JP2002033644A - マイクロパワーｒｃ発振器 - Google Patents
マイクロパワーｒｃ発振器Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 温度変化に対して安定した周波数特性を有す
るマイクロパワーＲＣ発振器を提供する。 【解決手段】 ＲＣ発振回路２００は、多数個のインバ
ータ２１０，２２０，２３０と、抵抗Ｒｖ及びキャパシ
タＣを有するＲＣ回路とを含む。温度変化に対して相反
した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗
が所定の比率で組合された単位抵抗が多数個集まって抵
抗を構成する。抵抗値調整部２４０は、単位抵抗を選択
できる。駆動電源回路１００は、温度変化に対して相反
した特性を有する電流源と出力部（負荷）を利用して温
度変化に対して安定した電圧レベルの基準信号を得て、
これのファンアウト能力を増大させて、ＲＣ発振回路に
駆動電源として供給する。
るマイクロパワーＲＣ発振器を提供する。 【解決手段】 ＲＣ発振回路２００は、多数個のインバ
ータ２１０，２２０，２３０と、抵抗Ｒｖ及びキャパシ
タＣを有するＲＣ回路とを含む。温度変化に対して相反
した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗
が所定の比率で組合された単位抵抗が多数個集まって抵
抗を構成する。抵抗値調整部２４０は、単位抵抗を選択
できる。駆動電源回路１００は、温度変化に対して相反
した特性を有する電流源と出力部（負荷）を利用して温
度変化に対して安定した電圧レベルの基準信号を得て、
これのファンアウト能力を増大させて、ＲＣ発振回路に
駆動電源として供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は発振器回路に関する
ものであり、より具体的には、低電力型であり、温度変
化に対して安定した発振周波数特性を有し、抵抗値を調
節して発振周波数を可変させることができるマイクロパ
ワーＲＣ発振器に関するものである。
ものであり、より具体的には、低電力型であり、温度変
化に対して安定した発振周波数特性を有し、抵抗値を調
節して発振周波数を可変させることができるマイクロパ
ワーＲＣ発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、発振器回路はマイクロプロセ
ッサ、マイクロ制御器、フリップ−フロップ回路、ラッ
チ回路などのような電子回路にクロック信号やタイミン
グ信号を提供するために使用されており、電子産業にお
いて応用分野は無数に広い。正確であり、安定した基準
周波数は、水晶発振器回路（ｃｒｙｓｔａｌ ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）を利用して得ることが
できる。
ッサ、マイクロ制御器、フリップ−フロップ回路、ラッ
チ回路などのような電子回路にクロック信号やタイミン
グ信号を提供するために使用されており、電子産業にお
いて応用分野は無数に広い。正確であり、安定した基準
周波数は、水晶発振器回路（ｃｒｙｓｔａｌ ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒ ｃｉｒｃｕｉｔ）を利用して得ることが
できる。
【０００３】しかし、多くの応用分野の場合、そのよう
な高品質の基準周波数を必要としなく、大量生産性を考
慮する必要があるので、ＲＣ発振器回路がさらに低廉な
費用のクロック信号源乃至タイミング信号源になる。か
つ、ＲＣ発振器は、通常抵抗（Ｒ）やキャパシタンス
（Ｃ）を変更させて可変周波数を発生させることができ
るという点、そして集積回路で加工し難しいインダクタ
の使用を避けることができるという点などで有利であ
る。
な高品質の基準周波数を必要としなく、大量生産性を考
慮する必要があるので、ＲＣ発振器回路がさらに低廉な
費用のクロック信号源乃至タイミング信号源になる。か
つ、ＲＣ発振器は、通常抵抗（Ｒ）やキャパシタンス
（Ｃ）を変更させて可変周波数を発生させることができ
るという点、そして集積回路で加工し難しいインダクタ
の使用を避けることができるという点などで有利であ
る。
【０００４】移動通信装置や携帯用電子装置などのよう
にバッテリを使用する電子回路応用分野は、電流消耗量
が相当に小さいことが要求される。そこで、このような
応用分野には一般的に電力消耗量が小さいマイクロパワ
ーＲＣ発振回路が有利である。低電力消耗量はバッテリ
の使用時間を長くすることに有利であるためである。マ
イクロパワーＲＣ発振回路と関連した従来技術として、
“ＭＩＣＲＯＰＯＷＥＲ ＲＣ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ
ＨＡＶＩＮＧ ＨＹＳＴＥＲＥＳＩＳ ＰＲＯＤＵＣ
ＥＤ ＢＹ ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ ＣＵＲＲＥＮＴ Ｓ
ＯＵＲＣＥＳＴＯ Ａ ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ”という
タイトルでＳｔｕａｒｔ Ｂ．Ｓｈａｃｔｅｒによって
提案された米国特許（特許番号第５５７００６７）があ
る。この特許に従うと、ＲＣ発振器はＲＣ回路と充放電
回路、通常の比較器とこの比較器の基準電圧を変更する
ための通常のヒステリシス回路を使用しない代わりに、
ヒステリシスを得るために複数の増幅器回路を採用し、
これら増幅器回路のスレッショルド電圧を変更する。こ
のような構成に従うと、発振周波数が内部遅延素子によ
る影響を受けるのが小さく、ＲＣ発振器が低電流で低電
力条件下で動作することができ、回路を単純化させるこ
とができるという長所を呈示する。
にバッテリを使用する電子回路応用分野は、電流消耗量
が相当に小さいことが要求される。そこで、このような
応用分野には一般的に電力消耗量が小さいマイクロパワ
ーＲＣ発振回路が有利である。低電力消耗量はバッテリ
の使用時間を長くすることに有利であるためである。マ
イクロパワーＲＣ発振回路と関連した従来技術として、
“ＭＩＣＲＯＰＯＷＥＲ ＲＣ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲ
ＨＡＶＩＮＧ ＨＹＳＴＥＲＥＳＩＳ ＰＲＯＤＵＣ
ＥＤ ＢＹ ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ ＣＵＲＲＥＮＴ Ｓ
ＯＵＲＣＥＳＴＯ Ａ ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲ”という
タイトルでＳｔｕａｒｔ Ｂ．Ｓｈａｃｔｅｒによって
提案された米国特許（特許番号第５５７００６７）があ
る。この特許に従うと、ＲＣ発振器はＲＣ回路と充放電
回路、通常の比較器とこの比較器の基準電圧を変更する
ための通常のヒステリシス回路を使用しない代わりに、
ヒステリシスを得るために複数の増幅器回路を採用し、
これら増幅器回路のスレッショルド電圧を変更する。こ
のような構成に従うと、発振周波数が内部遅延素子によ
る影響を受けるのが小さく、ＲＣ発振器が低電流で低電
力条件下で動作することができ、回路を単純化させるこ
とができるという長所を呈示する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＲＣ発振器に
要求されるまた異なる大事な点は、温度変化に対する動
作特性、特に、発振周波数特性が安定でなければならな
いという点である。前記の特許は、この点に対して具体
的な教示をしなかった。ＲＣ発振回路において、発振周
波数の安定した温度特性を得る一つの方法は、温度変化
に対して安定した特性を有する基準電源を採用すること
である。これに関する従来技術の例としては、“ＡＤＪ
ＵＳＴＡＢＬＥ ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ ＣＯＥＦＦ
ＩＣＥＮＴＣＵＲＲＥＮＴ ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ”とい
うタイトルでＬａｗｒｅｎｃｅＭ．Ｂｕｒｎｓによって
提案された米国特許（特許番号第５８２３３２９）と、
“ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ ＳＴＡＢＩＬＩＺＥＤ Ｃ
ＯＮＳＴＡＮＴ ＦＲＡＣＴＩＯＮ ＶＯＬＴＡＧＥ
ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＤ ＣＵＲＲＥＮＴ ＳＯＵＲＣ
Ｅ”というタイトルでＤａｖｉｄ Ｗ．Ｅｎｔｒｉｋｉ
ｎなどによって提案された米国特許（特許番号５６７２
９６１）などが知られている。これらの特許は、温度特
性が安定した回路構成を示すが、電源回路にのみ焦点を
合わせており、これのＲＣ発振器への応用例を開示して
いない。
要求されるまた異なる大事な点は、温度変化に対する動
作特性、特に、発振周波数特性が安定でなければならな
いという点である。前記の特許は、この点に対して具体
的な教示をしなかった。ＲＣ発振回路において、発振周
波数の安定した温度特性を得る一つの方法は、温度変化
に対して安定した特性を有する基準電源を採用すること
である。これに関する従来技術の例としては、“ＡＤＪ
ＵＳＴＡＢＬＥ ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ ＣＯＥＦＦ
ＩＣＥＮＴＣＵＲＲＥＮＴ ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ”とい
うタイトルでＬａｗｒｅｎｃｅＭ．Ｂｕｒｎｓによって
提案された米国特許（特許番号第５８２３３２９）と、
“ＴＥＭＰＥＲＡＴＵＲＥ ＳＴＡＢＩＬＩＺＥＤ Ｃ
ＯＮＳＴＡＮＴ ＦＲＡＣＴＩＯＮ ＶＯＬＴＡＧＥ
ＣＯＮＴＲＯＬＬＥＤ ＣＵＲＲＥＮＴ ＳＯＵＲＣ
Ｅ”というタイトルでＤａｖｉｄ Ｗ．Ｅｎｔｒｉｋｉ
ｎなどによって提案された米国特許（特許番号５６７２
９６１）などが知られている。これらの特許は、温度特
性が安定した回路構成を示すが、電源回路にのみ焦点を
合わせており、これのＲＣ発振器への応用例を開示して
いない。
【０００６】一方、ＲＣ発振器回路において、抵抗
（Ｒ）の値を調節して発振周波数を可変させることがで
きるという点がよく知られている。大部分のマイクロパ
ワーＲＣ発振器回路の場合、単一チップで具現される。
この時、抵抗値を容易に調節し、発振周波数がチップ製
造工程上の偏差に独立的な関係を有するようにするため
に、抵抗（Ｒ）をチップ外部に配置する構成を取ること
が一般的である。これによると、ＲＣ発振器回路を作る
工程がより複雑になり、回路が大きくなる短所がある。
（Ｒ）の値を調節して発振周波数を可変させることがで
きるという点がよく知られている。大部分のマイクロパ
ワーＲＣ発振器回路の場合、単一チップで具現される。
この時、抵抗値を容易に調節し、発振周波数がチップ製
造工程上の偏差に独立的な関係を有するようにするため
に、抵抗（Ｒ）をチップ外部に配置する構成を取ること
が一般的である。これによると、ＲＣ発振器回路を作る
工程がより複雑になり、回路が大きくなる短所がある。
【０００７】ＲＣ発振器回路は抵抗（Ｒ）とキャパシタ
ンス（Ｃ）を基本的に含むこと以外に、発振回路に電源
を供給する基準電源と発振信号の電圧レベルを調節する
回路などがさらに必要である。しかし、以上で言及され
た従来技術は、ＲＣ発振器の一部構成に関連したもので
ある。以上で言及された低電力消耗、温度変化に対する
安定した発振周波数特性、単一チップ化の可能性そし
て、発振周波数制御の容易性などが総体的に考慮された
評価される低電力消耗型ＲＣ発振器の例がある。この従
来技術は“ＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＲＣ ＯＳＣＩＬＬＡ
ＴＯＲ ＵＳＩＮＧ Ａ ＬＯＷ ＶＯＬＴＡＧＥ Ｂ
ＩＡＳ ＣＩＲＣＵＩＴ”というタイトルでＴｉｍｏｔ
ｈｙ Ｇ．Ｏ’Ｓｈａｕｇｈｎｅｓｓｙによって提案さ
れた米国特許（特許番号第５５８５７６５）である。こ
の特許は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような個別的な
発振器を採用してＲＣ時定数を利用して発振器−生成周
期（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｐｅ
ｒｉｏｄ）と比べて、その比較結果によって全体ＲＣ発
振器回路の周波数を調整することで、自己校正（ｓｅｌ
ｆ−ｃａｌｉｂｒａｔｉｎｇ）が可能である発振器回路
を提案している。この特許は、自己校正によって正確な
発振周波数を作り出すことができ、自己温度補償機能も
有し、安定した発振周波数特性を有するという長所があ
る。しかし、このような長所を有するために複雑な回路
構成を必要とする点が問題として指摘される。
ンス（Ｃ）を基本的に含むこと以外に、発振回路に電源
を供給する基準電源と発振信号の電圧レベルを調節する
回路などがさらに必要である。しかし、以上で言及され
た従来技術は、ＲＣ発振器の一部構成に関連したもので
ある。以上で言及された低電力消耗、温度変化に対する
安定した発振周波数特性、単一チップ化の可能性そし
て、発振周波数制御の容易性などが総体的に考慮された
評価される低電力消耗型ＲＣ発振器の例がある。この従
来技術は“ＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＲＣ ＯＳＣＩＬＬＡ
ＴＯＲ ＵＳＩＮＧ Ａ ＬＯＷ ＶＯＬＴＡＧＥ Ｂ
ＩＡＳ ＣＩＲＣＵＩＴ”というタイトルでＴｉｍｏｔ
ｈｙ Ｇ．Ｏ’Ｓｈａｕｇｈｎｅｓｓｙによって提案さ
れた米国特許（特許番号第５５８５７６５）である。こ
の特許は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような個別的な
発振器を採用してＲＣ時定数を利用して発振器−生成周
期（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ−ｇｅｎｅｒａｔｅｄ ｐｅ
ｒｉｏｄ）と比べて、その比較結果によって全体ＲＣ発
振器回路の周波数を調整することで、自己校正（ｓｅｌ
ｆ−ｃａｌｉｂｒａｔｉｎｇ）が可能である発振器回路
を提案している。この特許は、自己校正によって正確な
発振周波数を作り出すことができ、自己温度補償機能も
有し、安定した発振周波数特性を有するという長所があ
る。しかし、このような長所を有するために複雑な回路
構成を必要とする点が問題として指摘される。
【０００８】以上のような点を考慮して、本発明の第１
の目的は、電力消耗量が小さく、温度変化に対して相補
的な特性を有する可変抵抗をチップ内部に内蔵し、温度
変化に対して安定した発振周波数特性を有し、回路の構
成が比較的簡単なマイクロパワーＲＣ発振器を提供する
ことにある。
の目的は、電力消耗量が小さく、温度変化に対して相補
的な特性を有する可変抵抗をチップ内部に内蔵し、温度
変化に対して安定した発振周波数特性を有し、回路の構
成が比較的簡単なマイクロパワーＲＣ発振器を提供する
ことにある。
【０００９】本発明の他の目的は、各々が温度変化に対
して相反した特性を有する抵抗要素の組合せである多数
個の単位抵抗を可変的に選択することにより、温度変化
に対して安定した周波数特性を示すと同時に、発振周波
数の値を制御することができるマイクロパワーＲＣ発振
器を提供することにある。
して相反した特性を有する抵抗要素の組合せである多数
個の単位抵抗を可変的に選択することにより、温度変化
に対して安定した周波数特性を示すと同時に、発振周波
数の値を制御することができるマイクロパワーＲＣ発振
器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の第１のマイクロ
パワーＲＣ発振器は、温度変化に対して互いに相反した
特性を有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して
安定した電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の
電流ファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて
駆動電源を生成する駆動電源回路手段と、各々が前記駆
動電源回路手段から前記駆動電源の供給を受けて駆動さ
れる直列連結された多数個のインバータ回路、出力端に
連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバー
タの入力端との間に挿入されて閉ループを形成する抵抗
およびこの抵抗と最後方インバータの入力端の接続ノー
ドと前記最先頭インバータの入力端との間に挿入される
キャパシタを有するＲＣ回路を含み、前記出力端には前
記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により発振す
る発振信号が表れるＲＣ発振回路手段とを含む。
パワーＲＣ発振器は、温度変化に対して互いに相反した
特性を有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して
安定した電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の
電流ファンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて
駆動電源を生成する駆動電源回路手段と、各々が前記駆
動電源回路手段から前記駆動電源の供給を受けて駆動さ
れる直列連結された多数個のインバータ回路、出力端に
連結された最先頭インバータの出力端と最後方インバー
タの入力端との間に挿入されて閉ループを形成する抵抗
およびこの抵抗と最後方インバータの入力端の接続ノー
ドと前記最先頭インバータの入力端との間に挿入される
キャパシタを有するＲＣ回路を含み、前記出力端には前
記ＲＣ回路の時定数によって定まる周波数により発振す
る発振信号が表れるＲＣ発振回路手段とを含む。
【００１１】前記抵抗は、外部から供給される抵抗値デ
ータに応じてその大きさが可変的に設定される可変抵抗
であり、温度変化に対して互いに相反した特性を有する
抵抗要素を所定の比率で組合せて構成される。望ましく
は、前記抵抗値データをデコーディングして発振周波数
の決定に有効に寄与する抵抗値を選択するための抵抗値
調整部をさらに具備する。
ータに応じてその大きさが可変的に設定される可変抵抗
であり、温度変化に対して互いに相反した特性を有する
抵抗要素を所定の比率で組合せて構成される。望ましく
は、前記抵抗値データをデコーディングして発振周波数
の決定に有効に寄与する抵抗値を選択するための抵抗値
調整部をさらに具備する。
【００１２】場合によって、前記ＲＣ発振回路手段で得
られる発振信号の電圧レベルが被供給所で必要とするそ
れに合わないこともありうる。このような場合に対応す
るために、望ましくは、前記マイクロパワーＲＣ発振器
は前記ＲＣ発振回路手段から出力される発振信号の電圧
レベルを所定のレベルにシフティングして出力する出力
レベル変換手段を付加的に含む。
られる発振信号の電圧レベルが被供給所で必要とするそ
れに合わないこともありうる。このような場合に対応す
るために、望ましくは、前記マイクロパワーＲＣ発振器
は前記ＲＣ発振回路手段から出力される発振信号の電圧
レベルを所定のレベルにシフティングして出力する出力
レベル変換手段を付加的に含む。
【００１３】このような構成によると、ＲＣ発振回路手
段の駆動電源とＲＣ回路の抵抗が温度変化に対して非常
に安定した特性を有するので、発振信号の周波数変動幅
が従来に比べて極めて小さくなる。発振回路全体で必要
とする供給電圧が大略１．６Ｖ〜３．６Ｖ程度の範囲で
あり、電流消耗量が６μＡ程度で小さく設計することが
できるので、低電圧低電力型ＲＣ発振器を具現すること
に望ましい回路構成である。
段の駆動電源とＲＣ回路の抵抗が温度変化に対して非常
に安定した特性を有するので、発振信号の周波数変動幅
が従来に比べて極めて小さくなる。発振回路全体で必要
とする供給電圧が大略１．６Ｖ〜３．６Ｖ程度の範囲で
あり、電流消耗量が６μＡ程度で小さく設計することが
できるので、低電圧低電力型ＲＣ発振器を具現すること
に望ましい回路構成である。
【００１４】本発明の第２のマイクロパワーＲＣ発振器
は、各々が駆動電源を独立的に供給されて駆動される直
列連結された多数個のインバータ回路と、出力端に連結
された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの
入力端との間に挿入されて閉ループを形成し、外部が供
給される抵抗値設定データによってその抵抗値が可変さ
れる可変抵抗部および、前記最先頭インバータの入力端
と前記最後方インバータの入力端との間に挿入されるキ
ャパシタを有するＲＣ回路とを含む構成を有する。発振
信号の周波数は前記ＲＣ回路の時定数によって定まる。
は、各々が駆動電源を独立的に供給されて駆動される直
列連結された多数個のインバータ回路と、出力端に連結
された最先頭インバータの出力端と最後方インバータの
入力端との間に挿入されて閉ループを形成し、外部が供
給される抵抗値設定データによってその抵抗値が可変さ
れる可変抵抗部および、前記最先頭インバータの入力端
と前記最後方インバータの入力端との間に挿入されるキ
ャパシタを有するＲＣ回路とを含む構成を有する。発振
信号の周波数は前記ＲＣ回路の時定数によって定まる。
【００１５】前記可変抵抗部は、望ましい構成例とし
て、多数個の単位抵抗と、前記抵抗値設定データに依拠
して前記多数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に
寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部を含
む。多数個の単位抵抗の各々は、望ましい構成例とし
て、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡
散抵抗とポリシリコン抵抗の組合せにより構成される。
これら両者の組合せ比率は温度変化に対して二つの抵抗
アイテムが有する周波数変化程度を相殺させることがで
きる比率が望ましく、これによって各単位抵抗は、温度
変化に対して安定した周波数特性を有することができ
る。前記抵抗値調整部は、前記抵抗値設定データをデコ
ーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダ
と、このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前
記各出力ポートの出力値をインバーティングするための
多数個のインバータと、前記単位抵抗に各々対応する抵
抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、前
記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続さ
れ、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続さ
れ、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デ
コーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記
対応出力ポートに連結されたインバータの出力端に連結
される構成を有する。
て、多数個の単位抵抗と、前記抵抗値設定データに依拠
して前記多数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に
寄与する有効抵抗を選択するための抵抗値調整部を含
む。多数個の単位抵抗の各々は、望ましい構成例とし
て、温度変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡
散抵抗とポリシリコン抵抗の組合せにより構成される。
これら両者の組合せ比率は温度変化に対して二つの抵抗
アイテムが有する周波数変化程度を相殺させることがで
きる比率が望ましく、これによって各単位抵抗は、温度
変化に対して安定した周波数特性を有することができ
る。前記抵抗値調整部は、前記抵抗値設定データをデコ
ーディングして多数個の出力ポートに出力するデコーダ
と、このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前
記各出力ポートの出力値をインバーティングするための
多数個のインバータと、前記単位抵抗に各々対応する抵
抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、前
記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続さ
れ、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続さ
れ、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デ
コーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記
対応出力ポートに連結されたインバータの出力端に連結
される構成を有する。
【００１６】このような構成によると、温度変化に対す
る抵抗の特性が安定したものとなって、温度変化に対す
る発振周波数の変動幅が小さくなる。また、抵抗を外部
で可変制御することができて発振周波数の制御が容易に
なる。さらに、可変抵抗部を異なる構成要素と共に単一
チップに内蔵することができる。
る抵抗の特性が安定したものとなって、温度変化に対す
る発振周波数の変動幅が小さくなる。また、抵抗を外部
で可変制御することができて発振周波数の制御が容易に
なる。さらに、可変抵抗部を異なる構成要素と共に単一
チップに内蔵することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の望
ましい実施形態をより詳細に説明する。
ましい実施形態をより詳細に説明する。
【００１８】図１は本発明の望ましい実施形態によるマ
イクロパワーＲＣ発振器４００の構成を図示する。マイ
クロパワーＲＣ発振器４００は駆動電源回路１００とＲ
Ｃ発振回路２００を具備する。
イクロパワーＲＣ発振器４００の構成を図示する。マイ
クロパワーＲＣ発振器４００は駆動電源回路１００とＲ
Ｃ発振回路２００を具備する。
【００１９】ＲＣ発振回路２００は、駆動電源回路１０
０から駆動電源を各々受けて動作する直列連結された多
数個のインバータ回路と、抵抗とキャパシタにより構成
されるＲＣ回路を利用して、キャパシタ（Ｃ）が前記Ｒ
Ｃ回路の時定数によって定まる周波数により充放電を反
復するようにすることで、出力端へ前記周波数で発振す
る電圧波形を作り出す。具体的には、ＲＣ発振回路２０
０は直列連結された多数個例えば、３個のインバータ２
１０，２２０，２３０を含む。３個のインバータ２１
０，２２０，２３０の各々は、駆動電源回路１００の出
力端に連結される。かつ、ＲＣ発振回路２００は可変抵
抗ＲｖとキャパシタＣを含むが、可変抵抗Ｒｖは出力端
に連結された最先頭インバータ２３０の出力端と最後方
インバータ２１０の入力端の間に挿入されて閉ループを
形成し、キャパシタＣは可変抵抗Ｒｖと最後方インバー
タ２１０の入力端の接続ノードと最先頭インバータ２３
０の入力端との間に挿入される。ＲＣ発振回路２００
は、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を可変的に選択するための抵
抗値調整部２４０をさらに含む。
０から駆動電源を各々受けて動作する直列連結された多
数個のインバータ回路と、抵抗とキャパシタにより構成
されるＲＣ回路を利用して、キャパシタ（Ｃ）が前記Ｒ
Ｃ回路の時定数によって定まる周波数により充放電を反
復するようにすることで、出力端へ前記周波数で発振す
る電圧波形を作り出す。具体的には、ＲＣ発振回路２０
０は直列連結された多数個例えば、３個のインバータ２
１０，２２０，２３０を含む。３個のインバータ２１
０，２２０，２３０の各々は、駆動電源回路１００の出
力端に連結される。かつ、ＲＣ発振回路２００は可変抵
抗ＲｖとキャパシタＣを含むが、可変抵抗Ｒｖは出力端
に連結された最先頭インバータ２３０の出力端と最後方
インバータ２１０の入力端の間に挿入されて閉ループを
形成し、キャパシタＣは可変抵抗Ｒｖと最後方インバー
タ２１０の入力端の接続ノードと最先頭インバータ２３
０の入力端との間に挿入される。ＲＣ発振回路２００
は、可変抵抗Ｒｖの抵抗値を可変的に選択するための抵
抗値調整部２４０をさらに含む。
【００２０】駆動電源回路１００は、ＲＣ発振回路２０
０の３個のインバータ２１０，２２０，２３０に必要で
ある駆動電源Ｖｄｄａを供給するものとして、温度補償
基準電圧部１１０とバッファ増幅部１３０を基本的に含
む。さらに、必要によっては、温度補償基準電圧部１１
０とバッファ増幅部１３０との間に挿入されて、温度補
償基準電圧部１１０が生成した基準信号（基準電圧）Ｖ
ｒｅｆの電圧レベルを所定の比率で増幅させて得た新し
い基準信号Ｖｒｅｆ′をバッファ増幅部１３０に提供す
る電圧増幅部１２０をさらに具備することができる。
０の３個のインバータ２１０，２２０，２３０に必要で
ある駆動電源Ｖｄｄａを供給するものとして、温度補償
基準電圧部１１０とバッファ増幅部１３０を基本的に含
む。さらに、必要によっては、温度補償基準電圧部１１
０とバッファ増幅部１３０との間に挿入されて、温度補
償基準電圧部１１０が生成した基準信号（基準電圧）Ｖ
ｒｅｆの電圧レベルを所定の比率で増幅させて得た新し
い基準信号Ｖｒｅｆ′をバッファ増幅部１３０に提供す
る電圧増幅部１２０をさらに具備することができる。
【００２１】図１にはこれら３個の構成要素を全部含む
場合を例示的に図示している。この場合によると、電圧
増幅部１２０は演算増幅器１２２とこの演算増幅器１２
２の出力端と接地との間に直列に連結された電圧分配用
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を含む。演算増幅器１２２の非反転
端子は温度補償基準電圧部１１０の出力端に連結され、
反転端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の連結ノードに連結され
る。
場合を例示的に図示している。この場合によると、電圧
増幅部１２０は演算増幅器１２２とこの演算増幅器１２
２の出力端と接地との間に直列に連結された電圧分配用
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を含む。演算増幅器１２２の非反転
端子は温度補償基準電圧部１１０の出力端に連結され、
反転端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の連結ノードに連結され
る。
【００２２】バッファ増幅部１３０は演算増幅器１２２
で具現することができる。演算増幅器１２２の非反転端
子は電圧増幅部１２０の出力端に連結され、反転端子は
自身の出力端と共通に連結され、前記出力端はＲＣ発振
回路２００の３個のインバータ２１０，２２０，２３０
に各々連結される構成を有する。
で具現することができる。演算増幅器１２２の非反転端
子は電圧増幅部１２０の出力端に連結され、反転端子は
自身の出力端と共通に連結され、前記出力端はＲＣ発振
回路２００の３個のインバータ２１０，２２０，２３０
に各々連結される構成を有する。
【００２３】マイクロパワーＲＣ発振器４００は必要に
よってＲＣ発振回路２００から出力される発振信号の電
圧レベルを発振信号の被供給所で必要とする所定のレベ
ルに昇圧して出力する出力レベル変換回路３００をさら
に具備することができる。この出力レベル変換回路３０
０はＲＣ発振回路２００の出力端に連結されてＲＣ発振
回路２００から出力される発振信号を昇圧させて出力す
るレベルシフト部３１０とこのレベルシフト部３１０の
出力端に連結されて昇圧された発振信号の入力を利用し
て、出力端に表れる発振信号の振幅が供給電圧Ｖｄｄレ
ベルに殆ど一致されるように信号処理をする出力バッフ
ァ部３２０を含む。この出力バッファ部３２０を通じて
外部の応用対象に発振信号が伝達される。
よってＲＣ発振回路２００から出力される発振信号の電
圧レベルを発振信号の被供給所で必要とする所定のレベ
ルに昇圧して出力する出力レベル変換回路３００をさら
に具備することができる。この出力レベル変換回路３０
０はＲＣ発振回路２００の出力端に連結されてＲＣ発振
回路２００から出力される発振信号を昇圧させて出力す
るレベルシフト部３１０とこのレベルシフト部３１０の
出力端に連結されて昇圧された発振信号の入力を利用し
て、出力端に表れる発振信号の振幅が供給電圧Ｖｄｄレ
ベルに殆ど一致されるように信号処理をする出力バッフ
ァ部３２０を含む。この出力バッファ部３２０を通じて
外部の応用対象に発振信号が伝達される。
【００２４】図２は駆動電源回路１００を構成する温度
補償基準電圧部１１０の望ましい一具体例に従う回路構
成を図示する。図２で、温度補償基準電圧部１１０は出
力端Ｎ３と接地との間で直列連結された抵抗Ｒ４とＭＯ
ＳトランジスタＭＮ７を含む出力部（ｏｕｔｐｕｔ ｓ
ｔａｇｅ）１１４と、前記出力端Ｎ３に連結され、温度
変化に正比例する特性の電流を出力端ブランチに提供す
るＰＴＡＴ電流源（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｔｏ
ａｂｓｏｌｕｔｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｃｕｒｒｅ
ｎｔ ｓｏｕｒｃｅ）１１２を含む。ＭＯＳトランジス
タＭＮ7はソースとゲートを短絡させてダイオードとし
て作用する。
補償基準電圧部１１０の望ましい一具体例に従う回路構
成を図示する。図２で、温度補償基準電圧部１１０は出
力端Ｎ３と接地との間で直列連結された抵抗Ｒ４とＭＯ
ＳトランジスタＭＮ７を含む出力部（ｏｕｔｐｕｔ ｓ
ｔａｇｅ）１１４と、前記出力端Ｎ３に連結され、温度
変化に正比例する特性の電流を出力端ブランチに提供す
るＰＴＡＴ電流源（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｔｏ
ａｂｓｏｌｕｔｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅｃｕｒｒｅ
ｎｔ ｓｏｕｒｃｅ）１１２を含む。ＭＯＳトランジス
タＭＮ7はソースとゲートを短絡させてダイオードとし
て作用する。
【００２５】ＰＴＡＴ電流源１１２は、図２に例示され
たように、第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１と第１抵抗Ｒ
５が直列で連結された第１ブランチと第２抵抗Ｒ３と第
２ＭＯＳトランジスタＭＮ４が直列で連結された第２ブ
ランチを有し、さらにこれら第１及び第２ブランチにブ
ランチ電流Ｉを供給する電流ミラー部（ＭＯＳトランジ
スタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＮ３）を含む。望ましくは、第
１抵抗Ｒ５はＭＯＳトランジスタＭＮ２で具現する。さ
らに具体的には、ブランチ電流Ｉが式Ｉ＝（Ｖｇｓ２−
Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ１ｎＫで決定され
るように第２抵抗Ｒ３の両端は、第１及び第２ＭＯＳト
ランジスタＭＮ１とＭＮ４のゲートに各々連結されて、
第１及び第２ブランチは閉ループを形成する。ここで、
ｎは理想係数（ｉｄｅａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）であ
り、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域（ｗｅａｋ
ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｇｉｏｎ）での第１及び第２
ＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ４のゲート−ソース電
圧であり、ＶＴは第１及び第２ＭＯＳトランジスタＭＮ
１，ＭＮ４のスレッショルド電圧であり、Ｋは第２ＭＯ
ＳトランジスタＭＮ４のソース−ドレインのチャネル幅
に対する第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１のソース−ドレ
インのチャネル幅の大きさの比を示す。ＰＴＡＴ電流源
１１２は、さらに多数個のＭＯＳトランジスタＭＰ３，
ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＮ５，ＭＮ６を利用して構成される
電流ミラーリング回路を含み、このような構成によって
この電流ミラーリング回路は、第２ブランチのブランチ
電流Ｉをミラーリングして出力部１１４に供給する。
たように、第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１と第１抵抗Ｒ
５が直列で連結された第１ブランチと第２抵抗Ｒ３と第
２ＭＯＳトランジスタＭＮ４が直列で連結された第２ブ
ランチを有し、さらにこれら第１及び第２ブランチにブ
ランチ電流Ｉを供給する電流ミラー部（ＭＯＳトランジ
スタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＮ３）を含む。望ましくは、第
１抵抗Ｒ５はＭＯＳトランジスタＭＮ２で具現する。さ
らに具体的には、ブランチ電流Ｉが式Ｉ＝（Ｖｇｓ２−
Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ１ｎＫで決定され
るように第２抵抗Ｒ３の両端は、第１及び第２ＭＯＳト
ランジスタＭＮ１とＭＮ４のゲートに各々連結されて、
第１及び第２ブランチは閉ループを形成する。ここで、
ｎは理想係数（ｉｄｅａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）であ
り、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域（ｗｅａｋ
ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｇｉｏｎ）での第１及び第２
ＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ４のゲート−ソース電
圧であり、ＶＴは第１及び第２ＭＯＳトランジスタＭＮ
１，ＭＮ４のスレッショルド電圧であり、Ｋは第２ＭＯ
ＳトランジスタＭＮ４のソース−ドレインのチャネル幅
に対する第１ＭＯＳトランジスタＭＮ１のソース−ドレ
インのチャネル幅の大きさの比を示す。ＰＴＡＴ電流源
１１２は、さらに多数個のＭＯＳトランジスタＭＰ３，
ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＮ５，ＭＮ６を利用して構成される
電流ミラーリング回路を含み、このような構成によって
この電流ミラーリング回路は、第２ブランチのブランチ
電流Ｉをミラーリングして出力部１１４に供給する。
【００２６】図３は、可変抵抗部（可変抵抗Ｒｖと抵抗
値調整部２４０）の望ましい回路構成を含むＲＣ発振回
路２００の構成を例示的に図示する。可変抵抗部は可変
抵抗Ｒｖと抵抗値調整部２４０により構成される。
値調整部２４０）の望ましい回路構成を含むＲＣ発振回
路２００の構成を例示的に図示する。可変抵抗部は可変
抵抗Ｒｖと抵抗値調整部２４０により構成される。
【００２７】可変抵抗Ｒｖは多数個の可変抵抗Ｒｖ１，
Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４を含む。各々の単位抵抗は、絶
対温度の変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡
散抵抗とポリシリコン抵抗が直列で結合されて自己温度
補償特性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｅｄ）を有する。図面でＰ＋拡散抵抗（Ｐ
＋拡散層）は２５０ａ，２５２ａ，２５４ａ，２５６ａ
で表わされており、ポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ領
域）は２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂで表わ
されている。
Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４を含む。各々の単位抵抗は、絶
対温度の変化に対して相反した抵抗特性を有するＰ＋拡
散抵抗とポリシリコン抵抗が直列で結合されて自己温度
補償特性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｅｄ）を有する。図面でＰ＋拡散抵抗（Ｐ
＋拡散層）は２５０ａ，２５２ａ，２５４ａ，２５６ａ
で表わされており、ポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ領
域）は２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂで表わ
されている。
【００２８】抵抗値調整部２４０は外部から提供される
抵抗値設定データに依拠して多数個の単位抵抗のうち
で、発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択する回
路である。このような機能のために抵抗値調整部２４０
は前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の
出力ポートに出力するデコーダ２８０と、このデコーダ
２８０の各々の出力ポートに各々連結されて、前記各出
力ポートの出力値をインバーティングするための多数個
のインバータ２６６，２６８，２７０，２７２、そして
前記単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４に各
々対応する多数の両方向転送ゲート（ｂｉｄｉｒｅｃｔ
ｉｏｎａｌ ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｇａｔｅ又はｂ
ｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）２
５８，２６０，２６２，２６４を含む。両方向転送ゲー
ト２５８，２６０，２６２，２６４の各々の一端は互い
に共通に接続され、他端は多数個の単位抵抗Ｒｖ１，Ｒ
ｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４の一端に各々個別的に接続され、
両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各
々の第１制御端はデコーダ２８０の対応出力ポートに連
結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結された
インバータの出力端に連結される。このような構成によ
って、両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６
４はＲＣ発振回路２００の出力端で得られる出力電圧Ｖ
２の発振周波数の値を決定することに有効に寄与する可
変抵抗Ｒｖの有効抵抗値を選択する抵抗選択部の役割を
担当する。
抵抗値設定データに依拠して多数個の単位抵抗のうち
で、発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択する回
路である。このような機能のために抵抗値調整部２４０
は前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の
出力ポートに出力するデコーダ２８０と、このデコーダ
２８０の各々の出力ポートに各々連結されて、前記各出
力ポートの出力値をインバーティングするための多数個
のインバータ２６６，２６８，２７０，２７２、そして
前記単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４に各
々対応する多数の両方向転送ゲート（ｂｉｄｉｒｅｃｔ
ｉｏｎａｌ ｔｒａｎｍｉｓｓｉｏｎ ｇａｔｅ又はｂ
ｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）２
５８，２６０，２６２，２６４を含む。両方向転送ゲー
ト２５８，２６０，２６２，２６４の各々の一端は互い
に共通に接続され、他端は多数個の単位抵抗Ｒｖ１，Ｒ
ｖ２，Ｒｖ３，Ｒｖ４の一端に各々個別的に接続され、
両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各
々の第１制御端はデコーダ２８０の対応出力ポートに連
結され、第２制御端は前記対応出力ポートに連結された
インバータの出力端に連結される。このような構成によ
って、両方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６
４はＲＣ発振回路２００の出力端で得られる出力電圧Ｖ
２の発振周波数の値を決定することに有効に寄与する可
変抵抗Ｒｖの有効抵抗値を選択する抵抗選択部の役割を
担当する。
【００２９】図４は図１に図示された出力レベル変換回
路３００の望ましい構成を例示的に図示する。出力レベ
ル変換回路３００は低電圧パルスＶ２を高電圧Ｖｄｄの
パルスに昇圧させるレベルシフト部３１０を含む。発振
信号の需要所がレベルシフト部３１０で出力される発振
信号の振幅とは異なる振幅の発振信号を必要とする場合
には、レベルシフト部３１０の発振信号の振幅をバッフ
ァリングして前記需要所が必要とする振幅の発振信号へ
変換させる出力バッファ部３２０をさらに含むことが望
ましい。
路３００の望ましい構成を例示的に図示する。出力レベ
ル変換回路３００は低電圧パルスＶ２を高電圧Ｖｄｄの
パルスに昇圧させるレベルシフト部３１０を含む。発振
信号の需要所がレベルシフト部３１０で出力される発振
信号の振幅とは異なる振幅の発振信号を必要とする場合
には、レベルシフト部３１０の発振信号の振幅をバッフ
ァリングして前記需要所が必要とする振幅の発振信号へ
変換させる出力バッファ部３２０をさらに含むことが望
ましい。
【００３０】図４で図示されたレベルシフト部３１０は
交差結合型（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｙｐｅ）
として、ゲートがディスエーブルスイッチ（ＤＳ）に連
結され、一端が接地端に連結されたＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１０と、供給電圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ
１０との間の第１ブランチに直列で連結される多数のＭ
ＯＳトランジスタＭＰ６，ＭＰ７及びＭＮ８と、供給電
圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ１０との間の第２ブ
ランチに直列で連結されるＭＯＳトランジスタＭＰ８，
ＭＰ９及びＭＮ９と、入力端Ｎ４とＭＯＳトランジスタ
ＭＮ９のゲート端子との間に挿入されて発振信号ＣＬＫ
Ａの論理値を反転させるインバータ３１２を含む。ＭＯ
ＳトランジスタＭＰ７とＭＰ９はドレインとゲートを短
絡させて、ダイオードで作用するように構成し、ＭＯＳ
トランジスタＭＰ６とＭＯＳトランジスタＭＰ８の各ゲ
ートはＭＯＳトランジスタＭＮ９とＭＯＳトランジスタ
ＭＮ８に各々交差連結される。
交差結合型（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ ｔｙｐｅ）
として、ゲートがディスエーブルスイッチ（ＤＳ）に連
結され、一端が接地端に連結されたＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１０と、供給電圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ
１０との間の第１ブランチに直列で連結される多数のＭ
ＯＳトランジスタＭＰ６，ＭＰ７及びＭＮ８と、供給電
圧ＶｄｄとＭＯＳトランジスタＭＮ１０との間の第２ブ
ランチに直列で連結されるＭＯＳトランジスタＭＰ８，
ＭＰ９及びＭＮ９と、入力端Ｎ４とＭＯＳトランジスタ
ＭＮ９のゲート端子との間に挿入されて発振信号ＣＬＫ
Ａの論理値を反転させるインバータ３１２を含む。ＭＯ
ＳトランジスタＭＰ７とＭＰ９はドレインとゲートを短
絡させて、ダイオードで作用するように構成し、ＭＯＳ
トランジスタＭＰ６とＭＯＳトランジスタＭＰ８の各ゲ
ートはＭＯＳトランジスタＭＮ９とＭＯＳトランジスタ
ＭＮ８に各々交差連結される。
【００３１】出力バッファ部３２０は出力端Ｎ６と接地
端との間に直列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＮ１
１及びＭＮ１２と、出力端Ｎ６と供給電圧Ｖｄｄとの間
に並列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭ
Ｐ１１を含む。ＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１
２のゲートはレベルシフト部３１０の出力端Ｎ５に接続
され、ＭＯＳトランジスタＭＮ１１とＭＰ１１のゲート
はマイクロパワーＲＣ発振器４００全体の作動可否を制
御するディスエーブルスイッチ（ＤＳ、図示せず）に接
続される。
端との間に直列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＮ１
１及びＭＮ１２と、出力端Ｎ６と供給電圧Ｖｄｄとの間
に並列で連結されたＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭ
Ｐ１１を含む。ＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１
２のゲートはレベルシフト部３１０の出力端Ｎ５に接続
され、ＭＯＳトランジスタＭＮ１１とＭＰ１１のゲート
はマイクロパワーＲＣ発振器４００全体の作動可否を制
御するディスエーブルスイッチ（ＤＳ、図示せず）に接
続される。
【００３２】以上で、図１乃至図４を参照してマイクロ
パワーＲＣ発振器４００の構成について説明した。以下
では、このマイクロパワーＲＣ発振器４００の動作特性
を説明する。
パワーＲＣ発振器４００の構成について説明した。以下
では、このマイクロパワーＲＣ発振器４００の動作特性
を説明する。
【００３３】図２に図示された温度補償基準電圧部１１
０の特徴は、ＭＯＳトランジスタが有する弱反転領域
（ｗｅａｋ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｇｉｏｎ）での
絶対温度に対する相補的な特性（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ
ａｒｙ ｔｏ ａｂｓｏｌｕｔｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕ
ｒｅ：以下ＣＴＡＴと言う）を利用して自己温度補償特
性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｅｎ
ｓａｔｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）がある
基準電圧回路という点である。温度補償特性に対して具
体的に記述すれば、次のごときである。閉ループＬ１に
対する電圧式は次の数式１のごときである。 ［数式１］Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３＝ＩＲ３＋ＩＲ５ これをブランチ電流Ｉに対して整理すれば、次のごとき
である。 ［数式２］ Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ３＋Ｒ５）
０の特徴は、ＭＯＳトランジスタが有する弱反転領域
（ｗｅａｋ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｇｉｏｎ）での
絶対温度に対する相補的な特性（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ
ａｒｙ ｔｏ ａｂｓｏｌｕｔｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕ
ｒｅ：以下ＣＴＡＴと言う）を利用して自己温度補償特
性（ｓｅｌｆ−ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｅｎ
ｓａｔｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）がある
基準電圧回路という点である。温度補償特性に対して具
体的に記述すれば、次のごときである。閉ループＬ１に
対する電圧式は次の数式１のごときである。 ［数式１］Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３＝ＩＲ３＋ＩＲ５ これをブランチ電流Ｉに対して整理すれば、次のごとき
である。 ［数式２］ Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ３＋Ｒ５）
【００３４】一方、弱反転領域で副スレッショルドドレ
イン電流（ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｄｒａｉｎ ｃ
ｕｒｒｅｎｔ）Ｉｄは下の数式３のように表現される。 ［数式３］Ｉｄ＝Ｉｄｏ（Ｗ/Ｌ）（ｅＶｇｓ/ｎＶＴ） 数式３をＶｇｓに対して再び整理すれば、 ［数式４］Ｖｇｓ＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ） のようになるので、Ｖｇｓ２とＶｇｓ３は各々次のよう
に書ける。ここで、Ｌはソースとドレインとの間に電流
が流れる方向へのチャネル長さであり、ＷはＬと直角方
向のチャネル幅である。 ［数式５］Ｖｇｓ２＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ） ［数式６］Ｖｇｓ３＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＫＷ） 上の二つの式からＶｇｓ２とＶｇｓ３の差異は、 ［数式７］ Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ）−Ｖｇｓ ＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＫＷ） ＝ｎＶＴ１ｎＫ になる。だから、出力端Ｎ３に表れる基準電圧Ｖｒｅｆ
は ［数式８］Ｖｒｅｆ＝ＩＲ４＋Ｖｇｓ７ で書くことができ、数式７を数式２に代入してブランチ
電流を求めた後に、その結果を数式８に代入すれば、最
終的に基準電圧Ｖｒｅｆは次の数式９のごときである。 ［数式９］Ｖｒｅｆ＝Ｒ４（ｎＶＴ１ｎＫ）/（Ｒ３＋
Ｒ５）＋Ｖｇｓ７
イン電流（ｓｕｂｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ｄｒａｉｎ ｃ
ｕｒｒｅｎｔ）Ｉｄは下の数式３のように表現される。 ［数式３］Ｉｄ＝Ｉｄｏ（Ｗ/Ｌ）（ｅＶｇｓ/ｎＶＴ） 数式３をＶｇｓに対して再び整理すれば、 ［数式４］Ｖｇｓ＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ） のようになるので、Ｖｇｓ２とＶｇｓ３は各々次のよう
に書ける。ここで、Ｌはソースとドレインとの間に電流
が流れる方向へのチャネル長さであり、ＷはＬと直角方
向のチャネル幅である。 ［数式５］Ｖｇｓ２＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ） ［数式６］Ｖｇｓ３＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＫＷ） 上の二つの式からＶｇｓ２とＶｇｓ３の差異は、 ［数式７］ Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＷ）−Ｖｇｓ ＝ｎＶＴ１ｎ（ＩＬ/ＩｄｏＫＷ） ＝ｎＶＴ１ｎＫ になる。だから、出力端Ｎ３に表れる基準電圧Ｖｒｅｆ
は ［数式８］Ｖｒｅｆ＝ＩＲ４＋Ｖｇｓ７ で書くことができ、数式７を数式２に代入してブランチ
電流を求めた後に、その結果を数式８に代入すれば、最
終的に基準電圧Ｖｒｅｆは次の数式９のごときである。 ［数式９］Ｖｒｅｆ＝Ｒ４（ｎＶＴ１ｎＫ）/（Ｒ３＋
Ｒ５）＋Ｖｇｓ７
【００３５】ここで、‘Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３’の温度係
数は絶対温度に対して比例的（ＰＴＡＴ）である特性を
有するので、数式２を考慮すれば、ブランチ電流Ｉも同
一の特性を有し、従って数式９の右辺一番目項は、絶対
温度の変化に比例してその値が変わる。これに反して、
ＭＯＳトランジスタＭＮ７の弱反転領域でスレッショル
ド電圧の温度係数はＣＴＡＴ特性を有するので、数式９
の右辺二番目の二番目項は、絶対温度の変化に反比例的
に変わる。即ち、絶対温度の変化に対する数式９の右辺
の二つ項の変化値は、互いに相殺関係を有するので、温
度補償基準電圧部１１０から出力される基準信号Ｖｒｅ
ｆは温度変化に無関係に安定したレベルを維持すること
ができる。基準電圧のレベルは、供給電圧Ｖｄｄのそれ
に比べて低いので、ＲＣ発振回路２００での電力消耗量
を大きく減らすことができる。さらに、Ｋ値の調節を通
じて数式９の右辺一番目項の傾きを調整することもでき
て、回路設計をするときにこれを活用すれば、有用であ
る。
数は絶対温度に対して比例的（ＰＴＡＴ）である特性を
有するので、数式２を考慮すれば、ブランチ電流Ｉも同
一の特性を有し、従って数式９の右辺一番目項は、絶対
温度の変化に比例してその値が変わる。これに反して、
ＭＯＳトランジスタＭＮ７の弱反転領域でスレッショル
ド電圧の温度係数はＣＴＡＴ特性を有するので、数式９
の右辺二番目の二番目項は、絶対温度の変化に反比例的
に変わる。即ち、絶対温度の変化に対する数式９の右辺
の二つ項の変化値は、互いに相殺関係を有するので、温
度補償基準電圧部１１０から出力される基準信号Ｖｒｅ
ｆは温度変化に無関係に安定したレベルを維持すること
ができる。基準電圧のレベルは、供給電圧Ｖｄｄのそれ
に比べて低いので、ＲＣ発振回路２００での電力消耗量
を大きく減らすことができる。さらに、Ｋ値の調節を通
じて数式９の右辺一番目項の傾きを調整することもでき
て、回路設計をするときにこれを活用すれば、有用であ
る。
【００３６】この基準電圧Ｖｒｅｆは電圧増幅部１２０
の非反転端子（＋）に供給されてそのレベルが下の数式
１０によって増幅される。［数式１０］Ｖｒｅｆ′＝
（１＋Ｒ１/Ｒ２）Ｖｒｅｆ 増幅された基準電圧Ｖｒｅｆ′は再びバッファ増幅部１
３０の非反転端子に供給される。バッファ増幅部１３０
はＲＣ発振回路２００などのように後端に連結される負
荷の駆動に必要である十分な電流量をバッファリングす
ることによって前記基準信号のファンアウト（ｆａｎ−
ｏｕｔ）能力を増大させて、駆動電源Ｖｄｄａを作り出
して、これをＲＣ発振回路２００の３個のインバータ２
１０，２２０，２３０に各々供給する。
の非反転端子（＋）に供給されてそのレベルが下の数式
１０によって増幅される。［数式１０］Ｖｒｅｆ′＝
（１＋Ｒ１/Ｒ２）Ｖｒｅｆ 増幅された基準電圧Ｖｒｅｆ′は再びバッファ増幅部１
３０の非反転端子に供給される。バッファ増幅部１３０
はＲＣ発振回路２００などのように後端に連結される負
荷の駆動に必要である十分な電流量をバッファリングす
ることによって前記基準信号のファンアウト（ｆａｎ−
ｏｕｔ）能力を増大させて、駆動電源Ｖｄｄａを作り出
して、これをＲＣ発振回路２００の３個のインバータ２
１０，２２０，２３０に各々供給する。
【００３７】次に、ＲＣ発振回路２００の回路動作を図
３と図５を参照して説明する。最先頭インバータ２３０
の入力端に連結されたキャパシタＣの第１電極電圧Ｖ３
を“ハイ（Ｖｄｄａ）”で仮定するとき、第２電極の電
圧Ｖ１はＶｄｄａ＋Ｖｓｐにポンピングされ、出力端電
圧Ｖ２は“ロー（ＧＮＤ）”に強制される。ここで、Ｖ
ｓｐはキャパシタＣの初期電圧である。電圧Ｖ１が放電
し始めてロジックスレッショルド電圧（ｌｏｇｉｃ ｔ
ｈｒｅｓｈｏｌｄ ｖｏｌｔａｇｅ）まで下がるとき
に、電圧Ｖ３は“ロー”に反転され、電圧Ｖ１はやはり
Ｖｓｐ−Ｖｄｄａまで下がって出力端電圧Ｖ２は“ハイ
（Ｖｄｄａ）”に反転される。続けて、出力端電圧Ｖ２
によってキャパシタＣは再び充電が始まって、電圧Ｖ１
がロジックスレッショルド電圧に至ると、Ｖ３は再び
“ハイ”に反転され、出力端電圧Ｖ２は再び“ロー（Ｇ
ＮＤ）”に反転される。このように、キャパシタＣの反
復的な充放電動作によって出力端には図５の（ｂ）に図
示された矩形波パルスが表れる。
３と図５を参照して説明する。最先頭インバータ２３０
の入力端に連結されたキャパシタＣの第１電極電圧Ｖ３
を“ハイ（Ｖｄｄａ）”で仮定するとき、第２電極の電
圧Ｖ１はＶｄｄａ＋Ｖｓｐにポンピングされ、出力端電
圧Ｖ２は“ロー（ＧＮＤ）”に強制される。ここで、Ｖ
ｓｐはキャパシタＣの初期電圧である。電圧Ｖ１が放電
し始めてロジックスレッショルド電圧（ｌｏｇｉｃ ｔ
ｈｒｅｓｈｏｌｄ ｖｏｌｔａｇｅ）まで下がるとき
に、電圧Ｖ３は“ロー”に反転され、電圧Ｖ１はやはり
Ｖｓｐ−Ｖｄｄａまで下がって出力端電圧Ｖ２は“ハイ
（Ｖｄｄａ）”に反転される。続けて、出力端電圧Ｖ２
によってキャパシタＣは再び充電が始まって、電圧Ｖ１
がロジックスレッショルド電圧に至ると、Ｖ３は再び
“ハイ”に反転され、出力端電圧Ｖ２は再び“ロー（Ｇ
ＮＤ）”に反転される。このように、キャパシタＣの反
復的な充放電動作によって出力端には図５の（ｂ）に図
示された矩形波パルスが表れる。
【００３８】図５の（ａ）で、放電時間Ｔ１と充電時間
Ｔ２を求めると、下の数式１１及び１２のごときであ
る。 ［数式１１］−Ｖｓｐ＋（Ｖｄｄａ−Ｖｓｐ）（１−ｅ
−Ｔ１/ＲＣ）＝Ｖｓｐ Ｔ１＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ ［数式１２］ （Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）ｅ−Ｔ２/ＲＣ）＝Ｖｓｐ Ｔ２＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ 出力端電圧波形Ｖ２の発振周期Ｔは‘Ｔ１＋Ｔ２’であ
るので、電圧波形Ｖ２の発振周波数ｆ＿ｏｓｃは ［数式１３］ ｆ＿ｏｓｃ＝１/（Ｔ１＋Ｔ２） ＝１/２ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ で表わされ、例えば、Ｖｓｐ＝Ｖｄｄａ/２である場合
を仮定すれば、発振周波数ｆ＿ｏｓｃは大略 ［数式１４］ｆ＿ｏｓｃ＝１/２．２ＲｖＣ になる。
Ｔ２を求めると、下の数式１１及び１２のごときであ
る。 ［数式１１］−Ｖｓｐ＋（Ｖｄｄａ−Ｖｓｐ）（１−ｅ
−Ｔ１/ＲＣ）＝Ｖｓｐ Ｔ１＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ ［数式１２］ （Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）ｅ−Ｔ２/ＲＣ）＝Ｖｓｐ Ｔ２＝ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ 出力端電圧波形Ｖ２の発振周期Ｔは‘Ｔ１＋Ｔ２’であ
るので、電圧波形Ｖ２の発振周波数ｆ＿ｏｓｃは ［数式１３］ ｆ＿ｏｓｃ＝１/（Ｔ１＋Ｔ２） ＝１/２ＲｖＣ１ｎ｛（Ｖｄｄａ＋Ｖｓｐ）/Ｖｓｐ｝ で表わされ、例えば、Ｖｓｐ＝Ｖｄｄａ/２である場合
を仮定すれば、発振周波数ｆ＿ｏｓｃは大略 ［数式１４］ｆ＿ｏｓｃ＝１/２．２ＲｖＣ になる。
【００３９】上の数式１４で分かるように、発振周波数
ｆ＿ｏｓｃの変化が抵抗値Ｒｖと静電容量Ｃの大きさに
よって左右されるので、抵抗ＲｖとキャパシタＣの工程
許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）とロ
ット（ｌｏｔ）間分布が発振周波数ｆ＿ｏｓｃの特性に
大事な要素になる。
ｆ＿ｏｓｃの変化が抵抗値Ｒｖと静電容量Ｃの大きさに
よって左右されるので、抵抗ＲｖとキャパシタＣの工程
許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）とロ
ット（ｌｏｔ）間分布が発振周波数ｆ＿ｏｓｃの特性に
大事な要素になる。
【００４０】一方、発振周波数ｆ＿ｏｓｃが温度変化に
敏感に変動しないようにするためには、抵抗とキャパシ
タの温度特性が安定していることが要求される。しか
し、一般的に、抵抗は温度に敏感な特性を示す。抵抗の
温度依存性に関する式は次のごときである。 ［数式１５］Ｒ（ｄＴ）＝Ｒ２５（１．０＋ＴＣ１＊d
Ｔ＋ＴＣ２＊ｄＴ２） ただし、Ｒ２５は摂氏２５度での面積抵抗（ｓｑｕａｒ
ｅ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）であり、ＴＣ１とＴＣ２は
温度係数であり、ｄＴは摂氏２５度と温度の差異を各々
示す。上の式で、括弧内のｄＴ２は無視しても十分に正
確な抵抗値を得ることができる。
敏感に変動しないようにするためには、抵抗とキャパシ
タの温度特性が安定していることが要求される。しか
し、一般的に、抵抗は温度に敏感な特性を示す。抵抗の
温度依存性に関する式は次のごときである。 ［数式１５］Ｒ（ｄＴ）＝Ｒ２５（１．０＋ＴＣ１＊d
Ｔ＋ＴＣ２＊ｄＴ２） ただし、Ｒ２５は摂氏２５度での面積抵抗（ｓｑｕａｒ
ｅ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）であり、ＴＣ１とＴＣ２は
温度係数であり、ｄＴは摂氏２５度と温度の差異を各々
示す。上の式で、括弧内のｄＴ２は無視しても十分に正
確な抵抗値を得ることができる。
【００４１】次の表１は０．６μＣＭＯＳ工程での各抵
抗別温度係数を示す。
抗別温度係数を示す。
【表１】 前記の表で分かるように、Ｐ＋拡散抵抗（Ｐ＋ａｃｔｉ
ｖｅ）とポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ）は温度変化に
対して互いに相反した特性を有する。
ｖｅ）とポリシリコン抵抗（Ｒｐｏｌｙ）は温度変化に
対して互いに相反した特性を有する。
【００４２】図６と図７はＰ＋拡散抵抗とポリシリコン
抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示す。Ｐ＋拡散抵抗
の抵抗値は温度変化に対して比例関係を有するが、Ｒｐ
ｏｌｙ抵抗の抵抗値は温度変化に対して反比例関係を有
することが分かる。
抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示す。Ｐ＋拡散抵抗
の抵抗値は温度変化に対して比例関係を有するが、Ｒｐ
ｏｌｙ抵抗の抵抗値は温度変化に対して反比例関係を有
することが分かる。
【００４３】互いに相反した温度特性を有する前記二つ
の抵抗アイテムを混用して単位抵抗を構成すると、相殺
効果によって温度特性が安定した抵抗を構成することが
できるという点に注目する必要がある。図３の可変抵抗
Ｒｖは種々の単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒ
ｖ４を直列で結合して構成した例を示す。そして、一つ
の単位可変抵抗は上の二つの抵抗のアイテムを直列で組
合せて構成する。
の抵抗アイテムを混用して単位抵抗を構成すると、相殺
効果によって温度特性が安定した抵抗を構成することが
できるという点に注目する必要がある。図３の可変抵抗
Ｒｖは種々の単位可変抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２，Ｒｖ３，Ｒ
ｖ４を直列で結合して構成した例を示す。そして、一つ
の単位可変抵抗は上の二つの抵抗のアイテムを直列で組
合せて構成する。
【００４４】図６と図７の二つのグラフを比べると、傾
きの絶対値が相異である。これは、単位可変抵抗を構成
することにおいて、二つの抵抗アイテムを単純に同一で
ある比率で含む場合は、温度変化に対して安定した抵抗
値を得られないということを意味する。単位可変抵抗が
温度変化に対して安定した抵抗値を有するためには、Ｐ
＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗が有する温度係数ＴＣ１
とＴＣ２を考慮して両者を適切な比率で組合せをすべき
である。そして、このような構成によって単位可変抵抗
は自己温度補償特性を有する。最適の組合せ比率を求め
ることは、当業者には比較的容易であるので、ここでは
説明を省略する。
きの絶対値が相異である。これは、単位可変抵抗を構成
することにおいて、二つの抵抗アイテムを単純に同一で
ある比率で含む場合は、温度変化に対して安定した抵抗
値を得られないということを意味する。単位可変抵抗が
温度変化に対して安定した抵抗値を有するためには、Ｐ
＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗が有する温度係数ＴＣ１
とＴＣ２を考慮して両者を適切な比率で組合せをすべき
である。そして、このような構成によって単位可変抵抗
は自己温度補償特性を有する。最適の組合せ比率を求め
ることは、当業者には比較的容易であるので、ここでは
説明を省略する。
【００４５】一方、発振信号の被供給所特性によって
は、発振周波数ｆ＿ｏｓｃの値を異なるように作る必要
がある。このような必要に応じるためには、ＲＣ発振回
路２００のキャパシタの静電容量及び/又は抵抗の抵抗
値を可変させることができなければならない。これと関
連して、本発明は図３に例示したように、抵抗値を可変
的に設定することができる可変抵抗Ｒｖとこれの抵抗値
を調整する抵抗値調整部２４０を含むＲＣ発振回路を提
案する。
は、発振周波数ｆ＿ｏｓｃの値を異なるように作る必要
がある。このような必要に応じるためには、ＲＣ発振回
路２００のキャパシタの静電容量及び/又は抵抗の抵抗
値を可変させることができなければならない。これと関
連して、本発明は図３に例示したように、抵抗値を可変
的に設定することができる可変抵抗Ｒｖとこれの抵抗値
を調整する抵抗値調整部２４０を含むＲＣ発振回路を提
案する。
【００４６】可変抵抗Ｒｖの抵抗値は、各々単位可変抵
抗に対応する両方向転送ゲート２５８，２６０，２６
２，２６４のオン又はオフ状態によって決定される。両
方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４は二つ
の方向のうちいずれの方向へも同一の伝達特性を示す素
子であり、キャパシタＣが充放電を繰り返すために、転
送ゲートも両方向型を採用する必要がある。両方向転送
ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各々のオン/
オフはデコーダ２８０の対応出力ポートのロジックレベ
ルと前記対応出力ポートに連結されたインバータの出力
値のロジックレベルによって決定される。図３に例示さ
れたように、単位可変抵抗と両方向転送ゲートの個数を
４個にした場合には、デコーダ２８０の入力データは２
ビットで構成される。この２ビット入力データは外部手
段から与えられる。この外部手段は、可変抵抗Ｒｖの抵
抗値の可変的調整を通じて発振周波数を選択する制御手
段でありうる。
抗に対応する両方向転送ゲート２５８，２６０，２６
２，２６４のオン又はオフ状態によって決定される。両
方向転送ゲート２５８，２６０，２６２，２６４は二つ
の方向のうちいずれの方向へも同一の伝達特性を示す素
子であり、キャパシタＣが充放電を繰り返すために、転
送ゲートも両方向型を採用する必要がある。両方向転送
ゲート２５８，２６０，２６２，２６４の各々のオン/
オフはデコーダ２８０の対応出力ポートのロジックレベ
ルと前記対応出力ポートに連結されたインバータの出力
値のロジックレベルによって決定される。図３に例示さ
れたように、単位可変抵抗と両方向転送ゲートの個数を
４個にした場合には、デコーダ２８０の入力データは２
ビットで構成される。この２ビット入力データは外部手
段から与えられる。この外部手段は、可変抵抗Ｒｖの抵
抗値の可変的調整を通じて発振周波数を選択する制御手
段でありうる。
【００４７】可変抵抗部を前記のように構成すれば、マ
イクロパワーＲＣ発振器４００をワン−チップ（ｏｎｅ
−ｃｈｉｐ）に具現するときに、可変抵抗Ｒｖと抵抗値
調整部２４０もそのチップ内に内蔵することができる。
イクロパワーＲＣ発振器４００をワン−チップ（ｏｎｅ
−ｃｈｉｐ）に具現するときに、可変抵抗Ｒｖと抵抗値
調整部２４０もそのチップ内に内蔵することができる。
【００４８】次の表２はデコーダ２８０の２ビット入力
データｓ０，ｓ１に対するデコーダ２８０の出力ポート
ｐ０，ｐ１，ｐ２，ｐ３のロジック状態及び各ロジック
状態に対応する可変抵抗Ｒｖの大きさを示す。
データｓ０，ｓ１に対するデコーダ２８０の出力ポート
ｐ０，ｐ１，ｐ２，ｐ３のロジック状態及び各ロジック
状態に対応する可変抵抗Ｒｖの大きさを示す。
【表２】 前記の表２で分かるように、可変抵抗Ｒｖの大きさはデ
コーダ２８０の入力値によって変更され、究極的に出力
電圧Ｖ２の発振周波数は、デコーダ２８０の入力値を利
用して可変させることができる。
コーダ２８０の入力値によって変更され、究極的に出力
電圧Ｖ２の発振周波数は、デコーダ２８０の入力値を利
用して可変させることができる。
【００４９】次に、図４を参照して出力レベル変換回路
３００の動作を説明する。図４のレベルシフト部３１０
は入力端Ｎ４を通って０〜Ｖ２のスイング幅を有するＲ
Ｃ発振回路２００の出力端に表れる発振信号Ｖ２の入力
を受けて、出力端Ｎ５を通じて入力信号の振幅よりさら
に大きなスイング幅を有する発振信号を出力する。レベ
ルシフト部３１０から得られる大きなスイング幅の発振
信号はインバータ回路機能をする出力バッファ部３２０
を経て、供給電圧Ｖｄｄのスイング幅を有する発振信号
へ変換出力される。
３００の動作を説明する。図４のレベルシフト部３１０
は入力端Ｎ４を通って０〜Ｖ２のスイング幅を有するＲ
Ｃ発振回路２００の出力端に表れる発振信号Ｖ２の入力
を受けて、出力端Ｎ５を通じて入力信号の振幅よりさら
に大きなスイング幅を有する発振信号を出力する。レベ
ルシフト部３１０から得られる大きなスイング幅の発振
信号はインバータ回路機能をする出力バッファ部３２０
を経て、供給電圧Ｖｄｄのスイング幅を有する発振信号
へ変換出力される。
【００５０】これを具体的に説明すれば、次のごときで
ある。ディスエーブルスイッチ（ＤＳ）はマイクロパワ
ーＲＣ発振器４００全体の駆動を制御するスイッチング
手段として、マイクロパワーＲＣ発振器４００を作動さ
せる間に常に“ハイ”信号として入力されるので、ＭＯ
ＳトランジスタＭＮ１０及びＭＮ１１はオンになり、Ｍ
ＯＳトランジスタＭＰ１１はオフになる。
ある。ディスエーブルスイッチ（ＤＳ）はマイクロパワ
ーＲＣ発振器４００全体の駆動を制御するスイッチング
手段として、マイクロパワーＲＣ発振器４００を作動さ
せる間に常に“ハイ”信号として入力されるので、ＭＯ
ＳトランジスタＭＮ１０及びＭＮ１１はオンになり、Ｍ
ＯＳトランジスタＭＰ１１はオフになる。
【００５１】レベルシフト部３１０のＭＯＳトランジス
タＭＮ８とＭＮ９のゲートにはＲＣ発振回路200の発振
信号ＣＬＫＡ（＝Ｖ２）とこれの反転信号ＣＬＫＢが各
々入力される。外部から提供されるディスエーブルスイ
ッチ（図示せず）の信号ＤＳが“ハイ”という前提下
に、発振信号ＣＬＫＡが“ハイ”である場合、ＭＯＳト
ランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々“オン”と“オフ”に
なる。その結果ＭＯＳトランジスタＭＰ８とＭＰ６は各
々“オン”と“オフ”になって出力ノードＮ５には殆ど
供給電圧Ｖｄｄに近い電圧、厳密にはＶｄｄ−Ｖｇｓが
表れる。これと反対で、発振信号ＣＬＫＡが“ロー”で
ある場合、ＭＯＳトランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々
“オフ”と “オン”になって出力ノードＮ５には接地
電圧が表れる。
タＭＮ８とＭＮ９のゲートにはＲＣ発振回路200の発振
信号ＣＬＫＡ（＝Ｖ２）とこれの反転信号ＣＬＫＢが各
々入力される。外部から提供されるディスエーブルスイ
ッチ（図示せず）の信号ＤＳが“ハイ”という前提下
に、発振信号ＣＬＫＡが“ハイ”である場合、ＭＯＳト
ランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々“オン”と“オフ”に
なる。その結果ＭＯＳトランジスタＭＰ８とＭＰ６は各
々“オン”と“オフ”になって出力ノードＮ５には殆ど
供給電圧Ｖｄｄに近い電圧、厳密にはＶｄｄ−Ｖｇｓが
表れる。これと反対で、発振信号ＣＬＫＡが“ロー”で
ある場合、ＭＯＳトランジスタＭＮ８とＭＮ９は各々
“オフ”と “オン”になって出力ノードＮ５には接地
電圧が表れる。
【００５２】出力ノードＮ５の電圧がＶｄｄ−Ｖｇｓに
維持される間は、ＭＯＳトランジスタＭＰ１０がオフに
なり、ＭＯＳトランジスタＭＮ１２がオンになって、出
力ノードＮ６には接地電圧が表れる。反対に出力ノード
Ｎ５に接地電圧が表れると、今度は反対にＭＯＳトラン
ジスタＭＰ１０がオンになり、ＭＯＳトランジスタＭＮ
１２がオフになって、出力ノードＮ６には完全なレベル
（ｆｕｌｌ−ｌｅｖｅｌ）の供給電圧Ｖｄｄが表れる。
維持される間は、ＭＯＳトランジスタＭＰ１０がオフに
なり、ＭＯＳトランジスタＭＮ１２がオンになって、出
力ノードＮ６には接地電圧が表れる。反対に出力ノード
Ｎ５に接地電圧が表れると、今度は反対にＭＯＳトラン
ジスタＭＰ１０がオンになり、ＭＯＳトランジスタＭＮ
１２がオフになって、出力ノードＮ６には完全なレベル
（ｆｕｌｌ−ｌｅｖｅｌ）の供給電圧Ｖｄｄが表れる。
【００５３】以上で説明したＲＣ発振回路２００は低い
電力消耗量を有するようにするものであった。ＲＣ発振
回路２００での電力消耗ＰａｖｇはＲＣ発振回路２００
に供給される電圧Ｖｄｄａと電流Ｉａｖｇの掛け算で示
すことができるので、次の式１６に示すことができる。 ［数式１６］ Ｐａｖｇ＝Ｖｄｄａ＊Ｉａｖｇ＝Ｖｄｄａ＊（Ｑ/Ｔ） ＝Ｖｄｄａ＊（ＣＶｄｄａ）/Ｔ＝Ｃ（Ｖｄｄａ）２/Ｔ ＝Ｃ（Ｖｄｄａ）２ｆ＿ｏｓｃ
電力消耗量を有するようにするものであった。ＲＣ発振
回路２００での電力消耗ＰａｖｇはＲＣ発振回路２００
に供給される電圧Ｖｄｄａと電流Ｉａｖｇの掛け算で示
すことができるので、次の式１６に示すことができる。 ［数式１６］ Ｐａｖｇ＝Ｖｄｄａ＊Ｉａｖｇ＝Ｖｄｄａ＊（Ｑ/Ｔ） ＝Ｖｄｄａ＊（ＣＶｄｄａ）/Ｔ＝Ｃ（Ｖｄｄａ）２/Ｔ ＝Ｃ（Ｖｄｄａ）２ｆ＿ｏｓｃ
【００５４】前記の式でＲＣ発振回路２００での消耗電
力は、駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルに一番大きく左右
されることが分かった。しかし、駆動電源回路１００の
バッファ増幅部１３０を電圧フォロア（ｖｏｌｔａｇｅ
ｆｏｌｌｏｗｅｒ）により構成すれば、ＲＣ発振回路
２００で必要とする駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルを増
大させなく、電流駆動能力は十分に増大させることがで
きる。これによってＲＣ発振器を低電力型に構成するこ
とができる。
力は、駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルに一番大きく左右
されることが分かった。しかし、駆動電源回路１００の
バッファ増幅部１３０を電圧フォロア（ｖｏｌｔａｇｅ
ｆｏｌｌｏｗｅｒ）により構成すれば、ＲＣ発振回路
２００で必要とする駆動電源Ｖｄｄａの電圧レベルを増
大させなく、電流駆動能力は十分に増大させることがで
きる。これによってＲＣ発振器を低電力型に構成するこ
とができる。
【００５５】さらに、図４に例示された出力レベル変換
回路３００は電力消耗量が小さいタイプである。発振信
号の被供給所で必要とするレベルに昇圧させるためにレ
ベルシフト部３１０が作り出さなければならない電圧
は、ただＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１２のゲ
ートオン/オフに必要である程度の低い電圧であるの
で、レベルシフト部３１０での電力消耗量は相当に低
い。
回路３００は電力消耗量が小さいタイプである。発振信
号の被供給所で必要とするレベルに昇圧させるためにレ
ベルシフト部３１０が作り出さなければならない電圧
は、ただＭＯＳトランジスタＭＰ１０及びＭＮ１２のゲ
ートオン/オフに必要である程度の低い電圧であるの
で、レベルシフト部３１０での電力消耗量は相当に低
い。
【００５６】発明者は、以上で説明したマイクロパワー
ＲＣ発振器４００の概念を低電圧ＬＤＩ（ＬＣＤ ｄｒ
ｉｖｅｒ ＩＣ）に応用するために２０ＫＨｚ〜４０Ｋ
Ｈｚ低電圧（１．８Ｖ〜３．６Ｖ）低電力ＲＣ発振回路
２００を設計し、その特性を測定した。回路サイズは
０．０７６ｍｍ×０．０３２ｍｍであり、適用された製
造工程は０．６５μｍ ｎ−ｗｅｌｌ ＣＭＯＳ製造工
程であった。特性測定において、主関心事項は供給電圧
Ｖｄｄに対する周波数、電流、基準電圧及びデューティ
の変化特性と温度に対する周波数、電流及び基準電圧の
変化である。実際で作ったマイクロパワーＲＣ発振器４
００において、回路の正常な供給電圧（ｎｏｒｍａｌ
ｓｕｐｐｌｙ ｖｏｌｔａｇｅ）は２．４Ｖであり、接
地端に流れる回路の総消費電流（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏ
ｎｓｕｍｐｔｉｏｎ）Ｉｄｄは６．３μＡ程度である。
ＲＣ発振器４００の概念を低電圧ＬＤＩ（ＬＣＤ ｄｒ
ｉｖｅｒ ＩＣ）に応用するために２０ＫＨｚ〜４０Ｋ
Ｈｚ低電圧（１．８Ｖ〜３．６Ｖ）低電力ＲＣ発振回路
２００を設計し、その特性を測定した。回路サイズは
０．０７６ｍｍ×０．０３２ｍｍであり、適用された製
造工程は０．６５μｍ ｎ−ｗｅｌｌ ＣＭＯＳ製造工
程であった。特性測定において、主関心事項は供給電圧
Ｖｄｄに対する周波数、電流、基準電圧及びデューティ
の変化特性と温度に対する周波数、電流及び基準電圧の
変化である。実際で作ったマイクロパワーＲＣ発振器４
００において、回路の正常な供給電圧（ｎｏｒｍａｌ
ｓｕｐｐｌｙ ｖｏｌｔａｇｅ）は２．４Ｖであり、接
地端に流れる回路の総消費電流（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏ
ｎｓｕｍｐｔｉｏｎ）Ｉｄｄは６．３μＡ程度である。
【００５７】図８乃至図１１はマイクロパワーＲＣ発振
器４００の供給電圧（ｓｕｐｐｌｙｖｏｌｔａｇｅ）Ｖ
ｄｄを１．８〜３．６Ｖの範囲で可変させたときの、マ
イクロパワーＲＣ発振器４００の発振信号の発振周波数
（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、総消費電流Ｉｄｄ、発振信号
のデューティ比、そして温度補償基準電圧部１１０で得
られる基準信号Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。図面の
グラフを通じて分かるように、測定結果によると、前記
発振信号の発振周波数と消費電流Ｉｄｄは、大略２００
Ｈｚ（３４．１５〜３４．３５Ｋｈｚ）と２７０ｎＡ
（６．２８〜６．５５μＡ）程度の偏差を示した。これ
から分かるように、発振周波数や消費電流は供給電圧Ｖ
ｄｄの変動に対して無視することができる程度の変化の
み示して、非常に安定していると評価することができ
る。さらに、供給電圧に対する出力発振信号のデューテ
ィ比と、前記基準電圧Ｖｒｅｆの変化幅は各々大略０．
３５％及び０．０１５Ｖ程度で、これから、大きな変化
なしに安定した特性を示すことが確認された。
器４００の供給電圧（ｓｕｐｐｌｙｖｏｌｔａｇｅ）Ｖ
ｄｄを１．８〜３．６Ｖの範囲で可変させたときの、マ
イクロパワーＲＣ発振器４００の発振信号の発振周波数
（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、総消費電流Ｉｄｄ、発振信号
のデューティ比、そして温度補償基準電圧部１１０で得
られる基準信号Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。図面の
グラフを通じて分かるように、測定結果によると、前記
発振信号の発振周波数と消費電流Ｉｄｄは、大略２００
Ｈｚ（３４．１５〜３４．３５Ｋｈｚ）と２７０ｎＡ
（６．２８〜６．５５μＡ）程度の偏差を示した。これ
から分かるように、発振周波数や消費電流は供給電圧Ｖ
ｄｄの変動に対して無視することができる程度の変化の
み示して、非常に安定していると評価することができ
る。さらに、供給電圧に対する出力発振信号のデューテ
ィ比と、前記基準電圧Ｖｒｅｆの変化幅は各々大略０．
３５％及び０．０１５Ｖ程度で、これから、大きな変化
なしに安定した特性を示すことが確認された。
【００５８】図１２乃至図１４は温度変化に対するマイ
クロパワーＲＣ発振器４００の発振周波数、総消費電流
Ｉｄｄ及び基準電圧Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。−
４５℃〜１００℃程度の温度変化に対する発振周波数の
偏差は大略１．４３ＫＨｚ程度であり、総消費電流Ｉｄ
ｄと基準電圧Ｖｒｅｆは各々大略４μＡと０．０２Ｖ程
度の変化を示した。温度範囲が−２５℃〜７５℃程度の
動作領域での温度変化に対して消費電流Ｉｄｄは５．１
６〜８．１３μＡ程度の偏差を示し、基準電圧Ｖｒｅｆ
の偏差は大略２１．３ｍＡ程度を示した。本発明は、抵
抗に焦点を合わせて安定した温度特性を得るための考慮
を提案したが、抵抗にのみ限定しなくて、ＲＣ発振回路
２００のキャパシタＣや両方向転送ゲート２５８，２６
０，２６２，２６４の温度特性までも安定化させること
ができる設計上の考慮をすると、特性の偏差はさらに減
らすことができる。
クロパワーＲＣ発振器４００の発振周波数、総消費電流
Ｉｄｄ及び基準電圧Ｖｒｅｆの変化特性を図示する。−
４５℃〜１００℃程度の温度変化に対する発振周波数の
偏差は大略１．４３ＫＨｚ程度であり、総消費電流Ｉｄ
ｄと基準電圧Ｖｒｅｆは各々大略４μＡと０．０２Ｖ程
度の変化を示した。温度範囲が−２５℃〜７５℃程度の
動作領域での温度変化に対して消費電流Ｉｄｄは５．１
６〜８．１３μＡ程度の偏差を示し、基準電圧Ｖｒｅｆ
の偏差は大略２１．３ｍＡ程度を示した。本発明は、抵
抗に焦点を合わせて安定した温度特性を得るための考慮
を提案したが、抵抗にのみ限定しなくて、ＲＣ発振回路
２００のキャパシタＣや両方向転送ゲート２５８，２６
０，２６２，２６４の温度特性までも安定化させること
ができる設計上の考慮をすると、特性の偏差はさらに減
らすことができる。
【００５９】図１５はデコーダ２８０の入力データに対
する発振信号の発振周波数の変動特性を示す。デコーダ
２８０の入力データを３ビットにして（図３では便宜上
２ビットである場合を例示的に説明した）その値を１か
ら８まで可変させた場合、可変抵抗Ｒｖの抵抗値が変化
しながら発振周波数の大きさが可変されるが、この時、
発振周波数の変化幅は９ＫＨｚ程度になった。
する発振信号の発振周波数の変動特性を示す。デコーダ
２８０の入力データを３ビットにして（図３では便宜上
２ビットである場合を例示的に説明した）その値を１か
ら８まで可変させた場合、可変抵抗Ｒｖの抵抗値が変化
しながら発振周波数の大きさが可変されるが、この時、
発振周波数の変化幅は９ＫＨｚ程度になった。
【００６０】一方、図２に図示された温度補償基準電圧
部１１０の出力部（ｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅ）１１４の
トランジスタは温度に対する電圧変動特性と製造工程上
の要件を充足させると、ＭＯＳトランジスタでなくても
よい。即ち、出力部のトランジスタが温度変化に対して
反比例的な電圧降下特性即ち、ＣＴＡＴ特性を有するこ
と、そしてＰＴＡＴ電流源１１２を構成するＭＯＳトラ
ンジスタと共に製造することができれば、バイポーラト
ランジスタを利用することもできる。例えば、図１６と
図１７は出力部のトランジスタとしてＭＯＳトランジス
タの代わりにバイポーラトランジスタを採用した場合の
温度補償基準電圧部１１０−１，１１０−２の回路構成
例を各々図示する。
部１１０の出力部（ｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅ）１１４の
トランジスタは温度に対する電圧変動特性と製造工程上
の要件を充足させると、ＭＯＳトランジスタでなくても
よい。即ち、出力部のトランジスタが温度変化に対して
反比例的な電圧降下特性即ち、ＣＴＡＴ特性を有するこ
と、そしてＰＴＡＴ電流源１１２を構成するＭＯＳトラ
ンジスタと共に製造することができれば、バイポーラト
ランジスタを利用することもできる。例えば、図１６と
図１７は出力部のトランジスタとしてＭＯＳトランジス
タの代わりにバイポーラトランジスタを採用した場合の
温度補償基準電圧部１１０−１，１１０−２の回路構成
例を各々図示する。
【００６１】図１６の出力部１１４−１のトランジスタ
はＣＭＯＳ工程によって製造される基板バイポーラトラ
ンジスタ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒ
ａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１であり、図１７の出力部１１４
−２のトランジスタはＢｉＣＭＯＳ工程によって製造さ
れるバイポーラトランジスタＱ２である。基板バイポー
ラトランジスタは構造的にエミッタがＰ型基板に連結さ
れたバイポーラトランジスタとして、ＣＭＯＳ工程で製
造可能であるバイポーラトランジスタである。図１６と
図１７は各々ＳＰＮＰ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ ＰＮＰ）
型バイポーラトランジスタＱ１とＮＰＮ型バイポーラト
ランジスタＱ２を採用した場合を例示しており、バイポ
ーラトランジスタＱ１，Ｑ２の各々はコレクタとベース
が短絡されてダイオードとして作用する。
はＣＭＯＳ工程によって製造される基板バイポーラトラ
ンジスタ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒ
ａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｑ１であり、図１７の出力部１１４
−２のトランジスタはＢｉＣＭＯＳ工程によって製造さ
れるバイポーラトランジスタＱ２である。基板バイポー
ラトランジスタは構造的にエミッタがＰ型基板に連結さ
れたバイポーラトランジスタとして、ＣＭＯＳ工程で製
造可能であるバイポーラトランジスタである。図１６と
図１７は各々ＳＰＮＰ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ ＰＮＰ）
型バイポーラトランジスタＱ１とＮＰＮ型バイポーラト
ランジスタＱ２を採用した場合を例示しており、バイポ
ーラトランジスタＱ１，Ｑ２の各々はコレクタとベース
が短絡されてダイオードとして作用する。
【００６２】図１６又は図１７で、出力端Ｎ３での基準
電圧Ｖｒｅｆは次のように書ける。知られたように、バ
イポーラトランジスタは温度変化に対するベース−エミ
ッタ電圧ＶＢＥの変化特性が−２．０ｍＶ/℃として、
基本的にＣＴＡＴ特性を有する。従って、次の式でＩＲ
４はＰＴＡＴ特性を示し、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はＣＴ
ＡＴ特性を示す。 ［数式１７］ Ｖｒｅｆ＝ＩＲ４＋ＶＢＥ１ 又は ＝ＩＲ４＋ＶＢＥ２ ここで、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はバイポーラトランジス
タＱ１又はＱ２のベース−エミッタ電圧である。
電圧Ｖｒｅｆは次のように書ける。知られたように、バ
イポーラトランジスタは温度変化に対するベース−エミ
ッタ電圧ＶＢＥの変化特性が−２．０ｍＶ/℃として、
基本的にＣＴＡＴ特性を有する。従って、次の式でＩＲ
４はＰＴＡＴ特性を示し、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はＣＴ
ＡＴ特性を示す。 ［数式１７］ Ｖｒｅｆ＝ＩＲ４＋ＶＢＥ１ 又は ＝ＩＲ４＋ＶＢＥ２ ここで、ＶＢＥ１又はＶＢＥ２はバイポーラトランジス
タＱ１又はＱ２のベース−エミッタ電圧である。
【００６３】以上、本発明を、実施形態によって詳細に
説明したが、本発明はこれに限定されず、本発明が属す
る技術分野において通常の知識を有するものであれば本
発明の思想と精神を離れることなく、本発明を修正また
は変更できる。例えば、図２や図４の回路を構成するＭ
ＯＳトランジスタの種類を変更させて、たとえば、Ｎ型
をＰ型にもしくは反対にＰ型をＮ型に変更させて、新し
い回路を構成することもでき、かつ、図１６、図１７で
バイポーラトランジスタＱ１又はＱ２をＰＮＰ型バイポ
ーラトランジスタへ変更することもできる。このような
変形の例は本発明の特許請求の範囲の等価的な意味や範
囲に属する変形例である。
説明したが、本発明はこれに限定されず、本発明が属す
る技術分野において通常の知識を有するものであれば本
発明の思想と精神を離れることなく、本発明を修正また
は変更できる。例えば、図２や図４の回路を構成するＭ
ＯＳトランジスタの種類を変更させて、たとえば、Ｎ型
をＰ型にもしくは反対にＰ型をＮ型に変更させて、新し
い回路を構成することもでき、かつ、図１６、図１７で
バイポーラトランジスタＱ１又はＱ２をＰＮＰ型バイポ
ーラトランジスタへ変更することもできる。このような
変形の例は本発明の特許請求の範囲の等価的な意味や範
囲に属する変形例である。
【００６４】
【発明の効果】ＲＣ発振器回路において、大事な問題は
電力供給量の削減、温度に対する独立的な回路構成そし
て、抵抗とキャパシタの工程許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ
ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）の最小化問題などである。回路
の実際の具現と特性の測定を通じて確認することができ
るように、本発明によるマイクロパワーＲＣ発振器はま
ず、温度変化に対して安定した周波数特性を有するの
で、温度変化に大きな影響を受けなく、正確な発振信号
を作り出すことができる。さらに、ＲＣ発振回路に供給
する駆動電圧のレベルを低くして、出力レベル変換回路
でも低電圧を利用することで、発振器を低電力型に構成
することができて、携帯用電子装置のクロック信号源と
しての応用性がよくなる。
電力供給量の削減、温度に対する独立的な回路構成そし
て、抵抗とキャパシタの工程許容誤差（ｐｒｏｃｅｓｓ
ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）の最小化問題などである。回路
の実際の具現と特性の測定を通じて確認することができ
るように、本発明によるマイクロパワーＲＣ発振器はま
ず、温度変化に対して安定した周波数特性を有するの
で、温度変化に大きな影響を受けなく、正確な発振信号
を作り出すことができる。さらに、ＲＣ発振回路に供給
する駆動電圧のレベルを低くして、出力レベル変換回路
でも低電圧を利用することで、発振器を低電力型に構成
することができて、携帯用電子装置のクロック信号源と
しての応用性がよくなる。
【図１】本発明の望ましい実施形態によるマイクロパワ
ーＲＣ発振器の構成を示す図である。
ーＲＣ発振器の構成を示す図である。
【図２】図１に示された温度補償基準電圧部の第１具体
例による回路構成を示す図である。
例による回路構成を示す図である。
【図３】図１に示された可変抵抗部の望ましい回路構成
を含むＲＣ発振回路の構成を示す図である。
を含むＲＣ発振回路の構成を示す図である。
【図４】図１に示された出力レベル変換回路の望ましい
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図５】（ａ），（ｂ），（ｃ）は各々図３のＶ１，Ｖ
２，Ｖ３ノードの電圧波形図である。
２，Ｖ３ノードの電圧波形図である。
【図６】Ｐ＋拡散抵抗の温度変化に対する抵抗特性を示
す図である。
す図である。
【図７】ポリシリコン抵抗の温度変化に対する抵抗特性
を示す図である。
を示す図である。
【図８】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを
可変させたときの、該発振器の発振周波数の変化特性を
示す図である。
可変させたときの、該発振器の発振周波数の変化特性を
示す図である。
【図９】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄを
可変させたときの、該発振器の総消費電流の変化特性を
示す図である。
可変させたときの、該発振器の総消費電流の変化特性を
示す図である。
【図１０】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄ
を可変させたときの、該発振器の発振信号のデューティ
比の変化特性を示す図である。
を可変させたときの、該発振器の発振信号のデューティ
比の変化特性を示す図である。
【図１１】マイクロパワーＲＣ発振器の供給電圧Ｖｄｄ
を可変させたときの、温度補償基準電圧部で得られる基
準電圧の変化特性を示す図である。
を可変させたときの、温度補償基準電圧部で得られる基
準電圧の変化特性を示す図である。
【図１２】温度変化に対するマイクロパワーＲＣ発振器
の発振周波数の変化特性を示す図である。
の発振周波数の変化特性を示す図である。
【図１３】温度変化に対するマイクロパワーＲＣ発振器
の総消費電流の変化特性を示す図である。
の総消費電流の変化特性を示す図である。
【図１４】温度変化に対する温度補償基準電圧部で得ら
れる基準電圧の変化特性を示す図である。
れる基準電圧の変化特性を示す図である。
【図１５】デコーダの入力データに対する発振信号の発
振周波数の変動特性を示す図である。
振周波数の変動特性を示す図である。
【図１６】図１に示された温度補償基準電圧部の第２具
体例による回路構成を示す図である。
体例による回路構成を示す図である。
【図１７】図１に示された温度補償基準電圧部の第３具
体例による回路構成を示す図である。
体例による回路構成を示す図である。
１００ 駆動電源回路 １１０ 温度補償基準電圧部 １１２ ＰＴＡＴ電流源 １１４ 出力部 １２０ 電圧増幅部 １３０ バッファ増幅部 ２００ ＲＣ発振回路 ２１０，２２０，２３０ インバータ ２４０ 抵抗値調整部 Ｒｖ，Ｒｖ１〜Ｒｖ４ 可変抵抗 ２５０ａ，２５２ａ，２５４ａ，２５６ａ Ｐ＋拡
散抵抗 ２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂ ポリシ
リコン抵抗 Ｃ キャパシタ ２５８，２６０，２６２，２６４ 両方向転送ゲー
ト ２８０ デコーダ ３００ 出力レベル変換回路 ３１０ レベルシフト部 ３２０ 出力バッファ部 ４００ マイクロパワーＲＣ発振器
散抵抗 ２５０ｂ，２５２ｂ，２５４ｂ，２５６ｂ ポリシ
リコン抵抗 Ｃ キャパシタ ２５８，２６０，２６２，２６４ 両方向転送ゲー
ト ２８０ デコーダ ３００ 出力レベル変換回路 ３１０ レベルシフト部 ３２０ 出力バッファ部 ４００ マイクロパワーＲＣ発振器
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H420 NB02 NB22 NB25 NE23 5J056 AA00 AA11 BB28 CC21 DD13 DD28 DD55 EE11 EE13 FF07 FF08 5J081 AA08 BB01 BB02 CC06 CC17 CC44 DD04 EE03 EE04 FF18 FF23 KK02 KK12 KK23
Claims (24)
- 【請求項１】 温度変化に対して互いに相反した特性を
有する電流源と負荷を利用して温度変化に対して安定し
た電圧レベルの基準信号を得て、この基準信号の電流フ
ァンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させて駆動電
源を生成する駆動電源回路手段と、 各々が前記駆動電源回路手段から前記駆動電源の供給を
受けて駆動される直列連結された多数個のインバータ回
路と、出力端に連結された最先頭インバータの出力端と
最後方インバータの入力端との間に挿入されて閉ループ
を形成する可変抵抗および、最後方インバータの入力端
と前記可変抵抗の接続ノードと前記最先頭インバータの
入力端との間に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路
とを含んで、前記可変抵抗は外部から供給される抵抗値
データに応じてその大きさが可変的に設定され、温度変
化に対して互いに相反した特性を有する抵抗要素を所定
の比率で組合せて構成され、前記出力端には前記ＲＣ回
路の時定数によって定まる周波数により発振する発振信
号が表れるＲＣ発振回路手段とを具備することを特徴と
するマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項２】 前記ＲＣ発振回路手段から出力される発
振信号の電圧レベルを所定のレベルにシフティングして
出力する出力レベル変換手段をさらに具備することを特
徴とする請求項１に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項３】 前記可変抵抗は、温度変化に対して相反
した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗
を所定の比率で結合して温度補償特性を有するように構
成されたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載
のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項４】 前記可変抵抗は、 多数個の単位抵抗と、 外部から供給される抵抗値設定データに依拠して前記多
数個の単位抵抗のうちで発振周波数の決定に寄与する有
効抵抗を選択するための抵抗値調整部とを具備し、 前記多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反
した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗
が直列に結合して自己温度補償特性を有することを特徴
とする請求項１又は請求項２に記載のマイクロパワーＲ
Ｃ発振器。 - 【請求項５】 前記多数個の単位抵抗は互いに直列に連
結され、 前記抵抗値調整部は、 前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出
力ポートに出力するデコーダと、 このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各
出力ポートの出力値をインバーティングするための多数
個のインバータと、 前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の
両方向転送ゲートとを含み、 前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続さ
れ、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続さ
れ、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デ
コーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記
対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に
連結されることを特徴とする請求項４に記載のマイクロ
パワーＲＣ発振器。 - 【請求項６】 前記出力レベル変換手段は、 前記ＲＣ発振回路手段から供給される前記発振信号を、
その振幅より大きな振幅を有する昇圧された発振信号に
変換して出力するレベルシフト回路と、 前記昇圧された発振信号の入力に応じて出力発振信号の
振幅を供給電圧のレベルに合わせて出力する出力バッフ
ァ回路とを具備することを特徴とする請求項２に記載の
マイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項７】 前記駆動電源回路手段は、 第３抵抗（Ｒ４）及びこの第３抵抗（Ｒ４）に直列連結
され、温度変化に対して反比例的な電圧降下特性を示す
第３トランジスタで具現されたダイオードを含む出力部
と、この出力部に連結されて温度変化に正比例する特性
の電流を前記出力部に供給するＰＴＡＴ電流源を具備
し、前記基準信号は、前記出力部の両端にかかる電圧に
なるように構成された温度補償基準電圧部と、 この温度補償基準電圧部が生成した前記基準信号のファ
ンアウト（ｆａｎ−ｏｕｔ）能力を増大させるためのバ
ッファ増幅部とを含むことを特徴とする請求項１に記載
のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項８】 前記第３トランジスタは、弱反転領域で
ソース−ゲート電圧が温度変化に反比例する特性を示す
ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ７）であることを特徴とする
請求項７に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項９】 前記第３トランジスタはＢｉＣＭＯＳ工
程によって製造されるＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
であることを特徴とする請求項７に記載のマイクロパワ
ーＲＣ発振器。 - 【請求項１０】 前記第３トランジスタはＣＭＯＳ工程
によって製造されるＳＮＰＮ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ Ｎ
ＰＮ）型バイポーラトランジスタであることを特徴とす
る請求項７に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項１１】 前記温度補償基準電圧部と前記バッフ
ァ増幅部との間に挿入されて、前記温度補償基準電圧部
が生成した前記基準信号の電圧レベルを増幅させて、前
記バッファ増幅部に供給する電圧増幅部をさらに具備す
ることを特徴とする請求項７に記載のマイクロパワーＲ
Ｃ発振器。 - 【請求項１２】 前記ＰＴＡＴ電流源は、 第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と第１抵抗（Ｒ５）
が直列連結された第１ブランチ、第２抵抗（Ｒ３）と第
２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）が直列連結された第２
ブランチ、そして前記第１抵抗（Ｒ５）及び前記第２抵
抗（Ｒ３）にブランチ電流（Ｉ）を供給するミラー電流
源を含み、前記ブランチ電流（Ｉ）が下の式 Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ
１ｎＫ で決定されるように、前記第２抵抗（Ｒ３）の両端は前
記第１ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１）と前記第２ＭＯＳ
トランジスタ（ＭＮ４）のゲートに各々連結される構成
の第１回路と、 この第１回路のブランチ電流をミラーリングして前記負
荷に供給する第２回路とを含み、 前記式で、ｎは理想係数（ｉｄｅａｌｉｔｙ ｆａｃｔ
ｏｒ）であり、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は各々弱反転領域で
表れる前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，
ＭＮ４）のゲート−ソース電圧であり、ＶＴは前記第１
及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，ＭＮ４）のスレ
ッショルド電圧であり、Ｒ５及びＲ３は前記第１及び第
２抵抗の抵抗値を示し、Ｋは前記第１ＭＯＳトランジス
タ（ＭＮ１）と前記第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ４）
との間のソース−ドレインチャネル幅（Ｗ）の大きさの
比を示すことを特徴とする請求項７に記載のマイクロパ
ワーＲＣ発振器。 - 【請求項１３】 出力端子と接地との間に直列結合され
た出力端抵抗と出力端トランジスタで具現されたダイオ
ードとを含み、前記出力端トランジスタは、温度変化に
対して反比例的な電圧降下特性を有する出力部および、
この出力部に連結されて温度変化に正比例する電流特性
を有するＰＴＡＴ電流源を具備し、前記出力端子の温度
変化に対して安定的な電圧レベルの基準信号が表れる温
度補償基準電圧手段と、 この温度補償基準電圧手段が生成した前記基準信号の電
圧レベルを増幅して出力するための電圧増幅手段と、 この電圧増幅手段によって増幅された基準信号を電圧フ
ォロア方式にバッファリングしてファンアウト（ｆａｎ
−ｏｕｔ）能力が増大した駆動電源を出力するためのバ
ッファ増幅手段と、 このバッファ増幅手段から各々前記駆動電源の供給を受
けて駆動される直列連結された多数個のインバータと、
出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方
インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成
し、外部から供給される抵抗値設定データによってその
抵抗値が可変される可変抵抗部および、前記最先頭イン
バータの入力端と前記最後方インバータの入力端との間
に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを含んで、
前記出力端に前記ＲＣ回路の時定数によって定まる発振
周波数の発振信号を生成するＲＣ発振回路手段と、 前記発振信号を所定のレベルに昇圧させて出力するレベ
ルシフト回路とを具備することを特徴とするマイクロパ
ワーＲＣ発振器。 - 【請求項１４】 前記出力端トランジスタは、弱反転領
域でソース−ゲート電圧が温度変化に反比例する特性を
示すＭＯＳトランジスタ（ＭＮ７）であることを特徴と
する請求項１３に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項１５】 前記出力端トランジスタは、ＢｉＣＭ
ＯＳ工程によって製造されるＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタであることを特徴とする請求項１３に記載のマイ
クロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項１６】 前記出力端トランジスタはＣＭＯＳ工
程によって製造されるＳＮＰＮ（ｓｕｂｓｔｒａｔｅ
ＮＰＮ）型バイポーラトランジスタであることを特徴と
する請求項１３に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項１７】 ＲＣ発振回路手段内の前記可変抵抗部
は、 多数個の単位抵抗と、 前記抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗
のうちで前記発振周波数の決定に有効に寄与する有効抵
抗を選択するための抵抗値調整部とを具備し、 前記多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反
した抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗
を所定の比率で含んで安定的な温度特性を示すように構
成されたことを特徴とする請求項１３に記載のマイクロ
パワーＲＣ発振器。 - 【請求項１８】 前記多数個の単位抵抗は互いに直列に
連結され、 前記抵抗値調整部は、 前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出
力ポートに出力するデコーダと、 このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各
出力ポートの出力値をインバーティングするための多数
個のインバータと、 前記単位抵抗に各々対応する抵抗選択部としての多数の
両方向転送ゲートとを含み、 前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続さ
れ、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続さ
れ、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デ
コーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記
対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に
連結されることを特徴とする請求項１７に記載のマイク
ロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項１９】 前記ＰＴＡＴ電流源は、第１ＭＯＳト
ランジスタ（ＭＮ１）と第１抵抗（Ｒ５）が直列連結さ
れた第１ブランチ、第２抵抗（Ｒ３）と第２ＭＯＳトラ
ンジスタ（ＭＮ４）が直列連結された第２ブランチ、そ
して前記第１及び第２抵抗（Ｒ５，Ｒ３）にブランチ電
流（Ｉ）を供給する電流ミラー部を含み、前記ブランチ
電流（Ｉ）が下の式 Ｉ＝（Ｖｇｓ２−Ｖｇｓ３）/（Ｒ５＋Ｒ３）＝ｎＶＴ
１ｎＫ で決定されるように、前記第２抵抗（Ｒ３）の両端は前
記第１及び第２ＭＯＳトランジスタ（ＭＮ１，ＭＮ４）
のゲートに各々連結される構成の第１回路と、 この第１回路のブランチ電流をミラーリングして前記出
力部に供給する第２回路とを含み、 前記式で、ｎは理想係数であり、Ｖｇｓ３とＶｇｓ２は
各々弱反転領域で表れる前記第１及び第２ＭＯＳトラン
ジスタのゲート−ソース電圧であり、Ｒ５及びＲ３は前
記第１及び第２抵抗の抵抗値を示し、ＶＴは前記第１及
び第２ＭＯＳトランジスタのスレッショルド電圧であ
り、Ｋは前記第２ＭＯＳトランジスタのソース−ドレイ
ンのチャネル幅に対する前記第１ＭＯＳトランジスタの
ソース−ドレインのチャネル幅の大きさの比を示すこと
を特徴とする請求項１３に記載のマイクロパワーＲＣ発
振器。 - 【請求項２０】 前記昇圧された発振信号の入力に応じ
て出力信号のレベルが供給電圧に合うようにバッファリ
ングして出力する出力バッファ回路をさらに具備するこ
とを特徴とする請求項１３に記載のマイクロパワーＲＣ
発振器。 - 【請求項２１】 前記レベルシフト回路と前記出力バッ
ファ回路は、外部から供給されるディスエーブル（ｄｉ
ｓａｂｌｅ）信号によって作動が中断される構成を有す
ることを特徴とする請求項２０に記載のマイクロパワー
ＲＣ発振器。 - 【請求項２２】 各々が駆動電源を独立的に供給されて
駆動される直列連結された多数個のインバータ回路と、 出力端に連結された最先頭インバータの出力端と最後方
インバータの入力端との間に挿入されて閉ループを形成
し、外部から供給される抵抗値設定データによってその
抵抗値が可変される可変抵抗部および、前記最先頭イン
バータの入力端と前記最後方インバータの入力端との間
に挿入されるキャパシタを有するＲＣ回路とを具備し、 前記可変抵抗部は、 多数個の単位抵抗と、 前記抵抗値設定データに依拠して前記多数個の単位抵抗
のうちで発振周波数の決定に寄与する有効抵抗を選択す
るための抵抗値調整部とを具備し、 多数個の単位抵抗の各々は、温度変化に対して相反した
抵抗特性を有するＰ＋拡散抵抗とポリシリコン抵抗を所
定の比率で含み、 前記ＲＣ回路の時定数によって定まる発振周波数を有す
る発振信号を前記出力端に生成することを特徴とするマ
イクロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項２３】 前記抵抗値調整部は、 前記抵抗値設定データをデコーディングして多数個の出
力ポートに出力するデコーダと、 このデコーダの各出力ポートに各々連結されて、前記各
出力ポートの出力値をインバーティングするための多数
個のインバータと、及び前記単位抵抗に各々対応する抵
抗選択部としての多数の両方向転送ゲートとを含み、 前記両方向転送ゲートの各々の一端は互いに共通接続さ
れ、他端は前記多数個の単位抵抗の一端に各々接続さ
れ、前記両方向転送ゲートの各々の第１制御端は前記デ
コーダの対応出力ポートに連結され、第２制御端は前記
対応出力ポートに連結された前記インバータの出力端に
連結されることを特徴とする請求項２２に記載のマイク
ロパワーＲＣ発振器。 - 【請求項２４】 前記可変抵抗部と前記デコーダを単一
チップに内蔵して構成することを特徴とする請求項２２
に記載のマイクロパワーＲＣ発振器。
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