JP2002124932A - ディジタル伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電界強度の高低だけでなく、反射波の有無、
ＢＥＲ値等の総合的な伝送状態を可聴低周波で表現し、
耳から該状況を受け方向調整作業を容易化し、品質の高
い伝送を実現することを目的とする。 【解決手段】 ディジタル変調方式を用いた伝送システ
ムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態
を表す反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信
号及び復号ＢＥＲ状態を表すＢＥＲ状態信号の内、少な
くとも何れか１つの状態信号を生成し、当該生成された
状態信号に応じて、発生する音の所定の特性を可変する
低周波発生手段を有し、当該発生する音の状態から伝送
状態を総合的に解析・把握するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency DivisionMultipl
ex)変調方式等のマルチキャリア変調方式を用いたディ
ジタル伝送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本
でディジタル放送が検討されており、その変調方式とし
てＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。このＯ
ＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種
で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものであ
る。 このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Q
uadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方
式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ること
ができる。ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、
以下のようになる。まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号を
α_k(t)とすると、これは式(１)で表せる。 α_k(t)＝ａ_k(t)・cos(2πkft)＋ｂ_k(t)・sin(2πkft) ・・・・（１) ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａ_k(t)、ｂ_k(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または
［１］の値をとる。次に、キャリアの本数をＮとする
と、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これ
をβ_k(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができ
る。 β_k(t)=Σα_k(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２） ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を
低減するため、信号にガードインターバルを付加するの
が一般的である。このＯＦＤＭ信号は、上記信号単位か
ら構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サン
プル１０２４サンプルにガードインターバルデータ４８
サンプルを付加した１０７２サンプルのシンボル８９４
組に、６組の同期シンボルを付加した、全９００シンボ
ルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構
成される。

【０００３】図１３は従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置
における変復調部の基本的な構成を示すブロック図であ
り、伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(Inv
erseFast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３
Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロッ
ク発振器６、直交変調処理部８とからなる送信側処理部
１０１と図示しない送信アンテナを有する送信側Ｔｘ
と、図示しない受信アンテナとＡＣＧ部９Ａ、直交復調
処理部９Ｂ、同期検出＆相関部４Ａ、ＦＳＴ補正部４
Ｂ、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変
換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧
制御クロック発振器１０からなる受信側処理部２０３を
有する受信側Ｒｘとにより構成され、これら送信側Ｔｘ
と受信側Ｒｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌ
により結ばれている。以下、図１３を用いてＯＦＤＭ信
号の変復調処理について説明する。送信側処理部１０１
の伝送路符号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤin
は、例えば９００シンボルからなるフレーム毎に処理さ
れ、このフレーム期間内で同期シンボルの６シンボル期
間を除く８９４個の情報シンボル毎に、１から４００番
と、６２５から１０２４番までの計８００サンプル期間
に、間欠状態のレート変換済データＤiiとして出力され
る。また、伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である
９００シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳ
Ｔを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレーム
パルス信号として、他のブロックに供給する。符号化部
２Ｔは、入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸
の２軸にマッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。
ＩＦＦＴ部３Ａは、これらデータＲｆとＩｆを周波数成
分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ
(実数成分)とＩ(虚数成分)に変換する。

【０００４】ガード付加部３Ｂは、１０２４サンプルか
らなる時間軸信号ＲとＩの開始期間における波形の中
で、例えば最初の４８サンプルの波形を１０２４サンプ
ル後に付加し、合計１０７２サンプルの時間軸波形から
なる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。 この４８サ
ンプルは反射波混入時の緩衝帯となる。同期シンボル挿
入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇに対して、そ
れらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等に記憶され
た、６シンボルからなる同期波形を挿入し、フレーム構
成のデータＲsgとＩsgを作成する。これらのデータＲs
g，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここでＤ／Ａ
変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器８３によ
り、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調波信号Ｒ
Ｆとして生成され、高周波増幅され、ここでは図示しな
いが、送信アンテナを介して伝送路Ｌに送出されること
になる。 伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマイクロ波帯が用い
られる。なお、送信側Ｔｘにおける処理に必要なクロッ
クＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロック発振器６から各
ブロックに送信側クロックＣＫｄとして供給される。

【０００５】上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波
信号ＲＦは、図示しない受信アンテナを介し、受信側Ｒ
ｘの高周波部であるＡＧＣ部９Ａを経由して直交復調処
理部９Ｂに入力され、直交復調器９１により電圧制御発
振器９３から供給される周波数Ｆc'の局発信号と乗算さ
れて、ベースバンド信号に直交復調された後、Ａ／Ｄ変
換器９２によってディジタル化され、データＲ'sgとＩ'
sgに変換される。これらのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、ＦＦ
Ｔ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃ
に供給され、ここでパルスＦＳＴrcに基づきＦＦＴとし
て利用する１０２４サンプルのデータ期間を決定するゲ
ート信号を作成して、緩衝帯である４８サンプルを除外
することにより、時間軸波形信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波
数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。そして、これら周
波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号化部２Ｒにて識別、復
号化されて、データＤ'oになり、伝送路復号化部１Ｒに
て連続した信号Ｄoutとして出力される。一方、上記デ
ータＲ'sgとＩ'sgは、同期検出＆相関部４Ａにも入力さ
れ、ここで同期シンボル群が検出され、これによりフレ
ームパルスとなるパルスＦＳＴｒが取り出される。 こ
のパルスＦＳＴｒは、受信側Ｒｘのフレーム制御パルス
となり、受信側Ｒｘの各ブロックに供給される。また、
この同期検出＆相関部４Ａは、電圧制御クロック発振器
１０から発生されるクロックＣＫrcとデータＲ'sgとＩ'
sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた相関出力Ｓｃ
をＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。 そして、ＦＳＴ補正
部４Ｂで制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御ク
ロック発振器１０を制御し、正しい周期のクロックＣＫ
rcが発生され、受信側の各ブロックに供給される。

【０００６】次に、図１３に示した各ブロックの詳細に
ついて説明する。伝送路符号化部１Ｔは、伝送中に混入
の恐れがある各種のエラーによるデータ誤りを防止する
ため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラ
ー訂正用符号処理等を行う。符号化部２Ｔは、信号Ｄii
を、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報
に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は
０に置換し、データＲｆとＩｆを作成する。ＩＦＦＴ変
換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆをクロックＣＫｄとパ
ルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期
の時間軸波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシ
ー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。ガ
ード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０
２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目
から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替
え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴに
よってタイミングを決められる。 ここで得られる全１
０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル
目から１０７２サンプル目に、１サンプル目から４８サ
ンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，
Ｉｇとなる。

【０００７】次に、同期シンボル挿入部５の一例を図１
４に示す。 まず、ＲＯＭ５−１，５−２は、クロック
ＣＫとパルスＦＳＴでタイミングが決められたコントロ
ーラ５−５によって制御され、これにより、パルスＦＳ
Ｔに応じたタイミングで同期シンボル信号を発生する。
同様にＳＥＬ５−３，５−４は、クロックＣＫとパルス
ＦＳＴでタイミングが決められたコントローラ５−６に
よって制御され、ガード付の時間情報シンボル信号Ｒ
ｇ，Ｉｇの、現段階では無信号期間である１シンボルか
ら６シンボルまでの期間だけを、ＲＯＭ５−１，５−２
から読み出した同期シンボル信号に切り替えて出力す
る。ここで、この同期シンボル信号としては、例えば、
１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を
大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シ
ンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない
特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボ
ル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化す
る波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求め
るためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調
をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以
下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、
同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予
備シンボルが付加される。次に、直交変調処理部８につ
いて説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８１により、実数
部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対してＤ／Ａ変換を
行い、直交変調器８２では、まず実数部信号に対して
は、発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号のまま
で変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３の周波数
ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変調するこ
とによって直交変調を施し、これらの信号を合成してＯ
ＦＤＭ変調波信号を得る。

【０００８】次に、受信側Ｒｘの構成動作について説明
する。受信側Ｒｘでは、伝送されたフレーム構成の信号
は、ＡＧＣ部９Ａに入力され、ここで、受け取った信号
レベルを適正レベルに修正する制御信号Ｓａを発生しレ
ベルを変更する。 ＡＧＣ部９Ａにて適正レベルとなっ
たＯＦＤＭフレーム構成信号は、直交復調処理部９Ｂに
入力される。ここでの処理は、送信側Ｔｘとは逆に、直
交復調器９１によって、電圧制御発振器９３から出力さ
れる周波数Ｆc'のキャリア信号により復調した出力を実
数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°移相し
て復調した出力を虚数部信号として取り出すものであ
る。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ
信号を、Ａ／Ｄ変換器９２によりディジタル信号に変換
する。同期検出＆相関部４Ａは、受信した信号Ｒ'sgと
Ｉ'sgからフレームの区切りを探索しフレームの基準Ｆ
ＳＴrcを出力するとともに相関出力Ｓｃを出力する。そ
して、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴrcに基づいて
シンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うこ
とでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力す
る。復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、
データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。伝
送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギ
ー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行い、連続したディ
ジタルデータDout、エラー訂正処理状況であるＢＥＲ
(ビット・エラー・レート)状態を示す信号Ｓｂおよび受
信側クロック信号ＣＫ_RXを出力する。

【０００９】次に、図１５に同期検出＆相関部４Ａの具
体的構成の一例を示し、説明する。直交復調したディジ
タル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終
了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力され
る。ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシン
ボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬ
を検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を
検出し、ＮＵＬＬ終了時点からタイマ回路によりＳＷＥ
ＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始指示
パルスＳＴを出力する。ＳＷＥＥＰ演算器４−２は、Ｓ
ＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを参照しＮＵＬＬシンボル
の２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル
波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わ
りタイミングを捜索する。具体的には、予めＳＷＥＥＰ
シンボルのパターンが格納してあるメモリ４−３を用
い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読
み出したパターンを例えば相関演算し、相関出力Ｓｃ
を、図１３のＦＳＴ補正部４Ｂに出力する。ＦＳＴ補正
部４ＢはフレームパルスＦＳＴｒを基準に、各シンボル
の正確な切り替わりタイミングとの位相ずれを算出し、
受信側の基準クロックＣＫｒの補正信号ＶＣを出力し、
受信側のフレーム位相を伝送データに一致させる。フレ
ームカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴ
に基づいて、クロックＣＫのカウントを開始し、このカ
ウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７
２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力す
るとともに、カウント値を０に戻してから再びクロック
ＣＫのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウ
ント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出
力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを
高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミ
ングとする。

【００１０】次に、図１６と図１７を用いて、ＮＵＬＬ
終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置
推定過程の詳細を説明する。ＮＵＬＬ終了検出器４−１
へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、絶対値回路４-1-1，
４-1-2で絶対値化され、加算器４-1-3で加算されて、絶
対値加算出力４ａとなる。この絶対値加算出力４ａを、
比較器４-1-4において、しきい値Ｖthと比較し、しきい
値Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬ
シンボル期間に相当する比較結果出力４ｂを得る。そし
て、エッジ検出器４-1-5において、比較結果出力４ｂか
ら、信号の立上りエッジを検出する。 そして、遅延回
路４-1-6により、この信号立上りエッジ検出信号４ｃを
１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴを発
生する。このＳＷＥＥＰ開始指示パルスＳＴによって、
正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定するこ
とができ、ＳＷＥＥＰ演算器４−２に、ＳＷＥＥＰシン
ボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥＰ演
算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正
確な切り替わりタイミングを捜索することが可能とな
る。すなわち、ＳＷＥＥＰ演算器４−２から出力される
相関出力Ｓｃ信号を基に、ＦＳＴ補正部４Ｂでずれ検出
を行い、受信側サンプルレートとなるクロックＣＫｒｃ
の速度を調整し、伝送されてきた同期シンボル位相との
ロック処理を行うことによって、ＦＦＴゲートの時間的
位置の誤差は消える。 なお、反射波があるため、ゲー
ト位置はシンボル期間の後部がベターである。ところ
で、粗調整にあたる同期シンボルの検出エッジを基に決
定するＳＷＥＥＰ開始指示パルスの時間的位置が正確で
あれば、微調整にあたるクロックＣＫrcの速度調整によ
り行うＦＦＴゲートの時間的位置補正量が減少し、その
所要時間も減少する。 すなわち、より少ない時間で、
誤差０(ずれ無し)のゲート位置に設定でき、最良の復号
状況を達成できる。

【００１１】この様な場合の、相関出力信号Ｓｃの一例
を、図１８に示す。 図から明らかな様に、この場合の
相関出力信号Ｓｃは、反射波がなく、主波による鋭いピ
ークが唯一存在する形となる。次に反射波あり時の動
作、ＮＵＬＬ検出しきい値との関連を説明する。図１９
に示す如く、反射波が存在すると、ＮＵＬＬ終了点の検
出ずれが大きくなり、検出エッジの時間的位置は遅れる
ため、粗調整の精度は低下し、微調整で行う補正量も増
加し、ひいては微調整に要する時間が増加して、最良の
復号状況への到達が遅れる。 反射波の影響を低減する
場合、しきい値Ｖthを低め(α＝０．３)に設定すれば、
主波によるＮＵＬＬ終了点を検出し易くなって、粗調時
のずれ量は少なくなり、上述の微調整の所用時間の延長
は防止できる。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの
一例を図２０に示す。 図から明らかなように、この場
合の相関出力信号Ｓｃは、主波による山と反射波による
山が存在する形となる。以上は、雑音成分の混入の少な
い高ＣＮでの状態が前提であった。 しかし、図２１に
示すように、入力電界の低い使用条件では雑音成分が増
加し、比較結果出力４ｂに、ＮＵＬＬ期間の雑音成分で
発生した偽信号が混ざる。 このため、粗調整の精度
は、大幅な低下となる恐れがある。 また、更に電界が
弱まると、ＮＵＬＬ期間の雑音成分が、常にしきい値Ｖ
thを越えてしまい、ＮＵＬＬ期間の終了点を全く検出不
能となる場合も生じる。 このような低ＣＮでの動作を
確保するには、しきい値Ｖthは高め（α＝０．８）が良
い。このような場合の、相関出力信号Ｓｃの一例を図２
２に示す。 図から明らかな様に、この場合の相関出力
信号Ｓｃは、受信側で再生したＦＳＴｒパルスを基準に
取り込んだＳＷＥＥＰ信号に雑音が多く含まれ、ＳＷＥ
ＥＰパターンメモリ４−３の位相をずらしながら一致度
を演算するが、高ＣＮ時ほど一致度が高まらないため、
主波により生じる山は緩い形となる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、以上説明し
たようなディジタル伝送装置を、マラソン中継等の移動
しながらの電波伝送に用いる場合、受信側のアンテナを
移動中の中継車等の送信アンテナに正確に向け、強い電
波を受ける方向調整作業が必要となる。 以後、この方
向調整作業を、ここでは短縮して、方調と呼ぶ。この方
調作業を容易化するため、図１３に示す様な従来の装置
には、電界の強さをＡＧＣ部９Ａの制御信号Ｓａと見立
て、電界の強さ(Ｓａ値)に応じて周波数が変化する低周
波の信号を出力する手段(例えば、図示しない電界強度
を音の高・低で表す手段)や電界強度レベルメータが装
備されていた。旧来のアナログ伝送の場合、ほとんどの
ケースで、伝送品質は電界が強い程に良好となる。 し
かし、ディジタル伝送の場合は、電界が強くて反射波の
混入が多い状態より、多少電界が弱くても反射波が無
く、主波のみ存在する状態の方が、良好な伝送状態を得
られることが圧倒的に多い。従って、電界の強弱だけを
表す低周波出力音を参考に方調を行っても、反射波の混
入状況は判からず、品質の高い伝送が必ずしも実現でき
ない欠点が生じる。本発明はこれらの欠点を除去し、電
界強度の高低だけでなく、反射波の有無、ＢＥＲ(ビッ
ト・エラー・レート)値等の総合的な伝送状態を可聴低
周波で表現し、耳から該状況を受け方向調整作業を容易
化し、品質の高い伝送を実現することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、ディジタル変調方式を用いた伝送システムに
おいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態を表
わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態信号
及び復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表すＢ
ＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの状態信号を
生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生する音
の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当該発
生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握する
ようにしたものである。また、発生する音の所定の特性
を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切替の
内、少なくとも何れか１つを可変することによって行う
ものである。また、発生する音の所定の特性を、音の高
低の変化、音量の変化、音の繰り返し発生周期の変化の
内、少なくとも何れか１つを可変することによって行う
ものである。さらに、このディジタル伝送システムは、
直交周波数分割多重変調方式を用いたものである。つま
り、本発明は、人間の耳が、音量の大小、音量の時間的
変化、音の周波数の高低、さらに音楽で言うところの単
音及び和音(複音)を聞き分けられることを利用し、電界
の強弱、ＢＥＲ値の高低、反射波の有無や強弱等を、低
周波出力の各種の特性変化に割り当てることにより、伝
送状態を耳をたよりに得ることができ、より正確な方調
作業を容易に実施できる。

【００１４】

【発明の実施の形態】図１に、ＯＦＤＭ変調方式を用い
た本発明の伝送システムの全体ブロック構成を示し、以
下、受信側における構成・動作を主として説明する。こ
の伝送システムは、送信側Ｔｘに図１３に示す送信側処
理部１０１を、受信側Ｒｘに受信側処理部２０３、低周
波発生部７を有する構成である。受信側Ｒｘにおいて、
受信側処理部２０３から得られる電界強度を表すＡＧＣ
制御信号Ｓａ、反射波状態を表す相関出力Ｓｃ及びＢＥ
Ｒ状態を示す信号Ｓｂは、低周波発生部７に接続され
る。 また、受信側処理部２０３の動作タイミング基準
であるパルスＦＳＴrcも、低周波発生部７に接続され
る。低周波発生部７は、反射波の存在を相関波形から、
伝送エラーの状態を伝送路復号化部から得て、電界レベ
ルの情報と合わせて変化する低周波出力を発生させる。

【００１５】ここで、人間の耳は、音量の大小、音量の
時間的変化、その音の周波数の高低、さらに音楽で言う
ところの単音及び和音を聞き分けられる。 以後和音の
状態を複音と記す。 そこで、電界の強弱、ＢＥＲ値の
高低、反射波の有無や強弱等を、低周波出力の変化に割
り当てる。例えば、エラーフリーに近い状態、即ちＢＥ
Ｒ値が低ければ、音を０．９秒間出し、０．１秒間無音
とする。 また、エラー発生が多くＢＥＲ値が高けれ
ば、音を０．３秒間出し、０．７秒無音とする。 この
ように、音量の時間的変化でＢＥＲ値の高低を表す。そ
して、受信電界が高ければ、音の周波数を上げ、電界が
低ければ、逆に音の周波数を下げる。 このように、電
界強度を周波数の高低で表す。また、相関波形の山が一
つ、即ち主波のみの状態であれば単音の音を出力し、相
関波形に山が二つあるような反射波が存在する状態であ
れば、複音の音、即ち和音を出力する。 具体的には、
反射波の遅延時間に応じて、主波周波数の１倍より大き
く２倍未満程度の周波数を反射の強さに応じて加算出力
する。 なお、反射波が主波よりも早く届く場合は、主
波周波数の１／２倍より大きく１倍未満程度の周波数を
反射の強さに応じて加算出力する。参考までに、単音の
各音であるド、レ、ミ、ファ、ソ、ラ、シ、ドの最初の
ドの周波数と最後のドの周波数は丁度２倍の関係となっ
ている。

【００１６】図３に、上記低周波発生部７の一実施例の
ブロック構成を示し、以下に詳しく説明する。電界強度
に関連した信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−６に
入力され、該信号Ｓａは電圧ＶSaに変換される。 そし
て、この電圧値ＶSaは電圧制御発振器(ＶＣＯ)７−１に
入力され、電界強度レベルに応じた周波数ｆ１を出力す
る。信号ｆ１は、加算処理を行う加算器(ＡＤＤ)７−４
及び周波数変換器７−２に入力される。 周波数変換器
７−２の出力ｆ２は電圧制御アンプ(ＶＣＡ)７−３に入
力される。反射波の有無及びレベルに関連した反射波状
態信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７に入力さ
れ、反射波状態に応じた電圧出力ＶScを出力する。この
電圧出力ＶScはＶＣＡ７−３の制御端子に入力され、Ｖ
Scに応じて周波数変換器７−２の出力ｆ２の振幅レベル
を変更する。 ＶＣＡ７−３の出力はＡＤＤ７−４のも
う一方の端子に入力される。 ＡＤＤ７−４の出力はＶ
ＣＡ７−５に入力される。ＢＥＲの状態に関連した信号
Ｓｂは、ＢＥＲ状態−電圧変換器７−８に入力され、Ｂ
ＥＲ状態に応じた電圧ＶSbに変換される。 この電圧Ｖ
Sbは、電圧−時間(Ｖ−Ｔ)変換器７−９に入力され、電
圧に応じてレベルＨの時間比率が長くなる信号ＶＴSbに
変換され、ＶＣＡ７−５の制御入力端子に接続される。
ここで、ＶＣＡ７−５は、制御端子がレベルＨの時に
出力を通すものである。

【００１７】次に、電界強度状態を表す信号Ｓａに関連
した動作の様子を図４に示して説明する。ケースＦ１の
様に、−８０ｄＢｍと受信電界強度が低い場合、電圧Ｖ
Saは低くなる。 そのため、低い電圧で制御されるＶＣ
Ｏ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば１１０Ｈｚと
低くなる。 また、ケースＦ４のように、−４０ｄＢｍ
と受信電界強度が高い場合、電圧ＶSaは高くなり、ＶＣ
Ｏ７−１からの出力周波数ｆ１は、例えば、１７６０Ｈ
ｚと高くなる。 なお、いずれの場合でも、周波数変換
器７−２は、入力される周波数ｆ１を、１．２倍の周波
数に変換したｆ２を出力する。

【００１８】次に、反射波の状態を表す信号Ｓｃに関連
した動作の様子を図５に示し、説明する。反射波の状態
を表す信号Ｓｃは、反射波状態−電圧変換器７−７で、
反射波のレベルに応じ上昇する電圧出力ＶScとなり出力
される。 この電圧出力ＶScにより、ＶＣＡ７−３の入
力であるｆ２の振幅レベルを変更する。ケースＦ１のよ
うに、反射波の状態を表す信号Ｓｃが、主波のみの場
合、ＶＣＡ７−３の出力は極めて小さい。 しかし、ケ
ースＦ４のように主波以外に反射波が多く含まれる場
合、ＶScが上がりＶＣＡ７−３の出力は、大きくなる。
そして、周波数出力ｆ１とＶＣＡ７−３経由の周波数出
力ｆ２は、ＡＤＤ７−４で加算されるため、ＶＣＡ７−
３を通過するｆ２の振幅レベルが上がり、ＡＤＤ７−４
からｆ１とともにｆ２も生じる。

【００１９】次に、ＢＥＲ状態を表す信号Ｓｂに関連し
た動作の様子を図６に示し、説明する。ケースＦ１のよ
うに、ＢＥＲ状態が悪い場合、電圧ＶSbが低く、Ｖ−Ｔ
変換器７−９からは、Ｈ期間の短いパルスＶTSbしか出
力されない。 このＨ期間の短いパルスＶTSbによりＶ
ＣＡ７−５は制御され、ＡＤＤ７−４からの低周波出力
を、短い期間しか通さない。一方、ケースＦ４のよう
に、ＢＥＲ状態が良く、電圧ＶSbも高くＶ−Ｔ変換器７
−９からＨ期間の長いパルスＶTSbが出力されると、Ｖ
ＣＡ７−５は、長い期間ＡＤＤ７−４からの低周波出力
を通す。

【００２０】次に、反射波状態−電圧変換器７−７の一
実施例のブロック構成を図７に示し、図８に反射波が混
入した場合のＳＷＥＥＰ相関演算出力を示し、以下に詳
しく説明する。図８において、０±３の範囲に生じた山
が、主波を示す成分である。 また、上記以外の＋４以
降は遅延した反射波によるものである。なお、−４以前
の出力は、主波より強い反射波に同期している際の主波
の成分となる。 相関出力波形であるＳｃは、ゲート７
-7-1Aとゲート７-7-1Bとゲート７-7-1Cとに入力され
る。 各ゲートの出力は、それぞれ積分器７-7-2Aと積
分器７-7-2Bと積分器７-7-2Cに入力される。 各積分器
の出力は、演算処理部７-7-3に接続される。 演算処理
部７-7-3の出力は、サンプルホールド部７-7-5に接続さ
れる。サンプルホールド部７-7-5の出力はＶScとして出
力される。 制御部７-7-4は、各ゲート７-7-1A〜1Cの
制御入力に、それぞれの制御パルスＧａ，Ｇｂ，Ｇｃを
出力する。 積分器７-7-2A〜2Cのクロック(ＣＬＲ)入
力には、ＣＬＲパルスが接続される。 サンプルホール
ド部７-7-5のＨＯＬＤ入力には、ＨＯＬＤパルスが接続
される。ゲート７-7-1A〜1Cは、制御入力がレベルＨ期
間、入力を通過させ、レベルＬの場合は入力を遮断す
る。 積分器７-7-2A〜2Cは、ＣＬＲ入力がＨレベルに
なると、積分結果を０に戻す初期化を行い、レベルＬの
場合は、積分処理を行う。演算処理部７-7-3は、（Ａ＋
Ｃ）×Ｂの演算結果を出力する。

【００２１】図９に、制御部７-7-4から出力される各制
御パルスを示す。 ＣＬＲパルスは、ＳＷＥＥＰ相関出
力Ｓｃの入力時期に先立つ時刻ｔ０に、レベルＨを出力
し、各積分器の内容を初期化する。 Ｇａパルスは、図
８の−４以前の期間に相当する時刻ｔ１〜ｔ２の期間で
レベルＨとなり、Ｇｂパルスは、図８の−３〜＋３の期
間に相当する時刻ｔ２〜ｔ３の期間でレベルＨとなり、
Ｇｃパルスは、図８の＋４以降の期間に相当する時刻ｔ
３〜ｔ４の期間でレベルＨとなることで、対応の期間の
積分処理を各積分器７-7-2A〜2Cに行わせる。 ＨＯＬ
Ｄパルスは、積分完了後、演算が完了する時刻ｔ５にレ
ベルＨとなり、サンプルホールド部７-7-5に演算結果を
保持させる。

【００２２】次に、低周波発生部７の動作を、図２を用
いて説明する。 ここで、縦軸は、周波数の高低、横軸
は時間とする。 また、四角の無い区間は無音を意味す
る。図２において、受信電界が低く、ＢＥＲ状態も悪い
時刻ａの場合、音の周波数はｆｌと低く、ＢＥＲ値も悪
いため、音が生じる時間割合も約４０％と少ない。受信
電界はやや高く、かつＢＥＲ状態が良い時刻ｄの場合、
電界が高いため音の周波数はｆｍないしｆｈと高くな
り、また、ＢＥＲ値も良いため、音が生じる時間割合は
８０％と多くなっている。受信電界は更に高いが反射波
が混入し、ＢＥＲ状態が中くらいの時刻ｅの場合、音の
周波数はｆｈと高く、また反射波により複音となるため
ｆｈ以外に周波数が１．２倍の周波数も生じる。 しか
し、ＢＥＲ値が中くらいのため、音が生じる時間割合は
約６０％とやや減少する。

【００２３】次に、上記低周波発生部７の他の実施例に
ついて、図１０、図１１を用いて、以下に詳しく説明す
る。図１０は、電界強度状態、ＢＥＲ状態及び反射波状
態を表す３種の信号を別の方法で割り当てた例を示す模
式図である。 受信電界の強弱は低周波音の繰返し周期
の長短で、またＢＥＲ状態の良悪は発生する低周波の周
波数の高低で、また反射波状態は低周波の音量の時間的
変化として、表すものである。その、具体的構成を図１
１に示す。 ＢＥＲ状態を示す信号ＳｂはＢＥＲ状態−
電圧変換器７−８に入力され、その出力ＶSbはＶＣＯ７
−１Ａに入力される。ＶＣＯ７−１Ａの出力ｆ１は、Ｖ
ＣＡ７−３に入力される。 反射波の有無を示す情報と
なる相関演算出力である信号Ｓｃは、時間軸拡張変換器
７−１０に入力された後、信号ＳＬｃとなり、ＶＣＡ７
−３の制御端子に入力される。電界の強弱を示すＡＧＣ
制御信号である信号Ｓａは、電界強度−電圧変換器７−
６に入力された後に信号ＶＳａとなり、超低周波ＶＣＯ
７−１Ｂに入力されてｆ１となる。 そしてｆ１は時間
軸拡張器７−１０のＳＴ端子に入力される。超低周波Ｖ
ＣＯ７−１Ｂは、入力される電圧に応じて、例えば１Ｈ
ｚ〜数Ｈｚ程度の繰り返しパルスを発生する。 時間軸
拡張変換器７−１０は、例えば入力された１波形の期間
が数十ｍｓであるＳｃ信号の波形を、数１００ｍｓ程度
の長い時間の遅い信号波形に変換する。 また、その発
生は、ＳＴ端子がＬからＨに変化した瞬間から始まる。

【００２４】次に、この低周波発生部７Ｍの全体的な動
作について図１０を用い説明する。受信電界が低くＶＳ
ａも低い時刻ａやｂの場合、超低周波ＶＣＯ７−１Ｂの
発生するＨとＬの繰り返し信号は、１秒程度と遅いた
め、時間軸拡張変換器７−１０からのＳＬｃ信号も１秒
程度と遅い繰り返しとなる。 さらに、ＶＣＡ７−３の
入力ｆ１はＢＥＲ状態が悪く低い周波数ｆｌとなる。
この場合、ＶＣＡ７−３の制御信号ＳＬｃは、反射が無
く主波のみであるため、単独の三角波的な波形となり、
音量変化はピーッという感じの増減となる。時刻ｅの場
合、受信電界が高くＶＳａも高いため、超低周波ＶＣＯ
７−１Ｂの発生するＨとＬの繰り返し信号は、１００ｍ
ｓ程度と早くなり、時間軸拡張変換器７−１０からのＳ
Ｌｃ信号も１００ｍｓ程度と早い繰り返しで出力され
る。さらに、ＶＣＡ７−３の入力であるｆ１はやや良い
ＢＥＲ状態のため、やや高い周波数ｆｍとなる。 この
場合、ＶＣＡ７−３の制御信号であるＳＬｃは、反射波
があるため、単独の三角波的でなく、主波による三角波
の後に反射によるやや小さな三角波を伴う波形形状とな
る。 その結果、音量変化は主波分と反射分によりピー
ピッ、ピーピッとなる音量変化となる。

【００２５】次に、図１２に時間軸拡張変換器７−１０
の具体的な構成を示し、説明する。入力ＳｃはＡＤ変換
器７-10-1でディジタル化された後、ＦＩＦＯメモリ７-
10-2に入る。 ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、クロック(Ｃ
Ｋ）を書込みのサンプルＣＫとして用い、またそのＣＫ
を２０分周したものを読み出しのサンプルＣＫとして用
いる。 ＦＩＦＯメモリ７-10-2は、Ｒ．ＲＳＴ端子が
ＨからＬに変化すると蓄えてあるメモリ内容を１／２０
倍の速度で１回読み出す。 読み出されたデータは、Ｄ
Ａ変換器７-10-3によりアナログ化されてＳＬｃ信号と
なる。 なお、全体がディジタル処理であれば、アナロ
グ−ディジタルの変換は不要である。以上の説明は、Ｓ
ａとＳｃとＳｂの３種の信号を全て使う例を示したが、
これらの何れか２種のみを用いて低周波信号を変化させ
る利用方法でも良い。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
界状態、反射波の有無およびレベル、ＢＥＲ状態に応じ
て、変化する低周波信号を出力するディジタル伝送装置
を実現でき、伝送状態を耳をたよりに得ることができ、
より正確な方調作業を容易に実施できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図

【図２】本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音の
一例を示すタイムチャート

【図３】本発明の低周波発生部７の構成の一実施例を示
すブロック図

【図４】本発明の低周波発生部７の電界強度に関連した
各部信号の模式図

【図５】本発明の低周波発生部７の反射波の有無に関連
した各部信号の模式図

【図６】本発明の低周波発生部７のＢＥＲ状態に関連し
た各部信号の模式図

【図７】本発明の反射波状態−電圧変換器の構成の一実
施例を示すブロック図

【図８】反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力を表す模式
図

【図９】本発明の反射波状態−電圧変換器の動作を示す
タイムチャート

【図１０】本発明の伝送状態に応じて発生する低周波音
の他の例を示すタイムチャート

【図１１】本発明の低周波発生部７Ｍの構成の一実施例
を示すブロック図

【図１２】本発明の時間軸拡張変換器の構成の一実施例
を示すブロック図

【図１３】従来の伝送装置の全体構成の一例を示すブロ
ック図

【図１４】同期シンボル挿入部の構成の一例を示すブロ
ック図

【図１５】同期検出＆相関部の構成の一例を示すブロッ
ク図

【図１６】ＮＵＬＬ終了検出器の構成の一例を示すブロ
ック図

【図１７】反射波なしで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器
の動作を示すタイムチャート

【図１８】反射波なしで高ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力
の模式図

【図１９】反射波ありで高ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器
の動作を示すタイムチャート

【図２０】反射波混入時のＳＷＥＥＰ相関出力の模式図

【図２１】反射波なしで低ＣＮ時のＮＵＬＬ終了検出器
の動作を示すタイムチャート

【図２２】反射波なしで低ＣＮ時のＳＷＥＥＰ相関出力
の模式図

【符号の説明】

１０１：送信側処理部、２０３：受信側処理部、７，７
Ｍ：低周波発生部、７−１：電圧制御発振器(ＶＣＯ)、
７−１Ｂ：超低周波ＶＣＯ、７−２：周波数変換器、７
−３，７−５：電圧制御アンプ(ＶＣＡ）、７−４：加
算器(ＡＤＤ）、７−６：電界強度−電圧変換器、７−
７：反射波状態−電圧変換器、７−８：ＢＥＲ状態−電
圧変換器、７−９：電圧−時間（Ｖ−Ｔ）変換器、７−
１０：時間軸拡張変換器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル変調方式を用いた伝送システ
   ムにおいて、受信側に、受信信号から反射波の混入状態
   を表わす反射波状態信号、電界強度を表す電界強度状態
   信号及び復号ＢＥＲ(ビット・エラー・レート)状態を表
   すＢＥＲ状態信号の内、少なくとも何れか１つの状態信
   号を生成し、当該生成された状態信号に応じて、発生す
   る音の所定の特性を可変する低周波発生手段を有し、当
   該発生する音の状態から伝送状態を総合的に解析・把握
   することを特徴とするディジタル伝送システム。
2. 【請求項２】 請求項１において、発生する音の所定の
   特性を、周波数変化、時間的振幅変化、単音と複音の切
   替の内、少なくとも何れか１つを可変することによって
   行うことを特徴とするディジタル伝送システム。
3. 【請求項３】 請求項１において、発生する音の所定の
   特性を、音の高低の変化、音量の変化、音の繰り返し発
   生周期の変化の内、少なくとも何れか１つを可変するこ
   とによって行うことを特徴とするディジタル伝送システ
   ム。
4. 【請求項４】 請求項１乃至３において、上記ディジタ
   ル伝送システムとして、直交周波数分割多重変調方式を
   用いたことを特徴とするディジタル伝送システム。