JP2002124932A - ディジタル伝送システム - Google Patents
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Abstract
BER値等の総合的な伝送状態を可聴低周波で表現し、
耳から該状況を受け方向調整作業を容易化し、品質の高
い伝送を実現することを目的とする。 【解決手段】 ディジタル変調方式を用いた伝送システ
ムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態
を表す反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信
号及び復号BER状態を表すBER状態信号の内、少な
くとも何れか1つの状態信号を生成し、当該生成された
状態信号に応じて、発生する音の所定の特性を可変する
低周波発生手段を有し、当該発生する音の状態から伝送
状態を総合的に解析・把握するようにしたものである。
Description
重(OFDM:Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex)変調方式等のマルチキャリア変調方式を用いたディ
ジタル伝送装置に関する。
でディジタル放送が検討されており、その変調方式とし
てOFDM変調方式の採用が有力視されている。このO
FDM変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種
で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものであ
る。 このときの各キャリアの変調方式にはQPSK(Q
uadrature Phase Shift Keying:4相位相偏移変調)方
式等が用いられ、合成波であるOFDM信号を得ること
ができる。ここで、このOFDM信号を数式で表すと、
以下のようになる。まず、各キャリアのQPSK信号を
αk(t)とすると、これは式(1)で表せる。 αk(t)=ak(t)・cos(2πkft)+bk(t)・sin(2πkft) ・・・・(1) ここで、kはキャリアの番号を示し、ak(t)、bk(t)
は、k番目のキャリアのデータで、[−1]または
[1]の値をとる。次に、キャリアの本数をNとする
と、OFDM信号はN本のキャリアの合成であり、これ
をβk(t)とすると、これは次の式(2)で表すことができ
る。 βk(t)=Σαk(t) (但し、k=1〜N) ・・・・・・(2) ところで、OFDM変調方式では、マルチパスの影響を
低減するため、信号にガードインターバルを付加するの
が一般的である。このOFDM信号は、上記信号単位か
ら構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サン
プル1024サンプルにガードインターバルデータ48
サンプルを付加した1072サンプルのシンボル894
組に、6組の同期シンボルを付加した、全900シンボ
ルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構
成される。
における変復調部の基本的な構成を示すブロック図であ
り、伝送路符号化部1T、符号化部2T、IFFT(Inv
erseFast Fourier Transform:逆フーリエ変換)部3
A、ガード付加部3B、同期シンボル挿入部5、クロッ
ク発振器6、直交変調処理部8とからなる送信側処理部
101と図示しない送信アンテナを有する送信側Tx
と、図示しない受信アンテナとACG部9A、直交復調
処理部9B、同期検出&相関部4A、FST補正部4
B、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変
換)部3C、復号化部2R、伝送路復号化部1R、電圧
制御クロック発振器10からなる受信側処理部203を
有する受信側Rxとにより構成され、これら送信側Tx
と受信側Rxは、例えば、電波を用いた無線の伝送路L
により結ばれている。以下、図13を用いてOFDM信
号の変復調処理について説明する。送信側処理部101
の伝送路符号化部1Tに連続的に入力されるデータDin
は、例えば900シンボルからなるフレーム毎に処理さ
れ、このフレーム期間内で同期シンボルの6シンボル期
間を除く894個の情報シンボル毎に、1から400番
と、625から1024番までの計800サンプル期間
に、間欠状態のレート変換済データDiiとして出力され
る。また、伝送路符号化部1Tは、フレーム周期である
900シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスFS
Tを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレーム
パルス信号として、他のブロックに供給する。符号化部
2Tは、入力されたデータDiiを符号化し、I軸とQ軸
の2軸にマッピングしたデータRfとIfを出力する。
IFFT部3Aは、これらデータRfとIfを周波数成
分と見なし、1024サンプルからなる時間軸信号R
(実数成分)とI(虚数成分)に変換する。
らなる時間軸信号RとIの開始期間における波形の中
で、例えば最初の48サンプルの波形を1024サンプ
ル後に付加し、合計1072サンプルの時間軸波形から
なる情報シンボルRgとIgを出力する。 この48サ
ンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同期シンボル挿
入部5は、これら情報シンボルRg,Igに対して、そ
れらの894サンプル毎に、予めメモリ等に記憶され
た、6シンボルからなる同期波形を挿入し、フレーム構
成のデータRsgとIsgを作成する。これらのデータRs
g,Isgは直交変調処理部8に供給され、ここでD/A
変換器81と直交変調器82、ローカル発振器83によ
り、周波数FcのキャリアによるOFDM変調波信号R
Fとして生成され、高周波増幅され、ここでは図示しな
いが、送信アンテナを介して伝送路Lに送出されること
になる。 伝送帯域は、UHF帯やマイクロ波帯が用い
られる。なお、送信側Txにおける処理に必要なクロッ
クCK(周波数16MHz)は、クロック発振器6から各
ブロックに送信側クロックCKdとして供給される。
信号RFは、図示しない受信アンテナを介し、受信側R
xの高周波部であるAGC部9Aを経由して直交復調処
理部9Bに入力され、直交復調器91により電圧制御発
振器93から供給される周波数Fc'の局発信号と乗算さ
れて、ベースバンド信号に直交復調された後、A/D変
換器92によってディジタル化され、データR'sgとI'
sgに変換される。これらのデータR'sg,I'sgは、FF
T(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)部3C
に供給され、ここでパルスFSTrcに基づきFFTとし
て利用する1024サンプルのデータ期間を決定するゲ
ート信号を作成して、緩衝帯である48サンプルを除外
することにより、時間軸波形信号R'sg,I'sgは、周波
数成分信号R'fとI'fに変換される。そして、これら周
波数成分信号R'f,I'fは、復号化部2Rにて識別、復
号化されて、データD'oになり、伝送路復号化部1Rに
て連続した信号Doutとして出力される。一方、上記デ
ータR'sgとI'sgは、同期検出&相関部4Aにも入力さ
れ、ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレ
ームパルスとなるパルスFSTrが取り出される。 こ
のパルスFSTrは、受信側Rxのフレーム制御パルス
となり、受信側Rxの各ブロックに供給される。また、
この同期検出&相関部4Aは、電圧制御クロック発振器
10から発生されるクロックCKrcとデータR'sgとI'
sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた相関出力Sc
をFST補正部4Bに出力する。 そして、FST補正
部4Bで制御電圧VCを生成し、これにより電圧制御ク
ロック発振器10を制御し、正しい周期のクロックCK
rcが発生され、受信側の各ブロックに供給される。
ついて説明する。伝送路符号化部1Tは、伝送中に混入
の恐れがある各種のエラーによるデータ誤りを防止する
ため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラ
ー訂正用符号処理等を行う。符号化部2Tは、信号Dii
を、マッピングROMを用いてI,Q軸の所定点の情報
に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は
0に置換し、データRfとIfを作成する。IFFT変
換部3Aは、入力信号RfとIfをクロックCKdとパ
ルスFSTとでタイミングを決められた、シンボル周期
の時間軸波形RとIに変換する。具体的には、プレッシ
ー社のPDSP16510等を用いれば実現できる。ガ
ード付加部3Bは、ここに入力された信号RとIを10
24サンプル遅延させる遅延器と、1025サンプル目
から1072サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替
え器からなり、これらはクロックCKとパルスFSTに
よってタイミングを決められる。 ここで得られる全1
072サンプルからなるシンボルは、1025サンプル
目から1072サンプル目に、1サンプル目から48サ
ンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルRg,
Igとなる。
4に示す。 まず、ROM5−1,5−2は、クロック
CKとパルスFSTでタイミングが決められたコントロ
ーラ5−5によって制御され、これにより、パルスFS
Tに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。
同様にSEL5−3,5−4は、クロックCKとパルス
FSTでタイミングが決められたコントローラ5−6に
よって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号R
g,Igの、現段階では無信号期間である1シンボルか
ら6シンボルまでの期間だけを、ROM5−1,5−2
から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力す
る。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、
1シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を
大まかに見つけるためのヌル(NULL)シンボル、1シ
ンボル期間に1本のキャリアにしか信号成分を持たない
特殊なシンボル(以下、CWシンボルと称す)、1シンボ
ル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化す
る波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求め
るためのスイープ(SWEEP)シンボル、遅延検波復調
をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以
下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、
同期シンボルを6組とする場合、上記にさらに2つの予
備シンボルが付加される。次に、直交変調処理部8につ
いて説明を補足すると、D/A変換器81により、実数
部の信号Rsgと虚数部の信号Isgに対してD/A変換を
行い、直交変調器82では、まず実数部信号に対して
は、発振器83からの周波数fcのキャリア信号のまま
で変調し、虚数部信号に対しては、発振器83の周波数
fcのキャリア信号を90°移相した信号で変調するこ
とによって直交変調を施し、これらの信号を合成してO
FDM変調波信号を得る。
する。受信側Rxでは、伝送されたフレーム構成の信号
は、AGC部9Aに入力され、ここで、受け取った信号
レベルを適正レベルに修正する制御信号Saを発生しレ
ベルを変更する。 AGC部9Aにて適正レベルとなっ
たOFDMフレーム構成信号は、直交復調処理部9Bに
入力される。ここでの処理は、送信側Txとは逆に、直
交復調器91によって、電圧制御発振器93から出力さ
れる周波数Fc'のキャリア信号により復調した出力を実
数部信号として取り出し、キャリア信号を90°移相し
て復調した出力を虚数部信号として取り出すものであ
る。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ
信号を、A/D変換器92によりディジタル信号に変換
する。同期検出&相関部4Aは、受信した信号R'sgと
I'sgからフレームの区切りを探索しフレームの基準F
STrcを出力するとともに相関出力Scを出力する。そ
して、FFT部3Cは、このパルスFSTrcに基づいて
シンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うこ
とでOFDM復調を行い、データR'fとI'fを出力す
る。復号化部2Rは、例えばROMテーブル手法にて、
データR'fとI'fを識別し、データD'oを算出する。伝
送路復号化部1Rは、逆インターリーブ処理、エネルギ
ー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行い、連続したディ
ジタルデータDout、エラー訂正処理状況であるBER
(ビット・エラー・レート)状態を示す信号Sbおよび受
信側クロック信号CKRXを出力する。
体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジ
タル信号である時間軸信号R'sg,I'sgは、NULL終
了検出器4−1とSWEEP演算器4−2に入力され
る。NULL終了検出器4−1は、フレーム構成のシン
ボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるNULL
を検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を
検出し、NULL終了時点からタイマ回路によりSWE
EPシンボル開始時点を推定して、SWEEP開始指示
パルスSTを出力する。SWEEP演算器4−2は、S
WEEP開始指示パルスSTを参照しNULLシンボル
の2シンボル後に存在する波形を、SWEEPシンボル
波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わ
りタイミングを捜索する。具体的には、予めSWEEP
シンボルのパターンが格納してあるメモリ4−3を用
い、入力されたOFDM信号とこのメモリ4−3から読
み出したパターンを例えば相関演算し、相関出力Sc
を、図13のFST補正部4Bに出力する。FST補正
部4BはフレームパルスFSTrを基準に、各シンボル
の正確な切り替わりタイミングとの位相ずれを算出し、
受信側の基準クロックCKrの補正信号VCを出力し、
受信側のフレーム位相を伝送データに一致させる。フレ
ームカウンタ4−4は、SWEEP開始指示パルスST
に基づいて、クロックCKのカウントを開始し、このカ
ウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、107
2×900)に到達する毎に、パルスFSTrを出力す
るとともに、カウント値を0に戻してから再びクロック
CKのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウ
ント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスFSTrが出
力されることになり、受信側ではこのパルスFSTrを
高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミ
ングとする。
終了検出器4−1の具体的構成と、SWEEP開始位置
推定過程の詳細を説明する。NULL終了検出器4−1
へ供給される信号R'sg,I'sgは、絶対値回路4-1-1,
4-1-2で絶対値化され、加算器4-1-3で加算されて、絶
対値加算出力4aとなる。この絶対値加算出力4aを、
比較器4-1-4において、しきい値Vthと比較し、しきい
値Vthを越えない期間、即ち、T1〜T2間のNULL
シンボル期間に相当する比較結果出力4bを得る。そし
て、エッジ検出器4-1-5において、比較結果出力4bか
ら、信号の立上りエッジを検出する。 そして、遅延回
路4-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号4cを
1シンボル遅延し、SWEEP開始指示パルスSTを発
生する。このSWEEP開始指示パルスSTによって、
正しいSWEEPシンボル開始位置(T3)を特定するこ
とができ、SWEEP演算器4−2に、SWEEPシン
ボル波形の開始部分から取り込めるため、SWEEP演
算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正
確な切り替わりタイミングを捜索することが可能とな
る。すなわち、SWEEP演算器4−2から出力される
相関出力Sc信号を基に、FST補正部4Bでずれ検出
を行い、受信側サンプルレートとなるクロックCKrc
の速度を調整し、伝送されてきた同期シンボル位相との
ロック処理を行うことによって、FFTゲートの時間的
位置の誤差は消える。 なお、反射波があるため、ゲー
ト位置はシンボル期間の後部がベターである。ところ
で、粗調整にあたる同期シンボルの検出エッジを基に決
定するSWEEP開始指示パルスの時間的位置が正確で
あれば、微調整にあたるクロックCKrcの速度調整によ
り行うFFTゲートの時間的位置補正量が減少し、その
所要時間も減少する。 すなわち、より少ない時間で、
誤差0(ずれ無し)のゲート位置に設定でき、最良の復号
状況を達成できる。
を、図18に示す。 図から明らかな様に、この場合の
相関出力信号Scは、反射波がなく、主波による鋭いピ
ークが唯一存在する形となる。次に反射波あり時の動
作、NULL検出しきい値との関連を説明する。図19
に示す如く、反射波が存在すると、NULL終了点の検
出ずれが大きくなり、検出エッジの時間的位置は遅れる
ため、粗調整の精度は低下し、微調整で行う補正量も増
加し、ひいては微調整に要する時間が増加して、最良の
復号状況への到達が遅れる。 反射波の影響を低減する
場合、しきい値Vthを低め(α=0.3)に設定すれば、
主波によるNULL終了点を検出し易くなって、粗調時
のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所用時間の延長
は防止できる。このような場合の、相関出力信号Scの
一例を図20に示す。 図から明らかなように、この場
合の相関出力信号Scは、主波による山と反射波による
山が存在する形となる。以上は、雑音成分の混入の少な
い高CNでの状態が前提であった。 しかし、図21に
示すように、入力電界の低い使用条件では雑音成分が増
加し、比較結果出力4bに、NULL期間の雑音成分で
発生した偽信号が混ざる。 このため、粗調整の精度
は、大幅な低下となる恐れがある。 また、更に電界が
弱まると、NULL期間の雑音成分が、常にしきい値V
thを越えてしまい、NULL期間の終了点を全く検出不
能となる場合も生じる。 このような低CNでの動作を
確保するには、しきい値Vthは高め(α=0.8)が良
い。このような場合の、相関出力信号Scの一例を図2
2に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力
信号Scは、受信側で再生したFSTrパルスを基準に
取り込んだSWEEP信号に雑音が多く含まれ、SWE
EPパターンメモリ4−3の位相をずらしながら一致度
を演算するが、高CN時ほど一致度が高まらないため、
主波により生じる山は緩い形となる。
たようなディジタル伝送装置を、マラソン中継等の移動
しながらの電波伝送に用いる場合、受信側のアンテナを
移動中の中継車等の送信アンテナに正確に向け、強い電
波を受ける方向調整作業が必要となる。 以後、この方
向調整作業を、ここでは短縮して、方調と呼ぶ。この方
調作業を容易化するため、図13に示す様な従来の装置
には、電界の強さをAGC部9Aの制御信号Saと見立
て、電界の強さ(Sa値)に応じて周波数が変化する低周
波の信号を出力する手段(例えば、図示しない電界強度
を音の高・低で表す手段)や電界強度レベルメータが装
備されていた。旧来のアナログ伝送の場合、ほとんどの
ケースで、伝送品質は電界が強い程に良好となる。 し
かし、ディジタル伝送の場合は、電界が強くて反射波の
混入が多い状態より、多少電界が弱くても反射波が無
く、主波のみ存在する状態の方が、良好な伝送状態を得
られることが圧倒的に多い。従って、電界の強弱だけを
表す低周波出力音を参考に方調を行っても、反射波の混
入状況は判からず、品質の高い伝送が必ずしも実現でき
ない欠点が生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、電
界強度の高低だけでなく、反射波の有無、BER(ビッ
ト・エラー・レート)値等の総合的な伝送状態を可聴低
周波で表現し、耳から該状況を受け方向調整作業を容易
化し、品質の高い伝送を実現することを目的とする。
するため、ディジタル変調方式を用いた伝送システムに
おいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表
わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信号
及び復号BER(ビット・エラー・レート)状態を表すB
ER状態信号の内、少なくとも何れか1つの状態信号を
生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生する音
の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当該発
生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握する
ようにしたものである。また、発生する音の所定の特性
を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切替の
内、少なくとも何れか1つを可変することによって行う
ものである。また、発生する音の所定の特性を、音の高
低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化の
内、少なくとも何れか1つを可変することによって行う
ものである。さらに、このディジタル伝送システムは、
直交周波数分割多重変調方式を用いたものである。つま
り、本発明は、人間の耳が、音量の大小、音量の時間的
変化、音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単
音及び和音(複音)を聞き分けられることを利用し、電界
の強弱、BER値の高低、反射波の有無や強弱等を、低
周波出力の各種の特性変化に割り当てることにより、伝
送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調
作業を容易に実施できる。
た本発明の伝送システムの全体ブロック構成を示し、以
下、受信側における構成・動作を主として説明する。こ
の伝送システムは、送信側Txに図13に示す送信側処
理部101を、受信側Rxに受信側処理部203、低周
波発生部7を有する構成である。受信側Rxにおいて、
受信側処理部203から得られる電界強度を表すAGC
制御信号Sa、反射波状態を表す相関出力Sc及びBE
R状態を示す信号Sbは、低周波発生部7に接続され
る。 また、受信側処理部203の動作タイミング基準
であるパルスFSTrcも、低周波発生部7に接続され
る。低周波発生部7は、反射波の存在を相関波形から、
伝送エラーの状態を伝送路復号化部から得て、電界レベ
ルの情報と合わせて変化する低周波出力を発生させる。
時間的変化、その音の周波数の高低、さらに音楽で言う
ところの単音及び和音を聞き分けられる。 以後和音の
状態を複音と記す。 そこで、電界の強弱、BER値の
高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の変化に割
り当てる。例えば、エラーフリーに近い状態、即ちBE
R値が低ければ、音を0.9秒間出し、0.1秒間無音
とする。 また、エラー発生が多くBER値が高けれ
ば、音を0.3秒間出し、0.7秒無音とする。 この
ように、音量の時間的変化でBER値の高低を表す。そ
して、受信電界が高ければ、音の周波数を上げ、電界が
低ければ、逆に音の周波数を下げる。 このように、電
界強度を周波数の高低で表す。また、相関波形の山が一
つ、即ち主波のみの状態であれば単音の音を出力し、相
関波形に山が二つあるような反射波が存在する状態であ
れば、複音の音、即ち和音を出力する。 具体的には、
反射波の遅延時間に応じて、主波周波数の1倍より大き
く2倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力
する。 なお、反射波が主波よりも早く届く場合は、主
波周波数の1/2倍より大きく1倍未満程度の周波数を
反射の強さに応じて加算出力する。参考までに、単音の
各音であるド、レ、ミ、ファ、ソ、ラ、シ、ドの最初の
ドの周波数と最後のドの周波数は丁度2倍の関係となっ
ている。
ブロック構成を示し、以下に詳しく説明する。電界強度
に関連した信号Saは、電界強度−電圧変換器7−6に
入力され、該信号Saは電圧VSaに変換される。 そし
て、この電圧値VSaは電圧制御発振器(VCO)7−1に
入力され、電界強度レベルに応じた周波数f1を出力す
る。信号f1は、加算処理を行う加算器(ADD)7−4
及び周波数変換器7−2に入力される。 周波数変換器
7−2の出力f2は電圧制御アンプ(VCA)7−3に入
力される。反射波の有無及びレベルに関連した反射波状
態信号Scは、反射波状態−電圧変換器7−7に入力さ
れ、反射波状態に応じた電圧出力VScを出力する。この
電圧出力VScはVCA7−3の制御端子に入力され、V
Scに応じて周波数変換器7−2の出力f2の振幅レベル
を変更する。 VCA7−3の出力はADD7−4のも
う一方の端子に入力される。 ADD7−4の出力はV
CA7−5に入力される。BERの状態に関連した信号
Sbは、BER状態−電圧変換器7−8に入力され、B
ER状態に応じた電圧VSbに変換される。 この電圧V
Sbは、電圧−時間(V−T)変換器7−9に入力され、電
圧に応じてレベルHの時間比率が長くなる信号VTSbに
変換され、VCA7−5の制御入力端子に接続される。
ここで、VCA7−5は、制御端子がレベルHの時に
出力を通すものである。
した動作の様子を図4に示して説明する。ケースF1の
様に、−80dBmと受信電界強度が低い場合、電圧V
Saは低くなる。 そのため、低い電圧で制御されるVC
O7−1からの出力周波数f1は、例えば110Hzと
低くなる。 また、ケースF4のように、−40dBm
と受信電界強度が高い場合、電圧VSaは高くなり、VC
O7−1からの出力周波数f1は、例えば、1760H
zと高くなる。 なお、いずれの場合でも、周波数変換
器7−2は、入力される周波数f1を、1.2倍の周波
数に変換したf2を出力する。
した動作の様子を図5に示し、説明する。反射波の状態
を表す信号Scは、反射波状態−電圧変換器7−7で、
反射波のレベルに応じ上昇する電圧出力VScとなり出力
される。 この電圧出力VScにより、VCA7−3の入
力であるf2の振幅レベルを変更する。ケースF1のよ
うに、反射波の状態を表す信号Scが、主波のみの場
合、VCA7−3の出力は極めて小さい。 しかし、ケ
ースF4のように主波以外に反射波が多く含まれる場
合、VScが上がりVCA7−3の出力は、大きくなる。
そして、周波数出力f1とVCA7−3経由の周波数出
力f2は、ADD7−4で加算されるため、VCA7−
3を通過するf2の振幅レベルが上がり、ADD7−4
からf1とともにf2も生じる。
た動作の様子を図6に示し、説明する。ケースF1のよ
うに、BER状態が悪い場合、電圧VSbが低く、V−T
変換器7−9からは、H期間の短いパルスVTSbしか出
力されない。 このH期間の短いパルスVTSbによりV
CA7−5は制御され、ADD7−4からの低周波出力
を、短い期間しか通さない。一方、ケースF4のよう
に、BER状態が良く、電圧VSbも高くV−T変換器7
−9からH期間の長いパルスVTSbが出力されると、V
CA7−5は、長い期間ADD7−4からの低周波出力
を通す。
実施例のブロック構成を図7に示し、図8に反射波が混
入した場合のSWEEP相関演算出力を示し、以下に詳
しく説明する。図8において、0±3の範囲に生じた山
が、主波を示す成分である。 また、上記以外の+4以
降は遅延した反射波によるものである。なお、−4以前
の出力は、主波より強い反射波に同期している際の主波
の成分となる。 相関出力波形であるScは、ゲート7
-7-1Aとゲート7-7-1Bとゲート7-7-1Cとに入力され
る。 各ゲートの出力は、それぞれ積分器7-7-2Aと積
分器7-7-2Bと積分器7-7-2Cに入力される。 各積分器
の出力は、演算処理部7-7-3に接続される。 演算処理
部7-7-3の出力は、サンプルホールド部7-7-5に接続さ
れる。サンプルホールド部7-7-5の出力はVScとして出
力される。 制御部7-7-4は、各ゲート7-7-1A〜1Cの
制御入力に、それぞれの制御パルスGa,Gb,Gcを
出力する。 積分器7-7-2A〜2Cのクロック(CLR)入
力には、CLRパルスが接続される。 サンプルホール
ド部7-7-5のHOLD入力には、HOLDパルスが接続
される。ゲート7-7-1A〜1Cは、制御入力がレベルH期
間、入力を通過させ、レベルLの場合は入力を遮断す
る。 積分器7-7-2A〜2Cは、CLR入力がHレベルに
なると、積分結果を0に戻す初期化を行い、レベルLの
場合は、積分処理を行う。演算処理部7-7-3は、(A+
C)×Bの演算結果を出力する。
御パルスを示す。 CLRパルスは、SWEEP相関出
力Scの入力時期に先立つ時刻t0に、レベルHを出力
し、各積分器の内容を初期化する。 Gaパルスは、図
8の−4以前の期間に相当する時刻t1〜t2の期間で
レベルHとなり、Gbパルスは、図8の−3〜+3の期
間に相当する時刻t2〜t3の期間でレベルHとなり、
Gcパルスは、図8の+4以降の期間に相当する時刻t
3〜t4の期間でレベルHとなることで、対応の期間の
積分処理を各積分器7-7-2A〜2Cに行わせる。 HOL
Dパルスは、積分完了後、演算が完了する時刻t5にレ
ベルHとなり、サンプルホールド部7-7-5に演算結果を
保持させる。
いて説明する。 ここで、縦軸は、周波数の高低、横軸
は時間とする。 また、四角の無い区間は無音を意味す
る。図2において、受信電界が低く、BER状態も悪い
時刻aの場合、音の周波数はflと低く、BER値も悪
いため、音が生じる時間割合も約40%と少ない。受信
電界はやや高く、かつBER状態が良い時刻dの場合、
電界が高いため音の周波数はfmないしfhと高くな
り、また、BER値も良いため、音が生じる時間割合は
80%と多くなっている。受信電界は更に高いが反射波
が混入し、BER状態が中くらいの時刻eの場合、音の
周波数はfhと高く、また反射波により複音となるため
fh以外に周波数が1.2倍の周波数も生じる。 しか
し、BER値が中くらいのため、音が生じる時間割合は
約60%とやや減少する。
ついて、図10、図11を用いて、以下に詳しく説明す
る。図10は、電界強度状態、BER状態及び反射波状
態を表す3種の信号を別の方法で割り当てた例を示す模
式図である。 受信電界の強弱は低周波音の繰返し周期
の長短で、またBER状態の良悪は発生する低周波の周
波数の高低で、また反射波状態は低周波の音量の時間的
変化として、表すものである。その、具体的構成を図1
1に示す。 BER状態を示す信号SbはBER状態−
電圧変換器7−8に入力され、その出力VSbはVCO7
−1Aに入力される。VCO7−1Aの出力f1は、V
CA7−3に入力される。 反射波の有無を示す情報と
なる相関演算出力である信号Scは、時間軸拡張変換器
7−10に入力された後、信号SLcとなり、VCA7
−3の制御端子に入力される。電界の強弱を示すAGC
制御信号である信号Saは、電界強度−電圧変換器7−
6に入力された後に信号VSaとなり、超低周波VCO
7−1Bに入力されてf1となる。 そしてf1は時間
軸拡張器7−10のST端子に入力される。超低周波V
CO7−1Bは、入力される電圧に応じて、例えば1H
z〜数Hz程度の繰り返しパルスを発生する。 時間軸
拡張変換器7−10は、例えば入力された1波形の期間
が数十msであるSc信号の波形を、数100ms程度
の長い時間の遅い信号波形に変換する。 また、その発
生は、ST端子がLからHに変化した瞬間から始まる。
作について図10を用い説明する。受信電界が低くVS
aも低い時刻aやbの場合、超低周波VCO7−1Bの
発生するHとLの繰り返し信号は、1秒程度と遅いた
め、時間軸拡張変換器7−10からのSLc信号も1秒
程度と遅い繰り返しとなる。 さらに、VCA7−3の
入力f1はBER状態が悪く低い周波数flとなる。
この場合、VCA7−3の制御信号SLcは、反射が無
く主波のみであるため、単独の三角波的な波形となり、
音量変化はピーッという感じの増減となる。時刻eの場
合、受信電界が高くVSaも高いため、超低周波VCO
7−1Bの発生するHとLの繰り返し信号は、100m
s程度と早くなり、時間軸拡張変換器7−10からのS
Lc信号も100ms程度と早い繰り返しで出力され
る。さらに、VCA7−3の入力であるf1はやや良い
BER状態のため、やや高い周波数fmとなる。 この
場合、VCA7−3の制御信号であるSLcは、反射波
があるため、単独の三角波的でなく、主波による三角波
の後に反射によるやや小さな三角波を伴う波形形状とな
る。 その結果、音量変化は主波分と反射分によりピー
ピッ、ピーピッとなる音量変化となる。
の具体的な構成を示し、説明する。入力ScはAD変換
器7-10-1でディジタル化された後、FIFOメモリ7-
10-2に入る。 FIFOメモリ7-10-2は、クロック(C
K)を書込みのサンプルCKとして用い、またそのCK
を20分周したものを読み出しのサンプルCKとして用
いる。 FIFOメモリ7-10-2は、R.RST端子が
HからLに変化すると蓄えてあるメモリ内容を1/20
倍の速度で1回読み出す。 読み出されたデータは、D
A変換器7-10-3によりアナログ化されてSLc信号と
なる。 なお、全体がディジタル処理であれば、アナロ
グ−ディジタルの変換は不要である。以上の説明は、S
aとScとSbの3種の信号を全て使う例を示したが、
これらの何れか2種のみを用いて低周波信号を変化させ
る利用方法でも良い。
界状態、反射波の有無およびレベル、BER状態に応じ
て、変化する低周波信号を出力するディジタル伝送装置
を実現でき、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、
より正確な方調作業を容易に実施できる。
一例を示すタイムチャート
すブロック図
各部信号の模式図
した各部信号の模式図
た各部信号の模式図
施例を示すブロック図
図
タイムチャート
の他の例を示すタイムチャート
を示すブロック図
を示すブロック図
ック図
ック図
ク図
ック図
の動作を示すタイムチャート
の模式図
の動作を示すタイムチャート
の動作を示すタイムチャート
の模式図
M:低周波発生部、7−1:電圧制御発振器(VCO)、
7−1B:超低周波VCO、7−2:周波数変換器、7
−3,7−5:電圧制御アンプ(VCA)、7−4:加
算器(ADD)、7−6:電界強度−電圧変換器、7−
7:反射波状態−電圧変換器、7−8:BER状態−電
圧変換器、7−9:電圧−時間(V−T)変換器、7−
10:時間軸拡張変換器。
Claims (4)
- 【請求項1】 ディジタル変調方式を用いた伝送システ
ムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態
を表わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態
信号及び復号BER(ビット・エラー・レート)状態を表
すBER状態信号の内、少なくとも何れか1つの状態信
号を生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生す
る音の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当
該発生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握
することを特徴とするディジタル伝送システム。 - 【請求項2】 請求項1において、発生する音の所定の
特性を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切
替の内、少なくとも何れか1つを可変することによって
行うことを特徴とするディジタル伝送システム。 - 【請求項3】 請求項1において、発生する音の所定の
特性を、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発
生周期の変化の内、少なくとも何れか1つを可変するこ
とによって行うことを特徴とするディジタル伝送システ
ム。 - 【請求項4】 請求項1乃至3において、上記ディジタ
ル伝送システムとして、直交周波数分割多重変調方式を
用いたことを特徴とするディジタル伝送システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2000316524A JP3761397B2 (ja) | 2000-10-17 | 2000-10-17 | ディジタル伝送システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002124932A true JP2002124932A (ja) | 2002-04-26 |
JP2002124932A5 JP2002124932A5 (ja) | 2005-03-03 |
JP3761397B2 JP3761397B2 (ja) | 2006-03-29 |
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Family Applications (1)
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JP2000316524A Expired - Lifetime JP3761397B2 (ja) | 2000-10-17 | 2000-10-17 | ディジタル伝送システム |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008258940A (ja) * | 2007-04-05 | 2008-10-23 | Hitachi Kokusai Electric Inc | デジタル放送装置 |
JP2014023107A (ja) * | 2012-07-23 | 2014-02-03 | Lapis Semiconductor Co Ltd | Ofdm変調信号復調器、受信装置及び受信表示装置 |
JP2014023115A (ja) * | 2012-07-23 | 2014-02-03 | Lapis Semiconductor Co Ltd | Ofdm変調信号復調器、受信装置及び受信表示装置 |
-
2000
- 2000-10-17 JP JP2000316524A patent/JP3761397B2/ja not_active Expired - Lifetime
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A977 | Report on retrieval |
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