JP2002101660A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JP2002101660A
JP2002101660A JP2001200709A JP2001200709A JP2002101660A JP 2002101660 A JP2002101660 A JP 2002101660A JP 2001200709 A JP2001200709 A JP 2001200709A JP 2001200709 A JP2001200709 A JP 2001200709A JP 2002101660 A JP2002101660 A JP 2002101660A
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circuit
rectifier circuit
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伸 中川
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FIDERIKKUSU KK
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 効率が高く、小型で、高調波電流の発生を抑
えたＡＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 ＡＣ電源を整流した脈流をスイッチング
するＰＦＣ用電源部と、ＡＣ電源に基づく電流を整流平
滑した直流をスイッチングするＤＣ−ＤＣ用電源部と、
前記ＰＦＣ用電源部をスイッチングする第１のスイッチ
ング手段と、前記ＤＣ−ＤＣ用電源部をスイッチングす
る第２のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング
手段の駆動パルスと前記第２のスイッチング手段の駆動
パルスを生成する駆動パルス生成回路と、当該駆動パル
ス生成回路を制御するためのサーボループを具えるＡＣ
−ＤＣコンバータであって、前記サーボループを１つの
みのループで構成し、かつ、前記第１のスイッチング手
段の駆動パルスの時比率と前記第２のスイッチング手段
の駆動パルスの時比率を、互いに連動させて異ならせる
ようにした。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング式の
単相用ＡＣ−ＤＣコンバータに関するものであり、特
に、ＡＣ電源を整流して得た脈流をスイッチングするＰ
ＦＣ用の電源部と、ＡＣ電源を整流平滑して得た直流を
スイッチングするＤＣ−ＤＣ用の電源部を組み合わせ、
それぞれの電源部のスイッチング素子を１つのサーボル
ープで駆動制御するように構成した単相用ＡＣ−ＤＣコ
ンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＦＣ用の電源部と、ＤＣ−ＤＣ用の電
源部を組み合わせた単相用ＡＣ−ＤＣコンバータには、
例えば、本願出願人による、特開平１１−３５６０４６
号に開示された電源装置がある。この装置は、平滑作用
の少ないＰＦＣ用スイッチング電源部（脈流側）と、平
滑作用の多いＤＣ−ＤＣ用スイッチング電源部（直流
側）を並列に組み合わせ、それぞれの電源部の整流出力
を合成することによって、高調波電流を抑制し、かつ、
装置の小型化と、高効率化を図るようにしたものであ
る。ここでは、脈流側のスイッチング電源が高調波電流
の抑制に、直流側のスイッチング電源が、保持時間の確
保とリップル電圧の低減に寄与しており、脈流側電源
と、直流側電源の電力バランスをとることによって、Ｉ
ＥＣ（International Electronic Committee）によるク
ラスＡの高調波規格を満足し、かつ小型で効率の高いス
イッチング電源を実現している。
【０００３】この他、ＰＦＣ（Power Factor Correctio
n）用の電源部と、ＤＣ−ＤＣ用の電源部を組み合わせ
たＡＣ−ＤＣコンバータとして、ＰＦＣ用の電源部と、
ＤＣ−ＤＣ用の電源部をカスケード接続して高調波電流
を抑制するようにした、いわゆる２ステージタイプのＡ
Ｃ−ＤＣコンバータがある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
１１−３５６０４６号公報に記載のＡＣ−ＤＣコンバー
タは、前記高調波規格を満足するように脈流側電源と直
流側電源の電流比を設定しようとすると、脈流側のイン
ダクタンスをかなり低い値にせざるを得ない。このた
め、脈流側電源の１次側の電流波形が狭い三角波とな
り、実効電流が増えるため、期待したほどには効率が上
がらないという問題がある。
【０００５】なお、現行の高調波電流の国際規格は、Ｉ
ＥＣ６１０００−３−２であるが、特開平１１−３５６
０４６号公報に記載のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力電
圧が１００Ｖ〜２４０Ｖの範囲にある場合、その電流波
形はＩＥＣ６１０００−３−２のクラスＡに属し、クラ
スＡで定められている高調波のスペクトル規格を十分に
満足させることができる。
【０００６】しかしながら、将来的にはＩＥＣの国際規
格に変更が予定されている。２０００年末には暫定規格
が定められており、この暫定規格では、ＰＣ、ＴＶ、モ
ニタなどのカテゴリにおいて、より厳しいクラスＤを満
足することが要求されている。特開平１１−３５６０４
６号公報に記載のＡＣ−ＤＣコンバータは、１００〜１
２０Ｖの入力電圧に対応するように設計した場合、ある
いは２００〜２４０Ｖの入力電圧に対応するように設計
した場合は、クラスＤの高調波規格を満足させることが
できるが、１００〜２４０Ｖといった広範囲の入力電圧
で使用できるように設計した場合は、クラスＤを満足さ
せることが困難である。
【０００７】また、上述した従来の２ステージタイプの
コンバータは、ＩＥＣのクラスDの高調波規格を満足さ
せることはできるものの、効率が悪く、小型化が図れな
いという問題がある。また、待機電力が十分に削減され
ず、製造コストが高いという問題もある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、ＡＣ電源を整流
した脈流をスイッチング手段するＰＦＣ用電源部と、Ａ
Ｃ電源に基づく電流を整流平滑した直流をスイッチング
手段するＤＣ−ＤＣ用電源部と、前記ＰＦＣ用電源部を
スイッチング手段する第１のスイッチング手段と、前記
ＤＣ−ＤＣ用電源部をスイッチング手段する第２のスイ
ッチング手段と、前記第１のスイッチング手段の駆動パ
ルスと前記第２のスイッチング手段の駆動パルスを生成
する駆動パルス生成回路と、当該駆動パルス生成回路を
制御するためのサーボループを具えるＡＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記サーボループが１つのみのループで
構成されており、かつ、前記第１のスイッチング手段の
駆動パルスと前記第２のスイッチング手段の駆動パルス
の時比率（オン時間）を、互いに連動させて異ならせる
パルス幅変更手段を具えることを特徴とする。
【０００９】このように、本発明のＡＣ−ＤＣコンバー
タでは、パルス幅変更手段を設けてＰＦＣ用電源部をス
イッチングするスイッチング手段と、ＤＣ−ＤＣ用電源
部をスイッチングするスイッチング手段の駆動パルスの
時比率（オン時間）を互いに連動させて異ならせるよう
にして、より一層の高効率化と小型化を図るようにし
た。
【００１０】また、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供
給される電流を整流する第１の整流回路と、１次巻線の
一端が前記第１の整流回路の出力に接続され、他端が前
記第１のスイッチング手段に接続されている第１のトラ
ンスと、当該第１のトランスの２次側出力を整流する２
次側整流回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部がＡ
Ｃ電源入力と、当該入力から供給される電流を整流する
第２の整流回路と、当該整流回路の出力を平滑する平滑
回路と、１次巻線の一端が前記平滑回路の出力に接続さ
れ他端が前記第２のスイッチング手段に接続されている
第２のトランスと、当該第２のトランスの２次側出力を
整流する２次側整流回路とを具え；前記ＰＦＣ用電源部
の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成して平
滑する出力合成平滑回路を具えることを特徴とする。
【００１１】このように、ＰＦＣ用電源部と、ＤＣ−Ｄ
Ｃ用電源部を時比率の異なるスイッチング動作で動作さ
せると共に、両電源部を並列に組み合わせ、両電源部の
出力を合成して平滑することによって、更に、効率の改
善を図ることができる。
【００１２】また、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供
給される電流を整流する第１の整流回路と、１次巻線の
一端が前記整流回路の出力に接続され他端が前記第１の
スイッチング手段に接続されている第１のトランスと、
当該第１のトランスの２次側出力を整流する２次側整流
回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が平滑回路
と、１次巻線の一端が前記平滑回路の出力に接続され他
端が前記第２のスイッチング手段に接続されている第２
のトランスと、当該第２のトランスの２次側出力を整流
する２次側整流回路とを具え；前記ＰＦＣ用電源部の出
力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成して平滑す
る出力合成平滑回路を具え；前記第２のスイッチング手
段と、前記第１の整流回路の出力又は前記ＡＣ電源入力
との間にインダクタとダイオードとを直列に挿入したこ
とを特徴とする。
【００１３】また、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供
給される電流を整流する第１の整流回路と、１次巻線の
一端が前記整流回路の出力に接続され他端が前記第１の
スイッチング手段に接続されている第１のトランスと、
当該第１のトランスの２次側出力を整流する２次側整流
回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が平滑回路
と、１次巻線の一端が前記平滑回路の出力に接続され他
端が前記第２のスイッチング手段に接続されている第２
のトランスと、当該第２のトランスの２次側出力を整流
する２次側整流回路とを具え；前記ＰＦＣ用電源部の出
力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力とを合成して平滑す
る出力合成平滑回路を具え；前記第１のトランス又は第
２のトランスのいずれかが３次巻線を具え、当該３次巻
線の１端が前記平滑回路の出力に接続され他端が前記第
１の整流回路の出力又は前記ＡＣ交流電源入力にダイオ
ードを介して接続されていることを特徴とする。
【００１４】このように構成することによって、ＤＣ−
ＤＣ電源部で発生する高調波を抑えることが可能とな
り、上述のクラスＤの規格を十分に満足したＡＣ−ＤＣ
コンバータを提供することができる。
【００１５】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、更に、
前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供
給される電流を整流する第１の整流回路と、巻線の一端
が前記整流回路の出力に接続され他端が前記第１のスイ
ッチング手段に接続されているチョークコイルとを具
え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が、前記チョークコイル
の出力を整流する第２の整流回路と、当該第２の整流回
路の出力を平滑する第１の平滑回路と、１次巻線の一端
が前記第１の平滑回路の出力に接続され他端が前記第２
のスイッチング手段に接続されているトランスと、当該
トランスの２次側出力を整流する２次側整流回路と、当
該２次側整流回路の出力を平滑する第２の平滑回路を具
えることを特徴とする。
【００１６】また、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供
給される電流を整流する第１の整流回路と、１次巻線の
一端が前記整流回路の出力に接続され他端が前記第１の
スイッチング手段に接続されている第１のトランスと、
当該第１のトランスの出力を整流する第１の２次側整流
回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が、前記第１
のトランスの１次側出力を整流する第２の整流回路と、
当該第２の整流回路の出力を平滑する第１の平滑回路
と、１次巻線の一端が前記第１の平滑回路の出力に接続
され他端が前記第２のスイッチング手段に接続されてい
る第２のトランスと、当該第２のトランスの２次側出力
を整流する第２の２次側整流回路と、当該第２の２次側
整流回路の出力を平滑する第２の平滑回路を具え、前記
ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力
を合成平滑する出力合成平滑手段を具えることを特徴と
する。
【００１７】このように、ＰＦＣ用電源部とＤＣ−ＤＣ
用電源部をカスケードに接続するようにしてもよく、こ
の構成によって、ＩＥＣの高調波規格を十分に満足し、
かつ、待機電力を十分に低くした、小型の２ステージタ
イプのＡＣ−ＤＣコンバータとすることができる。
【００１８】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、前記第
１のスイッチング手段の駆動パルスと、前記第２のスイ
ッチング手段の駆動パルスとが、立ち上がりタイミング
が異なり、立ち下がりタイミングが同時であることが好
ましい。
【００１９】また、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１のスイッチング手段の駆動パルスのオン時間
と、前記第２のスイッチング手段の駆動パルスのオン時
間の差が所定の割合で相互に異なり、これによって第１
のスイッチング手段の時比率と、第２のスイッチング手
段の時比率との比が一定になるようにしたことを特徴と
する。
【００２０】このように、第１のスイッチング手段の時
比率と、第２のスイッチング手段の時比率との比を一定
に保つことによって、入力電圧条件、負荷電流条件の如
何にかかわらず、適切な動作をさせることができる。
【００２１】更に、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１および第２のスイッチング手段を駆動する駆動
パルス発生手段が、駆動パルスを間欠的に発振させる駆
動パルス間欠発振制御手段を具えることを特徴とする。
駆動パルス間欠発振制御手段を設けることによって、待
機電力をより一層削減することが可能となる。
【００２２】更に、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記間欠発振制御手段が、ヒステリシス特性および／又
は時定数を有するコンパレータを具え、前記コンパレー
タの出力に応じて前記駆動パルス生成回路の駆動パルス
出力を制御することが好ましい。
【００２３】更に、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記駆動パルス発生手段を起動する起動回路を具え、当
該起動回路が前記ＡＣ電源からの入力と、当該入力を整
流する整流回路と、当該整流回路の出力を平滑する平滑
回路とを具え、前記整流回路と前記入力との間にそれぞ
れ起動用のコンデンサを設けたことを特徴とする。この
ように構成することによって、無効電流を利用して起動
電流とすることができ、起動抵抗が不要となるため、消
費電力の削減を図ることができる。
【００２４】更に、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータは、
前記整流回路をブリッジ整流回路とすると共に、このブ
リッジ整流回路の出力側に電圧検出回路を設け、前記ブ
リッジ整流回路と前記入力との間に設けたコンデンサの
いずれか一方の出力側に、前記電圧検出回路の出力で駆
動するスイッチ素子を設けたことを特徴とする。
【００２５】これによって、入力電圧が低い場合は両波
整流回路となり、高い場合は半波整流回路となり、高い
入力電圧で動作させても、起動回路で無駄な電流が生じ
ないため、一層、消費電力の削減を図ることができる。
なお、本明細書では一次側の整流回路と平滑回路とがＤ
Ｃ−ＤＣ用電源部に含まれているものとして説明がなさ
れている。
【００２６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明にかかるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータの第１実施形態の構成を示す回路図であ
る。本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ用電
源部と、ＤＣ−ＤＣ用電源部を並列に接続し、両電源部
の出力を合成平滑して出力するようにしている。
【００２７】図１に示す第１実施形態のＡＣ−ＤＣコン
バータは、ＡＣ電源１００と、ＬＣノイズフィルタ１０
１と、ＰＦＣ用電源部１０２と、ＤＣ−ＤＣ用電源部１
０３と、ＰＦＣ用電源部１０２とＤＣ−ＤＣ用電源部１
０３の出力を合成平滑する合成平滑部１０４と、ＰＷＭ
制御回路１０５と、オン時間遅延回路１０６と、ＰＦＣ
用電源部１０２をスイッチングするスイッチング素子３
０１と、ＤＣ−ＤＣ用電源部１０３をスイッチングする
スイッチング素子３０２とを具える。
【００２８】ＰＦＣ用電源部１０２は、ブリッジダイオ
ード１０２ａと、π型ノイズフィルタ１０２ｂと、第１
のトランス１０２ｃと、当該第１のトランス１０２ｃの
２次側出力を整流する整流ダイオード１０２ｄを具え
る。第１のトランス１０２ｃの１次巻線の一端は、π型
フィルタ１０２ｂを介してブリッジダイオード１０２ａ
に、他端は第１のスイッチング素子３０１に接続されて
いる。
【００２９】一方、ＤＣ−ＤＣ用電源部１０３は、整流
ダイオード１０３ａと、平滑コンデンサ１０３ｂと、第
２のトランス１０３ｃと、第２のトランス１０３ｃの２
次側整流ダイオード１０３ｄを具える。第２のトランス
１０３ｃの１次巻線の一端は平滑コンデンサ１０３ｂ
に、他端は第２のスイッチング素子３０２に接続されて
いる。
【００３０】ＰＦＣ用電源部１０２の出力と、ＤＣ−Ｄ
Ｃ用電源部１０３の出力は合成平滑部１０４で合成、平
滑され、負荷に出力される。 ここで、合成平滑部１０
４の出力を取り出して、ＰＷＭ制御回路１０５に入力さ
せ、各スイッチング素子３０１および３０２の動作をサ
ーボ制御している。このサーボ制御ループは、両スイッ
チング素子に対して１つである。
【００３１】このように、両電源部のスイッチング素子
３０１と３０２は、ＰＷＭ制御回路１０５が生成する駆
動パルスＰＷ１、ＰＷ２によってその動作が制御され
る。本実施形態では、ＰＷＭ制御回路１０５と、第２の
スイッチング素子３０２の間にオン時間遅延回路１０６
を設けて、第１のスイッチング素子３０１の駆動パルス
（ＰＷ１）のオン時間の開始タイミングに対して、第２
のスイッチング素子３０２の駆動パルス（ＰＷ２）のオ
ン時間の開始タイミングを所定の割合で遅らせるように
している。ＰＷＭ制御回路１０５の出力ＰＷ１は、第１
のスイッチング素子３０１にそのまま入力され、一方、
オン時間遅延回路１０６に入力する。オン時間遅延回路
１０６は、コンパレータ１０６ａからなる比較回路と、
このコンパレータ１０６ａのプラス側入力端子に設け
た、抵抗１０６ｂと、コンデンサ１０６ｃと、ダイオー
ド１０６ｄとからなる三角波発生回路と、コンパレータ
１０６ａのマイナス側入力端子に設けた、抵抗１０６ｅ
と、１０６ｆ、コンデンサ１０６ｇとからなる平均化回
路で構成されている。平均化回路の時定数は、スイッチ
ング素子３０２のスイッチング周波数には応答しない
が、商用周波数に応答する値に設定されており、このた
めオン時間遅延回路１０６の出力ＰＷ２は、ＰＷＭ制御
回路１０５の出力ＰＷ１より、一定の割合だけパルス幅
が狭いものとなる。
【００３２】第１のスイッチング素子３０１は、ＰＷＭ
制御回路１０５の出力ＰＷ１で駆動され、第２のスイッ
チング素子３０２はオン時間遅延回路１０６の出力ＰＷ
２、すなわちＰＷ１より一定の割合でオン時間が遅れた
パルス出力で駆動されるので、第１のスイッチング素子
３０１の時比率は、第２のスイッチング素子３０２の時
比率に比して広くなる。従って、両スイッチを同じパル
ス幅の駆動信号で駆動した場合に比して、第１のトラン
ス１０２ｃのインダクタンスと第２のトランス１０３ｃ
インダクタンスの差が縮まるためより高効率化と小型化
を達成することができる。
【００３３】なお、コンパレータ１０６ａのマイナス側
入力端子を固定電圧に接続すれば、パルス幅の差が固定
的に異なった２つの駆動パルスを生成することができ
る。
【００３４】図２は、本発明の第２実施形態の構成を示
す回路図である。なお、以下の実施形態において、上述
の第１実施形態と同じ構成要素については同じ符号を付
してその説明は省略するものとする。第２実施形態で
は、上述の第１実施形態の構成に加えて、前記ブリッジ
ダイオード１０２ａと、第２のスイッチング手段との間
にダイオード２０１とインダクタ２０２を直列に挿入し
た。このように構成することによって、第２のスイッチ
ング素子３０２がオンする度にインダクタ２０２が励磁
され、第２のスイッチング素子３０２がオフの時にこの
励磁電流が第２のトランス１０３ｃの１次巻線を通って
平滑コンデンサ１０３ｂに流れ、これを充電する。この
ため、ＤＣ−ＤＣ用電源部１０３において、整流回路１
０３ａから平滑コンデンサ１０３ｂに流れる充電用の電
流が削減されて、ここにおける高調波の発生を抑えるこ
とができる。
【００３５】図３は、図２に示す第２実施形態の変形例
を示す図であり、ここでは、ダイオード２０３、２０４
とインダクタ２０２を、ＡＣ電源入力と第２のスイッチ
ング素子３０２との間に直列に挿入するようにした。こ
のように構成することによって、第２実施例の場合と同
様に、入力電圧が２００Ｖ以上と高い場合に、より効果
的に高調波電流を削減することが可能となる。なお、図
２および図３に示す例において、インダクタ２０２から
平滑コンデンサ１０３ｂに流れる電流が十分であれば、
ＤＣ−ＤＣ電源部の整流回路１０３ａは省略するように
しても良い。
【００３６】図４は、本発明の第３実施形態の構成を示
す回路図である。第３実施形態では、図１に示す基本構
成に加えて、第１のトランス１０２ｃ（あるいは第２の
トランス１０３ｃ）に３次巻線４０１を設け、この３次
巻線４０１の一端を、ＤＣ−ＤＣ用電源部の平滑回路１
０３ｂに、他端をダイオード４０２を介してＰＦＣ用電
源部のノイズフィルタ０２ｂに接続した。このように構
成して、３次巻線を設けた側のスイッチング素子で発生
する高周波電圧を脈流電圧に重畳させて、導通角を広げ
るようにした。なお、図４に示す例では、ＰＦＣ用電源
部のトランス１０２ｃに３次巻線４０１を設けるように
したが、ＤＣ−ＤＣ用電源部のトランス１０３ｃに３次
巻線を設けるようにしても良い。また、この３次巻線４
０１は、フォーワードモードに接続しているが、フライ
バックモードに接続しても構わない。
【００３７】なお、３次巻線４０１の他端をＡＣ電源１
００の入力に接続するようにしても良い。この場合は、
ダイオード４０２に代えてそれぞれのラインにダイオー
ドを挿入するようにする。
【００３８】本例では、３次巻線４０１とＤＣ−ＤＣ用
電源部の平滑コンデンサ１０３ｂの間にインダクタ４０
３を挿入しているが、外部インダクタを利用してもよ
く、３次巻線４０１の漏れインダクタを利用するように
しても良い。
【００３９】本実施形態においても、３次巻線４０１お
よび／又はインダクタ４０３によってＤＣ−ＤＣ電源部
の平滑コンデンサ１０３ｂに必要な電流が提供されるの
であれば、ＤＣ−ＤＣ用電源部の整流ダイオード１０３
ａを省略することができる。また、図２あるいは図３に
示す、ダイオード２０１とインダクタ２０２、あるい
は、ダイオード２０３、２０４とインダクタ２０２を更
に追加しても良い。この場合、ダイオード２０１とダイ
オード４０３は共通に用いることもできる。更に、イン
ダクタ２０２を省略して、ダイオードのみを接続するよ
うにしても良い。
【００４０】なお第２実施形態、および第３実施形態の
構成では、第１のスイッチング素子３０１と、第２のス
イッチング素子３０２の駆動パルスの幅が同じであって
も、上記構成によって、高調波の発生を抑えることが可
能である。しかし、例えば、図１に示す実施形態と同様
に、ＰＷＭ制御回路１０５と第２のスイッチング素子３
０２との間にオン時間遅延回路１０６を設けることによ
って、より一層の効果を得られることは言うまでもな
い。
【００４１】図５は、本発明の第４実施形態の構成を示
す回路図である。第４実施形態では、ＰＦＣ電源部と、
ＤＣ−ＤＣ電源部をカスケード接続した２ステージタイ
プのコンバータに本発明を適用した。
【００４２】第４実施形態では、ＰＦＣ用電源部が整流
ダイオード１０２ａ、π型フィルタ１０２ｂと、チョー
クコイル１０２ｃを具えており、このチョークコイル１
０２ｃの出力に、整流ダイオード１０３ａ、平滑コンデ
ンサ１０３ｂ、第２のトランス１０３ｃ、２次側整流回
路１０３ｄから構成されるＤＣ−ＤＣ用電源部１０３が
カスケードに接続されている。チョークコイル１０２ｃ
の出力は、第１のスイッチング素子３０１に接続されて
おり、第１のスイッチング素子３０１がオンの時に、チ
ョークコイル１０２ｃに励磁された電流がダイオード１
０３ａを介して平滑コンデンサ１０３ｂに蓄えられ、コ
ンデンサ１０３ｂの電圧が、第２のトランス１０３ｃの
１次巻線を通じて第２のスイッチング素子３０２でスイ
ッチングされる。
【００４３】本例では、ＰＷＭ制御回路１０５と２つの
スイッチング素子３０１、３０２の間に、互いに連動し
て動作するオン時間遅延回路１０６−１と１０６−２が
それぞれ設けられている。
【００４４】第１のスイッチング素子３０１に駆動パル
スを提供するオン時間遅延回路１０６−１は、コンパレ
ータ１０６−１ａからなる比較回路と、このコンパレー
タ１０６−１ａのプラス側入力端子に設けた、抵抗１０
６−１ｂと、コンデンサ１０６−１ｃと、ダイオード１
０６−１ｄとからなる三角波発生回路と、コンパレータ
１０６−１ａのマイナス側入力端子に設けた、抵抗１０
６―１ｈ、１０６−１ｉと、コンデンサ１０６−１ｇと
からなる平均化回路で構成されている。
【００４５】また、第２のスイッチング素子３０２に駆
動パルスを提供するオン時間遅延回路１０６−２は、コ
ンパレータ１０６−２ａからなる比較回路と、このコン
パレータ１０６−２ａのプラス側に、抵抗１０６−２ｂ
と、コンデンサ１０６−２ｃと、ダイオード１０６−２
ｄとからなる三角波発生回路を具え、コンパレータ１０
６−２ａのマイナス側は固定電圧１０６−２ｊに接続し
ている。
【００４６】なお、第１のオン時間遅延回路１０６−１
のコンパレータ１０６−１ａのマイナス側は、ＤＣ−Ｄ
Ｃ用電源部の平滑コンデンサ１０３ｂの電圧を抵抗１０
６−１ｈ、１０６−１ｉによって分圧して入力するよう
にしている。
【００４７】このように構成することによって、入力電
圧が低い（例えば１００Ｖ）時には、第１のスイッチン
グ素子３０１のオン時間が第２のスイッチング素子３０
２のオン時間に比して広くなり、入力電圧が高い（例え
ば２４０Ｖ）時にはスイッチング素子３０２のオン時間
がスイッチング素子３０１に比して広くなる。従って適
切な回路定数を選択することによって、入力電圧が低い
（例えば１００Ｖ）の時には、平滑コンデンサ１０３ｂ
の電圧をＤＣ２６０Ｖ程度に、また、入力電圧が高い
（例えば２４０Ｖ）の時には、平滑コンデンサ１０３ｂ
の電圧を３７０Ｖ程度といった、効率が最も良くしやす
い電圧に設定することができる。
【００４８】なお、図５に示す例では、第１のスイッチ
ング素子３０１をチョークコイル１０２ｃの出力につな
いでいるが、チョークコイル１０２ｃにタップを設け
て、このタップに第１のスイッチング素子３０１を接続
するようにしても良い。また、チョークコイル１０２ｃ
に３次巻線を設けて、この３次巻線の出力をダイオード
１０３ａで整流するようにしても良い。３次巻線を設け
る場合、他端はノイズフィルタ１０２ｂのプラス側、あ
るいはマイナス側に接続しても良い。
【００４９】なお、第４実施形態におけるＰＦＣ用電源
部のチョークコイル１０２ｃは、図５に破線で示すよう
に、第１のトランス１０２ｃととすることもできる。ト
ランス１０２ｃにダイオード１０２ｄを加えれば、電力
のバイパスルートができることになり、効率が向上す
る。
【００５０】第４実施形態の構成では、通常の２ステー
ジコンバータに必要なＰＦＣ用ＩＣや、乗算器が不要と
なるので、製造コストを低減することができる。また、
ＰＦＣ用電源側とＤＣ−ＤＣ用電源側のスイッチング周
波数が同じになるので、スイッチングノイズが小さくな
るという利点がある。更に、両スイッチング素子３０
１、３０２を制御するサーボ回路が１つで済むので、固
定損失が少なくなり、待機電力を削減することができ
る。
【００５１】図６は、本発明のパルス幅制御回路（オン
時間遅延回路）の変形例を示す図である。ここでは、第
１実施例で述べたオン時間遅延回路１０６の動作、すな
わち、第２のスイッチング素子３０２のオン時間を第１
のスイッチング素子３０１のオン時間に比べて一定の割
合だけ狭くする動作を別な方法で行うようにした。
【００５２】オン時間制御回路５００は、電流制御回路
５０１と、第１のコンパレータ５０２、第２のコンパレ
ータ５０３、ＯＲゲート５０４、抵抗５０５、ダイオー
ド５０６で構成されている。ＰＷＭ制御回路１０５の出
力ＰＷ１が、電流制御回路５０１のクロック入力ＣＬＫ
に入力される。電流制御回路５０１の各端子ｉａ、ｉ
ｂ、４ｉａ、４ｉｂの関係は４×ｉａ＝４×ｉｂ＝４ｉ
ａ＝４ｉｂである。端子ｉａと４ｉａは第１のコンパレ
ータ５０２のマイナス側に、端子ｉｂと４ｉｂは、第２
のコンパレータ５０３のマイナス側ににそれぞれ接続さ
れている。各コンパレータの出力はＯＲ回路５０４と、
電流制御回路５０１のＳＴＰ端子ａおよびｂにそれぞれ
接続されている。
【００５３】オン時間制御回路５００の動作を図７のタ
イミングチャートを参照して説明する。まず、タイミン
グチャートの期間０では、電流制御回路５０１のすべて
の端子において電流は０である。期間１において、出力
端子ｉａに電流が流れ、電圧Ｖｃａが徐々に上昇する。
期間２においては、端子ｉａの電流が止まり、Ｖｃａの
電圧が保持される。ついで、期間３では端子４ｉａにｉ
ａの４倍の電流が流れ、Ｖｃａの電圧は期間１で上昇し
た４倍のスピードで元の電圧０まで下がる。この電圧が
元の０Ｖに達した時点で第１のコンパレータ５０２の出
力がハイになり電流停止信号入力端子ＳＴＰａに停止信
号が出されて、４ｉａへの電流を停止させる。この第１
のコンパレータ５０２のハイ出力は期間４の終わりまで
続く。
【００５４】一方、期間３において、出力端子ｉｂに電
流が流れ始め、ＰＷＭ制御回路１０５の出力ＰＷ１の１
サイクル分だけ遅れて、上記と同じ動作が出力端子ｉ
ｂ、第２のコンパレータ５０３、入力端子４ｉｂ、電流
停止信号入力端子ＳＴＰｂで行われ、Ｖｃｂの電圧は、
Ｖｃａと同じ動作をする。
【００５５】この結果、第１および第２のコンパレータ
５０２、５０３の出力ＯＵＴａおよびＯＵＴｂは、ＰＷ
１から立ち上がりが所定時間遅れたパルス信号となって
交互に出力することとなる。これらのパルス信号はＯＲ
回路５０４で合成されて、出力ＷＳとなり、抵抗５０５
とダイオード５０６を介して第２のスイッチング素子３
０２に供給される。この出力ＷＳは、ＰＷＭ制御回路１
０５の出力ＰＷ１と同じ周波数を有しており、抵抗５０
５とダイオード５０６によって、出力ＰＷ１のローの期
間に対応した期間をローとして、目的出力ＰＷ２、すな
わち、ＰＷ１より一定の割合だけオン時間が狭い信号と
なる。
【００５６】なお、この構成によれば、制御開始直後
は、１、２パルス分遅れて目的のパルスＰＷ２が生成さ
れることになるが、この遅れによって特に問題は生じな
い。
【００５７】なお、図５に示すオン時間制御回路５００
の動作は、電流制御回路５０１の後段に、コンパレータ
５０２と５０３に代えてカウンタを設けることによって
行うこともできる。すなわち、電流制御回路５０１で、
ＰＷ１の周波数より十分に高い周波数のクロックを発生
させ、カウンタにて出力電流ｉａをカウントアップパル
スに置き換えると共に、電流４ｉａを４倍速のカウント
ダウンパルスに置き換えるようにすれば良い。カウンタ
のＭＳＢ出力がコンパレータの出力に相当する。なお、
バイナリカウンタを用いる場合は、カウントアップした
パルス信号を２ビットシフトして切り捨てて、同じスピ
ードでカウントダウンさせれば良い。
【００５８】この動作を繰り返すことによって、第１の
スイッチング素子のオン時間を第２のスイッチング素子
のオン時間の１．３３倍とすることができる。このよう
に、ターンオン時間に差を設けて、ターンオフ時間を揃
えるようにすると、電流の検出が容易になるため、電流
モードＰＷＭ制御を行う場合や、パルスごとに過電流を
保護するのに都合が良い。
【００５９】なお、上述した各実施形態におけるスイッ
チング素子のパルス幅変更回路は、ＤＳＰを用いて、２
つのスイッチング素子のパルス幅を予めプログラムして
おいて制御することも可能である。また、上述の実施形
態では、フライバックコンバータを例にとって説明した
が、フォーワードコンバータ、ハーフブリッジタイプの
コンバータ、フルブリッジコンバータにも適用できるこ
とは言うまでもない。更に、制御形式は、ＰＷＭ形式の
みならず、ＰＦＭ制御、自動発振制御、あるいは周波数
制御を行う場合でも、本発明を適用することができる。
【００６０】図８は、本発明の第５実施形態の構成を示
すブロック図である。図８において、符号６０１はＰＦ
Ｃ電源部１０２とＤＣ−ＤＣ用電源部１０３、第１およ
び第２のスイッチング素子を含む電源部であり、６０２
は各スイッチング素子の駆動制御部、６０３はこのスイ
ッチング素子駆動制御部６０２の起動回路を示す。電源
部６０１は、起動後に、スイッチング素子駆動制御部６
０２に電力を供給するＶＣＣ巻線を具える。
【００６１】スイッチング素子駆動制御部６０２は、パ
ルス幅制御回路６１１と、ゲート回路６１２と、発振器
回路６１３と、パルス幅制御回路６１１の動作を制御す
る間欠発振制御回路６１４とを具える。
【００６２】電源部６０１を起動した後、定格負荷時に
おけるスイッチング素子制御部６０２は以下の通り動作
する。発振器６１３の出力がゲート回路６１２を通じて
制御回路６１１に入り、２つのパルス出力ＰＷ１、ＰＷ
２を生成する。このパルス出力ＰＷ１、ＰＷ２は、電源
部６０１のスイッチング回路に入り、ＤＣ出力が得られ
る。電源部６０１のＤＣ出力は、電源６１４ａとホトカ
プラ６１４ｂを介して制御回路６１１側に戻され、負荷
抵抗６１４ｃにて制御回路６１１のＦＢ入力端子に入
る。
【００６３】電源部６０１のＤＣ出力の負荷が軽い場合
は、ＦＢ端子の電圧が下がり、この電圧が、電圧源６１
４ｄより低くなると、コンパレータ６１４ｅの出力が上
がってゲート回路６１２の出力が止まる。これによっ
て、パルス制御回路６１１の出力が止まり、パルス出力
ＰＷ１、ＰＷ２が停止する。コンパレータ６１４ｅに
は、抵抗６１４ｆ、６１４ｇによって正帰還がかけられ
ており、このコンパレータ６１４ｅはヒステリシス特性
を有する。従って、電源部６０１のＤＣ出力が所定の電
圧より低下すると、ＦＢ端子のの電圧が上がり、ゲート
回路６１２のゲートが再度開いて、スイッチング動作が
再開する。この結果、電源部６０１の負荷が軽い場合に
スイッチング素子（３０１、３０２）は間欠的に発振す
る。この間欠周波数はコンパレータ６１４ｅのヒステリ
シス効果によって下がるため、間欠発振の問題点である
異音の発生が軽減される。なお、コンパレータ６１４ｅ
のマイナス端子にはコンデンサ６１４ｈと抵抗６１４ｉ
で構成する時定数回路が設けられており、これによっ
て、スイッチング動作の間欠周波数をより低くすること
ができる。なお、上記の例では正帰還によってヒステリ
シス効果を得ているが、コンパレータ２個とラッチ回路
を組み合わせて得るようにしても良い。
【００６４】起動回路６０３は、ブリッジダイオード６
２１と、このブリッジダイオード６２１と入力端子との
間に設けられ、リアクタンスドロッパとして動作する起
動用コンデンサ６２２、６２３と、ブリッジダイオード
６０１の後段に設けた電圧検出回路６２４と、電圧検出
回路６２４と一方の起動用コンデンサ６２３との間に設
けたスイッチ素子６２５と、電源部６０１のＶＣＣ巻線
（図示せず）からのＶＣＣ端子の出力に接続したダイオ
ード６２６と、平滑コンデンサ６２７とで構成されてい
る。起動用コンデンサ６２１、６２２を流れた電流はブ
リッジダイオード６２３で整流され、平滑コンデンサ６
２７で平滑された後スイッチング素子駆動部６０２を起
動する。このように、起動回路６０３に起動抵抗に代え
てコンデンサ６２１、６２２を用いることによって、消
費電力の削減を図ることができる。
【００６５】ここで、平滑コンデンサ６２７を、１００
Ｖの入力電圧に対して適切に動作するように設計する
と、入力電圧が２４０Ｖになった場合に、コンデンサ６
２７の電圧が高くなりすぎる。本例では電圧検出回路６
２４を設けて、入力電圧が所定の値以上になると、スイ
ッチング素子６２５をショートさせるようにした。これ
によって、入力電圧が例えば２４０Ｖと高くなった場合
に、起動用コンデンサ６２３を通過する電流は無効電流
となって、コンデンサ６２７に蓄えられない。このよう
に、起動回路６０３に電圧検出回路６２４とスイッチ素
子６２５を追加することで、入力電圧が高く（２４０
Ｖ）なった場合に生じていた電力の損失を防止すること
ができる。なお、電圧検出回路６２５にヒステリシス特
性を持たせるようにしても良い。また、起動後は、電源
部６０１のＶＣＣ端子からダイオード６２７を介して制
御回路６１１の駆動に必要な電力を供給するようにして
も良い。
【００６６】なお、上述した起動回路に電源検出回路６
２４とスイッチ素子６２５を設けた構成は、本明細書で
述べた電源回路のみならず、起動回路を必要とするあら
ゆる回路に適用することができる。
【００６７】本発明は、上述した実施形態、変形例に限
るものでなく、様々な変形が考えられる。例えば、上述
の各実施形態では、ブリッジダイオード１０２の出力側
にπ型フィルタ１０３ｂを設けているが、このフィルタ
を構成するコンデンサの容量は、平滑コンデンサ１０３
ｂに比べて遙かに小さく、平滑作用はほとんどない。従
って、このコンデンサは１個にしてもよく、あるいは省
略するようにしても構わない。また、図８に示す、起動
回路６０３、あるいは、スイッチング素子駆動制御部６
０２の構成は、図１ないし図５に示すいずれの実施例と
組み合わせることができる。
【００６８】
【発明の効果】本発明のＡＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、ＰＦＣ電源部のスイッチング素子の時比率をＤＣ−
ＤＣ電源部のスイッチング素子の時比率より高くして、
脈流側のインダクタンスを上げることによって、電流波
形を狭い三角波から、広い三角波や、台形波とすること
ができる。従って、実効電流が減少し、効率が向上す
る。また、入力電圧の高低にかかわらず、ＩＥＣ６１０
００−３−２のクラスＤの規格を満足するコンバータを
提供することができる。更に、２ステージコンバータ方
式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、待機電力を削減
し、製造コストの削減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第１
実施形態の構成を示す回路図である。
【図２】図２は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第２
実施形態の構成を示す回路図である。
【図３】図３は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第２
実施形態の変形例の構成を示す回路図である。
【図４】図４は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第３
実施形態の構成を示す図である。
【図５】図５は、本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの第４
実施形態の構成を示す図である。
【図６】図６は、本発明に用いるオン時間遅延回路の他
の構成例を示す図である。
【図７】図７は、図６に示すオン時間遅延回路の動作の
タイミングチャートである。
【図８】図８は、本発明の第５実施形態の構成を示すブ
ロック図である。
【符号の説明】
１００ ＡＣ電源 １０１ ノイズフィルタ １０２ ＰＦＣ電源部 １０２ａ ブリッジダイオード １０２ｂ ノイズフィルタ １０２ｃ 第１トランス １０２ｄ ２次側整流回路 １０３ ＤＣ−ＤＣ電源部 １０３ａ 整流回路 １０３ｂ 平滑コンデンサ １０３ｃ 第２トランス １０３ｄ ２次側整流回路 １０４ 合成平滑回路 １０５ ＰＷＭ制御部 １０６ オン時間遅延回路 １０６ａ 比較回路 １０６ｂ、１０６ｃ、１０６ｄ 三角波発生回路 １０６ｅ、１０６ｆ、１０６ｇ 平滑化回路 ２０１ ダイオード ２０２ インダクタ ２０３、２０４ ダイオード ４０１ ３次巻線 ４０２ ダイオード ４０３ インダクタ ５００ オン時間制御回路 ５０１ 電流制御回路 ５０２、５０３ コンパレータ ５０４ ＯＲ回路 ５０５ 抵抗 ５０６ ダイオード ６０１ 電源部 ６０２ スイッチング素子駆動制御部 ６０３ 起動回路

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＡＣ電源を整流した脈流をスイッチング
    するＰＦＣ用電源部と、ＡＣ電源に基づく電流を整流平
    滑した直流をスイッチングするＤＣ−ＤＣ用電源部と、
    前記ＰＦＣ用電源部をスイッチングする第１のスイッチ
    ング手段と、前記ＤＣ−ＤＣ用電源部をスイッチングす
    る第２のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング
    手段の駆動パルスと前記第２のスイッチング手段の駆動
    パルスを生成する駆動パルス生成回路と、当該駆動パル
    ス生成回路を制御するためのサーボループを具えるＡＣ
    −ＤＣコンバータにおいて、前記サーボループが１つの
    みのループで構成されており、かつ、前記第１のスイッ
    チング手段の駆動パルスの時比率と前記第２のスイッチ
    ング手段の駆動パルスの時比率を、互いに連動させて異
    ならせるパルス幅変更手段を具えることを特徴とする単
    相用ＡＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
    において、前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該
    入力から供給される電流を整流する第１の整流回路と、
    一次巻線の一端が前記第１の整流回路の出力に接続さ
    れ、他端が前記第１のスイッチング手段に接続されてい
    る第１のトランスと、当該第１のトランスの２次側出力
    を整流する２次側整流回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ
    用電源部がＡＣ電源入力と、当該入力から供給される電
    流を整流する第２の整流回路と、当該整流回路の出力を
    平滑する平滑回路と、一次巻線の一端が前記平滑回路の
    出力に接続され他端が前記第２のスイッチング手段に接
    続されている第２のトランスと、当該第２のトランスの
    ２次側出力を整流する２次側整流回路とを具え；前記Ｐ
    ＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用電源部の出力と
    を合成して平滑する出力合成平滑回路を具えることを特
    徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
    において、前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該
    入力から供給される電流を整流する第１の整流回路と、
    一次巻線の一端が前記整流回路の出力に接続され他端が
    前記第１のスイッチング手段に接続されている第１のト
    ランスと、当該第１のトランスの２次側出力を整流する
    ２次側整流回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が
    平滑回路と、一次巻線の一端が前記平滑回路の出力に接
    続され他端が前記第２のスイッチング手段に接続されて
    いる第２のトランスと、当該第２のトランスの２次側出
    力を整流する２次側整流回路とを具え；前記ＡＣ−ＤＣ
    コンバータが前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−Ｄ
    Ｃ用電源部の出力とを合成して平滑する出力合成平滑回
    路を具え；前記第２のスイッチング手段と前記第１の整
    流回路の出力との間、又は、前記第２のスイッチング手
    段と前記ＡＣ電源入力との間にインダクタとダイオード
    とを直列に挿入したことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
    において、前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該
    入力から供給される電流を整流する第１の整流回路と、
    一次巻線の一端が前記整流回路の出力に接続され他端が
    前記第１のスイッチング手段に接続されている第１のト
    ランスと、当該第１のトランスの２次側出力を整流する
    ２次側整流回路とを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が
    平滑回路と、一次巻線の一端が前記平滑回路の出力に接
    続され他端が前記第２のスイッチング手段に接続されて
    いる第２のトランスと、当該第２のトランスの２次側出
    力を整流する２次側整流回路とを具え；前記ＡＣ−ＤＣ
    コンバータが前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−Ｄ
    Ｃ用電源部の出力とを合成して平滑する出力合成平滑回
    路を具え；前記第１のトランス又は第２のトランスのい
    ずれかが３次巻線を具え、当該３次巻線の一端が前記平
    滑回路の出力に接続され、他端が前記第１の整流回路の
    出力にダイオードを介して、または前記ＡＣ交流電源入
    力にダイオードを介して接続されていることを特徴とす
    るＡＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
    において、前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該
    入力から供給される電流を整流する第１の整流回路と、
    巻線の一端が前記第１の整流回路の出力に接続され他端
    が前記第１のスイッチング手段に接続されているチョー
    クコイルとを具え； 前記ＤＣ−ＤＣ用電源部が、前記
    チョークコイルの出力を整流する第２の整流回路と、当
    該第２の整流回路の出力を平滑する第１の平滑回路と、
    一次巻線の一端が前記第１の平滑回路の出力に接続され
    他端が前記第２のスイッチング手段に接続されているト
    ランスと、当該トランスの２次側出力を整流する２次側
    整流回路と、当該２次側整流回路の出力を平滑する第２
    の平滑回路を具えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  6. 【請求項６】 請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ
    において、前記ＰＦＣ用電源部がＡＣ電源入力と、当該
    入力から供給される電流を整流する第１の整流回路と、
    １次巻線の一端が前記第１の整流回路の出力に接続され
    他端が前記第１のスイッチング手段に接続されている第
    １のトランスと、当該第１のトランスの２次側出力を整
    流する第１の２次側整流回路とを具え；前記ＤＣ−ＤＣ
    用電源部が、前記第１のトランスの１次側出力を整流す
    る第２の整流回路と、当該第２の整流回路の出力を平滑
    する第１の平滑回路と、一次巻線の一端が前記第１の平
    滑回路の出力に接続され他端が前記第２のスイッチング
    手段に接続されている第２のトランスと、当該第２のト
    ランスの２次側出力を整流する第２の２次側整流回路と
    を具え；前記ＰＦＣ用電源部の出力と前記ＤＣ−ＤＣ用
    電源部の出力とを合成して平滑する出力合成平滑回路を
    具えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれかに記載のＡ
    Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング
    手段の駆動パルスと、前記第２のスイッチング手段の駆
    動パルスとが、立ち上がりタイミングが異なり、立ち下
    がりタイミングが同時であることを特徴とするＡＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ。
  8. 【請求項８】 請求項１ないし６のいずれかに記載のＡ
    Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング
    手段の駆動パルスのオン時間と、前記第２のスイッチン
    グ手段素子の駆動パルスのオン時間の差が所定の割合で
    相互に異なり、これによって第１のスイッチング手段の
    時比率と、第２のスイッチング手段の時比率との比が一
    定になるようにしたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  9. 【請求項９】 請求項１ないし８のいずれかに記載のＡ
    Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、更に、前記駆動パルス制
    御回路における駆動パルスの生成を間欠的に行わせる駆
    動パルス間欠発振制御手段を具えることを特徴とするＡ
    Ｃ−ＤＣコンバータ。
  10. 【請求項１０】 請求項９に記載のＡＣ−ＤＣコンバー
    タにおいて、前記間欠発振制御手段が、ヒステリシス特
    性および／又は時定数を有するコンパレータを具え、前
    記コンパレータの出力に応じて前記駆動パルス生成回路
    の駆動パルス出力を制御することを特徴とするＡＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ。
  11. 【請求項１１】 請求項１ないし１０のいずれかに記載
    のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、更に、前記駆動パル
    ス生成回路を起動する起動回路を具え、当該起動回路が
    前記ＡＣ電源からの入力と、当該入力を整流する整流回
    路と、当該整流回路の出力を平滑する平滑回路とを具
    え、前記整流回路と前記入力との間に起動用のコンデン
    サを設けたことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
  12. 【請求項１２】 請求項１１に記載のＡＣ−ＤＣコンバ
    ータにおいて、前記整流回路がブリッジ整流回路であ
    り、当該ブリッジ整流回路の出力側に電圧検出回路を設
    け、前記ブリッジ整流回路と前記入力との間に設けた前
    記起動用コンデンサのいずれか一方の出力側に、前記電
    圧検出回路の出力で駆動するスイッチ素子を設けたこと
    を特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
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