JP2002325464A - 共振形インバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 重量、及び容積において軽量化、及び小型化
が可能な共振形インバータ回路を提供する。 【解決手段】 主回路２Ａが（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、
０、０）の定常モードにある状態で、補助回路２ＢのＩ
ＧＢＴＱ８とＱ１０とＱ１１をターンＯＮ、ＩＧＢＴＱ
７、Ｑ９、Ｑ１２をターンＯＦＦして、共振用インダク
タンスＬｒに電流ＩＬｒのエネルギーを蓄積し、ＩＧＢ
ＴＱ１、Ｑ６をターンＯＦＦすると、電流ＩＬｒにより
緩衝用コンデンサＣ１とＣ６が充電、Ｃ２とＣ５が放電
される。この時、ＩＧＢＴＱ１とＱ６は両端電圧Ｖ１と
Ｖ６が”ゼロ”の状態のＺＶＳを実現する。また、Ｃ２
とＣ５が放電しきって、転流ダイオードＤ２とＤ５が導
通状態で、ＩＧＢＴＱ２とＱ５をターンＯＮすると、Ｉ
ＧＢＴＱ２とＱ５は両端電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”のＺ
ＶＳと、電流が”ゼロ”のＺＣＳを実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータ等の負荷を
駆動するためのインバータ回路に関し、特にソフトスイ
ッチングを行うための緩衝用コンデンサを備えた共振形
インバータ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、モータ等の負荷を駆動するための
インバータ回路にあっては、米国特許第５７１０６９８
号公報、米国特許第５６４２２７３号公報、米国特許第
５０４７９１３号公報等に記載の技術がある。これらに
よると、例えば、図８に示すように、従来例のソフトス
イッチングインバータは、負荷として３相の誘導電動機
や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続され
た、例えばＩＧＢＴ（ Insulated Gate Bipolar Transi
stor：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）Ｑ１〜
Ｑ６をスイッチング素子として用いたインバータ部から
構成される。インバータ部は、直流電源３の両端に、Ｉ
ＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリ
ッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレク
タ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負
荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられ
た電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオード
（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode ）Ｄ１〜Ｄ６が接続さ
れる。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子
間には、ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、
ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間に印加される
サージ電圧を吸収するための緩衝用コンデンサＣ１〜Ｃ
６も接続される。

【０００３】更に、インバータ部には、直流電源３に平
滑コンデンサＣ９が接続され、この平滑コンデンサＣ９
の両端に直列に接続された中点電圧保持のための中点電
圧保持用コンデンサＣ７とＣ８の接続点に対して、Ｕ相
の緩衝用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の緩衝用
コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の緩衝用コンデン
サＣ５とＣ６の接続点のそれぞれから、緩衝用コンデン
サＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ１、緩衝用コ
ンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ２、緩
衝用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ
３のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流
すための双方向スイッチユニットＳＵ１〜ＳＵ３が接続
される。

【０００４】上述のような構成は一般に補助共振転流ア
ームリンク式スナバインバータとも称されるものであ
り、このような構成のソフトスイッチングインバータで
は、例えばＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦし、少し遅れて
ＩＧＢＴＱ２をターンＯＮしたい時の、緩衝用コンデン
サＣ１の充電電流と緩衝用コンデンサＣ２の放電電流
は、インダクタンスＬ１を通して中点電圧保持用コンデ
ンサＣ７、Ｃ８へ流し、同時に、ＩＧＢＴＱ４とＱ６が
ターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ３とＱ５をター
ンＯＮしたい時の、緩衝用コンデンサＣ４とＣ６の充電
電流と緩衝用コンデンサＣ３とＣ５の放電電流は、イン
ダクタンスＬ２、Ｌ３を通して中点電圧保持用コンデン
サＣ７、Ｃ８から供給する。

【０００５】従って、このように緩衝用コンデンサとイ
ンダクタンスとの共振電流によって、緩衝用コンデンサ
を充放電することで、ＩＧＢＴがターンＯＦＦし、緩衝
用コンデンサが充電する場合、緩衝用コンデンサが与え
る時定数によるＩＧＢＴに印加される電圧の上昇の遅れ
から、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼ
ロ電圧スイッチング）が実現し、逆にＩＧＢＴがターン
ＯＮする前に、緩衝用コンデンサを放電する場合、転流
ダイオードが導通することによりＩＧＢＴへ加えられる
電圧、電流が”ゼロ”となることから、ＩＧＢＴのＺＶ
Ｓ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチン
グ）、及びＺＣＳ（Zero current Switching：ゼロ電流
スイッチング）が実現するため、スイッチング素子のタ
ーンＯＦＦ、またはターンＯＮ時に発生する損失を少な
くすることができる。

【０００６】また、図９も、従来例のソフトスイッチン
グインバータであって、補助共振ＡＣリンク式スナバイ
ンバータとも称されるものであり、図８の補助共振転流
アームリンク式スナバインバータと同様に、直流電源３
の両端に、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６と緩衝用コンデン
サＣ１〜Ｃ６とが接続されたＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したイ
ンバータ部と、インバータ部のＵ相の緩衝用コンデンサ
Ｃ１とＣ２の接続点、Ｖ相の緩衝用コンデンサＣ３とＣ
４の接続点、Ｗ相の緩衝用コンデンサＣ５とＣ６の接続
点のそれぞれの間に、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ２と共
振するインダクタンスＬ４、緩衝用コンデンサＣ３、Ｃ
４と共振するインダクタンスＬ５、緩衝用コンデンサＣ
５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ６のそれぞれと、
インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向ス
イッチユニットＳＵ４〜ＳＵ６が接続された構成からな
る。図９の補助共振ＡＣリンク式スナバインバータと図
８の補助共振転流アームリンク式スナバインバータとの
動作の違いは、緩衝用コンデンサを充放電させる電流の
経路が違うだけで、各スイッチング素子であるＩＧＢＴ
がＺＶＳ、ＺＣＳに至る原理は同じである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来例の
ソフトスイッチングインバータにおいては、緩衝用コン
デンサと各インダクタンスによる共振回路を形成するこ
とは、ＩＧＢＴ（スイッチング素子）に流れる電流を印
加される電圧を制御できるため、スイッチング素子にお
いて発生するターンＯＮ、またはターンＯＦＦ時の損失
を少なくするために有効である。しかし、インダクタン
スに要求されるコア容積が、導通ピーク電流により決定
されるため、制御する負荷電流が増大するに伴い、イン
ダクタンスの重量、及び容積が増大し、特に負荷電流と
同等以上の電流を流すインダクタンスを３個必要とする
従来例のソフトスイッチングインバータでは、インダク
タンスによる重量と容積の増加により、軽量化、及び小
型化ができないという問題があった。

【０００８】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
で、重量、及び容積において軽量化、及び小型化が可能
な共振形インバータ回路を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１に記載の発明は、３相ブリッジ接続された
６個の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢ
ＴＱ１〜Ｑ６）と、スイッチング制御により導通または
遮断される主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並
列に接続された６個の転流ダイオード（例えば実施の形
態の転流ダイオードＤ１〜Ｄ６）、及び６個の緩衝用コ
ンデンサ（例えば実施の形態の緩衝用コンデンサＣ１〜
Ｃ６）とから構成され、電源の両端に２個ずつ直列に接
続された、３相ブリッジの各相を構成する３組の主スイ
ッチング素子同士の各接続点を、負荷（例えば実施の形
態のモータ１）を接続するための３相出力端子とするイ
ンバータ回路において、３相ブリッジ接続した３組の補
助スイッチング素子同士の各接続点を、３相出力端子に
それぞれ接続する、単一方向に電流を通過させる６個の
補助スイッチング素子からなるブリッジ回路と、ブリッ
ジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反
対側に接続された共振用のインダクタンス（例えば実施
の形態の共振用インダクタンスＬｒ）とを設け、緩衝用
コンデンサとインダクタンスとが共振回路を形成するこ
とを特徴とする。以上の構成により、６個の主スイッチ
ング素子に並列に接続された６個の緩衝用コンデンサの
充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する１
個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタン
スに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリ
ッジ回路とで制御することにより、従来３個必要であっ
たインダクタンスを１個にした状態で、インバータ回路
のスイッチングにおける損失の発生を押さえたソフトス
イッチングを行い、効率的にインバータ回路を動作させ
ることを可能とする。

【００１０】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のインバータ回路において、補助スイッチング素子同士
の各接続点に接続される一方の補助スイッチング素子
は、該接続点に電流を流し入れる方向にのみ導通する単
方向スイッチング素子を含み、補助スイッチング素子同
士の各接続点に接続されるもう一方の補助スイッチング
素子は、該接続点から電流を流し出す方向にのみ導通す
る単方向スイッチング素子を含むことを特徴とする。以
上の構成により、一方向に流れるインダクタンスの電流
を介して、例えば６個の緩衝用コンデンサの内、電源の
両端に直列に接続された形となる２個のコンデンサを、
３相インバータの１相を構成する１組のコンデンサとし
て、相反する向きに流れるある相のコンデンサの充放電
電流を、別の相のコンデンサの充放電電流とする動作に
おいて、各相を流れる電流の向きを、３相ブリッジ接続
による回路の全ての相の組み合わせで流すことを可能と
する。

【００１１】請求項３に記載の発明は、請求項２に記載
のインバータ回路において、単方向スイッチング素子
は、順方向、及び逆方向とも、電源電圧以上の耐電圧を
持つ素子であることを特徴とする。以上の構成により、
請求項２における全てのパターンの緩衝用コンデンサの
充放電電流を流すべく、補助スイッチング素子をスイッ
チング制御することを可能とする。

【００１２】請求項４に記載の発明は、請求項２、また
は請求項３に記載のインバータ回路において、単方向ス
イッチング素子はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラ・
トランジスタ）（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ７〜Ｑ
１２）とし、補助スイッチング素子は、ＩＧＢＴと、Ｉ
ＧＢＴのコレクタ端子にアノード端子を接続されたダイ
オード、または、ＩＧＢＴのエミッタ端子にカソード端
子を接続されたダイオードのいずれかのダイオード（例
えば実施の形態の保護ダイオードＤ７〜Ｄ１２）とから
構成されることを特徴とする。以上の構成により、ＩＧ
ＢＴの制御端子に加える制御電圧により、電圧駆動の高
速なスイッチングが可能となり、更に、ＩＧＢＴの特性
により、導通時の端子間飽和電圧が低いスイッチングを
可能とする。

【００１３】請求項５に記載の発明は、請求項２、また
は請求項３に記載のインバータ回路において、単方向ス
イッチング素子はＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トラン
ジスタ）とし、補助スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ
と、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子にアノード端子を接続
されたダイオード、または、ＭＯＳＦＥＴのソース端子
にカソード端子を接続されたダイオードのいずれかのダ
イオードとから構成されることを特徴とする。以上の構
成により、ＭＯＳＦＥＴの制御端子に加える制御電圧に
より、ＭＯＳＦＥＴの特性による電圧駆動の高速なスイ
ッチングを可能とする。

【００１４】請求項６に記載の発明は、請求項２、また
は請求項３に記載のインバータ回路において、単方向ス
イッチング素子が逆阻止サイリスタ（例えば実施の形態
の逆阻止サイリスタＴ１〜Ｔ６）であることを特徴とす
る。以上の構成により、逆阻止サイリスタの制御端子に
加える制御電流により、サイリスタの特性による電流駆
動の、大電流のスイッチングを可能とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形
態のインバータ回路を示す回路図である。図１におい
て、本実施の形態のインバータ回路は、負荷として３相
の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ
１が接続された、例えばＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を主スイッ
チング素子として用いたインバータ部を構成する主回路
２Ａと、例えばＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２を単方向スイッチ
ング素子として用いた補助スイッチング素子と共振用イ
ンダクタンスＬｒからなる共振部を構成する補助回路２
Ｂとから構成される。なお、スイッチング素子としてＱ
１〜Ｑ１２に用いる素子は、ＩＧＢＴに限らず、逆阻止
サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バ
イポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良
い。

【００１６】また、主回路２Ａは、直流電源３に並列接
続された平滑コンデンサＣ９の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜
Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接
続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミ
ッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する
回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネル
ギーを循環させる目的で、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６
が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と転流ダイオードのアノー
ド端子、ＩＧＢＴのエミッタ端子と転流ダイオードのカ
ソード端子がそれぞれ接続される形で接続される。ま
た、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、
ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、ＩＧＢＴ
のコレクタ端子とエミッタ端子間に印加されるサージ電
圧を吸収するための緩衝用コンデンサＣ１〜Ｃ６も接続
される。

【００１７】また、主回路２ＡにおけるＩＧＢＴＱ１の
エミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子、ＩＧＢＴ
Ｑ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子、Ｉ
ＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端
子のそれぞれの接続点は、本実施の形態のインバータ回
路のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相出力端子であって、モータ
１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子がそれぞれ接続され、更
に、主回路２Ａの３相出力端子には、補助回路２Ｂが接
続される。補助回路２Ｂは、主回路に用いられた緩衝用
コンデンサＣ１〜Ｃ６と共振回路を形成するための共振
用インダクタンスＬｒの両端に、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２
をＵ’相、Ｖ’相、Ｗ’相からなる３相ブリッジ構造に
接続したものであって、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１の
コレクタ端子側には、保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１
１が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と保護ダイオードのアノ
ード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続され
る。同様に、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２のエミッタ
端子側には、保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がＩ
ＧＢＴのエミッタ端子と保護ダイオードのカソード端子
とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。なお、
ここでは、単方向スイッチング素子と保護ダイオードと
の直列回路を補助スイッチング素子と定義する。

【００１８】また、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１は保護
ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１がコレクタ端子側に接続
され、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２は保護ダイオード
Ｄ８、Ｄ１０、Ｄ１２がエミッタ端子側に接続されると
説明したが、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１が保護ダイオ
ードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１をエミッタ端子側に接続し、Ｉ
ＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２が保護ダイオードＤ８、Ｄ
１０、Ｄ１２をコレクタ端子側に接続しても良い。ま
た、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２の全てのＩＧＢＴがコレクタ
端子側に保護ダイオードを接続しても良いし、逆に全て
のＩＧＢＴがエミッタ端子側に保護ダイオードを接続し
ても良く、保護ダイオードによりＩＧＢＴを含む補助ス
イッチング素子にかかる電圧からＩＧＢＴが保護されれ
ば良い。

【００１９】更に、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴを
用いたような場合も同様で、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端
子に保護ダイオードのアノード端子、またはＭＯＳＦＥ
Ｔのソース端子に保護ダイオードのカソード端子を接続
するどちらかの直列接続により、保護ダイオードにより
ＭＯＳＦＥＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧
からＭＯＳＦＥＴが保護されれば良い。また、単方向ス
イッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた場合、補助
スイッチング素子に保護ダイオードは必要ない。なお、
単方向スイッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた場
合の回路図は詳細を後述する。

【００２０】また、主回路２Ａの３相出力端子と補助回
路２Ｂとの接続は、３相出力端子のＵ相の端子と、補助
回路２ＢのＵ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ７を含む補
助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ８を含む補助スイッチ
ング素子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子の
Ｖ相の端子と、補助回路２ＢのＶ’相の接続点となるＩ
ＧＢＴＱ９を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１
０を含む補助スイッチング素子の接続点、更に３相出力
端子のＷ相の端子と、補助回路２ＢのＷ’相の接続点と
なるＩＧＢＴＱ１１を含む補助スイッチング素子とＩＧ
ＢＴＱ１２を含む補助スイッチング素子の接続点とを、
それぞれ接続する。

【００２１】具体的には、図１の回路構成では、３相出
力端子のＵ相の端子と、ＩＧＢＴＱ７のエミッタ端子と
ＩＧＢＴＱ８のコレクタ端子の接続点とを接続し、同様
に、３相出力端子のＶ相の端子と、ＩＧＢＴＱ９のエミ
ッタ端子とＩＧＢＴＱ１０のコレクタ端子の接続点、更
に３相出力端子のＷ相の端子と、ＩＧＢＴＱ１１のエミ
ッタ端子とＩＧＢＴＱ１２のコレクタ端子の接続点と
を、それぞれ接続する。なお、前述のように補助スイッ
チング素子を構成するＩＧＢＴと保護ダイオードの接続
が入れ替わる時には、適宜接続される端子名を読み替え
るものとする。

【００２２】次に、図面を用いて本実施の形態のインバ
ータ回路の動作を説明する。回路の動作を説明するにあ
たっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流、
各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記を先に定義す
る。まず、各部分の電圧や電流について、 （１）ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１、緩衝用コン
デンサＣ１の並列回路の両端に加わるＱ１のコレクタ側
を正方向とする電圧をＶ１、また、Ｑ１、Ｄ１、Ｃ１の
並列回路から負荷（モータ１）へ向かう方向を正方向と
する電流をＩｓ１同様に、 （２）Ｑ３、Ｄ３、Ｃ３の並列回路の両端に加わるＱ３
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ３、また、Ｑ３、
Ｄ３、Ｃ３の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向と
する電流をＩｓ３ （３）Ｑ５、Ｄ５、Ｃ５の並列回路の両端に加わるＱ５
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ５、また、Ｑ５、
Ｄ５、Ｃ５の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向と
する電流をＩｓ５と定義する。

【００２３】また、上記（１）〜（３）とは電流の正負
の方向定義が逆となる （４）ＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２、緩衝用コン
デンサＣ２の並列回路の両端に加わるＱ２のコレクタ側
を正方向とする電圧をＶ２、また、負荷からＱ２、Ｄ
２、Ｃ２の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流を
Ｉｓ２同様に、 （５）Ｑ４、Ｄ４、Ｃ４の並列回路の両端に加わるＱ４
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ４、また、負荷か
らＱ４、Ｄ４、Ｃ４の並列回路へ向かう方向を正方向と
する電流をＩｓ４ （６）Ｑ６、Ｄ６、Ｃ６の並列回路の両端に加わるＱ６
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ６、また、負荷か
らＱ６、Ｄ６、Ｃ６の並列回路へ向かう方向を正方向と
する電流をＩｓ６と定義する。更に、負荷のみに流れる
３相の電流を、負荷へ流れ込む方向を正方向として、そ
れぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと定義する。

【００２４】また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ１２のＯＮ／ＯＦ
Ｆの定義については、主回路２ＡのＵ相の上段側のＩＧ
ＢＴＱ１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＦＦの状態
を”１”、Ｕ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＦＦで下段
側のＩＧＢＴＱ２がＯＮの状態を”０”と表し、同様に
Ｖ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＮで下段側のＩＧＢＴ
Ｑ４がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ相の上段側のＩＧＢＴ
Ｑ３がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＮの状態を”
０”とする。Ｗ相も上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＮで下段
側のＩＧＢＴＱ６がＯＦＦの状態を”１”、Ｗ相の上段
側のＩＧＢＴＱ５がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯ
Ｎの状態を”０”とする。また、補助回路２ＢのＵ’相
の上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ８
がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ’相の下段側のＩＧＢＴＱ
８がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＦＦの状態を”
０”と表し、同様にＶ’相は上段側のＩＧＢＴＱ９がＯ
Ｎで下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＦＦの状態を”１”、
Ｖ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＮで上段側のＩＧ
ＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。Ｗ’相も上
段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１２
のＯＦＦの状態を”１”、Ｗ’相の下段側のＩＧＢＴＱ
１２がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態
を”０”とする。従って、例えば（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝
（１、０、０）と表した場合、ＩＧＢＴＱ１がＯＮ、Ｉ
ＧＢＴＱ２がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ３がＯＦＦ、ＩＧＢＴ
Ｑ４がＯＮ、ＩＧＢＴＱ５がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ６がＯ
Ｎの状態を示す。

【００２５】なお、図１の部品配置において、上側に配
置されるＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１
１を”Ｈ”側のスイッチング素子、下側に配置されるＩ
ＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２を”
Ｌ”側のスイッチング素子とする。また、Ｈ側とＬ側の
両方のＩＧＢＴがＯＦＦしている状態は、”０”、”
１”では表せないので、図６の波形図では、”０”と”
１”の中点を記載し、注釈として”Ｈ、Ｌ同時ＯＦＦ”
と記載する。

【００２６】更に、図２から図５に示した（ａ）モード
１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作は、本実
施の形態のインバータ回路の制御モードを説明する一例
として、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、
０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を、それぞ
れ、 （ａ）モード１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定
常モード （ｂ）モード２：（１、０、０）から（０、０、１）へ
の過渡状態で初期電流蓄積モード （ｃ）モード３：（１、０、０）から（０、０、１）へ
の過渡状態で共振モード （ｄ）モード４：（１、０、０）から（０、０、１）へ
の過渡状態で回生モード （ｅ）モード５：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定
常モード （ｆ）モード６：（０、０、１）から（１、１、０）へ
の過渡状態で初期電流蓄積モード（その１） （ｇ）モード７：（０、０、１）から（１、１、０）へ
の過渡状態で初期電流蓄積モード（その２） （ｈ）モード８：（０、０、１）から（１、１、０）へ
の過渡状態で共振モード （ｉ）モード９：（０、０、１）から（１、１、０）へ
の過渡状態で回生モード（その１） （ｊ）モード１０：（０、０、１）から（１、１、０）
への過渡状態で回生モード（その２） （ｋ）モード１１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の
定常モード のように定義して説明する。なお、上記以外の制御の場
合も、回路の動作は同様である。また、図６の波形図で
は、最下段に示したモード番号が上記のモード番号に対
応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信
号波形を示す。

【００２７】次に、上記で定義した各部分の電圧と電
流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記に基づい
て、本実施の形態のインバータ回路の動作を説明する。
まず、（ａ）モード１では、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、
０、０）の定常状態であるから、直流電源３からＩＧＢ
ＴＱ１を経てモータ１のＵ相端子に向けて流れた電流
は、モータ１のＶ相端子とＷ相端子から、それぞれＩＧ
ＢＴＱ４とＱ６を流れて直流電源３へ戻る。また、モー
ド１の定常状態では、補助回路２ＢのＨ側スイッチング
素子のＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２がＯＮ状態で、Ｌ側
スイッチング素子のＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１がＯ
ＦＦ状態であるが、共振用インダクタンスＬｒにエネル
ギーの蓄積がないので、共振用インダクタンスＬｒには
電流は流れていない。次に、モード１の状態において、
補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ８とＱ１１をターンＯＮ、Ｉ
ＧＢＴＱ７、Ｑ１２をターンＯＦＦして、（ｂ）モード
２の状態へ移行すると、ＩＧＢＴＱ１からモータ１のＵ
相端子へ流れる電流の一部が共振用インダクタンスＬｒ
を流れ、ＩＧＢＴＱ４とＱ６を介して直流電源３へ戻
り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流
とするエネルギーを蓄積するようになる。

【００２８】電流ＩＬｒが十分蓄積され、電流ＩＬｒ
が、モータ１に流れる負荷電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいず
れかと同じくらいの電流量（電流は流れる方向により正
負の区別があるので、絶対値で比較する）になったら、
ここでＩＧＢＴＱ１、Ｑ６をターンＯＦＦして、（ｃ）
モード３の共振モードへ移行する。このとき、今までＩ
ＧＢＴＱ１とＱ６がＯＮ状態にあり、電圧が加わってい
なかった緩衝用コンデンサＣ１とＣ６の両端電圧Ｖ１と
Ｖ６は上昇し、コンデンサの充電が始まる。しかし、緩
衝用コンデンサＣ１とＣ６の両端電圧Ｖ１とＶ６は、コ
ンデンサが与える時定数のため急速には上昇できず、Ｉ
ＧＢＴＱ１とＱ６は、緩衝用コンデンサＣ１とＣ６の両
端電圧、すなわちＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１と
Ｖ６が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとな
る。図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶
対値が電流ＩＬｒと同じくらいになっているあたりで、
主回路のスイッチ状態が変化している。（電流ＩＬｒの
点線は、絶対値を負荷電流Ｉｖ、Ｉｗと比較しているこ
とを表す。）また、ＩＧＢＴＱ１とＱ６のＺＶＳをＡ点
とＢ点で示す。

【００２９】また、モード３の共振モードでは、緩衝用
コンデンサＣ１とＣ６の充電と共に、今まで電源電圧Ｖ
Ｂに近い電圧が加わっていた緩衝用コンデンサＣ２、Ｃ
５の両端電圧Ｖ２、Ｖ５は、緩衝用コンデンサＣ１とＣ
６が接続されることにより緩衝用コンデンサＣ２とＣ５
の放電が始まり、従って降下する。これらの緩衝用コン
デンサＣ１とＣ６の充電電流とＣ２とＣ５の放電電流
は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて
回路内を循環する。更に、この共振モードを続けると、
共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーによ
り更に共振電流が流れて、緩衝用コンデンサＣ２とＣ５
の両端電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”となった時点で、共振
用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流
ダイオードＤ２とＤ５を介して流れるようになる。

【００３０】ここで、転流ダイオードＤ２とＤ５に並列
に接続されたＩＧＢＴＱ２とＱ５をターンＯＮして
（ｄ）モード４の回生モードへ移行する。このとき、Ｉ
ＧＢＴＱ２とＱ５は、緩衝用コンデンサＣ２とＣ５の両
端電圧、すなわちＩＧＢＴＱ２とＱ５の両端電圧Ｖ２と
Ｖ５が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとな
り、また転流ダイオードＤ２とＤ５へ全ての電流が流れ
ていて、ＩＧＢＴＱ２とＱ５には電流が流れていないた
め、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとな
る。図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ２とＱ５のＺＶＳ、
ＺＣＳをＣ点とＤ点で示す。

【００３１】また、モード４の回生モードでは、モータ
１の回生エネルギーと共振用インダクタンスＬｒに蓄積
されたエネルギーとで、モータ１のＷ相端子からＩＧＢ
ＴＱ５を介して直流電源３のプラス側へ流れる回生電流
と、モータ１のＶ相端子からＩＧＢＴＱ４を介して直流
電源３のマイナス側へ流れる回生電流、ＩＧＢＴＱ２を
流れてモータ１のＵ相端子へ流れる回生電流、更にはＩ
ＧＢＴＱ８、共振用インダクタンスＬｒ、ＩＧＢＴＱ１
１と流れる電流が発生する。しかし、共振用インダクタ
ンスＬｒには直流電源３の電源電圧が逆電圧として電流
ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒ
は次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると
保護ダイオードＤ８、Ｄ１１により直流電源３の電源電
圧によるＩＧＢＴＱ８とＱ１１へのエミッタ側に流れよ
うとする電流は阻止され、（ｅ）モード５の定常モード
へ移行する。

【００３２】モード５は（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、
１）の定常モードであって、次に、ここから（Ｕ、Ｖ、
Ｗ）＝（１、１、０）の定常モードへ移行する場合を説
明する。まず、モード５の定常モードにおいて、補助回
路２ＢのＩＧＢＴＱ７とＱ９とＱ１２をターンＯＮ、Ｉ
ＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１をターンＯＦＦして、
（ｆ）モード６の初期電流蓄積モード（その１）の状態
へ移行すると、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を
流れていたモータ１の回生電流の一部が共振用インダク
タンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介してモータ
１、あるいは直流電源３へ戻り、共振用インダクタンス
Ｌｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積す
るようになる。

【００３３】この状態で、電流ＩＬｒが、負荷電流Ｉ
ｕ、またはＩｗを越える電流量になると、（ｇ）モード
７の初期電流蓄積モード（その２）へ移行し、転流ダイ
オードＤ２、Ｄ５を流れていた電流がなくなり、ＩＧＢ
ＴＱ２とＱ５に正方向の電流が流れるようになる。ここ
で、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５をターンＯＦＦすると、
上述のモード３で説明したのと同様に、緩衝用コンデン
サＣ１、Ｃ３、Ｃ６に放電電流が、Ｃ２、Ｃ４、Ｃ５に
充電電流が、共振用インダクタンスＬｒの共振電流とし
て流れ、（ｈ）モード８の共振モードとなる。なお、モ
ード３でのＩＧＢＴＱ１、Ｑ６と同様に、ＩＧＢＴＱ
２、Ｑ４、Ｑ５は、緩衝用コンデンサＣ２、Ｃ４、Ｃ５
の両端電圧、すなわちＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端
電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦ
されるＺＶＳとなる。図６の波形図では、電流ＩＬｒが
負荷電流Ｉｕ、またはＩｗの絶対値を越えるあたりで、
主回路のスイッチ状態が変化している。また、ＩＧＢＴ
Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のＺＶＳをＥ点とＦ点とＧ点で示す。

【００３４】更に、この共振モードを続けると、モード
４と同様に、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエ
ネルギーにより更に共振電流が流れて、緩衝用コンデン
サＣ１、Ｃ３、Ｃ６の両端電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ６が”ゼ
ロ”となった時点で、共振用インダクタンスＬｒに蓄積
されたエネルギーは、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６
を介して流れるようになる。ここで、転流ダイオードＤ
１、Ｄ３、Ｄ６に並列に接続されたＩＧＢＴＱ１、Ｑ
３、Ｑ６をターンＯＮして（ｉ）モード９の回生モード
（その１）へ移行する。このとき、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ
３、Ｑ６は、緩衝用コンデンサＣ１、Ｃ３、Ｃ６の両端
電圧、すなわちＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６の両端電圧Ｖ
１、Ｖ３、Ｖ６が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺ
ＶＳとなり、また転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６へ全
ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６には
電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターン
ＯＮされるＺＣＳとなる。図６の波形図では、ＩＧＢＴ
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ６のＺＶＳ、ＺＣＳをＨ点とＩ点とＪ点
で示す。

【００３５】また、この状態を続けると、共振用インダ
クタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより流れていた
転流ダイオードＤ１とＤ６の電流が流れなくなり、ＩＧ
ＢＴＱ１とＱ６に正方向にモータ１の回生電流が流れる
（ｊ）モード１０の回生モード（その２）へ移行する。
更に、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源
電圧が逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加
されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電
流ＩＬｒがゼロになると、直流電源３の電源電圧による
ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタ側へ流れようと
する電流は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１２により阻
止され、（ｋ）モード１１の定常モードへ移行する。

【００３６】以上、本実施の形態のインバータ回路にお
いて、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）
モード１１までの、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−
＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を
説明したが、インバータ回路に空間ベクトルＰＷＭ（Pu
lse Width Modulation）制御を行うにあたり、他の制御
ベクトル間の遷移におけるインバータ回路の動作も、上
述の（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、
１）−＞（１、１、０）と制御する場合と同様であるの
で、ここでは説明を省略する。

【００３７】また、図７には、本発明の実施の形態のイ
ンバータ回路であって、補助回路２Ｂの補助スイッチン
グ素子に、逆阻止サイリスタＴ１〜Ｔ６を用いた場合の
回路図を示す。図７の回路は、原理的動作は図１に示し
た回路と同じであるが、補助スイッチング素子のＯＮ／
ＯＦＦ制御において、上述したＩＧＢＴの制御端子が電
圧制御であるのに対して、逆阻止サイリスタＴ１〜Ｔ６
の制御端子は電流制御であることが異なる。図７の回路
は、サイリスタの特性上、大きな電流の制御が可能であ
る。

【００３８】

【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、従来のソ
フトスイッチングインバータの６個の緩衝用コンデンサ
の充放電を、該緩衝用コンデンサと共振回路を形成する
１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタ
ンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブ
リッジ回路とで制御することにより、従来各相に１個、
全体で３個必要であったインダクタンスを、インバータ
回路全体で１個に削減し、重量、及び容積における軽量
化、及び小型化と、インバータ回路の損失の発生を押さ
えたソフトスイッチングが可能な共振形のインバータ回
路を実現できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態のインバータ回路を示す
回路図である。

【図２】 同実施の形態のインバータ回路の各モード毎
の動作を示す図である。

【図３】 同実施の形態のインバータ回路の各モード毎
の動作を示す図である。

【図４】 同実施の形態のインバータ回路の各モード毎
の動作を示す図である。

【図５】 同実施の形態のインバータ回路の各モード毎
の動作を示す図である。

【図６】 同実施の形態のインバータ回路のモード毎に
変化する各部分の波形を示す波形図である。

【図７】 本発明の実施の形態のインバータ回路であっ
て、補助スイッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた
場合の回路図である。

【図８】 従来例のインバータ回路を示す回路図であ
る。

【図９】 従来例のインバータ回路を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１ モータ ２Ａ 主回路 ２Ｂ 補助回路 ３ 直流電源（ＶＢ） Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴ Ｄ１〜Ｄ６ 転流ダイオード Ｃ１〜Ｃ６ 緩衝用コンデンサ Ｃ９ 平滑コンデンサ Ｑ７〜Ｑ１２ ＩＧＢＴ Ｄ７〜Ｄ１２ 保護ダイオード Ｌｒ 共振用インダクタンス Ｔ１〜Ｔ６ 逆阻止サイリスタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相ブリッジ接続された６個の主スイッ
   チング素子と、 スイッチング制御により導通または遮断される前記主ス
   イッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された
   ６個の転流ダイオード、及び６個の緩衝用コンデンサ
   と、 から構成され、 電源の両端に２個ずつ直列に接続された、３相ブリッジ
   の各相を構成する３組の前記主スイッチング素子同士の
   各接続点を、負荷を接続するための３相出力端子とする
   インバータ回路において、 ３相ブリッジ接続した３組の補助スイッチング素子同士
   の各接続点を、前記３相出力端子にそれぞれ接続する、
   単一方向に電流を通過させる６個の前記補助スイッチン
   グ素子からなるブリッジ回路と、 前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の
   接続点の反対側に接続された共振用のインダクタンス
   と、 を設け、 前記緩衝用コンデンサと前記インダクタンスとが共振回
   路を形成することを特徴とする共振形インバータ回路。
2. 【請求項２】 前記補助スイッチング素子同士の各接続
   点に接続される一方の前記補助スイッチング素子は、 該接続点に電流を流し入れる方向にのみ導通する単方向
   スイッチング素子を含み、 前記補助スイッチング素子同士の各接続点に接続される
   もう一方の前記補助スイッチング素子は、 該接続点から電流を流し出す方向にのみ導通する単方向
   スイッチング素子を含むことを特徴とする請求項１に記
   載の共振形インバータ回路。
3. 【請求項３】 前記単方向スイッチング素子は、 順方向、及び逆方向とも、電源電圧以上の耐電圧を持つ
   素子であることを特徴とする請求項２に記載の共振形イ
   ンバータ回路。
4. 【請求項４】 前記単方向スイッチング素子はＩＧＢＴ
   （絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）とし、 前記補助スイッチング素子は、 前記ＩＧＢＴと、 前記ＩＧＢＴのコレクタ端子にアノード端子を接続され
   たダイオード、または、前記ＩＧＢＴのエミッタ端子に
   カソード端子を接続されたダイオードのいずれかのダイ
   オードと、 から構成されることを特徴とする請求項２、または請求
   項３に記載の共振形インバータ回路。
5. 【請求項５】 前記単方向スイッチング素子はＭＯＳＦ
   ＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ）とし、 前記補助スイッチング素子は、 前記ＭＯＳＦＥＴと、 前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子にアノード端子を接続
   されたダイオード、または、前記ＭＯＳＦＥＴのソース
   端子にカソード端子を接続されたダイオードのいずれか
   のダイオードと、 から構成されることを特徴とする請求項２、または請求
   項３に記載の共振形インバータ回路。
6. 【請求項６】 前記単方向スイッチング素子が逆阻止サ
   イリスタであることを特徴とする請求項２、または請求
   項３に記載の共振形インバータ回路。