JP2015162928A - Ac motor controlling device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、多相のうち一相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control apparatus for an AC motor that detects a phase current of one phase among multiple phases by a current sensor and controls energization of the AC motor.
近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。 In recent years, electric vehicles and hybrid vehicles equipped with AC motors have attracted attention as a power source for vehicles due to social demands for low fuel consumption and low exhaust emissions. For example, in a hybrid vehicle, a DC power source composed of a secondary battery or the like and an AC motor are connected via a power converter composed of an inverter or the like, and the DC voltage of the DC power source is converted into an AC voltage by the inverter. There is one that drives an AC motor.
このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを一相の「センサ相」に設け、センサ相の電流検出値に基づき推定した「センサ相以外の推定相」の電流推定値をフィードバックすることで、交流電動機の通電を制御する技術が知られている（例えば特許文献１参照）。電流センサを一相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの出力端子近傍の小型化や制御系統のコスト低減を図っている。 In such a control device for an AC motor mounted in a hybrid vehicle or an electric vehicle, a current sensor for detecting a phase current is provided in one “sensor phase”, and the “sensor phase” estimated based on the current detection value of the sensor phase is provided. A technique for controlling energization of an AC motor by feeding back an estimated current value other than “estimated phase” is known (see, for example, Patent Document 1). By providing the current sensor only in one phase, the number of current sensors is reduced, and the size near the output terminal of the inverter is reduced and the cost of the control system is reduced.
特許文献１に開示された交流電動機の制御装置では、センサ相に一致する方向にα軸、α軸と直交する方向にβ軸を定義したα−β座標系を用い、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出すると共に、α軸電流ｉαの微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出する。そして、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβからセンサ相基準電流位相θｘを算出し、さらに、センサ相基準電流位相θｘとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。
In the control apparatus for an AC motor disclosed in
この制御装置は、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβがｓｉｎ波とｃｏｓ波の関係にあることに着目し、センサ相以外の相の電流指令値を用いることなく、α軸電流ｉαの微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出することができる。したがって、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードのように、交流電動機の通電制御に電流指令値を用いない制御モードにも適用可能である。なお、矩形波制御モードの「矩形波」とは、電流１周期で１パルスの波形をいう。
また、現実の制御においてα軸電流ｉαの「微分値Δｉα」は、電流検出タイミングの間の電気角移動量に対するα軸電流ｉαの差分値として算出される。
This control device pays attention to the fact that the α-axis current iα and the β-axis current iβ are in the relationship between the sin wave and the cosine wave, and the differential value of the α-axis current iα without using the current command value of the phase other than the sensor phase. A β-axis current iβ can be calculated based on Δiα. Therefore, the present invention can be applied to a control mode in which a current command value is not used for energization control of an AC motor, such as a torque feedback control rectangular wave control mode. The “rectangular wave” in the rectangular wave control mode refers to a waveform of one pulse in one cycle of current.
In the actual control, the “differential value Δiα” of the α-axis current iα is calculated as a difference value of the α-axis current iα with respect to the electrical angle movement amount during the current detection timing.
特許文献１の交流電動機の制御装置では、電流指令値を用いずにβ軸電流ｉβを算出する方法として、α軸電流ｉαの微分演算を行う。しかし、微分演算では、ノイズ等による電流検出値の急変の影響を受けやすいという問題がある。
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、多相のうち一相の相電流を電流センサにより検出し、α−β座標系にて電流指令値を用いずに他の相の電流推定値を演算する交流電動機の制御装置において、電流検出値の急変の影響を低減する交流電動機の制御装置を提供することにある。
In the control apparatus for an AC electric motor disclosed in
The present invention has been made in view of the above-described problems, and the object of the present invention is to detect a phase current of one phase among the polyphases with a current sensor, without using a current command value in an α-β coordinate system. Another object of the present invention is to provide an AC motor control device that reduces the influence of a sudden change in a current detection value in an AC motor control device that calculates an estimated current value of another phase.
本発明は、三相以上の多相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の多相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。
ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。
The present invention relates to an inverter that drives a multi-phase AC motor having three or more phases, a current sensor that detects a current flowing in one sensor phase among the multi-phases of the AC motor, and a plurality of switching elements that constitute the inverter. The present invention relates to an AC motor control device including control means for switching on / off to control energization of the AC motor.
Here, the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator. For example, a motor that is used as a main machine of a hybrid vehicle or an electric vehicle and generates torque for driving drive wheels. Applicable to generators. In addition, for example, an electric motor control device that drives a motor generator corresponds to an “AC electric motor control device”.
本発明の制御手段は、センサ相の軸に一致するα軸、及び当該α軸に直交するβ軸からなる固定座標系におけるα軸電流及びβ軸電流に基づいてセンサ相を基準にした電流位相であるセンサ相基準電流位相（θｘ）を算出し、当該センサ相基準電流位相とセンサ相の電流検出値（ｉｗ＿ｓｎｓ）とに基づいてセンサ相以外の相の電流推定値を算出する電流推定手段を有する。
電流推定手段は、センサ相の電流検出値に基づいてα軸電流を算出し、センサ相の電流検出値の、「任意の基準位相から１８０［°］又は５４０［°］遡った位相から基準位相までの区間での積分値」に基づいてβ軸電流を算出することを特徴とする。
The control means of the present invention provides a current phase based on a sensor phase based on an α-axis current and a β-axis current in a fixed coordinate system comprising an α axis that coincides with the axis of the sensor phase and a β axis that is orthogonal to the α axis. Current estimation means for calculating a sensor phase reference current phase (θx), and calculating a current estimation value of a phase other than the sensor phase based on the sensor phase reference current phase and the detected current value (iw_sns) of the sensor phase Have.
The current estimation means calculates an α-axis current based on the current detection value of the sensor phase, and “a reference phase from a phase that is 180 [°] or 540 [°] backward from an arbitrary reference phase of the current detection value of the sensor phase. The β-axis current is calculated based on the “integrated value in the interval until”.
本発明の電流推定手段は、電流指令値を用いず、センサ相の電流検出値の所定位相区間での積分値に基づいてβ軸電流を算出する。そして、α軸電流及びβ軸電流に基づいてセンサ相基準電流位相を算出し、さらに、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相とから他の相の電流推定値を算出する。したがって、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードのように、電流指令値を用いない制御モードにおける電流推定に適用可能である。
また、本発明では、特許文献１の従来技術によるα軸電流の微分演算とは異なり、センサ相の電流検出値の所定位相区間での積分値に基づいてβ軸電流を算出する。微分演算に比べ、本発明の演算では過去の電流検出値の累積結果が反映されるため、ノイズ等による急変の影響を低減することができる。
The current estimation means of the present invention calculates the β-axis current based on the integral value in the predetermined phase section of the detected current value of the sensor phase without using the current command value. Then, a sensor phase reference current phase is calculated based on the α-axis current and the β-axis current, and further, an estimated current value of another phase is calculated from the detected current value of the sensor phase and the sensor phase reference current phase. Therefore, the present invention is applicable to current estimation in a control mode that does not use a current command value, such as a rectangular wave control mode of a torque feedback control method.
Also, in the present invention, unlike the α-axis current differential calculation according to the prior art disclosed in
本発明の電流推定手段は、スイッチング素子のオン／オフを切り替える「スイッチタイミング」、又は、連続するスイッチタイミングの間に一回以上設定される「中間タイミング」の少なくとも一方におけるセンサ相の電流検出値に基づいてα軸電流を算出し、スイッチタイミング同士の位相区間、又は、中間タイミング同士の位相区間の少なくとも一方でα軸電流の積分値を算出することが好ましい。これにより、スイッチタイミングと中間タイミングとの間で不規則に増減する電流検出値の影響をほとんど受けずに、β軸電流ｉβを精度良く算出することができる。 The current estimation means of the present invention is a sensor phase current detection value in at least one of “switch timing” for switching on / off of a switching element or “intermediate timing” set at least once between successive switch timings. It is preferable to calculate the α-axis current based on the above and calculate the integral value of the α-axis current in at least one of the phase intervals between the switch timings or the phase interval between the intermediate timings. As a result, the β-axis current iβ can be accurately calculated without being substantially affected by the detected current value that irregularly increases or decreases between the switch timing and the intermediate timing.
以下、本発明による交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（一実施形態）
図１に示すように、本発明の一実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システム１に適用される。
電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
Hereinafter, an AC motor control apparatus for controlling driving of an AC motor according to the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, substantially the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
(One embodiment)
As shown in FIG. 1, an electric
The
The
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。
The electric vehicle includes a vehicle that drives the
交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている
The
The DC power supply 8 is a chargeable / dischargeable power storage device such as a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion or an electric double layer capacitor. The DC power supply 8 is connected to an inverter 12 (see FIG. 2) of the
車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。
The
車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、シフトスイッチからのシフト信号、及び、車両の速度に関する車速信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ*を電動機制御装置１０に出力する。また車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。
The
図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１３、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
インバータ１２には、図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧ＶＨとして入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに基づいて交流電動機２の駆動が制御される。
As shown in FIG. 2, the
A boost voltage of a DC power source by a boost converter (not shown) is input to the
電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか一相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、Ｗ相の相電流をセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとして検出し、制御部１５に出力する。
以下、本実施形態の説明では、センサ相をＷ相とする構成を前提として説明する。ただし、他の実施形態では、Ｕ相又はＶ相をセンサ相としてもよい。
The
Hereinafter, the description of the present embodiment will be made on the assumption that the sensor phase is the W phase. However, in other embodiments, the U phase or the V phase may be the sensor phase.
回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎが算出される。以下、「交流電動機２のロータの回転数Ｎ」を、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。
本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。
The
The
制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。
The
電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎ及びトルク指令値ｔｒｑ*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ*が正のとき、発電。
The
<1. Forward rotation power consumption> Power consumption when the rotational speed N is positive and the torque command value trq * is positive.
<2. Forward rotation regeneration> When the rotational speed N is positive and the torque command value trq * is negative, power is generated.
<3. Reverse running power> Power consumption when the rotational speed N is negative and the torque command value trq * is negative.
<4. Reverse regeneration> Electricity is generated when the rotational speed N is negative and the torque command value trq * is positive.
回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。
When the rotational speed N> 0 (forward rotation) and the torque command value trq * > 0, or when the rotational speed N <0 (reverse rotation) and the torque command value trq * <0, the
On the other hand, when the rotational speed N> 0 (forward rotation) and the torque command value trq * <0, or when the rotational speed N <0 (reverse rotation) and the torque command value trq * > 0, the
次に、主としてトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに適用される制御部１５の構成について、図３〜図７を参照して説明する。
図３に示すように、制御部１５は、トルク減算器５２、ＰＩ演算部５３、矩形波発生器５４、信号発生器５５、「電流推定手段」としての電流推定部４０及びトルク推定部５６を有する。
Next, the configuration of the
As shown in FIG. 3, the
トルク減算器５２は、トルク推定部５６からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ演算部５３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧ベクトルの位相指令値である「電圧位相指令値ＶΨ」をＰＩ演算により算出する。
The
The
矩形波発生器５４は、電圧位相指令値ＶΨと電気角θｅとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令値ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ*を出力する。
信号発生器５５は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ*に基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係る電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ１２に出力する。
電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成される。この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加され、トルク指令値ｔｒｑ*に応じたトルクが出力されるように交流電動機２の駆動が制御される。
The
Based on the U-phase voltage command value vu * , the V-phase voltage command value vv * , and the W-phase voltage command value vw * , the
Three-phase AC voltages vu, vv, vw are generated by controlling on / off of the switching elements of the
電流推定部４０は、電流センサ１３が検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと、回転角センサ１４から取得された電気角θｅとに基づき、後述する特徴的な演算によって推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを推定し、さらに、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔに基づいて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。
トルク推定部５６は、電流推定部４０が推定したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づいて、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをマップ又は数式等により演算し、トルク減算器５２にフィードバックする。
The
Based on the d-axis current estimated value id_est and the q-axis current estimated value iq_est estimated by the
次に、電流推定部４０の詳細な構成について、図４を参照して説明する。
電流推定部４０は、α軸電流算出部４１、β軸電流算出部４２、センサ相基準電流位相算出部４３、他相電流推定部４４、及びｄｑ変換部４５を有する。センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは、α軸電流算出部４１、β軸電流算出部４２、他相電流推定部４４、及びｄｑ変換部４５に多重的に入力され、各部で段階的に演算が実行される。
また、本実施形態の制御部１５は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに適用されるものであるため、基本的にｄ軸電流指令値ｉｄ*及びｑ軸電流指令値ｉｑ*を用いない。
Next, a detailed configuration of the
The
In addition, since the
α軸電流算出部４１、β軸電流算出部４２及びセンサ相基準電流位相算出部４３では、固定座標系であるα−β座標系を用いてα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを算出した後、センサ相基準電流位相θｘを算出する。なお、センサ相基準電流位相の記号について、特許文献１（特開２０１３−１７２５９４号公報）に記載されている「ｘθ」と、本明細書で用いる「θｘ」とは同義である。
After calculating the α-axis current iα and the β-axis current iβ using the α-β coordinate system which is a fixed coordinate system, the α-axis
図５に示すように、α軸はセンサ相であるＷ相の軸に一致し、β軸はα軸に直交する。センサ相基準電流位相θｘは、α軸と、電流振幅Ｉａの電流ベクトル（Ｉａ∠θｘ）とがなす、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度である。センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは、センサ相基準電流位相θｘ及び電流振幅Ｉａを用いて、式（１）で表される。
ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ） ・・・（１）
センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは、位相変化に伴って変化する連続値であるため、例えば位相に対する連続波形として表現する場合等、文脈によって「Ｗ相検出電流ｉｗ＿ｓｎｓ」ともいう。Ｗ相検出電流ｉｗ＿ｓｎｓは、図６に示す正弦波形を呈する。
As shown in FIG. 5, the α axis coincides with the axis of the W phase that is the sensor phase, and the β axis is orthogonal to the α axis. The sensor phase reference current phase θx is an angle synchronized with the detected current value iw_sns of the sensor phase formed by the α axis and the current vector (Ia∠θx) of the current amplitude Ia. The sensor phase current detection value iw_sns is expressed by equation (1) using the sensor phase reference current phase θx and the current amplitude Ia.
iw_sns = Ia × sin (θx) (1)
Since the current detection value iw_sns of the sensor phase is a continuous value that changes with a phase change, for example, when expressed as a continuous waveform with respect to the phase, it is also referred to as “W-phase detection current iw_sns” depending on the context. W-phase detection current iw_sns has a sine waveform shown in FIG.
正回転、正トルクの力行状態において、Ｗ相電流ｉｗの波形が負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは０［°］であり、Ｗ相電流ｉｗの波形が正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは１８０［°］である。
また、「α軸に直交するβ軸」には、センサ相基準電流位相θｘが９０［°］の方向を正方向とする軸（図５中の「β軸」）、及び、センサ相基準電流位相θｘが２７０［°］の方向を正方向とする軸（図５中の「β’軸」）の２通りが存在する。
以下、角度単位の表示について、文中では［°］のように表示し、式中では［ ］を付けないで示す。
The sensor phase reference current phase θx is 0 [°] when the waveform of the W-phase current iw crosses from negative to positive in the power running state of positive rotation and positive torque, and the waveform of the W-phase current iw changes from positive to negative. The sensor phase reference current phase θx at the time of zero crossing is 180 [°].
In addition, the “β axis orthogonal to the α axis” includes an axis (“β axis” in FIG. 5) having a sensor phase reference current phase θx of 90 [°] as a positive direction, and a sensor phase reference current. There are two types of axes (the “β ′ axis” in FIG. 5) whose phase θx is the positive direction in the direction of 270 °.
In the following, the angle unit is displayed as [°] in the text and without [] in the formula.
ここで、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いるα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβについて説明する。α軸電流ｉαは、各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、及び、三相軸からαβ軸への変換係数Ｋαβを用いて、式（２）のように表される。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（３）
Here, the α-axis current iα and the β-axis current iβ used to calculate the sensor phase reference current phase θx will be described. The α-axis current iα is expressed as in Expression (2) using the phase currents iu, iv, iw and the conversion coefficient K αβ from the three-phase axis to the αβ axis.
iu + iv + iw = 0 (3)
式（２）について式（３）を用いて変形すると式（４）が得られる。そして、式（４）のＷ相電流ｉｗとして、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いると、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、式（４’）で表される。α軸電流算出部４１は、式（４’）により、α軸電流ｉαを算出する。
ここで、矩形波制御モードにおける電流検出タイミングについて説明する。
図７に示すように、矩形波制御モードにおける各相の電圧波形は、オフ状態である０［Ｖ］とオン状態であるシステム電圧ＶＨとを位相１８０［°］毎に交替する、電流１周期で１パルスの波形である。三相の電圧波形の位相は、互いに１２０［°］ずれており、インバータ１２のいずれかの相のスイッチング素子（図示せず）が電気角６０［°］毎にオン／オフすることにより、電圧波形のオン／オフが切替わる。
Here, the current detection timing in the rectangular wave control mode will be described.
As shown in FIG. 7, the voltage waveform of each phase in the rectangular wave control mode is a current cycle in which 0 [V] in the off state and the system voltage VH in the on state are switched every 180 [°]. The waveform of one pulse. The phases of the three-phase voltage waveforms are shifted from each other by 120 [°], and a switching element (not shown) of any phase of the
このスイッチング素子のオン／オフタイミングを「スイッチタイミング」という。連続するスイッチタイミング同士の電気角θｅの差は６０［°］である。また、連続するスイッチタイミングの間に設定されるタイミングを「中間タイミング」という。中間タイミング同士の電気角θｅの差も６０［°］である。
図７では、連続するスイッチタイミング同士の電気角差を２等分し、スイッチタイミングから３０［°］ずれた電気角θｅに中間タイミングが設定されている。ただし、この例に限らず、中間タイミングは、スイッチタイミングからのずれが３０［°］以外の電気角θｅに設定されてもよく、連続するスイッチタイミング同士の間に２回以上設定されてもよい。
The on / off timing of the switching element is referred to as “switch timing”. The difference in electrical angle θe between successive switch timings is 60 [°]. The timing set between successive switch timings is called “intermediate timing”. The difference in electrical angle θe between the intermediate timings is also 60 [°].
In FIG. 7, the electrical angle difference between successive switch timings is divided into two equal parts, and the intermediate timing is set to an electrical angle θe that is shifted by 30 [°] from the switch timing. However, the present invention is not limited to this example, and the intermediate timing may be set to an electrical angle θe other than 30 [°] from the switch timing, or may be set twice or more between successive switch timings. .
センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは、スイッチタイミング又は中間タイミングの少なくとも一方で検出される。したがって、電気角６０［°］周期での電流検出値が得られることとなる。α軸電流ｉαは、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの検出タイミングに同期して算出される。 The sensor phase current detection value iw_sns is detected at least one of the switch timing and the intermediate timing. Therefore, a current detection value with an electrical angle of 60 [°] is obtained. The α-axis current iα is calculated in synchronization with the detection timing of the sensor phase current detection value iw_sns.
一方、β軸電流算出部４２は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの、「任意の基準位相から１８０°又は５４０°遡った位相から基準位相までの区間」での積分値に基づいてβ軸電流ｉβを算出する。ここで、「任意の基準位相」は、演算時現在の位相でもよく、演算時以前の位相としてもよい。以下、この積分演算について説明する。
まず、「位相φの関数である電流（Ｉａ×ｓｉｎφ）を位相（θ−ξ）から位相θまでの区間（但し、ξは、０°＜ξ＜７２０°、ξ≠３６０°である位相）で積分した値」を「シフト電流Ｉｓｈｉｆｔ」と定義する。振幅Ｉａは位相θに対して不変であるとすると、シフト電流Ｉｓｈｉｆｔは、「任意の基準位相」をθとして、式（５）で表される。式（５）は、Ｗ相を基準とするセンサ相基準電流位相θｘに限らず、一般的な位相θについての式である。
On the other hand, the β-axis
First, “current (Ia × sin φ) as a function of phase φ is a section from phase (θ−ξ) to phase θ (where ξ is a phase where 0 ° <ξ <720 ° and ξ ≠ 360 °) Is defined as “shift current Ishift”. Assuming that the amplitude Ia is invariant with respect to the phase θ, the shift current Ishift is expressed by Expression (5), where “arbitrary reference phase” is θ. Equation (5) is not limited to the sensor phase reference current phase θx with respect to the W phase, but is an equation for a general phase θ.
式（５）を変形すると式（６）のようになる。式（７）で定義されるＫｓは、振幅比を示す。
式（６）によると、シフト電流Ｉｓｈｉｆｔは、電流（Ｉａ×ｓｉｎθ）に対し、振幅がＫｓ倍であり、位相が（ξ／２）シフトしていることがわかる。
Ｗ相をセンサ相とする本実施形態に当てはめ、式（５）において「θ」を「センサ相基準電流位相θｘ」と読み替えると、式（５）、（６）における電流（Ｉａ×ｓｉｎθ）は、「Ｗ相検出電流ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ）」に相当する。
According to Expression (6), it can be seen that the shift current Ishift has an amplitude Ks times that of the current (Ia × sin θ) and the phase is shifted by (ξ / 2).
When applied to the present embodiment in which the W phase is the sensor phase and “θ” is replaced with “sensor phase reference current phase θx” in equation (5), the current (Ia × sin θ) in equations (5) and (6) is , “W-phase detection current iw_sns = Ia × sin (θx)”.
式（６）に、ξ＝１８０°を代入すると、式（８．１）が得られる。
Iｓｈｉｆｔ＝２Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−９０°） ・・・（８．１）
また、式（６）に、ξ＝５４０°を代入すると、式（８．２）が得られる。
Iｓｈｉｆｔ＝２Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−２７０°）
＝２Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ＋９０°） ・・・（８．２）
式（８．１）、（８．２）をまとめると式（８．３）のように表される。
Iｓｈｉｆｔ＝２Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ±９０°）＝±２Ｉａ×ｃｏｓ（θｘ）
・・・（８．３）
Substituting ξ = 180 ° into equation (6) yields equation (8.1).
Ishift = 2Ia × sin (θx−90 °) (8.1)
Further, when ξ = 540 ° is substituted into equation (6), equation (8.2) is obtained.
Ishift = 2Ia × sin (θx−270 °)
= 2Ia × sin (θx + 90 °) (8.2)
When formulas (8.1) and (8.2) are put together, they are expressed as formula (8.3).
Ishift = 2Ia × sin (θx ± 90 °) = ± 2Ia × cos (θx)
... (8.3)
図６に示すように、ξ＝１８０°又はξ＝５４０°に対応するシフト電流Ｉｓｈｉｆｔは、Ｗ相検出電流ｉｗ＿ｓｎｓに対して直交し、振幅が２倍の電流となる。シフト電流Ｉｓｈｉｆｔの方向は、ξ＝１８０°のとき図５のβ軸に対応し、ξ＝５４０°のとき図５のβ’軸に対応する。
β軸電流ｉβは、式（２）、（４）の変換係数Ｋαβを用いて、式（９）によりシフト電流Ｉｓｈｉｆｔから算出される。
The β-axis current iβ is calculated from the shift current Ishift by the equation (9) using the conversion coefficient K αβ of the equations (2) and (4).
以上のとおり、β軸電流算出部４２は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく積分演算によってβ軸電流ｉβを算出する。この積分演算は、上述したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの検出タイミングに対応し、スイッチタイミング同士の位相区間、又は、中間タイミング同士の位相区間の少なくとも一方の区間で実行されることが好ましい。
As described above, the β-axis
センサ相基準電流位相算出部４３は、α軸電流ｉα及びβ軸電流に基づいて式（１０）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。なお、式（１０）における符号の反転等の注意事項は、特許文献１に準じる。
他相電流推定部４４は、センサ相基準電流位相算出部４３にて算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて、推定相であるＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。
図６に示すように、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、式（１）のＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに対して位相を１２０［°］ずらした式（１１）で表される。
ｉｕ＿ｅｓｔ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−１２０°） ・・・（１１）
The other-phase
As shown in FIG. 6, the U-phase current estimated value iu_est is expressed by Expression (11) in which the phase is shifted by 120 [°] with respect to the W-phase current detection value iw_sns of Expression (1).
iu_est = Ia × sin (θx−120 °) (11)
式（１１）を変形すると、センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いた式（１２）が得られる。 When Expression (11) is transformed, Expression (12) using the sensor phase reference current phase θx and the sensor phase current detection value iw_sns is obtained.
Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、式（１３）で定義される推定係数ｉｕ＿ｋｐを用いて式（１４）により算出してもよい。ここで、推定係数ｉｕ＿ｋｐは、式（１３）から直接演算してもよく、又は式（１３）の一部或いは全体をセンサ相基準電流位相θｘに基づいて予めマップ化しておき、このマップを参照することにより算出してもよい。
なお、推定係数の記号について、特許文献１に記載されている「ｆｕ（ｘθ）」と、本明細書で用いる「ｉｕ＿ｋｐ」とは同義である。
The U-phase current estimated value iu_est may be calculated by Expression (14) using the estimation coefficient iu_kp defined by Expression (13). Here, the estimation coefficient iu_kp may be directly calculated from the equation (13), or a part or the whole of the equation (13) is mapped in advance based on the sensor phase reference current phase θx, and this map is referred to. You may calculate by doing.
Regarding the symbol of the estimation coefficient, “fu (xθ)” described in
ｄｑ変換部４５は、Ｕ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ及びセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを式（１５）によりｄｑ変換し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
次に、電流推定部４０が実行する電流推定処理ルーチンについて、図８のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で、記号Ｓは「ステップ」を示す。
この電流推定ルーチンは、制御部１５の電源オン期間中に所定の演算周期で繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、最初のＳ１０では、電流センサ１３で検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得すると共に、回転角センサ１４で検出した交流電動機２の電気角θｅを取得する。
Next, a current estimation processing routine executed by the
This current estimation routine is repeatedly executed at a predetermined calculation period during the power-on period of the
Ｓ２０及びＳ３０は併行して実行される。
Ｓ２０では、式（４’）により、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出する。Ｓ３０では、式（５）により、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ（＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ））を所定位相区間について積分し、β軸電流ｉβを算出する。
S20 and S30 are executed in parallel.
In S20, the α-axis current iα is calculated based on the detected current value iw_sns of the sensor phase according to the equation (4 ′). In S30, the current detection value iw_sns (= Ia × sin (θx)) of the sensor phase is integrated with respect to a predetermined phase interval according to the equation (5) to calculate the β-axis current iβ.
Ｓ４０では、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとを用いて式（１０）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。
Ｓ５０では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相基準電流位相θｘとから、式（１２）、又は推定係数ｉｕ＿ｋｐを用いた式（１４）により、Ｕ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。このステップでは、詳しくは特許文献１に開示されたように、センサ相電流のゼロクロス時であるか否かの判定を含む。
In S40, the sensor phase reference current phase θx is calculated by the equation (10) using the α-axis current iα and the β-axis current iβ.
In S50, an estimated current value iu_est for the U phase is calculated from the detected current value iw_sns for the sensor phase and the sensor phase reference current phase θx according to the equation (12) or the equation (14) using the estimation coefficient iu_kp. This step includes determination as to whether or not the sensor phase current is at zero crossing, as disclosed in
Ｓ６０では、Ｕ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、及び、センサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを式（１５）によりｄｑ変換し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
以上で、電流推定部４０が実行する電流推定ルーチンを終了する。
In S60, the U-phase current estimation value iu_est and the sensor phase (W-phase) current detection value iw_sns are dq-transformed by the equation (15) to calculate the d-axis current estimation value id_est and the q-axis current estimation value iq_est. .
Above, the current estimation routine which the
（効果）
（１）本実施形態の電動機制御装置１０は、三相のうち一相の相電流を電流センサ１３により検出し、他の二相の相電流を推定する。電流センサ１３をセンサ相のみに設けることで、電流センサ１３の数を減らすことができる。これにより、インバータ１２の三相出力端子近傍を小型化し、また、電動機制御装置１０のコストを低減することができる。
また、電流センサ１３の数を１つにすることで、複数個の電流センサを用いる従来の交流電動機の制御システムで発生しうる、電流センサのゲイン誤差の影響が無くなる。これにより、交流電動機２において、複数個の電流センサのゲイン誤差が引き起こす出力トルク変動を排することができ、例えば車両用の場合は車両振動を無くすことに繋がり、車両の商品性を下げる要素を取り除くことができる。
(effect)
(1) The
Further, by making the number of the
（２）電流推定部４０は、センサ相を基準にしたα−β座標系におけるα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいてセンサ相基準電流位相θｘを算出するため、センサ相を基準にした実際の電流位相θｘを算出することができる。
また、センサ相基準電流位相θｘとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出するため、実際の電流位相θｘの高調波成分や通常起こり得る変動の影響を織り込んで推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを精度良く算出することができる。
(2) The
Further, since the estimated current value iu_est of the estimated phase is calculated based on the sensor phase reference current phase θx and the detected current value iw_sns of the sensor phase, the influence of the harmonic component of the actual current phase θx and the fluctuation that can normally occur is incorporated. Thus, the estimated current value iu_est of the estimated phase can be calculated with high accuracy.
（３）電流推定部４０は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出し、且つ、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの、位相（θｘ−１８０°）から位相θｘまで、又は位相（θｘ−５４０°）から位相θｘまでの区間での積分値として算出されるシフト電流Ｉｓｈｉｆｔに基づいてβ軸電流ｉβを算出する。
これにより、交流電動機２の通電制御に電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードにおいて、電流指令値を用いずにβ軸電流ｉβを算出することができる。また、特許文献１に開示されたα軸電流ｉαを微分する方法では、ノイズ等による電流検出値の急変の影響を受けやすいのに対し、本実施形態では、過去の電流検出値の累積結果が反映されるため、急変の影響を低減することができる。
(3) The
Thereby, in the rectangular wave control mode of the torque feedback control system that does not use the current command value for the energization control of the
（４）電流推定部４０は、スイッチタイミング又は中間タイミングの少なくとも一方におけるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出し、スイッチタイミング同士の位相区間、又は、中間タイミング同士の位相区間の少なくとも一方でのセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの積分値（すなわち、シフト電流Ｉｓｈｉｆｔ）に基づいてβ軸電流ｉβを算出する。
(4) The
スイッチングタイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング動作による影響を受けて波形が歪むのに対し、中間タイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング動作の影響をあまり受けないため波形がほとんど歪まない。そのため、スイッチタイミング毎の電流検出値と中間タイミング毎の電流検出値の両方からなる電流波形は、正弦波のように規則的に増減せず、不規則に増減する傾向となる。 While the waveform of the current detection value detected at each switching timing is affected by the switching operation, the waveform is distorted, while the waveform of the current detection value detected at each intermediate timing is not affected by the switching operation. Is hardly distorted. Therefore, the current waveform consisting of both the current detection value at each switch timing and the current detection value at each intermediate timing does not increase or decrease regularly like a sine wave, but tends to increase or decrease irregularly.
一方、スイッチングタイミング毎に検出した電流検出値の波形、中間タイミング毎に検出した電流検出値の波形のいずれも、それぞれの波形では、ほぼ規則的に増減する。したがって、スイッチタイミング同士の位相区間、又は、中間タイミング同士の位相区間でシフト電流Ｉｓｈｉｆｔの積分演算を実行すれば、スイッチタイミングと中間タイミングとの間で不規則に増減する電流検出値の影響をほとんど受けずに、β軸電流ｉβを精度良く算出することができる。その結果、センサ相基準電流位相θｘの算出精度を向上させることができる。 On the other hand, both of the waveform of the current detection value detected at each switching timing and the waveform of the current detection value detected at each intermediate timing increase or decrease almost regularly in each waveform. Therefore, if the integral calculation of the shift current Ishift is executed in the phase interval between the switch timings or in the phase interval between the intermediate timings, the influence of the current detection value that irregularly increases and decreases between the switch timing and the intermediate timing is almost eliminated. Without being received, the β-axis current iβ can be accurately calculated. As a result, the calculation accuracy of the sensor phase reference current phase θx can be improved.
（その他の実施形態）
（ア）電流センサにより相電流を検出するセンサ相は、上記実施形態のＷ相に限らず、Ｕ相又はＶ相としてもよい。また、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相θｘとから電流推定値を算出する推定相は、上記実施形態のＵ相に限らず、Ｖ相又はＷ相としてもよい。
(Other embodiments)
(A) The sensor phase for detecting the phase current by the current sensor is not limited to the W phase in the above embodiment, and may be the U phase or the V phase. In addition, the estimation phase for calculating the current estimation value from the current detection value of the sensor phase and the sensor phase reference current phase θx is not limited to the U phase of the above embodiment, and may be the V phase or the W phase.
（イ）本発明による交流電動機の制御装置は、主として、通電制御に電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに適用されることが有効である。しかし、通電制御に電流指令値を用いる電流フィードバック制御方式の正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードにおいても、本発明の積分演算によりβ軸電流ｉβを算出してもかまわない。 (A) The AC motor control device according to the present invention is effective when applied mainly to a rectangular wave control mode of a torque feedback control system that does not use a current command value for energization control. However, the β-axis current iβ may be calculated by the integral operation of the present invention even in the current feedback control type sine wave PWM control mode or overmodulation PWM control mode in which the current command value is used for energization control.
（ウ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。さらに本発明は、三相交流電動機に限らず、三相以上の多相の交流電動機に広く適用可能である。 (C) The AC motor of the above embodiment is a permanent magnet type synchronous three-phase AC motor. However, in other embodiments, an induction motor or other synchronous motor may be used. In addition, the AC motor of the above embodiment is a so-called motor generator having both a function as a motor and a function as a generator. However, in other embodiments, the AC motor may not have a function as a generator. Furthermore, the present invention is not limited to a three-phase AC motor, and can be widely applied to a multi-phase AC motor having three or more phases.
（エ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。 (D) The control device for an AC motor according to the present invention is not limited to a system in which only one set of an inverter and an AC motor is provided as in the above embodiment, but may be applied to a system in which two or more sets of inverters and AC motors are provided. Good. Further, the present invention may be applied to a system such as a train in which a plurality of AC motors are connected in parallel to one inverter.
（オ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
(E) The control device for an AC motor according to the present invention is not limited to the AC motor of the hybrid vehicle having the configuration shown in FIG. 1, and may be applied to an AC motor of an electric vehicle having any configuration. Moreover, you may apply to AC motors other than an electric vehicle.
As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
１３・・・電流センサ、
１５・・・制御部（制御手段）、
４０・・・電流推定部（電流推定手段）。
2 ... AC motor,
10: Electric motor control device (AC motor control device),
12 ... Inverter,
13 ... Current sensor,
15 ... control unit (control means),
40: Current estimation unit (current estimation means).
Claims (2)
前記交流電動機の多相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサ（１３）と、
前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて前記交流電動機の通電を制御する制御手段（１５）と、
を備え、
前記制御手段は、前記センサ相の軸に一致するα軸、及び当該α軸に直交するβ軸からなる固定座標系におけるα軸電流及びβ軸電流に基づいて前記センサ相を基準にした電流位相であるセンサ相基準電流位相（θｘ）を算出し、当該センサ相基準電流位相と前記センサ相の電流検出値（ｉｗ＿ｓｎｓ）とに基づいて前記センサ相以外の相の電流推定値を算出する電流推定手段（４０）を有し、
前記電流推定手段は、前記センサ相の電流検出値に基づいて前記α軸電流を算出し、且つ、前記センサ相の電流検出値の、任意の基準位相から１８０［°］又は５４０［°］遡った位相から前記基準位相までの区間での積分値に基づいて前記β軸電流を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。 An inverter (12) for driving a three-phase or more multi-phase AC motor (2);
A current sensor (13) for detecting a current flowing in a single sensor phase among the multiphases of the AC motor;
Control means (15) for controlling energization of the AC motor by switching on / off of a plurality of switching elements constituting the inverter;
With
The control means has a current phase based on the sensor phase based on an α-axis current and a β-axis current in a fixed coordinate system including an α axis that coincides with the axis of the sensor phase and a β axis that is orthogonal to the α axis. Current estimation for calculating a current estimation value of a phase other than the sensor phase based on the sensor phase reference current phase (θx) and a current detection value (iw_sns) of the sensor phase Means (40),
The current estimation means calculates the α-axis current based on the detected current value of the sensor phase, and goes back 180 [°] or 540 [°] from an arbitrary reference phase of the detected current value of the sensor phase. The control apparatus (10) for an AC motor, wherein the β-axis current is calculated based on an integral value in a section from the phase to the reference phase.
前記スイッチング素子のオン／オフを切り替えるスイッチタイミング、又は、連続する前記スイッチタイミングの間に一回以上設定される中間タイミングの少なくとも一方における前記センサ相の電流検出値に基づいて前記α軸電流を算出し、
前記スイッチタイミング同士の位相区間、又は、前記中間タイミング同士の位相区間の少なくとも一方での前記センサ相の電流検出値の積分値に基づいて前記β軸電流を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。 The current estimation means includes
The α-axis current is calculated based on the detected current value of the sensor phase at at least one of a switch timing for switching on / off of the switching element or an intermediate timing set at least once between successive switch timings. And
2. The β-axis current is calculated based on an integrated value of current detection values of the sensor phase in at least one of a phase interval between the switch timings or a phase interval between the intermediate timings. The control apparatus of the alternating current motor described in 1.
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| A521 | Request for written amendment filed |
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| A02 | Decision of refusal |
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