JP2002112535A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JP2002112535A JP2002112535A JP2000302237A JP2000302237A JP2002112535A JP 2002112535 A JP2002112535 A JP 2002112535A JP 2000302237 A JP2000302237 A JP 2000302237A JP 2000302237 A JP2000302237 A JP 2000302237A JP 2002112535 A JP2002112535 A JP 2002112535A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- gain
- error amplifier
- power supply
- voltage
- switching power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 等価直列抵抗が小さい出力コンデンサを用
い、かつ、低温時においてもリップル電圧が大きくなら
ないスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 トランジスタ２のオン・オフ期間の比率
を可変して供給された電圧を調整したのち出力電圧ＶO
として出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、トラン
ジスタ２のオンデューティを制御する制御手段２００と
を備えたスイッチング電源装置において、前記オンデュ
ーティに応じて誤差増幅器７のゲインが可変するように
出力電圧検出回路６が出力する出力電圧ＶOの分圧Ｖadj
に基づいて誤差増幅器７のゲインを可変させるゲイン可
変回路１２を設ける。
い、かつ、低温時においてもリップル電圧が大きくなら
ないスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 トランジスタ２のオン・オフ期間の比率
を可変して供給された電圧を調整したのち出力電圧ＶO
として出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１００と、トラン
ジスタ２のオンデューティを制御する制御手段２００と
を備えたスイッチング電源装置において、前記オンデュ
ーティに応じて誤差増幅器７のゲインが可変するように
出力電圧検出回路６が出力する出力電圧ＶOの分圧Ｖadj
に基づいて誤差増幅器７のゲインを可変させるゲイン可
変回路１２を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関するものである。特に、低温においても安定に
動作するスイッチング電源装置に関するものである。
装置に関するものである。特に、低温においても安定に
動作するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源装置としては、
例えば、図１１に示すようなものがある。スイッチング
電源装置はコンバータ部１００と制御部２００とを有し
ており、入力端子ＩＮに供給される直流電圧を任意の直
流電圧に変換して負荷抵抗ＲＬに供給する。
例えば、図１１に示すようなものがある。スイッチング
電源装置はコンバータ部１００と制御部２００とを有し
ており、入力端子ＩＮに供給される直流電圧を任意の直
流電圧に変換して負荷抵抗ＲＬに供給する。
【０００３】まず、コンバータ部１００の構成について
説明する。コンバータ部１００は、コンデンサ１と、Ｎ
ＰＮ型のトランジスタ２と、ダイオード３と、コイル４
と、出力コンデンサ５とを有しており、降圧形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを形成している。トランジスタ２のコレク
タは入力端子ＩＮとコンデンサ１の一端に接続されてい
る。トランジスタ２のエミッタは、ダイオード３のカソ
ードとコイル４の一端に接続されている。
説明する。コンバータ部１００は、コンデンサ１と、Ｎ
ＰＮ型のトランジスタ２と、ダイオード３と、コイル４
と、出力コンデンサ５とを有しており、降圧形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを形成している。トランジスタ２のコレク
タは入力端子ＩＮとコンデンサ１の一端に接続されてい
る。トランジスタ２のエミッタは、ダイオード３のカソ
ードとコイル４の一端に接続されている。
【０００４】コイル４のトランジスタ２と接続されてい
ない側は、出力コンデンサ５と、出力端子ＯＵＴを介し
て負荷抵抗ＲＬと、同じく出力端子ＯＵＴを介して後述
する制御部２００に設けられている抵抗Ｒ１と、に接続
されている。また、コンデンサ１のトランジスタ２と接
続されていない側と、ダイオード３のアノードと、出力
コンデンサ５のコイル４と接続されていない側と、負荷
抵抗ＲＬの出力端子ＯＵＴに接続されていない側とはそ
れぞれ接地されている。
ない側は、出力コンデンサ５と、出力端子ＯＵＴを介し
て負荷抵抗ＲＬと、同じく出力端子ＯＵＴを介して後述
する制御部２００に設けられている抵抗Ｒ１と、に接続
されている。また、コンデンサ１のトランジスタ２と接
続されていない側と、ダイオード３のアノードと、出力
コンデンサ５のコイル４と接続されていない側と、負荷
抵抗ＲＬの出力端子ＯＵＴに接続されていない側とはそ
れぞれ接地されている。
【０００５】次に、制御部２００の構成について説明す
る。制御部２００は、出力電圧検出回路６と、誤差増幅
器７と、基準電圧源８と、演算増幅器９と、発振器１０
と、駆動回路１１と、を有している。出力電圧検出回路
６は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１に直列接続された抵抗Ｒ２とか
らなり、抵抗Ｒ１の一端は出力端子ＯＵＴに接続され、
抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ１に接続されていない側は接地されて
いる。抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは誤差増幅器７の反
転入力端子に接続されている。誤差増幅器７の非反転入
力端子は基準電圧源８に接続されている。
る。制御部２００は、出力電圧検出回路６と、誤差増幅
器７と、基準電圧源８と、演算増幅器９と、発振器１０
と、駆動回路１１と、を有している。出力電圧検出回路
６は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１に直列接続された抵抗Ｒ２とか
らなり、抵抗Ｒ１の一端は出力端子ＯＵＴに接続され、
抵抗Ｒ２の抵抗Ｒ１に接続されていない側は接地されて
いる。抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは誤差増幅器７の反
転入力端子に接続されている。誤差増幅器７の非反転入
力端子は基準電圧源８に接続されている。
【０００６】誤差増幅器７の出力端子は演算増幅器９の
非反転入力端子に接続されている。演算増幅器９の反転
入力端子は、発振器１０に接続されている。また、演算
増幅器９の出力端子は駆動回路１１を介してトランジス
タ２のベースに接続されている。
非反転入力端子に接続されている。演算増幅器９の反転
入力端子は、発振器１０に接続されている。また、演算
増幅器９の出力端子は駆動回路１１を介してトランジス
タ２のベースに接続されている。
【０００７】次に上記構成のスイッチング電源装置の動
作について説明する。入力端子ＩＮに供給される直流電
圧はコンデンサ１で平滑化され入力電圧ＶINになったの
ち、トランジスタ２のスイッチング動作によりパルス電
圧に変換される。
作について説明する。入力端子ＩＮに供給される直流電
圧はコンデンサ１で平滑化され入力電圧ＶINになったの
ち、トランジスタ２のスイッチング動作によりパルス電
圧に変換される。
【０００８】トランジスタ２がＯＮ状態のときは、入力
端子ＩＮからコイル４に電流が流れる。これにより、コ
イル４にエネルギーが蓄えられ、かつ負荷抵抗ＲＬにエ
ネルギーが供給される。一方、トランジスタ２がＯＦＦ
状態のときは、コイル４に蓄えられたエネルギーがダイ
オード３を通じて負荷抵抗ＲＬに供給される。尚、出力
端子ＯＵＴには出力コンデンサ５によって平滑化された
出力電圧ＶOが供給され、その出力電圧ＶOが負荷抵抗Ｒ
Ｌに印加される。
端子ＩＮからコイル４に電流が流れる。これにより、コ
イル４にエネルギーが蓄えられ、かつ負荷抵抗ＲＬにエ
ネルギーが供給される。一方、トランジスタ２がＯＦＦ
状態のときは、コイル４に蓄えられたエネルギーがダイ
オード３を通じて負荷抵抗ＲＬに供給される。尚、出力
端子ＯＵＴには出力コンデンサ５によって平滑化された
出力電圧ＶOが供給され、その出力電圧ＶOが負荷抵抗Ｒ
Ｌに印加される。
【０００９】スイッチング電源装置の出力電圧ＶOは出
力端子ＯＵＴから制御部２００に入力され、制御部２０
０によってフィードバック制御され、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOの値に応じてトランジスタ２から出
力されるパルス電圧のオンデューティが決定される。ス
イッチング電源装置の出力電圧ＶOはまず出力電圧検出
回路６で分圧されたのち、その分圧Ｖadjと基準電圧源
８が出力する基準電圧Ｖref（＝１．２５Ｖ）とが誤差
増幅器７において比較される。
力端子ＯＵＴから制御部２００に入力され、制御部２０
０によってフィードバック制御され、スイッチング電源
装置の出力電圧ＶOの値に応じてトランジスタ２から出
力されるパルス電圧のオンデューティが決定される。ス
イッチング電源装置の出力電圧ＶOはまず出力電圧検出
回路６で分圧されたのち、その分圧Ｖadjと基準電圧源
８が出力する基準電圧Ｖref（＝１．２５Ｖ）とが誤差
増幅器７において比較される。
【００１０】誤差増幅器７は、分圧Ｖadjと基準電圧Ｖ
refとの差を増幅して演算増幅器９に出力電圧信号ＶAを
出力する。演算増幅器９は、発振器１０の出力電圧Ｖ
OSC（三角波）に同期させて、誤差増幅器７の出力電圧
信号ＶAに応じたＰＷＭ信号ＶPWMを出力する。すなわ
ち、誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAが発振器１０の出
力電圧ＶOSCより大きい場合はＰＷＭ信号ＶPWMをＨｉｇ
ｈレベルにし、誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAが発振
器１０の出力電圧ＶOSCより大きくない場合はＰＷＭ信
号ＶPWMをＬｏｗレベルにして出力する。尚、発振器１
０から発振される出力電圧ＶOSC（三角波）の周波数は
可聴騒音を避けるために１００ｋＨｚに設定している。
また、発振器１０から発振される出力電圧ＶOSC（三角
波）の最大値、最小値はそれぞれ１．７５Ｖ、０．７５
Ｖに設定している。
refとの差を増幅して演算増幅器９に出力電圧信号ＶAを
出力する。演算増幅器９は、発振器１０の出力電圧Ｖ
OSC（三角波）に同期させて、誤差増幅器７の出力電圧
信号ＶAに応じたＰＷＭ信号ＶPWMを出力する。すなわ
ち、誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAが発振器１０の出
力電圧ＶOSCより大きい場合はＰＷＭ信号ＶPWMをＨｉｇ
ｈレベルにし、誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAが発振
器１０の出力電圧ＶOSCより大きくない場合はＰＷＭ信
号ＶPWMをＬｏｗレベルにして出力する。尚、発振器１
０から発振される出力電圧ＶOSC（三角波）の周波数は
可聴騒音を避けるために１００ｋＨｚに設定している。
また、発振器１０から発振される出力電圧ＶOSC（三角
波）の最大値、最小値はそれぞれ１．７５Ｖ、０．７５
Ｖに設定している。
【００１１】ＰＷＭ信号ＶPWMは駆動回路１１に入力さ
れ、駆動回路１１はＰＷＭ信号ＶPWMに応じてトランジ
スタ３のベースに電流を供給して、トランジスタ２のス
イッチング動作を行う。すなわち、駆動回路１１は演算
増幅器９からＨｉｇｈレベルのＰＷＭ信号ＶPWMを受け
取るとトランジスタ２のベースに電流ＩBを流してトラ
ンジスタ２をＯＮ状態にする。一方、ＬｏｗレベルのＰ
ＷＭ信号ＶPWMを受け取るとトランジスタ２のベースに
供給する電流ＩBを零にしてトランジスタ２をＯＦＦ状
態にする。これによりトランジスタ２のオン期間ｔONと
オフ期間ｔOFFとの比率が制御され、負荷抵抗ＲＬに供
給されるスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ Oは所定の
値（５Ｖ）に安定化される。ＰＷＭ信号ＶPWM及びトラ
ンジスタ２のオンデューティｄｕｔｙは、（１）式で表
すことができる。
れ、駆動回路１１はＰＷＭ信号ＶPWMに応じてトランジ
スタ３のベースに電流を供給して、トランジスタ２のス
イッチング動作を行う。すなわち、駆動回路１１は演算
増幅器９からＨｉｇｈレベルのＰＷＭ信号ＶPWMを受け
取るとトランジスタ２のベースに電流ＩBを流してトラ
ンジスタ２をＯＮ状態にする。一方、ＬｏｗレベルのＰ
ＷＭ信号ＶPWMを受け取るとトランジスタ２のベースに
供給する電流ＩBを零にしてトランジスタ２をＯＦＦ状
態にする。これによりトランジスタ２のオン期間ｔONと
オフ期間ｔOFFとの比率が制御され、負荷抵抗ＲＬに供
給されるスイッチング電源装置の出力電圧Ｖ Oは所定の
値（５Ｖ）に安定化される。ＰＷＭ信号ＶPWM及びトラ
ンジスタ２のオンデューティｄｕｔｙは、（１）式で表
すことができる。
【数１】
【００１２】トランジスタ２がオン期間ｔONではコイル
４を流れる電流ＩLの傾きは正となり、トランジスタ２
がオフ期間ｔOFFではコイル４を流れる電流ＩLの傾きは
負となる。
４を流れる電流ＩLの傾きは正となり、トランジスタ２
がオフ期間ｔOFFではコイル４を流れる電流ＩLの傾きは
負となる。
【００１３】このため上述したように出力コンデンサ５
で平滑化した電圧を出力電圧ＶOとして、負荷抵抗ＲＬ
に供給している。しかしながら、出力コンデンサ５には
等価直列抵抗（以下、ＥＳＲという）が存在するため、
出力電圧ＶOには交流成分であるリップル電圧Ｖrmsが含
まれる。室温（２５℃）下での誤差増幅器７の出力電圧
信号ＶAと、発振器１０の出力電圧ＶOSCと、ＰＷＭ信号
ＶPWMとのタイムチャートを図１２に示す。ＰＷＭ信号
ＶPWMの周波数は発振器１０の出力電圧ＶOSCの周波数と
同じであるので、トランジスタ２のスイッチング周波数
ｆ0も発振器１０の出力電圧ＶOSCの周波数と同じ１００
ｋＨｚになる。
で平滑化した電圧を出力電圧ＶOとして、負荷抵抗ＲＬ
に供給している。しかしながら、出力コンデンサ５には
等価直列抵抗（以下、ＥＳＲという）が存在するため、
出力電圧ＶOには交流成分であるリップル電圧Ｖrmsが含
まれる。室温（２５℃）下での誤差増幅器７の出力電圧
信号ＶAと、発振器１０の出力電圧ＶOSCと、ＰＷＭ信号
ＶPWMとのタイムチャートを図１２に示す。ＰＷＭ信号
ＶPWMの周波数は発振器１０の出力電圧ＶOSCの周波数と
同じであるので、トランジスタ２のスイッチング周波数
ｆ0も発振器１０の出力電圧ＶOSCの周波数と同じ１００
ｋＨｚになる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、低温時
になると出力コンデンサ５のＥＳＲが大きくなるため、
図１３に示すように出力電圧ＶOに含まれるリップル電
圧Ｖrmsが大きくなる。
になると出力コンデンサ５のＥＳＲが大きくなるため、
図１３に示すように出力電圧ＶOに含まれるリップル電
圧Ｖrmsが大きくなる。
【００１５】ここで、誤差増幅器７のゲインＧAMPは図
１４に示すように反転入力端子に入力される分圧Ｖadj
に関わらず１００倍に固定されている。従って、誤差増
幅器７の入出力特性である分圧Ｖadjと出力電圧信号ＶA
との関係は図１５に示すようになる。さらに、演算増幅
器９の入出力特性である出力電圧信号ＶAとＰＷＭ信号
ＶPWMのオンデューティｄｕｔｙとの関係は図１６に示
すようになる。
１４に示すように反転入力端子に入力される分圧Ｖadj
に関わらず１００倍に固定されている。従って、誤差増
幅器７の入出力特性である分圧Ｖadjと出力電圧信号ＶA
との関係は図１５に示すようになる。さらに、演算増幅
器９の入出力特性である出力電圧信号ＶAとＰＷＭ信号
ＶPWMのオンデューティｄｕｔｙとの関係は図１６に示
すようになる。
【００１６】このような特性を有するスイッチング電源
装置では、トランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が
発振器１０の発振周波数の１／２になる不具合現象が発
生するときの誤差増幅器７に入力される分圧Ｖadjに含
まれるリップル電圧Ｖadj1とオンデューティｄｕｔｙと
は図１７に示すような関係となる。降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いるスイッチング電源装置は一般に、オン
デューティｄｕｔｙが０％〜５０％の範囲で使用される
ので、図１７から明らかなようにオンデューティｄｕｔ
ｙが小さいほど不具合現象が発生するときのリップル電
圧Ｖadj1も小さくなる。すなわち、オンデューティｄｕ
ｔｙが小さいほど不具合現象が起こりやすい。
装置では、トランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が
発振器１０の発振周波数の１／２になる不具合現象が発
生するときの誤差増幅器７に入力される分圧Ｖadjに含
まれるリップル電圧Ｖadj1とオンデューティｄｕｔｙと
は図１７に示すような関係となる。降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いるスイッチング電源装置は一般に、オン
デューティｄｕｔｙが０％〜５０％の範囲で使用される
ので、図１７から明らかなようにオンデューティｄｕｔ
ｙが小さいほど不具合現象が発生するときのリップル電
圧Ｖadj1も小さくなる。すなわち、オンデューティｄｕ
ｔｙが小さいほど不具合現象が起こりやすい。
【００１７】図１３の出力電圧ＶOに含まれるリップル
電圧Ｖrmsを分圧Ｖadjに含まれるリップル電圧Ｖadj2に
換算した図を図１８に示す。尚、図１８には、図１７か
ら求まるオンデューティｄｕｔｙ１０％での不具合現象
が発生するときの分圧Ｖadjに含まれるリップル電圧Ｖ
10%を記入している。図１８から明らかなように、オン
デューティｄｕｔｙ１０％のときには−２５℃でトラン
ジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発振器１０の発振
周波数の１／２になる不具合現象が発生する。これは、
図１９に示すように誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAに
含まれるリップル電圧が大きくなり、出力電圧信号ＶA
の振幅が発振器１０の出力電圧ＶOSCの振幅を越えてし
まい、ＰＷＭ信号ＶPWMの周波数が発振器１０の出力電
圧ＶOSCの周波数の２倍の大きさになるためである。
電圧Ｖrmsを分圧Ｖadjに含まれるリップル電圧Ｖadj2に
換算した図を図１８に示す。尚、図１８には、図１７か
ら求まるオンデューティｄｕｔｙ１０％での不具合現象
が発生するときの分圧Ｖadjに含まれるリップル電圧Ｖ
10%を記入している。図１８から明らかなように、オン
デューティｄｕｔｙ１０％のときには−２５℃でトラン
ジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発振器１０の発振
周波数の１／２になる不具合現象が発生する。これは、
図１９に示すように誤差増幅器７の出力電圧信号ＶAに
含まれるリップル電圧が大きくなり、出力電圧信号ＶA
の振幅が発振器１０の出力電圧ＶOSCの振幅を越えてし
まい、ＰＷＭ信号ＶPWMの周波数が発振器１０の出力電
圧ＶOSCの周波数の２倍の大きさになるためである。
【００１８】出力電圧ＶOに含まれるリップル電圧Ｖrms
はトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0に反比例す
るので、トランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が上
述したように発振器１０の発振周波数の１／２となった
ときは、リップル電圧Ｖrmsは２倍になり出力電圧ＶOの
安定度が劣化しリップル電圧が大きくなるという問題が
あった。
はトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0に反比例す
るので、トランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が上
述したように発振器１０の発振周波数の１／２となった
ときは、リップル電圧Ｖrmsは２倍になり出力電圧ＶOの
安定度が劣化しリップル電圧が大きくなるという問題が
あった。
【００１９】本発明は、上記の問題点に鑑み、ＥＳＲが
小さい出力コンデンサを用い、かつ、低温下において使
用した場合でもリップル電圧が大きくならないスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。
小さい出力コンデンサを用い、かつ、低温下において使
用した場合でもリップル電圧が大きくならないスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るスイッチング電源装置においては、ス
イッチング手段のオン・オフ期間の比率を可変して供給
された電圧を調整したのち出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タと、前記スイッチング手段のオン・オフ期間の比率を
制御する制御手段と、を備えるとともに、前記制御手段
は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力電圧
またはその分圧と基準電圧とを比較し誤差信号を出力す
る誤差増幅器と、該誤差増幅器からの出力電圧信号に基
づきパルス信号を作成し前記スイッチング手段に出力す
る演算手段と、を有しており、前記パルス信号のデュー
ティ、周辺温度の少なくとも一つに応じて前記誤差増幅
器のゲインを可変させるゲイン変更手段を備える構成と
している。
に、本発明に係るスイッチング電源装置においては、ス
イッチング手段のオン・オフ期間の比率を可変して供給
された電圧を調整したのち出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タと、前記スイッチング手段のオン・オフ期間の比率を
制御する制御手段と、を備えるとともに、前記制御手段
は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力電圧
またはその分圧と基準電圧とを比較し誤差信号を出力す
る誤差増幅器と、該誤差増幅器からの出力電圧信号に基
づきパルス信号を作成し前記スイッチング手段に出力す
る演算手段と、を有しており、前記パルス信号のデュー
ティ、周辺温度の少なくとも一つに応じて前記誤差増幅
器のゲインを可変させるゲイン変更手段を備える構成と
している。
【００２１】前記ゲイン変更手段は、前記出力電圧また
はその分圧に基づいて前記誤差増幅器のゲインを可変さ
せてもよく、前記出力電圧と前記入力電圧との比に基づ
いて前記誤差増幅器のゲインを可変させてもよい。さら
に、周辺温度を検出する温度検出手段を備えるととも
に、前記温度検出手段の出力信号に基づいて前記誤差作
動器のゲインを可変させてもよい。
はその分圧に基づいて前記誤差増幅器のゲインを可変さ
せてもよく、前記出力電圧と前記入力電圧との比に基づ
いて前記誤差増幅器のゲインを可変させてもよい。さら
に、周辺温度を検出する温度検出手段を備えるととも
に、前記温度検出手段の出力信号に基づいて前記誤差作
動器のゲインを可変させてもよい。
【００２２】また、前記誤差増幅器を対数増幅器とし、
前記出力電圧またはその分圧に基づいて前記誤差増幅器
のゲインを可変させてもよい。
前記出力電圧またはその分圧に基づいて前記誤差増幅器
のゲインを可変させてもよい。
【００２３】また、スイッチング電源装置のフィードバ
ック系のトータルゲインを一定とする観点から、前記誤
差増幅器のゲインと、出力電圧の分圧から基準電圧を差
分した値と、前記誤差増幅器の出力電圧信号に対する前
記デューティの変化率との積を０．５からを引いた値
と、前記誤差増幅器のゲインと、を乗算した値が所定の
値になるように、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器
のゲインを可変させるとなおよい。同じくスイッチング
電源装置のフィードバック系のトータルゲインを一定と
する観点から、入力電圧を出力電圧で除算した値と、前
記誤差増幅器のゲインと、を乗算した値が所定の値にな
るように、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲイ
ンを可変させてもよい。
ック系のトータルゲインを一定とする観点から、前記誤
差増幅器のゲインと、出力電圧の分圧から基準電圧を差
分した値と、前記誤差増幅器の出力電圧信号に対する前
記デューティの変化率との積を０．５からを引いた値
と、前記誤差増幅器のゲインと、を乗算した値が所定の
値になるように、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器
のゲインを可変させるとなおよい。同じくスイッチング
電源装置のフィードバック系のトータルゲインを一定と
する観点から、入力電圧を出力電圧で除算した値と、前
記誤差増幅器のゲインと、を乗算した値が所定の値にな
るように、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲイ
ンを可変させてもよい。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明に係るスイッチング電源装
置の一実施形態について図面を参照して以下に説明す
る。第一実施形態のスイッチング電源装置を図１に示
す。尚、図１１に示した従来のスイッチング電源装置と
同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。ゲイ
ン可変回路１２は出力電圧検出回路６から出力電圧ＶO
の分圧Ｖadjを入力し、その分圧Ｖadjの値に基づいて誤
差増幅器７のゲインＧAMPを変更させる。すなわち、分
圧Ｖadjが１．２５３Ｖより大きいときは誤差増幅器７
のゲインＧAMPを従来のスイッチング電源装置と同様に
１００とし、分圧Ｖadjが１．２５３Ｖ以下のときは誤
差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。分圧Ｖadjとオ
ンデューティｄｕｔｙとの間には上述した図１５、図１
６のような関係があるので、図４に示すようにオンデュ
ーティｄｕｔｙが２０％より大きいときは誤差増幅器７
のゲインＧAMPが１００となり、オンデューティｄｕｔ
ｙが２０％以下のときは誤差増幅器７のゲインＧAMPが
５０となる。
置の一実施形態について図面を参照して以下に説明す
る。第一実施形態のスイッチング電源装置を図１に示
す。尚、図１１に示した従来のスイッチング電源装置と
同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。ゲイ
ン可変回路１２は出力電圧検出回路６から出力電圧ＶO
の分圧Ｖadjを入力し、その分圧Ｖadjの値に基づいて誤
差増幅器７のゲインＧAMPを変更させる。すなわち、分
圧Ｖadjが１．２５３Ｖより大きいときは誤差増幅器７
のゲインＧAMPを従来のスイッチング電源装置と同様に
１００とし、分圧Ｖadjが１．２５３Ｖ以下のときは誤
差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。分圧Ｖadjとオ
ンデューティｄｕｔｙとの間には上述した図１５、図１
６のような関係があるので、図４に示すようにオンデュ
ーティｄｕｔｙが２０％より大きいときは誤差増幅器７
のゲインＧAMPが１００となり、オンデューティｄｕｔ
ｙが２０％以下のときは誤差増幅器７のゲインＧAMPが
５０となる。
【００２５】こうすることにより、オンデューティｄｕ
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、図１８に示したＶ10%の２
倍となり図５に示すＶ10%’にようになる。これによ
り、オンデューティ１０％で低温（−２５℃）のときに
おいてもトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発
振器１０の発振周波数の１／２となる不具合現象は発生
しない。
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、図１８に示したＶ10%の２
倍となり図５に示すＶ10%’にようになる。これによ
り、オンデューティ１０％で低温（−２５℃）のときに
おいてもトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発
振器１０の発振周波数の１／２となる不具合現象は発生
しない。
【００２６】次に第二実施形態のスイッチング電源装置
を図２に示す。尚、図１１に示した従来のスイッチング
電源装置と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略
する。入出力比検出回路１３は入力電圧ＶINと出力電圧
ＶOを入力し、入出力比ＶIN／ＶOをゲイン可変回路１２
に出力する。ゲイン可変回路１２は入出力比ＶIN／ＶO
に基づいて誤差増幅器７のゲインＧAMPを変更させる。
すなわち、入出力比Ｖ IN／ＶOが５より小さいときは誤
差増幅器７のゲインＧAMPを従来のスイッチング電源装
置と同様に１００とし、入出力比ＶIN／ＶOが５以上の
ときは誤差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。入出
力比ＶIN／ＶOとオンデューティｄｕｔｙとの間には上
述した（１）式のような関係があるので、図４に示すよ
うにオンデューティｄｕｔｙが２０％より大きいときは
誤差増幅器７のゲインＧAMPが１００となり、オンデュ
ーティｄｕｔｙが２０％以下のときは誤差増幅器７のゲ
インＧ AMPが５０となる。
を図２に示す。尚、図１１に示した従来のスイッチング
電源装置と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略
する。入出力比検出回路１３は入力電圧ＶINと出力電圧
ＶOを入力し、入出力比ＶIN／ＶOをゲイン可変回路１２
に出力する。ゲイン可変回路１２は入出力比ＶIN／ＶO
に基づいて誤差増幅器７のゲインＧAMPを変更させる。
すなわち、入出力比Ｖ IN／ＶOが５より小さいときは誤
差増幅器７のゲインＧAMPを従来のスイッチング電源装
置と同様に１００とし、入出力比ＶIN／ＶOが５以上の
ときは誤差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。入出
力比ＶIN／ＶOとオンデューティｄｕｔｙとの間には上
述した（１）式のような関係があるので、図４に示すよ
うにオンデューティｄｕｔｙが２０％より大きいときは
誤差増幅器７のゲインＧAMPが１００となり、オンデュ
ーティｄｕｔｙが２０％以下のときは誤差増幅器７のゲ
インＧ AMPが５０となる。
【００２７】こうすることにより、オンデューティｄｕ
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、図１８に示したＶ10%の２
倍となり図５に示すＶ10%’にようになる。これによ
り、オンデューティ１０％で低温（−２５℃）のときに
おいてもトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発
振器１０の発振周波数の１／２となる不具合現象は発生
しない。
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、図１８に示したＶ10%の２
倍となり図５に示すＶ10%’にようになる。これによ
り、オンデューティ１０％で低温（−２５℃）のときに
おいてもトランジスタ２のスイッチング周波数ｆ0が発
振器１０の発振周波数の１／２となる不具合現象は発生
しない。
【００２８】第一及び第二実施形態のスイッチング電源
装置におけるゲイン可変回路１２の一実施形態を図８に
示す。ゲイン可変回路１２は、抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、能動
素子１５と、能動素子制御回路１６とを備えている。誤
差増幅器７の反転入力端子は、抵抗Ｒ４を介して誤差増
幅器７の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ５が能動素
子１５を介して抵抗Ｒ４に並列接続されている。また、
抵抗Ｒ４と誤差増幅器７の反転入力端子との接続点に
は、抵抗Ｒ３が接続される。尚、能動素子１５には、バ
イポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタなどを用い
るとよい。
装置におけるゲイン可変回路１２の一実施形態を図８に
示す。ゲイン可変回路１２は、抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、能動
素子１５と、能動素子制御回路１６とを備えている。誤
差増幅器７の反転入力端子は、抵抗Ｒ４を介して誤差増
幅器７の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ５が能動素
子１５を介して抵抗Ｒ４に並列接続されている。また、
抵抗Ｒ４と誤差増幅器７の反転入力端子との接続点に
は、抵抗Ｒ３が接続される。尚、能動素子１５には、バ
イポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタなどを用い
るとよい。
【００２９】能動素子制御回路１６は、第一実施形態の
スイッチング電源装置の場合は出力電圧検出回路６から
分圧Ｖadjを入力し、第二実施形態のスイッチング電源
装置の場合は入出力比検出回路１３から入出力比ＶIN／
ＶOを入力し、その入力信号に応じて能動素子１５をＯ
Ｎ・ＯＦＦ制御する。能動素子１５がＯＮ状態のとき誤
差増幅器７のゲインＧAMPは（２）式のようになる。た
だし、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5はそれぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５
の抵抗値である。
スイッチング電源装置の場合は出力電圧検出回路６から
分圧Ｖadjを入力し、第二実施形態のスイッチング電源
装置の場合は入出力比検出回路１３から入出力比ＶIN／
ＶOを入力し、その入力信号に応じて能動素子１５をＯ
Ｎ・ＯＦＦ制御する。能動素子１５がＯＮ状態のとき誤
差増幅器７のゲインＧAMPは（２）式のようになる。た
だし、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5はそれぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５
の抵抗値である。
【数２】 一方、能動素子１５がＯＦＦ状態のとき誤差増幅器７の
ゲインＧAMPはＲ4／Ｒ3となる。従って、抵抗Ｒ４と抵
抗Ｒ５の抵抗値を等しくすると、図４に示したゲイン特
性を得ることができる。
ゲインＧAMPはＲ4／Ｒ3となる。従って、抵抗Ｒ４と抵
抗Ｒ５の抵抗値を等しくすると、図４に示したゲイン特
性を得ることができる。
【００３０】尚、能増素子制御回路１６は能動素子１５
をＯＮ・ＯＦＦ制御ではなく、リニアに制御することも
できる。能動素子１５をリニアに制御すれば、誤差増幅
器７のゲインＧAMPをリニアに制御することができる。
従って、後述する（６）式または（８）式に従うように
誤差増幅器７のゲインＧAMPを制御すれば、スイッチン
グ電源装置のフィードバック系のトータルゲインを一定
にでき、より安定性を向上させることができる。
をＯＮ・ＯＦＦ制御ではなく、リニアに制御することも
できる。能動素子１５をリニアに制御すれば、誤差増幅
器７のゲインＧAMPをリニアに制御することができる。
従って、後述する（６）式または（８）式に従うように
誤差増幅器７のゲインＧAMPを制御すれば、スイッチン
グ電源装置のフィードバック系のトータルゲインを一定
にでき、より安定性を向上させることができる。
【００３１】上述したスイッチング電源装置のフィード
バック系のトータルゲインを一定にする条件（（６）式
または（８）式）を求めるために、分圧の変化量ΔＶ
adjに対する帰還量ΔＶadj’を求める。まず、出力電圧
ＶOは（１）式から次のように求まる。ただし、ＴはＰ
ＷＭ信号ＶPWMの周期である。 ＶO＝ＶIN×ｄｕｔｙ ＝ＶIN×ｔWON／Ｔ 従って、分圧の変化量ΔＶadjに対する出力電圧の変化
量ΔＶOは（３）式のようになる。
バック系のトータルゲインを一定にする条件（（６）式
または（８）式）を求めるために、分圧の変化量ΔＶ
adjに対する帰還量ΔＶadj’を求める。まず、出力電圧
ＶOは（１）式から次のように求まる。ただし、ＴはＰ
ＷＭ信号ＶPWMの周期である。 ＶO＝ＶIN×ｄｕｔｙ ＝ＶIN×ｔWON／Ｔ 従って、分圧の変化量ΔＶadjに対する出力電圧の変化
量ΔＶOは（３）式のようになる。
【数３】 一方、分圧の変化量ΔＶadjに対する帰還量ΔＶadj’は
（４）式のように表せる。
（４）式のように表せる。
【数４】
【００３２】（３）式、（４）式より、分圧の変化量Δ
Ｖadjに対する帰還量ΔＶadj’は（５）式のようにな
る。
Ｖadjに対する帰還量ΔＶadj’は（５）式のようにな
る。
【数５】 スイッチング電源装置のフィードバック系のトータルゲ
インを一定にするためには、分圧の変化量ΔＶadjに対
する帰還量ΔＶadj’を一定にすればよい。ここで、
（５）式中の１／Ｔと、ΔｔWON／ΔＶAと、Ｖrefとは
それぞれ一定値であるので、（６）式を満たすように能
動素子１５をリニア制御するとスイッチング電源装置の
フィードバック系のトータルゲインを一定にすることが
できる。ただし、Ｋは定数である。このような制御は第
二実施形態のスイッチング電源装置に適用できる。
インを一定にするためには、分圧の変化量ΔＶadjに対
する帰還量ΔＶadj’を一定にすればよい。ここで、
（５）式中の１／Ｔと、ΔｔWON／ΔＶAと、Ｖrefとは
それぞれ一定値であるので、（６）式を満たすように能
動素子１５をリニア制御するとスイッチング電源装置の
フィードバック系のトータルゲインを一定にすることが
できる。ただし、Ｋは定数である。このような制御は第
二実施形態のスイッチング電源装置に適用できる。
【数６】
【００３３】また、ＶIN／ＶOは分圧Ｖadjを用いて
（７）式のように表すことができる。
（７）式のように表すことができる。
【数７】 従って、（６）式は（８）式のように表すこともでき
る。（８）式を満たすように能動素子１５をリニア制御
するとスイッチング電源装置のフィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができる。このような制御
は第一実施形態のスイッチング電源装置に適用できる。
る。（８）式を満たすように能動素子１５をリニア制御
するとスイッチング電源装置のフィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができる。このような制御
は第一実施形態のスイッチング電源装置に適用できる。
【数８】
【００３４】次に第三実施形態のスイッチング電源装置
の構成を図３に示す。尚、図１１に示した従来のスイッ
チング電源装置と同一の部分には同一の符号を付し説明
を省略する。温度検出回路１４は周囲の温度を検出して
その検出信号をゲイン可変回路１２に出力する。ゲイン
可変回路１２は温度検出回路１４が出力する検出信号に
基づいて誤差増幅回路７のゲインＧAMPを変更する。す
なわち、図６に示すように温度検出回路１４が検出した
温度Ｔaが０℃より大きいときは誤差増幅器７のゲイン
ＧAMPを従来のスイッチング電源装置と同様に１００と
し、温度検出回路１４が検出した温度Ｔaが０℃以下の
ときは誤差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。
の構成を図３に示す。尚、図１１に示した従来のスイッ
チング電源装置と同一の部分には同一の符号を付し説明
を省略する。温度検出回路１４は周囲の温度を検出して
その検出信号をゲイン可変回路１２に出力する。ゲイン
可変回路１２は温度検出回路１４が出力する検出信号に
基づいて誤差増幅回路７のゲインＧAMPを変更する。す
なわち、図６に示すように温度検出回路１４が検出した
温度Ｔaが０℃より大きいときは誤差増幅器７のゲイン
ＧAMPを従来のスイッチング電源装置と同様に１００と
し、温度検出回路１４が検出した温度Ｔaが０℃以下の
ときは誤差増幅器７のゲインＧAMPを５０とする。
【００３５】こうすることにより、オンデューティｄｕ
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、０℃以下の領域で図１８に
示したＶ10%の２倍となり図７に示すＶ10%’’にように
なる。これにより、オンデューティ１０％で低温（−２
５℃）のときにおいてもトランジスタ２のスイッチング
周波数ｆ0が発振器１０の発振周波数の１／２となる不
具合現象は発生しない。
ｔｙ１０％での不具合現象が発生するときの分圧Ｖadj
に含まれるリップル電圧は、０℃以下の領域で図１８に
示したＶ10%の２倍となり図７に示すＶ10%’’にように
なる。これにより、オンデューティ１０％で低温（−２
５℃）のときにおいてもトランジスタ２のスイッチング
周波数ｆ0が発振器１０の発振周波数の１／２となる不
具合現象は発生しない。
【００３６】また、第三実施形態で用いた周辺温度に基
づいて誤差増幅器７のゲインＧAMPを可変する手段を第
一または第二実施形態のスイッチング電源装置に合わせ
て実施すると２５〜８０℃までの通常動作時の温度領域
での誤差増幅器７のゲインＧ AMPをあまり下げずに設定
することができる。これにより、入力電圧ＶINの変動に
対する出力電圧ＶOの安定性低下を防ぐことができる。
づいて誤差増幅器７のゲインＧAMPを可変する手段を第
一または第二実施形態のスイッチング電源装置に合わせ
て実施すると２５〜８０℃までの通常動作時の温度領域
での誤差増幅器７のゲインＧ AMPをあまり下げずに設定
することができる。これにより、入力電圧ＶINの変動に
対する出力電圧ＶOの安定性低下を防ぐことができる。
【００３７】尚、第一実施形態のスイッチング電源装置
に設けられるゲイン可変回路１２を備えた誤差増幅器７
として、図９に示す対数増幅器１７を用いることができ
る。対数増幅器１７は、誤差増幅器７と、ダイオード１
８と、抵抗Ｒ３と、レベルシフトアンプ回路１９とを備
えている。誤差増幅器７の反転入力端子にはダイオード
１８のアノードが接続され、誤差増幅器７の出力端子に
はダイオード１８のカソードが接続されている。また、
ダイオード１８と誤差増幅器７の反転入力端子との接続
点には抵抗Ｒ３が接続されている。さらに、誤差増幅器
７の出力端子とダイオード１８との接続点はレベルシフ
トアンプ回路１９に接続されている。レベルシフトアン
プ回路１９は入力した信号に所定値を加えた信号を出力
電圧信号ＶAとして出力する。このときの分圧Ｖadjと出
力電圧信号ＶAとは図１０に示すような関係になり、分
圧Ｖadjが大きくなるとゲインＧAMPは小さくなる。これ
により、図８の構成に比べて安価で簡単な構成によっ
て、第一実施形態のスイッチング電源装置が実現でき
る。しかし、（８）式に従うような制御を行うことはで
きないので、スイッチング電源装置のフィードバック系
のトータルゲインを一定にすることはできない。
に設けられるゲイン可変回路１２を備えた誤差増幅器７
として、図９に示す対数増幅器１７を用いることができ
る。対数増幅器１７は、誤差増幅器７と、ダイオード１
８と、抵抗Ｒ３と、レベルシフトアンプ回路１９とを備
えている。誤差増幅器７の反転入力端子にはダイオード
１８のアノードが接続され、誤差増幅器７の出力端子に
はダイオード１８のカソードが接続されている。また、
ダイオード１８と誤差増幅器７の反転入力端子との接続
点には抵抗Ｒ３が接続されている。さらに、誤差増幅器
７の出力端子とダイオード１８との接続点はレベルシフ
トアンプ回路１９に接続されている。レベルシフトアン
プ回路１９は入力した信号に所定値を加えた信号を出力
電圧信号ＶAとして出力する。このときの分圧Ｖadjと出
力電圧信号ＶAとは図１０に示すような関係になり、分
圧Ｖadjが大きくなるとゲインＧAMPは小さくなる。これ
により、図８の構成に比べて安価で簡単な構成によっ
て、第一実施形態のスイッチング電源装置が実現でき
る。しかし、（８）式に従うような制御を行うことはで
きないので、スイッチング電源装置のフィードバック系
のトータルゲインを一定にすることはできない。
【００３８】また、第一〜第三実施形態のスイッチング
電源装置においては、ＤＣ−ＤＣコンバータに降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを用いたが本発明はこれに限定され
ることはなく、昇圧形、昇降圧形など他のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いてもよい。例えば、昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いるスイッチング電源装置は一般に、オン
デューティｄｕｔｙが５０％〜１００％の範囲で使用さ
れ、オンデューティｄｕｔｙが大きいほど不具合現象の
発生するときのリップル電圧が小さいので、スイッチン
グ手段に供給するＰＷＭ信号のオンディーティが大きい
とき、周辺温度が低温のとき、の少なくとも一方のとき
に誤差増幅器のゲインを小さくするとよい。
電源装置においては、ＤＣ−ＤＣコンバータに降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを用いたが本発明はこれに限定され
ることはなく、昇圧形、昇降圧形など他のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いてもよい。例えば、昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを用いるスイッチング電源装置は一般に、オン
デューティｄｕｔｙが５０％〜１００％の範囲で使用さ
れ、オンデューティｄｕｔｙが大きいほど不具合現象の
発生するときのリップル電圧が小さいので、スイッチン
グ手段に供給するＰＷＭ信号のオンディーティが大きい
とき、周辺温度が低温のとき、の少なくとも一方のとき
に誤差増幅器のゲインを小さくするとよい。
【００３９】また、第一〜第三実施形態のスイッチング
電源装置においては、誤差増幅器７が出力電圧検出回路
６を介して出力端子ＯＵＴに接続され、誤差増幅器７に
出力電圧ＶOの分圧Ｖadjが入力されるようにしたが本発
明はこれに限定されることはなく、誤差増幅器７が直接
出力端子ＯＵＴに接続され、誤差増幅器７に出力電圧Ｖ
Oが入力されるようにしてもよい。この場合、第一〜第
三実施形態のスイッチング電源装置に比べて基準電圧源
８の出力する基準電圧Ｖrefの設定値を大きくする必要
がある。
電源装置においては、誤差増幅器７が出力電圧検出回路
６を介して出力端子ＯＵＴに接続され、誤差増幅器７に
出力電圧ＶOの分圧Ｖadjが入力されるようにしたが本発
明はこれに限定されることはなく、誤差増幅器７が直接
出力端子ＯＵＴに接続され、誤差増幅器７に出力電圧Ｖ
Oが入力されるようにしてもよい。この場合、第一〜第
三実施形態のスイッチング電源装置に比べて基準電圧源
８の出力する基準電圧Ｖrefの設定値を大きくする必要
がある。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、パルス信号のデューテ
ィ、周辺温度の少なくとも一つに応じて誤差増幅器のゲ
インを可変するゲイン変更手段を備えているので、パル
ス信号のデューティや周辺温度がリップル電圧が大きく
なる条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくして
リップル電圧が大きくならないようにすることができ
る。これにより、ＥＳＲが小さい出力コンデンサを用
い、かつ、低温下において使用した場合でもリップル電
圧が大きくならないようにすることができる。
ィ、周辺温度の少なくとも一つに応じて誤差増幅器のゲ
インを可変するゲイン変更手段を備えているので、パル
ス信号のデューティや周辺温度がリップル電圧が大きく
なる条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくして
リップル電圧が大きくならないようにすることができ
る。これにより、ＥＳＲが小さい出力コンデンサを用
い、かつ、低温下において使用した場合でもリップル電
圧が大きくならないようにすることができる。
【００４１】また、本発明によれば、出力電圧またはそ
の分圧に基づいて、ゲイン変更手段が誤差増幅器のゲイ
ンを可変させるので、パルス信号のデューティに応じて
誤差増幅器のゲインを可変させることができる。従っ
て、パルス信号のデューティがリップル電圧が大きくな
る条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくしてリ
ップル電圧が大きくならないようにすることができる。
の分圧に基づいて、ゲイン変更手段が誤差増幅器のゲイ
ンを可変させるので、パルス信号のデューティに応じて
誤差増幅器のゲインを可変させることができる。従っ
て、パルス信号のデューティがリップル電圧が大きくな
る条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくしてリ
ップル電圧が大きくならないようにすることができる。
【００４２】また、本発明によれば、出力電圧と入力電
圧との比に基づいて、ゲイン変更手段が誤差増幅器のゲ
インを可変させるので、パルス信号のデューティに応じ
て誤差増幅器のゲインを可変させることができる。従っ
て、パルス信号のデューティがリップル電圧が大きくな
る条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくしてリ
ップル電圧が大きくならないようにすることができる。
圧との比に基づいて、ゲイン変更手段が誤差増幅器のゲ
インを可変させるので、パルス信号のデューティに応じ
て誤差増幅器のゲインを可変させることができる。従っ
て、パルス信号のデューティがリップル電圧が大きくな
る条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくしてリ
ップル電圧が大きくならないようにすることができる。
【００４３】また、本発明によれば、周辺温度を検出す
る温度検出手段を備えるとともに、前記温度検出手段の
出力信号に基づいてゲイン変更手段が誤差増幅器のゲイ
ンを可変させるので、周辺温度がリップル電圧が大きく
なる条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくして
リップル電圧が大きくならないようにすることができ
る。
る温度検出手段を備えるとともに、前記温度検出手段の
出力信号に基づいてゲイン変更手段が誤差増幅器のゲイ
ンを可変させるので、周辺温度がリップル電圧が大きく
なる条件になるときは誤差増幅器のゲインを小さくして
リップル電圧が大きくならないようにすることができ
る。
【００４４】また、本発明によれば、誤差増幅器が対数
増幅器であるので、出力電圧の分圧が大きいほど誤差増
幅器のゲインが小さくなる。これにより、安価で簡単な
構成によって、パルス信号のデューティに応じて誤差増
幅器のゲインを可変させることができる。
増幅器であるので、出力電圧の分圧が大きいほど誤差増
幅器のゲインが小さくなる。これにより、安価で簡単な
構成によって、パルス信号のデューティに応じて誤差増
幅器のゲインを可変させることができる。
【００４５】また、本発明によれば、誤差増幅器のゲイ
ンと、出力電圧またはその分圧から基準電圧を差分した
値と、誤差増幅器の出力電圧信号に対するデューティの
変化率との積を０．５からを引いた値と、誤差増幅器の
ゲインと、を乗算した値が所定の値になるように、前記
ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲインを可変させる
ので、スイッチング電源装置のフィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができ、より安定性を向上
させることができる。
ンと、出力電圧またはその分圧から基準電圧を差分した
値と、誤差増幅器の出力電圧信号に対するデューティの
変化率との積を０．５からを引いた値と、誤差増幅器の
ゲインと、を乗算した値が所定の値になるように、前記
ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲインを可変させる
ので、スイッチング電源装置のフィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができ、より安定性を向上
させることができる。
【００４６】また、本発明によれば、入力電圧を出力電
圧で除算した値と、誤差増幅器のゲインと、を乗算した
値が所定の値になるように、ゲイン変更手段が誤差増幅
器のゲインを可変させるので、フィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができ、より安定性を向上
させることができる。
圧で除算した値と、誤差増幅器のゲインと、を乗算した
値が所定の値になるように、ゲイン変更手段が誤差増幅
器のゲインを可変させるので、フィードバック系のトー
タルゲインを一定にすることができ、より安定性を向上
させることができる。
【００４７】
【図１】 本発明の第一実施形態のスイッチング電
源装置の回路ブロック図である。
源装置の回路ブロック図である。
【図２】 本発明の第二実施形態のスイッチング電
源装置の回路ブロック図である。
源装置の回路ブロック図である。
【図３】 本発明の第三実施形態のスイッチング電
源装置の回路ブロック図である。
源装置の回路ブロック図である。
【図４】 図１及び図２のスイッチング電源装置に
設けられる誤差増幅器のゲイン特性を示す図である。
設けられる誤差増幅器のゲイン特性を示す図である。
【図５】 図１及び図２のスイッチング電源装置の
出力電圧の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示
した図である。
出力電圧の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示
した図である。
【図６】 図３のスイッチング電源装置に設けられ
る誤差増幅器のゲイン特性を示す図である。
る誤差増幅器のゲイン特性を示す図である。
【図７】 図３のスイッチング電源装置の出力電圧
の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した図で
ある。
の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した図で
ある。
【図８】 図１〜図３のスイッチング電源装置に設
けられるゲイン可変回路の一実施形態の構成を示す図で
ある。
けられるゲイン可変回路の一実施形態の構成を示す図で
ある。
【図９】 対数増幅器の構成を示す図である。
【図１０】 図９の対数増幅器の入出力特性を示す
図である。
図である。
【図１１】 従来のスイッチング電源装置の回路ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１２】 室温における図１１のスイッチング電
源装置の動作波形を示すタイムチャート図である。
源装置の動作波形を示すタイムチャート図である。
【図１３】 図１１のスイッチング電源装置の出力
電圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した図であ
る。
電圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した図であ
る。
【図１４】 図１１のスイッチング電源装置に設け
られる誤差増幅器のゲインを示す図である。
られる誤差増幅器のゲインを示す図である。
【図１５】 図１１のスイッチング電源装置に設け
られる誤差増幅器の入出力特性を示す図である。
られる誤差増幅器の入出力特性を示す図である。
【図１６】 図１１のスイッチング電源装置に設け
られる演算増幅器の入出力特性をを示す図である。
られる演算増幅器の入出力特性をを示す図である。
【図１７】 図１１のスイッチング電源装置が不具
合現象を起こすときのオンデューティと出力電圧の分圧
に含まれるリップル電圧との関係を示す図である。
合現象を起こすときのオンデューティと出力電圧の分圧
に含まれるリップル電圧との関係を示す図である。
【図１８】 図１１のスイッチング電源装置の出力
電圧の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した
図である。
電圧の分圧に含まれるリップル電圧の温度特性を示した
図である。
【図１９】 低温における図１１のスイッチング電
源装置の動作波形を示すタイムチャート図である。
源装置の動作波形を示すタイムチャート図である。
２ トランジスタ ５ 出力コンデンサ ６ 出力電圧検出回路 ７ 誤差増幅器 ９ 演算増幅器 １２ ゲイン可変回路 １３ 入出力比検出回路 １４ 温度検出回路 １５ 能動素子 １６ 能動素子制御回路 １７ 対数増幅器 １８ ダイオード １９ レベルシフトアンプ回路 １００ ＤＣ−ＤＣコンバータ ２００ 制御部 Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
Claims (7)
- 【請求項１】スイッチング手段のオン・オフ期間の比率
を可変して供給された入力電圧を調整したのち出力電圧
として出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記スイッチ
ング手段のオン・オフ期間の比率を制御する制御手段
と、を備えるとともに、前記制御手段は、前記出力電圧
またはその分圧と基準電圧とを比較し誤差信号を出力す
る誤差増幅器と、該誤差増幅器からの出力電圧信号に基
づきパルス信号を作成し前記スイッチング手段に出力す
る演算手段と、を有するスイッチング電源装置におい
て、前記パルス信号のデューティ、周辺温度の少なくと
も一つに応じて前記誤差増幅器のゲインを可変させるゲ
イン変更手段を備えることを特徴とするスイッチング電
源装置。 - 【請求項２】前記出力電圧またはその分圧に基づいて、
前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲインを可変さ
せる請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】前記出力電圧と前記入力電圧との比に基づ
いて、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲインを
可変させる請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】周辺温度を検出する温度検出手段を備える
とともに、前記温度検出手段の出力信号に基づいて、前
記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器のゲインを可変させ
る請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項５】前記誤差増幅器が対数増幅器である請求項
２に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】前記誤差増幅器のゲインと、前記出力電圧
の分圧から前記基準電圧を差分した値と、前記誤差増幅
器の出力電圧信号に対する前記デューティの変化率との
積を０．５からを引いた値と、 前記誤差増幅器のゲインと、 を乗算した値が所定の値になるように、前記ゲイン変更
手段が前記誤差増幅器のゲインを可変させる請求項２に
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項７】前記入力電圧を前記出力電圧で除算した値
と、前記誤差増幅器のゲインと、を乗算した値が所定の
値になるように、前記ゲイン変更手段が前記誤差増幅器
のゲインを可変させる請求項３に記載のスイッチング電
源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000302237A JP3574394B2 (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | スイッチング電源装置 |
| US09/967,931 US6570368B2 (en) | 2000-10-02 | 2001-10-02 | Switching power supply device for suppressing an increase in ripple output voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000302237A JP3574394B2 (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002112535A true JP2002112535A (ja) | 2002-04-12 |
| JP3574394B2 JP3574394B2 (ja) | 2004-10-06 |
Family
ID=18783620
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000302237A Expired - Fee Related JP3574394B2 (ja) | 2000-10-02 | 2000-10-02 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6570368B2 (ja) |
| JP (1) | JP3574394B2 (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006304552A (ja) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチングレギュレータおよび電源システム |
| US7279870B2 (en) | 2005-10-25 | 2007-10-09 | Fujitsu Limited | DC-DC converter and method of controlling DC-DC converter |
| JP2007336745A (ja) * | 2006-06-16 | 2007-12-27 | Toyota Industries Corp | 昇圧チョッパ回路 |
| JP2008301560A (ja) * | 2007-05-29 | 2008-12-11 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電源装置 |
| JP2009500992A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-01-08 | アナログデバイス，インコーポレイテッド | 位相シフトを用いたスイッチング電源の制御 |
| JP2010142060A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Ricoh Co Ltd | 電源回路及びその動作制御方法 |
| WO2011048796A1 (ja) * | 2009-10-19 | 2011-04-28 | パナソニック株式会社 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| CN102185477A (zh) * | 2011-04-29 | 2011-09-14 | 成都芯源***有限公司 | 多相变换器的相位控制 |
| JP2012039870A (ja) * | 2006-09-12 | 2012-02-23 | Toyota Industries Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2012134100A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-12 | Murata Mfg Co Ltd | Ｌｅｄ駆動電源装置およびｌｅｄ照明装置 |
| JP2013115894A (ja) * | 2011-11-28 | 2013-06-10 | Denso Corp | 電圧変換回路の制御装置 |
| KR101301879B1 (ko) * | 2012-08-17 | 2013-08-29 | 공주대학교 산학협력단 | 평활필터 기능을 갖는 직류용 고장전류제한기 |
| TWI472132B (zh) * | 2012-08-01 | 2015-02-01 | Monolithic Power Systems Inc | 恆定導通時間控制的開關電源及其控制電路和控制方法 |
| WO2017098849A1 (ja) * | 2015-12-07 | 2017-06-15 | 富士電機株式会社 | 電圧生成回路および過電流検出回路 |
| JP2022105308A (ja) * | 2020-12-31 | 2022-07-13 | 致茂電子股▲分▼有限公司 | 電圧制御方法 |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030174011A1 (en) * | 2000-12-07 | 2003-09-18 | Alechine Evgueni Sergeyevich | Method of stabilization of operating conditions in electronic devices |
| JP2003088100A (ja) * | 2001-09-13 | 2003-03-20 | Tdk Corp | スイッチング電源装置 |
| JP3563066B2 (ja) * | 2002-04-02 | 2004-09-08 | ローム株式会社 | 電源装置及びそれを備えた携帯機器 |
| EP1434339A3 (en) * | 2002-12-24 | 2004-10-06 | Becromal S.p.A. | Circuit for power supply |
| JP3688689B2 (ja) * | 2003-04-22 | 2005-08-31 | 株式会社東芝 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US6839247B1 (en) * | 2003-07-10 | 2005-01-04 | System General Corp. | PFC-PWM controller having a power saving means |
| US6900623B2 (en) * | 2003-07-10 | 2005-05-31 | System General Corp. | Power supply having multi-vector error amplifier for power factor correction |
| JP4649252B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2011-03-09 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5039371B2 (ja) * | 2006-12-12 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | スイッチングレギュレータの制御回路および電源装置、電子機器 |
| JP5174390B2 (ja) * | 2007-08-06 | 2013-04-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電子機器 |
| TWI410773B (zh) * | 2010-07-29 | 2013-10-01 | Richtek Technology Corp | 固定工作時間切換式直流對直流電源供應器及其控制電路及方法 |
| US8575909B2 (en) * | 2010-09-17 | 2013-11-05 | Qualcomm Incorporated | Synchronously sampled single bit switch mode power supply |
| JP2013046496A (ja) * | 2011-08-24 | 2013-03-04 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 制御回路、電源装置及び電源の制御方法 |
| TWI463769B (zh) * | 2012-03-05 | 2014-12-01 | Novatek Microelectronics Corp | 充電幫浦裝置 |
| JP5862434B2 (ja) * | 2012-04-10 | 2016-02-16 | 富士電機株式会社 | パワートランジスタの駆動回路 |
| US8937468B2 (en) * | 2012-08-13 | 2015-01-20 | Northrop Grumman Systems Corporation | Power supply systems and methods |
| CN103051177B (zh) * | 2012-12-20 | 2015-03-11 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种快速响应的控制电路及其控制方法 |
| US9431906B2 (en) * | 2013-03-29 | 2016-08-30 | Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. | Voltage converter circuit and associated control method to improve transient performance |
| CN103390995B (zh) | 2013-07-18 | 2015-09-30 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种pfc电路 |
| JP6211887B2 (ja) * | 2013-10-15 | 2017-10-11 | エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 | ボルテージレギュレータ |
| JP6321967B2 (ja) * | 2014-01-17 | 2018-05-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路およびその動作方法 |
| CN103856060A (zh) * | 2014-02-13 | 2014-06-11 | 苏州市职业大学 | 一种最大输出电流可调的反激式开关电源 |
| US9270259B2 (en) * | 2014-05-19 | 2016-02-23 | Ememory Technology Inc. | Trimming circuit and method applied to voltage generator |
| JP2017038482A (ja) * | 2015-08-11 | 2017-02-16 | 富士通株式会社 | 電源装置、及び電源制御方法 |
| ES2829256T3 (es) * | 2016-02-05 | 2021-05-31 | Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd | Método de carga y adaptador |
| US10651677B2 (en) | 2016-02-05 | 2020-05-12 | Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. | Charging system and charging method, and power adapter and switching-mode power supply |
| US9923455B2 (en) * | 2016-06-15 | 2018-03-20 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Current-sensing and gain-switching circuit and method for using wide range of current |
| CN106160434B (zh) | 2016-07-22 | 2020-05-15 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 纹波抑制方法、电路及应用其的负载驱动电路 |
| CN108604897B (zh) * | 2016-08-29 | 2022-03-29 | 富士电机株式会社 | 绝缘栅型半导体元件的驱动电路 |
| US11009900B2 (en) * | 2017-01-07 | 2021-05-18 | Texas Instruments Incorporated | Method and circuitry for compensating low dropout regulators |
| CN106941752B (zh) | 2017-05-05 | 2019-05-31 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 纹波抑制电路和led驱动器 |
| JP2022052187A (ja) * | 2020-09-23 | 2022-04-04 | 株式会社東芝 | 電源回路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5289361A (en) * | 1991-01-16 | 1994-02-22 | Vlt Corporation | Adaptive boost switching preregulator and method |
| JPH062990U (ja) | 1992-06-12 | 1994-01-14 | 横河電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US6052790A (en) * | 1998-01-27 | 2000-04-18 | Dell Usa, L.P. | Computer system with improved DC to DC power conversion employing capacitive energy storage reservoirs |
| US6127815A (en) * | 1999-03-01 | 2000-10-03 | Linear Technology Corp. | Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator |
| US6100677A (en) * | 1999-10-18 | 2000-08-08 | National Semiconductor Corporation | Switching controller chip with internal but not external soft start circuitry and DC to DC converter including such a controller chip |
| US6229289B1 (en) * | 2000-02-25 | 2001-05-08 | Cadence Design Systems, Inc. | Power converter mode transitioning method and apparatus |
-
2000
- 2000-10-02 JP JP2000302237A patent/JP3574394B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-10-02 US US09/967,931 patent/US6570368B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006304552A (ja) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチングレギュレータおよび電源システム |
| JP2009500992A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-01-08 | アナログデバイス，インコーポレイテッド | 位相シフトを用いたスイッチング電源の制御 |
| US7279870B2 (en) | 2005-10-25 | 2007-10-09 | Fujitsu Limited | DC-DC converter and method of controlling DC-DC converter |
| JP2007336745A (ja) * | 2006-06-16 | 2007-12-27 | Toyota Industries Corp | 昇圧チョッパ回路 |
| JP2012039870A (ja) * | 2006-09-12 | 2012-02-23 | Toyota Industries Corp | スイッチング電源装置 |
| JP2008301560A (ja) * | 2007-05-29 | 2008-12-11 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電源装置 |
| JP2010142060A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Ricoh Co Ltd | 電源回路及びその動作制御方法 |
| WO2011048796A1 (ja) * | 2009-10-19 | 2011-04-28 | パナソニック株式会社 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2012134100A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-12 | Murata Mfg Co Ltd | Ｌｅｄ駆動電源装置およびｌｅｄ照明装置 |
| CN102185477A (zh) * | 2011-04-29 | 2011-09-14 | 成都芯源***有限公司 | 多相变换器的相位控制 |
| TWI469477B (zh) * | 2011-04-29 | 2015-01-11 | Monolithic Power Systems Inc | 多相轉換器的相位控制 |
| JP2013115894A (ja) * | 2011-11-28 | 2013-06-10 | Denso Corp | 電圧変換回路の制御装置 |
| TWI472132B (zh) * | 2012-08-01 | 2015-02-01 | Monolithic Power Systems Inc | 恆定導通時間控制的開關電源及其控制電路和控制方法 |
| KR101301879B1 (ko) * | 2012-08-17 | 2013-08-29 | 공주대학교 산학협력단 | 평활필터 기능을 갖는 직류용 고장전류제한기 |
| WO2017098849A1 (ja) * | 2015-12-07 | 2017-06-15 | 富士電機株式会社 | 電圧生成回路および過電流検出回路 |
| JPWO2017098849A1 (ja) * | 2015-12-07 | 2018-03-29 | 富士電機株式会社 | 電圧生成回路および過電流検出回路 |
| US10281941B2 (en) | 2015-12-07 | 2019-05-07 | Fuji Electric Co., Ltd. | Voltage generating circuit and overcurrent detecting circuit |
| JP2022105308A (ja) * | 2020-12-31 | 2022-07-13 | 致茂電子股▲分▼有限公司 | 電圧制御方法 |
| JP7374166B2 (ja) | 2020-12-31 | 2023-11-06 | 致茂電子股▲分▼有限公司 | 電圧制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6570368B2 (en) | 2003-05-27 |
| US20020057125A1 (en) | 2002-05-16 |
| JP3574394B2 (ja) | 2004-10-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002112535A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| CN109818498B (zh) | 使用脉冲宽度调制和电流模式控制的开关转换器 | |
| TWI594558B (zh) | 升壓降壓開關功率變換器、控制電路及模式切換控制單元 | |
| US7948224B2 (en) | Feedback controller having multiple feedback paths | |
| US7656142B2 (en) | Switching regulator with variable slope compensation | |
| US9837905B2 (en) | Switching power supply circuit having a switching element and a free-wheeling element and adapted to turn on or off at least the switching element | |
| EP1913679A1 (en) | Switching regulator with slope compensation independent of changes in switching frequency | |
| JP4630165B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2009153289A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2010088218A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| TW201212506A (en) | Controller for power converter and method for controlling output signal | |
| JP2946091B2 (ja) | スイッチング・レギュレーター | |
| JP2020065402A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US11018581B2 (en) | Methods and devices for operating converters | |
| JP6932056B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH06189528A (ja) | 電流モード制御式コンバータ回路 | |
| JP2012016123A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP6457242B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2007097286A (ja) | スイッチングレギュレータおよびその駆動方法 | |
| US20170019019A1 (en) | Power supply operating in ripple mode and control method thereof | |
| JP2018133980A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR102506229B1 (ko) | 스위칭 레귤레이터 | |
| JP6654548B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003274645A (ja) | 高力率電源の制御回路及びこの制御回路を備えた電源 | |
| JP2007282381A (ja) | 電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040127 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040210 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040408 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040629 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040701 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070709 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080709 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080709 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090709 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |