法は、（繰り返しを伴う)周波数領域での時間同期によってもたらさ
れた差分サブキャリアパイロットシンボルに関する知識を利用する。周波数オフ
セットを決定するために、トライアル・アンド・エラー手法を採用するが、この
手法は先に述べた２つの手法に比較してコンピュータに対する負担は大きい。
【０１０６】 第１の方法：粗／精密(ＣＦ)法 この方法では、周波数オフセットの詳細推定を行うためにサンダンブル法を使
用する前に不明瞭さが回避される。類似の同期手法が「ＬＳＭ９７」に記載され
ている。前処理ユニットにおいて、図１ｂにして下プリアンブル構造のＡ部とＢ
部の第１の相関から周波数の粗推定が行われる。第１の相関は相関のベースが比
較的短い。ここで推定された(大きな可能性がある)周波数オフセットは、図１ｂ
に示したプリアンブル構造のＡ部とＣ部の間の第２の相関に従って詳細推定を行
う前に補正される。
【０１０７】 本発明の１つの側面に従えば、この手法は、比較的短い相関ベースと比較的長
い相関ベースとの間で第１と第２の相関を求めることが可能な新たなサンダンブ
ル構造に適用することができる。
【０１０８】 周波数オフセットの粗推定に使用する相関値は、ＤsyncとＤcに基づいて以下
のように表される。
【０１０９】 図６では、この相関を、Ｇ1、Ｇ2、Ｇ3、Ａ（Ａ2を含む)、Ｂ（Ｂ2を含む)領
域を有する受信信号６０１について模式的に示した。 ノイズを有する標本をノイズの無い標本とノイズの和で置換すると、つまり、
ｒ[k]＝ｒ〜[k]＋ｎ[k]とおくと、上の式は下の式で近似することができる。 ここで、ノイズとノイズの積は無視している。ここで完全な時間同期を仮定して
Lc[k]が正しい時刻（ｋ＝０)に評価されるとすると、以下の表現になる。 ここで、相関値の優位な部分を算出するために、１≦κ≦Ｄcに対して、ｒ〜[Ｄs ync −κ]＝ｒ〜[−κ]ｅ+j2πΔfcoＤsyncＴの関係を用いた。同じ関係から、 ノイズ成分の増倍係数ｎ* [-κ]、つまり、ｎ* [-κ]に対するノイズの無い受信 信号標本ｒ〜[Ｄsync−κ]の値は１である。
【０１１０】 ここで、使用される信号部分の有用なパワーを表すランダム変数ｕを導入する
。 式(３１)におけるＬc[0]の内の有益な成分、Ｌ〜c[0]は、Ｌ〜c[0]＝ｕ・ｅ+j2 π ΔｆcoＤsyncＴ と表すことができる。Ｌc[0]の中のノイズ成分の分散は以下の 式で表される。 ここで、受信信号標本とノイズ標本と単一のノイズ標本は統計的に独立であると
の仮定を置いた。Ｌc[0]の複素値を取るノイズ成分はガウシアンであり、分散は
ｕ・２σn 2である。
【０１１１】 ここで、式（３２)で使用されたランダム変数ｕの統計的な性質について注目
する。もし、Ｄc＝Ｄsyncであれば、常にｕ＝Ｄsync２σs 2であり、このことは
パースバルの定理によって裏付けられる。したがって、Ｄc＝Ｄsyncの場合には
、ｕはランダム変数ではない。しかし、プリアンブルの効率に起因して、より一
般的な場合ではＤc≪Ｄsyncであり、以下の式の展開ではこの関係が成立すると
仮定する。ＯＦＤＭ送信信号の特性から直接、ノイズの無い時間領域の標本ｒ〜 [k]はフック措置をとる相関のない、ガウシアンの(統計的に独立な)ランダム変 数であって平均値がゼロで分散がσs 2である変数によって近似することができる 。したがって、ｕは中心地の回りにχ二乗分布し、自由度が２Ｄcである。ｕの 確率密度関数は以下のようになる。 ここで、δ-1(u)はｕが０以上であれば1の値をとり、それ以外では０の値をとる
階段関数である。
【０１１２】 以下の検討は周波数推定の誤差の確率に関する解析的な表現を見つけることで
ある、つまり、粗推定から詳細推定の不確定性を求めることはできない。ノイズ
の無い粗相関は、 となり、これは相関の期待値を同時にあらわしており、位相角は２πＤsyncξf
／Ｄである。明らかに、粗推定の確実性を確保するためにはξf＜Ｄ／２Ｄsync
でなければならない。ノイズが存在すれば、実際のξfとこの上限との相違に依
存する同期誤差率が発生する。
【０１１３】 この粗推定の不確定性の問題はξfが大きい場合にのみ発生するが、Ｌc[0]か
ら得られた周波数オフセットの粗推定は詳細推定手段の不確定範囲内になければ
ならない。この点はより厳しい問題になることが明らかになるであろう。したが
って、粗推定手段は、第1の補正後の残りの周波数オフセットが、｜２πΔｆco
ｋ0Ｔ｜＜π、つまり、詳細推定手段が確定的に作用するようでなければならな
い。この位相限界は、粗相関値の決定領域を規定する偏角±πＤsync／ｋ0に相
当する。したがって、詳細周波数同期が行われるためのarg(Ｌc[0])のための位
相範囲は、 で与えられる。図７は、ノイズの無い(粗)相関Ｌ〜c[0]（期待値)とサンダンブ ル構造の詳細推定手段の確定領域を示す位相図である。詳細周波数同期を行うこ とができる位相範囲は図７ではハッチの施されていない領域として示されており 、そこに示されているように、決定領域の開口角πＤsync／ｋ0は通常は、ＯＦ ＤＭパラメータが適切に選択されていればπ／２よりも小さい。
【０１１４】 ここですでに述べた理由により誤ロックの確率を評価するために２つのケース
を分けて考えることが必要である。 図７におけるハッチの無い部分は、粗推定手段の確実性が得られる範囲に完全
に含まれている、つまり負の実軸よりも完全に上または下である。このことは数
学的には、 すなわち、｜ξf｜≦Ｄ／２Ｄsync・（k0−Ｄsync）／k0と表される。この場合
は、両方の決定領域協会部について誤差発生条件は対称である。境界に直交する
ノイズ成分−分散ｕ・σn 2（実ディメンジョンで)有する−が何れか一方向で振
幅の値、ｕsinπＤsync／ｋ0を超えるなら（図7参照)、超過してしまう。
【０１１５】 ２番目のケースは相対周波数オフセットが大きい場合に関する、つまり範囲は 、 の場合である。ここで、ノイズの無い(期待される)相関ポイントＬ〜c[0]から２ つの誤差境界までの距離は異なり、それぞれ以下の式で与えられる。
【０１１６】 粗／詳細手法における周波数同期誤差、Ｐffは、したがって、以下の式で近似
することができる。 ここで、Ｐchi(a,b)は以下の式で表現される。
【０１１７】 上記の式の展開にあたっては、周波数同期誤差確率は粗推定の誤差に起因して
のみ生じるものと仮定した点に留意する必要がある。この仮定は、詳細周波数オ
フセット推定手段の推定分散は粗推定手段の分散に比較して何桁も小さいので、
一般には満足されている。より具体的には、詳細相関値から得られた周波数推定
は、粗推定に比較すればノイズを含まないと(分散がゼロであると)解釈すること
ができる。
【０１１８】 第２の方法：詳細／離散(ＦＤ)方法 本発明の一つの側面に基づいて、詳細推定手段によって周波数オフセットをま
ず推定して次に（場合によっては離散値からなる不確定性が含まれているにもか
かわらず) 補正した。次に、この不明確さを１つ以上の相関結果に対して異なる
相関ベースで動作するポストプロセスユニットによって最終的に解消することを
試みた。（数式(３７)を参照して以下でより詳細に述べる)ＦＤ法の基本的なや
り方における誤差率特性は、ＣＦの場合と同等又は同一であるが、ＦＤ法の場合
にはＤＦ法に比較して顕著に優れた特性を有する。
【０１１９】 図４に示したプリアンブル構造の場合、詳細推定手段は相関ベース、ｋ0＝Ｄs ync ＋Ｄ＋Ｄg (2)に基づいてきわめて小さい分散の周波数オフセット推定を行う
。推定値はノーマライズされた不確定性インタバルＤ／ｋ0を有する。これは、
詳細推定された周波数オフセットの「補正」の後、受信信号は均一に間隔をあけた
、離散値を持つ周波数オフセットのみを有すると解釈することができることを意
味する。詳細相関と補正ユニットの概念を図８に示した。以下の記載においては
、Δｆcoとξfは、サンダンブルが確率された後に、すでに述べた周波数オフセ
ット補正を行った後に残る残りのオフセットの値を示す。したがって、残った離
散値から成る周波数オフセットは特性、２πΔｆcoＴｋ0＝２πΔf、ここで、Δ
f∈Ｚである、で表される特性によって決定される。すなわち、 ここで、Δfは、不確定インタバルを示す、整数値を取るパラメータであり、こ
の数値を新しいポストプロセス段階で検出する必要がある。
【０１２０】 図８では、水平軸は相対周波数オフセットξfを表しており、当該軸は長さが
Ｄ／ｋ0の正規化された不確実インタバルに分割されている。詳細／離散アルゴ
リズムは、この軸状のどこかにあるもとの連続値ξfを第１の(詳細)相関段階で
推定する。不確実性のせいで、この正規化されたオフセット推定値は最も近いイ
ンタバルのセントロイドまでの距離に等しく、必ずしもξfと等しくない。図８
では、交差部分が連続値を有するξfを示しており、第１の処理段階でこれらが
どのセントロイド(部レット)に移動(「補正」)するかが示されている。
【０１２１】 この段階で絶対振幅ξfや０の周りの許容される数のインタバルΔfに関する制
限無しで周波数オフセットを正確に勝つ完全に推定することができる。周波数推
定手段の分散は詳細推定の分散と同じであるが、広いロックイン範囲が得られる
。
【０１２２】 この目的のために、式(２９)に示したのと同じ相関が使用され、標本ｒ[k]は
ここでは第１(詳細)周波数補正後の受信信号標本を表す。ＦＤの場合には、簡単
な相関Ｌc[k]＝Ｌcl[k]の関係があり、ここで、 である。Ｄcは、典型的には相関を求める凡そ１０個の標本の範囲である。この
相関は、図５に示した第２の相関ユニット５１５によって求められる。相関を求
めるために使用される標本の最初の位置は図６に示されている。
【０１２３】 ＣＦの場合と同じように、完全なフレーム同期を想定し、前出の式(３１)と(
３６)に対応する式として、補正時刻（ｋ=０)の有益な相関成分に関して、以下
の関係が求められる。 したがって、相関の偏角の期待値Ｌcl[0]は、以下の式で表される。 ここで、モデューロ演算は偏角(位相)インタバル（−π，π)の範囲への減縮を
表す。式３９の表現を考慮して、適当なＤsync／ｋ0の値に対して、補正の結果
は、Δfの値に対して実際的な意味で分別することができる位相角を取ることが
できる。図９は、種々のＯＦＤＭパラメータの値に対してインタバルΔf中の周
波数オフセットセントロイドと関連付けられた位相角の全体像をあらわす表９０
０を示す。より具体的には、表９００は、種々のＯＦＤＭパラメータの値に対し
てインタバルΔfのセントロイドに関連付けられる離散的な円の部分（２πに正
規化された位相角)１／２π・arg(Ｌ〜ｃl[0])∈[-0.5, 0.5]の概要を示すもの
で
ある。固定されたパラメータは、Ｄg＝Ｄg (2)＝８である。Ｄ／ｋ0の値は、離散
周波数オフセットインタバルΔf＝１に関連したＮＣＦＯξf（Ｄに正規化された
)の概念を与える。後者の値はセントロイドの距離と同一である。
【０１２４】 表９００から、好ましいパラメータの組み合わせが存在し適当なパラメータの
比Ｄ／ｋ0はもっとも頻繁に発生する発信機の不安定からの養成に答えるように
設計する必要があることは明らかである。表の中の第１行目のパラメータの組み
合わせ（Ｄ／ｋ0＝４／７)から、円周が７つの検出インタバルに分割されている
に過ぎないので、推定は｜Δf｜≦３の場合にのみ可能なことが分かる。この結
果最大規準化周波数推定範囲は、 となる。この値は指定された発信機の不安定性１０ｐｐｍに比較して非常に大き
な値である。Ｄ＝６４でｆc＝５．２ＧＨｚの例では、上記の結果は最大ξf≒０
．２６６という結果になる。新たに提案される離散推定段階(後処理プロセス)な
しで、サンダンブル構造の範囲は、 に制限される。この結果は（同じＯＦＤＭパラメータを有する)例示したシステ
ムの場合は必要十分であり、所定のｐｐｍに対して離散段階は必要とならない。
より安価な発信機が必要になれば、この離散段階が必要になる可能性が有る。
【０１２５】 ＦＤの利点に関して説明する必要がある別の点は、Ｄ／ｋ0の値によっては、
得られる最大推定（ロックイン)範囲がＣＦ法の場合よりもさらに大きくなる可
能性が有ることである。ＣＦの場合には、Ｄ＝６４でＤsync＝３２の場合には、
本質的に、｜ξf｜＜Ｄ／２Ｄsync＝１の制限があった。
【０１２６】 ＦＤで他のパラメータを選択した場合、表９００に示したΔfの全範囲につい
て表現が重複することは無い。一方、円の上の離散点密度はより高くなる。２行
目のパラメータの組、（Ｄ／ｋ0＝４／９)は、円を均一の９つの離散点（決定領
域)に分割する。｜Δf｜≧５に対して、不確定性が生じ、最大規準化周波数推定
範囲はまた以下の範囲に制限される。 下段のパラメータ（Ｄ／ｋ0＝１６／２１)の場合に、不確定性が発生する前に許
容されるΔfの範囲は表９００に記載されている値±５よりも大きい。ロックイ
ン範囲は、実際は±１０であって、周波数決定のために演習場に非常に密にしか
し均一に分布しており、周波数推定範囲は以下のようになる。 しかし、この範囲は現実的な（実用的な)システムでは、Ｄ＝２５６のサブキャ
リアと同じ絶対周波数オフセットΔｆco（つまり同じＲＦフロントエンド）に対
してＮＣＦＯξfは６４−キャリアのＯＦＤＭシステムに対して４倍の大きさに
なるので、もっと大きい必要がある。下段のＦＤシステムは、理論的には上の２
段のパラメータの組と同じ絶対周波数発信機の不動作を補うことが可能である。
【０１２７】 表９００の第１行は、検出過程を通じて全て同じ値｜Δf｜≦３が使用された
なら、７つの等分割がされることを示している点を再度述べる。さらに分析をす
るために、｜Δf｜≦２までの（つまり５つの点：−２、−１、０、１および２) 位相図を図１０に示す。この場合のロックイン範囲は、 であり、この値は上に例示したシステムにとっては十分な値である。上述のＦＤ
推定手段では、キャリア周波数発信機の精度に関する要求は５０ｐｐｍにまで緩
和することができる。
【０１２８】 したがって、相関値Ｌ〜cl[0]を離散的周波数オフセットの推定に使用する必 要がある。この場合の性能に関する要求は離散値推定(又はより適当な形では検 出)における誤り率の問題である。対象とする相関はＣＦの場合と同じなので、 Ｌ〜c l[0]の統計的な特性はＬ〜c[0]と同じである。したがって、ＣＦで示した 展開をここでも使用することができる。
【０１２９】 一例として、図１０において、Ｄg＝Ｄg (2)＝８、Ｄ＝６４、Ｄsync＝３２で
｜Δf｜≦２で表現された相関構造について検討する。離散的周波数オフセット
はインタバルゼロ（つまりΔf＝０)に有り、離散的周波数推定が間違いである確
率を求める。誤り確率は、｜Δf｜＝２の点を無視してユニオンバウンドを適用
することで、Ｌcl[0]内の直交するノイズ成分が相関信号ポイントΔf＝０とΔf
＝１の間の距離の半分よりも大きい確率の２倍で近似することができる。この距
離の半分は、ｕ・sin πＤsync／ｋ0である（図１０参照)。他の離散周波数オフ
セットインタバル、Δf≠０の場合の誤ロック率については同様な演算を行う必
要がある。
【０１３０】 図１０に示した具体的なパラメータの場合の、周波数同期の誤り確率Ｐffは以
下の式で近似することができる。 ここで、式(３５．１)のＰchi(a, b)を使う必要がある。 Δf＝０の場合の誤り率が最も小さく、オフセットが大きな場合の誤ロック率
は大きいことは明らかである。 この検討による第１の結論として、式(３５)に示したＣＦ推定手段の誤ロック
特性と式(４０)に示したＦＤ法の誤ロック特性を比較した結果、オフセットの周
波数が低い場合に（つまり、｜ξf｜＜Ｄ／２ｋ0)、選択されたＯＦＤＭパラメ
ータの場合に２つの手法による誤り率が同一である。
【０１３１】 第３の方法：ＦＤにおける検出のパワー効率の改善 サンダンブル法においてＤ＝６４でＤsync＝３２のパラメータが選択された場
合に、｜Δf｜≦２に基づくＦＤ法が低周波数オフセットに関してＣＦ法と同等
であることを解析的に示した。 ＦＤ法の第１の利点について説明するために、第２の相関に基づいて離散周波
数オフセットを決定し、検出時のパワー効率が若干向上することについて指摘す
る。この目的のために、下記の第２の相関についてより詳細に評価する。 上記の式は、第３の相関ユニット５１７(図５ａ）で求めるＧ2とＢ2との間の相
関である。Ｌc2を求めるために必要な標本の位置についは図６で既に記載した。
最適な時刻(ｋ＝０)について、式(３１)と式(３６)の演算と類似の方法により、
ノイズの無い成分は以下のように表現される。 したがって、Ｌc2[0]の偏角の期待値は、 であり、Ｌ〜c1[0]の位相の期待値と同じである。偏角の相似性は、受信標本に 対して既に行われた詳細周波数補正段階で初めて確率されるものである点に留意 する必要がある。
【０１３２】 したがって、提案されたパワー効率の改善されたＦＤ法において使用されるべ
きパラメータは、相関の和であって以下のように示すことができる。 例示した実施態様では、相関の和を加算器５１９によって求める(図５)。最適
時間同期を仮定したので、完全な時刻(ｋ＝０)においてこれを評価すると以下の
結果が得られる。 有用な成分は、 であり、ここでｕの定義は既に示した式４２での定義と同じである。したがって
、有用な信号成分の振幅が２倍になっている。簡単な演算によって、ノイズ成分
の分散がｕ・６σn 2であることがわかる。図１０に示した具体的な状態における
周波数誤同期の確率Ｐffは以下の式によって近似されることになる。 ここで、式(３５．１)によるＰchiを再度使用することが必要である。
【０１３３】 式(４０)と(４６)で解析的に得られた誤り率を比較することによって、どのξ
fに対しても、単一の相関手段（「原始的」手段)の場合に比較して、パワーが約
１．２５ｄＢ低くなった受信信号について同じ誤ロック特性を得ることができた
。したがって、相関手段を追加することで離散周波数推定手段のパワー効率を若
干改良することができる。
【０１３４】 図１１は、Ｅs／Ｎ0の値と、相対オフセットξfの値を変化させて、ＣＦの理
論的誤り率特性をＦＤのものと比較したものである。何れの方法によっても、第
１の同期シンボルのガードインタバルはＤg (1)＝１４に延長されており、粗相関
演算では（非常に低い)数値であるＤc＝６が使用され、これは検出に関しては分
散率が６であることに相当する。
【０１３５】 図１２は、Ｄg (1)＝１８の場合について同じ比較を行ったものであり、この場
合には、粗相関ではＤc＝１０の値が使用されたことを示唆している。分散係数
が大きければ特性が優れたものになる。ＳＮＲが大きくなるにつれて、誤ロック
率を示す曲線ははるかに急激に低下している。
【０１３６】 図には、ξfが に至るまでの広い範囲でＣＦ法の性能は一定していることが示されている。この
範囲以上に周波数オフセットを増大させると性能が大きくかつ連続的に低下する
。｜ξf｜＝１の時にＣＦは完全に機能しなくなる。ただし、｜ξf｜＝０．９で
ＣＦのノイズ性能は許容できないものであり、｜ξf｜＜１の全ロックイン範囲
で有効なのはノイズの無いシステムに付いてだけであることが明瞭に示されてい
る。
【０１３７】 １つのインタバルの間では特性が変化せず、階段状に悪化する（又は良くなる
)ので、ＦＤ法の特性は顕著に異なるものである。仮に最も可能性のある範囲、
｜Δf｜≦３を除外する必要があれば、円は均一に分割されることになるので、
全てのインタバルにおける誤り率は、｜Δf｜＝２のものと同じになる（図１１
と１２におけるダイアモンド)。｜Δf｜≦１を推定する必要があれば、誤ロック
率｜Δf｜＝１はΔf＝０の場合よりもさらに小さくなり、｜ξf｜＝０．８５７
に至る全範囲でＦＤの性能はＣＦを上回ることになる。
【０１３８】 それ以外に考慮すべき点は以下のとおりである：今まではＤg (2)≒Ｄgであっ
て、Ｄg (1)＝Ｄgであるプリアンブル構造、つまり、スプリット同期プリアンブ
ルの第１の部分が粗相関のための追加の標本を提供するプリアンブル構造を考慮
していた。これは明らかに必ず必要な条件ではない。なぜなら、別の実施態様で
は、ガードインタバルが延長された同期プリアンブルの第２の部分が同様に送信
され、第１の部分は従来のガードインタバル継続時間に基づいて送信されても良
いからである。このことは本段落において今まで述べた事柄にいくつかの点で関
連する。第１に、詳細相関のための相関ベースｋ0が、一定の限界内で調整可能
にあるが、この点以外は第１の(詳細)推定段階について述べたアルゴリズムにつ
いては変更が無い。離散周波数検出ユニットのＦＤ決定領域を規定する がパラメータｋ0あるいはむしろＤg (2)を通じて（一定限界内で)調整可能である
点には留意する必要がある。最も重要な点は、粗推定の相関の合計は以下に示す
ように非常に異なっている点である
【０１３９】 別のサンダンブル構造１３０１を使用する場合にＬc1[k]とＬc2[k]を算出する
ために用いる相関ウインドウの当該時間における位置を図１３に示す。延長され
たガードインタバルは第２の部分にあることが理解される。
【０１４０】 相関値の期待値を示すものでも有る２つの単一ノイズの無い相関成分は、正し
い自国において以下のように示される。 したがって、（Ｄg (2)＞Ｄg (1))であるこの場合、２つの相関の偏角の期待値は
以下のようになる。
【０１４１】 第１の相関に関して平均偏角は前と同じて、第２の相関が正負の逆転した偏角
を表す。Ｄg (2)＞Ｄg (1)である場合に、最大検出パワー効率のために使用すべき
相関の和は、以下のようになる。 これは、Ｄg (1)＞Ｄg (2)の場合に式(４４)で示した「二重相関」と同じ統計的性
質を有する、したがって、後者の方法では詳細相関ベースが若干増加している（
したがって、推定の分散がある程度小さくロックイン範囲が無視できる程度に小
さい)ことを無視すれば、何れの分散も同等である。この実施例の場合には、図
５ａに示した単純な加算器５１９の入力部に複素共役ユニット(図示しない)を追
加しなければＬc2[k]の値を受け取ることができない。
【０１４２】 ＦＤでの検出における予め設定された確率の使用 今までのところは、実際の使用では発生するであると考えられ、また明らかに
均一に分布しないと思われる周波数オフセットの確率密度関数については考慮し
なかった。ゼロから離れた位置のオフセットは多くないので、ゼロ近傍のＮＣＦ
Ｏが卓越していると仮定することは妥当である。送信機と受信機の発信機におけ
る均一に分布し統計的に独立な周波数オフセットの最も単純なモデルでは、周波
数オフセットの全体的な形状は三角形状である。したがって、各インタバルに関
する周波数の誤り確率を最小化することが重要ではなく、ＮＣＦＯの確率密度関
数を考慮した事後の周波数誤り率を、つまり、推定インタバルの予め設定された
確率を考慮して、全体的に最小化することに注目する。適用すべき決定規則は全
体に不均一なＰＳＫ信号セットに対するデジタル伝達の規則とする。相関位相角
(信号点)は、対応する相関値に基づいて定義され、最も重要なことに、予め設定
された確率にしたがって発生する。
【０１４３】 離散周波数インタバルにおける決定Δ〜 fは、事後的にもっとも可能性の高い もので無ければならない。この点は、以下の決定規則に示される。 ここで、表現を簡潔にするために、最適な時刻における相関値を表すためにＬc
≡Ｌc[0]との表記を使用した。Ｌc[k]は、 Ｌc1[k] かＬc2[k]あるいはこれらの
適切な組み合わせを意味するものである。
【０１４４】 有用な成分が、 で表され、ノイズの分散がｕ・６σn 2（複素ディメンション当り)である二重相
関の最もパワー効率の良い場合について考える。事後的な確率を何ステップかに
わたって変形して以下の表現が得られる。 ここでＰｒ{Δ〜 f＝Δf}は、対応するインタバル範囲の中で周波数オフセット確
率密度関数を積分して得られる、予め設定された周波数オフセットインタバル確
率である。インタバルの条件が付された確率密度関数ＰL（Ｌc｜Δ〜 f＝Δf)は 、ＳＮＲが高い、ノイズ−ノイズ積が無視しえる（式３１参照)、ときには非常 に精度の良いガウシアン推定である。一定値である増倍係数は、全てのΔ〜 fに 関して共通なので、これを無視して、中央地の周りにχ二乗分布するランダム変 数ｕとは独立な以下の単純化された確率決定規則を得る。 周波数オフセットインタバル検出ユニット５２１(図５ａ参照)で適用するのはこ
の決定規則である。同様に、対数表現に基づいてこの決定規則は以下のように表
現される。
【０１４５】 ノイズ分散σn 2と離散周波数オフセットインタバルΔfの予め与えられた確率
Ｐｒ{Δ〜 f＝Δf}の情報が離散周波数オフセットに関する最適決定には必要であ
る。
【０１４６】 予め設定された可能性のあるオフセットインタバルについては、決定規則は良
く知られている以下の形に単純化される。 詳細な展開を省略するが、パワー効率が低い単一相関の場合に最終的な決定規則
は、単一相関と二重相関の相違に基づくパワー効率の損失10 log10(３／４)＝−
１．２５を考慮して、以下のようになる。 式（５７）と式（５９）を比較して、さらに、式（５７）の相関値Ｌcは二重相
関の場合の２倍であることを考慮して、直接、振幅係数が２／３であることが導
かれる。
【０１４７】 完全な時間同期の場合のシミュレーション結果 まず、ＡＷＧＮ（拡散を伴わないチャネル）の場合のＣＦ法と劣化を伴う遅延
によるマルチパスチャネルのパワー特性１のシミュレーション結果を示して、こ
れをＡＷＧＮの特性解析に基づく解析結果を比較した。結果を求めた際のパラメ
ータは、Ｄ＝６４でＤu＝５３である。
【０１４８】 図１４は、複数の規準化された周波数オフセット｜ξf｜∈[0.0, 0.9]につい
て、ＡＷＧＮチャネル内のＣＦに関する誤ロック率Ｐffを示すものである。その
特性は式（３５）で予想されたとおりである。｜ξf｜≧０．７１４の範囲にお
ける予想された連続的な劣化がシミュレーション結果によって確認された。ＳＮ
Ｒが小さい場合、式（２９）から式（３１）の展開において無視したノイズ−ノ
イズの積に起因してシミュレーション結果と解析的な回との間には若干の相違が
認められる。
【０１４９】 図１５は、厳しいマルチパスチャネル状況での通信に関するＣＦの周波数同期
性能を示すグラフである。プロットされた解析的な予想値はＡＷＧＮに関して有
効であり、驚くべきことに、性能の相違は非常に小さい：約１ｄＢである。その
相違は、引き続いて受信された標本のチャネル誘導相関に起因するものである。
したがって、相関合計のＤc標本はもはや統計的に独立ではなく、有用な相関成
分は式の展開で仮定したχ２乗分布に従っていない。
【０１５０】 今までの結果に基づき、ＡＷＧＮのための誤ロック率の解析的導出に用いた仮
定はすべて妥当なものであることが示され、性能はＣＦ同期協働のシミュレーシ
ョンによって確認された。ＡＷＧＮについて検討したものであるが、不確定性が
約１ｄＢ以下で有る厳しいマルチパスチャネルの挙動を予測するために解析結果
を使用することができる。
【０１５１】 以下では、５つの離散インタバル、つまり、Δf≦２、を検出できる「二重相関
」を有するＦＤ法によるシミュレーション結果を示す。これによって、ＣＦによ
る平均的は幅よりも４３％拡大されたロックイン範囲、｜ξf｜≦１．４２９が
得られる。平均限界、｜ξf｜＝１．０において破綻するまでこれに向けて性能
が連続的に劣化するので、ＣＦは実際は平均ロックイン範囲の合計を使用するこ
とはでき無いことに留意する必要がある。図１６は、異なるξfの値に対するＡ
ＷＧＮ上での通信の誤同期確率を示すグラフである。周波数同期の階段状に閣下
する挙動はシミュレーション結果によって完全に確認された。理論的な誤ロック
率はシミュレーション結果とほとんど同一であり、ＳＮＲが低い場合の（ＣＦの
場合のような）相違は相関合計を算出する際（式（４４））にノイズ−ノイズ積
を無視したことに起因する。
【０１５２】 マルチパスチャネルでは、ＦＤ法が、ＡＷＧＮ上での通信を仮定して理論的に
得られた値と非常によく対応している。この性能評価を図１７に示した。ＣＦ法
の場合と同様に、マルチパスシミュレーション結果はＡＷＧＮ予測から１ｄＢの
範囲にあり、式（４６）に基づく解析解は、厳しいマルチパスチャネルの場合に
ついても周波数後同期率を評価する良い手段である。
【０１５３】 このシミュレーション結果の最後に、ＦＤ検出規則において発生する周波数オ
フセットに関する予め与えられた情報を使用することの利点は、ＡＷＧＮチャネ
ルから得られた図１８に示すシミュレーション結果によって動機付けられる。パ
ラメータは、ゼロ番目の周波数オフセットインタバル（Δf＝０）の予め設定さ
れた確率が０．９０となり、隣接する２つのインタバル｜Δf｜＝１と｜Δf｜＝
２の値がそれぞれ０．０４と０．０１となるような値である。誤ロック率Ｐffが
ゼロインタバルでは顕著に小さくなっており、｜Δf｜＝１に対しては若干小さ
くなっている。この減少と見返りに、｜Δf｜＝２の場合のＰffは増大している
。したがって、通信は大きな周波数オフセットで接続され確率が低いことから誤
同期率が高くなる。この検出規則によって全体としての誤同期率は最小に抑えら
れる。
【０１５４】 パイロット相関を利用した詳細／離散方法（ＦＤＰＣ） 上述のようにサンダンブル構造を有するＦＤ法以外の方法について述べる。こ
の周波数領域の相関もまた、離散値である大きな周波数不確定性法、つまり、｜
ξf｜≧０．５またはＮＣＦＯξfの整数値に対しても使用することができる方法
である。受信側で知られているインタバルの周波数不確定性が詳細周波数補正段
階で発生することのみが必要である。
【０１５５】 パイロット相関による詳細／離散方法（ＦＤＰＣ）の中心技術は、周波数マル
チプレックスを構成するサブキャリアを縦断して異なるパイロットシンボルを使
用することである。本発明の（繰り返し演算による）周波数領域フレーム同期の
側面において記載するパイロットと同じパイロットであっても良い。したがって
、この方法はさらに冗長性を必要とすることはない。受信された詳細周波数補正
を施された信号は、周波数不確定性インタバルの整数倍について周波数シフトを
受け（変調によって時間領域において）、それぞれが別個のＤＦＴによって周波
数領域に変換される。周波数不確定インタバルに関連した周波数オフセットがサ
ブキャリア間隔の整数倍であれば、この周波数シフトはサブキャリアのシンプル
をシフトさせることで周波数領域で直接行うことができる。したがって、この場
合には１つのＤＦＴが必要になるだけである。
【０１５６】 周波数領域の標本Ｙμ,νに変換後、相関Ｌが各試験信号Ｉμ,νについて以下
の式によって決定される。 この周波数領域の相関が本発明の第２段階の側面において利用されるのでその点
は明細書の後段において記述する。 位相角を評価する代わりに、相関値Ｌの振幅を評価し、最大相関振幅を与える
インタバルを選択する。
【０１５７】 推定手段の単一観測ブロックをＫ＝２、ｋ0＝１、（２ｋ0＝Ｋ）つまり、Ｄcig
＝１に制限して、ラジアルノイズ成分を低く抑えるのが有利である。残念ながら
、位相を評価するフレーム同期アルゴリズムにおいてはこの選択は最善のもので
はない。位相の推定には、Ｄcig＞１を置くのが良い。したがって、フレーム同
期と離散周波数検出手段の中間的なパイロットは位置を、具体的な問題に対して
求める必要がある。
【０１５８】 さらに、この方法はデータに関する制限を受け、ノイズと干渉がない状況にお
いても山が平坦化される問題がある。これは、パイロットを搬送するＯＦＤＭシ
ンボルに含まれるランダムデータに起因して、ランダムデータがたまたま相関パ
ターンと一致したときに誤ロックが起きる。Ｄcgを増大させることによって誤り
フロアを低くして、ランダムデータが一致する確率を非常に低くすることは可能
である。ランダムデータを含まないＯＦＤＭsyncを使用した場合は（厳密な意味
でトレーニングシンボルである）、このシンボルのサブキャリアの値は平坦化を
回避するように最適化することができる。
【０１５９】 不完全な時間同期の場合のシミュレーション結果 図１９は、厳しいマルチパスチャネルにおいてＤc＝６で複数の移動Ｄmが生じ
ている場合のＣＦ法の誤ロック率Ｐffを示すものである。シミュレーションのた
めに、種々の正規化された最初の周波数オフセット｜ξf｜∈[0.0, 0.8]を用い
た。時間同期誤差はＰffに誤差フロアを生じさせる。
【０１６０】 周波数オフセットインタバルに同じ確率を予め設定したＦＤ法の性能を図２０
のグラフに示し、既に用いたのと同じ予め設定したパラメータの場合の性能を図
２１に示す。図２０を図１９と比較すると、ＣＦに比較して低周波数オフセット
ＦＤがフレーム同期誤差によって影響を受け難いことが理解される。さらに図２
１を比較すると、不均一な周波数オフセットインタバルのほうがこの誤差耐性が
一層大きくなることが分かる。延長されたガードインタバルＤc＝６は、移動幅
Ｄm二比較して非常に小さいことが分かる。Ｄcを拡大すると誤差フロアが低減さ
れる。
【０１６１】 ＦＤＰＣ法によるシミュレーションの結果について述べる。図２２に示したグ
ラフから、この方法は周波数選択的なチャネルに対しては結果が不十分なことが
理解される。このシミュレーションではＤcg＝１０とＤcig＝１を使用したが、
これらはマルチパスチャネルの場合にはパイロット数が少なすぎるように思われ
る。図２３のグラフを参照して、ＡＷＧＮのＦＤＰＣの性能は予め存在する冗長
性を利用した方法としては、つまり、ＣＦやＦＤが必要としているような追加の
トレーニングデータ標本Ｄcを導入する必要がない方法としては悪くないことが
示されている。Ｄcgをさらに増大させるとＡＷＧＮにおいてもマルチパスチャネ
ルにおいても結果は向上する。
【０１６２】 第１段階の他の実施例 図５ｂを参照して第１段階の他の実施例について説明する。数学的な観点から
は、図５ｂに記載した実施例はず５ａに記載した実施例と同じ処理を行うもので
ある。しかし、この大体実施例は、乗算とメモリの必要量が少ないので一層経済
的な実施例である。この実施例では、受信された（ノイズを含む）標本ｒ[k]が
標本メモリ５０１に送られる。受信されて居臆された標本Ｒ[k]は、サンダンブ
ル構造５０３を有する。第１段階の第１のステップで、受信した標本ｒ[k]は大
１の相関ユニット５０５に送られて、フレーム開始（時刻）の粗推定５０９と第
１の周波数補正５０７とが行われる。これらの値は、受信した標本ｒ[k]に基づ
いて類似メトリックスを決定し、求めたメトリックス情報に基づいてサンダンブ
ル５０３を検出することで求められる。本発明の別の実施態様は、図５ａとの関
連ですべに述べたような、異なる類似メトリックスを使用することによって得ら
れる。
【０１６３】 決定変数を得るために、Ｇ2とＡ2との相関を第２の相関ユニット５１５によっ
て求める。さらに、第３の相関ユニット５１７がＧ2部とＢ2部との相関を求める
。これらの２つの相関値を組み合わせるために、それぞれに対して周波数補正を
行う必要がある。この実施例では、これは第１の周波数補正ユニット５１８によ
って行われる。第１の周波数補正ユニット５１８はそれぞれ第２と第３の相関ユ
ニット５１５と５１８から相関値を受け取り、第１の相関ユニット５０５が作成
した第１の周波数補正値５０７の関数としてこれらを補正する。周波数補正ユニ
ット５１８は、受信した相関値に第１の周波数補正５０７から算出された複素値
を有する位相回転係数を掛ける。それぞれの周波数補正が行われた後、２つの相
関値（第２と第３の相関ユニット５１５，５１７からの）を加算器５１９で組み
合わせる（つまり加える）が、組み合わせを行うことは本発明にとって必須の処
理ではない。つまり、別の実施例では、すでに述べた相関値のいずれか一方のみ
を得れば十分である。両方の相関値を算出して組み合わせた本実施例に戻れば、
組み合わせられた相関値は周波数オフセットインタバル検出ユニット５２１に送
られ、そこで第２の周波数オフセット５２３が検出される。この周波数インタバ
ル決定５２３は第１の相関ユニット５０５からの第１の周波数補正推定値５０７
と組み合わせられて、周波数オフセットの全体的推定値５２５が得られる（つま
り、記憶されている標本に推定された周波数オフセット値の関数である複素値を
有する回転係数シーケンスを掛ける）。周波数オフセットの全体的推定値５２５
は周波数補正が行われた受信標本ｒ「ｋ」に対して適用される。本実施例で行われ
る上記以外の処理は、図５ａを参照して既に述べた内容と同じである。
【０１６４】 第２段階：ＯＦＤＭ用の詳細フレーム同期 この段落では、パケット化された突発的ＯＦＤＭ送信のフレーム同期ポストプ
ロセスについて概観する。受信された変調信号の時間オフセットを推定するため
に、周波数領域で受信サブキャリア振幅に相関技術を適用する周波数領域のＭＬ
タイミングオフセット推定を選択する。アルゴリズムは、時間領域でのメトリッ
クから得られたタイミングの粗推定から処理を開始する。他の手段としては、Ma rkku KivirantaとAarne Mammelaによる「ＯＦＤＭにおけるフレーム粗同期構造」 (Coarse Frame Synchronization Structures in OFDM)、ＡＣＴＳ移動通信サミ
ット、464-470ページ、グラナダ、スペイン、1996年（以下、「ＫＭ９６」と称す
る）に記載されているようにヌルシンボルを検出する方法や、単に最大パワー検
出器による方法がある。
【０１６５】 この周波数領域のポストプロセシングユニットの性能をＤsyncを有する同期キ
ャリアへの適用について以下に記載するが、このポストプロセシングは通常のＤ
キャリアについても適用できることに留意する必要がある。
【０１６６】 周波数領域フレーム同期方法 完全な周期同期を仮定すると、正規化された（サンプリング）時間オフセット
（ＮＴＯ）、ξt＝Δｔso／Ｔが大きすぎなければ、サブキャリアνの中のノイ
ズの無いサブキャリア振幅、Ｙ〜 μ,νは以下のように表現される。 Ａμ,νはサブキャリアニューで送信されるサブキャリアの値であり、Ｈ[v]はチ
ャネルの影響である。したがって、時間オフセットは基本的に受信されたサブキ
ャリア振幅にわたって線形位相分の影響を有する。時間同期に式（６１）で表現
された基本的なシステムの理論的な特徴を使用することの利点は、S.U. Zamanと
K.W. Yatesによる「フェージングしたチャネルのためのマルチトーン同期」(Mul titone Synchronization for Fading Channels), 通信国際コンファレンス梗概
（ＩＣＣ'９４）、946-949ページ、ニューオリンズ、アメリカ合衆国、１９９４
年（以下、「ＺＹ９４」と称す）に記載されている。同論文では、線形回帰法に
よってサブキャリアマルチプレックスにわたって線形に増加する位相回転の切片
と傾斜を見つけることを試みている。これらの値から、キャリア位相と時間オフ
セットの値が導かれている。本明細書に記載する解法はこれとは異なるものであ
る。本方法では、サブキャリア振幅Ａμ,νからＡμ,ν+1が、複素値をとる情報
振幅Ｉμ,ν（差分パイロット）を有する周波数方向に差分としてエンコードさ
れていると考える。そこで、以下の関係が成り立つ。 ここでサブキャリアインデックスは以下のとおりである。
【０１６７】 上記の組み合わせは、Ｄcg（「cg」は「相関グループ」の意味である）はＤcig（
「cig」は「グループ内の相関」の意味である）と共に、隣接する差分情報シンボ
ルＩμ,νがサブキャリアにわたって差分エンコーディングすることを阻止する
。単一の相関ブロックは、Ｄcs＞Ｄcig＋１サブキャリア分だけ互いに離れてい
ると仮定されている。サブキャリアマルチプレックスの中でのこの差分サブキャ
リアパイロットは位置の原理を図２４に示す。
【０１６８】 式（６１）によれば、周波数が隣接するサブキャリアの振幅は相対的な時間オ
フセットξtを推定するための妥当な手段を与える。ノイズの無い受信サブキャ
リア振幅に関して、単一相関席は以下の関係を有する。 （ここで、Ａ* μ,νＡμ,ν+1＝｜Ａμ,ν｜2Ｉμ,ν）で線形に増加する位相が
一定の位相オフセットに変換されたことが見て取れる。特に、離散チャネル伝達
関数が、Ｈ[v]＝１、ＶνであるＡＷＧＮチャネルでは、この推定値の平均値は
ξtの完全な推定値である。
【０１６９】 差分情報シンボルＩμ,νの偏角への依存は、この（変調を除去する）複素振
幅の（完全である可能性のある）推定値Ｉ〜 μ,νの共役複素数を掛けることに よってキャンセルされなければならない。
【０１７０】 変調を除去するには、少なくとも２つの良く知られた技術を使用することがで
きる。それらは、データ補助（ＤＡ）技術と決定目的（ＤＤ）技術である。
【０１７１】 ＤＡ技術では、受信機は予め詳細時間同期を目的とした周波数領域のシンボル
（サブキャリア振幅）を知っている。既知のシンボルは、それがさらに別の推定
手順で使用されないとすれば明らかに冗長である。これらはデータの伝送に使用
することができずしたがってこれらのパイロットシンボルの数は多すぎてはなら
ない。この手法は耐性が非常に高くキャリアの数が小さすぎても使用することが
できる唯一の手法である。さらに、この手法は、「周波数オフセットの部分」（
つまり、サブキャリア間隔の半分よりも小さい周波数オフセットの成分）が使用
前に補正されていれば、サブキャリア間隔よりも大きな周波数オフセットをも推
定することができる。この目的のためには、受信された周波数領域のシンボルシ
ーケンスとそれらをシフトさせたものの値を既知のシンボルと比較する。最もよ
く一致する周波数シフトが「整数周波数オフセット」である。
【０１７２】 決定目的（ＤＤ）技術では、推定手段が検出された変調シンボルについて処理
を行う、つまり、復調手段からの決定に作用して変調を除去する。Ｉμ,νを有
する差分エンコードは、必ずしも情報をあらわしているわけではないという意味
において仮想的である。したがって、このタイプの推定手法では冗長性は必要と
しておらず、したがって、推定手順で使用されるシンボルの数は好ましくはＯＦ
ＤＭシステムで使用されたサブキャリアの数と同じである。この種の推定手段は
ＯＦＤＭシンボルが大きく（≧２５６キャリア）中程度の信号群（例えばＱＰＳ
Ｋ）の場合にのみ満足できる性能を発揮する。理論的には、推定においてより多
くのシンボルが使用されており隣接するサブキャリア過渡が使用されており、推
定の分散をさらに減少させるので、ＤＤにおける推定の分散は通常ＤＡの場合よ
りも優れている。ＤＤによる推定はガウシアンノイズと干渉の影響を受けるだけ
でなく、変調決定の誤りがフィードバックノイズを生じさせる。この方法は、卓
越している干渉ノイズのために、変調アルファベットの基本性と最初の時間オフ
セットの正確さによって、復調器のシンボル誤りは多くも小さくもなるのでこの
方法はＤＡほど耐性が高くない。
【０１７３】 変調を除去して、実際に受信したノイズを含む振幅の周波数領域の相関の偏角
は以下のようになる。 ここで、Ｙμ,νは、（ノイズを含む信号標本の離散値フーリエ変換（ＤＦＴ）
から得られた）周波数領域の標本、Ｉ〜* μ,νは既知あるいは推定された離散信
号点である（これはほぼ変調除去に相当する）。正しい（誤差のない）変調除去
を仮定し、 を前提とし、相関値Ｌが使用できる周波数の範囲を有し、Ｌの規定値が、全ての
周波数範囲について平均することで得られるＣH[ｖ0]によって算出できるなら、
相関の期待値は以下のようにあらわすことができる。 ここで周波数領域での自己相関ＣH[ｖ0]は以下の式で与えられる。 ここで、Ｄはキャリアの数、Ｈ[ν]はサブキャリアνに対するチャネル伝達係数
である。Ｄ＝Ｄsyncの置換を行わなければならない点に注意する必要がある。し
たがって、時間オフセットの妥当な推定は以下の式によって与えられる。 式６７中の推定手段によって、パワー遅延の中心位置に起因して仮想的な相対時
間オフセットＤsync/２π（ＣH[1]）が追加される。しかし、この遅延は１つの
バースト内で有効な特定の静的チャネルパラメータに対しては一定値をとること
が明らかである。
【０１７４】 この推定手段によって行われるフレーム同期推定は、周波数領域における差分
変調に関してＭＭＳＥの意味で最適であることを示すことができる。 繰り返しプリフィックスガードインタバルに含まれる標本数と繰り返しポスト
フィックスガードインタバルに含まれる標本数は、期待されるチャネルパワー遅
延特性に対して最適化されていても良い。これは、基本的に、物理的伝達リンク
（無線リンク）のマルチパス（エコー）特性につよく依存する数値的最適化の問
題である。良好な妥協点は、チャネルのパワー遅延の中心に関連した時間を表す
ために必要な標本をサイクリックポストフィックスガードインタバルに使用する
ことである。
【０１７５】 フレーム同期分散の下限 時間オフセット推定分散の下限を以下に導出する。既に概略は述べたように、
時間オフセット推定は、下記の演算を行う。 ここで、ψは２つのサブキャリアの間の位相増分である。ここで、長さがＤsync である２つの同期シンボル部分が、２Ｄsyncの点からなるＤＦＴ処理されると仮
定する。したがって、同期シンボル中の信号の組の分散はシンボルの繰り返し（
時間的拡散）のために注意する必要がある。パースバルの定理を適用して、Ｄu, sync （「ｕ」は「使用されている」意味である）の意味のあるサブキャリアに有用
なエネルギーを集めるために、長さがＤsyncである２つの時間領域の信号が処理
されたことに基づいて、Ｄu,sync・σA 2＝（２Ｄsync）・σs 2の関係式が得られ
る。したがって、同期シンボルに関しては以下に示す有効な信号セットの分散（
仮想的）が成り立つ。
【０１７６】 ノイズ成分については、パースバルの定理は、２Ｄ sync・σN 2＝２Ｄsync・
σn 2となり、σN 2＝σn 2との同一性が得られる。
【０１７７】 正規化された同期誤差の分散、 の下限は、 で与えられる。しかし、この分散は純粋に理論的な下限であることに注意する必
要がある。前あるいは後のＯＦＤＭシンボルからの干渉パワーが存在しない完全
に整列した変調ウインドウを仮定している。典型的な運用ではこの過程は明らか
に成り立っていない。
【０１７８】 繰り返される同期シンボルの周波数領域データから時間オフセットを推定する
変わりに、Ｄuのゼロでないサブキャリアを有する大きさがＤの一般的なＯＦＤ
Ｍシンボルの１つに多重化された分散されたパイロットから推定することも可能
である。この場合には、「時間拡散」が無く、下限の最終的な値は以下のように
与えられる。 Ｄ＝２Ｄsyncであれば、この分散は式（４．６２）に示された分散の８倍であ
る。Ｄ＝２Ｄsyncの倍には、分散係数に直接影響を与える推定分散が２倍となっ
ている。
【０１７９】 繰り返し演算による周波数領域ＯＦＤＭフレーム同期 フレーム又は時間同期ユニットの役目は、ＩＳＩと無線リンク上のそれ以外の
ノイズによって歪んだノイズを含む受信標本中のＯＦＤＭシンボルの開始位置を
高い信頼性で発見することである。ここでは、「高い信頼性」とは、タイミング推
定の分散が最小限であるか、推定値が妥当な推定手段としての許容範囲に入って
いることである。さらに、誤ロックの確率が最小限で無ければならない。単一キ
ャリア変調の場合と異なり、ＯＦＤＭは標本数個分のオフセットを許容するので
、フレーム同期装置が満足しなければならない条件はあまり厳しくはない。これ
は、フレーム同期が当り又は外れ的な問題である単一キャリア技術には当てはま
らない。この段落及びこれに続くシミュレーション結果において、同期シンボル
がＯＦＤＭシンボルのストリームに埋め込まれ単にノイズに囲まれているわけで
はない最悪の状況を想定した。
【０１８０】 繰り返し演算による方法を使用する同期 最初の(粗な)時間オフセット推定に含まれる時間オフセットに起因する干渉項
に関する検討が非常に重要である。この前及び後ろのＯＦＤＭシンボルからの干
渉は、通常の信号と同じパワーを有するノイズである。これは復調(ＤＦＴ)ウイ
ンドウの位置ずれによって生じ、明らかに提案にかかる時間同期詳細化手順の推
定精度を制限するものになる。したがって、本発明の他の側面にしたがって、上
述の推定は繰り返し演算による方法で求める必要がある。第１回目の演算は通常
より良いオフセット推定を与え、時間ウインドウの繰り返し位置調整とさらに詳
細化手順を実行することによって時間同期推定を向上させ推定値の分散を減少さ
せる。十分な回数の繰り返し演算の後で、かつ、繰り返し演算による収束を保証
する初期推定値に関する制約の本で、時間オフセット推定手段による分散は理論
的な下限値(式(７０)）に近づく。ＤＡのシミュレーションは、中程度の初期時
間オフセットに対しては２ないし３回の繰り返し演算によって理論的な下限値に
十分近づくことを示した。
【０１８１】 構成例 マルチパスを有する（ＩＳＩ)チャネルに使用するには、式(６７)で定義され
る本発明の推定手段は、対称のチャネルのパワー遅延の重心位置に関連した時間
を追加するので、ガードインタバルはプリフィックスとポストフィックス部に分
割されているのが好ましい。より具体的には、推定されたフレーム同期位置は時
間の正の方向にずれていることが多い、したがって、有用なシンボル部の前のみ
にガードインタバルを有する従来のＯＦＤＭシステムでは、提案にかかる推定手
段は自動的に時間ウインドウを時間軸の正の方向に行き過ぎた位置に位置させる
ことによって、変調ウインドウが次のシンボルのガードインタバルの一部に起因
する干渉を含むようにする。
【０１８２】 本発明の１つの側面によれば、この問題はポストフィックスを単独で使用する
かあるいはプリフィックスと共に使用したＯＦＤＭシステムによって解決されて
いる。改善された方法に基づくＯＦＤＭシンボルのフォーマットを図２４に示す
。通常のＯＦＤＭどおり、中央部のＤ個の標本をサブキャリア振幅の離散フーリ
エ逆変換(ＩＤＦＴ)によって取り出すことができる。本発明の具体例の１つに拠
れば、プリフィックスＤg,preは、もともと得られた標本の全体でＤ個となる、
最後のＤend個の部分的な標本シーケンスの繰り返しで作成される。同様に、ポ
ストフィックスＤg,postは、もともと得られた標本の、全体でＤ個となる、最初
のＤbegin個の部分的な標本シーケンスの繰り返しで作成される。
【０１８３】 個の構造の他の利点は、時間的位置が正しければ、従来のプリフィックス構造
では変調フレームの右側にはガード標本が無いのに対して、復調フレームの左右
にガード標本があるために、繰り返し演算の収束が早いことである。
【０１８４】 第２段階のフレーム同期メカニズムの実施例のブロック図を図２６に示す。図
には実施例を構成するハードウエア要素と信号の流れと操作の順序を示してあり
、実施例が行う種々の手順のフローチャートでも有る。処理手順を示すために、
標本メモリ５０１にような同じハードウエア要素は図中に何度も記載した場合が
ある。何度も記載されている場合であっても、当該ユニットは１つあれば十分で
ある。個の図及びそれ以降の図に示された複数のユニットの機能は種々の方法で
実現することができる。例えば、プログラム可能な演算装置によってコンピュー
タが読み取ることのできる記憶媒体（ランダムアクセスメモリ(ＲＡＭ)、磁気記
憶装置、光磁気媒体等)に記憶したプログラムを実行することによってここに記
載した機能を実現することもできる。別な方法としては、機能のいくつか又は全
てを実行するようにハードウエアとして設計して製作したものであっても良い。
これらの手段とその代替物は何れも、本発明の範囲として考えられているもので
ある。さらに、図示したように複数の機能をブロックに分けて示すことは発明の
記述を容易にするために行ったに過ぎないものである。実際には、図示されたブ
ロックのいくつか又は全てをそれらの機能を果たす１つのユニットに統合するこ
とも可能である。
【０１８５】 第２段階の処理（詳細フレーム同期)に関するハードウエアと構造と処理の流
れを記載したほかに、図２６はさらに第２段階の繰り返し演算による同期手順が
、図中には破線で示す第１段階で得られた周波数とフレーム同期のフレームワー
クと組み合わせられるかを示す。図２６においては破線部分の外に示したものが
第２段階の処理である。
【０１８６】 （式(２０)から(２８)のいずれかに記載されたメトリックスに基づく)時間領
域技術２６０１からのフレーム開始の粗推定５０９（つまりｋ〜)に基づいて、 式(１８)にしたがって相関値[k]を求め次に式(２２)を適用して相関値の偏角に 基づいて、周波数オフセット推定ξ〜 fを得ることができる。周波数オフセット 推定は、相関値が正しいフレーム開始位置から評価されるなら最適なものである 。時間オフセットのために、個の周波数推定の分散は最適な場合よりも大きくな る。
【０１８７】 これらの粗推定に基づいて、周波数領域の繰り返し演算によるフレーム同期ユ
ニット２６０５が動きを開始し、相関値を繰り返し決定してその値から次の時間
オフセット推定値ξ〜 tを作成し、この値を標本メモリ５０１に記憶されたＤＦ Ｔ復調のためのウインドウを次の繰り返し演算のために調整するために使用し、 これを結果が収束するまで繰り返し行い最適なフレーム開始推定を得る２６０３ 。好ましい実施例では、２回の繰り返し演算で収束するが、適用例が異なれば回 数は当然異なる可能性がある。
【０１８８】 図２６に示したように、最適フレーム開始推定２６０３は、正しい時間位置で
相関値メモリ５１１に記憶された既に記憶された偏角を評価することで周波数オ
フセットをさらに改善するために使用することができる。 繰り返し演算による高精度手順が収束した後、信頼性が高く分散が小さい同期
推定２６０３と周波数オフセット推定５２５が得られる。
【０１８９】 本発明に係るＯＦＤＭフレーム同期方法の利点 本発明に係る、繰り返し演算によって改善したフレーム同期と改良されたＯＦ
ＤＭシンボル構造の利点として以下のものが含まれる。
【０１９０】 ・周波数領域の詳細化手順によって、チャネルのパワー遅延特性によって同期
「誤差」が必然的に発生するにもかかわらず、未知の周波数選択的なチャネルを通
じて未知の時刻に発生する通信に対して非常に分散の小さな時間同期が得られる
。 ・この手法によって得られる時間同期位置の期待値は、チャネルのインパルス
応答が含むパワーの中心の遅れが引き起こすサブキャリアを縦断する位相の傾き
を自動的に修正する。これはＯＦＤＭに関する極めて妥当なフレーム同期推定で
あり、特に周波数領域での差分復調を併用した場合にそうである。 ・繰り返されるポストフィックスは、さもなければチャネル遅延したフレーム
同期位置に起因して必然的に起きる後のシンボルに起因する干渉を除去する。 ・ガードインタバルをプリフィックスとポストフィックスに分割することで、
理想位置近傍の小さなインタバルによる時間同期誤差に対する感度を低減する。
【０１９１】 シミュレーション結果 シミュレーションのための構成は、図２５に示したプリフィックスとポストフ
ィックスガードインタバルを有するＯＦＤＭシンボル構造を有する。したがって
、Ｄg＝８の変調インタバルのガードインタバルは、４つの標本からなる繰り返
しプリフィックスと４つの標本からなるサイクリックポストフィックスに分割さ
れる。したがって、ＡＷＧＮ上の通信は、｜ξt｜≦４のサンプリンオフセット
に対する位置ずれはＤm＝０である。ＯＦＤＭバスとは対応するチャネル上を送
信され、受信機は、以下の図に示したパラメータである固定された決定論的位置
ずれＤmについて繰り返し演算を開始する。
【０１９２】 このシミュレーションでは、周波数領域での時間オフセット推定は２つの処理
ステップに限定されている、つまり、図２６に示した繰り返し演算による周波数
領域でのフレーム同期ユニット２６０５は２回だけ使用される。したがって、２
つのＤＦＴが、１つはフレーム同期のために他方は最終データの復調のために必
要である。得られた性能の改善度合いは、タイミング推定ξ〜 tの分散σξt 2と 、推定されたフレーム開始位置が実際の最適なフレームの開始位置から±ｍ標本 分以上はなれている確率である時間同期誤り率Ｐtf(ｍ)によって評価する。ＯＦ ＤＭ通信の場合には、サブキャリアの数Ｄによって、ｍ≠０を選択することで十 分である。６４のキャリアを有するシステムでは、有効な（許容できる)シンボ ル開始位置と解釈できる３つのタイミング位置の間隔が存在するように、ｍ＝１ を選択した。したがって、最大限、長さＤ＝６４の復調ウインドウ内に干渉する 標本が１つ存在することを許容し、このことはフレームの位置ずれによって最小 限１８．０６ｄＢのＳＮＲに相当する。
【０１９３】 推定の分散を推定するために、式(７０)の下限にある推定手段のパラメータＤ
cgとＤcigを変化させた。変化させるに当っては、常にＤcg-Ｄcig＝１０の関係
を維持し、公平な比較を行うためにシンボルオーバーヘッドを一定に保持した。
２つのパラメータセッティングに対してシミュレートされた標準偏差とＡＷＧＮ
チャネル上の通信を図２７と２８に示す。より具体的には、図２７と２８は、そ
れぞれ最初に位置ずれＤmがある場合のＡＷＧＮ上の通信送り返し演算によるフ
レーム同期における、ξ〜 tのシミュレートされた標準偏差である。何れの場合 も、下限は式(７０)による。図２７のグラフでは、周波数領域の推定手段は、Ｄ ＝６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２のシステムでＤcg＝１０でＤcig＝１の条件で動 かした。図２８のグラフでは、周波数領域の推定手段は、Ｄ＝６４，Ｄg＝８で Ｄs ync＝３２のシステムでＤcg＝５でＤcig＝２の条件で動かした。
【０１９４】 まず最初に目に付くのは、１つのグループＤcigが増加すると共に継続して減
少する時間オフセット推定の下限値である。この挙動は式(７０)によって示され
ており、ｋ0＝０タイプの重複推定手段における隣接した周波数領域の相関値の
合計に起因するものである。図２７と２８のグラフから、位置ずれがＤm＝４に
至るまで（つまり、｜ξt｜≦８)、推定された分散のシミュレーション地は連続
的に小さくなる。このことは、中程度の時間オフセットに関しては、この点は目
に見えて問題になってくるが、つまり、全てのＤmについてＳＮＲが高くなるま
で漸近的な挙動を示さないが、シミュレーションの結果は減少する下限値にした
がっていることを意味している。
【０１９５】 最初の時間オフセットが大きい場合は結果は極めて異なったものとなる。一般
的に、図２７に示したステップ（Ｄcg＝１０でＤcig＝１)から図２８のステップ
（Ｄcg＝５でＤcig＝２)に進展している。しかし、さらに次のステップ（Ｄcg＝
２でＤcig＝５)では、Ｄm≧６に関する（繰り返し演算の結果得られる)推定挙動
はより悪くなっている。結果として、Ｄcg＝５でＤcig＝２の変数が検討したパ
ラメータとしては最も耐性が高い。
【０１９６】 図２９と３０を参照して、前述のＡＷＧＮ通信方法における時刻同期誤り率に
ついて、つまり、予めずれＤmがある状況でのＡＷＧＮ通信について検討する。
図２９に示すグラフでは、周波数領域の推定の条件は、Ｄcg＝１０でＤcig＝１
でＤ＝６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２である。図３０に示すグラフでは、周波数
領域の推定条件は、Ｄcg＝５でＤcig＝２でＤ＝６４，Ｄg＝８でＤsync＝３２の
システムである。この条件で、図２７と２８に示したものと同じ推定挙動につい
て検討する：図２９の推定パラメータから図３０の推定パラメータに変化したこ
とによって、性能は全体的に向上している。２ｄＢ以上のゲインが得られている
。後者の図に示したＡＷＧＮ特性は、周波数領域における繰り返し演算による方
法によって最初Ｄm＝８（つまり、｜ξt｜≦１２)であったずれが、１０log 10
（Ｅs/Ｎ0)≧６ｄＢの条件を満たす条件の９９％以上において十分な同期（つま
り、（ξ〜 t−ξt)∈{-1, 0, 1})に到達したことが示されている。推定手段は、
Ｄsync＝３２の条件で使用したに過ぎないことに留意すれば、結果は極めて良好
ということができる。ＯＦＤＭシンボルが大きければより大きな初期ずれを許容
することになる、つまり、大きな収束範囲とより多くの繰り返し演算によって誤
差フロアＰtf (m)はより小さくなる。
【０１９７】 Ｄcg＝５でＤcig＝２のマルチパスチャネルに関しても同様な結果の向上が得
られた。周波数選択的なチャネルでは、Ｄcgによって周波数領域のパイロットシ
ンボルによって達成される拡散係数を決定するので、Ｄcgは必然的に非常に大き
く、これが繰り返し演算によるフレーム同期特性に直接影響を与える。
【０１９８】 例として示したシステムに対して繰り返し演算による周波数領域のフレーム同
期を適用したシミュレーション結果に基づいて、前述の２つの繰り返し演算によ
る周波数領域推定手段は、マルチプルパスの場合は｜ξt｜≦６以上でＡＷＧＮ
の場合は｜ξt｜≦１０以上の範囲の初期推定誤差が含まれるものに対して十分
なフレーム同期詳細化を行う物であると結論することができる。中程度のオフセ
ットに対しては、同期誤り率を示す図における残余の誤差フロアは繰り返し演算
の回数を多くすることでさらに減少させることができる。繰り返し演算の初期値
として非常に大きなオフセットが与えられた場合は、１回目の処理ループで誤差
フロアは収束不可能な範囲に出てしまう可能性がある。
【０１９９】 総合的な同期性能 Ｄ＝６４のキャリアシステムにおいて、同期手段を用いた場合の、厳しいマル
チパス状況でのＳＮＲに対するパケット誤り率(ＰＥＲ)を評価する必要がある。
同期手段はＤsync＝３２のサンダンブルで動作するものとする。特に記述しない
場合は、式(２８)に示すＭＮＣメトリックのほうが耐性が高いためにより好まし
いものであるが、フレームの粗推定には式(２１)に示した従来のＭＭＳＥ基準を
使用する。
【０２００】 フレーム同期の詳細化のためには、最初の周波数領域フレーム同期推定のみを
使用し、その結果には繰り返し演算を適用しなかった。ここで、Ｄcig＝２相関
によるＤcg＝５相関のグループを１つのグループとした、つまり、１０の専用差
分パイロットをサンダンブル同期シンボルのマルチプレックスに導入した。
【０２０１】 シミュレーションに当っては、ξf＝０．３である一定のＮＣＦＯを用いた。
この条件は純粋なサンダンブル相関にとっては推定可能な範囲を超えるものであ
る。そこで、３つの検出された周波数オフセットインタバルの全てに対して予め
同じ確率を有する、Ｄc＝１０か３の離散的インタバルを有するＦＤ周波数検出
手段を使用した。
【０２０２】 図３１は、理想的な同期と実際上のバースト同期におけるフレーム同期詳細化
の前と後について、時間領域における重畳コードされた８差分位相シフトキーイ
ング(８ＤＰＳＫ)変調に対するＳＮＲの関数としてＰＥＲを異なる数の標本（ポ
ストフィックスシンボル当り０、１、２、３の標本)を有するポストフィックス
シンボルについて示したものである。ＰＥＲの値はソフト判定(ＳＤ)ビタビ復号
化のあとの特性を示す。パケット誤り率は残差伝送誤差を有する受信パケットの
比率を表す。パケットはそれぞれ５７０ユーザビットから構成される。このグラ
フから、妥当な長さのポストフィックスを使用することによって性能が改善され
ると結論することができる。つまり、ポストフィックスを使用しないかポストフ
ィックスが大きすぎる時に結果が良くないことを意味する。２つの標本を有する
ポストフィックスが厳しいマルチパスチャネルに置いてよい結論であるといえる
。１ｄＢ以内の理想的なＰＥＲが得られた。
【０２０３】 図３２は、信頼性の低いタイミング粗推定の結果を示すものである。より具体
的には、図３２はＳＮＲの関数としてＰＥＲを示したものであり、ここでＰＥＲ
はフレーム同期詳細化の前後における理想的な同期と実際的なバースト同期につ
いて求めた。表示した結果は、時間軸での８ＤＰＳＫ変調のものである。しかし
、周波数軸での処理によっても同様の結果を得ることができる。ここで、周波数
領域でのフレーム同期詳細化は大きなゲインを示しているが、この方法では劣悪
な初期推定によって生じる大きな問題を修復することはできない。ＭＣ基準によ
る劣悪な初期推定は総合性能を低下させる；フレーム同期詳細化とのＰＥＲは１
０-2前後の誤差フロアに到達する。
【０２０４】 図３３は、周波数領域の差分変調と時間領域のものとを比較したグラフである
。それぞれ、ＰＥＲを、理想的な同期と実際的なバースト同期のフレーム７同期
詳細化の前と後についてＳＮＲの関数として示した。図には３つの理想的なＰＥ
Ｒ（３３０１，３３０３および３３０５)が示されており、そのうちの１つは(グ
ラフ３３０５)は時間軸での８ＤＰＳＫ変調である。他の２つの理想曲線(３３０
１と３３０３)は周波数領域における８ＤＰＳＫ変調である。これらのうちの低
いほう(グラフ３３０３)は、周波数領域での差分変調方法のＭＭＳＥ最適復調に
よるものである。上のほうのグラフ(グラフ３３０１)はチャネル位相補正のない
「理想的な」復調ウインドウに対するものである
【０２０５】 図３３から２つの重要な結論を導くことができる。 第１に、キャリア数が小さい(ここではＤ＝６４)周波数領域のＤＰＳＫの場合
、時間の粗推定による結果（グラフ３３０７で示す)は不十分なので、周波数領
域のフレーム同期詳細化が行われる。さらに、詳細化による特性は、ＭＭＳＥ復
調の場合（グラフ３３０３)と比べて１ｄＢ以内に収まっている。このことは既
に記載した内容を確認するものである。
【０２０６】 同様に、時間方向のＤＰＳＫについて、時間粗推定の性能は（グラフ３３１１
)この段階で既に満足すべきものである。グラフ３３１３に示されているように
、周波数領域のフレーム同期詳細化によって、ＰＥＲ＝１０-3における性能につ
いて１ｄＢのゲインが得られる。
【０２０７】 特性のまとめ 本発明の種々の側面は当業者にとって既に自明であろう。側面には以下のもの
が含まれる： − サンダンブル構造自体。これには、周期的にサイクリック信号の部分を時間
的に２つ(又はそれ以上)の部分に分割して場合によってはその間にデータを挟む
ことを含む。 − サンダンブル内の延長ガード部に基づいてＦＤ法によって周波数の不確定性
を解消すること。 − 周波数オフセット推定に対するＦＤ法の適用。このことは、図５ａと５ｂに
示した技術によって、ＡとＢとの間の相関及び推定に基づくオフセットの補正に
よる第１の(詳細)推定を示唆するものである。 − Ｇ2とＡ2および／またはＧ2とＢ2（あるいは少なくとも１つの実施例では、
これらの相関の修正値)、および、これら２つの結果(場合によっては修正されて
いる)の好ましい組み合わせ(例えば加算）。最終的な相関結果(組み合わせられ
た相関結果)に基づく残余の周波数オフセットインタバルの検出(決定)。 − 周波数同期総合性能を最適化するための可能性のある周波数オフセットにつ
いて予め知られている(確率)情報のＦＤ検出ステップでの利用。
【０２０８】 フレーム(時間)同期に関しては以下の点である： − 通常は周期的なプリフィックスだけからなるガードインタバルに周期的ポス
トフィックスを追加する。 − 周期的プリフィックスを短くして、この節約した時間を有益なＯＦＤＭシン
ボル部分の後に設けて周期的ポストフィックスのために使用する。 − システムデザインにおいては、プリフィックスとポストフィックスに使用す
るガード標本の合計数の配分を期待されるチャネルパワー遅延特性に対して最適
化する。 − フレーム同期詳細化粗推定に基づいて開始することができる。必要条件は、
周波数領域で動作する推定手段の収束を確保するために必要な信頼性を有するこ
とである。 − フレーム同期の推定は、繰り返し演算を含む周波数領域の処理段階によって
得ることができる。繰り返し演算の各ステップは、1)最も最近の推定に基づくフ
レームの位置調整、2)フレームの完全ＤＦＴ又は再帰スライディングＤＦＴ、3) 周波数領域の振幅に基づく時間オフセットの推定を含むものである。手法によっ
て結果が収束すれば、推定値の分散は次第に小さくなる。
【０２０９】 − 提案された周波数領域の詳細化ステップは1ステップが実現されて（したが
って実行されて)いることでも良く、この場合には手法は繰り返し演算を含まな
いものである。換言すれば、必要に応じて詳細化のための繰り返し演算の回数は
（１回を含めて)適宜選択することができる。 − 繰り返し演算による処理は特定のプリアンブルシンボルについて行うことは
必要ではない。決定のための方法では、バースト中のどのＯＦＤＭシンボルに対
しても適用することができる。データによって補助された方法のパイロットシン
ボルは、バースト中のどのＯＦＤＭシンボルに対して多重化されても良い。周波
数オフセットが補正され、無線リンクの周期的プロトコル構造から信頼性のある
タイミング推定が得られていれば、第２段階はサンダンブルのないスタンドアロ
ーンモードで使用することができる。この場合、非常に有効な−プリアンブルの
ない−フレーム同期方法が達成される。
【０２１０】 − 第１段と第２段の組み合わせにおいて、データによって補助されたシンボル
法はバースト中の何れかのＯＦＤＭシンボルかサンダンブルシンボルに多重化さ
れてもよい。システムパラメータによって、上記方法の何れがより有効であるか
は異なる。 − 最後のフレーム同期推定（又は各繰り返し演算の後の)を周波数オフセット
修正を次第に改善するために使用することができる。バーストプリアンブルか第
１のシンボルに対して前述の同期手順を実施した後、ＯＦＤＭバスとの残りの部
分をほぼ最適化された（分散が最小である)周波数及び時間オフセット推定に基
づいて復調することができる。
【０２１１】 発明について説明するために特定の実施例を参照した。しかし、上述の好まし
い実施例以外の形で本発明を実現できることは当業者にとって自明である。本発
明の思想の範囲内においてこのようなことを行うことは可能である。前記の好ま
しい実施例は、単に説明のために記載したものでありどのような意味においても
限定的な意味で解釈してはならない。本発明の範囲は、前述の詳細な説明ではな
く添付の請求項の記載によるべきであり、請求項は、請求項の範囲に含まれる全
ての変更例と均等物を含むものである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１ａと１ｂは、従来の繰り返しプリアンブル構造を示す図であ
る。
【図２】 図２ａは図１ａに示した領域に対応してＧ、ＡとＢの部分を有す
るプリアンブル構造中の離散時間トランスミッタ出力標本ｓ［ｋ］であり、図２
ｂは送信標本がノイズの無い拡散チャネルを介して送信された後に受信された標
本を図示するものである。
【図３】 図３は、本発明の１つの側面に従ったサンダンブルを図示したも
のである。
【図４】 図４は、本発明に基づくサンダンブルの時間軸に沿った構成を示
すものである。
【図５】 図５ａは、本発明の１つの側面に従って凡そのフレーム同期と詳
細な周波数同期を行う実施例の第１のステージのユニットのハードウエア構成と
信号と処理の流れを示す図であり、図５ｂは、本発明の他の側面に従って凡その
フレーム同期と詳細な周波数同期を行う実施例の第１のステージのユニットのハ
ードウエア構成と信号と処理の流れを示す図である。
【図６】 図６は、Ｇ1、Ｇ2、Ｇ3、Ａ（Ａ2を含む）、Ｂ（Ｂ1を含む）を有
する受信信号の相関領域を表現した図である。
【図７】 図７は、サンダンブル構造における、ＣＦアプローチのノイズの
無い（概略）相関の位相図と詳細推定装置の明瞭領域を示す図である。
【図８】 図８は、水平軸は相対的な周波数オフセットξfを表し、当該軸は
（規準化された）長さＤ/ｋ0の不明瞭インタバルに分割された状態を示す図であ
る。
【図９】 図９は、種々のＯＦＤＭ派らーメータの値に対するインタバルΔf の中の周波数オフセットセントロイドに対する位相角の値を示したものである。
【図１０】 図１０は、本発明の１つの側面に対応する|Δf|≦２以下にお
ける詳細/離散技術（Ｆ／Ｄ）を使用した位相算出装置を表す図面である。
【図１１】 図１１は、粗/詳細同期技術（Ｃ／Ｆ）における理論的な誤り率
特性を追加ガウシアンホワイトノイズ（ＡＷＧＮ）チャネルのＥs／Ｎ0にわたっ
て、さらに相対オフセットＥfの範囲にわたってＦ／Ｄのものと比較した図であ
る。
【図１２】 図１２は、粗相関のためにＤc＝１０の値を使用した場合の図１
１と同じ比較を示す図である。
【図１３】 図１３は、本発明の１つの側面に基づいて、２番目に延長され
たガードインタバルを有する他のサンダンブル構造を使用した場合に、Ｌc1[k]
とＬc2[k]を算出するための相関ウインドウの時間ごとの位置の推移を模式的に
示す図である。
【図１４】 図１４は、ＡＷＧＮチャネルにおけるフォー留守ロック率Ｐff
を種々のノーマライ図された周波数オフセット|ξf|∈[0.0, 0.9]に対して示し
た図である。
【図１５】 図１５は、厳しいマルチパスチャネル上の通信に関するＣＦの
周波数同期性能を示した図である。
【図１６】 図１６は、ξf値の異なるＡＷＧＮチャネル上の通信に対する誤
周波数同期の確率を示した図である。
【図１７】 図１７は、厳しいマルチパスチャネルを想定した時の、マルチ
パスチャネルにＦＤ技術を使用した場合のシミュレーション値と理論値を比較し
たものである。
【図１８】 図１８は、不明瞭インタバルの確率についてあらかじめ設定し
た値として異なる値を使用した場合の、ＡＷＧＮチャネルの、ＳＮＲの誤周波数
同期率と本発明に基づく２つの相関を用いたＦＤ法による理論的推定値を示した
ものである。
【図１９】 図１９は、Ｄc＝６であり、マルチパスによる種々の移動Ｄmが
存在するときのＣＦ法の誤周波数ロック率Ｐffを示す図である。
【図２０】 図２０は、周波数オフセットインタバルについて等しい確率を
予め設定した場合のＦＤ法による性能を示すグラフである。
【図２１】 図２１は、前出の予め設定したパラメータを使用したときの性
能を示す図である。
【図２２】 図２２は、パイロット相関を用いた詳細／離散法（ＦＤＰＣ）
の結果を示すグラフである。
【図２３】 図２３は、本発明に基づくＦＤＰＣ法のシミュレーション結果
をさらに示す図である。
【図２４】 図２４は、本発明の１つの側面に基づく、サブキャリアマルチ
プレックス内におけるサブキャリアパイロット差分の基本配置を示す図である。
【図２５】 図２５は、本発明の１つの側面に基づく、プリフィックス及び
ポストフィックスガードインタバルを有するＯＦＤＭシンボル構造を示す図であ
る。
【図２６】 図２６は、本発明に基づいて詳細フレーム同期を行う第２段ユ
ニットの具体構造例のハードウエア要素と信号の流れと処理手順を示した図であ
る。
【図２７】 図２７は、本発明の１つの側面に基づいて、初期に誤差Ｄmが
存在する状態でのＡＷＧＮを使用した通信において繰り返しフレーム同期を行っ
た場合のシミュレーションによる標準偏差ξ^tを表す図である。
【図２８】図２８は、本発明の１つの側面に基づいて、初期に誤差Ｄmが存
在する状態でのＡＷＧＮを使用した通信において繰り返しフレーム同期を行った
場合のシミュレーションによる標準偏差ξ^tを表す図である。
【図２９】 図２９は、初期の誤差Ｄmが存在する場合のＡＷＧＮを利用し
た通信の同期誤差率を示す図である。
【図３０】 図３０は、初期の誤差Ｄmが存在する場合のＡＷＧＮを利用し
た通信の同期誤差率を示す図である。
【図３１】 図３１は、種々の標本を有するポストフィックスシンボル、フ
レーム同期の微調整の前と後における理想的な同期と動作上のバースト同期とに
おける、時間領域での８ＤＰＳＫに対するＳＮＲの関数としてパケットエラーレ
ート（ＰＥＲ）を示す図である。
【図３２】 図３２は、本発明に基づくフレーム同期詳細調整の前と後にお
ける理想的な同期と実施上のバースト同期によって規定したＰＥＲをＳＮＲの関
数として示した図である。
【図３３】 図３３は、本発明に基づくフレーム同期詳細調整の前と後にお
ける理想的な同期と実施上のバースト同期によるＳＮＲにたいしてＰＥＲの値の
、周波数方向の差分変調と時間方向の差分変調の結果を比較した図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，Ｇ Ｈ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ， ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD33 DD42 5K047 CC01 HH01 HH15 LL06 MM13 MM24 【要約の続き】 本シーケンスに多重化されたパイロットシンボルに基づ いて作成されても良い。

Claims (66)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 データ標本シーケンスの送信方法であって、 プリアンブル標本のシーケンスを含む第１のプリアンブルをまず送信し； データ標本のシーケンスを送信し； 次に、プリアンブル標本のシーケンスを含む第２のプリアンブルを送信する方
    法において； データ標本のシーケンスを、第１のプリアンブルをまず送信した後で、第２の
    プリアンブルを送信する前に送信する方法。
  2. 【請求項２】 前記第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケ
    ンスを含み； 該第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットを含み； 前記第２のプリアンブルは第２のガード部と前記シンボルシーケンスを含み； 該第２のガード部はシンボルシーケンスの第２のサブセットを含む、請求項１
    に記載された方法。
  3. 【請求項３】 シンボルシーケンスの第１のサブセットが該シンボルシーケ
    ンスの第２のサブセットよりも長い、請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 シンボルシーケンスの第２のサブセットが該シンボルシーケ
    ンスの第１のサブセットよりも長い、請求項２に記載の方法。
  5. 【請求項５】 所望のデータ標本のシーケンスを受信する方法であって、 第１のプリアンブルと、それに続く所望のデータ標本と、それに続く第２のプ
    リアンブルを含む信号シーケンスを受信し、ここで、第１のプリアンブルはシン
    ボルシーケンスを有し、第２のプリアンブルは当該シンボルシーケンスを有し； 受信した複数のデータ標本の中の第１のプリアンブルの位置を複数想定し； 想定した位置それぞれについて、仮想の第１のプリアンブルと対応する仮想の
    第２のプリアンブルを決定し； 仮想の位置のそれぞれについて、仮想の第１プリアンブルと対応する仮想の第
    ２プリアンブルの相関を求め； 相関に基づいて、最も可能性の高い仮想の第２プリアンブルと最も可能性の高
    い第２のプリアンブルの位置を決定する方法。
  6. 【請求項６】 さらに、最も可能性の高い仮想の第１と第２のプリアンブル
    に基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数オフセットを推定するステップを
    さらに含む請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】 前記第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケ
    ンスを含み； ガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケンスの第
    ２のサブセットを含み； 前記第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み；当該
    方法はさらに、 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    行い； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のガー
    ド部を決定し； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のプリ
    アンブルを決定し； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求めて、これによって相関値を作成し； 相関値に基づいて、第２の周波数オフセットを検出する、請求項６に記載の方
    法。
  8. 【請求項８】 第２の周波数オフセットを検出するために相関値を使用する
    ステップが、可能性のある周波数オフセットインタバルに関する予め知られてい
    る情報に基づいて第２の周波数オフセットを検出する、請求項７に記載の方法。
  9. 【請求項９】 前記第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケ
    ンスを含み； 該ガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケンスの
    第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該方法はさらに； 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第１のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて、これによって
    相関値を作成し、 第１の周波数オフセットに基づいて相関値を補正し； 補正された相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する請求項６に記
    載の方法。
  10. 【請求項１０】 前記第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシー
    ケンスを含み； 該第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケ
    ンスの第２のサブセットを含み； 前記第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該方法はさらに； 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    行い； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のガー
    ド部を決定し； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第２のプリ
    アンブルを決定し； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの間の相関を求め、これに基づいて相関値を算出し、 相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する請求項６に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出するステ
    ップが、可能性のある周波数オフセットの確率に関する予め与えられた情報に基
    づいて第２の周波数オフセットを検出するものである請求項１０に記載の方法。
  12. 【請求項１２】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 該ガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケンスの
    第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該方法はさらに： 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第２のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて、これに基づい
    て相関値を算出し、 第１の周波数オフセットに基づいて相関値を補正し； 補正された相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する請求項６に記
    載の方法。
  13. 【請求項１３】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットとを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該方法はさらに： 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    行い； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のガー
    ド部を決定し； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のプリ
    アンブルを決定し； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の補正された第２のプリアンブ
    ルを決定し； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求めて、これに基づいて第２の相関値を作成し； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求めて、これに基づき第２の相関値を作成し； 第１と第２の相関値を組み合わせて、これに基づいて結合相関値を作成し； 結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する請求項６に記載の方
    法。
  14. 【請求項１４】 結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する
    ステップは、可能性のある周波数オフセットインタバルに関する予め与えられた
    情報に基づいて第２の周波数オフセットを検出するステップを含む請求項１３に
    記載の方法。
  15. 【請求項１５】 前記第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシー
    ケンスを含み； 第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該方法はさらに： 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第１のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求め、これに基づき第
    １の相関値を作成し； 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第２のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて、これに基づき
    第２の相関値を作成し、 第１の周波数オフセットに基づいて第１の相関値を補正し； 第１の周波数オフセットに基づいて第２の相関値を補正し； 第１と第２の補正された相関値を組み合わせて組み合わせ補正相関値を求め； 組み合わせ補正相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する請求項６
    に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 受信した信号シーケンスは第１のプリアンブルと、それに
    続く繰り返しプリフィックスガードインタバルと、それに続く所望のデータ標本
    シーケンスと、それに続く繰り返しポストフィックスガードインタバルと、それ
    に続く第２のプリアンブルを含み、 当該方法はさらに： 最も可能性の高い仮想の第１プリアンブルの位置に基づいて受信した信号シー
    ケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の粗推定を行い； 受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推
    定を； 時間領域から周波数領域への変換技術と、受信した信号シーケンス中の所望
    の標本シーケンスの開始位置に関する粗推定に基づいて周波数領域の受信標本を
    作成し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関を決定し
    ； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の周波数領域の相関の偏角に基づ
    いて、受信信号シーケンスの所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
    を行うステップによって求める請求項５に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 サイクリックプリフィックスガードインタバルは所望のデ
    ータ標本シーケンスの終了サブセットを含み； サイクリックポストフィックスガードインタバルは所望のデータ標本の開始サ
    ブセットを含む請求項１６に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 サイクリックプリフィックスガードインタバルの中の標本
    数とサイクリックポストフィックスガードインタバルの中の標本数は、期待され
    るチャネルパワー遅延特性に対して最適化されている請求項１６に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 さらに、 受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置についての改善
    された推定を作成し； 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置についての改善さ
    れた推定に基づいて改善された周波数領域での受信標本を作成し； 改善された周波数領域での受信標本とノイズの無い標本の間の第２の周波数
    領域の相関を決定し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の第２の周波数領域の相関
    の偏角に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の
    さらに改善された推定を行う請求項１６に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 さらに、受信した信号シーケンスに含まれるシンボルを復
    調することでノイズの無い標本を作成するステップを含む請求項１６に記載の方
    法。
  21. 【請求項２１】 さらに、所望の標本シーケンスに含まれるシンボルを復調
    することでノイズの無い標本を作成するステップを有する請求項２０に記載の方
    法。
  22. 【請求項２２】 受信標本シーケンスの多重化されたパイロットシンボルか
    らノイズの無い標本を作成するステップを含む請求項１６に記載の方法。
  23. 【請求項２３】 所望のデータ標本シーケンスを受信する方法であって、 サイクリックプリフィックスガードインタバルと、それに続く所望のデータ標
    本のシーケンスと、それに続くサイクリックポストフィックスガードインタバル
    を含む信号シーケンスを受信し； 受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の粗推定を行い
    ； 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の位置推定を： 受信信号内の所望の標本シーケンスの開始位置の粗推定に基づいて周波数領
    域の受信標本を作成し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の相関を決定
    し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の相関の偏角
    に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善さ
    れた推定を作成することによって改善する方法。
  24. 【請求項２４】 前記サイクリックプリフィックスガードインタバルは所望
    のデータシークエンスの終了サブセットを含み、 前記サイクリックポストフィックスガードインタバルは所望のデータ標本シー
    ケンスの開始サブセットを含むものである請求項２３に記載の方法。
  25. 【請求項２５】 サイクリックプリフィックスガードインタバルの中の標本
    数とサイクリックポストフィックスガードインタバルの中の標本数は、期待され
    るチャネルパワー遅延特性に対して最適化されている請求項２３に記載の方法。
  26. 【請求項２６】 さらに、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定は
    、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
    に基づいて周波数領域での主審標本を作成し； 改善された周波数領域での受信標本とノイズの無い標本の間の周波数領域で
    の相関を決定し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の第２の相
    関の偏角に基づいて、受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始
    位置の改善された推定を作成することによって行う請求項２３に記載の方法。
  27. 【請求項２７】 さらに、 受信信号シーケンスの中における所望の標本シーケンスの開始位置の改善され
    た推定に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスに対する周波
    数オフセット測定を調整する請求項２６に記載の方法。
  28. 【請求項２８】 ノイズの無い標本は受信信号シーケンスに含まれる復調シ
    ンボルによって作成する請求項２３に記載の方法。
  29. 【請求項２９】 ノイズの無い標本は所望の標本シーケンス中の復調シンボ
    ルによって作成する請求項２８に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 ノイズの無い標本は受信した標本シーケンスに多重化され
    たパイロットシンボルによって作成される請求項２３に記載の方法。
  31. 【請求項３１】 さらに、 受信信号シーケンス内における所望の標本シーケンスの開始位置の改善された
    推定に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスに対応する周波
    数オフセット測定を調整する請求項２３に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 さらに、 複数回の繰り返し演算を行って受信信号に含まれる所望の標本シーケンスの開
    始位置の最終的に改善された推定を繰り返し演算によって作成し、各繰り返し演
    算は： 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の、前の段階で作成
    された推定に基づいて、今回の繰り返し演算に対応する周波数領域の受信標本を
    作成し； 今回の繰り返し演算に対応する周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との
    間の今回の繰り返し演算に対応する周波数領域相関を決定し； 受信領域の受信標本とノイズの無い標本との間の今回の繰り返し演算に対応す
    る周波数領域の相関を偏角に基づいて、受信信号シーケンス内の所望の標本シー
    ケンスの開始位置の次の推定を行う請求項２３に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 さらに、 受信した信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の最終的に改善
    された推定に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの周波数
    オフセット測定を調整する請求項３２に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 データ標本シーケンスを送信する装置であって： プリアンブル標本シーケンスを含む第１のプリアンブルをまず送信する手段と
    ； データ標本シーケンスを送信する手段と； 次にプリアンブル標本シーケンスを含む第２のプリアンブルを送信する手段と
    を具備し； データ標本シーケンスを、まず第１のプリアンブルを送信した後であって、次
    に第２のプリアンブルが送信する前に送信する装置。
  35. 【請求項３５】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 該第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットを含み； 前記第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 第２のガード部はシンボルシーケンスの第２のサブセットを含む請求項３４に
    記載の装置。
  36. 【請求項３６】 シンボルシーケンスの第１のサブセットは、シンボルシー
    ケンスの第２のサブセットよりも長い請求項３５に記載の装置。
  37. 【請求項３７】 前記シンボルシーケンスの第２のサブセットは、シンボル
    シーケンスの第１のサブセットよりも長い請求項３５に記載の装置。
  38. 【請求項３８】 所望のデータ標本を受信する装置であって： 第１のプリアンブルと、それに続く所望のデータ標本シーケンスと、それに続
    く第２のプリアンブルを含む信号シーケンスを受信する手段と、ここで、第１の
    プリアンブルはシンボルシーケンスを含み、第２のプリアンブルは同じシンボル
    シーケンスを含み； 受信した複数のデータ標本の中で第１のプリアンブルについて複数の位置を想
    定する手段と； 想定されたそれぞれの位置に対して想定された第１のプリアンブルとそれに対
    応する想定された第２のプリアンブルを決定する手段と； 想定されたそれぞれの位置について想定された第１のプリアンブルと想定され
    た第２のプリアンブルの相関を決定する手段と、 前記相関に基づいて想定された第１のプリアンブルと想定された第２のプリア
    ンブルの最も可能性が高い位置を決定する手段を具備する装置。
  39. 【請求項３９】 さらに、想定された第１と第２のプリアンブルの最も可能
    性が高い位置に基づいて、受信信号シーケンスの第１の周波数オフセットの推定
    を行う手段を有する請求項３８に記載の装置。
  40. 【請求項４０】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部は、シンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケ
    ンスの第２のサブセットとを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該装置はさらに： 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    作成する手段と； 周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のガード部を
    決定する手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のプリ
    アンブルを決定する手段と： 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求めて、相関値を作成する手段と； 相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段とを有する請求項３
    ９に記載の装置。
  41. 【請求項４１】 前記相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段は、可能性のあ
    る周波数オフセットインタバルの確率についての予め設定された情報に基づいて
    第２の周波数オフセットを検出する請求項４０に記載の装置。
  42. 【請求項４２】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該装置はさらに： 第1のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第１のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求めて、相関値を作成
    する手段と； 第１の周波数オフセットに基づいて相関値を補正する手段と； 補正された相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する手段とを具備
    する請求項３９に記載の装置。
  43. 【請求項４３】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部がシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 前記装置はさらに： 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    行う手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第１のガー
    ド部を決定する手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンス中の周波数補正された第２のプリ
    アンブルを決定する手段と； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求めて、これに基づいて相関値を作成する手段と； 相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段とを具備する請求項
    ３９に記載の装置。
  44. 【請求項４４】 相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段
    は、可能性のある周波数オフセットインタバルの確率についての予め定められた
    情報に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段を具備する請求項４３に
    記載の装置。
  45. 【請求項４５】 第１のプリアンブルが第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部がシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルが第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該装置がさらに： ガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第２のプリアンブルの
    シンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求め、これに基づいて相関値
    を算出する手段と； 第１の周波数オフセットに基づいて相関値を補正する手段と； 補正された相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する手段とを具備
    する請求項３９に記載の装置。
  46. 【請求項４６】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 前記装置はさらに： 第１の周波数オフセットに基づいて受信信号シーケンスの第１の周波数補正を
    作成する手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンスの周波数補正された第１のガード
    部を決定する手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンスの周波数補正された第１のプリア
    ンブルを決定する手段と； 第１の周波数補正された受信信号シーケンスの補正された第２のプリアンブル
    を決定する手段と； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと
    、周波数補正された第１のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセッ
    トとの相関を求め、これに基づいて相関値を算出する手段と； 周波数補正された第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、
    周波数補正された第２のプリアンブルのシンボルシーケンスの第２のサブセット
    との相関を求め、それに基づいて第２の相関値を作成する手段と； 第１と第２の相関値を組み合わせて結合相関値を作成する手段と； 結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する手段とを具備する請
    求項３９に記載の装置。
  47. 【請求項４７】 結合相関値に基づいて第２の周波数オフセットを検出する
    手段は、可能性のある周波数オフセットインタバルの確率に関する予め設定され
    た情報に基づいて第２の周波数オフセットを検出する請求項４６の装置。
  48. 【請求項４８】 第１のプリアンブルは第１のガード部とシンボルシーケン
    スを含み； 第１のガード部はシンボルシーケンスの第１のサブセットとシンボルシーケン
    スの第２のサブセットを含み； 第２のプリアンブルは第２のガード部とシンボルシーケンスを含み； 当該装置はさらに： 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第２のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求め、それに基づいて
    第１の相関値を作成する手段と； 第１のガード部のシンボルシーケンスの第２のサブセットと、第２のプリアン
    ブルのシンボルシーケンスの第２のサブセットとの相関を求め、それに基づいて
    第２の相関値を作成する手段と； 第１の周波数オフセットに基づいて第１の相関値を補正する手段と； 第１の周波数オフセットに基づいて第２の相関値を補正する手段と； 第１と第２の補正された相関値を組み合わせて、組み合わせ補正相関値を作成
    する手段と； 組み合わせ補正相関値に基づいて第２の周波数オフセットを推定する手段とを
    具備した請求項３９に記載の装置。
  49. 【請求項４９】 受信信号シーケンスは第１のプリアンブルと、それに続く
    サイクリックプリフィックスガードインタバルと、それに続く所望のデータ標本
    シーケンスと、それに続くサイクリックポストフィックスガードインタバルと、
    それに続く第２のプリアンブルを含み、 当該装置はさらに： 最も可能性の高い第１プリアンブルの仮想上の位置に基づいて受信信号シーケ
    ンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の粗推定を行う手段と； 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定を
    、 時間領域から周波数領域への変換技術と受信信号中の所望の標本シーケンス
    の開始位置の粗推定に基づいて周波数領域における受信標本を作成し、 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の周波数領域における相関を決定
    し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関の偏角に
    基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の推定を改
    善することによって作成する手段を具備する請求項３８に記載の装置。
  50. 【請求項５０】 サイクリックプリフィックスガードインタバルは所望のデ
    ータ標本シーケンスの終了サブセットを含み； サイクリックポストフィックスガードインタバルは、所望のデータ標本シーケ
    ンスの開始サブセットを含む請求項４９に記載の装置。
  51. 【請求項５１】 サイクリックプリフィックスガードインタバルの中の標本
    数とサイクリックポストフィックスガードインタバルの中の標本数は、チャネル
    パワー遅延特性の期待値に対して最適化されている請求項４９に記載の装置。
  52. 【請求項５２】 さらに、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善された
    推定を、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
    に基づいて改善された周波数領域の受信標本を作成し； 改善された周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の第２の周波数領
    域の相関を決定し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の第２の周波数領域の相関の
    偏角に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改
    善された推定を作成することによって作成する手段を具備する請求項４９に記載
    の装置。
  53. 【請求項５３】 さらに、受信信号シーケンスに含まれるシンボルを復調す
    ることによってノイズの無い標本を作成する手段を具備する請求項４９に記載の
    装置。
  54. 【請求項５４】 さらに、所望の標本シーケンスに含まれるシンボルを復調
    してノイズの無い標本を作成する手段を具備する請求項５３に記載の装置。
  55. 【請求項５５】 さらに、受信標本シーケンスに多重化されたパイロットシ
    ンボルからノイズの無い標本を作成する手段を具備する請求項４９に記載の装置
    。
  56. 【請求項５６】 所望のデータ標本シーケンスを受信する装置であって： サイクリックプリフィックスガードインタバルと、それに続く所望のデータ標
    本シーケンスと、それに続くサイクリックポストフィックスガードインタバルを
    含む信号シーケンスを受信する手段と； 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置を粗推定する手段と
    ； 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定を
    、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の粗推定に基づい
    て周波数領域の受信標本を作成し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の周波数領域の相関を決定
    し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の周波数領域の相関の偏角に基
    づいて、受信信号シーケンスの所望の標本シーケンスの開始位置の推定を改善す
    ることによって作成する手段とを具備する装置。
  57. 【請求項５７】 サイクリックプリフィックスガードインタバルは所望のデ
    ータ標本シーケンスの終了サブセットを含み； サイクリックポストフィックスガードインタバルは所望のデータ標本シーケン
    スの開始サブセットを含む請求項５６に記載の装置。
  58. 【請求項５８】 サイクリックプリフィックスガードインタバルの中の標本
    数とポストフィックスガードインタバルの中の標本数は、チャネルパワー遅延特
    性に対して最適化されている請求項５６に記載の装置。
  59. 【請求項５９】 さらに、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善された
    推定を、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の改善された推定
    に基づいて周波数領域の受信標本を作成し； 改善された周波数領域の受信標本とノイズの無い標本との間の第２の周波数
    領域の相関を求め； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の第２の周波数領域の相関の
    偏角に基づいて、受信信号シーケンスに含まれる所望の標本シーケンスの開始位
    置のさらに改善された推定を行う手段を具備する請求項５６に記載の装置。
  60. 【請求項６０】 さらに、 受信信号シーケンスに含まれる所望の標本シーケンスの開始位置のさらに改善
    された推定に基づいて、当該受信信号シーケンスに含まれる所望の標本シーケン
    スに対する周波数オフセット測定を調整する手段を具備する請求項５９に記載の
    装置。
  61. 【請求項６１】 さらに、受信信号シーケンスに含まれるシンボルを復調す
    ることでノイズの無い標本を作成する手段を具備する請求項５６に記載の装置。
  62. 【請求項６２】 さらに、所望の標本シーケンスに含まれるシンボルを復調
    することでノイズの無い標本を作成する手段を具備する請求項６１に記載の装置
    。
  63. 【請求項６３】 さらに、受信標本に多重化されたパイロットシンボルから
    ノイズ無い標本を作成する手段を具備する請求項５６に記載の装置。
  64. 【請求項６４】 さらに、受信信号シーケンスに含まれる所望の標本シーケ
    ンスの開始位置の改善された推定に基づいて、当該受信信号シーケンス中の所望
    の標本シーケンスの周波数オフセットの測定を調整する手段を具備する請求項５
    ６に記載の装置。
  65. 【請求項６５】 さらに、 受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置に関する既に作成
    された推定に基づいて、今回の周波数領域の受信標本を作成し； 今回の周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の今回の周波数領域の
    相関を決定し； 周波数領域の受信標本とノイズの無い標本の間の今回の周波数領域の相関の
    偏角に基づいて、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの開始位置の次
    の推定を行う繰り返し演算を複数回行って、受信信号シーケンス中の所望の標本
    シーケンスの開始位置の最終的に改善された推定を作成する手段を具備する請求
    項５６に記載の装置。
  66. 【請求項６６】 さらに、受信信号シーケンス中の所望の標本シーケンスの
    開始位置の最終的に改善された推定に基づいて、当該受信信号シーケンス中の所
    望の標本シーケンスの周波数オフセット測定を調整する請求項６５に記載の装置
    。
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