CN1368789A - 高效率可适型直流/交流转换器 - Google Patents

高效率可适型直流/交流转换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种冷阴极荧光灯(CCFL)电源转换电路,其使用一高效零电压切换技术,该技术消除了有关功率MOSFET的切换损耗,通过考虑在谐振槽电路中的寄生电容而将一最佳扫频技术应用于CCFL点火中。另外,该电路为自学习型并可适用于决定用于具有给定负载的电路的最佳工作频率。本发明也提供了一过电压保护电路以确保电路元件在开灯状态下受到保护。

Description

高效率可适型直流/交流转换器
本发明关于直流至交流功率转换器电路。更明确地说，本发明提供一高效控制器电路，该控制器电路使用一零电压切换技术来调整输送至负载的功率。本发明一般用于驱动一个或多个冷阴极萤光灯(CCFL)的电路，但是，本专业技术人员可以得知，本发明可以用于任何需要高效率及精确功率控制的负载。
图1描绘一传统CCFL电源***10。该***大体包含一电源12，一CCFL驱动电路16，一控制器14，一反馈环路18，及一个或多个与LCD控制板20相关联的灯CCFL。电源12向电路16提供直流电压，并通过晶体管Q3由控制器14所控制。电路16为一自谐振电路，已知为罗伊电路(Royer circuit)。基本上，电路16为一自振荡直流至交流转换器，其谐振频率由L1及C1所决定，N1至N4指示变压器绕组及绕组的匝数。在工作中，晶体管Q1及Q2交替地导通并分别切换绕组N1及N2上的输入电压。若Q1导通，则输入电压置于绕组N1上。具有相对极性的电压将被置于其它的绕组上。N4中的感应电压使得Q2的基极为正，且Q1由集电极和发射极间的很低的电压降而导通。N4的感应电压也使Q2保持在截止状态。Q1导通，直到TX1铁心中的磁通达到饱和为止。
饱和时，Q1的集电极电压快速上升(至由基极电路所决定的值)，且变压器中的感应电压快速下降。Q1进一步被拉离饱和，且VCE上升，造成N1上的电压进一步下降。基极驱动中的损失造成Q1截止，其随后又引起铁心中的磁通略微下降并于N4中感应一电流以导通Q2。N4中的感应电压使Q1保持在饱和导通状态，直到铁心在相反方向饱和，接着产生一类似逆过程，以完成切换循环。
虽然反相器电路16由相当少的元件构成，但其适当的工作取决于晶体管及变压器的非线性的复杂的相互作用。另外，C1，Q1及Q2的变化(典型地为35％容差)使电路16不适用于并联变压器配置，因为电路16的任一复制都会产生附加的不希望的工作频率，该频率可能在某些谐波处谐振。当应用至CCFL负载时，此电路会在CCFL中产生明显的不希望的“拍动”效应。即使公差几乎匹配，但因为电路16以自谐振模式工作，所以拍动效应并不能被除去，因为电路中的任一复制都将会有其本身特有的工作频率。
在美国专利第5,430,641；5,619,402；5,615,093；5,818,172号中可找到一些其它的驱动***。这些对比文件均具有低效率、两级功率转换，变频操作，及/或与负载有相关性的缺点。另外，当负载包含CCFL及组件时，会引入寄生电容，从而影响CCFL本身的阻抗。为了有效设计一适当工作的电路，必须包括考虑到用于驱动CCFL负载的寄生阻抗来设计该电路。这种努力不但费时、昂贵，而且，当处理不同负载时，也很难找到一最佳的转换器设计。因此需要克服这些缺点并提供一电路解决方法，该电路具有高效率、CCFL的可靠点火，与负载无关的功率调整及单一频率功率转换的特点。
因此，本发明提供一用以驱动负载的最佳***，它取得了对于各种LCD控制板负载的最佳工作，由此提高了***的可靠性。
广义地说，本发明提供一直流/交流转换器电路，用以可控制地将功率传送至负载，其包含一输入电压源；可选择地连接至该电压源的第一多个重叠开关及第二多个重叠开关，该第一多个重叠开关定义第一导通路径，该第二多个重叠开关定义第二导通路径。提供一脉冲产生器用以产生一脉冲信号。驱动电路接收该脉冲信号并控制该第一及第二多个开关的导通状态。提供具有一次侧及二次侧的一变压器，该一次侧以交替方式可选择地通过第一导通路径或者第二导通路径连接至该电压源。负载连接至变压器的二次侧。在负载及驱动电路之间具有一反馈环电路，该反馈电路提供指示施加于负载的功率的反馈信号。该驱动电路的第一及第二多个开关处于交替导通状态，且轮换第一多个开关中的开关的重叠时间及第二多个开关中的开关的重叠时间，以至少部分基于反馈信号及脉冲信号将电压源连接至一次侧。
建立驱动电路以由脉冲信号产生第一互补脉冲信号，并由脉冲信号产生斜波信号。该脉冲信号施加至该第一多个开关的第一个，以控制其导通状态，该斜波信号至少与该反馈信号相比以产生第二脉冲信号，而一可控制导通重叠状态存在于第一多个开关的第一及第二开关的导通状态之间。第二脉冲信号施加于第一多个开关的第二个开关并控制其导通状态。该驱动电路还基于该第二脉冲信号产生一第二互补脉冲信号，其中第一及第二互补脉冲信号分别控制第二多数开关的第一及第二开关的导通状态。同样地，一可控制导通重叠状态存在于第二多个开关的第一及第二开关的导通状态之间。
就方法而言，本发明提供一种用以控制一零电压切换电路以向负载输送功率的方法，该方法包含的步骤有：
提供一直流电压源；连接定义第一导通路径的第一及第二晶体管及定义第二导通路径的第三及第四晶体管至电压源及一变压器的一次侧；产生一具有预定脉宽的脉冲信号；连接一负载至该变压器的二次侧；由负载产生一反馈信号；及控制该反馈信号及脉冲信号，以决定该第一、第二、第三及第四晶体管的导通状态。
在第一实施例中，本发明提供一转换器电路，用以输送功率至一CCFL负载上，其包含一电压源，一具有一次侧及二次侧的变压器，分别定义电压源及一次侧之间第一及第二导通路径的第一对开关及第二对开关，一连接至该二次侧的CCFL负载电路，产生一脉冲信号的脉冲产生器，一连接至该负载产生一反馈信号的反馈电路，及驱动电路，该驱动电路接收该脉冲信号及反馈信号并基于该脉冲信号及反馈信号，连接第一对开关或第二对开关至电压源及一次侧，以将功率输送至该CCFL负载。
另外，该第一实施例提供一脉冲产生器，其产生具有预定频率的脉冲信号。所说驱动电路包含第一、第二、第三及第四驱动电路；该第一对开关包含第一及第二晶体管；第二对开关包含第三及第四晶体管。该第一、第二、第三及第四驱动电路分别连接至第一、第二、第三及第四晶体管的控制线。该脉冲信号施加至该第一驱动电路，使得第一晶体管依据该脉冲信号而导通或截止。第三驱动电路基于脉冲信号，而产生第一互补脉冲信号及一斜波信号，并将该第一互补脉冲信号供给所述第三晶体管，使得第三晶体管依据该第一互补脉冲信号而导通或截止。将斜波信号与反馈信号相比较，以产生第二脉冲信号。该第二脉冲信号施加至第二驱动电路，使得该第二晶体管依据第二脉冲信号而导通或截止。第四驱动电路基于第二脉冲信号产生一第二互补脉冲信号，并将该第二互补脉冲信号提供给第四晶体管，使得第四晶体管依据该第二互补脉冲信号而导通或截止。在本发明中，第一、第二晶体管以及第三、第四晶体管的分别同时导通控制了被输送至负载的功率量。产生重叠一控制量的脉冲信号及第二脉冲信号，因此，沿着第一导通路径输送功率至负载。因为第一及第二互补脉冲信号分别由该脉冲信号及第二脉冲信号产生，所以产生的第一及第二互补脉冲信号也重叠一控制量，功率以在第一和第二导通路径间交替的方式沿着第二导通路径被输送至负载。
同时，产生的该脉冲信号及第一互补脉冲信号相位差约为180度，且产生的该第二脉冲信号及第二互补信号相差也大约为180度，这样就可以避免第一及第二导通路径间的短路状态。
除了第一实施例中提供的转换器电路外，第二实施例包含一连接至该第二脉冲信号的触发器电路，其只有当第三晶体管切换为导通状态时，触发第二脉冲信号至第二驱动信号。另外，第二实施例包含一锁相环(PLL)电路，其具有一来自一次侧的第一输入信号和使用所说反馈信号的第二输入信号。PLL电路比较此两信号间的相差，并向脉冲产生器提供一控制信号，以基于第一及第二输入端间的相差，控制该脉冲信号的脉宽。
在两实施例中，较佳电路均包含具有第一比较器的反馈控制环路，该第一比较器用以比较基准信号与反馈信号并产生第一输出信号。提供第二比较器用以比较所说第一输出信号与斜波信号，并基于第一输出信号及斜波信号的交叉点而产生所说第二脉冲信号。反馈电路最好也包含一电流检测电路及一在第一及第二比较器之间的开关电路，该电流检测电路接收反馈信号并产生一触发信号，该开关电路接收该触发器信号，并基于该触发器信号的值，产生第一输出信号或预定最小信号。该基准信号可以包括例如为一信号，该信号为手动产生，以指示传送至负载的所希望的功率。该预定最小电压信号可以包含供给开关的所规划的最小电压，使得在负载上不会发生过电压状态。
同样地，这里所述的两实施例中，均可提供一过电流保护电路，该电路接收反馈信号并基于该反馈信号的值控制该脉冲产生器。也可以提供一过电压保护，以接收来自负载的电压信号及第一输出信号，并比较该来自负载的电压信号与第一输出信号，以基于来自负载的电压信号值来控制脉冲产生器。
本专业技术人员将会知道，虽然以下的详细说明将参考较佳实施例及其使用方法加以说明，但本发明并不是要被限制于这些较佳实施例及其使用方法中。相反的，本发明具有较广的范围并只被随附的权利要求范围所限定。
本发明的其它特点及优点将随以下的详细说明的进行和参考附图会变得很明显，图中各相同编号描述相同元件。
图1为传统的直流/交流转换器电路；
图2为本发明的直流/交流转换器电路的一较佳实施例；
图2a-2f为图2电路的典型时序图；
图3为本发明的直流/交流转换器电路的另一较佳实施例；
图3a-3f为图3电路的典型时序图；及
图4a-4f为图2及图3所示电路的仿真图。
虽然并不希望为实例所限定，但以下的详细说明将参考CCFL控制板作为本发明电路的负载加以进行。然而，明显地，本发明并不限于仅驱动一个或多个CCFL，相反，本发明应广泛地理解为独立于一特定应用的特定负载的功率转换器电路和方法。
总而言之，本发明提供使用反馈信号及脉冲信号，可控制地将功率输送至负载的电路，以调整两对开关的导通时间。一对开关被可控制地导通，使得其导通时间重叠，将功率沿着由该对开关所定义的导通路径通过一变压器输送至负载。同样地，当另一对开关为可控制地导通使得其导通时间重叠时，功率沿着该另一对开关所定义的导通路径，(通过一变压器)被输送至负载。因此，通过选择地导通开关及控制开关间的重叠，本发明可以精确地控制被输送至一给定负载的功率。另外，本发明包含过电流及过电压保护电路，其在短路或开路状态下，中断至负载的功率。而且，此处所述的控制开关拓扑结构，使得电路能无关于负载，并使用一无关于变压器配置的谐振效应的单一工作频率而工作，这些特性参考附图在以下加以讨论。
图2所示的电路图示出了本发明的相移、全桥、零电压切换功率转换器的较佳实施例。基本上，图2所示的电路包含一电源12，多个开关80，定义交替导通路径的、安排为对角线形式的开关对，用以驱动每一开关的驱动电路50，一向驱动电路50产生一方波脉冲的扫频器22，一变压器TX1(具有由TX1的一次侧及C1所定义的相关谐振槽电路)及一负载。本发明的优点在于它还包含一重叠反馈控制环路40，其控制至少每一对开关的导通时间，由此允许可控制的功率被输送至负载。
电源12施加至该***。开始时，从该电源产生一偏压/基准信号30用于控制电路(在控制环路40中)。最好，一扫频器22产生一50％的任务周期脉冲信号，以一较高频率开始并以一预定速率和预定步骤向下扫频(即一可变脉冲宽度的方波信号)。扫频器22最好为一本领域中已知的可编程的频率产生器。(来自扫频器22的)脉冲信号90被输送至B驱动电路(B_Drive)(其驱动开关B(Switch-B)，即控制开关B的栅极)，并被送至A驱动电路(A_Drive)，该驱动电路产生一互补脉冲信号92及一斜波信号26。该互补脉冲信号92与脉冲信号90相差大约为180度，斜波信号26与脉冲信号相差约90度，这将如以下所述。斜波信号最好为一如图中所示的锯齿信号。该斜波信号26通过比较器28与误差放大器32的输出信号(这里称作CMP)相比，由此产生信号94。比较器28的输出信号94同样为一被输送至C_驱动电路(C_Drive)的50％的任务脉冲以初始化开关_C(Switch_C)的导通，而开关C随后又决定开关B及C，以及，开关A及D之间的重叠量。其互补信号(相差约180度)经由D_驱动电路(D_Drive)施加至开关D。本专业技术人员可以知道驱动电路_A电路至驱动电路_D电路分别连接至开关_A至开关_D(Switch_D)的控制线(例如栅极)，这如这里所述允许每一开关能够可控制地导通。通过调整在开关B、C及A、D间的重叠量，完成了灯电流调节。换句话说，是所说每对开关的导通状态的重叠量决定了在转换器中处理的功率量。因此，开关B、C及开关A、D在此将被称为重叠开关。
虽然并不希望被此实施例中的例子所局限，但B_驱动电路最好由图腾柱电路，一般低阻抗运算放大器电路，或射极追随器电路所形成。同样建立C_驱动电路。既然A驱动电路及D_驱动电路并未直接与地端连接(即为浮动)，所以这些驱动电路最好由开机电路(boot_strap circuit)或本领域中已知的其它高侧(high-side)驱动电路形成。另外，如上所述，A_驱动电路及D_驱动电路包含一反相器，以分别反转来自B_驱动电路及C_驱动电路的信号(即相位)。
经由一零电压切换技术完成高效工作。四个MOSFET(开关_A至开关_D)80在其本质二极管(D1-D4)导通后而导通，这提供在变压器/电容器(TX1/C1)配置中的能量的电流流动路径，由此当这些开关导通时，在它们上面的电压为零。以此受控的工作，使切换损失为最小而且维持了高效率。
该重叠开关80的较佳切换工作参考第2a-2f图的时序图。开关_C在开关B及C均导通的某些期间断开(图2f)。断开开关_C后，槽中流动的电流(参考图2)现在流过开关_D中的二极管D4(图2e图)、变压器的一次侧、C1及开关_B，由此使在电容C1及变压器中的电压及电流谐振，作为开关B及C导通时输送能量的结果(图2f)。注意必须出现此状态，因为变压器一次侧的电流方向的突变将违反法拉第定律。因此，当开关_C断开时，电流必须流经D4。D4流通时，开关_D被闭合。同样地，开关_B断开(图2a)，开关_A闭合前(图2e)电流转至与开关A相关联的二极管D1。同样，开关_D被断开(图2d)，电流目前由开关_A流经C1、变压器一次侧及二极管D3。开关_C于D3导通后(图2e)被闭合。开关B于开关_A断开后被闭合，这允许二极管D2于开关_B闭合前首先被导通。注意的是呈对角的开关B，C及A，D的导通时间的重叠决定输送至变压器的能量，如图2f所示。
在此实施例中，图2b示出仅当开关_A闭合时产生斜波信号26。因此，产生斜波信号26的驱动电路_A最好包含一定电流产生器电路(未示出)，其包含具有适当时间常数的电容，以产生斜波信号。为此目的，利用一基准电流(未示出)为该电容充电，且该电容被接地(通过例如一晶体管开关)，使得放电速率超出充电速率，由此，产生一锯齿斜波信号26。当然，如上面所指出的，这可以通过积分脉冲信号90来实现，因此，斜波信号26可以使用一积分电路(例如运算放大器及电容)来形成。
在点火周期中，在两呈对角的开关之间(即在开关A，D及B，C间)产生一预定的最小重叠。这产生一由输入至包含C1、电压器、C2、C3及CCFL负载的槽电路的最小能量。注意的是，负载可以是电阻性的及/或电容性的。驱动频率开始于一预定较高频率，直到其接近槽电路及由变压器的二次侧所反映的等效电路的谐振频率，大量的能量被输送至连接有CCFL的负载。由于点火前的高阻抗特征，CCFL受到来自施加至一次侧的能量的高电压。此电压足以点火CCFL。CCFL阻抗降低至其正常的工作值(例如约100K欧姆至130K欧姆)，且基于最小重叠工作被供给一次侧的能量不再足以维持CCFL的稳态工作。误差放大器26的输出开始其调节功能，以增加该重叠。误差放大器输出的大小决定重叠量。例如：
参考图2b、2c及图2的反馈环路40，重要的是注意到当斜波信号26(由驱动电路_A产生)等于(由误差放大器32所产生之)比较器28确定的信号CMP24的值时，开关_C闭合。如图2b中的交叉点36所示。为了防止短路，开关A、B、及C、D千万不能同时导通。通过控制CMP大小，开关A、D、及B、C间的重叠时间，调节被输送至变压器的能量。为了调节输送至变压器的能量(及由此调节输送至CCFL负载的能量)，通过控制误差放大器的输出CMP24，开关C及D相关于开关A及B作时移。由时序图可以理解，若来自比较器28的输出进入开关C及D的驱动脉冲因增加CMP的电平而右移，那么就会实现开关A、C及B、D之间的重叠的增加，因而，增加输送至变压器的能量。实际上，这相应于较高灯电流工作(higher-lamp current operation)。相反地，开关C及D的驱动脉冲的左移(通过降低CMP信号)降低所输送的能量。
为此目的，误差放大器32比较反馈信号FB与一基准电压REF。FB测量通过检测电阻Rs的电流值，其表示经由负载20的总电流。REF为指示想要负载状况，例如想要流经负载的电流的信号。在正常工作中，REF＝FB。然而，若负载状态被故意地由与一LCD控制板显示相关联的变光开关所补偿，则REF值会相应地增加/降低。该被比较的值相应地产生CMP。CMP值反应负载状况及/或一有意偏压，并由REF及FB间的差值(即REF-FB)来实现。
为了保护在负载侧的负载及电路不处于开路状态(例如在正常工作时的开路CCFL灯状态)，最好也将FB信号与一基准值(未示出且与上述REF信号不同)在电流检测比较器42中相比，其输出如下所述定义开关28的状态。此基准值可以是能编程的，及/或为使用者可定义的，并最好反应出***所允许的最小或最大电流(例如，可以额定用于个别元件，特别是用于CCFL负载的)。若反馈FB信号与基准信号的值在允许的范围内(正常工作)，则电流检测比较器的输出为1(或高)。这允许CMP流经开关38，电路如此所述地工作，以输送功率至负载。然而，若FB信号及基准信号的值在预定范围之外(开路或短路状态)，则电流检测比较器之输出为0(或低)，禁止CMP信号流经开关38。(当然，可以实现逆过程，其中开关在0状态触发)。直到电流检测比较器指示可允许流经Rs的电流，才由开关38(未示出)提供最小电压Vmin并被施加至比较器28。相应地，开关38包含用于当检测电流为0时，适当地选择可编程电压Vmin。再次参考图2b，此工作的效果是CMP直流值降低至额定值，或者说最小值(即CMP＝Vmin)，使得在变压器TX1上不出现高电压状态。因此，交叉点36被向左移，由此降低了互补开关(记住在交叉点36，开关C导通)间的重叠量。同样地，电流检测比较器42当检测值为0时(或者其它表示开路状态的预设值)时，被连接至频率产生器22，以关闭产生器22。CMP被馈送至保护电路62。若CCFL在工作中被移去时(开路状态)，这是关闭扫频器22。
为了保护电路不处于过电压状态，本实施例最好包含保护电路60，以下给出其工作(通过以上所述的电流检测比较器42描述过电流保护)。电路60包含一保护比较器62，其将信号CMP与一由负载20导出的电压信号66相比较。最好是电压信号由如图2所示的分压电容C2及C3(与负载20并联)所导出。在开路灯状态(open-lamp condition)下，扫频器持续扫频，直到OVP信号66到达一阈值。OVP信号66取自输出的分压电容C2及C3，以检测变压器TX1输出的电压。为了简化分析，这些电容也代表等效负载电容的总电容。阈值为一基准值及电路被设计成使得变压器二次侧的电压大于最小点火电压(例如由LCD控制板所需要的电压)，而小于变压器的额定电压。当OVP超出阈值时，扫频器停止扫频。同时，电流检测42在检测电阻Rs上检测不到信号。因此，在开关块38的输出24处的信号被设定在最小值，使得开关A，C及B，D间的重叠为最小。最好，一旦OVP超出临限值时，即开始计时器64，由此启始一定时计时(time-out)序列。该定时计时序列的周期最好依据负载要求(例如LCD控制板的CCFL)加以设计，但也可以被设定为可编程的值。一旦计时时间结束，驱动脉冲被无效，由此，提供转换器电路的安全工作输出。即，电路60提供一充足电压以使该灯点火，若该灯未被连接至转换器，则于一定时间段后将被关闭，使得可以避免在输出处的错误的高压。必须有这样一时间段，因为非点火灯类似于开路灯状态。
图3及3a-3f描绘出本发明的直流/交流电路的另一较佳实施例。在此实施例中，电路以类似于图2及2a-2f所提供的方式工作，然而，此实施例还包含一锁相环电路(PLL)70，用以控制扫频器22，及一触发器电路62，以定时输入C_驱动电路的信号。通过时序图可以理解，若通过增加CMP的大小，开关C及D的驱动脉冲右移50％，就可实现开关A、C及B、D间重叠的增加，由此，增加了输送至变压器的能量。实际上，这相应于较高灯电流工作(可能正如上述所需的例如REF电压的手动增加)。相反地，将开关C及D的驱动脉冲左移(通过降低CMP信号)，则减少了被输送的能量。锁相环电路70在正常工作下保持反馈电流(经Rs)及槽电流(经TX1/C1)间的相位关系，如图3所示。PLL电路70最好包含一来自槽电路(C1及TX1一次侧)的输入信号98及Rs(上述的FB信号)。一旦CCFL被点火，就经由Rs检测CCFL中的电流，激活PLL70电路，该电路锁定灯电流及一次谐振槽(C1及变压器一次侧)中的电流间的相位。即，提供PLL是用来因象温度作用、机械配置的寄生变化而调整扫频器22的频率，所说机械配置例如转换器及LCD控制板间的接线，及灯及LCD控制板金属架间的距离，这些配置影响电容值及电感值。该***最好保持在谐振槽电路及流经Rs(负载电流)的电流间的相差为180度。因此，不管特定的负载状况及/或谐振槽电路的工作频率，该***能找到一最佳工作点。
图3的反馈环的工作类似于以上对图2的说明。然而，如图3b所示，此实施例通过触发器72和C_驱动电路计时起始信号的输出。例如，在正常工作时，误差放大器32的输出经控制开关块38(如上所述)被反馈，结果为信号24。通过比较器28及触发器72得到开关A、C及B、D间的一定的重叠量，该触发器72驱动开关C及D(记住D_驱动电路产生C_驱动电路的互补信号)。这为CCFL(控制板)负载提供了稳态工作。考虑在正常工作时移去CCFL(控制板)，CMP被升高至误差放大器的输出的边界值(rail of output)并立即触发保护电路。此功能在点火时被禁止。
大体参考图3a-3f，在此实施例中，经由C_驱动电路及D_驱动电路交替触发开关C及D作为触发器电路72的工作结果。如图3b所示，触发器每隔一次触发，由此初始化C_驱动电路(且，相应地，为D_驱动电路)。计时则如前述参考图2a-2f，以相同方式工作。
现参考图4a-4f，仿真图2或3的输出电路。例如，图4a显示在21伏输入时，当扫频器接近75.7KHz(0.5微秒重叠)时，输出到达1.67KVp-p，若CCFL需要3300Vp-p点火，则此电压不足以打开CCFL。当频率降至比如68KHZ时，最小重叠在输出产生约3.9KVp- p，这足以点火CCFL。如图4b中所示。在此频率，重叠增加至1.5微秒，使得输出约1.9KVp-p，以运行130K欧姆的灯阻抗。这在图4c中已经示出。在另一实例中，图4d示出在输入电压为7伏时的工作。在71.4KHz时，在灯被打火前，输出为750Vp-p。当频率降低时，输出电压增加，直到灯点火为止。图4e示出在65.8KHz时，输出达到3500Vp-p。CCFL电流的调节通过调节重叠加以完成，以在点火后，支持130K欧姆的阻抗。目前CCFL上的电压对于660Vrms的灯来说为1.9KVp-p。这也如图4f所示。虽然未示出，图3的电路的仿真表现为类似方式。
应注意的是第一及第二实施例的差别(即在图3中加入触发器及PLL)将不会影响在图4a-4f中提出的整体工作参数。然而，决定加入PLL是考虑在电路中的非理想阻抗，且可以被作为图2中所示电路的替代电路而加入。同时，加入触发器允许除去上述的常电流电路。
因此，明显地已经提供了一高效可适型的直流/交流转换电路，其满足于这里所提出的目标。对本专业技术人员来说，很明显可以进行一些修改。例如，虽然本发明已经描述使用MOSFET作为开关，但本专业技术人员可以知道整个电路可以使用BJT晶体管，或任意类型晶体管的组合，包含MOSFET及BJT加以构建。其它修改也是可能的。例如与驱动电路_B及驱动电路_D关联的驱动电路可以由共集极电路组成，因为相关联的晶体管与地端连接，因此，并不会出现浮置状态。这里所述的PLL电路最好为本专业已知的一般的PLL电路70，经适当地修改，以如上所述接受输入信号并产生控制信号。脉冲产生器22最好为一脉宽调制电路(PWM)或频宽调制电路(FWM)，此两者在本专业中均是为人所熟知的。同样地，保护电路62及定时器均由已知电路构成并适当加以修改，以如此所述进行工作。其它电路对于本专业技术人员将会很明显，而且，所有这些修改均被视为在本发明的精神及范围内，本发明的范围仅由随附的权利要求所限定。

Claims (42)

1、一种直流/交流转换器电路，用以可控制地将功率输送至一负载，该电路包含：一输入电压源；被选择地连接至该电压源的第一多个重叠开关及第二个重叠开关，该第一多个开关定义第一导通路径，第二多个开关定义第二导通路径；产生一脉冲信号的脉冲产生器；接收该脉冲信号并用于控制该第一及第二多个开关的导通状态的驱动电路；一具有一次侧及二次侧的变压器，所说一次侧以交替方式通过所说第一导通路径或第二导通路径选择性地连接至该电压源；一连接至所说变压器的所说二次侧的负载；及在所说负载及驱动电路之间的反馈环电路，该反馈环电路提供指示被施加至所说负载的功率的反馈信号；其中所述驱动电路交替第一及第二多个开关的导通状态，控制在第一多个开关中的开关的重叠时间，及控制在第二多个开关中的开关的重叠时间，以至少部分基于反馈信号及脉冲信号将电压源连接至所说一次侧。
2、如权利要求1所述的电路，其中所述输入电压源包括一直流电压。
3、如权利要求1所述的电路，其中所述的驱动电路产生：
来自所述脉冲信号的第一互补脉冲信号；及
一斜波信号；
其中该脉冲信号被供给至所说第一多个的开关的第一个开关，以控制其导通状态，该斜波信号与至少该反馈信号相比，以产生第二脉冲信号，该第二脉冲信号被供给至第一多个开关的第二个并控制其导通状态，其中该第一多个开关的第一及第二个开关的导通状态间存在一可控制的重叠状态；该驱动电路还基于该第二脉冲信号产生第二互补脉冲信号；其中该第一及第二互补脉冲信号分别控制所说第二多个开关的第一及第二个开关的导通状态，其中存在该第二多个开关的第一及第二个开关的导通状态间存在一可控制的重叠状态。
4、如权利要求3所述的电路，其中所述第一及第二多个开关由MOSFET晶体管组成。
5、如权利要求4所述的电路，其中每个所述晶体管还包括一本征开关，与每一电晶体晶体管并联并相对于所说电压源呈反向偏压，每一本征开关用以通过当所述晶体管在非导通状态时，完成在电压源与一次侧间的导通路径，来放出储存于变压器一次侧的能量。
6、如权利要求5所述的电路，其中所述的本征开关由二极管组成。
7、如权利要求3所述的电路，其中所述脉冲信号及第一互补脉冲信号间的相差大约为180度；所述第二脉冲信号及第二互补脉信号间的相差大约为180度，使得在第一导通路径及第二导通路径之间不会出现短路状态。
8、如权利要求7所述的电路，其中所述第一多个开关及第二多个开关的导通状态决定输送至负载的功率。
9、如权利要求3所述的电路，其中所述反馈控制环路包含第一比较器，用以将一基本信号与该反馈信号相比较并产生第一输出信号，及第二比较器，用以比较该第一输出信号与所述斜波信号并基于该第一输出信号及斜波信号的交叉点，而产生所说第二脉冲信号。
10、如权利要求9所述的电路，其中所述负载反馈信号为流经该负载的电流的测量值。
11、如权利要求9所述的电路，还包含接收该反馈信号并产生一触发信号的电流检测电路；所述反馈环电路还包含一在该第一及第二比较器之间的开关电路，该开关电路接收该触发信号并基于该触发信号的值，而产生所说第一输出信号或一预定的最小信号。
12、如权利要求9所述的电路，其中所述的基准信号通过一基准信号产生器产生，并表示想要输送至负载的功率。
13、如权利要求9所述的电路，还包含一过电流保护电路，该保护电路接收所述反馈信号并基于该反馈信号的值控制所说的脉冲产生器；及一过电压保护电路，其接收来自所说负载上的电压信号与所说第一输出信号，并比较该负载上的电压信号与第一输出信号，且基于来自负载上的电压信号值控制该脉冲产生器。
14、如权利要求1所述的电路，其中所述的脉冲产生器包含一可编程的脉冲频率产生器电路，并被编程以具有50％任务周期的脉冲频率的来初始化所说的转换器电路，并以一预定频率起始，以一预定速率及预定步骤向下扫频所说频率。
15、如权利要求1所述的电路，其中所述的负载包含一个或多个冷阴极萤光灯(CCFL)。
16、如权利要求1所述的电路，其中所述的一次侧包含一具有一电感器及一电容器的谐振槽电路。
17、如权利要求1所述的电路，其中所述的二次侧包含一与一电感器并联的分压器电路，该电感器与所说负载并联。
18、一种转换器电路，用以将功率输送至一CCFL负载，该电路包含：
一电压源；
一具有一次侧及二次侧的变压器；
第一对开关及第二对开关，其分别定义在所说电压源及一次侧之间的第一及第二导通路径；
一连接至该二次侧的CCFL负载电路；
一产生脉冲信号的脉冲产生器；
一连接至所说负载产生反馈信号的反馈电路；及
驱动电路，其接收该脉冲信号及反馈信号并基于该脉冲信号及反馈信号，连接该第一对开关或第二对开关至该电压源及一次侧，以将功率输送至该CCFL负载。
19、如权利要求18所述的电路，其中所述的脉冲信号具有一预定频率；所说驱动电路包含一第一，第二，第三及第四驱动电路；所说第一对开关包含第一及第二晶体管，所说第二对开关包含第三及第四晶体管；该第一，第二，第三及第四驱动电路分别连接至该第一，第二，第三及第四晶体管的控制线；该脉冲信号被施加至第一驱动电路，使得该第一晶体管依据该脉冲信号而被切换，该第三驱动电路基于该驱动信号产生第一互补脉冲信号及一斜波信号，并将该第一互补脉冲信号提供给第三晶体管，使得第三晶体管依据第一互补脉冲信号而被切换；比较该斜波信号及该反馈信号，以产生第二脉冲信号，该第二脉冲信号被提供给该第二驱动电路，使得第二晶体管依据第二脉冲信号而被切换；该第四驱动电路基于该第二脉冲信号产生第二互补脉冲信号并将该第二互补脉冲信号提供给第四晶体管，使得第四晶体管依据该第二互补脉冲信号而被切换；其中该第一、第二晶体管及第三、第四晶体管分别同时导通，以控制输送至负载的功率量。
20、如权利要求18所述的电路，其中所述的脉冲信号及第一互补脉冲信号大约为180度相差，该第二脉冲信号及该第二互补信号大约为180度相差，且该脉冲信号及第二脉冲信号被控制以沿着该第一导通路径输送功率，及该第一互补信号及第二互补信号被控制以沿着第二导通路径输送功率。
21、如权利要求19所述的电路，其中所述的反馈电路包含第一比较器，其用以将所述反馈信号与基准信号相比较并产生第一输出信号；及第二比较器，其用以将该第一输出信号与所述斜波信号相比较并基于该第一输出信号及斜波信号的交叉点，而产生所述的第二脉冲信号。
22、如权利要求21所述的电路，其中所述的基准信号由一基准电压产生器所产生，并指示想要输送至负载的功率。
23、如权利要求21所述的电路，还包含一过电压保护电路，其连接至所说负载与脉冲产生器，该过电压保护电路接收负载上的电压作为输入，并基于来自负载上的电压的值控制该脉冲产生器。
24、如权利要求23所述的电路，其中所述的过电压保护电路包含一比较器，用以比较在负载上的电压信号与所说第一输出信号，并产生一控制信号至所说脉冲产生器，以控制由脉冲产生器所输送的功率。
25、如权利要求24所述的电路，其中所述的过电压保护电路还包含一定时器电路，其中所说控制信号被由该定时器电路所产生的预定时间所控制。
26、如权利要求21所述的电路，还包含一过电流保护电路，其连接至所述脉冲产生器并接收该反馈信号作为输入，且基于该反馈信号的值控制该脉冲产生器。
27、如权利要求19所述的电路，其中所述的第一及第三晶体管彼此串联连接并与所说电压源和一次侧并联，所述第二及第四晶体管彼此串联连接并与该电压源及一次侧并联。
28、如权利要求19所述的电路，还包含与所述每一晶体管并联的一本征开关，该本征开关允许能量在每一晶体管被切换至导通前，从一次侧通过第一或第二导通路径流过。
29、如权利要求18所述的电路，其中上述的一次侧定义具有一单一谐振工作频率的谐振槽电路。
30、如权利要求19所述的电路，其中所述第一及第三驱动电路由图腾柱电路组成，且所述第二及第四驱动电路从由包含开机电路、高侧驱动电路或移位电路组成的组中选出。
31、如权利要求19所述的电路，其中所述的第二及第四驱动电路还包含一反相器，用以分别产生第一及第二互补脉冲信号。
32、如权利要求31所述的电路，其中所述的第二驱动电路还包含一锯齿波产生电路，用以产生所述斜波信号，该锯齿波信号具有与所说脉冲信号匹配的频率。
33、如权利要求21所述的电路，还包含一触发器电路，其连接至所述第二脉冲信号并仅当第三晶体管切换至导通状态时，将该第二脉冲信号提供给所说第二驱动电路。
34、如权利要求18所述的电路，还包含一锁相环电路(PLL)电路，其具有来自一次侧的第一输入信号及使用所述反馈信号的第二输入信号，该PLL电路送出一控制信号至所说脉冲产生器，用以基于该第一及第二输入间的相差控制该脉冲信号的脉宽。
35、一种用以控制一零电压切换电路、以将功率输送至一负载的方法，该方法包含的步骤有：
提供一直流电压源；
连接定义第一导通路径的第一及第二晶体管及定义第二导通路径的第三及第四晶体管至该电压源及一变压器的一次侧；
产生一具有预定脉宽的脉冲信号；
连接一负载至该变压器的二次侧；
由该负载产生一反馈信号；及
控制该反馈信号及脉冲信号，以决定该第一、第二、第三及第四晶体管的导通状态。
36、如权利要求35所述的方法，还包含定时各晶体管的导通，使得该第一及第三晶体管不同时导通，及第二及第四晶体管不同时导通的步骤。
37、如权利要求35所述的方法，还包含的步骤有：
产生第一及第二互补信号；
产生一斜波信号；
比较该斜波信号与所述反馈信号，并产生第二脉冲信号；
向所述第一晶体管提供所述脉冲信号以控制其导通状态，并向所述第二晶体管提供第二脉冲信号以控制其导通状态；
向所述第三晶体管提供第一互补信号以控制其导通状态，向所述第四晶体管提供第二互补信号以控制其导通状态；及
控制该第一、第二晶体管及第三、第四晶体管的同时导通，以向所述一次侧输送功率。
38、如权利要求37所述的方法，还包含的步骤有：
将所述反馈信号与一基准信号相比较，并基于此产生第一输出信号；及
将该第一输出信号与所说斜波信号相比较并产生所说第二脉冲信号。
39、如权利要求35所述的方法，还包含基于所说负载上的电压信号控制所说脉冲产生器的步骤。
40、如权利要求35所述的方法，还包含基于所述反馈信号控制所述脉冲产生器的步骤。
41、如权利要求35所述的方法，还包含的步骤有：
提供指示该一次侧上的电压的第一信号，及指示经所说负载流向一锁相电路的电流的第二信号；
锁定该第一及第二信号间的相位并基于此产生一控制信号；及
向所述脉冲产生器提供该控制信号，以基于该第一及第二信号间的相差调节所说脉冲信号的脉宽。
42、如权利要求37所述的方法，其中所述将第一输出信号与斜波信号比较并产生所说第二脉冲信号的步骤还包含基于该斜波信号与该第一输出信号的交叉点而产生该第二脉冲信号的步骤。
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