JP2002291258A - Inverter device - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inverter which has a simple and low cost composition, and an output-current limitation means in which the high-speed operation is possible. SOLUTION: The output-current limiter circuit 75 is added between a terminal 50 to which a voltage Vi is input in proportion to an output current Io and an inverting amplifier circuit 64 of an error amplifier circuit 65. When the voltage Vi becomes over the positive specified value, the current is made to flow into the error amplifier circuit 65 from the input port 50 through a diode 76, a zener diode 80, a diode 79, a resistor 81, and the error amplification voltage VTH limited. when the voltage Vi becomes over the negative specified value, the current is made to flow out from the error amplifier circuit of 65 to the input port 50 through the resistor 81, a diode 77, the zener diode 80, a diode 78, and the error amplification voltage VTH is limited. By a clamp circuit 72, the control system in the current limit operation is stabilized.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、出力電流の制限機
能を備えたインバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device having an output current limiting function.

【０００２】[0002]

【発明が解決しようとする課題】インバータ装置は、交
流モータの駆動装置、無停電電源装置、携帯用交流電源
装置などに用いられている。このうちイベントなどで使
用される携帯用交流電源装置にあっては、近年、大容量
化とともにその交流出力電圧の高品質化の要求が高まっ
ており、また、携帯用という性質上小型で低コストのも
のが要求されている。The inverter device is used for a drive device of an AC motor, an uninterruptible power supply device, a portable AC power supply device, and the like. Of these, portable AC power supplies used for events and the like have recently been required to have high capacity and high quality AC output voltage as well as large capacity. Are required.

【０００３】図８には、従来の携帯用交流電源装置の概
略的な電気的構成が示されている。この図８において、
携帯用交流電源装置２０１は、エンジン駆動式の交流発
電機２０２とインバータユニット２０３とから構成され
ており、インバータユニット２０３の出力端子２０３
ａ、２０３ｂから正弦波交流電圧を出力するようになっ
ている。インバータユニット２０３は、交流発電機２０
２から出力される三相交流電圧を整流する整流回路２０
４、平滑用のコンデンサ２０５、単相フルブリッジ型の
インバータ回路２０６、ＬＣ型のフィルタ回路２０７、
制御回路２０８、駆動回路２０９、および交流出力電流
Ｉｏを検出する変流器２１０から構成されている。FIG. 8 shows a schematic electrical configuration of a conventional portable AC power supply. In FIG. 8,
The portable AC power supply 201 includes an engine-driven AC generator 202 and an inverter unit 203, and an output terminal 203 of the inverter unit 203.
a and 203b output a sine wave AC voltage. The inverter unit 203 includes the AC generator 20
Rectifier circuit 20 for rectifying the three-phase AC voltage output from
4. smoothing capacitor 205, single-phase full-bridge type inverter circuit 206, LC-type filter circuit 207,
It comprises a control circuit 208, a drive circuit 209, and a current transformer 210 for detecting an AC output current Io.

【０００４】制御回路２０８は、直流電圧ＶDCを検出し
それに応じた検出直流電圧Ｖdcを出力する直流電圧検出
回路２１１、マイクロコンピュータ２１２（以下、マイ
コン２１２と称す）、駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するＰ
ＷＭ回路２１３、出力電圧Ｖｏを検出しそれに応じた検
出出力電圧Ｖdet を出力する出力電圧検出回路２１４、
および変流器２１０により検出される出力電流Ｉｏに応
じた電圧Ｖｉ（出力電流Ｉｏと逆相）を出力する出力電
流検出回路２１５から構成されている。A control circuit 208 detects a DC voltage VDC and outputs a detected DC voltage Vdc according to the detected DC voltage VDC, a microcomputer 212 (hereinafter, referred to as a microcomputer 212), and generates drive signals G1 to G4. P
A WM circuit 213, an output voltage detection circuit 214 for detecting the output voltage Vo and outputting a detection output voltage Vdet corresponding thereto;
And an output current detection circuit 215 that outputs a voltage Vi (in reverse phase with the output current Io) according to the output current Io detected by the current transformer 210.

【０００５】この構成において、制御回路２０８は、図
示しないエンジンが所定回転数を維持するように交流発
電機２０２を制御するとともに、出力電圧Ｖｏについて
フィードバック制御を行い、出力端子２０３ａ、２０３
ｂから定格周波数、定格電圧を有する正弦波交流電圧を
出力するようにＰＷＭ制御を行う。In this configuration, the control circuit 208 controls the AC generator 202 so that an engine (not shown) maintains a predetermined number of revolutions, performs feedback control on the output voltage Vo, and outputs signals 203a and 203
PWM control is performed so as to output a sine wave AC voltage having a rated frequency and a rated voltage from b.

【０００６】図９は、上記ＰＷＭ回路２１３の電気的構
成を示している。この図９において、ＰＷＭ回路２１３
は、マイコン２１２から与えられる正弦波基準電圧Ｖsi
n と出力電圧検出回路２１４から与えられる検出出力電
圧Ｖdet との電圧偏差を演算して増幅する誤差増幅回路
２１６、三角波電圧ＶSAW を生成する三角波発生回路２
１７、誤差増幅回路２１６から出力される誤差増幅電圧
ＶTHと三角波電圧ＶSAW とを比較する比較回路２１８、
その比較信号に基づいて矩形波状の駆動信号Ｇ１〜Ｇ４
を生成する出力回路２１９、および出力電流制限回路２
２０から構成されている。ここで、正弦波基準電圧Ｖsi
n と誤差増幅電圧ＶTHとは出力電圧Ｖｏと同相で、検出
出力電圧Ｖdet は出力電圧Ｖｏと逆相である。FIG. 9 shows an electrical configuration of the PWM circuit 213. In FIG. 9, the PWM circuit 213
Is a sine wave reference voltage Vsi provided from the microcomputer 212.
n and an error amplifier circuit 216 for calculating and amplifying a voltage deviation between the detected output voltage Vdet supplied from the output voltage detection circuit 214 and a triangular wave generating circuit 2 for generating a triangular wave voltage VSAW.
17, a comparison circuit 218 for comparing the error amplification voltage VTH output from the error amplification circuit 216 with the triangular wave voltage VSAW,
Based on the comparison signal, rectangular wave-like drive signals G1 to G4
Circuit 219 for generating the current and output current limiting circuit 2
20. Here, the sine wave reference voltage Vsi
n and the error amplification voltage VTH have the same phase as the output voltage Vo, and the detected output voltage Vdet has the opposite phase to the output voltage Vo.

【０００７】誤差増幅回路２１６は、減算回路を構成す
るオペアンプ２２１と反転増幅回路を構成するオペアン
プ２２２とから構成されている。従来、こうした構成を
持つ誤差増幅回路２１６に対しては、図９に示すような
オペアンプを用いた出力電流制限回路２２０が用いられ
てきた。この出力電流制限回路２２０は、出力電流Ｉｏ
に応じた電圧Ｖｉが正の場合（出力電流Ｉｏが負の場
合）において出力電流Ｉｏをしきい値以下に制限する制
限回路２２３と、電圧Ｖｉが負の場合（出力電流Ｉｏが
正の場合）において出力電流Ｉｏをしきい値以下に制限
する制限回路２２４と、検出直流電圧Ｖdcが低下した場
合に上記反転増幅回路２２３、２２４における電流制限
のしきい値を低下させるしきい値設定回路２２５とから
構成されている。直流電圧ＶDCが低下した時（つまりエ
ンジンの回転数が低下した時）にしきい値を低下させる
のは、出力電流Ｉｏを制限して出力電圧Ｖｏを極力定格
電圧に維持するためである。[0007] The error amplifier circuit 216 is composed of an operational amplifier 221 constituting a subtraction circuit and an operational amplifier 222 constituting an inverting amplifier circuit. Conventionally, an output current limiting circuit 220 using an operational amplifier as shown in FIG. 9 has been used for the error amplifier circuit 216 having such a configuration. The output current limiting circuit 220 outputs the output current Io
When the voltage Vi is positive (when the output current Io is negative), the limiting circuit 223 that limits the output current Io to a threshold value or less, and when the voltage Vi is negative (when the output current Io is positive) A limiting circuit 224 for limiting the output current Io to a value equal to or less than a threshold value, and a threshold value setting circuit 225 for reducing the threshold value of the current limitation in the inverting amplifier circuits 223 and 224 when the detected DC voltage Vdc decreases. It is composed of The reason why the threshold value is reduced when the DC voltage VDC decreases (that is, when the engine speed decreases) is to maintain the output voltage Vo at the rated voltage as much as possible by limiting the output current Io.

【０００８】制限回路２２３は、反転増幅回路を構成す
るオペアンプ２２６の出力端子に図示極性のダイオード
２２７を接続して構成されている。抵抗２２８、２２９
の抵抗値は等しく設定されており、電圧Ｖｉが５Ｖ以上
になるとダイオード２２７が通電状態となって、オペア
ンプ２２２による反転増幅回路から電流を引き抜いてそ
の増幅率を低下させる。同様に、制限回路２２４は、反
転増幅回路を構成するオペアンプ２３０の出力端子に図
示極性のダイオード２３１を接続して構成されている。
抵抗２３２、２３３の抵抗値は等しく設定されており、
電圧Ｖｉが−５Ｖ以下になるとダイオード２３１が通電
状態となって、オペアンプ２２２による反転増幅回路に
電流を引き込ませその増幅率を低下させる。The limiting circuit 223 is configured by connecting a diode 227 having the illustrated polarity to an output terminal of an operational amplifier 226 constituting an inverting amplifier circuit. Resistance 228, 229
Are set equal to each other, and when the voltage Vi becomes 5 V or more, the diode 227 is turned on to draw current from the inverting amplifier circuit by the operational amplifier 222 to reduce the amplification factor. Similarly, the limiting circuit 224 is configured by connecting a diode 231 having the illustrated polarity to an output terminal of an operational amplifier 230 included in the inverting amplifier circuit.
The resistance values of the resistors 232 and 233 are set equal,
When the voltage Vi becomes −5 V or less, the diode 231 is turned on to draw a current into the inverting amplifier circuit of the operational amplifier 222 and reduce the amplification factor.

【０００９】また、しきい値設定回路２２５は、所謂理
想ダイオード回路として知られているものである。抵抗
２３４、２３５の抵抗値が等しく設定されている場合、
オペアンプ２３６、２３７の出力電圧は、検出直流電圧
Ｖdcが５Ｖ以上の場合にあっては０Ｖとなり、検出直流
電圧Ｖdcが５Ｖ未満の場合にあっては５Ｖとの差電圧に
比例した正の電圧、負の電圧になる。The threshold value setting circuit 225 is known as a so-called ideal diode circuit. When the resistance values of the resistors 234 and 235 are set equal,
The output voltage of the operational amplifiers 236 and 237 is 0 V when the detected DC voltage Vdc is 5 V or more, and is a positive voltage proportional to the difference voltage from 5 V when the detected DC voltage Vdc is less than 5 V. Becomes a negative voltage.

【００１０】しかしながら、こうした構成の出力電流制
限回路２２０は、オペアンプや抵抗など構成部品数が多
くなり、小型化や低コスト化を図る上で不利となる。ま
た、インバータ回路２０６を構成するスイッチング素子
（図示せず）や携帯用交流電源装置２０１の負荷（図示
せず）を、負荷短絡などに起因して流れる急峻な立ち上
がりを持つ過電流から保護するためには、出力電流制限
回路２２０に高速動作が要求される。このため、オペア
ンプ２２６、２３０にはコストの高い高スルーレートの
ものが必要となり、一層のコスト高を招くこととなる。However, the output current limiting circuit 220 having such a configuration requires a large number of components such as an operational amplifier and a resistor, which is disadvantageous in reducing the size and cost. Further, to protect a switching element (not shown) constituting the inverter circuit 206 and a load (not shown) of the portable AC power supply 201 from an overcurrent having a steep rising caused by a load short circuit or the like. Requires the output current limiting circuit 220 to operate at high speed. Therefore, the operational amplifiers 226 and 230 need to have a high cost and a high slew rate, so that the cost is further increased.

【００１１】さらに、一般にオペアンプ２２６、２３０
に高スルーレートのものを採用すると、電流フィードバ
ック系において発振し易くなる。このため、図９に示す
ように、制限回路２２３、２２４の反転増幅回路にそれ
ぞれ抵抗２３８とコンデンサ２３９とからなる発振防止
回路、抵抗２４０とコンデンサ２４１とからなる発振防
止回路を付加しなければならない。その結果、出力電流
制限回路２２０の高域でのゲインが低下し、過渡的な過
電流に対する制限動作が遅れ、出力電流Ｉｏが一時的に
電流制限のしきい値を超えてしまう虞がある。このた
め、従来は、フィルタ回路２０７を構成するリアクトル
（図示せず）を大きく設定することにより上記過渡的な
電流を制限しており、このことも携帯用交流電源装置２
０１の大型化、コスト高の一つの原因となっていた。Further, generally, operational amplifiers 226 and 230
If a high slew rate is used, oscillation in the current feedback system becomes easy. Therefore, as shown in FIG. 9, an oscillation preventing circuit including a resistor 238 and a capacitor 239 and an oscillation preventing circuit including a resistor 240 and a capacitor 241 must be added to the inverting amplifier circuits of the limiting circuits 223 and 224, respectively. . As a result, the gain in the high range of the output current limiting circuit 220 is reduced, the limiting operation for the transient overcurrent is delayed, and the output current Io may temporarily exceed the current limiting threshold. For this reason, conventionally, the transient current has been limited by setting a reactor (not shown) constituting the filter circuit 207 to be large.
This has been one of the causes of the increase in size and cost.

【００１２】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、従来構成に比べ簡単で低コストの構成
を有し且つ高速動作が可能な出力電流制限手段を備えた
インバータ装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to provide an inverter device having an output current limiting means capable of operating at a high speed with a simple and low-cost configuration as compared with the conventional configuration. Is to do.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載したインバータ装置は、直流電圧を
出力する電源回路と、スイッチング素子を有し前記直流
電圧を入力として当該スイッチング素子の駆動状態に応
じた電圧を出力するインバータ回路と、このインバータ
回路の出力電圧を指令するための基準信号を生成する基
準信号生成回路と、前記インバータ回路の出力電圧に応
じた出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出手段と、
前記基準信号と前記出力電圧検出信号との偏差信号を出
力する誤差増幅回路と、前記偏差信号に基づいて前記ス
イッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成回路
とを備えたものであって、前記インバータ回路の出力電
流に応じた電流検出信号を出力する出力電流検出手段
と、前記電流検出信号が入力される入力端子、前記誤差
増幅回路に対し電流制限信号を出力する出力端子、およ
びこれら入力端子と出力端子との間に接続され一方向性
通電素子と定電圧素子との直列回路からなる互いに逆向
きの通電方向を有する第１および第２の通電回路から構
成される出力電流制限回路とを備えるとともに、前記誤
差増幅回路を、前記出力電流制限回路から入力される電
流制限信号に応じて前記偏差信号を制限するように構成
したことを特徴とする。According to an aspect of the present invention, there is provided an inverter apparatus comprising: a power supply circuit for outputting a DC voltage; and a switching element. An inverter circuit that outputs a voltage according to the driving state; a reference signal generation circuit that generates a reference signal for commanding an output voltage of the inverter circuit; and an output voltage detection signal that outputs an output voltage of the inverter circuit. Output voltage detecting means,
An error amplifier circuit that outputs a deviation signal between the reference signal and the output voltage detection signal, and a drive signal generation circuit that generates a drive signal for the switching element based on the deviation signal, Output current detection means for outputting a current detection signal corresponding to the output current of the inverter circuit, an input terminal to which the current detection signal is input, an output terminal for outputting a current limit signal to the error amplifier circuit, and these input terminals An output current limiting circuit, which is connected between the first and second conducting circuits connected in series between the unidirectional conducting element and the constant voltage element and having opposite conducting directions, and connected between the first and second conducting circuits. And the error amplifier circuit is configured to limit the deviation signal in accordance with a current limiting signal input from the output current limiting circuit. .

【００１４】この構成によれば、出力電流検出手段から
出力される電流検出信号は、インバータ回路の出力電流
に応じた電圧値を持つ信号となる。そして、上記電流検
出信号の電圧値が一方向性通電素子と定電圧素子との直
列回路の通電開始電圧以上である場合、その電圧極性に
応じて第１または第２の通電回路の何れか一方が通電状
態となり、出力電流制限回路は誤差増幅回路に対し電流
制限信号を出力する。誤差増幅回路は、この電流制限信
号に応じて偏差信号を制限するので、それに伴ってイン
バータ回路から出力される電圧が制限され、以てインバ
ータ回路から出力される電流が制限される。According to this configuration, the current detection signal output from the output current detection means is a signal having a voltage value corresponding to the output current of the inverter circuit. If the voltage value of the current detection signal is equal to or higher than the energization start voltage of the series circuit of the one-way energization element and the constant voltage element, one of the first and second energization circuits depends on the polarity of the voltage. Are turned on, and the output current limiting circuit outputs a current limiting signal to the error amplifier circuit. The error amplifying circuit limits the deviation signal in accordance with the current limiting signal. Accordingly, the voltage output from the inverter circuit is limited, thereby limiting the current output from the inverter circuit.

【００１５】ここで、出力電流制限回路は、一方向性通
電素子と定電圧素子との直列回路から構成されているの
で高速動作が可能であって、負荷短絡などに起因してイ
ンバータ回路に流れる急峻な立ち上がりを持つ過電流に
対しても直ちに偏差信号を制限することができる。従っ
て、例えばインバータ回路の出力側に接続されるフィル
タ手段に比較的小型のものを採用しつつ、出力電流の過
電流に対し確実な保護動作を行うことができる。また、
出力電流制限回路の構成は極めて簡単且つ低コストであ
る上、上述のようにフィルタ手段を比較的小型にできる
ため、インバータ装置全体としての小型化、低コスト化
が図られる。Here, since the output current limiting circuit is constituted by a series circuit of a unidirectional current-carrying element and a constant-voltage element, high-speed operation is possible, and the output current limiting circuit flows to the inverter circuit due to a load short circuit or the like. It is possible to immediately limit the deviation signal even for an overcurrent having a sharp rise. Therefore, for example, a relatively small filter means connected to the output side of the inverter circuit can be employed, and a reliable protection operation against an overcurrent of the output current can be performed. Also,
The configuration of the output current limiting circuit is extremely simple and low cost, and the filter means can be made relatively small as described above, so that the size and cost of the entire inverter device can be reduced.

【００１６】この場合、出力電流制限回路を、一方向性
通電素子からなるブリッジ回路として構成するととも
に、当該ブリッジ回路を整流回路として見た場合に直流
出力端子となる両端子間に定電圧素子を接続し、交流入
力端子となる両端子にそれぞれ入力端子と出力端子を接
続した回路形態とすることが好ましい（請求項２）。In this case, the output current limiting circuit is configured as a bridge circuit composed of a unidirectional current-carrying element, and a constant-voltage element is provided between both terminals serving as a DC output terminal when the bridge circuit is viewed as a rectifier circuit. It is preferable to adopt a circuit configuration in which an input terminal and an output terminal are connected to both terminals which are connected and serve as an AC input terminal.

【００１７】この構成によれば、出力電流制限回路の第
１（または第２）の通電回路は、その入力端子からブリ
ッジ回路の一方向性通電素子、定電圧素子、ブリッジ回
路の他の一方向性通電素子を介して出力端子に至る経路
により構成され、第２（または第１）の通電回路は、そ
の出力端子からブリッジ回路の一方向性通電素子、定電
圧素子、ブリッジ回路の他の一方向性通電素子を介して
入力端子に至る経路により構成される。According to this configuration, the first (or second) current-carrying circuit of the output current limiting circuit is connected to the one-way current-carrying element, the constant-voltage element, and the other direction of the bridge circuit from its input terminal. A second (or first) current-carrying circuit is configured by a path leading to an output terminal via the current-carrying element. It is composed of a path leading to an input terminal via a directional current-carrying element.

【００１８】さらに、誤差増幅回路を、偏差信号を生成
する偏差演算回路と、この偏差演算回路から出力される
偏差信号の大きさを制限する第１の制限回路と、その後
段に位置し電流制限信号に応じて前記偏差信号を制限す
る第２の制限回路とから構成すると良い（請求項３）。Further, the error amplifier circuit includes a deviation calculating circuit for generating a deviation signal, a first limiting circuit for limiting the magnitude of the deviation signal output from the deviation calculating circuit, and a current limiting circuit located at a subsequent stage. A second limiting circuit for limiting the deviation signal according to a signal may be used.

【００１９】本インバータ装置では、出力電圧のフィー
ドバック制御が行われているため、第２の制限回路が電
流制限信号に応じて偏差信号を制限すると、インバータ
回路の出力電圧が指令電圧よりも低下し、偏差演算回路
から出力される偏差信号が大きくなる。上記構成によれ
ば、偏差演算回路から出力される偏差信号は第１の制限
回路によって制限され、出力電圧のフィードバック制御
が無効化され、出力電流を制限するためのフィードバッ
ク制御のみが有効となる。従って、電流制限期間におい
て電圧フィードバック制御と電流フィードバック制御と
が干渉して系全体が不安定になることを防止できる。In the present inverter device, since the feedback control of the output voltage is performed, when the second limiting circuit limits the deviation signal according to the current limiting signal, the output voltage of the inverter circuit becomes lower than the command voltage. , The deviation signal output from the deviation calculation circuit increases. According to the above configuration, the deviation signal output from the deviation calculation circuit is limited by the first limiting circuit, the feedback control of the output voltage is invalidated, and only the feedback control for limiting the output current becomes valid. Therefore, it is possible to prevent the voltage feedback control and the current feedback control from interfering with each other during the current limiting period, thereby preventing the entire system from becoming unstable.

【００２０】以上の各場合において、電源回路を、エン
ジンにより駆動される交流発電機とこの交流発電機の交
流出力電圧を整流する整流手段とから構成し、前記エン
ジンの回転数に応じた回転数検出信号を出力する回転数
検出手段を備え、基準信号生成回路を、前記回転数検出
信号が低下した場合に、電流検出信号に応じて基準信号
の大きさを低下させるように構成することが好ましい
（請求項４）。In each of the above cases, the power supply circuit comprises an AC generator driven by the engine and rectifying means for rectifying the AC output voltage of the AC generator, and the number of rotations corresponding to the number of rotations of the engine is adjusted. It is preferable that a rotation speed detection unit that outputs a detection signal is provided, and the reference signal generation circuit be configured to reduce the magnitude of the reference signal in accordance with the current detection signal when the rotation speed detection signal decreases. (Claim 4).

【００２１】また、直流電圧に応じた直流電圧検出信号
を出力する直流電圧検出手段を備え、基準信号生成回路
を、前記直流電圧検出信号が低下した場合に、電流検出
信号に応じて基準信号の大きさを低下させるように構成
しても良い（請求項５）。Further, the apparatus further comprises a DC voltage detecting means for outputting a DC voltage detection signal corresponding to the DC voltage, wherein the reference signal generation circuit is adapted to detect the reference signal in response to the current detection signal when the DC voltage detection signal decreases. You may comprise so that a magnitude | size may be reduced (claim 5).

【００２２】これらの構成によれば、エンジンの回転数
が低下するなどして電源回路の直流電圧が低下すると、
インバータ回路の出力電流に応じてその出力電圧が下が
って出力電流が制限される。その結果、インバータ装置
の出力が制限され、直流電圧を維持しつつ極力運転を継
続することが可能となる。具体的には、出力電流が所定
の制限電流以下となるように、基準信号の大きさを電流
検出信号に応じて徐々に変更する手段、または、算出し
たインバータ回路の負荷抵抗値と所定の制限電流値との
積に基づいて基準信号を設定する手段などが好ましい。According to these configurations, when the DC voltage of the power supply circuit decreases due to a decrease in the engine speed or the like,
The output voltage is reduced according to the output current of the inverter circuit, and the output current is limited. As a result, the output of the inverter device is limited, and it becomes possible to continue the operation as much as possible while maintaining the DC voltage. Specifically, means for gradually changing the magnitude of the reference signal in accordance with the current detection signal so that the output current becomes equal to or less than the predetermined limit current, or the calculated load resistance value of the inverter circuit and the predetermined limit Means for setting the reference signal based on the product of the current value and the like are preferable.

【００２３】[0023]

【発明の実施の形態】以下、本発明のインバータ装置を
携帯用交流電源装置に適用した第１実施例について図１
ないし図４を参照しながら説明する。図２は、携帯用交
流電源装置の電気的構成を示している。この図２におい
て、携帯用交流電源装置１（インバータ装置に相当）
は、図示しないエンジンにより駆動される三相の交流発
電機２と、その後段に接続される単相のインバータユニ
ット３とから構成されている。FIG. 1 shows a first embodiment in which the inverter device of the present invention is applied to a portable AC power supply device.
This will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows an electrical configuration of the portable AC power supply. In FIG. 2, a portable AC power supply device 1 (corresponding to an inverter device)
Is composed of a three-phase AC generator 2 driven by an engine (not shown) and a single-phase inverter unit 3 connected to the subsequent stage.

【００２４】交流発電機２は、回転子と電機子（何れも
図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）供
給量を制御するためのステッピングモータ４を備えてい
る。電機子には、Ｙ結線された主巻線５ｕ、５ｖ、５ｗ
と補助巻線６（回転数検出手段に相当）とが巻装されて
おり、主巻線端子７ｕ、７ｖ、７ｗと補助巻線端子８
ａ、８ｂは、それぞれインバータユニット３の入力端子
９ｕ、９ｖ、９ｗと入力端子１０ａ、１０ｂに接続され
ている。The alternator 2 includes a stepping motor 4 for controlling the amount of fuel (gasoline) supplied to the engine, in addition to a rotor and an armature (neither is shown). The armature has Y-connected main windings 5u, 5v, 5w
And an auxiliary winding 6 (corresponding to a rotation speed detecting means) are wound around the main winding terminals 7u, 7v, 7w and an auxiliary winding terminal 8
a and 8b are connected to input terminals 9u, 9v and 9w and input terminals 10a and 10b of the inverter unit 3, respectively.

【００２５】一方、インバータユニット３は、以下のよ
うに構成されている。すなわち、入力端子９ｕ、９ｖ、
９ｗと直流電源線１１、１２との間には整流回路１３が
接続されている。直流電源線１１と１２との間には平滑
用のコンデンサ１４が接続され、直流電源線１１、１２
と出力端子１５、１６との間にはインバータ回路１７と
フィルタ回路１８とが縦続接続されている。出力端子１
５と１６との間には、図示しない負荷が接続されるよう
になっている。なお、上記交流発電機２と整流回路１３
とが、本発明における電源回路に相当する。On the other hand, the inverter unit 3 is configured as follows. That is, the input terminals 9u, 9v,
A rectifier circuit 13 is connected between 9w and the DC power supply lines 11 and 12. A smoothing capacitor 14 is connected between the DC power lines 11 and 12, and the DC power lines 11 and 12 are connected.
An inverter circuit 17 and a filter circuit 18 are connected in cascade between the output terminals 15 and 16. Output terminal 1
A load (not shown) is connected between 5 and 16. The AC generator 2 and the rectifier circuit 13
Correspond to the power supply circuit in the present invention.

【００２６】整流回路１３は、サイリスタ１９〜２１と
ダイオード２２〜２４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、インバータ回路１
７は、ＩＧＢＴ２５〜２８（スイッチング素子に相当）
と還流ダイオード２９〜３２とがいわゆるフルブリッジ
の形態に接続された構成を備えている。The rectifier circuit 13 has a configuration in which thyristors 19 to 21 and diodes 22 to 24 are connected in the form of a so-called three-phase mixed bridge.
7 is an IGBT 25 to 28 (corresponding to a switching element)
And the reflux diodes 29 to 32 are connected in a so-called full bridge form.

【００２７】フィルタ回路１８は、インバータ回路１７
の出力端子３３とインバータユニット３の出力端子１５
との間に介在するリアクトル３５と、インバータユニッ
ト３の出力端子１５と１６との間に接続されたコンデン
サ３６とから構成されている。インバータ回路１７の出
力端子３４は、インバータユニット３の出力端子１６に
直接接続されており、その出力端子３４からフィルタ回
路１８に至る電流経路には出力電流Ｉｏを検出するため
の変流器３７が設けられている。この変流器３７は、ホ
ールＣＴから構成されている。The filter circuit 18 includes an inverter circuit 17
Output terminal 33 and output terminal 15 of inverter unit 3
And a capacitor 36 connected between the output terminals 15 and 16 of the inverter unit 3. The output terminal 34 of the inverter circuit 17 is directly connected to the output terminal 16 of the inverter unit 3, and a current transformer 37 for detecting the output current Io is provided in a current path from the output terminal 34 to the filter circuit 18. Is provided. This current transformer 37 is constituted by a hall CT.

【００２８】さらに、インバータユニット３は、制御電
源回路３８、制御回路３９および駆動回路４０を備えて
いる。このうち制御電源回路３８は、入力端子１０ａ、
１０ｂを介して補助巻線６に誘起される交流電圧を入力
し、それを整流平滑して制御回路３９が動作するための
制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成するよ
うになっている。なお、補助巻線６に誘起される交流電
圧は、エンジンの回転数を検出するために、制御回路３
９にも与えられている。Further, the inverter unit 3 includes a control power supply circuit 38, a control circuit 39, and a drive circuit 40. The control power supply circuit 38 includes an input terminal 10a,
An AC voltage induced in the auxiliary winding 6 is input via 10b, and is rectified and smoothed to generate a control DC voltage (for example, 5V, ± 15V) for operating the control circuit 39. I have. The AC voltage induced in the auxiliary winding 6 is controlled by the control circuit 3 in order to detect the engine speed.
9 is also given.

【００２９】制御回路３９は、マイクロコンピュータ４
１（以下、マイコン４１と称す）、直流電圧検出回路４
２、出力電圧検出回路４３、出力電流検出回路４４およ
びＰＷＭ回路４５から構成されている。マイコン４１
（基準信号生成回路に相当）は、具体的には図示しない
がＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、入出力ポート、Ａ／Ｄコン
バータ、Ｄ／Ａコンバータ、タイマ回路、発振回路など
がワンチップＩＣ化された構成を有している。The control circuit 39 includes the microcomputer 4
1 (hereinafter, referred to as microcomputer 41), DC voltage detection circuit 4
2. It comprises an output voltage detection circuit 43, an output current detection circuit 44, and a PWM circuit 45. Microcomputer 41
Although not specifically shown, a CPU, a RAM, a ROM, an input / output port, an A / D converter, a D / A converter, a timer circuit, an oscillation circuit, and the like (corresponding to a reference signal generation circuit) are integrated into a one-chip IC. It has a configuration.

【００３０】直流電圧検出回路４２（直流電圧検出手段
に相当）は、直流電源線１１と１２との間の直流電圧Ｖ
DCを分圧して検出し、その検出直流電圧Ｖdcを直流電圧
検出信号としてマイコン４１に出力するようになってい
る。The DC voltage detecting circuit 42 (corresponding to DC voltage detecting means) provides a DC voltage V between the DC power supply lines 11 and 12.
The DC is divided and detected, and the detected DC voltage Vdc is output to the microcomputer 41 as a DC voltage detection signal.

【００３１】出力電圧検出回路４３（出力電圧検出手段
に相当）は、インバータ回路１７の出力端子３３と３４
との間の電圧Ｖｐを分圧する分圧回路と、その分圧され
た矩形波状の電圧から搬送波成分を除去するためのフィ
ルタ回路（何れも図示せず）とを備えて構成されてお
り、その検出出力電圧Ｖdet を出力電圧検出信号として
マイコン４１およびＰＷＭ回路４５に出力するようにな
っている。この検出出力電圧Ｖdet は、電圧Ｖｐに応じ
た電圧であるとともに携帯用交流電源装置１の出力電圧
Ｖｏに応じた電圧となっており、その位相は電圧Ｖｐ、
Ｖｏに対し１８０°ずれている。The output voltage detecting circuit 43 (corresponding to an output voltage detecting means) is connected to the output terminals 33 and 34 of the inverter circuit 17.
And a filter circuit (both not shown) for removing a carrier wave component from the divided rectangular wave voltage. The detection output voltage Vdet is output to the microcomputer 41 and the PWM circuit 45 as an output voltage detection signal. The detected output voltage Vdet is a voltage according to the voltage Vp and a voltage according to the output voltage Vo of the portable AC power supply 1, and its phase is the voltage Vp,
It is shifted by 180 ° from Vo.

【００３２】出力電流検出回路４４は、変流器３７によ
り検出された出力電流Ｉｏに応じた電圧Ｖｉを電流検出
信号としてマイコン４１およびＰＷＭ回路４５に出力す
るように構成されている。これら出力電流検出回路４４
と変流器３７とが、本発明における出力電流検出手段に
相当する。The output current detection circuit 44 is configured to output a voltage Vi corresponding to the output current Io detected by the current transformer 37 to the microcomputer 41 and the PWM circuit 45 as a current detection signal. These output current detection circuits 44
And the current transformer 37 correspond to the output current detecting means in the present invention.

【００３３】ＰＷＭ回路４５は、ＰＷＭ制御を実行して
ＩＧＢＴ２５〜２８に対する駆動信号ＶG1〜ＶG4を生成
するものである。駆動信号ＶG1〜ＶG4は、それぞれ駆動
回路４０を介してＩＧＢＴ２５〜２８のゲートに与えら
れるようになっている。なお、駆動回路４０は、マイコ
ン４１から運転許可信号ＶRSが入力されている期間にお
いて、ＩＧＢＴ２５〜２８を駆動するようになってい
る。The PWM circuit 45 executes PWM control to generate drive signals VG1 to VG4 for the IGBTs 25 to 28. The drive signals VG1 to VG4 are applied to the gates of the IGBTs 25 to 28 via the drive circuit 40, respectively. Note that the drive circuit 40 drives the IGBTs 25 to 28 during a period when the operation permission signal VRS is input from the microcomputer 41.

【００３４】図１は、このＰＷＭ回路４５の具体的な回
路構成を示している。この図１において、ＰＷＭ回路４
５の入力端子４６、４７、４８には、それぞれマイコン
４１から正弦波基準電圧Ｖsin （基準信号に相当）、運
転信号ＶRUN 、発振信号ＶPLS が与えられている。ま
た、入力端子４９には、出力電圧検出回路４３から出力
電圧Ｖｏに応じた検出出力電圧Ｖdet が与えられ、入力
端子５０には、出力電流検出回路４４から出力電流Ｉｏ
に応じた電圧Ｖｉが与えられている。FIG. 1 shows a specific circuit configuration of the PWM circuit 45. In FIG. 1, the PWM circuit 4
The sine wave reference voltage Vsin (corresponding to a reference signal), the operation signal VRUN, and the oscillation signal VPLS are supplied from the microcomputer 41 to the input terminals 46, 47, and 48 of the fifth circuit, respectively. The input terminal 49 is supplied with a detection output voltage Vdet corresponding to the output voltage Vo from the output voltage detection circuit 43, and the input terminal 50 is supplied with the output current Io from the output current detection circuit 44.
Is applied.

【００３５】入力端子４６、４９は、それぞれレベル変
換回路５１と抵抗５２、抵抗５３を介してアナログスイ
ッチ５４の入力側端子に接続されている。ここで、抵抗
５２の抵抗値と抵抗５３の抵抗値とは等しく設定されて
いる。アナログスイッチ５４は、運転信号ＶRUN がＨレ
ベル（５Ｖ）の場合にオンとなり、Ｌレベル（０Ｖ）の
場合にオフとなる。アナログスイッチ５４の入力側端子
とグランド端子との間には、逆並列に接続されたダイオ
ード５５、５６からなるリミット回路５７が接続されて
いる。The input terminals 46 and 49 are connected to input terminals of an analog switch 54 via a level conversion circuit 51 and resistors 52 and 53, respectively. Here, the resistance value of the resistor 52 and the resistance value of the resistor 53 are set equal. The analog switch 54 is turned on when the operation signal VRUN is at the H level (5 V), and turned off when the operation signal VRUN is at the L level (0 V). Between the input terminal of the analog switch 54 and the ground terminal, a limit circuit 57 composed of diodes 55 and 56 connected in anti-parallel is connected.

【００３６】上記レベル変換回路５１は、±１５Ｖの電
源電圧で動作するオペアンプ５８を非反転増幅器として
用いており、そのゲイン決定用の抵抗５９、６０を同じ
抵抗値に設定しているので、マイコン４１から入力した
０Ｖ〜５Ｖの正弦波基準電圧Ｖsin を−５Ｖ〜５Ｖに電
圧範囲に変換するようになっている。The level conversion circuit 51 uses an operational amplifier 58 operating at a power supply voltage of ± 15 V as a non-inverting amplifier, and the resistors 59 and 60 for determining its gain are set to the same resistance value. The sine wave reference voltage Vsin of 0 V to 5 V input from 41 is converted into a voltage range of -5 V to 5 V.

【００３７】アナログスイッチ５４の出力側端子には、
オペアンプ６１を主体として構成される減算回路６２
（偏差演算回路に相当）とオペアンプ６３を主体として
構成される反転増幅回路６４（第２の制限回路に相当）
とを縦続接続してなる誤差増幅回路６５が接続されてい
る。減算回路６２は、上記アナログスイッチ５４が閉じ
られた状態において、正弦波基準電圧Ｖsin と検出出力
電圧Ｖdet との加算器としての回路形態を備えている
が、上述したように検出出力電圧Ｖdet は出力電圧Ｖｏ
に対し位相が１８０°ずれているため、電圧偏差を演算
する減算回路として機能するようになっている。The output terminal of the analog switch 54
Subtraction circuit 62 mainly composed of operational amplifier 61
(Corresponding to a deviation calculation circuit) and an inverting amplifier circuit 64 mainly composed of an operational amplifier 63 (corresponding to a second limiting circuit)
Are connected in cascade with each other. The subtraction circuit 62 has a circuit form as an adder of the sine wave reference voltage Vsin and the detection output voltage Vdet when the analog switch 54 is closed, but the detection output voltage Vdet is output as described above. Voltage Vo
Since the phase is shifted by 180 °, the circuit functions as a subtraction circuit for calculating a voltage deviation.

【００３８】オペアンプ６１の反転入力端子と減算回路
６２の出力端子であるノード６６との間には抵抗６７、
６８が直列に接続されている。抵抗６７、６８の直列抵
抗値は、誤差増幅回路６５が十分なゲインを持つように
設定されている。オペアンプ６１の出力端子とノード６
６との間には抵抗６９が接続されており、ノード６６と
グランド端子との間には、図示極性のツェナーダイオー
ド７０、７１の直列回路からなるクランプ回路７２（第
１の制限回路に相当）が接続されている。また、反転増
幅回路６４において、ノード６６とオペアンプ６３の反
転入力端子との間、当該反転入力端子とオペアンプ６３
の出力端子との間には、それぞれ抵抗７３、７４が接続
されている。A resistor 67 is connected between an inverting input terminal of the operational amplifier 61 and a node 66 which is an output terminal of the subtraction circuit 62.
68 are connected in series. The series resistance value of the resistors 67 and 68 is set so that the error amplifier circuit 65 has a sufficient gain. Output terminal of operational amplifier 61 and node 6
6, a resistor 69 is connected between the node 66 and the ground terminal, and a clamp circuit 72 (corresponding to a first limiting circuit) composed of a series circuit of zener diodes 70 and 71 having the illustrated polarity. Is connected. In the inverting amplifier circuit 64, between the node 66 and the inverting input terminal of the operational amplifier 63, the inverting input terminal and the operational amplifier 63
Are connected to resistors 73 and 74, respectively.

【００３９】入力端子５０とオペアンプ６３の反転入力
端子（本発明でいう出力端子に相当）との間には、出力
電流制限回路７５が接続されている。この出力電流制限
回路７５は、ダイオード７６〜７９（一方向性通電素
子）からなるブリッジ回路として構成されている。当該
ブリッジ回路を整流回路として見た場合に直流出力端子
となる両端子間には図示極性のツェナーダイオード８０
（定電圧素子）が接続されており、交流入力端子となる
端子のうちの一方は入力端子５０に接続され、他方は抵
抗８１を介してオペアンプ６３の反転入力端子に接続さ
れている。An output current limiting circuit 75 is connected between the input terminal 50 and the inverting input terminal of the operational amplifier 63 (corresponding to the output terminal in the present invention). The output current limiting circuit 75 is configured as a bridge circuit including diodes 76 to 79 (unidirectional conducting elements). When the bridge circuit is viewed as a rectifier circuit, a Zener diode 80 having the polarity shown in FIG.
(Constant voltage element) is connected, one of the terminals serving as the AC input terminals is connected to the input terminal 50, and the other is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 63 via the resistor 81.

【００４０】誤差増幅回路６５の後段には比較回路８２
が接続されている。この比較回路８２は、ＩＧＢＴ２
５、２７の駆動信号ＶG1、ＶG3を生成するためのコンパ
レータ８３と、ＩＧＢＴ２６、２８の駆動信号ＶG2、Ｖ
G4を生成するためのコンパレータ８４とを備えている。
このうちコンパレータ８４は、誤差増幅回路６５から出
力される誤差増幅電圧ＶTHと三角波発生回路８５から出
力される搬送波信号としての三角波電圧ＶSAW とを比較
するようになっている。A comparison circuit 82 is provided after the error amplification circuit 65.
Is connected. This comparison circuit 82 has an IGBT2
Comparator 83 for generating the drive signals VG1 and VG3 of the IGBTs 26 and 28 and the drive signals VG2 and V of the IGBTs 26 and 28
And a comparator 84 for generating G4.
The comparator 84 compares the error amplification voltage VTH output from the error amplification circuit 65 with the triangular wave voltage VSAW as a carrier signal output from the triangular wave generation circuit 85.

【００４１】一方、コンパレータ８３は、抵抗８６と８
７との直列回路により誤差増幅電圧ＶTHと三角波電圧Ｖ
SAW とが合成された電圧（抵抗８６と８７との抵抗値が
等しい場合（ＶTH＋ＶSAW ）／２）と０Ｖとを比較する
ようになっている。なお、三角波発生回路８５は、例え
ば１６ｋＨｚの矩形波形である発振信号ＶPLS を積分す
ることにより、前記三角波電圧ＶSAW を生成するように
なっている。On the other hand, the comparator 83 comprises resistors 86 and 8
7 and a triangular wave voltage V
The voltage obtained when SAW is combined (when the resistances of the resistors 86 and 87 are equal (VTH + VSAW) / 2) is compared with 0V. The triangular wave generating circuit 85 generates the triangular wave voltage VSAW by integrating an oscillation signal VPLS having a rectangular waveform of, for example, 16 kHz.

【００４２】コンパレータ８３の出力電圧は、抵抗８
８、８９およびシュミットトリガのインバータ９０によ
り５Ｖ電源系に変換され、出力端子９１から駆動信号Ｖ
G1として出力される。また、上記変換された電圧は、イ
ンバータ９２により反転されて出力端子９３から駆動信
号ＶG3として出力される。The output voltage of the comparator 83 is
8, 89 and a Schmitt-trigger inverter 90 are converted to a 5V power supply system.
Output as G1. The converted voltage is inverted by the inverter 92 and output from the output terminal 93 as the drive signal VG3.

【００４３】同様に、コンパレータ８４の出力電圧は、
抵抗９４、９５およびシュミットトリガのインバータ９
６により５Ｖ電源系に変換され、出力端子９７から駆動
信号ＶG4として出力される。また、上記変換された電圧
は、インバータ９８により反転されて出力端子９９から
駆動信号ＶG2として出力される。Similarly, the output voltage of the comparator 84 is
Resistors 94 and 95 and Schmitt trigger inverter 9
The signal is converted into a 5V power supply system by 6 and output from the output terminal 97 as a drive signal VG4. The converted voltage is inverted by an inverter 98 and output from an output terminal 99 as a drive signal VG2.

【００４４】なお、インバータ回路１７におけるアーム
短絡防止のために、出力端子９１、９３、９７、９９の
前には、それぞれデッドタイム遅延回路１００、１０
１、１０２、１０３が接続されている。また、上述した
比較回路８２、インバータ９２、９８およびデッドタイ
ム遅延回路１００〜１０３からなる回路が、本発明でい
う駆動信号生成回路に相当する。In order to prevent an arm short circuit in the inverter circuit 17, before the output terminals 91, 93, 97, and 99, dead time delay circuits 100, 10
1, 102 and 103 are connected. Further, a circuit including the comparison circuit 82, the inverters 92 and 98, and the dead time delay circuits 100 to 103 corresponds to a drive signal generation circuit according to the present invention.

【００４５】次に、本実施例の作用について図３および
図４も参照しながら説明する。エンジンが駆動される
と、補助巻線６にはエンジンの回転数に応じた周波数の
低圧交流電圧（回転数検出信号に相当）が誘起される。
マイコン４１は、その誘起された交流電圧を入力して波
形整形処理を行い、その処理が施された電圧波形に基づ
いてエンジンの回転数を検出する。そして、マイコン４
１は、その検出回転数と所定の指令回転数との偏差に基
づいてステッピングモータ４を動作させてエンジンへの
燃料供給量を制御し、エンジンの回転数が指令回転数に
一致するように交流発電機２の回転数制御を行う。Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. When the engine is driven, a low-voltage AC voltage (corresponding to a rotation speed detection signal) having a frequency corresponding to the rotation speed of the engine is induced in the auxiliary winding 6.
The microcomputer 41 inputs the induced AC voltage, performs a waveform shaping process, and detects the number of revolutions of the engine based on the processed voltage waveform. And microcomputer 4
1 controls the amount of fuel supplied to the engine by operating the stepping motor 4 based on the deviation between the detected rotation speed and a predetermined command rotation speed, and controls the AC power so that the engine rotation speed matches the command rotation speed. The rotation speed of the generator 2 is controlled.

【００４６】また、エンジンが駆動されると、主巻線５
ｕ、５ｖ、５ｗにはエンジンの回転数に応じた周波数の
三相交流電圧が誘起される。この三相交流電圧は、整流
回路１３により整流された後コンデンサ１４により平滑
され、直流電圧ＶDCに変換される。マイコン４１は、検
出直流電圧Ｖdcにより直流電圧ＶDCを監視しており、エ
ンジンの回転数が定格回転数以上になっても直流電圧Ｖ
DCが基準直流電圧（例えば１８０Ｖ）を超えないよう
に、整流回路１３のサイリスタ１９〜２１の点弧制御を
行っている。すなわち、マイコン４１は、直流電圧ＶDC
が前記基準直流電圧を超えた場合にサイリスタ１９〜２
１への点弧信号を停止し、直流電圧ＶDCが前記基準直流
電圧よりも低下した場合にサイリスタ１９〜２１に点弧
信号を出力する。When the engine is driven, the main winding 5
In u, 5v, and 5w, a three-phase AC voltage having a frequency corresponding to the engine speed is induced. The three-phase AC voltage is rectified by the rectifier circuit 13, smoothed by the capacitor 14, and converted into a DC voltage VDC. The microcomputer 41 monitors the DC voltage VDC based on the detected DC voltage Vdc. Even if the engine speed exceeds the rated speed, the microcomputer 41 monitors the DC voltage VDC.
The firing control of the thyristors 19 to 21 of the rectifier circuit 13 is performed so that DC does not exceed the reference DC voltage (for example, 180 V). That is, the microcomputer 41 uses the DC voltage VDC
Exceeds the reference DC voltage, the thyristors 19-2
The firing signal to 1 is stopped, and the firing signal is output to the thyristors 19 to 21 when the DC voltage VDC becomes lower than the reference DC voltage.

【００４７】制御回路３９は、上記直流電圧ＶDCの制御
を行う一方で、以下に説明するように出力電圧Ｖｏのフ
ィードバック制御に伴うインバータ回路１７のＰＷＭ制
御を実行する。図３（ａ）〜図３（ｄ）は、電流制限動
作が行われる場合におけるＰＷＭ回路４５内の各電圧波
形であって、それぞれ以下の電圧を示している。 （ａ）…正弦波基準電圧Ｖsin （±１５Ｖ電源系への変
換後） （ｂ）…出力電流検出回路４４から出力される出力電流
Ｉｏに応じた電圧Ｖｉ （ｃ）…減算回路６２の出力電圧Ｖａ（ノード６６の電
圧） （ｄ）…誤差増幅回路６５から出力される誤差増幅電圧
ＶTHThe control circuit 39 controls the DC voltage VDC, while executing the PWM control of the inverter circuit 17 accompanying the feedback control of the output voltage Vo as described below. FIGS. 3A to 3D show voltage waveforms in the PWM circuit 45 when the current limiting operation is performed, and show the following voltages, respectively. (A) sine wave reference voltage Vsin (after conversion to ± 15 V power supply system) (b) voltage Vi corresponding to output current Io output from output current detection circuit 44 (c) output voltage of subtraction circuit 62 Va (voltage at node 66) (d) Error amplified voltage VTH output from error amplifier circuit 65

【００４８】マイコン４１は、内蔵するＤ／Ａコンバー
タにより、正弦波形を有する正弦波基準電圧Ｖsin を出
力する。この正弦波基準電圧Ｖsin の周波数は、携帯用
交流電源装置１の定格周波数例えば５０Ｈｚまたは６０
Ｈｚに設定されており、その振幅は、携帯用交流電源装
置１の定格出力電圧例えば１００Ｖrms に相当する振幅
に設定されている。この正弦波基準電圧Ｖsin は、レベ
ル変換回路５１により、±１５Ｖ電源系において０Ｖを
中心とする−５Ｖ〜５Ｖの電圧範囲へと変換される（図
３（ａ）参照）。The microcomputer 41 outputs a sine wave reference voltage Vsin having a sine waveform by a built-in D / A converter. The frequency of the sine wave reference voltage Vsin is the rated frequency of the portable AC power supply 1, for example, 50 Hz or 60 Hz.
Hz, and its amplitude is set to an amplitude corresponding to the rated output voltage of the portable AC power supply 1, for example, 100 Vrms. The sine wave reference voltage Vsin is converted by the level conversion circuit 51 into a voltage range of −5 V to 5 V around 0 V in the ± 15 V power supply system (see FIG. 3A).

【００４９】インバータ回路１７の運転が開始される
と、マイコン４１はＨレベルの運転信号ＶRUN を出力
し、これによりアナログスイッチ５４がオンとなる。そ
の後、マイコン４１は、駆動回路４０に対し運転許可信
号ＶRSを出力する。リミット回路５７は、運転が開始さ
れた後検出出力電圧Ｖdet が正弦波基準電圧Ｖsin に追
従するまでの間、オペアンプ６１への入力電圧である誤
差電圧Ｖerが過大となることを防止する。運転中におい
て、減算回路６２は、正弦波基準電圧Ｖsin と検出出力
電圧Ｖdet との電圧偏差を十分に増幅した電圧Ｖａ（図
３（ｃ）参照）を出力し、反転増幅回路６４はこの電圧
Ｖａを反転して出力電圧Ｖｏと同相の誤差増幅電圧ＶTH
（図３（ｄ）参照）を出力する。When the operation of the inverter circuit 17 is started, the microcomputer 41 outputs an H-level operation signal VRUN, whereby the analog switch 54 is turned on. Thereafter, the microcomputer 41 outputs an operation permission signal VRS to the drive circuit 40. The limit circuit 57 prevents the error voltage Ver, which is the input voltage to the operational amplifier 61, from becoming excessive until the detected output voltage Vdet follows the sine wave reference voltage Vsin after the operation is started. During operation, the subtraction circuit 62 outputs a voltage Va (see FIG. 3C) that sufficiently amplifies the voltage deviation between the sine wave reference voltage Vsin and the detection output voltage Vdet, and the inverting amplification circuit 64 outputs the voltage Va. And an error amplification voltage VTH in the same phase as the output voltage Vo
(See FIG. 3D).

【００５０】比較回路８２は、この誤差増幅電圧ＶTHと
三角波電圧ＶSAW とに基づいてＰＷＭ制御を行い駆動信
号ＶG1〜ＶG4を生成する。インバータ回路１７のＩＧＢ
Ｔ２５〜２８は、それぞれ駆動信号ＶG1〜ＶG4に従って
スイッチングされ、インバータ回路１７の出力端子３
３、３４間には、図４に示すように実効的に見て正弦波
基準電圧Ｖsin により指令された電圧に等しい矩形波状
の出力電圧Ｖｐが出力される。ただし、図４には、電流
制限動作が行われていない場合の出力電圧Ｖｐが示され
ている。The comparison circuit 82 performs PWM control based on the error amplified voltage VTH and the triangular wave voltage VSAW to generate drive signals VG1 to VG4. IGB of inverter circuit 17
T25 to T28 are switched in accordance with the drive signals VG1 to VG4, respectively.
As shown in FIG. 4, a rectangular wave-like output voltage Vp equal to the voltage commanded by the sine wave reference voltage Vsin is output between the terminals 3 and 34. However, FIG. 4 shows the output voltage Vp when the current limiting operation is not performed.

【００５１】この場合、比較回路８２で生成される駆動
信号ＶG1〜ＶG4のオンオフ周波数は、三角波電圧ＶSAW
の周波数（キャリア周波数：１６ｋＨｚ）となるが、駆
動信号ＶG1とＶG4（駆動信号ＶG2とＶG3）は互いにオン
オフ動作するタイミングがずれている。このため、出力
電圧Ｖｐにおける矩形波成分の周波数はキャリア周波数
の２倍（３２ｋＨｚ）となる。この出力電圧Ｖｐは、フ
ィルタ回路１８により矩形波成分が除去され、高精度で
歪みの小さい正弦波交流電圧Ｖｏとして携帯用交流電源
装置１の出力端子１５、１６から出力される。In this case, the on / off frequency of the drive signals VG1 to VG4 generated by the comparison circuit 82 is the triangular wave voltage VSAW
(Carrier frequency: 16 kHz), the drive signals VG1 and VG4 (drive signals VG2 and VG3) have different timings for the on / off operation. For this reason, the frequency of the rectangular wave component in the output voltage Vp is twice (32 kHz) the carrier frequency. The output voltage Vp is output from the output terminals 15 and 16 of the portable AC power supply 1 as a sine wave AC voltage Vo with high accuracy and small distortion, from which the rectangular wave component is removed by the filter circuit 18.

【００５２】さて、例えば出力端子１５、１６間に抵抗
負荷が接続されている場合、インバータ回路１７には出
力電圧Ｖｐ（Ｖｏ）と同相の出力電流Ｉｏが流れる。出
力電流検出回路４４は、この出力電流Ｉｏに応じた（例
えば比例した）同相の電圧Ｖｉを出力する。出力電流制
限回路７５において、ダイオード７６〜７９の順方向電
圧をＶＦ、ツェナーダイオード８０のツェナー電圧をＶ
ｚとすると、電圧Ｖｉの絶対値が次の（１）式で定まる
しきい値電圧Ｖｂ以上になると、電流制限動作が行われ
る。 Ｖｂ＝２・ＶＦ＋Ｖｚ …（１）When a resistance load is connected between the output terminals 15 and 16, for example, an output current Io having the same phase as the output voltage Vp (Vo) flows through the inverter circuit 17. The output current detection circuit 44 outputs an in-phase voltage Vi corresponding (for example, in proportion) to the output current Io. In the output current limiting circuit 75, the forward voltage of the diodes 76 to 79 is VF, and the Zener voltage of the Zener diode 80 is V
Assuming that z, the current limiting operation is performed when the absolute value of the voltage Vi becomes equal to or higher than the threshold voltage Vb determined by the following equation (1). Vb = 2 · VF + Vz (1)

【００５３】すなわち、出力電流Ｉｏ（電圧Ｖｉ）が正
の場合にあっては、入力端子５０からダイオード７６、
ツェナーダイオード８０、ダイオード７９、抵抗８１を
直列に経由して誤差増幅回路６５に電流を流し込む通電
経路Ａ（第１の通電回路に相当）が形成される。この場
合、減算回路６２の出力電圧Ｖａは負になっており、誤
差増幅回路６５に流れ込んだ電流は、抵抗７３を介して
抵抗６９またはクランプ回路７２に流れる。その結果、
反転増幅回路６４の抵抗７４に流れる電流が減少し、誤
差増幅回路６５から出力される誤差増幅電圧ＶTHが制限
される。That is, when the output current Io (voltage Vi) is positive, the diode 76
An energizing path A (corresponding to a first energizing circuit) through which a current flows to the error amplifier circuit 65 via the zener diode 80, the diode 79, and the resistor 81 in series is formed. In this case, the output voltage Va of the subtraction circuit 62 is negative, and the current flowing into the error amplifying circuit 65 flows through the resistor 73 to the resistor 69 or the clamp circuit 72. as a result,
The current flowing through the resistor 74 of the inverting amplifier circuit 64 decreases, and the error amplification voltage VTH output from the error amplifier circuit 65 is limited.

【００５４】同様に、出力電流Ｉｏ（電圧Ｖｉ）が負の
場合にあっては、誤差増幅回路６５から抵抗８１、ダイ
オード７７、ツェナーダイオード８０、ダイオード７８
を直列に経由して入力端子５０に電流を流し出す通電経
路Ｂ（第２の通電回路に相当）が形成される。この場
合、減算回路６２の出力電圧Ｖａは正になっており、抵
抗６９またはクランプ回路７２から抵抗７３に流れる電
流の一部が出力電流制限回路７５に流れる。その結果、
反転増幅回路６４の抵抗７４に流れる電流が減少し、誤
差増幅回路６５から出力される誤差増幅電圧ＶTHが制限
される。Similarly, when the output current Io (voltage Vi) is negative, the resistor 81, the diode 77, the zener diode 80, and the diode 78
Are formed in series, and an energization path B (corresponding to a second energization circuit) through which an electric current flows to the input terminal 50 through the series is formed. In this case, the output voltage Va of the subtraction circuit 62 is positive, and a part of the current flowing from the resistor 69 or the clamp circuit 72 to the resistor 73 flows to the output current limiting circuit 75. as a result,
The current flowing through the resistor 74 of the inverting amplifier circuit 64 decreases, and the error amplification voltage VTH output from the error amplifier circuit 65 is limited.

【００５５】このようにして誤差増幅電圧ＶTHが制限さ
れている期間においては、出力電圧Ｖｏは正弦波基準電
圧Ｖsin による指令電圧よりも低下するため、正弦波基
準電圧Ｖsin と検出出力電圧Ｖdet との電圧偏差が大き
くなる。減算回路６２は、十分に大きい増幅率を持って
いるため、この電流制限期間において減算回路６２の出
力電圧Ｖａはクランプ回路７２により±ＶCLP にクラン
プされる。このクランプ電圧ＶCLP は、携帯用交流電源
装置１が電流制限なく定格出力電圧（１００Ｖrms ）を
出力している場合における電圧Ｖａの最大値に対し若干
高く設定されている。During the period in which the error amplification voltage VTH is limited in this manner, the output voltage Vo is lower than the command voltage based on the sine wave reference voltage Vsin. The voltage deviation increases. Since the subtraction circuit 62 has a sufficiently large amplification factor, the output voltage Va of the subtraction circuit 62 is clamped to ± VCLP by the clamp circuit 72 during this current limiting period. The clamp voltage VCLP is set slightly higher than the maximum value of the voltage Va when the portable AC power supply 1 outputs the rated output voltage (100 Vrms) without current limitation.

【００５６】電圧Ｖａをこのように設定すると、電流制
限動作の開始とともに出力電圧Ｖａは直ちに±ＶCLP に
クランプされ、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御が無
効化され、出力電流Ｉｏを制限するためのフィードバッ
ク制御のみが有効となる。従って、電流制限期間におい
て電圧フィードバック制御と電流フィードバック制御と
が干渉して系全体が不安定になることを防止できる。When the voltage Va is set in this manner, the output voltage Va is immediately clamped to ± VCLP upon the start of the current limiting operation, the feedback control of the output voltage Vo is invalidated, and the feedback control for limiting the output current Io is performed. Only valid. Therefore, it is possible to prevent the voltage feedback control and the current feedback control from interfering with each other during the current limiting period, thereby preventing the entire system from becoming unstable.

【００５７】なお、クランプ回路７２が付加されていな
い場合にも、減算回路６２の出力電圧Ｖａは、電圧偏差
の増大に伴って電源電圧（±１５Ｖ）付近の飽和電圧に
まで達し、その飽和電圧においてクランプされる。しか
しながら、この飽和電圧は上記クランプ電圧ＶCLP より
も高いので、電流制限動作の開始後電流制限が僅かに作
用している期間においては、電圧Ｖａが上記飽和電圧に
まで達することなく、電圧フィードバック制御と電流フ
ィードバック制御とがともに有効となる。従って、制御
回路３９のゲイン設定が適切になされていないような場
合には、上記期間において両制御が干渉して電圧Ｖａお
よび誤差増幅電圧ＶTHが振動的となったり、安定して電
流制限がかけにくい状態となることが懸念される。Even when the clamp circuit 72 is not added, the output voltage Va of the subtraction circuit 62 reaches a saturation voltage near the power supply voltage (± 15 V) as the voltage deviation increases, and the saturation voltage Is clamped. However, since the saturation voltage is higher than the clamp voltage VCLP, during a period in which the current limit slightly acts after the start of the current limit operation, the voltage Va does not reach the saturation voltage, and the voltage feedback control and the voltage feedback control are not performed. Both the current feedback control and the current feedback control are effective. Therefore, when the gain setting of the control circuit 39 is not properly performed, the voltage Va and the error amplification voltage VTH become oscillating due to the interference between the two controls during the above period, or the current limit is stably applied. It is feared that it will be difficult.

【００５８】以上説明したように、携帯用交流電源装置
１は、出力電流Ｉｏに応じた電圧Ｖｉが所定のしきい値
電圧Ｖｂ以上になると誤差増幅電圧ＶTHを下げて出力電
圧Ｖｏを制限する出力電流制限回路７５を備えているの
で、当該携帯用交流電源装置１および出力端子１５、１
６間に接続された負荷を過電流から保護することができ
る。As described above, when the voltage Vi corresponding to the output current Io becomes equal to or higher than the predetermined threshold voltage Vb, the portable AC power supply 1 lowers the error amplification voltage VTH to limit the output voltage Vo. Since the portable AC power supply 1 and the output terminals 15, 1
6 can be protected from overcurrent.

【００５９】この出力電流制限回路７５は、ダイオード
７６〜７９からなるブリッジ回路とツェナーダイオード
８０とを組み合わせて構成されており、入力される電圧
Ｖｉの絶対値がしきい値電圧Ｖｂ以上である場合に、電
圧Ｖｉの極性に応じた通電経路ＡまたはＢが形成され
る。この通電経路を構成する上記ダイオード７６〜７９
およびツェナーダイオード８０は高速なスイッチング特
性を有しているので、出力電流制限回路７５も高速動作
が可能となる。その結果、負荷短絡などに起因してイン
バータ回路１７に急峻な立ち上がりを持つ過電流が流れ
ても、直ちに誤差増幅電圧ＶTHを低下させ出力電圧Ｖｏ
を制限することができる。The output current limiting circuit 75 is constituted by combining a bridge circuit including diodes 76 to 79 and a Zener diode 80, and is used when the absolute value of the input voltage Vi is equal to or higher than the threshold voltage Vb. Then, a conduction path A or B corresponding to the polarity of the voltage Vi is formed. The diodes 76 to 79 constituting this energization path
Since the Zener diode 80 has high-speed switching characteristics, the output current limiting circuit 75 can operate at high speed. As a result, even if an overcurrent having a steep rise flows through the inverter circuit 17 due to a load short circuit or the like, the error amplification voltage VTH is immediately reduced and the output voltage Vo is reduced.
Can be restricted.

【００６０】従って、フィルタ回路１８を構成するリア
クトル３５に比較的小型のものを採用しても、出力電流
Ｉｏの過電流に対し確実な保護動作を行うことができる
ようになる。また、出力電流制限回路７５の構成は極め
て簡単且つ低コストであって、上述のようにリアクトル
３５も比較的小型にできるため、携帯用交流電源装置１
全体としての小型化、低コスト化が図られる。Therefore, even if a relatively small reactor 35 is used as a component of the filter circuit 18, a reliable protection operation against an overcurrent of the output current Io can be performed. Further, the configuration of the output current limiting circuit 75 is extremely simple and low cost, and the reactor 35 can be made relatively small as described above.
The overall size and cost can be reduced.

【００６１】また、誤差増幅回路６５において、減算回
路６２の出力にクランプ回路７２が付加されているの
で、電流制限期間において電圧フィードバック制御と電
流フィードバック制御との干渉期間がほとんどなくな
り、常に系を安定化させることができる。また、電流制
限期間において出力電圧Ｖｏに振動が重畳することも防
止できる。In the error amplification circuit 65, since the clamp circuit 72 is added to the output of the subtraction circuit 62, there is almost no interference period between the voltage feedback control and the current feedback control during the current limit period, and the system is always stabilized. Can be changed. Further, it is possible to prevent the oscillation from being superimposed on the output voltage Vo during the current limiting period.

【００６２】次に、本発明の第２実施例について図５を
参照しながら説明する。この第２実施例で説明する携帯
用交流電源装置は、図１および図２に示す携帯用交流電
源装置１と同様のハードウェア構成を備えており、さら
に直流電圧ＶDCの低下に伴う電流制限機能を付加した構
成となっている。この電流制限機能は、マイコン４１の
ソフトウェア処理により実行される。マイコン４１は、
正弦波基準信号の分解能（例えば１周期を６４分割した
時間）ごとに、図５に示すフローチャートに従った割込
み処理を実行する。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The portable AC power supply described in the second embodiment has a hardware configuration similar to that of the portable AC power supply 1 shown in FIGS. 1 and 2, and further has a current limiting function accompanying a decrease in the DC voltage VDC. Is added. This current limiting function is executed by software processing of the microcomputer 41. The microcomputer 41
An interrupt process according to the flowchart shown in FIG. 5 is executed for each resolution of the sine wave reference signal (for example, time obtained by dividing one cycle into 64).

【００６３】この図５において、マイコン４１は、出力
電流検出回路４４から入力した電圧Ｖｉがゼロクロスし
たか否かを判断し（ステップＳ１）、ゼロクロスしてい
ないと判断した場合には「ＮＯ」に従ってステップＳ２
に移行する。このステップＳ２において、マイコン４１
は、上記電圧ＶｉをＡ／Ｄ変換してディジタルデータと
しての出力電流Ｉｏを得、ステップＳ３において、次の
（２）式に従って２乗加算値Ｓｉを演算する。 Ｓｉ＝Ｓｉ＋Ｉｏ^２ …（２）In FIG. 5, the microcomputer 41 determines whether or not the voltage Vi input from the output current detection circuit 44 has crossed zero (step S1). Step S2
Move to In this step S2, the microcomputer 41
A / D-converts the voltage Vi to obtain an output current Io as digital data, and calculates a square addition value Si according to the following equation (2) in step S3. Si = Si + Io ² (2)

【００６４】さらに、マイコン４１は、ステップＳ４に
おいて、直流電圧検出回路４２から入力した検出直流電
圧ＶdcをＡ／Ｄ変換してディジタルデータとしての直流
電圧ＶDCを得、ステップＳ５において、次の（３）式に
従って加算値Ｓｖを演算する。その後、当該割込み処理
を終了する。 Ｓｖ＝Ｓｖ＋ＶDC …（３）Further, in step S4, the microcomputer 41 A / D converts the detected DC voltage Vdc input from the DC voltage detection circuit 42 to obtain a DC voltage VDC as digital data. In step S5, the following (3) Calculate the added value Sv according to the equation. Thereafter, the interrupt processing ends. Sv = Sv + VDC (3)

【００６５】一方、上記ステップＳ１においてゼロクロ
スしたと判断した場合には「ＹＥＳ」に従ってステップ
Ｓ６に移行する。このステップＳ６において、マイコン
４１は、次の（４）式に従って出力電流Ｉｏの１周期ご
との実効値Ｉｏrms を算出し、ステップＳ７において２
乗加算値Ｓｉを０にクリアする。 Ｉｏrms ＝（Ｓｉ／６４）^１／２ …（４）On the other hand, if it is determined in step S1 that a zero cross has occurred, the process proceeds to step S6 according to "YES". In step S6, the microcomputer 41 calculates the effective value Irms of the output current Io for each cycle according to the following equation (4).
The multiplication value Si is cleared to 0. Irms = (Si / 64) ^1/2 (4)

【００６６】さらに、マイコン４１は、ステップＳ８に
おいて、次の（５）式に従って直流電圧ＶDCの１周期ご
との平均値ＶDCmeanを算出し、ステップＳ９において加
算値Ｓｖを０にクリアする。 ＶDCmean＝（Ｓｖ／６４） …（５）Further, in step S8, the microcomputer 41 calculates an average value VDCmean of the DC voltage VDC for each cycle according to the following equation (5), and clears the added value Sv to 0 in step S9. VDCmean = (Sv / 64) (5)

【００６７】マイコン４１は、ステップＳ１０におい
て、上記平均値ＶDCmeanが定格運転に必要な所定の直流
電圧値よりも低いか否かを判断し、低いと判断した場合
には「ＹＥＳ」に従ってステップＳ１１に移行する。こ
のステップＳ１１において、マイコン４１は、平均値Ｖ
DCmeanに応じて実効値Ｉｏrms の制限値ＩｏLMT を設定
し、ステップＳ１２において、実効値Ｉｏrms が制限値
ＩｏLMT よりも大きいか否かを判断する。ここで大きい
と判断した場合には「ＹＥＳ」に従ってステップＳ１３
に移行し、出力電圧Ｖｏの基準値Ｖref を１Ｖだけ低下
させる。この基準値Ｖref は、出力電圧Ｖｏの実効値を
指令するディジタルデータであって、マイコン４１は、
この基準値Ｖref に基づいて正弦波基準電圧Ｖsin を生
成する。マイコン４１は、ステップＳ１４において、基
準値Ｖref が０Ｖ以上であるか否かを判断し、０Ｖ以上
の場合には「ＹＥＳ」に従って当該割込み処理を終了
し、０Ｖ未満の場合には「ＮＯ」に従ってステップＳ１
５に移行し、基準値Ｖref を０Ｖに設定した後当該割込
み処理を終了する。In step S10, the microcomputer 41 determines whether or not the average value VDCmean is lower than a predetermined DC voltage value required for rated operation. If it is determined that the average value VDCmean is lower, the process proceeds to step S11 according to "YES". Transition. In this step S11, the microcomputer 41 sets the average value V
The limit value IoLMT of the effective value Irms is set according to DCmean, and it is determined in step S12 whether the effective value Irms is greater than the limit value IoLMT. If it is determined that the size is large, the process proceeds to step S13 according to "YES".
Then, the reference value Vref of the output voltage Vo is reduced by 1V. The reference value Vref is digital data for instructing the effective value of the output voltage Vo.
A sine wave reference voltage Vsin is generated based on the reference value Vref. In step S14, the microcomputer 41 determines whether or not the reference value Vref is equal to or higher than 0 V. If the reference value Vref is equal to or higher than 0 V, the microcomputer 41 ends the interrupt processing according to “YES”. Step S1
Then, the process goes to 5 to set the reference value Vref to 0 V, and then terminates the interrupt processing.

【００６８】これに対し、上記ステップＳ１２におい
て、実効値Ｉｏrms が制限値ＩｏLMT以下であると判断
した場合には「ＮＯ」に従ってステップＳ１６に移行
し、基準値Ｖref を１Ｖだけ上昇させる。その後、マイ
コン４１は、ステップＳ１７において、基準値Ｖref が
１００Ｖ以下であるか否かを判断し、１００Ｖ以下の場
合には「ＹＥＳ」に従って当該割込み処理を終了し、１
００Ｖを超えている場合には「ＮＯ」に従ってステップ
Ｓ１８に移行し、基準値Ｖref を１００Ｖに設定した後
当該割込み処理を終了する。なお、上記ステップＳ１０
において、平均値ＶDCmeanが定格運転に必要な所定の直
流電圧値以上であると判断した場合にも、「ＮＯ」に従
ってステップＳ１８に移行する。On the other hand, if it is determined in step S12 that the effective value Irms is equal to or smaller than the limit value IoLMT, the process proceeds to step S16 according to "NO", and the reference value Vref is increased by 1V. Thereafter, in step S17, the microcomputer 41 determines whether or not the reference value Vref is 100 V or less.
If the voltage exceeds 00V, the process proceeds to step S18 in accordance with "NO", the reference value Vref is set to 100V, and then the interrupt processing ends. Note that the above step S10
Also, when it is determined that the average value VDCmean is equal to or higher than the predetermined DC voltage value required for the rated operation, the process proceeds to step S18 according to "NO".

【００６９】例えばエンジンの劣化などにより交流発電
機２を所定の回転数（３６００ｒｐｍ）に維持できない
場合、交流発電機２からインバータユニット３に供給さ
れる電力が低下する。携帯用交流電源装置１は、災害な
どの非常時に用いられることも多く、特にヒータ、ラン
プなどの抵抗負荷が接続されている場合にあっては、た
とえ入力電力が低下しても極力運転を持続することが要
求されている。When the AC generator 2 cannot be maintained at a predetermined rotation speed (3600 rpm) due to, for example, deterioration of the engine, the power supplied from the AC generator 2 to the inverter unit 3 decreases. The portable AC power supply 1 is often used in an emergency such as a disaster, and especially when a resistive load such as a heater or a lamp is connected, the portable AC power supply 1 keeps operating as much as possible even if the input power decreases. Is required.

【００７０】マイコン４１により上述した電流制限処理
が実行されると、直流電圧ＶDCが定格運転に必要な所定
の直流電圧値よりも低下した場合、その直流電圧ＶDCに
応じて出力電流Ｉｏの制限値ＩｏLMT が設定され、出力
電流Ｉｏの実効値がその制限値ＩｏLMT に等しくなるよ
うに１サイクルごとに基準値Ｖref （つまり正弦波基準
電圧Ｖsin ）が調整される。従って、交流発電機２から
の入力電力が低下した場合、出力電圧Ｖｏの実効値が下
がって出力電流Ｉｏが制限され、直流電圧ＶDCを維持し
つつ極力運転を継続することが可能となる。When the above-described current limiting process is executed by the microcomputer 41, when the DC voltage VDC falls below a predetermined DC voltage value required for the rated operation, the limit value of the output current Io is set according to the DC voltage VDC. IoLMT is set, and the reference value Vref (that is, the sine wave reference voltage Vsin) is adjusted every cycle so that the effective value of the output current Io becomes equal to the limit value IoLMT. Therefore, when the input power from the AC generator 2 decreases, the effective value of the output voltage Vo decreases, the output current Io is limited, and the operation can be continued as much as possible while maintaining the DC voltage VDC.

【００７１】次に、本発明の第３実施例について図６を
参照しながら説明する。この第３実施例で説明する携帯
用交流電源装置は、上述した第２実施例と同様に直流電
圧ＶDCの低下に伴う電流制限機能を付加した構成となっ
ている。図６は、マイコン４１により実行される電流制
限処理を示すフローチャートを示している。この電流制
限処理も、正弦波基準信号の分解能（例えば１周期を６
４分割した時間）ごとの割込み処理として実行される。
なお、図６に示すステップＴ１からＴ１０までの処理内
容は、図５に示すステップＳ１からＳ１０までの処理内
容と同じであるため、ここではステップＴ１１以降の処
理について説明する。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The portable AC power supply device described in the third embodiment has a configuration in which a current limiting function accompanying a decrease in the DC voltage VDC is added as in the second embodiment. FIG. 6 is a flowchart showing a current limiting process executed by the microcomputer 41. This current limiting process is also performed with the resolution of the sine wave reference signal (for example, one cycle equal to 6).
This is executed as an interrupt process for each of the four divided times.
Since the processing contents of steps T1 to T10 shown in FIG. 6 are the same as the processing contents of steps S1 to S10 shown in FIG. 5, the processing of step T11 and thereafter will be described here.

【００７２】図６に示すステップＴ１０において、平均
値ＶDCmeanが定格運転に必要な所定の直流電圧値よりも
低いと判断すると、マイコン４１はステップＴ１１に移
行し、次の（６）式に従って携帯用交流電源装置１に接
続された負荷の抵抗値ＲＬを算出する。ここで、Ｖref
は第２実施例で説明した基準値である。 ＲＬ＝Ｖref ／Ｉｏrms …（６）If it is determined in step T10 shown in FIG. 6 that the average value VDCmean is lower than the predetermined DC voltage value required for the rated operation, the microcomputer 41 proceeds to step T11, and performs the portable operation according to the following equation (6). The resistance value RL of the load connected to the AC power supply 1 is calculated. Where Vref
Is the reference value described in the second embodiment. RL = Vref / Irms (6)

【００７３】マイコン４１は、ステップＴ１２におい
て、平均値ＶDCmeanに応じて実効値Ｉｏrms の制限値Ｉ
ｏLMT を設定し、ステップＴ１３において、次の（７）
式に従って基準値Ｖref を算出する。その後、マイコン
４１は当該割込み処理を終了し、次の１サイクルの期
間、この基準値Ｖref に基づいて正弦波基準電圧Ｖsin
を生成する。 Ｖref ＝ＲＬ×ＩｏLMT …（７）In step T12, the microcomputer 41 determines the limit value I of the effective value Irms according to the average value VDCmean.
oLMT is set, and in step T13, the following (7)
The reference value Vref is calculated according to the equation. Thereafter, the microcomputer 41 ends the interrupt processing, and during the next one cycle, the sine wave reference voltage Vsin based on the reference value Vref.
Generate Vref = RL × IoLMT (7)

【００７４】一方、ステップＴ１０において、平均値Ｖ
DCmeanが定格運転に必要な所定の直流電圧値以上である
と判断した場合には、「ＮＯ」に従ってステップＴ１４
に移行し、基準値Ｖref を１００Ｖに設定した後当該割
込み処理を終了する。On the other hand, in step T10, the average value V
If it is determined that the DCmean is equal to or higher than the predetermined DC voltage value required for the rated operation, the process proceeds to step T14 according to “NO”.
Then, the reference value Vref is set to 100 V, and then the interrupt processing ends.

【００７５】この電流制限処理が実行されると、直流電
圧ＶDCが定格運転に必要な所定の直流電圧値よりも低下
した場合、基準値Ｖref と出力電流Ｉｏとに基づいて負
荷の抵抗値ＲＬが算出され、その抵抗値ＲＬと直流電圧
ＶDCに応じた出力電流Ｉｏの制限値ＩｏLMT との積によ
り基準値Ｖref （つまり正弦波基準電圧Ｖsin ）が設定
される。従って、直流電圧ＶDCの低下に対し、当該直流
電圧ＶDCと負荷の抵抗値ＲＬとに応じて出力電圧Ｖｏが
下げられ、運転を極力維持することが可能となる。ま
た、本実施例によれば、直流電圧ＶDCの低下に対し１サ
イクル程度の遅れ時間以内に出力電圧Ｖｏを最適な値に
変更することができ、制御遅れの小さい電流制限動作が
可能となる。When the current limiting process is performed, when the DC voltage VDC falls below a predetermined DC voltage value required for the rated operation, the resistance value RL of the load is adjusted based on the reference value Vref and the output current Io. The reference value Vref (that is, the sine wave reference voltage Vsin) is set by the product of the calculated resistance value RL and the limit value IoLMT of the output current Io according to the DC voltage VDC. Therefore, in response to the decrease in the DC voltage VDC, the output voltage Vo is reduced according to the DC voltage VDC and the resistance value RL of the load, and the operation can be maintained as much as possible. Further, according to the present embodiment, the output voltage Vo can be changed to an optimum value within a delay time of about one cycle with respect to a decrease in the DC voltage VDC, and a current limiting operation with a small control delay can be performed.

【００７６】なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実
施例に限定されるものではなく、以下のような拡張また
は変更が可能である。第２および第３実施例において、
マイコン４１は、直流電圧ＶDCの算出に替えて回転数検
出信号（補助巻線６の出力電圧）に基づいてエンジンの
回転数を算出し、エンジンの回転数が低下した場合に、
出力電流Ｉｏの実効値Ｉｏrms に応じて基準値Ｖref を
調整するように構成しても良い。この手段によっても第
２および第３実施例と同様の効果を得られる。The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, but can be extended or modified as follows. In the second and third embodiments,
The microcomputer 41 calculates the engine speed based on the rotation speed detection signal (output voltage of the auxiliary winding 6) instead of the calculation of the DC voltage VDC, and when the engine speed decreases,
The reference value Vref may be adjusted according to the effective value Irms of the output current Io. With this means, the same effects as in the second and third embodiments can be obtained.

【００７７】比較回路８２に替えて、駆動信号ＶG1とＶ
G4とが同一タイミングでオンオフ動作するとともに、駆
動信号ＶG2とＶG3とが同一タイミングでオンオフ動作す
るような比較回路を用いても良い。この場合の出力電圧
Ｖｐの波形は図７に示すようになる。電流制限動作が一
定時間以上継続した場合には、図示しない報知手段によ
り警報を出力するとともに運転を停止するように構成し
ても良い。Instead of the comparison circuit 82, the drive signals VG1 and V
A comparison circuit may be used in which G4 performs on-off operation at the same timing and drive signals VG2 and VG3 perform on-off operation at the same timing. The waveform of the output voltage Vp in this case is as shown in FIG. When the current limiting operation has continued for a certain period of time or longer, an alarm may be output by a not-shown notifying means and the operation may be stopped.

【００７８】[0078]

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のインバータ装置に設けられた出力電流制限回路は、一
方向性通電素子と定電圧素子との直列回路からなる互い
に逆向きの通電方向を有する第１および第２の通電回路
から構成されているので、従来のものに比べて構成が簡
単で低コストとなる。また、高速動作が可能となり、負
荷短絡などに起因してインバータ回路に流れる急峻な立
ち上がりを持つ過電流に対しても直ちに偏差信号を制限
することができるので、確実な過電流保護動作を行うこ
とができる。As is clear from the above description, the output current limiting circuit provided in the inverter device of the present invention has a current flowing direction opposite to each other which comprises a series circuit of a unidirectional current-carrying element and a constant-voltage element. , The configuration is simpler and lower in cost than the conventional one. In addition, high-speed operation is enabled, and the deviation signal can be immediately limited even for an overcurrent that has a steep rise flowing to the inverter circuit due to a load short circuit, etc., so that reliable overcurrent protection operation must be performed. Can be.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１実施例を示す携帯用交流電源装置
のＰＷＭ回路の電気的構成図FIG. 1 is an electrical configuration diagram of a PWM circuit of a portable AC power supply device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】携帯用交流電源装置の全体の電気的構成図FIG. 2 is an overall electrical configuration diagram of the portable AC power supply device.

【図３】ＰＷＭ回路内における各電圧波形を示す図FIG. 3 is a diagram showing each voltage waveform in a PWM circuit;

【図４】インバータ回路の出力電圧波形を示す図FIG. 4 is a diagram showing an output voltage waveform of an inverter circuit.

【図５】本発明の第２実施例を示す電流制限処理のフロ
ーチャートFIG. 5 is a flowchart of a current limiting process according to a second embodiment of the present invention

【図６】本発明の第３実施例を示す図５相当図FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 5, showing a third embodiment of the present invention.

【図７】その他の実施例を示す図４相当図FIG. 7 is a view corresponding to FIG. 4, showing another embodiment.

【図８】従来技術を示す携帯用交流電源装置の概略的な
電気的構成図FIG. 8 is a schematic electrical configuration diagram of a portable AC power supply device showing the prior art

【図９】ＰＷＭ回路の概略的な電気的構成図FIG. 9 is a schematic electrical configuration diagram of a PWM circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１は携帯用交流電源装置（インバータ装置）、６は補助
巻線（回転数検出手段）、１７はインバータ回路、２５
〜２８はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３７は変流器
（出力電流検出手段）、４１はマイクロコンピュータ
（基準信号生成回路）、４２は直流電圧検出回路（直流
電圧検出手段）、４３は出力電圧検出回路（出力電圧検
出手段）、４４は出力電流検出回路（出力電流検出手
段）、６２は減算回路（偏差演算回路）、６４は反転増
幅回路（第２の制限回路）、６５は誤差増幅回路、７２
はクランプ回路（第１の制限回路）、７５は出力電流制
限回路、７６〜７９はダイオード（一方向性通電素
子）、８０はツェナーダイオード（定電圧素子）であ
る。1 is a portable AC power supply (inverter device), 6 is an auxiliary winding (rotation speed detecting means), 17 is an inverter circuit, 25
28 is an IGBT (switching element), 37 is a current transformer (output current detection means), 41 is a microcomputer (reference signal generation circuit), 42 is a DC voltage detection circuit (DC voltage detection means), 43 is output voltage detection A circuit (output voltage detecting means); 44, an output current detecting circuit (output current detecting means); 62, a subtraction circuit (deviation operation circuit); 64, an inverting amplifier circuit (second limiting circuit); 72
Is a clamp circuit (first limiting circuit), 75 is an output current limiting circuit, 76 to 79 are diodes (unidirectional conducting elements), and 80 is a Zener diode (constant voltage element).

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝本 等 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内 (72)発明者 吉岡 徹 群馬県新田郡新田町大字早川字早川３番地 澤藤電機株式会社新田工場内 Ｆターム(参考） 5H007 AA04 CA01 CA03 CB05 CC12 DA05 DB01 DB12 DC02 DC05 EA02 FA03 FA06 FA13 GA08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing from the front page (72) Inventor, etc. Takimoto, etc. 991, Anata-cho, Seto-shi, Aichi Prefecture Inside the Aichi Factory, Toshiba (72) Inventor Toru Yoshioka Sawafuji 3, Hayakawa, Nitta-cho, Nitta-gun, Gunma Prefecture Sawafuji F-term in Nitta Plant of Denki Co., Ltd. (reference) 5H007 AA04 CA01 CA03 CB05 CC12 DA05 DB01 DB12 DC02 DC05 EA02 FA03 FA06 FA13 GA08

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 直流電圧を出力する電源回路と、 スイッチング素子を有し前記直流電圧を入力として当該
スイッチング素子の駆動状態に応じた電圧を出力するイ
ンバータ回路と、 このインバータ回路の出力電圧を指令するための基準信
号を生成する基準信号生成回路と、 前記インバータ回路の出力電圧に応じた出力電圧検出信
号を出力する出力電圧検出手段と、 前記基準信号と前記出力電圧検出信号との偏差信号を出
力する誤差増幅回路と、 前記偏差信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信
号を生成する駆動信号生成回路とを備えたインバータ装
置において、 前記インバータ回路の出力電流に応じた電流検出信号を
出力する出力電流検出手段と、 前記電流検出信号が入力される入力端子、前記誤差増幅
回路に対し電流制限信号を出力する出力端子、およびこ
れら入力端子と出力端子との間に接続され一方向性通電
素子と定電圧素子との直列回路からなる互いに逆向きの
通電方向を有する第１および第２の通電回路から構成さ
れる出力電流制限回路とを備えるとともに、 前記誤差増幅回路は、前記出力電流制限回路から入力さ
れる電流制限信号に応じて前記偏差信号を制限するよう
に構成されていることを特徴とするインバータ装置。A power supply circuit for outputting a DC voltage; an inverter circuit having a switching element and receiving the DC voltage as input to output a voltage corresponding to a driving state of the switching element; A reference signal generation circuit for generating a reference signal for performing the operation, an output voltage detection means for outputting an output voltage detection signal corresponding to an output voltage of the inverter circuit, and a deviation signal between the reference signal and the output voltage detection signal. An inverter device comprising: an error amplifier circuit for outputting; and a drive signal generation circuit for generating a drive signal for the switching element based on the deviation signal. An output for outputting a current detection signal corresponding to an output current of the inverter circuit Current detection means, an input terminal to which the current detection signal is input, and a current limit signal to the error amplifier circuit. And a first and a second energizing circuit connected between the input terminal and the output terminal, and having mutually opposite energizing directions formed of a series circuit of a unidirectional energizing element and a constant voltage element. An inverter, wherein the error amplification circuit is configured to limit the deviation signal according to a current limit signal input from the output current limit circuit. apparatus. 【請求項２】 出力電流制限回路は、一方向性通電素子
からなるブリッジ回路として構成されるとともに、当該
ブリッジ回路を整流回路として見た場合に直流出力端子
となる両端子間に定電圧素子が接続され、交流入力端子
となる両端子にそれぞれ入力端子と出力端子が接続され
た回路形態とされていることを特徴とする請求項１記載
のインバータ装置。The output current limiting circuit is configured as a bridge circuit including a unidirectional current-carrying element, and a constant voltage element is provided between both terminals serving as a DC output terminal when the bridge circuit is viewed as a rectifier circuit. 2. The inverter device according to claim 1, wherein the input terminal and the output terminal are connected to both terminals which are connected and serve as an AC input terminal. 【請求項３】 誤差増幅回路は、偏差信号を生成する偏
差演算回路と、この偏差演算回路から出力される偏差信
号の大きさを制限する第１の制限回路と、その後段に位
置し電流制限信号に応じて前記偏差信号を制限する第２
の制限回路とを備えて構成されていることを特徴とする
請求項１または２記載のインバータ装置。3. An error amplification circuit, comprising: a deviation calculation circuit for generating a deviation signal; a first limiting circuit for limiting the magnitude of the deviation signal output from the deviation calculation circuit; A second limiting the deviation signal according to a signal;
3. The inverter device according to claim 1, further comprising: a limiting circuit. 【請求項４】 電源回路は、エンジンにより駆動される
交流発電機とこの交流発電機の交流出力電圧を整流する
整流手段とから構成され、 前記エンジンの回転数に応じた回転数検出信号を出力す
る回転数検出手段を備え、 基準信号生成回路は、前記回転数検出信号が低下した場
合に、電流検出信号に応じて基準信号の大きさを低下さ
せるように構成されていることを特徴とする請求項１な
いし３の何れかに記載のインバータ装置。4. A power supply circuit comprising: an AC generator driven by an engine; and a rectifier for rectifying an AC output voltage of the AC generator, and outputs a rotation speed detection signal corresponding to the rotation speed of the engine. The reference signal generation circuit is configured to reduce the magnitude of the reference signal in accordance with the current detection signal when the rotation speed detection signal decreases. The inverter device according to claim 1. 【請求項５】 直流電圧に応じた直流電圧検出信号を出
力する直流電圧検出手段を備え、 基準信号生成回路は、前記直流電圧検出信号が低下した
場合に、電流検出信号に応じて基準信号の大きさを低下
させるように構成されていることを特徴とする請求項１
ないし３の何れかに記載のインバータ装置。5. A DC voltage detection means for outputting a DC voltage detection signal corresponding to a DC voltage, wherein the reference signal generation circuit detects the reference signal according to the current detection signal when the DC voltage detection signal decreases. 2. The structure according to claim 1, wherein the size is reduced.
4. The inverter device according to any one of claims 3 to 3.