JP2001332908A - 非可逆回路素子および通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コストアップを招くことなく、小型で且つ所
定の周波数帯域で大きな減衰量が得られるようにした非
可逆回路素子、および、それを用いた通信装置を得る。 【解決手段】 直流磁界が印加されるフェライト５４に
中心導体５１，５２，５３を互いに交差させて配置し、
中心導体５１のポート部Ｐ１に接続されている整合用コ
ンデンサＣ１の自己共振周波数が低くなるようにコンデ
ンサを設計し、通過帯域の中心周波数の４倍以下にす
る。４倍以下にすることで、整合用コンデンサがトラッ
プフィルタと同様に機能し、主なスプリアス成分である
２倍波、３倍波を、部品点数を増加させずに効率よく減
衰させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、マイクロ波帯な
どの高周波帯域で使用される、例えばアイソレータやサ
ーキュレータなどの非可逆回路素子、および、この非可
逆回路素子を用いた通信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、集中定数型のアイソレータやサー
キュレータなどの非可逆回路素子は、信号の伝送方向に
対する減衰量が極めて小さく、逆方向への減衰量が極め
て大きいという特性を利用して、発振器や増幅器の安定
動作および保護のため通信装置などに多く用いられてい
る。

【０００３】従来のアイソレータの分解斜視図を図１９
に、その内部構造を図２０にそれぞれ示す。また、等価
回路を図２１に示す。図１９および図２０に示すよう
に、集中定数型のアイソレータは、上ヨーク２と下ヨー
ク８とで構成される磁気閉回路内に、中心導体５１，５
２，５３およびフェライト５４からなる磁性組立体５、
永久磁石３および樹脂枠７をそれぞれ配設したものであ
る。中心導体５１，５２のポート部Ｐ１，Ｐ２は、樹脂
枠７に形成された入出力端子７１，７２および整合用コ
ンデンサＣ１，Ｃ２に接続され、中心導体５３のポート
部Ｐ３は整合用コンデンサＣ３および終端抵抗Ｒに接続
され、各コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３および終端抵抗Ｒ
の一端はアース７３に接続されている。

【０００４】図２１に示す等価回路ではフェライトを円
板形状に表し、直流磁界をＨとして表し、中心導体５
１，５２，５３を等価的なインダクタＬとして表してい
る。このような回路構成により、順方向特性が帯域通過
フィルタの特性を持ち、通過帯域より離れた周波数帯域
では、順方向であっても信号が若干減衰されるという特
徴を備えている。

【０００５】ところで、一般の通信装置において、回路
中に使用されている増幅器は必ずある程度の歪みを発生
させ、これが基本波の２倍波や３倍波などのスプリアス
を生じさせ不要輻射の原因となっている。通信装置の不
要輻射は、電力増幅器の異常動作や混信の原因となるた
め、予め基準や規格が設けられていて、ある一定のレベ
ル以下にする必要がある。不要輻射を防ぐためには、直
線性の良い増幅器を用いることが有効であるが、それら
は高価であり、代わりにフィルタなどを備えて不要な周
波数成分を減衰させる方法が一般的である。しかし、そ
のようなフィルタを使用するにもコストがかかりまたサ
イズが大型化するうえ、フィルタによる損失も発生す
る。

【０００６】そこで、アイソレータやサーキュレータが
有する帯域通過フィルタの特性を利用してスプリアス成
分を抑制することが考えられるが、図１９〜２１に示し
た従来の基本的な構造を備えただけの非可逆回路素子で
は、不要な周波数帯域で十分な減衰特性を得ることはで
きなかった。

【０００７】これを解決し、主に基本波の２倍波または
３倍波などのスプリアスの周波数帯域で大きな減衰量を
得られるようにした非可逆回路素子が特開平１０−９３
３０８号に示されている。この非可逆回路素子の一例で
あるアイソレータを図２２、図２３および図２４に示
す。図２２は、このアイソレータの分解斜視図、図２３
は内部構造、図２４は等価回路である。

【０００８】このアイソレータが、図１９〜図２１に示
した先のアイソレータと異なる点は、帯域通過フィルタ
用のインダクタＬｆを設けている点である。このインダ
クタＬｆは中心導体５１のポート部Ｐ１と整合用コンデ
ンサＣ１と入出力端子７１との間に接続されている。イ
ンイダクタとしては小型化に適したソレノイド型コイル
が用いられ、１ＧＨｚ帯のアイソレータの場合、約２４
ｎＨのインダクタンスものものが用いられる。具体的に
はφ０．１ｍｍの銅線を外径φ０．８ｍｍで９ターンし
たものが用いられる。

【０００９】このように構成されたアイソレータの入出
力端子７１に対して直列にキャパシタＣｆを接続するこ
とにより、図２４の等価回路に示すように、このキャパ
シタＣｆとインダクタＬｆとで帯域通過フィルタが構成
され、通過帯域から離れた周波数帯の信号を減衰させる
ことができる。

【００１０】図２５は、図１９〜図２１に示したのアイ
ソレータ（従来例１）と図２２〜図２４に示したアイソ
レータ（従来例２）の周波数特性を示す図である。この
図は、１ＧＭＨｚ帯のアイソレータの例を示している
が、従来例２は従来例１に比べて２倍波（２ＧＨｚ）の
減衰量が２０．２ｄＢから３３．３ｄＢに改善され、３
倍波（３ＧＨｚ）の減衰量が２８．２ｄＢから４６．４
ｄＢに改善されている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このように、ソレノイ
ドコイルを非可逆回路素子内に設けて不要な周波数帯域
を減衰させるフィルタを構成することにより、単体のフ
ィルタを外部に設ける場合に比べて回路全体としての小
型化を図ることができる。

【００１２】しかしながら、最近の移動体通信機器にお
ける更なる小型化の要請に伴って、このようなフィルタ
用のインダクタを備えた非可逆回路素子自体も小型化が
迫られている。そのため、上記のフィルタ用のインダク
タも小型化する必要がある。ところが、ソレノイド状に
形成したインダクタを小型化した場合、そのインダクタ
ンスが小さくなり、基本波の２倍波や３倍波での減衰量
が小さくなってしまう。また、インダクタンスを減少さ
せることなく、ソレノイド状インダクタを小型化するた
めに、磁性体内にソレノイドを形成するといった構造も
一応は考えられるが、このような構造では、新たに磁性
体部材が必要となり、その製造も容易ではなく、コスト
アップにつながるという問題があった。

【００１３】この発明の目的は、小型化・低価格化を実
現しつつ所定の周波数帯域で大きな減衰量が得られるよ
うにした非可逆回路素子、および、この非可逆回路素子
を用いた通信装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
磁界が印加される磁性体と、該磁性体上で互いに交差し
一端が接地された複数の中心導体と、各中心導体の非接
地端に接続された複数の整合用コンデンサと、を有する
非可逆回路素子において、前記複数の整合用コンデンサ
のうち少なくとも１つの整合用コンデンサを、この非可
逆回路素子の通過帯域の中心周波数の４倍以下の自己共
振周波数を有するものとする。

【００１５】非可逆回路素子では、インダクタンス成分
を有する中心導体と整合用コンデンサとで並列共振回路
を構成し、通過帯域の中心周波数と整合をとっている。
これによって通過帯域の中心周波数付近の減衰量を殆ど
なくすることができる。しかし、このままではこれより
も高い周波数のスプリアス成分を減衰させるフィルタ機
能を期待することはできない。そこで、この発明では、
整合用コンデンサの形状等を適当に設計することによ
り、自己共振周波数を通過帯域の中心周波数の４倍以下
にする。スプリアス成分の主なものは、基本波（通過帯
域の中心周波数）の２倍波や３倍波であるため、通過帯
域の中心周波数の４倍以下の自己共振周波数を有する整
合用コンデンサは、これらスプリアス成分に対してトラ
ップフィルタとして機能し、スプリアス成分の減衰作用
を有する。これにより、部品点数を増加させることなく
スプリアス成分を減衰させることができる。

【００１６】コンデンサの形状は、たとえば誘電体基板
の両面に電極を形成した単板コンデンサや、誘電体基板
の両面および内面に電極を形成した積層コンデンサなど
を用いることができ、さらに、請求項５の発明では、前
記整合用コンデンサを、基板にミアンダライン状の電極
を形成したチップコンデンサとした。これにより、コン
デンサが有するインダクタンス成分を大きくすることが
でき、小型且つ自己共振周波数の低いコンデンサを実現
する。

【００１７】請求項２の発明は、２つ以上の整合用コン
デンサを、前記通過帯域の中心周波数の４倍以下の自己
共振周波数を有するものとする。請求項３の発明は、前
記整合用コンデンサのうち少なくとも１つの整合用コン
デンサを、前記通過帯域の中心周波数の略２倍の自己共
振周波数を有するものとする。請求項４の発明は、前記
整合用コンデンサのうち少なくとも１つの整合用コンデ
ンサを、前記通過帯域の中心周波数の略３倍の自己共振
周波数を有するものとする。

【００１８】２つ以上の整合用コンデンサの自己共振周
波数を通過帯域の４倍以下で略同じ周波数にすれば、そ
の共振周波数近傍のスプリアス成分をより大きく減衰さ
せる。また、２つ以上の整合用コンデンサの自己共振周
波数を通過帯域の４倍以下で異なる周波数にすれば、よ
り幅広い帯域のスプリアス成分を減衰させる。通信機器
で問題となる不要輻射の主たる原因となるものは、上記
のように基本波の２倍，３倍の周波数を有するスプリア
ス成分である。そこで、この整合用コンデンサを、基本
波の２倍または３倍の自己共振周波数を有するものとす
ることにより、基本波の２倍，３倍のスプリアス成分を
効率よく減衰させる。なお、この発明において、略２倍
は、１．５倍〜２．５倍程度の範囲をいい、略３倍は、
２．５倍〜３．５倍程度の範囲をいうものとする。

【００１９】なお、上記請求項２および請求項３の発明
を組み合わせることにより、２つ以上の整合用コンデン
サを、前記通過帯域の中心周波数の４倍以下の自己共振
周波数を有するものとし、そのうち少なくとも１つの整
合用コンデンサを、前記通過帯域の中心周波数の略２倍
の自己共振周波数を有するものとした請求項１に記載の
非可逆回路素子が構成される。

【００２０】また、上記請求項２、請求項３および請求
項４の発明を組み合わせることにより、少なくとも１つ
の整合用コンデンサを、前記通過帯域の中心周波数の略
２倍の自己共振周波数を有するものとし、少なくとも他
の１つの整合用コンデンサを、前記通過帯域の中心周波
数の略３倍の自己共振周波数を有するものとした請求項
１に記載の非可逆回路素子が構成される。請求項６の発
明は、前記通過帯域の中心周波数の４倍以下の自己共振
周波数を有する整合用コンデンサに対して直列にインダ
クタを接続することにより、前記通過帯域の中心周波数
以上の共振周波数を直列共振回路を形成する。このよう
に、整合用コンデンサに対して直列にインダクタを接続
すれば、これによって形成される直列共振回路の共振周
波数は、整合用コンデンサの自己共振周波数である通過
帯域の中心周波数の４倍よりも低くなる。これにより、
整合用コンデンサを小型化してトラップフィルタを構成
することが可能になる。なお、インダクタを接続しない
整合用コンデンサは、その自己共振周波数が通過帯域の
中心周波数の４倍以上のものであっても４倍以下のもの
であってもよい。

【００２１】請求項７の発明は、前記通過帯域の中心周
波数の４倍以下の自己共振周波数を有する２つ以上の整
合用コンデンサに対してインダクタを接続し、前記通過
帯域の中心周波数以上の共振周波数を直列共振回路をそ
れぞれ形成する。請求項８の発明は、前記直列共振回路
のうち少なくとも１つの直列共振回路を、前記通過帯域
の中心周波数の略２倍の共振周波数を有するものとす
る。請求項９の発明は、前記直列共振回路のうち少なく
とも１つの直列共振回路を、前記通過帯域の中心周波数
の略３倍の共振周波数を有するものとする。

【００２２】２つ以上の整合用コンデンサに対してイン
ダクタを接続し、直列共振回路を形成することにより、
特定周波数のスプリアス成分をより大きく減衰させた
り、より幅広い帯域のスプリアス成分を減衰させるため
のトラップフィルタをより小型にすることができる。な
お、この発明において、略２倍は、１．５倍〜２．５倍
程度の範囲をいい、略３倍は、２．５倍〜３．５倍程度
の範囲をいうものとする。

【００２３】前記インダクタは、前記中心導体を延長し
て形成する、チップ状に形成して整合用コンデンサと積
層配置する、前記整合用コンデンサを収容する樹脂枠に
一体成形する、または、閉磁路を形成するヨークの一部
を切り出して形成する、などの態様で形成することがで
きる。チップ状のコンデンサ，インダクタは、上面と下
面に電極を形成することができ、これらを積層配置する
ことにより省スペース，接続の容易化を実現する。ま
た、中心導体を延長してインダクタを形成し、インダク
タを樹脂枠に一体成形し、または、ヨークの一部を切り
出して形成することにより、部品点数を少なくして製造
工程の簡略化、コストダウンを図ることができる。

【００２４】なお、上記請求項４および請求項８の発明
を組み合わせることにより、少なくとも１つの整合用コ
ンデンサに対してインダクタを接続して前記通過帯域の
中心周波数の略２倍の共振周波数を有する直列共振回路
を形成し、少なくとも他の１つの整合用コンデンサを、
前記通過帯域の中心周波数の略３倍の自己共振周波数を
有するものとした請求項１に記載の非可逆回路素子が構
成される。また、上記請求項３および請求項９の発明を
組み合わせることにより、少なくとも１つの整合用コン
デンサに対してインダクタを接続して前記通過帯域の中
心周波数の略３倍の共振周波数を有する直列共振回路を
形成し、少なくとも他の１つの整合用コンデンサを、前
記通過帯域の中心周波数の略２倍の自己共振周波数を有
するものとした請求項１に記載の非可逆回路素子が構成
される。さらに、上記請求項８および請求項９の発明を
組み合わせることにより、少なくとも１つの整合用コン
デンサに対してインダクタを接続して前記通過帯域の中
心周波数の略２倍の共振周波数を有する直列共振回路を
形成し、少なくとも他の１つの整合用コンデンサに対し
てインダクタを接続して前記通過帯域の中心周波数の略
３倍の共振周波数を有する直列共振回路を形成した請求
項２に記載の非可逆回路素子が構成される。

【００２５】請求項１０の発明は、前記直列共振回路
の、前記通過帯域の中心周波数における等価容量を、該
通過帯域の中心周波数に対する整合容量となるようにす
る。直列共振回路を、上記スプリアス成分を除去するた
め通過帯域の中心周波数よりも高く設定することによ
り、この通過帯域の中心周波数に対しては容量性のイン
ピーダンスとなる。この直列共振回路のインダクタおよ
びキャパシタを適当に設定することで、通過帯域の中心
周波数に対する等価的な整合容量とする。これにより、
トラップフィルタとして直列共振回路を設けてもこれと
は別に整合用コンデンサを設ける必要がなくなり、部品
点数の増加を抑えて小型化、コストダウンに寄与する。

【００２６】請求項１１の発明は、上記の非可逆回路素
子を、たとえば送信信号と受信信号の分岐を行うサーキ
ュレータとして設けることにより通信装置を構成する。
これにより、小型で且つスプリアス特性のよい通信装置
を実現する。

【００２７】

【発明の実施の形態】この発明の実施形態に係るアイソ
レータの等価回路を図１に示す。このアイソレータは、
図１９、図２０に示した従来のアイソレータと部品構成
は同一であるため、同図を参照しながら本実施形態の構
成を説明する。このアイソレータは、磁性体金属からな
る箱状の上ヨーク２の内面に円板状の永久磁石３を配置
するとともに、この上ヨーク２と、同じく磁性体金属か
らなる略コ字状の下ヨーク８とによって磁気閉回路を形
成し、ケースである下ヨーク８内の底面８ａ上に樹脂枠
７を配設し、樹脂枠７内に、磁性組立体５、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３、終端抵抗ＲおよびインダクタＬ１を
配設したものである。

【００２８】上記磁性組立体５は、直方体板形状のフェ
ライト５４の下面に、このフェライト５４の底面と同形
状である、３本の中心導体５１，５２，５３に共通のア
ース部を当接させて、フェライト５４の上面に、上記ア
ース部から延びる３本の中心導体５１，５２，５３を、
絶縁シート（不図示）を介在させて互いに１２０°の角
度をなすように折り曲げて配置し、中心導体５１，５
２，５３の先端側のポート部Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を外方へ
突出させた構造としている。この磁性組立体５には、フ
ェライト５４に対してその厚み方向に磁束が通るよう
に、上記永久磁石３により直流磁界を印加する。

【００２９】樹脂枠７は、電気的絶縁部材からなり、矩
形枠状の側壁７ａに底壁７ｂを一体形成したものであ
り、底壁７ｂの中央部には丸型の挿通孔７ｃが形成され
ている。また、底壁７ｂの左辺部、右辺部および手前辺
部には矩形の凹部７ｄ，７ｅ，７ｆが形成されている。

【００３０】丸型の挿通孔７ｃ内に磁性組立体５が挿入
配置され、この磁性組立体５の下面の各中心導体５１，
５２，５３のアース部は、ケースである下ヨーク８の底
面８ａに半田付けなどにより接続される。また、入出力
端子７１，７２およびアース端子７３が、樹脂枠７にイ
ンサートモールドされており、入出力端子７１，７２は
樹脂枠７の左右側面の奥側に配置されていて、アース端
子７３は左右側面の手前側に配置されている。アース端
子７３の一端は底壁７ｂの凹部７ｄ，７ｅ，７ｆ内に露
出するように、アース端子７３の他端は側壁７ａの左右
手前部で外面に露出するように設けられている。また、
入出力端子７１は、一端が右辺の凹部７ｄの奥で底壁７
ｂの上面に露出し、他端が側壁７ａの右奥で外面に露出
するように設けられている。入出力端子７２は、一端が
左辺の凹部７ｅの奥で底壁７ｂの上面に露出し、他端が
側壁７ａの左奥で外面に露出するように設けられてい
る。

【００３１】凹部７ｄ，７ｅには、それぞれチップ状の
整合用コンデンサＣ１，Ｃ２が配置されている。整合用
コンデンサＣ１，Ｃ２の下面電極は、凹部７ｄ，７ｅに
露出しているアース端子７３に接続されている。凹部７
ｆには、チップ状の整合用コンデンサＣ３およびチップ
状の終端抵抗Ｒが並んで配置されている。整合用コンデ
ンサＣ３の下面電極および終端抵抗Ｒの一端側の電極
は、それぞれアース端子７３に接続されている。中心導
体５１のポート部Ｐ１は、整合用コンデンサＣ１の上面
電極および入出力端子７１に接続されている。中心導体
５２のポート部Ｐ２は、整合用コンデンサＣ２の上面電
極および入出力端子７２に接続されている。中心導体５
３のポート部Ｐ３は、整合用コンデンサＣ３の上面電極
および終端抵抗Ｒの他端側の電極に接続されている。な
お、各ポート部Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が各整合用コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の上面と同じ高さとなるように、各ポ
ート部Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３はステップ状に整形されてい
る。

【００３２】ここで、整合用コンデンサＣ１は、中心導
体５１が有する等価インダクタンスＬとで並列共振回路
を構成しており、この並列共振回路の共振周波数がこの
アイソレータの通過帯域の中心周波数になるように静電
容量が設定されている。さらに、この整合用コンデンサ
Ｃ１は、自己共振周波数が、通過帯域の中心周波数の約
３倍になるように設計されたものである。たとえば、１
ＧＨｚ帯の場合、整合用コンデンサとしては１０ｐＦ程
度のものが用いられるが、この程度の静電容量のコンデ
ンサを矩形電極の単板コンデンサで製作すると、その自
己共振周波数は一般的に４ＧＨｚ以上になる。そこで、
電極を細長く形成したり屈曲させたりすることでインダ
クタンス成分Ｌｃを大きくして自己共振周波数を下げる
ようにする。

【００３３】図１の等価回路図において、上記のように
整合用コンデンサＣ１に比較的大きなインダクタンス成
分Ｌｃを持たせたことにより、入出力端子７１とアース
（アース端子７３）との間に整合用コンデンサの静電容
量Ｃ１およびこの整合用コンデンサＣ１が有するインダ
クタンス成分Ｌｃからなる直列共振回路が形成され、こ
れがトラップフィルタとして機能する。上記のようにこ
の直列共振回路の共振周波数すなわち整合用コンデンサ
Ｃ１の自己共振周波数は、通過帯域の中心周波数の３倍
程度に設定されているため、この経路を通過する信号の
うち、通過帯域の中心周波数の３倍近傍の周波数成分が
この直列共振回路を介してアースに流れ、大きく減衰す
る。なお、図示の各インダクタンスＬは中心導体５１，
５２，５３とフェライト５４とにより形成される等価的
なインダクタンスである。また、整合用コンデンサＣ１
は、この非可逆回路素子の通過帯域の中心周波数に対し
ては容量性のインピーダンスとして作用し、前記インダ
クタンスＬとともに整合回路を構成している。

【００３４】ここで、この実施形態に係るアイソレータ
を１ＧＨｚ帯に適用する場合、整合用コンデンサＣ１と
して、比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、幅０．６ｍ
ｍ、長さ３．０ｍｍ、自己共振周波数３．０ＧＨｚの単
板コンデンサを用い、整合用コンデンサＣ２，Ｃ３とし
て、比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、
長さ１．９ｍｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの単板コ
ンデンサを用いた。これらのコンデンサはいずれも１Ｇ
Ｈｚでは約１０ｐＦの静電容量となり、このアイソレー
タにおいて１ＧＨｚの信号に対する整合容量として機能
する。

【００３５】図２は、同実施形態のアイソレータを１Ｇ
ＭＨｚ帯に適用した場合の伝搬方向の減衰特性を示す図
である。同図において、実線はこの実施形態に係るアイ
ソレータの特性、破線は、図１９〜図２１に示した従来
のアイソレータを１ＧＨｚ帯に適用し、全ての整合用コ
ンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に比誘電率１００、厚み０．
２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．９ｍｍ、自己共振周波
数４．４ＧＨｚの単板コンデンサを用た場合の特性であ
る。ここで、基本波の周波数を１ＧＨｚとすれば、上記
従来のもので、２倍波の減衰量が約２０．２ｄＢ、３倍
波の減衰量が約２８．２ｄＢであるのに対し、この実施
形態のものでは、２倍波の減衰量は約２２．２ｄＢ、３
倍波の減衰量は約５７．５ｄＢとなって大きな減衰量が
得られる。このように整合用コンデンサの自己共振周波
数を通過帯域の中心周波数の３倍程度にしたことによ
り、中心周波数の３倍波を極めて顕著に減衰させること
ができるとともに、２倍波の減衰も期待できる。なお、
自己共振周波数以上の帯域では、自己共振周波数以下の
帯域に比べて減衰特性が劣化する傾向があるため、信号
のスプリアス分布を考慮すると、自己共振周波数は、通
過帯域の中心周波数の略３倍程度、すなわち２．５倍以
上３．５倍以下の範囲に設定することが望ましい。

【００３６】図３は、上記実施形態のアイソレータを２
ＧＭＨｚ帯に適用した場合の伝搬方向の減衰特性を示す
図である。同図において、実線はこの実施形態に係るア
イソレータの特性、破線は、図１９〜図２１に示した従
来のアイソレータを２ＧＨｚ帯に適用した場合の特性で
ある。

【００３７】上記実施形態のアイソレータを２ＧＨｚ帯
に適用する場合、整合用コンデンサＣ１として、比誘電
率３０、厚み０．２ｍｍ、幅０．６ｍｍ、長さ２．６ｍ
ｍ、自己共振周波数６．１ＧＨｚの単板コンデンサを用
い、整合用コンデンサＣ２，Ｃ３として、比誘電率３
０、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．８ｍｍ、
自己共振周波数８．４ＧＨｚの単板コンデンサを用い
る。これらのコンデンサはいずれも２ＧＨｚでは約５ｐ
Ｆの静電容量となり、このアイソレータにおいて２ＧＨ
ｚの信号に対する整合容量として機能する。また、上記
従来のアイソレータでは、全ての整合用コンデンサＣ
１，Ｃ２，Ｃ３に比誘電率３０、厚み０．２ｍｍ、幅
１．０ｍｍ、長さ１．８ｍｍ、自己共振周波数８．４Ｇ
Ｈｚの単板コンデンサを用た。

【００３８】図３において、基本波の周波数を２ＧＨｚ
とすれば、上記直列共振回路からなるトラップフィルタ
を設けていない従来のもので、２倍波の減衰量が約１
５．６ｄＢ、３倍波の減衰量が約２６．１ｄＢであるの
に対し、この実施形態のものでは、２倍波の減衰量は約
１７．４ｄＢ、３倍波の減衰量は約４３．６ｄＢとなっ
て大きな減衰量が得られる。以上の実施形態では、整合
用コンデンサＣ１のみ通過帯域の中心周波数の３倍程度
の自己共振周波数を有するコンデンサとしたが、複数の
整合用コンデンサの自己共振周波数を通過帯域の中心周
波数の３倍程度にして、特定のスプリアス成分をより大
きく減衰させたり、より広い周波数帯域のスプリアス成
分を減衰させたりすることも可能である。

【００３９】図４は、整合用コンデンサＣ１およびＣ２
をそれぞれ通過帯域の中心周波数の２．３倍、３倍に設
定したアイソレータの減衰特性を示す図である。この実
施形態のアイソレータは、１ＧＨｚ帯に適用されるもの
であり、整合用コンデンサＣ１として、比誘電率１０
０、厚み０．２ｍｍ、幅０．３ｍｍ、長さ４．０ｍｍ、
自己共振周波数２．３ＧＨｚの単板コンデンサを用い、
整合用コンデンサＣ２として、比誘電率１００、厚み
０．２ｍｍ、幅０．６ｍｍ、長さ３．０ｍｍ、自己共振
周波数３．０ＧＨｚの単板コンデンサを用、整合用コン
デンサＣ３として、比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、
幅１．０ｍｍ、長さ１．９ｍｍ、自己共振周波数４．４
ＧＨｚの単板コンデンサを用た。これらのコンデンサは
いずれも１ＧＨｚでは約１０ｐＦの静電容量となり、こ
のアイソレータにおいて１ＧＨｚの信号に対する整合容
量として機能する。

【００４０】同図において、実線はこの実施形態に係る
アイソレータの特性、破線は図１９〜図２１に示した従
来のアイソレータを１ＧＨｚ帯に適用し、全ての整合用
コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に比誘電率１００、厚み
０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．９ｍｍ、自己共振
周波数４．４ＧＨｚの単板コンデンサを用た場合の特性
である。

【００４１】同図において、基本波の周波数を１ＧＨｚ
とすれば、トラップフィルタを設けていない従来のもの
で、２倍波の減衰量が約２０．２ｄＢ、３倍波の減衰量
が約２８．２ｄＢであるのに対し、この実施形態のもの
では、２倍波の減衰量は約２９．３ｄＢ、３倍波の減衰
量は約４５．０ｄＢとなって大きな減衰量が得られる。
このように２つの整合用コンデンサの自己共振周波数を
通過帯域の中心周波数の２倍程度および３倍程度にした
ことにより、中心周波数の２倍波，３倍波を顕著に減衰
させることができる。不要輻射を発生させるスプリアス
成分として２倍波，３倍波が最も顕著なものであるた
め、２つの整合用コンデンサの自己共振周波数は、それ
ぞれ２倍、３倍に設定するのが望ましい。すなわち、１
つの整合用コンデンサの自己共振周波数を、通過帯域の
中心周波数の１．５倍以上、２．５倍以下の範囲に設定
し、他の１つの整合用コンデンサの自己共振周波数を、
通過帯域の中心周波数の２．５倍以上、３．５倍以下の
範囲に設定することが望ましい。

【００４２】上記実施形態では、整合用コンデンサとし
て単板の誘電体の表裏面に矩形の電極を形成した単板コ
ンデンサを用いているが、電極の形状を工夫することで
コンデンサの面積サイズを小型化して、自己共振周波数
を低くすることも可能である。図５、図６にそのような
コンデンサの例を示す。

【００４３】図５は、上記アイソレータに用いられるコ
ンデンサの分解構造図および断面図である。このコンデ
ンサは、上面電極が８０ａ，８０ｂの２つに分割されて
おり、このうち電極８０ａは側面電極８０ｃを介して下
面電極８０ｄに接続されている。また、上面電極８０ｂ
は、８０ｃと反対側の側面電極８０ｅを介して内部電極
８０ｆと接続されている。このようにコンデンサを積層
化することにより、平面の面積サイズを小さくすること
ができる。なお、側面電極に代えてスルーホールを用い
て電極間を接続するようにしてもよい。

【００４４】図６は、上記アイソレータに用いられる他
のコンデンサの上面電極を示す図である。同図（Ａ）の
コンデンサは、上面電極が１回ターンのミアンダライン
状に形成されている。また、同図（Ｂ）のコンデンサ
は、上面電極が４回ターンのミアンダライン状に形成さ
れている。なお、下面は全面電極になっている。このよ
うに電極をミアンダライン状にすることにより、コンデ
ンサが持つインダクタンス成分を大きくすることができ
るため、長辺方向の長さを短くすることができ、素子の
小型化を図ることができる。なお、下面を全面電極とし
ないで部分的に電極を形成してもよく、あるいはミアン
ダライン状にしてもよい。

【００４５】図７はこの発明の他の実施形態であるアイ
ソレータの上ヨークを外した状態の上面図、および、側
断面図、図８は同アイソレータの等価回路図である。こ
のアイソレータでは、中心電極５１のポート部Ｐ１を延
長してインダクタＬ１を構成し、このインダクタを介し
て入出力端子７１とコンデンサＣ１とを接続している。
これにより、入出力端子７１とアースとの間にインダク
タＬ１、コンデンサＣ１、コンデンサのインダクタンス
成分Ｌｃからなる直列共振回路が形成される。

【００４６】このアイソレータを１ＧＨｚ帯に用いる場
合、コンデンサＣ１として、比誘電率１００、厚み０．
２ｍｍ、幅０．７ｍｍ、長さ２．４ｍｍ、自己共振周波
数３．６ＧＨｚの単板コンデンサを用い、インダクタＬ
１を幅０．２ｍｍ、長さ０．２ｍｍに形成して０．１ｎ
Ｈとした。コンデンサＣ１（インダクタンス成分Ｌｃを
含む）とインダクタＬ１で構成される直列共振回路の共
振周波数は２．９ＧＨｚである。さらに、この直列共振
回路は１ＧＨｚでは等価的に約１０ｐＦとなり、このア
イソレータにおいて１ＧＨｚの信号に対する整合容量と
して機能する。なお、整合用コンデンサＣ２，Ｃ３とし
て、比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、
長さ１．９ｍｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの単板コ
ンデンサを用た。このコンデンサは１ＧＨｚでは約１０
ｐＦの静電容量となり、このアイソレータにおいて１Ｇ
Ｈｚの信号に対する整合容量として機能する。

【００４７】図９は、上記実施形態のアイソレータを１
ＧＭＨｚ帯に適用した場合の伝搬方向の減衰特性を示す
図である。同図において、実線はこの実施形態に係るア
イソレータの特性、破線は図１９〜図２１に示した従来
のアイソレータを１ＧＨｚ帯に適用した場合の特性であ
り、全ての整合用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に比誘電
率１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．９
ｍｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの単板コンデンサを
用たものである。ここで、基本波の周波数を１ＧＨｚと
すれば、トラップフィルタを設けていない従来のもの
で、２倍波の減衰量が約２０．２ｄＢ、３倍波の減衰量
が約２８．２ｄＢであるのに対し、この実施形態のもの
では、２倍波の減衰量は約２２．５ｄＢ、３倍波の減衰
量は約５１．９ｄＢとなって大きな減衰量が得られる。
このように整合用コンデンサにインダクタを接続したこ
とにより、コンデンサを小型化することができアイソレ
ータの小型化に寄与することができる。

【００４８】図７〜図９に示したアイソレータではポー
ト部Ｐ１のみにトラップフィルタとして機能する直列共
振回路をアース端子との間に設けたが、ポート部Ｐ２に
もアース端子との間にトラップフィルタを設けてもよ
い。

【００４９】図１０は、ポート部Ｐ１にトラップフィル
タとして機能する直列共振回路を設け、ポート部Ｐ２に
自己共振周波数を通過帯域の中心周波数の３倍程度に設
定してトラップフィルタとしても機能する整合コンデン
サを接続したアイソレータの減衰量の周波数特性を示す
図である。この実施形態のアイソレータを１ＧＨｚ帯に
用いる場合、コンデンサＣ１として、比誘電率１００、
厚み０．２ｍｍ、幅０．５ｍｍ、長さ２．７ｍｍ、自己
共振周波数３．４ＧＨｚの単板コンデンサを用い、イン
ダクタＬ１を幅０．２ｍｍ、長さ０．９ｍｍに形成して
０．５ｎＨとした。コンデンサＣ１（インダクタンス成
分を含む）とインダクタＬ１で構成される直列共振回路
の共振周波数は２．０ＧＨｚである。この直列共振回路
は１ＧＨｚでは等価的に約１０ｐＦとなり、このアイソ
レータにおいて１ＧＨｚの信号に対する整合容量として
機能する。

【００５０】また、コンデンサＣ２として、比誘電率１
００、厚み０．２ｍｍ、幅０．６ｍｍ、長さ３．０ｍ
ｍ、自己共振周波数３．０ＧＨｚの単板コンデンサを用
いた。さらに、整合用コンデンサＣ３として、比誘電率
１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．９ｍ
ｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの単板コンデンサを用
た。これらのコンデンサは１ＧＨｚでは約１０ｐＦの静
電容量となり、このアイソレータにおいて１ＧＨｚの信
号に対する整合容量として機能する。

【００５１】同図において、実線はこの実施形態に係る
アイソレータの特性、破線は図１９〜図２１に示した従
来のアイソレータを１ＧＨｚ帯に適用し、全ての整合用
コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に比誘電率１００、厚み
０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ１．９ｍｍ、自己共振
周波数４．４ＧＨｚの単板コンデンサを用いた場合の特
性である。ここで、基本波の周波数を１ＧＨｚとすれ
ば、上記直列共振回路からなるトラップフィルタを設け
ていない従来のもので、２倍波の減衰量が約２０．２ｄ
Ｂ、３倍波の減衰量が約２８．２ｄＢであるのに対し、
この実施形態のものでは、２倍波の減衰量は約４８．６
ｄＢ、３倍波の減衰量は約４７．２ｄＢとなって大きな
減衰量が得られる。

【００５２】このように１つのポート部とアースとの間
にインダクタと整合用コンデンサからなり、共振周波数
が通過帯域の中心周波数の２倍程度の直列共振回路を設
け、もう１つのポート部の整合用コンデンサの自己共振
周波数を通過帯域の中心周波数の３倍程度にしたことに
より、中心周波数の２倍波，３倍波を顕著に減衰させる
ことができる。不要輻射を発生させるスプリアス成分と
して２倍波，３倍波が最も顕著なものであるため、直列
共振回路および整合用コンデンサの自己共振周波数は、
上記のようにそれぞれ２倍、３倍に設定するのが望まし
い。すなわち、直列共振回路の共振周波数を、通過帯域
の中心周波数の１．５倍以上、２．５倍以下の範囲に設
定し、整合用コンデンサの自己共振周波数を、通過帯域
の中心周波数の２．５倍以上、３．５倍以下の範囲に設
定することが望ましい。

【００５３】次に、ポート部Ｐ１，Ｐ２の両方にインダ
クタとコンデンサからなる直列共振回路を設けたアイソ
レータを図１１，図１２を参照して説明する。図１１
は、同実施形態の等価回路図である。ポート部Ｐ１（入
出力端子７１）とアースとの間に、インダクタＬ１とコ
ンデンサＣ１（インダクタンス成分Ｌ_C1を含む）とで直
列共振回路を形成し、同様にポート部Ｐ２（入出力端子
７２）とアースとの間に、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ２（インダクタンス成分Ｌ_C2を含む）とで直列共振回
路を形成する。

【００５４】コンデンサＣ１として、比透磁率１００、
厚み０．２ｍｍ、幅０．５ｍｍ、長さ２．７ｍｍ、自己
共振周波数３．４ＧＨｚの単板コンデンサを用い、イン
ダクタＬ１を幅０．２ｍｍ、長さ０．９ｍｍに形成して
０．５ｎＨとした。これらによって形成される直列共振
回路の共振周波数は、２．０ＧＨｚである。この直列共
振回路は１ＧＨｚでは等価的に約１０ｐＦとなり、この
アイソレータにおいて１ＧＨｚの信号に対する整合容量
として機能する。また、コンデンサＣ２として、比透磁
率１００、厚み０．２ｍｍ、幅０．７ｍｍ、長さ２．４
ｍｍ、自己共振周波数３．６ＧＨｚの単板コンデンサを
用い、インダクタＬ２を幅０．２ｍｍ、長さ０．２ｍｍ
に形成して０．１ｎＨとした。これらによって形成され
る直列共振回路の共振周波数は、３．０ＧＨｚである。
この直列共振回路は１ＧＨｚでは等価的に約１０ｐＦと
なり、このアイソレータにおいて１ＧＨｚの信号に対す
る整合容量として機能する。また、整合用コンデンサＣ
３として、比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０
ｍｍ、長さ１．９ｍｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの
単板コンデンサを用いた。このコンデンサは１ＧＨｚで
は約１０ｐＦの静電容量となり、このアイソレータにお
いて１ＧＨｚの信号に対する整合容量として機能する。

【００５５】図１２は、同実施形態のアイソレータの減
衰量の周波数特性を示す図である。同図において、実線
はこの実施形態に係るアイソレータの特性、破線は、図
１９〜図２１に示した従来のアイソレータを１ＧＨｚ帯
に適用し、全ての整合用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に
比誘電率１００、厚み０．２ｍｍ、幅１．０ｍｍ、長さ
１．９ｍｍ、自己共振周波数４．４ＧＨｚの単板コンデ
ンサを用いた場合の特性である。ここで、基本波の周波
数を１ＧＨｚとすれば、上記直列共振回路からなるトラ
ップフィルタを設けていない従来のもので、２倍波の減
衰量が約２０．２ｄＢ、３倍波の減衰量が約２８．２ｄ
Ｂであるのに対し、この実施形態のものでは、２倍波の
減衰量は約４８．８ｄＢ、３倍波の減衰量は約４７．２
ｄＢとなって大きな減衰量が得られる。

【００５６】このように２つのポート部（入出力端子）
とアースとの間にインダクタと整合用コンデンサからな
り、共振周波数が通過帯域の中心周波数の２倍および３
倍の直列共振回路を並列に接続したことにより、中心周
波数の２倍波，３倍波を顕著に減衰させることができ
る。不要輻射を発生させるスプリアス成分として２倍
波，３倍波が最も顕著なものであるため、直列共振回路
の共振周波数は、上記のようにそれぞれ２倍、３倍に設
定するのが望ましい。すなわち、直列共振回路の共振周
波数を、通過帯域の中心周波数の１．５倍以上、２．５
倍以下の範囲に設定し、整合用コンデンサの自己共振周
波数を、通過帯域の中心周波数の２．５倍以上、３．５
倍以下の範囲に設定することが望ましい。

【００５７】上記の実施形態では、インダクタＬ１を中
心導体のポート部を延長して形成しているが、整合用コ
ンデンサの下部にインダクタを収納または形成するよう
にしてもよい。このような構成のアイソレータを図１３
〜図１７に示す。

【００５８】図１３〜図１５は、コンデンサＣ１の下部
にチップ状のインダクタを積層したアイソレータを示す
図であり、図１３は同アイソレータの分解斜視図、図１
４は同アイソレータの上ヨーク２を外した状態の上面図
および側断面図、図１５は同アイソレータの等価回路図
である。この実施形態のアイソレータにおいて、この発
明の第１の実施形態（図１９、図２０参照）と異なる点
は、樹脂枠７において、コンデンサＣ１が収納される凹
部７ｄを貫通孔７ｄ′とし、コンデンサＣ１の下にチッ
プ状のインダクタＬ１を収納した点である。チップ状の
インダクタＬ１は、誘電体基板に電極を形成して構成さ
れている。インダクタＬ１の上面電極はコンデンサＣ１
の下面電極に接続され、インダクタＬ１の下面電極は下
ヨーク８に接続されている。

【００５９】このような構成にすることにより、図１５
の等価回路図に示すように、入出力端子７１には、イン
ダクタＬ１、コンデンサＣ１（インダクタンス成分Ｌ_C1
を含む）とで直列共振回路が形成されている。コンデン
サは上に示した実施形態のように、通常よりも自己共振
周波数の低いもの、たとえば通過帯域の中心周波数の３
倍程度のものを用いる。このように自己共振周波数の低
いコンデンサと小さいインダクタを用いることにより、
アイソレータの小型化を図ることができる。

【００６０】なお、インダクタＬ１、およびコンデンサ
Ｃ１（インダクタンス成分Ｌ_C1を含む）とで構成される
直列共振回路は、通過帯域の中心周波数の２倍、３倍な
どの高い共振周波数を有するものであるため、通過帯域
の中心周波数に対しては、適当な等価静電容量となっ
て、このアイソレータにおいて通過帯域の中心周波数の
信号に対する整合容量として機能する。

【００６１】また、この実施形態では、チップ状のイン
ダクタＬ１として、誘電体基板の両面に電極を形成した
ものを用いているが、誘電体基板に代えて磁性体基板を
用いてもよく、電極を基板の両面のみならず内部に形成
するようにしてもよい。また、インダクタＬ１の下側電
極を下ヨーク８に直接接続したがアース端子７３に接続
するようにしてもよい。また、ケースである下ヨーク８
を樹脂枠７内にインサートモールドすることにより一体
成形してもよい。さらに、下ヨーク８にアース端子を形
成してもよい。

【００６２】図１６は、インダクタＬ１を樹脂枠７の底
壁７ｂ内にインサートモールドすることによって一体成
形したアイソレータを示している。この実施形態におい
て、図１３〜図１５に示した実施形態と異なる点は、樹
脂枠７の底壁７ｂの右辺部を貫通孔７ｄ′とせず、第１
の実施形態と同様の凹部７ｄとした点、すなわち底壁７
ｂの右辺を下ヨーク８まで貫通させず、樹脂の底壁を残
した点、および、この凹部の底壁にインダクタＬ１をイ
ンサートモールドした点である。凹部７ｄ内にコンデン
サＣ１が配置されコンデンサＣ１の下側電極とインダク
タＬ１の上側電極（ホットエンド）が接続される。また
インダクタＬ１の下側電極（コールドエンド）はアース
端子７３に接続されている。このようにインダクタＬ１
を樹脂枠７内に一体に成形することにより、コンデンサ
Ｃ１と直列共振回路を形成する場合に、インダクタをチ
ップ部品で構成した場合に比べて部品点数を少なくする
ことができる。

【００６３】上記インダクタＬ１のコールドエンドは、
下ヨーク８に接続するようにしてもよい。この場合にお
いて、下ヨーク８にアース端子を設けてもよい。また、
下ヨーク８を樹脂枠７内にインサートモールドすること
により一体成形してもよい。

【００６４】図１７は、ケースである下ヨーク８の一部
を舌状に切り出すことにより、インダクタＬ１（８ｂ）
を形成したアイソレータを示している。この実施形態に
おいて、図１３〜図１５に示した実施形態と異なる点
は、上記のように下ヨーク８の一部を切り出してインダ
クタＬ１を形成すること、および、底壁７ｂの右辺部を
凹部７ｄとし、この凹部の底壁部に、コンデンサＣ１と
インダクタＬ１のホットエンドとを接続する電極７５を
インサートモールドで設けた点である。

【００６５】下ヨーク８はアース端子７３に接続されて
いるため、インダクタＬ１のコールドエンドはその構成
上アースに接続されていることになる。このようにイン
ダクタＬ１を下ヨーク８の一部として形成することによ
り、コンデンサＣ１と直列共振回路を形成する場合に、
インダクタをチップ部品で構成した場合に比べて部品点
数を少なくすることができる。

【００６６】また、この実施形態では、樹脂枠７と下ヨ
ーク８が別々に形成されているが、下ヨーク８を樹脂枠
７内にインサートモールドすることにより一体成形する
ようにしてもよい。また、この実施形態では、樹脂枠の
底壁にインサートモールドされた電極を介してコンデン
サＣ１の下面電極とインダクタＬ１のホットエンドを接
続しているが、樹脂枠７に貫通孔を設けてコンデンサＣ
１の下面電極とインダクタＬ１のホットエンドを直接接
続するようにしてもよい。また、下ヨーク８にアース端
子を設けてもよい。

【００６７】上記図１３〜図１７の実施形態では、入出
力端子７１（ポート部Ｐ１）側のみに直列共振回路のト
ラップフィルタを形成しているが、入出力端子７２（ポ
ート部Ｐ２）側にも直列共振回路のトラップフィルタを
形成するようにしてもよい。この場合、一方の直列共振
回路を、このアイソレータの通過帯域の中心周波数の２
倍の周波数に設定し、他方の直列共振回路を、アイソレ
ータの通過帯域の中心周波数の３倍の周波数に設定する
ことにより、基本波の２倍波、３倍波を効率よく減衰さ
せることができる。ただし、各直列共振回路の共振周波
数は、アイソレータの通過帯域の中心周波数よりも高い
ものであれば、これに限定されない。全てが同じ共振周
波数を有するものであってもよい。

【００６８】また同様に、図４の実施形態の２つの整合
用コンデンサＣ１，Ｃ２の自己共振周波数は同じであっ
てもよく、図１０の実施形態の直列共振回路（Ｃ１，Ｌ
１）の共振周波数および整合用コンデンサＣ２の自己共
振周波数は同じであってもよい。さらに、図１２の実施
形態の直列共振回路（Ｃ１，Ｌ１）、（Ｃ２，Ｌ２）の
共振周波数は同じであってもよい。

【００６９】また、上記図１〜図１７の実施形態におい
て、２つの直列共振回路を同じ共振周波数を有するもの
にしてもよい。この場合、共振周波数近傍の信号をより
顕著に減衰させることができる。

【００７０】なお、以上の実施形態では、アイソレータ
を例に挙げて説明したが、第３の中心導体のポート部Ｐ
３に終端抵抗Ｒを接続することなく、ポート部Ｐ３を第
３の入出力部として構成したサーキュレータにも本願発
明は同様に適用できる。この場合に、このポート部Ｐ３
にポート部Ｐ１またはＰ２と同じように自己共振周波数
を通過帯域の中心周波数の４倍以下にした整合コンデン
サ、または直列共振回路からなるトラップフィルタを接
続した構成にしてもよく、ポート部Ｐ３を通常の整合コ
ンデンサＣ３および入出力端子に接続した構成にしても
よい。また、ポート部Ｐ３にトラップフィルタを設ける
場合、このトラップフィルタの共振周波数をポート部Ｐ
１のものまたはポート部Ｐ２のもののいずれか一方と同
じ共振周波数としてもよく、また別の第３の共振周波数
としてもよい。また、３つの直列共振回路の共振周波数
を全て同じにしてもよい。サーキュレータの各入出力端
子から入力される信号は、３つのポート部のうち、入力
された端子のポート部および出力される端子のポート部
の２つのポート部を通過するが、このとき、その通過す
る２つのポート部に設けられているトラップフィルタ
が、この信号のスプリアス成分を減衰させる。したがっ
て、サーキュレータの各経路をそれぞれ異なる信号が通
過する場合、各経路を通過する信号の基本周波数やスプ
リアス成分に応じて３つのトラップフィルタを適当な共
振周波数に設定しておくことにより、それぞれの信号の
スプリアスを効率よく除去することができる。

【００７１】さらに、この発明の非可逆回路素子は、全
体の構造が図１〜図１７に示したものに限るものではな
く、例えば多層基板の内部に中心導体を形成した構造で
あってもよい。

【００７２】次に、上記アイソレータを用いた通信装置
の例を図１８を参照して説明する。同図においてＡＮＴ
は送受信アンテナ、ＤＰＸはデュプレクサ、ＢＰＦａ，
ＢＰＦｂ，ＢＰＦｃはそれぞれ帯域通過フィルタ、ＡＭ
Ｐａ，ＡＭＰｂはそれぞれ増幅回路、ＭＩＸａ，ＭＩＸ
ｂはそれぞれミキサ、ＯＳＣはオシレータ、ＳＹＮは周
波数シンセサイザである。ＭＩＸａはＳＹＮから出力さ
れる周波数信号を変調信号で変調し、ＢＰＦａは送信周
波数の帯域のみを通過させ、ＡＭＰａはこれを電力増幅
して、アイソレータＩＳＯおよびＤＰＸを介しＡＮＴよ
り送信する。ＢＰＦｂはＤＰＸから出力される信号のう
ち受信周波数帯域のみを通過させ、ＡＭＰｂはそれを増
幅する。ＭＩＸｂはＳＹＮより出力される周波数信号と
受信信号とをミキシングして中間周波信号ＩＦを出力す
る。

【００７３】上記アイソレータＩＳＯとして、図１〜図
１７および尚書きに示した素子を用いる。このアイソレ
ータＩＳＯには帯域阻止特性または低域通過特性も備え
ているので、送信周波数帯域のみを通過させる帯域通過
フィルタＢＰＦａを省略してもよい。このようにして全
体に小型の通信装置を構成する。

【００７４】

【発明の効果】請求項１および請求項２に記載の発明に
よれば、整合用コンデンサの自己共振周波数を通過帯域
の中心周波数の４倍以下にすることにより、いわゆるト
ラップフィルタを兼ねさせることができ、部品点数を増
加させることなく２倍波や３倍波などのスプリアス成分
を減衰させることができる。

【００７５】請求項２〜４に記載の発明によれば、２つ
以上の整合用コンデンサの自己共振周波数を通過帯域の
中心周波数の４倍以下にしたことにより、スプリアス成
分の減衰率をより大きくすることができ、また、広い周
波数帯域のスプリアス成分を減衰させることができる。
また、上記整合用コンデンサのうち、少なくとも１つを
通過帯域の中心周波数の略２倍および略３倍の自己共振
周波数を持つものとすることにより、信号レベルの大き
いスプリアス成分である２倍波、３倍波をより顕著に減
衰させることができる。

【００７６】請求項５に記載の発明によれば、コンデン
サを大きくすることなくインダクタンス成分を大きくす
ることができ、整合用コンピュータの自己共振周波数を
利用したトラップフィルタを小型化することができる。

【００７７】請求項６〜９に記載の発明によれば、整合
用コンデンサに直列にインダクタを設けることより、こ
れによって形成される直列共振回路の共振周波数が整合
用コンデンサの自己共振周波数よりも低くなり、整合用
コンデンサの小型化および素子の小型化を図ることがで
きる。また、２つ以上の整合用コンデンサに対してイン
ダクタを接続して直列共振回路を形成したことにより、
スプリアス成分の減衰率をより大きくすることができ、
また、広い周波数帯域のスプリアス成分を減衰させるこ
とができる。また、上記直列共振回路のうち、少なくと
も１つを通過帯域の中心周波数の略２倍および略３倍の
自己共振周波数を持つものとすることにより、信号レベ
ルの大きいスプリアス成分である２倍波、３倍波をより
顕著に減衰させることができる。

【００７８】請求項１０に記載の発明によれば、直列共
振回路を整合回路の整合容量として用いることができる
ため、別の整合容量を設ける必要がなくなり、製造工程
の簡略化、小型化、コストダウンに寄与することができ
る。

【００７９】請求項１１に記載の発明によれば、スプリ
アス特性を改善し、装置からの不要輻射を抑制しつつ小
型化が図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係るアイソレータの等価回路
図

【図２】同アイソレータと従来のアイソレータとを１Ｇ
Ｈｚ帯に適用した場合の減衰量の周波数特性を示す図

【図３】同アイソレータと従来のアイソレータとを２Ｇ
Ｈｚ帯に適用した場合の減衰量の周波数特性を示す図

【図４】第２の実施形態に係るアイソレータと従来のア
イソレータとを１ＧＨｚ帯に適用した場合の減衰量の周
波数特性を示す図

【図５】上記アイソレータに用いられる整合用コンデン
サの例を示す図

【図６】上記アイソレータに用いられる整合用コンデン
サの例を示す図

【図７】第３の実施形態に係るアイソレータの上ヨーク
を取り除いた状態での上面図および側断面図

【図８】同アイソレータの等価回路図

【図９】同アイソレータと従来のアイソレータとの減衰
量の周波数特性を示す図

【図１０】第４の実施形態に係るアイソレータと従来の
アイソレータとを１ＧＨｚ帯に適用した場合の減衰量の
周波数特性を示す図

【図１１】第５の実施形態に係るアイソレータの等価回
路図

【図１２】同アイソレータの変形例と従来のアイソレー
タとを１ＧＨｚ帯に適用した場合の減衰量の周波数特性
を示す図

【図１３】第６の実施形態に係るアイソレータの分解斜
視図

【図１４】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態
での上面図および側断面図

【図１５】同アイソレータの等価回路図

【図１６】第７の実施形態に係るアイソレータの上ヨー
クを取り除いた状態での上面図および側断面図

【図１７】第８の実施形態に係るアイソレータの上ヨー
クを取り除いた状態での上面図、下ヨークの上面図およ
び側断面図

【図１８】第９の実施形態に係る通信装置の構成を示す
ブロック図

【図１９】従来のアイソレータの分解斜視図

【図２０】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態
での上面図および断面図

【図２１】同アイソレータの等価回路図

【図２２】従来の他のアイソレータの分解斜視図

【図２３】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態
での上面図および断面図

【図２４】同アイソレータの等価回路図

【図２５】上記２つの従来のアイソレータの減衰量の周
波数特性を示す図

【符号の説明】

２−上ヨーク ３−永久磁石 ５−磁性組立体 ５１，５２，５３−中心導体 ５４−フェライト ７−樹脂枠 ７１，７２−入出力端子 ７３−アース端子 ８−下ヨーク（ケース） Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３−整合用コンデンサ Ｌ_C1，Ｌ_C2，Ｌ_C3−整合用コンデンサのインダクタンス
成分 Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３−ポート部 Ｌ１−インダクタ

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流磁界が印加される磁性体と、該磁性
   体上で互いに交差し一端が接地された複数の中心導体
   と、各中心導体の非接地端に接続された複数の整合用コ
   ンデンサと、を有する非可逆回路素子において、 前記複数の整合用コンデンサのうち少なくとも１つの整
   合用コンデンサを、この非可逆回路素子の通過帯域の中
   心周波数の４倍以下の自己共振周波数を有するものとし
   た非可逆回路素子。
2. 【請求項２】 ２つ以上の整合用コンデンサを、前記通
   過帯域の中心周波数の４倍以下の自己共振周波数を有す
   るものとした請求項１に記載の非可逆回路素子。
3. 【請求項３】 前記整合用コンデンサのうち少なくとも
   １つの整合用コンデンサを、前記通過帯域の中心周波数
   の略２倍の自己共振周波数を有するものとした請求項１
   または請求項２に記載の非可逆回路素子。
4. 【請求項４】 前記整合用コンデンサのうち少なくとも
   １つの整合用コンデンサを、前記通過帯域の中心周波数
   の略３倍の自己共振周波数を有するものとした請求項１
   〜３のうちいずれかに記載の非可逆回路素子。
5. 【請求項５】 前記整合用コンデンサは、基板にミアン
   ダライン状の電極を形成したチップコンデンサである請
   求項１〜４のうちいずれかに記載の非可逆回路素子。
6. 【請求項６】 前記通過帯域の中心周波数の４倍以下の
   自己共振周波数を有する整合用コンデンサに対して直列
   にインダクタを接続することにより、前記通過帯域の中
   心周波数以上の共振周波数を直列共振回路を形成した請
   求項１〜５のうちいずれかに記載の非可逆回路素子。
7. 【請求項７】 前記通過帯域の中心周波数の４倍以下の
   自己共振周波数を有する２つ以上の整合用コンデンサに
   対してインダクタを接続し、前記通過帯域の中心周波数
   以上の共振周波数を直列共振回路をそれぞれ形成した請
   求項６に記載の非可逆回路素子。
8. 【請求項８】 前記直列共振回路のうち少なくとも１つ
   の直列共振回路を、前記通過帯域の中心周波数の略２倍
   の共振周波数を有するものとした請求項６または請求項
   ７に記載の非可逆回路素子。
9. 【請求項９】 前記直列共振回路のうち少なくとも１つ
   の直列共振回路を、前記通過帯域の中心周波数の略３倍
   の共振周波数を有するものとした請求項６〜８のうちい
   ずれかに記載の非可逆回路素子。
10. 【請求項１０】 前記直列共振回路の、前記通過帯域の
    中心周波数における等価容量を、該通過帯域の中心周波
    数に対する整合容量となるようにした請求項６〜１９の
    うちいずれかに記載の非可逆回路素子。
11. 【請求項１１】 請求項１〜１０のうちいずれかに記載
    の非可逆回路素子を備えた通信装置。