JP2002204592A - Inverter equipment - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスＤＣモ
ータを周波数制御するインバータ装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device for controlling the frequency of a brushless DC motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より３相４極ブラシレスＤＣモータ
を回転数制御する駆動装置として、１２０゜通電制御
（矩形波通電制御）の方式で駆動するものと、１８０゜
通電制御（正弦波通電制御）方式で駆動するものとがあ
る。１２０゜通電制御方式については例えば特許第２６
４２３５７号公報に開示され、１８０゜通電制御方式に
ついては例えば特開平７−２４５９８２号公報や特開平
７−３３７０７９号公報に開示されている。2. Description of the Related Art Conventionally, as a driving device for controlling the number of rotations of a three-phase four-pole brushless DC motor, a driving device that drives by 120 ° conduction control (square wave conduction control) and a 180 ° conduction control (sine wave conduction control) ) Method. Regarding the 120 ° conduction control method, see, for example,
No. 42357, and a 180 ° conduction control method is disclosed, for example, in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 7-245982 and 7-337079.
【０００３】上記の１２０゜通電方式は、モータ巻線の
誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、
このゼロクロス信号に基づいて転流信号を変化させてい
る。ゼロクロス信号の検出は、モータ巻線各相の誘起電
圧と基準電圧とを比較することにより行なわれる。３相
４極ブラシレスＤＣモータでは、ゼロクロス信号はモー
タ回転子一回転中に３相で１２回発生する。すなわち、
機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。導通角が
１２０゜のとき、ゼロクロス信号はモータ巻線の各相の
非導通期間すなわち電気角で６０゜（＝１８０゜−１２
０゜）の範囲で連続して検出することができる。The above-mentioned 120 ° conduction method is a method for directly detecting a zero-cross signal of an induced voltage of a motor winding.
The commutation signal is changed based on the zero cross signal. The detection of the zero-cross signal is performed by comparing the induced voltage of each phase of the motor winding with the reference voltage. In a three-phase four-pole brushless DC motor, a zero-cross signal is generated 12 times in three phases during one rotation of the motor rotor. That is,
It occurs every mechanical angle of 30 ° (electrical angle of 60 °). When the conduction angle is 120 °, the zero-cross signal is 60 ° (= 180 ° −12) in the non-conduction period of each phase of the motor winding, that is, the electrical angle.
0 °) can be detected continuously.
【０００４】図１６に、従来の１２０゜通電制御を用い
て、モータ１を駆動したときの一つの相に流れる電流
（相電流）の波形を示す。この図では、電気角に対する
相電流を示しており、この場合、電流の全く流れない区
間（例えば、１５０゜から２１０゜の区間）が電気角１
周期において一相あたり２回存在する。モータ１が半回
転する間、３相全体では電流が流れない区間は６回存在
する。したがって、モータ１の一回転中には３相合計で
１２回存在する。このような電流が流れない区間におい
て、電流が流れない相（Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のうちいずれ
か一つ）に対してモータ１の誘起電圧を確認することが
でき、誘起電圧のゼロクロス位置を見つけることができ
る。FIG. 16 shows a waveform of a current (phase current) flowing in one phase when the motor 1 is driven using the conventional 120 ° conduction control. This figure shows the phase current with respect to the electrical angle. In this case, a section in which no current flows (for example, a section from 150 ° to 210 °) has an electrical angle of 1 electrical angle.
There are twice per phase in the cycle. During the half rotation of the motor 1, there are six sections in which no current flows in all three phases. Therefore, during one rotation of the motor 1, there are a total of 12 times in three phases. In such a section where no current flows, the induced voltage of the motor 1 can be checked for the phase (one of the phases U, V, and W) where no current flows, and the zero crossing of the induced voltage can be confirmed. You can find the location.
【０００５】一方、上記の１８０゜通電方式では、モー
タ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対
して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増
幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信
号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し、直流
カットした信号とを比較することにより、１２０°通電
方式の誘起電圧に対応する位置検知信号を得る。この位
置検知信号は、モータ一回転中に１２回発生する。すな
わち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。こ
の方式では積分回路を用いるため、誘起電圧がゼロクロ
スする絶対的な位置は把握できず、位相補正等の複雑な
位相制御が必要となる。[0005] On the other hand, in the above-mentioned 180 ° conduction method, a differential voltage between a neutral point potential of a motor winding and a neutral point potential of a three-phase Y-connected resistor with respect to a three-phase inverter output voltage is amplified. , Which is input to an integration circuit, and the output signal of the integration circuit is processed by a filter circuit, and the output signal is compared with a DC cut signal to detect a position corresponding to an induced voltage of a 120 ° conduction method. Get the signal. This position detection signal is generated 12 times during one rotation of the motor. That is, it occurs every mechanical angle of 30 ° (electrical angle of 60 °). In this method, since an integrating circuit is used, the absolute position where the induced voltage crosses zero cannot be grasped, and complicated phase control such as phase correction is required.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところで、１２０゜通
電方式では、前述のようにモータ巻線の誘起電圧と基準
値とを比較することによりのゼロクロスを検出している
ため、モータ負荷の急変や電源電圧の急変がおきると、
誘起電圧のゼロクロス信号が、モータ駆動電圧の領域内
に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このよ
うな状態になると、まず脱調現象が発生し、モータ駆動
システムが停止してしまう。By the way, in the 120-degree conduction method, as described above, the zero crossing is detected by comparing the induced voltage of the motor winding with the reference value, so that a sudden change in the motor load or When the power supply voltage suddenly changes,
In some cases, the zero-cross signal of the induced voltage is hidden in the motor drive voltage region and cannot be detected. In such a state, a step-out phenomenon occurs first, and the motor drive system stops.
【０００７】また、１２０゜通電方式において、モータ
運転時の音・振動を軽減するためには、導通期間を拡大
すればよいため、例えば、通電角を１５０゜程度に拡大
して運転させようとすると、モータ巻線各相の誘起電圧
を検出できる範囲が電気角で３０゜（＝１８０゜−１５
０゜）と狭まり、その範囲内ではゼロクロスの検出がで
きない場合がある。このため、運転時においても脱調す
る危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易
くなる傾向がある。このことは、導通角をより大きくす
るほど、すなわち、導通角を１８０゜に近づけるほど安
定したモータ運転がより困難になることを意味する。Further, in the 120 ° energizing method, in order to reduce the noise and vibration during the operation of the motor, it is sufficient to extend the conduction period. Then, the range in which the induced voltage of each phase of the motor winding can be detected is an electrical angle of 30 ° (= 180 ° −15).
0 °), and there is a case where zero crossing cannot be detected within the range. For this reason, even during operation, the risk of step-out increases, and unstable phenomena such as turbulence tend to occur easily. This means that as the conduction angle increases, that is, as the conduction angle approaches 180 °, stable motor operation becomes more difficult.
【０００８】一方、１８０゜通電方式では、前述のよう
に積分回路を用いるため、誘起電圧のゼロクロスの絶対
的な位置の把握ができず、また、運転状態によってはゼ
ロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化する
ため、位相補正等の複雑な制御が必要であり、その位相
補正調整が困難であったり、また、制御演算が複雑にな
ったりする。また、モータに中性点出力端子が必要であ
り、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため
正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能
という問題がある。On the other hand, in the 180 ° energization method, since the integration circuit is used as described above, the absolute position of the zero cross of the induced voltage cannot be grasped, and the position of the zero cross position and the position detection signal may be determined depending on the operation state. Since the phase difference greatly changes, complicated control such as phase correction is required, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation becomes complicated. In addition, since a neutral point output terminal is required for the motor and the third harmonic component of the induced voltage waveform is used, there is a problem that the motor cannot be used with a motor using a sine wave magnetized magnet.
【０００９】本発明は、上記課題を解決すべきなされた
ものであり、その目的とするところは、簡単なシステム
構成で、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない
通電角１８０゜近傍の運転が可能とすることにより、機
械系の音・振動を小さくし、機械系の防音、振動対策を
簡略化でき、さらには、安価で信頼性の高いインバータ
装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems. It is an object of the present invention to enable operation with a simple system configuration near a conduction angle of 180 ° which does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor. Accordingly, it is an object of the present invention to provide an inexpensive and highly reliable inverter device that can reduce the noise and vibration of the mechanical system, simplify the measures against sound and vibration of the mechanical system, and simplify the measures.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明に係るインバータ
装置は、スイッチング素子を含み、そのスイッチング素
子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し該疑似
交流電圧をモータに対して出力する直流交流変換手段
と、モータの巻線電圧を検出する電圧検出手段と、直流
交流変換手段が出力する疑似交流電圧のＰＷＭ制御にお
けるデューティ比を制御するＰＷＭデューティ制御手段
と、ＰＷＭ制御におけるオン区間のときに、電圧検出手
段の出力電圧を入力し、所定の時間間隔毎にサンプリン
グしてデジタル値に変換し、サンプリング電圧として出
力するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からのサンプ
リング電圧により所定の手法を用いてモータ巻線の誘起
電圧を確定し、確定された誘起電圧によりモータの誘起
電圧のゼロクロス位置を演算するとともにサンプリング
指令を出力する制御演算手段と、制御演算手段からのサ
ンプリング指令により前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリン
グ時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを制御するサンプ
リング時間制御手段とを有する。SUMMARY OF THE INVENTION An inverter device according to the present invention includes a switching element, and converts a DC voltage into a pseudo AC voltage by opening and closing the switching element, and outputs the pseudo AC voltage to a motor. Conversion means, voltage detection means for detecting a winding voltage of the motor, PWM duty control means for controlling a duty ratio in the PWM control of the pseudo AC voltage output from the DC / AC conversion means, and an ON period in the PWM control. A / D conversion means for inputting an output voltage of the voltage detection means, sampling the digital signal at predetermined time intervals, converting the digital value, and outputting the digital value as a sampling voltage, and a predetermined voltage based on the sampling voltage from the A / D conversion means. The induced voltage of the motor winding is determined by using the method, and the zero-cross position of the induced voltage of the motor is determined by the determined induced voltage It has a control arithmetic unit for outputting a sampling command, and a sampling time control means for controlling the sampling time ΔTs and the sampling number n of the A / D conversion means by a sampling command from the control operation unit as well as calculating the.
【００１１】サンプリング時間制御手段は、サンプリン
グ時間ΔＴｓを、ＰＷＭ制御におけるオン区間の時間長
と等しい値に設定してもよい。[0011] The sampling time control means may set the sampling time ΔTs to a value equal to the time length of the ON section in the PWM control.
【００１２】また、サンプリング時間制御手段は、ＰＷ
Ｍ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリ
ンギングの周波数をｆLとしたときに、サンプリング時
間ΔＴｓを、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定し
てもよい。Further, the sampling time control means includes a PW
When the frequency of ringing generated in the induced voltage immediately after the ON period in the M control is fL, the sampling time ΔTs may be set so as to satisfy ΔTs ≦ 1 / fL.
【００１３】また、サンプリング時間制御手段は、サン
プリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ=１/(３６ｆL)を満足す
るように設定してもよい。Further, the sampling time control means may set the sampling time ΔTs so as to satisfy ΔTs = 1 / (36fL).
【００１４】また、サンプリング時間制御手段は、ＰＷ
Ｍ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングする
ように、サンプリング回数ｎを設定してもよい。Further, the sampling time control means includes a PW
The sampling number n may be set so as to sample the induced voltage in the ON section in the M control.
【００１５】制御演算手段は、ＰＷＭ制御におけるオン
区間にサンプリングされた電圧のうちの最後にサンプリ
ングされた電圧値をもって前記誘起電圧を確定してもよ
い。[0015] The control calculation means may determine the induced voltage based on the last sampled voltage value of the voltages sampled during the ON period in the PWM control.
【００１６】また、制御演算手段は、ＰＷＭ制御におけ
るオン区間にサンプリングされたいずれか１点の電圧を
所定の演算式で処理することにより誘起電圧を確定して
もよい。所定の演算式は、サンプリング時間ΔＴｓ又は
リンギング周波数ｆLを含む指数関数及び三角関数の積
により構成されてもよい。Further, the control operation means may determine the induced voltage by processing a voltage at any one point sampled in the ON period in the PWM control by a predetermined operation expression. The predetermined arithmetic expression may be configured by a product of an exponential function and a trigonometric function including the sampling time ΔTs or the ringing frequency fL.
【００１７】また、制御演算手段は、ＰＷＭ制御におけ
るオン区間にサンプリングされた１点または２点以上の
電圧を所定の演算処理することにより誘起電圧を確定し
てもよい。Further, the control calculation means may determine the induced voltage by performing a predetermined calculation process on one or more voltages sampled in the ON interval in the PWM control.
【００１８】上記所定の演算処理は、サンプリングされ
た電圧を相加平均処理であってもい。また、所定の演算
処理は、サンプリング電圧の極大点又は極小点を用いて
行なわれてもよい。また、所定の演算処理は、サンプリ
ング電圧の２以上の極大点又は２以上の極小点を用いて
行なわれてもよい。また、所定の演算処理は、サンプリ
ング時間ΔＴｓを含む指数関数を用いて行なわれてもよ
い。The predetermined arithmetic processing may be arithmetic averaging of the sampled voltages. Further, the predetermined arithmetic processing may be performed using the maximum point or the minimum point of the sampling voltage. Further, the predetermined arithmetic processing may be performed using two or more local maximum points or two or more local minimum points of the sampling voltage. Further, the predetermined arithmetic processing may be performed using an exponential function including the sampling time ΔTs.
【００１９】[0019]
【発明の実施の形態】以下、添付の図面を用いて本発明
に係るインバータ装置の実施形態を詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the inverter device according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
【００２０】＜インバータ装置の構成＞図１に本発明に
係るインバータ装置の制御ブロック図を示す。インバー
タ装置は、３相４極ブラシレスＤＣモータ（以下「モー
タ」と略す。）１を回転数制御するモータ駆動装置であ
る。この図において、インバータ装置は、直流電圧を疑
似交流電圧に変換しモータ１に出力する直流交流変換部
２と、モータ１の誘起電圧を検出する電圧検出部３と、
電圧検出部３からのアナログ検出信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換部４と、Ａ／Ｄ変換部４からのデジ
タル信号からモータ１の誘起電圧のゼロクロス位置を検
出する制御演算部５と、モータ１を回転数制御するため
の印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭデューティ
信号を出力するＰＷＭデューティ制御部６と、制御演算
部５の指令によりＡ／Ｄ変換部４のサンプリング点（サ
ンプリング時間ΔＴｓ、サンプリング回数ｎ）を制御す
るサンプリング時間制御部７とを備える。直流交流変換
部２は高速に開閉する６つのスイッチング素子を有す
る。<Structure of Inverter Device> FIG. 1 shows a control block diagram of the inverter device according to the present invention. The inverter device is a motor drive device that controls the rotation speed of a three-phase four-pole brushless DC motor (hereinafter, abbreviated as “motor”) 1. In this figure, an inverter device includes a DC / AC converter 2 that converts a DC voltage into a pseudo AC voltage and outputs the voltage to a motor 1, a voltage detector 3 that detects an induced voltage of the motor 1,
An A / D converter 4 for converting an analog detection signal from the voltage detector 3 into a digital signal; a control operation unit 5 for detecting a zero-cross position of the induced voltage of the motor 1 from the digital signal from the A / D converter 4 A PWM duty control unit 6 for outputting a PWM duty signal for controlling the applied voltage, frequency and phase for controlling the number of rotations of the motor 1, and a sampling point (sampling point) for the A / D conversion unit 4 according to a command from the control calculation unit 5. A sampling time control unit 7 for controlling the time ΔTs and the number of times of sampling n). The DC / AC converter 2 has six switching elements that open and close at high speed.
【００２１】＜インバータ装置の動作＞以上のように構
成されたインバータ装置では、直流電圧が直流交流変換
部２に入力され、周波数・位相可変の疑似交流電圧に変
換されてモータ１に出力される。モータ１の回転数は、
直流交流変換部２から出力される疑似交流電圧の周波数
(以下「インバータ周波数」という。)、位相を変化させ
ることにより制御される。このインバータ周波数はＰＷ
Ｍデューティ制御部６により制御される。<Operation of Inverter Device> In the inverter device configured as described above, a DC voltage is input to the DC / AC converter 2, converted into a pseudo AC voltage having a variable frequency and phase, and output to the motor 1. . The rotation speed of the motor 1 is
Frequency of pseudo AC voltage output from DC / AC converter 2
(Hereinafter referred to as “inverter frequency”), which is controlled by changing the phase. This inverter frequency is PW
It is controlled by the M duty control unit 6.
【００２２】次に、インバータ装置の各部の動作を具体
的に説明する。電圧検出部３はモータ１の各相誘起電圧
を降下させ、Ａ／Ｄ変換部４にアナログ出力する。図２
に電圧検出部３の構成を示す。電圧検出部３は、抵抗１
０ａ、１０ｂとコンデンサ１１で構成される。通常コン
デンサ１１はなくてもよいが、ノイズ除去用として、誘
起電圧の波形がなまらない小さな時定数であればコンデ
ンサ１１を挿入するのが好ましい。直流交流変換部２に
入力される直流電圧の値がＶＤＣとすると、２つの抵抗
１０ａ、１０ｂの抵抗値できまる分圧比ｋにより、検出
される誘起電圧のアナログ電圧の振幅値はｋ×ＶＤＣと
なる。なお、ここでは、説明の簡単化のため、ｋ＝１と
する。Next, the operation of each part of the inverter device will be specifically described. The voltage detection unit 3 lowers each phase induced voltage of the motor 1 and outputs an analog output to the A / D conversion unit 4. FIG.
2 shows the configuration of the voltage detection unit 3. The voltage detection unit 3 includes a resistor 1
0a and 10b and a capacitor 11. Normally, the capacitor 11 may not be provided, but it is preferable to insert the capacitor 11 for noise removal as long as the waveform of the induced voltage does not become dull and has a small time constant. Assuming that the value of the DC voltage input to the DC / AC converter 2 is VDC, the amplitude value of the analog voltage of the induced voltage to be detected is k × VDC by the division ratio k determined by the resistance values of the two resistors 10a and 10b. Become. Here, for simplification of description, k = 1.
【００２３】直流交流変換部２は、高速に開閉する６つ
のスイッチング素子を含み、ＰＷＭデューティ制御部６
からの制御信号を受け、その制御信号に基いてスイッチ
ング素子の開閉動作を制御することにより、モータ１の
駆動電圧を生成する。駆動電圧の大きさはＰＷＭ（パル
ス幅変調）制御され、デューティ比に応じて変化する。
このため、ＰＷＭデューティ制御部６はＰＷＭ制御され
た制御信号（以下「ＰＷＭデューティ信号」という。）
を出力する。The DC / AC converter 2 includes six switching elements that open and close at a high speed.
And generates a drive voltage for the motor 1 by controlling the switching operation of the switching element based on the control signal. The magnitude of the drive voltage is controlled by PWM (pulse width modulation) and changes according to the duty ratio.
Therefore, the PWM duty control unit 6 performs a PWM-controlled control signal (hereinafter, referred to as “PWM duty signal”).
Is output.
【００２４】Ａ／Ｄ変換部４では、電圧検出部３からの
アナログ出力電圧をサンプリングし、デジタル信号に変
換し制御演算部５に出力する。The A / D converter 4 samples the analog output voltage from the voltage detector 3, converts it into a digital signal, and outputs it to the control calculator 5.
【００２５】制御演算部５は、サンプリングを実行させ
るための指令であるサンプリング指令をサンプリング時
間制御部７に出力する。サンプリング時間制御部７は、
サンプリング指令を受けると、サンプリング時間ΔＴs
とサンプリング回数ｎに関する制御指令をＡ／Ｄ変換部
４に出力する。Ａ／Ｄ変換部４はその制御指令情報に基
き、電圧検出部３からの出力電圧をサンプリングする際
のサンプリング点を決定する。また、制御演算部５は、
Ａ／Ｄ変換部４によりサンプリングされた電圧から誘起
電圧を求め、それに基いてゼロクロス位置を演算し、ベ
ースパターン信号と、ＰＷＭ制御のための情報を含む回
転位相情報とをＰＷＭデューティ制御部６に出力する。The control calculation section 5 outputs a sampling command, which is a command for executing the sampling, to the sampling time control section 7. The sampling time control unit 7
Upon receiving the sampling command, the sampling time ΔTs
And a control command concerning the number of samplings n is output to the A / D converter 4. The A / D converter 4 determines a sampling point when sampling the output voltage from the voltage detector 3 based on the control command information. Further, the control calculation unit 5
An induced voltage is obtained from the voltage sampled by the A / D converter 4, a zero-cross position is calculated based on the voltage, and a base pattern signal and rotation phase information including information for PWM control are sent to the PWM duty controller 6. Output.
【００２６】ＰＷＭデューティ制御部６は、直流交流変
換部２の各スイッチング素子の開平を制御するベースパ
ターン信号を出力し、駆動電圧のインバータ周波数を制
御する。The PWM duty control unit 6 outputs a base pattern signal for controlling the square root of each switching element of the DC / AC converter 2, and controls the inverter frequency of the drive voltage.
【００２７】直流交流変換部２の各スイッチング素子は
ベースパターン信号に応じて例えば以下のように制御さ
れる。すなわち、第１のベースパターンでは、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第２のベースパターンでは、Ｕ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第３のベースパターンでは、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第４のベースパターンでは、Ｖ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第５のベースパターンでは、Ｗ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素
子がオンされる。第６のベースパターンでは、Ｗ相上ア
ームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素
子がオンされる。このように、ベースパターンが切り替
わることにより、駆動電圧が印加されるモータの電機子
巻線の相も切り替わる。Each switching element of the DC / AC converter 2 is controlled in accordance with the base pattern signal, for example, as follows. That is, in the first base pattern, the U-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are turned on. In the second base pattern, the U-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are turned on. In the third base pattern, the V-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are turned on. In the fourth base pattern, the V-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are turned on. In the fifth base pattern, the W-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are turned on. In the sixth base pattern, the W-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are turned on. By switching the base pattern in this manner, the phase of the armature winding of the motor to which the drive voltage is applied also switches.
【００２８】制御演算部５は、これらのベースパターン
の転流切換ための回転位相情報を出力する。すなわち、
制御演算部５は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス
位置を演算し、ゼロクロス信号を出力する。このゼロク
ロスはモータ回転子が機械的に一回転する間に１２回発
生する。モータ１が等速回転を行っていれば、ゼロクロ
ス信号は、ほぼ機械角３０゜刻みで発生する。制御演算
部５は、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング電圧からゼロク
ロス位置を演算し、ＰＷＭデューティ制御部６はそのゼ
ロクロス位置に基づいてベースパターンを順次切り換え
ながら、ＰＷＭデューティ信号を出力する。ＰＷＭデュ
ーティ信号はベースパターン信号にＰＷＭ情報（デュー
ティ比）が重畳した信号である。The control calculation section 5 outputs rotation phase information for switching the commutation of these base patterns. That is,
The control calculation unit 5 calculates a zero-cross position of the three-phase induced voltage of the motor 1 and outputs a zero-cross signal. This zero cross occurs 12 times during one rotation of the motor rotor mechanically. If the motor 1 is rotating at a constant speed, the zero-cross signal is generated substantially every mechanical angle of 30 °. The control calculation unit 5 calculates a zero cross position from the sampling voltage of the A / D conversion unit 4, and the PWM duty control unit 6 outputs a PWM duty signal while sequentially switching the base pattern based on the zero cross position. The PWM duty signal is a signal in which PWM information (duty ratio) is superimposed on a base pattern signal.
【００２９】以上のように、インバータ装置において
は、ＰＷＭデューティ制御部６が制御演算部５からの回
転位相情報に基き直流交流変換部２のインバータ周波数
を変化させながら、モータ１を回転数制御する。このと
き、モータ１の回転子の磁極位置は誘起電圧のゼロクロ
ス位置からは電機子反作用の影響により直接確定するこ
とはできず、それらの間には位相差が生ずる。この位相
差は運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧
のゼロクロス位置からマイコン演算により特定すること
は困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくて
も、誘起電圧のセロクロス位置のみによりモータ１を回
転数制御することは十分可能である。As described above, in the inverter device, the PWM duty control unit 6 controls the rotation speed of the motor 1 while changing the inverter frequency of the DC / AC conversion unit 2 based on the rotation phase information from the control calculation unit 5. . At this time, the magnetic pole position of the rotor of the motor 1 cannot be directly determined from the zero-cross position of the induced voltage due to the effect of the armature reaction, and a phase difference occurs between them. Since this phase difference depends on the operation load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the zero-cross position of the induced voltage by microcomputer calculation. However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the number of revolutions of the motor 1 only by the cell cross position of the induced voltage.
【００３０】＜インバータ装置の通電制御＞図３は、本
実施形態のインバータ装置による１２０°通電制御にお
ける電機子巻線の一つの相における電流（相電流）波形
を示した図である。図３では、通電角をＷｘとし、電気
角Ｘから電気角（Ｘ＋Ｗｘ）までの間通電を行ない、そ
の後、電気角Ｙから通電角Ｗｘの間通電を行っている。
すなわち、本実施形態のインバータ装置では、電気角
（Ｘ＋Ｗｘ）から電気角Ｙの間は通電は行なわず、この
間にゼロクロス検出のための誘起電圧の検出を行なうよ
うにしている。図３でＷｘ＝１２０゜とすると、図１６
に示す従来技術の場合と同様となる。ここで、通電角Ｗ
ｘは次式を満たすように設定する。 Ｗｘ＜１８０゜ （１） すなわち、上式を満たせば、電気角の（１８０゜−Ｗ
ｘ）の範囲でモータ１の誘起電圧を確認することができ
る。このため、モータ１の運転において回転子位置を検
出するための位置センサが不要となる。<Electrification Control of Inverter Device> FIG. 3 is a diagram showing a current (phase current) waveform in one phase of the armature winding in the 120 ° energization control by the inverter device of the present embodiment. In FIG. 3, the energization angle is Wx, energization is performed from the electrical angle X to the electrical angle (X + Wx), and then energization is performed from the electrical angle Y to the energization angle Wx.
That is, in the inverter device according to the present embodiment, the energization is not performed between the electric angle (X + Wx) and the electric angle Y, and the induced voltage for zero-cross detection is detected during this time. Assuming that Wx = 120 ° in FIG.
This is the same as the case of the prior art shown in FIG. Here, the conduction angle W
x is set so as to satisfy the following equation. Wx <180 ° (1) That is, if the above expression is satisfied, the electrical angle (180 ° −W)
The induced voltage of the motor 1 can be confirmed in the range of x). Therefore, a position sensor for detecting the rotor position in the operation of the motor 1 is not required.
【００３１】なお、導通角Ｗｘが次式を満たすときは、
１２０゜通電制御で説明した６通りのベースパターン信
号に加えて、３相正弦波駆動用のベースパターン信号を
追加する必要がある。 １５０゜＜Ｗｘ＜１８０゜ （２） つまり、基本的には、３相のうちのいずれか１つにおい
て電流がオフとなる電気角の区間において、上記の１２
０゜通電制御用の６つのベースパターンを使用する。そ
れ以外の区間では、３相正弦波駆動用のベースパターン
を使用する。３相正弦波駆動用のベースについては、通
常の３相正弦波ＰＷＭ制御として周知であるので、詳細
な説明は省略する。When the conduction angle Wx satisfies the following equation,
It is necessary to add a base pattern signal for three-phase sine wave drive in addition to the six base pattern signals described in the 120 ° conduction control. 150 ° <Wx <180 ° (2) That is, basically, in the electric angle section where the current is turned off in any one of the three phases, the above 12
Six base patterns for 0 ° conduction control are used. In other sections, a base pattern for three-phase sine wave driving is used. The three-phase sine wave driving base is well known as normal three-phase sine wave PWM control, and thus detailed description is omitted.
【００３２】＜ゼロクロス位置の検出＞次に、インバー
タ装置における回転子位置の検出のためのゼロクロス位
置の特定方法について説明する。前述のように、ゼロク
ロス位置検出のためのモータ１の誘起電圧の検出は、相
電流が流れていない区間に行なわれる。例えば、図３に
おいて、電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間、又は、電気
角で（Ｘ＋Ｗｘ）からＹまでの区間に行なわれる。以
下、このような相電流が流れていない区間を「相電流オ
フ区間」という。<Detection of Zero Cross Position> Next, a method of specifying the zero cross position for detecting the rotor position in the inverter device will be described. As described above, the detection of the induced voltage of the motor 1 for detecting the zero-cross position is performed in a section where no phase current flows. For example, in FIG. 3, the process is performed in a section from -X to + X in electrical angle or in a section from (X + Wx) to Y in electrical angle. Hereinafter, a section in which such a phase current is not flowing is referred to as a “phase current off section”.
【００３３】制御演算部５は、相電流オフ区間の所定の
点（電気角）においてモータ巻線の誘起電圧を検出し、
その検出値と、ゼロクロスであると判断する基準電圧値
（本例では、ＶＤＣ／２）との差を求め、その差に基い
てゼロクロスが発生する点（電気角）を予測して検出す
る。このように、相電流オフ区間の任意の点で検出され
た誘起電圧に基いてゼロクロス位置を検出するため、相
電流オフ区間において誘起電圧が検出される限り、相電
流オフ区間内に実際のゼロクロス発生点が存在するか否
かにかかわらずゼロクロス位置を検出することができ
る。したがって、相電流オフ区間が確保される限り、通
電角を１８０゜近くまで十分広く確保することができ、
より円滑なモータ運転が可能となる。The control calculation unit 5 detects the induced voltage of the motor winding at a predetermined point (electrical angle) in the phase current off section,
A difference between the detected value and a reference voltage value (VDC / 2 in this example) that is determined to be a zero cross is obtained, and a point (electric angle) at which a zero cross occurs is predicted and detected based on the difference. As described above, since the zero-cross position is detected based on the induced voltage detected at any point in the phase current off section, as long as the induced voltage is detected in the phase current off section, the actual zero cross position is detected within the phase current off section. The zero-cross position can be detected regardless of whether or not the occurrence point exists. Therefore, as long as the phase current off section is secured, the conduction angle can be sufficiently widened to near 180 °,
A smoother motor operation is possible.
【００３４】図４は、相電流オフ区間におけるモータ１
の一つの相の誘起電圧波形を拡大して示した図である。
この図において電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間が、モ
ータ１の誘起電圧１２を確認できる区間である。このよ
うな誘起電圧を確認できる区間は、３相分で考えると電
気角６０゜の領域毎に一回存在し、モータ１の一回転中
では１２回存在する。また、リカバリ電流回復角Ｒｘ
（≧０）の区間では、回生電流が流れているため、誘起
電圧をサンプリングすることはできない。このため、サ
ンプリングが可能となる電気角は次式を満たす必要があ
る。 −Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能な電気角＜Ｘ （３） Ｘ＝（１８０゜−Ｗｘ）／２ （４）FIG. 4 shows the motor 1 in the phase current off section.
FIG. 4 is an enlarged view of an induced voltage waveform of one phase.
In this figure, a section from -X to + X in electrical angle is a section where the induced voltage 12 of the motor 1 can be confirmed. Considering three phases, the section where such induced voltage can be confirmed exists once for each region of 60 electrical degrees, and exists 12 times during one rotation of the motor 1. Also, the recovery current recovery angle Rx
In the section of (≧ 0), the regenerative current is flowing, so that the induced voltage cannot be sampled. Therefore, the electrical angle at which sampling is possible must satisfy the following equation. −X + Rx <electrical angle that can be sampled <X (3) X = (180 ° −Wx) / 2 (4)
【００３５】次に、ゼロクロス点検出時のＡ／Ｄ変換部
４と制御演算部５の動作を説明する。なお、図４におい
て、位置（電気角）"Ｚ"がゼロクロス点の位置であると
する。Next, the operation of the A / D conversion unit 4 and the control calculation unit 5 when the zero cross point is detected will be described. In FIG. 4, it is assumed that the position (electrical angle) "Z" is the position of the zero cross point.
【００３６】まず、Ａ／Ｄ変換部４は、電気角（−Ｘ＋
ＴＳ0）にて誘起電圧をサンプリングしてデジタル値Ｖ0
に変換する。ここで、ＴＳ0はウエイト角を示し、制御
演算部５からのサンプリング指令によって与えられ、Ｐ
ＷＭデューティ信号のデューティパルスがオンとなる区
間（以下「ＰＷＭオン区間」という。）の部分でサンプ
リングできるようにサンプリングのタイミングは制御さ
れる。したがって、図４に示すように、ＰＷＭオン区間
Ｔon内でサンプリングが行なわれ、ＰＷＭデューティ信
号のデューティパルスがオフとなる区間（以下「ＰＷＭ
オフ区間」という。）Ｔoffではサンプリングは行なわ
れないようになっている。First, the A / D converter 4 converts the electrical angle (-X +
In TS0), the induced voltage is sampled to obtain a digital value V0.
Convert to Here, TS0 indicates a weight angle, given by a sampling command from the control calculation unit 5, and
The sampling timing is controlled so that sampling can be performed in a section where the duty pulse of the WM duty signal is turned on (hereinafter, referred to as a “PWM on section”). Therefore, as shown in FIG. 4, sampling is performed within the PWM-on interval Ton, and the duty pulse of the PWM duty signal is turned off (hereinafter “PWM”).
Off section ”. ) At Toff, sampling is not performed.
【００３７】また、ウェイト角ＴＳ0とリカバリ電流回
復角Ｒｘとは次式の関係を満たすように設定し、これに
より、リカバリ電流回復角Ｒｘの区間での検出を行なわ
ないようにしている。 ＴＳ0＞Ｒｘ （５）Further, the weight angle TS0 and the recovery current recovery angle Rx are set so as to satisfy the following equation, so that detection in the section of the recovery current recovery angle Rx is not performed. TS0> Rx (5)
【００３８】図４において、誘起電圧のゼロクロス位置
は位置Ｚであり、サンプリングした電圧Ｖ0と、ゼロク
ロス位置Ｚでの電圧ＶＤＣ／２との電圧差ΔＶ0は、 ΔＶ0＝Ｖ0−ＶＤＣ／２ （６） で求める。In FIG. 4, the zero cross position of the induced voltage is position Z, and the voltage difference ΔV 0 between the sampled voltage V 0 and the voltage VDC / 2 at the zero cross position Z is ΔV 0 = V 0 −VDC / 2 (6) Ask for.
【００３９】制御演算部５は上記のようにして電圧差Δ
Ｖ0を計算した後、さらに、その電圧差ΔＶ0と、インバ
ータ角周波数ω1と、モータ１のマグネットの誘起電圧
定数Ｅ0とを用いて、サンプリング位置とゼロクロス位
置との位相差Δθ0を求める。｜Δθ0｜≒０であれば、
誤差Δθ0は一般に次式で与えられる。 Δθ0≒２／（３・ω1・Ｅ0）・ΔＶ0 （７） 式（７）によって位相差Δθ0が求まれば、サンプリン
グ位置と位相差Δθ0とからゼロクロス位置を検出する
ことができる。The control calculator 5 calculates the voltage difference Δ
After calculating V0, the phase difference Δθ0 between the sampling position and the zero-cross position is further obtained using the voltage difference ΔV0, the inverter angular frequency ω1, and the induced voltage constant E0 of the magnet of the motor 1. If | Δθ0 | ≒ 0,
The error Δθ0 is generally given by the following equation. Δθ0 ≒ 2 / (3 · ω1 · E0) · ΔV0 (7) If the phase difference Δθ0 is obtained by the equation (7), the zero-cross position can be detected from the sampling position and the phase difference Δθ0.
【００４０】上記のようにしてゼロクロス位置が検出で
きれば、誘起電圧のみの観測（３相分の観測）でモータ
１の回転位相制御が可能となる。If the zero-cross position can be detected as described above, the rotational phase of the motor 1 can be controlled by observing only the induced voltage (observing three phases).
【００４１】ここで、電圧差ΔＶ0を得るための必要条
件は、相電流オフ期間においてＰＷＭオン区間が少なく
とも１つ含まれることである。このため、直流交流変換
部２のスイッチング素子の開閉周波数（＝キャリア周波
数）ｆｃ、インバータ周波数ｆ１、通電角Ｗｘが次の関
係を満たす必要がある。 ｆｃ≧ｆ１×３６０゜／（１８０゜−Ｗｘ−Ｒｘ） （８）Here, a necessary condition for obtaining the voltage difference ΔV 0 is that at least one PWM on section is included in the phase current off period. For this reason, the switching frequency (= carrier frequency) fc, the inverter frequency f1, and the conduction angle Wx of the switching element of the DC / AC converter 2 need to satisfy the following relationship. fc ≧ f1 × 360 ° / (180 ° −Wx−Rx) (8)
【００４２】上式をみたすようにキャリア周波数ｆｃを
設定することにより、相電流オフ期間すなわち相電流オ
フ期間開始角から相電流オフ期間終了角の間に、ＰＷＭ
制御におけるキャリア周期が少なくとも１つ含まれる。
このため、ＰＷＭオン区間が少なくとも１回は存在し、
サンプリング電圧Ｖ0すなわち電圧差ΔＶ0を得ることが
可能となる。By setting the carrier frequency fc so as to satisfy the above equation, the PWM is controlled during the phase current off period, ie, between the phase current off period start angle and the phase current off period end angle.
At least one carrier cycle in the control is included.
For this reason, the PWM ON section exists at least once,
A sampling voltage V0, that is, a voltage difference ΔV0 can be obtained.
【００４３】（モータの等価回路）図５はモータ１の等
価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌw
は各相のインダクタンス、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁
誘起電圧、Ｉu・Ｉv・Ｉwは各相の相電流を表してい
る。ここで、界磁誘起電圧とは、モータ１が回転したと
きに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧
を意味している。(Equivalent Circuit of Motor) FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the motor 1. R1 is the primary winding resistance, Lu, Lv, Lw
Denotes the inductance of each phase, Eu · Ev · Ew denotes the field induced voltage of each phase, and Iu · Iv · Iw denotes the phase current of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field field) when the motor 1 rotates.
【００４４】同図において、Ｗ−Ｖ相間に直流電圧ＶＤ
Ｃが印加されている場合を考える。この時、Ｗ相の電位
はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ相は解放となり誘起電圧
Ｖu２１が観測される。なお、巻線中性点２２は各相の
中点である。Ｗ−Ｖ相間の電位差はＰＷＭ制御によりＶ
ＤＣと０Ｖを交互に繰り返す。また、ＰＡＭ制御時に
は、常時電位差がＶＤＣとなる。この時の誘起電圧Ｖu
２１の電圧波形は図４の誘起電圧に対応している。図４
の相電流オフ開始角１７と相電流オフ終了角１８の区間
は、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御
が行われている。In the figure, a DC voltage VD is applied between W-V phases.
Consider the case where C is applied. At this time, the W-phase potential is VDC, the V-phase potential is 0, the U-phase is released, and the induced voltage Vu21 is observed. The winding neutral point 22 is the middle point of each phase. The potential difference between the W and V phases is V
DC and 0V are alternately repeated. In PAM control, the potential difference is always VDC. The induced voltage Vu at this time
The voltage waveform 21 corresponds to the induced voltage in FIG. FIG.
In the section between the phase current off start angle 17 and the phase current off end angle 18, the DC voltage VDC is applied to the WV phase to perform PWM control.
【００４５】また、この状態において、図５に示す界磁
誘起電圧ＥuとＵ相インダクタンスＬuの電気角に対する
電気的特性は、図６に示す界磁誘起電圧Ｅu２４とＵ相
インダクタンスＬu２３となる。図６に示すように、界
磁誘起電圧Ｅu２４は、振幅がω１・Ｅ０となる正弦波状
交流電圧であり、Ｕ相インダクタンスＬu２３は、最大
値がＬｑ、最小値がＬｄ（Ｌｑ≧Ｌｄ＞０）、そのＤＣ
成分が（Ｌｑ＋Ｌｄ）／２となる正弦波状交流電圧であ
る。In this state, the electrical characteristics of the field induced voltage Eu and the U-phase inductance Lu shown in FIG. 5 with respect to the electrical angle are the field induced voltage Eu24 and the U-phase inductance Lu23 shown in FIG. As shown in FIG. 6, the field induced voltage Eu24 is a sinusoidal AC voltage having an amplitude of ω1 · E0, and the U-phase inductance Lu23 has a maximum value of Lq and a minimum value of Ld (Lq ≧ Ld> 0). , Its DC
A sinusoidal AC voltage whose component is (Lq + Ld) / 2.
【００４６】界磁誘起電圧Ｅu２４が最大値Ｌｑもしく
は最小値Ｌｄをとるとき、Ｕ相インダクタンスＬu２３
も最大値Ｌｑをとる。界磁誘起電圧Ｅu２４がゼロとな
るときは、Ｕ相インダクタンスＬu２３は最小値Ｌｄを
とる。When the field induced voltage Eu24 takes the maximum value Lq or the minimum value Ld, the U-phase inductance Lu23
Also takes the maximum value Lq. When the field induced voltage Eu24 becomes zero, the U-phase inductance Lu23 takes the minimum value Ld.
【００４７】界磁誘起電圧Ｅu２４のゼロクロス位置２
５はモータ１のマグネットの磁極位置に完全対応してい
る。しかしながら、誘起電圧Ｖu２１すなわち誘起電圧
１２は、Ｕ相インダクタンスＬu２３の電機子反作用の
影響により、ゼロクロス位置１４と、界磁誘起電圧Ｅu
２４のゼロクロス位置２５との電気角は一致せず、ある
位相角をもつ。この位相角はモータ１の運転状態によっ
て変化するので、その位相角特定は困難である。Zero cross position 2 of field induced voltage Eu24
Reference numeral 5 completely corresponds to the magnetic pole position of the magnet of the motor 1. However, the induced voltage Vu21, that is, the induced voltage 12, is reduced by the influence of the armature reaction of the U-phase inductance Lu23 to the zero cross position 14 and the field induced voltage Eu.
The electrical angle of 24 with the zero-cross position 25 does not match, and has a certain phase angle. Since this phase angle changes depending on the operation state of the motor 1, it is difficult to specify the phase angle.
【００４８】図５において、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣ
が印加されてＰＷＭ制御もしくはＰＡＭ制御が行われて
おり、かつＷ−Ｖ相の電位差がＶＤＣ、かつＩｕ＝０で
あるなら誘起電圧を検出できるため、サンプリング電圧
（位置Ｚでの）を得ることができる。In FIG. 5, the DC voltage VDC is applied to the WV phase.
Is applied to perform PWM control or PAM control, and if the potential difference of the W-V phase is VDC and Iu = 0, an induced voltage can be detected, so that a sampling voltage (at position Z) is obtained. Can be.
【００４９】＜ゼロクロス検出に用いる誘起電圧の検出
＞インバータ装置は一般的に、抵抗、インダクタンス及
びマグネットの磁気回路で構成されるモータ１と、キャ
パシタンスを含むスイッチング素子とを含み、その誘起
電圧に関する回路方程式は二階線形常微分方程式で与え
られる。また、その方程式は虚根をもつ。従って、ＰＷ
Ｍオン区間（Ｔonの区間）に現れる誘起電圧の波形は、
正確には図７に示すような、時間の経過とともに振動し
ながら一定値に収束する振動波形となる。図７におい
て、Ｖ0mj（ｊ≧１の整数）は誘起電圧１２の極大点・
極小点を示し、ｔmjはそれらの点における時刻を示す。
電圧Ｖ00は誘起電圧１２の収束電圧を示し、真の誘起電
圧である。<Detection of Induced Voltage Used for Zero-Cross Detection> Generally, an inverter device includes a motor 1 composed of a magnetic circuit of a resistor, an inductance and a magnet, and a switching element including a capacitance, and a circuit related to the induced voltage. The equation is given by a second-order linear ordinary differential equation. Also, the equation has an imaginary root. Therefore, PW
The waveform of the induced voltage that appears in the M-on section (Ton section) is
To be more precise, a vibration waveform as shown in FIG. In FIG. 7, V0mj (j is an integer greater than or equal to 1) is the maximum point of the induced voltage 12.
The minimum points are shown, and tmj indicates the time at those points.
The voltage V00 indicates a convergence voltage of the induced voltage 12, and is a true induced voltage.
【００５０】図７に示す波形を時間ｔに関して数式化す
れば次式となる。 Ｖ0≒Ｖ00・（１−exp(−ｋ・ｔ)・sin(２π・ｆL・ｔ−φ)） （９） ここで、ｋ(≧０)とφ(≧０)は定数であり、ｆL(≧０)
は図７において電圧振動成分の周波数を意味し、しばし
ばリンギング周波数と呼ばれる。これらの諸量は制御シ
ステムが決まれば自動的に決まる数値であるため定数と
して扱える。When the waveform shown in FIG. 7 is converted into a mathematical expression with respect to time t, the following expression is obtained. V0 ≒ V00 · (1−exp (−k · t) · sin (2π · fL · t−φ)) (9) Here, k (≧ 0) and φ (≧ 0) are constants, and fL ( ≧ 0)
Means the frequency of the voltage oscillation component in FIG. 7, and is often called the ringing frequency. These quantities are automatically determined once the control system is determined, so they can be treated as constants.
【００５１】このように一般的に誘起電圧はある時区間
においては振動しているすなわち過渡状態にあるため、
任意の時間に求めたサンプリング電圧は必ずしも、真の
誘起電圧数値である収束電圧Ｖ00を表しているとは限ら
ない。誘起電圧に基いてゼロクロス位置が検出され、そ
れによりスイッチング素子の切替えタイミングが決定さ
れることから、誘起電圧のデータ信頼性・精度は、制御
システム全体の動作に大きく影響する。故に、この誘起
電圧は正確に求められることが望まれる。As described above, since the induced voltage generally oscillates in a certain time period, that is, is in a transient state,
The sampling voltage obtained at an arbitrary time does not always represent the convergence voltage V00 which is a true induced voltage value. Since the zero-cross position is detected based on the induced voltage and the switching timing of the switching element is determined thereby, the data reliability and accuracy of the induced voltage greatly affect the operation of the entire control system. Therefore, it is desired that this induced voltage be accurately obtained.
【００５２】そこで、本インバータ装置では、以下に示
す種々の方法で誘起電圧を正確かつ容易に検出する。な
お、以下の制御において、サンプリング時間ΔＴｓとサ
ンプリング回数ｎの設定はサンプリング時間制御部５に
より、誘起電圧検出値の確定については制御演算部７に
より行なわれる。Therefore, the present inverter device accurately and easily detects the induced voltage by the following various methods. In the following control, the setting of the sampling time ΔTs and the number of times of sampling n is performed by the sampling time control unit 5, and the determination of the induced voltage detection value is performed by the control calculation unit 7.
【００５３】（誘起電圧の検出方法１）本方法では、図
８に示すように所定のサンプリング時間毎に検出電圧を
サンプリングし、そのサンプリング電圧のうちの最後に
サンプリングされた電圧を誘起電圧１２の収束値として
確定する。図８において、サンプリング電圧３０をＶ0S
y、サンプリングする時刻をｔｓy、各サンプリング時間
（間隔）をΔＴｓxy（ｘ,ｙは、０≦ｘ≦ｎ−１、１≦
ｙ≦ｎを満たす整数）としたとき、サンプリング時間Δ
Ｔsxy（＞０）とサンプリング回数ｎとは次の関係を満
たすように設定される。 ΔＴｓxy ≦Ｔon （１０） Σ（ΔＴｓxy）≦Ｔon （Σ：ｎ個の総和） （１１） このようにすれば、ＰＷＭオン区間において誘起電圧を
必ずサンプリングすることが可能となる。特に、 Σ（ΔＴｓxy）＝Ｔon （１２） を満足するように各サンプリング時間ΔＴｓxyとサンプ
リング回数ｎを設定する。そして、サンプリング電圧Ｖ
0Syの最終値であるＶ0Snを誘起電圧Ｖ0と確定する。こ
れにより得られる電圧値Ｖ0は、収束電圧Ｖ00とほぼ等
しい値であると考えられる。このようにすれば、容易に
収束電圧Ｖ00を求めることができる。(Method 1 for Detecting Induced Voltage) In this method, as shown in FIG. 8, the detected voltage is sampled every predetermined sampling time, and the last sampled voltage among the sampling voltages is used as the value of the induced voltage 12. Determine as a convergence value. In FIG. 8, the sampling voltage 30 is set to V0S
y, the sampling time is tsy, and each sampling time (interval) is ΔTsxy (x, y is 0 ≦ x ≦ n−1, 1 ≦
y is an integer satisfying y ≦ n), the sampling time Δ
Tsxy (> 0) and the number of times of sampling n are set so as to satisfy the following relationship. ΔTsxy ≦ Ton (10) Σ (ΔTsxy) ≦ Ton (Σ: Sum of n pieces) (11) In this way, it is possible to always sample the induced voltage in the PWM ON section. In particular, each sampling time ΔTsxy and the number of samplings n are set so as to satisfy Σ (ΔTsxy) = Ton (12). And the sampling voltage V
V0Sn, which is the final value of 0Sy, is determined as the induced voltage V0. The voltage value V0 obtained by this is considered to be a value substantially equal to the convergence voltage V00. In this way, the convergence voltage V00 can be easily obtained.
【００５４】このため、サンプリング時間制御部７は、
制御演算部５のサンプリング指令に基きサンプリング時
間ΔＴsとサンプリング回数ｎをＡ／Ｄ変換部４に出力
する。Ａ／Ｄ変換部４はそのサンプリング指令情報に基
づき、誘起電圧１２をｎ回（ｎ≧１）サンプリングして
サンプリング電圧を得る。制御演算部５は上記の方法
で、最終のサンプリング電圧値から誘起電圧１２を確定
する。For this reason, the sampling time control unit 7
The sampling time ΔTs and the number of times of sampling n are output to the A / D converter 4 based on the sampling command from the control calculator 5. The A / D converter 4 samples the induced voltage 12 n times (n ≧ 1) based on the sampling command information to obtain a sampling voltage. The control operation unit 5 determines the induced voltage 12 from the final sampling voltage value by the above method.
【００５５】（誘起電圧の検出方法２）本方法では、図
９に示すように、検出方法１においてｎ＝1とし、すな
わち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、その
サンプリングを所定時間（ΔＴMIN）の経過後に行なう
ようにする。サンプリング時間ΔＴs01は次式を満足す
るように設定する。 ΔＴs01＝ｔs1＝Ｔon≧ΔＴMIN （１３） ここで、ΔＴMINは、誘起電圧の電圧振動成分の極大値
と極小値の差が、ほぼ収束したと考えられる所定範囲内
に収まるようになるまでの時間に設定する。また所定範
囲とは、誘起電圧の電圧振動の過渡状態がほぼ終了し、
定常状態に移行したと考え得る範囲である。このように
して求めたサンプリング電圧３１（Ｖ0S1）は誘起電圧
１２（Ｖ0）の真の値とほぼ等しいと考えられる。(Induced Voltage Detection Method 2) In this method, as shown in FIG. 9, n = 1 in the detection method 1, that is, sampling is performed only once, and the sampling is performed for a predetermined time (ΔTMIN ) Should be performed after the elapse. The sampling time ΔTs01 is set so as to satisfy the following equation. ΔTs01 = ts1 = Ton ≧ ΔTMIN (13) Here, ΔTMIN is a time required until the difference between the maximum value and the minimum value of the voltage oscillation component of the induced voltage falls within a predetermined range which is considered to have almost converged. Set. Also, the predetermined range is that the transient state of the voltage oscillation of the induced voltage is almost finished,
This is a range that can be considered to have shifted to a steady state. The sampling voltage 31 (V0S1) obtained in this manner is considered to be substantially equal to the true value of the induced voltage 12 (V0).
【００５６】（誘起電圧の検出方法３）本方法では、図
１０に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、す
なわち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、そ
のサンプリングを振動が収束したと考えられる所定時間
（ΔＴMAX）経過後に行なう。サンプリング時間ΔＴｓ0
1は次式を満足するように設定する。 ΔＴMAX≦ΔＴｓ01≦Ｔon （１４） このようにして求めたサンプリング電圧３２の値Ｖ0S1
は、 Ｖ0S1＝Ｖ00＝Ｖ0 （１５） をみたすと考えられる。したがって、ΔＴMAXは誘起電
圧の電圧振動が定常状態になったと考えられる時間に、
具体的には、Ｖ00＝Ｖ0S1を満足するサンプリング時間
ΔＴｓの最小値に設定する。(Induced Voltage Detection Method 3) In this method, as shown in FIG. 10, in the detection method 1, n = 1, that is, sampling is performed only once, and the sampling converges on vibration. It is performed after a lapse of a predetermined time (ΔTMAX) considered to be. Sampling time ΔTs0
1 is set so as to satisfy the following equation. ΔTMAX ≦ ΔTs01 ≦ Ton (14) The value V0S1 of the sampling voltage 32 thus obtained
Is considered to satisfy V0S1 = V00 = V0 (15). Therefore, ΔTMAX is calculated at the time when the voltage oscillation of the induced voltage is considered to be in a steady state.
Specifically, it is set to the minimum value of the sampling time ΔTs that satisfies V00 = V0S1.
【００５７】また検出方法１において、ｎ個のサンプリ
ング電圧Ｖ0Syを求め、これらを相加平均して誘起電圧
Ｖ0を次のように求めて確定することもできる。 Ｖ0＝Σ（Ｖ0Sy）／ｎ （１６） この場合、外乱ノイズに対し影響の受けにくい誘起電圧
Ｖ0を確定できる。In the detection method 1, it is also possible to determine the n sampling voltages V0Sy, arithmetically average them, and determine the induced voltage V0 as follows. V0 = Σ (V0Sy) / n (16) In this case, the induced voltage V0 that is not easily affected by disturbance noise can be determined.
【００５８】（誘起電圧の検出方法４）本方法では、図
１１に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、す
なわち、１回だけサンプリングするようにし、このサン
プリング値と式（９）を用いて誘起電圧（収束電圧Ｖ
0）を求める。この場合、ｋ、ｆL、φを事前に求めてお
き、これらの値とサンプリング電圧３３（Ｖ0S1）と、
次式とにより収束電圧Ｖ0を求める。 Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)） （１７）(Induced Voltage Detection Method 4) In this method, as shown in FIG. 11, n = 1 in detection method 1, that is, sampling is performed only once, and this sampling value and equation (9) are calculated. The induced voltage (convergence voltage V
0). In this case, k, fL, and φ are obtained in advance, and these values, the sampling voltage 33 (V0S1),
The convergence voltage V0 is obtained by the following equation. V0 = V0S1 / (1−exp (−k · ts1) · sin (2π · fL · ts1−φ)) (17)
【００５９】また、検出方法１においてｎ＝４とし、４
回サンプリングして電圧Ｖ0S1、Ｖ0S2、Ｖ0S3、Ｖ0S4を
得るようにしてもよい。この場合には、式（９）を用い
て以下の連立方程式を立て、それらを解くことにより、
ｋ、ｆL、φが未知の場合にもＶ0を確定できる。 Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)） （１８ａ） Ｖ0＝Ｖ0S2／（１−exp(−ｋ・ｔs2)・sin(２π・ｆL・ｔs2−φ)） （１８ｂ） Ｖ0＝Ｖ0S3／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)） （１８ｃ） Ｖ0＝Ｖ0S4／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)） （１８ｄ）In the detection method 1, n = 4 and 4
The sampling may be performed twice to obtain the voltages V0S1, V0S2, V0S3, and V0S4. In this case, the following simultaneous equations are established using equation (9), and by solving them,
V0 can be determined even when k, fL, and φ are unknown. V0 = V0S1 / (1−exp (−k · ts1) · sin (2π · fL · ts1−φ)) (18a) V0 = V0S2 / (1−exp (−k · ts2) · sin (2π · fL · ts2−φ)) (18b) V0 = V0S3 / (1−exp (−k · ts3) · sin (2π · fL · ts3−φ)) (18c) V0 = V0S4 / (1−exp (−k · ts3) ) · Sin (2π · fL · ts3-φ)) (18d)
【００６０】（誘起電圧の検出方法５）本方法では、検
出方法１において次式を満足するようにサンプリング時
間ΔＴｓを設定したものである。 ΔＴｓ≦１／ｆL （１９） このようにすれば、図１２に示すようにリンギング成分
をもつ誘起電圧期間を、時間軸上において高分解能にサ
ンプリングすることができるので、上述したいずれのＶ
0を確定する方法をも適用できる。(Method 5 for Detecting Induced Voltage) In this method, the sampling time ΔTs is set so as to satisfy the following equation in the detection method 1. ΔTs ≦ 1 / fL (19) In this way, as shown in FIG. 12, the induced voltage period having the ringing component can be sampled with high resolution on the time axis.
A method of determining 0 can also be applied.
【００６１】特に、次のようにサンプリング時間ΔＴｓ
を設定することにより、リンギング成分の誘起電圧部分
を、リンギング周期に対して１０゜の刻み角度でサンプ
リング電圧３４を得ることができる。 ΔＴｓ＝１／（３６・ｆL） （２０） こうすれば、リンギングを持つ誘起電圧の極大点および
極小点を±５゜の角度誤差で高精度にサンプリングでき
且つサンプリング時間を比較的長くできるので、Ａ／Ｄ
変換部４の必要とされる高速変換性能を抑制でき、低コ
スト化につながる。In particular, the sampling time ΔTs
By setting, the sampling voltage 34 can be obtained from the induced voltage portion of the ringing component at an interval of 10 ° with respect to the ringing cycle. ΔTs = 1 / (36 · fL) (20) In this way, the maximum point and the minimum point of the induced voltage having ringing can be sampled with high accuracy with an angle error of ± 5 ° and the sampling time can be made relatively long. A / D
The required high-speed conversion performance of the conversion unit 4 can be suppressed, leading to cost reduction.
【００６２】（誘起電圧の検出方法６）ここでは、上記
の検出方法５において、サンプリング時間ΔＴｓをリン
ギング周波数の逆数に対して十分に小さく設定し、極大
点、極小点のサンプリング電圧を、収束電圧決定のため
のサンプリング電圧として採用する。図１３に示すよう
に、サンプリング電圧３５をＶ0smy、サンプリング時刻
をｔｓmy（ｙは正の整数）としている。ｔｓmyは、サン
プリング時間ΔＴｓの１次関数で表される。(Detection Method 6 for Induced Voltage) Here, in the above detection method 5, the sampling time ΔTs is set sufficiently small with respect to the reciprocal of the ringing frequency, and the sampling voltage at the maximum point and the minimum point is set to the convergence voltage. Adopt as sampling voltage for determination. As shown in FIG. 13, the sampling voltage 35 is V0smy, and the sampling time is tsmy (y is a positive integer). tsmy is represented by a linear function of the sampling time ΔTs.
【００６３】（誘起電圧の検出方法７）本方法では、図
１４に示すように極大点をサンプリングして誘起電圧Ｖ
0を確定する。サンプリング電圧が極大点となる時に
は、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝１とすると、以下の
方程式となる。 Ｖ0ｓm1＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔｓm1)・(−１)） ＝Ｖ0・（１＋exp(−ｋ・ｔｓm1)） （２１） よって、 Ｖ0＝Ｖ0ｓm1／（１＋exp(−ｋ・ｔｓm1)） （２２） となる。(Method 7 for Detecting Induced Voltage) In this method, as shown in FIG.
Confirm 0. When the sampling voltage reaches the maximum point, the voltage equation of the induced voltage is as follows, assuming that y = 1. V0sm1 = V0. (1-exp (-k.tsm1). (-1)) = V0. (1 + exp (-k.tsm1)) (21) Therefore, V0 = V0sm1 / (1 + exp (-k.tsm1)) (22)
【００６４】従って、定数ｋのみ既知であれば、極大点
となる一つのサンプリング電圧３６（Ｖ0ｓm1）によ
り、誘起電圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リ
ンギング周波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定でき
るので、精度よく誘起電圧を求めることが可能である。Therefore, if only the constant k is known, the induced voltage V0 can be determined by one sampling voltage 36 (V0sm1) which is the maximum point. That is, since V0 can be determined without depending on the ringing frequency fL or φ at all, it is possible to accurately determine the induced voltage.
【００６５】さらに、ｙ＝３とすると、そのサンプリン
グ電圧により以下の電圧方程式となる。 Ｖ0ｓm1＝Ｖ０・（１＋exp(−ｋ・ｔｓm1)） ≡Ｖ０・（１＋α1） （２３） Ｖ0ｓm3＝Ｖ０・（１＋exp(−ｋ・ｔｓm3)） ＝Ｖ０・（１＋exp(−ｋ・ｔｓm1・ｔｓm3／ｔｓm1)） ≡Ｖ０・（１＋exp(−ｋ・ｔｓm1・γ31)） ＝Ｖ０・（１＋α1^γ31） （２４） ここで、記号「^」は階乗を表す。上式より、α1を消去
すればＶ０が確定できる。すなわち、極大点のサンプリ
ング電圧Ｖ0ｓm1とＶ0ｓm3により、定数ｋにも依存せず
にＶ0を確定できるため、さらに一層精度良く誘起電圧
を求めることができる。Further, if y = 3, the following voltage equation is obtained by the sampling voltage. V0sm1 = V0 · (1 + exp (−k · tsm1)) ≡V0 · (1 + α1) (23) V0sm3 = V0 · (1 + exp (−k · tsm3)) = V0 · (1 + exp (−k · tsm1 · tsm3 / tsm1) ) ≡V0 · (1 + exp (−k · tsm1 · γ31)) = V0 · (1 + α1 ^ γ31) (24) Here, the symbol “^” represents a factorial. From the above equation, V0 can be determined by eliminating α1. That is, V0 can be determined without depending on the constant k by the sampling voltages V0sm1 and V0sm3 at the maximum points, so that the induced voltage can be obtained with higher accuracy.
【００６６】（誘起電圧の検出方法８）本方法では、図
１５に示すように極小点をサンプリングして誘起電圧Ｖ
0を確定する。サンプリング電圧３７が極小点である場
合には、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝２とし、サンプ
リング電圧Ｖ0sm2により以下のようになる。 Ｖ0sm2＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm2)・(１)） ＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm2)） （２５） よって、 Ｖ0＝Ｖ0sm2／（１−exp(−ｋ・ｔsm2)） （２６） となる。従って、定数ｋが既知であれば、極小点となる
一つのサンプリング電圧３７（Ｖ0sm2）により、誘起電
圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リンギング周
波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定できるので、精
度よく誘起電圧１２を求めることが可能である。(Method 8 for Detecting Induced Voltage) In this method, as shown in FIG.
Confirm 0. When the sampling voltage 37 is the minimum point, the voltage equation of the induced voltage is y = 2, and the following equation is obtained by the sampling voltage V0sm2. V0sm2 = V0 ・ (1-exp (-kｋtsm2) ・ (1)) = V0 ・ (1−exp (-k ・ tsm2)) (25) Therefore, V0 = V0sm2 / (1-exp (-k ・) tsm2)) (26) Therefore, if the constant k is known, the induced voltage V0 can be determined by one sampling voltage 37 (V0sm2) which is a minimum point. That is, since V0 can be determined without depending on the ringing frequency fL or φ, the induced voltage 12 can be obtained with high accuracy.
【００６７】さらに、ｙ＝４とすると、以下の電圧方程
式が得られる。 Ｖ0sm2＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm2)） ≡Ｖ0・（１−α2） （２７） Ｖ0sm4＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm4)） ＝Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm2・ｔsm4／ｔsm2)） ≡Ｖ0・（１−exp(−ｋ・ｔsm2・γ42)） ＝Ｖ0・（１−α2^γ42） （２８） 上式より、α2を消去すればＶ0が確定できる。すなわ
ち、極小点のサンプリング電圧Ｖsm2とＶsm4により、定
数ｋにも依存せずにＶ0を定できるため、さらに精度良
く誘起電圧を求めることができる。Further, if y = 4, the following voltage equation is obtained. V0sm2 = V0 ・ (1−exp (−kｔtsm2)) ≡V0 ・ (1−α2) (27) V0sm4 = V0 ・ (1−exp (−k ・ tsm4)) = V0 ・ (1−exp (− k · tsm2 · tsm4 / tsm2)) ≡V0 · (1−exp (−k · tsm2 · γ42)) = V0 · (1−α2 ^ γ42) (28) From the above equation, if α2 is eliminated, V0 is determined. it can. That is, V0 can be determined without depending on the constant k by the sampling voltages Vsm2 and Vsm4 at the minimum points, so that the induced voltage can be obtained with higher accuracy.
【００６８】以上のような方法でサンプリング点の決定
を行なうことにより、電圧検出の精度を向上できるた
め、より精度よいモータ制御が実現できる。By determining the sampling point by the above-described method, the accuracy of voltage detection can be improved, so that more accurate motor control can be realized.
【００６９】[0069]
【発明の効果】本発明のインバータ装置は、モータ巻線
の誘起電圧の検出のためのＡ／Ｄ変換手段のサンプリン
グ時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを適宜制御する。
これにより、モータ電流の通電角を簡単な回路構成にて
１８０゜近傍まで拡大した場合でも、精度よくモータ回
転子位置に基くモータ駆動制御ができるので、モータが
発生する音・振動を低減し、機械系の防音、振動対策を
簡略化でき、回路コストが安価なインバータ装置を実現
できる。The inverter device of the present invention appropriately controls the sampling time ΔTs and the number of samplings n of the A / D conversion means for detecting the induced voltage of the motor winding.
With this, even when the energizing angle of the motor current is extended to around 180 ° with a simple circuit configuration, the motor drive control based on the motor rotor position can be performed accurately, so that the noise and vibration generated by the motor can be reduced. It is possible to simplify the soundproofing and vibration countermeasures of the mechanical system, and to realize an inverter device with a low circuit cost.
【００７０】また、上記サンプリング時間ΔＴｓをＰＷ
Ｍ制御におけるオン区間の時間長と等しい値に設定して
もよい。これにより、少なくとも１点の正常な誘起電圧
をサンプリングすることが可能となり、誘起電圧のサン
プリングミスによるインバータシステムの異常停止を防
止できる。Further, the sampling time ΔTs is defined as PW
It may be set to a value equal to the time length of the ON section in the M control. As a result, it is possible to sample at least one normal induced voltage, and it is possible to prevent an abnormal stop of the inverter system due to a sampling error of the induced voltage.
【００７１】また、サンプリング時間ΔＴｓを、ＰＷＭ
制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリン
ギングの周波数がｆLのときに、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足
するように設定してもよい。これにより、高周波なリン
ギング成分をもつ誘起電圧を高分解能に電圧サンプリン
グできるので、誘起電圧を正確に確定できる。Further, the sampling time ΔTs is defined as PWM
When the frequency of the ringing generated in the induced voltage immediately after the ON period in the control is fL, it may be set so as to satisfy ΔTs ≦ 1 / fL. As a result, an induced voltage having a high-frequency ringing component can be sampled with high resolution, so that the induced voltage can be accurately determined.
【００７２】また、サンプリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ
=１/(３６・ｆL)を満足するように設定してもよい。こ
れにより、リンギング成分をもつ誘起電圧の角度分解能
を１０゜刻みまで高めて電圧サンプリングできるので、
誘起電圧をさらに正確かつ簡単に確定できる。The sampling time ΔTs is set to ΔTs
= 1 / (36 · fL) may be set. As a result, the voltage sampling can be performed by increasing the angular resolution of the induced voltage having a ringing component up to 10 °.
The induced voltage can be determined more accurately and easily.
【００７３】また、サンプリング回数ｎを、ＰＷＭ制御
におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように
設定してもよい。これにより、正常な誘起電圧以外の電
圧要素をサンプリングすることが全くなくなり、誘起電
圧サンプリングエラーによるインバータシステムの異常
停止を防止できる。Further, the sampling number n may be set so as to sample the induced voltage in the ON period in the PWM control. As a result, voltage components other than the normal induced voltage are not sampled at all, and abnormal stop of the inverter system due to induced voltage sampling error can be prevented.
【００７４】また、ＰＷＭ制御におけるオン区間にサン
プリングされた電圧のうちの最後にサンプリングされた
電圧値をもって誘起電圧を確定してもよい。これによ
り、誘起電圧を複雑な計算することなく簡単に確定でき
るので、制御演算用ＬＳＩ・μＰの処理能力を低減で
き、かつ制御プログラムも簡単にすむため、開発期間の
短縮とインバータシステムの低コスト化ができる。Further, the induced voltage may be determined based on the last sampled voltage value of the voltages sampled during the ON period in the PWM control. As a result, the induced voltage can be easily determined without complicated calculation, so that the processing capability of the control operation LSI / μP can be reduced, and the control program can be simplified, thereby shortening the development period and reducing the cost of the inverter system. Can be
【００７５】また、ＰＷＭ制御におけるオン区間にサン
プリングされたいずれか１点の電圧を所定の演算式で計
算処理することにより誘起電圧を確定してもよい。これ
により、誘起電圧を１点サンプリングするだけでよく、
電圧サンプリングシステムの機能を低減できインバータ
システムの低コスト化ができる。Further, the induced voltage may be determined by calculating the voltage at any one point sampled during the ON period in the PWM control using a predetermined arithmetic expression. As a result, only one point of the induced voltage needs to be sampled,
The function of the voltage sampling system can be reduced, and the cost of the inverter system can be reduced.
【００７６】上記所定の演算式は、サンプリング時間Δ
Ｔｓ又はリンギング周波数ｆLを含む指数関数および三
角関数の積により構成されてもよい。これにより、誘起
電圧を１点サンプリングするだけでも精度よく誘起電圧
を確定できるため、インバータシステムの安定性と低コ
スト化を両立できる。The above-mentioned predetermined arithmetic expression is represented by a sampling time Δ
It may be constituted by a product of an exponential function including Ts or a ringing frequency fL and a trigonometric function. As a result, the induced voltage can be accurately determined even by sampling the induced voltage at only one point, so that both stability and cost reduction of the inverter system can be achieved.
【００７７】また、ＰＷＭ制御におけるオン区間にサン
プリングされた１点以上の電圧を所定の演算式で計算処
理することにより誘起電圧を確定してもよい。これによ
り、さらに精度よく誘起電圧を確定できるため、インバ
ータシステムの安定性と高性能化を両立できる。Further, the induced voltage may be determined by calculating a voltage at one or more points sampled in the ON period in the PWM control by a predetermined arithmetic expression. As a result, the induced voltage can be determined more accurately, so that both stability and high performance of the inverter system can be achieved.
【００７８】また、上記所定の演算処理は、サンプリン
グされた電圧を相加平均処理するものであってもよい。
これにより、誘起電圧上にノイズ電圧等の外乱電圧が瞬
間的に印加されたとしても、大きな影響を受けないため
精度よく誘起電圧を確定でき、インバータシステムの安
定性と性能ををさらに高めることができる。Further, the predetermined arithmetic processing may be an arithmetic averaging processing of the sampled voltages.
As a result, even if a disturbance voltage such as a noise voltage is instantaneously applied to the induced voltage, it is not greatly affected, so that the induced voltage can be determined accurately and the stability and performance of the inverter system can be further enhanced. it can.
【００７９】また、上記所定の演算処理はサンプリング
電圧の極大点又は極小点を用いて行なわれても良い。こ
れにより、誘起電圧を確定する際の制御演算を簡単にし
つつ精度も向上でき、インバータシステムの安定性・性
能・コストパフォーマンスを同時に高めることができ
る。Further, the above-mentioned predetermined arithmetic processing may be performed using the maximum point or the minimum point of the sampling voltage. As a result, the accuracy of the control operation for determining the induced voltage can be improved while simplifying the control operation, and the stability, performance, and cost performance of the inverter system can be improved at the same time.
【００８０】また、極大点を２つ以上又は極小点を２つ
以上用いて所定の演算処理を行なっても良い。これによ
り、誘起電圧を確定する際に制御演算をさらに簡単にし
つつ、さらに一層精度を向上でき、インバータシステム
の安定性・性能・コストパフォーマンスを著しく飛躍的
に高めることができる。Further, the predetermined arithmetic processing may be performed using two or more maximum points or two or more minimum points. This makes it possible to further improve the accuracy while further simplifying the control calculation when determining the induced voltage, and to remarkably improve the stability, performance and cost performance of the inverter system.
【００８１】また、上記所定の演算処理はサンプリング
時間ΔＴｓを含む指数関数を用いて行なわれてもよい。
これにより、制御演算を比較的簡単に行えるので、制御
演算用ＬＳＩ・μＰの処理能力を低減でき、かつ制御プ
ログラムも簡単になり、インバータシステムの低コスト
化・標準化を一層高めることができる。The above-mentioned predetermined arithmetic processing may be performed using an exponential function including the sampling time ΔTs.
As a result, the control operation can be performed relatively easily, so that the processing capability of the control operation LSI / μP can be reduced, the control program can be simplified, and the cost reduction and standardization of the inverter system can be further enhanced.
【図１】 本発明に係るインバータ装置の制御ブロック
図。FIG. 1 is a control block diagram of an inverter device according to the present invention.
【図２】 インバータ装置の電圧検出部の構成図。FIG. 2 is a configuration diagram of a voltage detection unit of the inverter device.
【図３】 ブラシレスＤＣモータの一の相の電気角に対
する相電流波形を示した図。FIG. 3 is a diagram showing a phase current waveform with respect to an electrical angle of one phase of a brushless DC motor.
【図４】 制御演算部においてサンプリング電圧Ｖ1か
ら位相差Δθ1を算出するための動作を説明するための
図。FIG. 4 is a diagram for explaining an operation for calculating a phase difference Δθ1 from a sampling voltage V1 in a control operation unit.
【図５】 ブラシレスＤＣモータの等価回路図。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a brushless DC motor.
【図６】 ブラシレスＤＣモータにおいて、Ｕ相インダ
クタンスＬu及び界磁誘起電圧Ｅuの電気角に対する特性
を示した図。FIG. 6 is a diagram showing characteristics of a U-phase inductance Lu and a field induced voltage Eu with respect to an electrical angle in a brushless DC motor.
【図７】 相電流オフ区間の誘起電圧波形を説明するた
めの図。FIG. 7 is a diagram for explaining an induced voltage waveform in a phase current off section.
【図８】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用いる
サンプリング点を説明するための図（検出方法１）。FIG. 8 is a diagram (detection method 1) for explaining sampling points used by the control operation unit to determine an induced voltage.
【図９】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用いる
サンプリング点を説明するための図（検出方法２）。FIG. 9 is a diagram (detection method 2) for explaining sampling points used by the control operation unit to determine an induced voltage.
【図１０】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法３）。FIG. 10 is a diagram for explaining sampling points used by the control operation unit to determine an induced voltage (detection method 3).
【図１１】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法４）。FIG. 11 is a diagram for explaining sampling points used by the control operation unit to determine an induced voltage (detection method 4).
【図１２】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法５）。FIG. 12 is a diagram (detection method 5) for describing sampling points used by the control calculation unit to determine an induced voltage.
【図１３】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法６）。FIG. 13 is a diagram (detection method 6) for describing sampling points used by the control calculation unit to determine an induced voltage.
【図１４】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法７）。FIG. 14 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine an induced voltage (detection method 7).
【図１５】 制御演算部が誘起電圧の確定のために用い
るサンプリング点を説明するための図（検出方法８）。FIG. 15 is a diagram (detection method 8) for describing sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage.
【図１６】 従来の１２０゜通電制御における相電流波
形を示した図。FIG. 16 is a diagram showing a phase current waveform in a conventional 120 ° conduction control.
１ ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ） ２ 直流交流変換部 ３ 電圧検出部 ４ Ａ／Ｄ変換部 ５ 制御演算部 ６ ＰＷＭデューティ制御部 ７ サンプリング時間制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Brushless DC motor (BDM) 2 DC / AC converter 3 Voltage detector 4 A / D converter 5 Control operation unit 6 PWM duty control unit 7 Sampling time control unit
Claims (13)
素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し該疑
似交流電圧をモータに対して出力する直流交流変換手段
と、 前記モータの巻線電圧を検出する電圧検出手段と、 前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧のＰ
ＷＭ制御におけるデューティ比を制御するＰＷＭデュー
ティ制御手段と、 ＰＷＭ制御におけるオン区間のときに、前記電圧検出手
段の出力電圧を入力し、所定の時間間隔毎にサンプリン
グしてデジタル値に変換し、サンプリング電圧として出
力するＡ／Ｄ変換手段と、 該Ａ／Ｄ変換手段からのサンプリング電圧により所定の
手法を用いてモータ巻線の誘起電圧を確定し、該確定さ
れた誘起電圧により前記モータの誘起電圧のゼロクロス
位置を演算するとともにサンプリング指令を出力する制
御演算手段と、 該制御演算手段からのサンプリング指令により前記Ａ／
Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回
数ｎとを制御するサンプリング時間制御手段とを有する
ことを特徴とするインバータ装置。1. A DC / AC converting means including a switching element for converting a DC voltage into a pseudo AC voltage by opening and closing the switching element and outputting the pseudo AC voltage to a motor, and detecting a winding voltage of the motor. Voltage detecting means; and P of the pseudo AC voltage output by the DC / AC converting means.
PWM duty control means for controlling a duty ratio in WM control; and inputting an output voltage of the voltage detection means during an on-period in PWM control, sampling at predetermined time intervals, converting the voltage into a digital value, and sampling. A / D conversion means for outputting a voltage, and an induced voltage of the motor winding is determined by a predetermined method based on a sampling voltage from the A / D conversion means, and the induced voltage of the motor is determined by the determined induced voltage. Control arithmetic means for calculating the zero-cross position of the control signal and outputting a sampling command;
An inverter device comprising sampling time control means for controlling the sampling time ΔTs of the D conversion means and the number of times of sampling n.
サンプリング時間ΔＴｓを、ＰＷＭ制御におけるオン区
間の時間長と等しい値に設定することを特徴とする請求
項１記載のインバータ装置。2. The inverter device according to claim 1, wherein the sampling time control means sets the sampling time ΔTs to a value equal to a time length of an ON section in PWM control.
Ｍ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリ
ンギングの周波数をｆLとすれば、サンプリング時間Δ
Ｔｓを、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定するこ
とを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。3. The method according to claim 2, wherein the sampling time control means includes a PW
If the frequency of the ringing generated in the induced voltage immediately after the ON period in the M control is fL, the sampling time Δ
2. The inverter device according to claim 1, wherein Ts is set so as to satisfy ΔTs ≦ 1 / fL.
プリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ=１/(３６ｆL)を満足す
るように設定することを特徴とする請求項１記載のイン
バータ装置。4. The inverter device according to claim 1, wherein said sampling time control means sets the sampling time ΔTs so as to satisfy ΔTs = 1 / (36fL).
Ｍ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングする
ように、上記サンプリング回数ｎを設定することを特徴
とする請求項１ないし請求項４のいずれか１つに記載の
インバータ装置。5. The sampling time control means according to claim 1, wherein
The inverter device according to any one of claims 1 to 4, wherein the sampling number (n) is set so as to sample an induced voltage in an ON period in the M control.
るオン区間にサンプリングされた電圧のうちの最後にサ
ンプリングされた電圧値をもって前記誘起電圧を確定す
ることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか
一つに記載のインバータ装置。6. The control arithmetic unit according to claim 1, wherein the induced voltage is determined based on a voltage value sampled last among voltages sampled in an ON period in the PWM control. The inverter device according to any one of the above.
るオン区間にサンプリングされたいずれか１点の電圧を
所定の演算式で処理することにより誘起電圧を確定する
ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか一
つに記載のインバータ装置。7. The control operation means according to claim 1, wherein the induced voltage is determined by processing a voltage at any one point sampled in an on-period in the PWM control by a predetermined operation expression. The inverter device according to claim 5.
ΔＴｓ又はリンギング周波数ｆLを含む指数関数及び三
角関数の積により構成されることを特徴とする請求項７
記載のインバータ装置。8. The method according to claim 7, wherein the predetermined arithmetic expression is formed by a product of an exponential function and a trigonometric function including the sampling time ΔTs or the ringing frequency fL.
The inverter device as described.
るオン区間にサンプリングされた１点または２点以上の
電圧を所定の演算処理することにより誘起電圧を確定す
ることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか
一つに記載のインバータ装置。9. The method according to claim 1, wherein the control calculation means determines an induced voltage by performing a predetermined calculation process on one or more voltages sampled in an ON period in the PWM control. The inverter device according to claim 5.
された電圧を相加平均処理することを特徴とする請求項
９記載のインバータ装置。10. The inverter device according to claim 9, wherein the predetermined arithmetic processing is an arithmetic averaging of the sampled voltage.
電圧の極大点又は極小点を用いて行なわれることを特徴
とする請求項９記載のインバータ装置。11. The inverter device according to claim 9, wherein the predetermined arithmetic processing is performed using a maximum point or a minimum point of the sampling voltage.
電圧の２以上の極大点又は２以上の極小点を用いて所定
の演算を行なうことを特徴とする請求項９記載のインバ
ータ装置。12. The inverter device according to claim 9, wherein the predetermined calculation process performs a predetermined calculation using two or more maximum points or two or more minimum points of the sampling voltage.
時間ΔＴｓを含む指数関数を用いて行なわれることを特
徴とする請求項１１または請求項１２記載のインバータ
装置。13. The inverter device according to claim 11, wherein the predetermined arithmetic processing is performed using an exponential function including a sampling time ΔTs.
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