JP2001309561A - 連系装置 - Google Patents
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
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Abstract
用コンデンサの容量値の経年変化によってインバータの
制御に不調を来たしてインバータに過電流が流れるのを
防止する。 【解決手段】 最大電力追従制御部20aが、山登り法
によってインバータを制御する際にコンデンサ6の電流
iCおよび電圧vDCの変化をも検出し、容量値算出部2
01において電流iCおよび電圧vDCの値を用いつつ同
定アルゴリズムに基づいてコンデンサ6の容量値を同定
する。そして、指令値発生部202において、同定した
コンデンサ6の容量値の変化を反映させつつ電力特性に
基づいて指令値i*を算出する。指令値i*によりPWM
パルス発生部203でゲート信号v G1が生成され、増幅
器21で信号増幅されたゲート信号vG2がインバータ1
0内の各スイッチング素子を制御する。
Description
刻々と変化する直流電源から常時、最大電力を取り出し
て商用周波交流電源や交流負荷に与える連系装置に関す
る。
開発が進んでおり、太陽電池から生じる直流電力を効率
よく交流負荷や既存の交流電力系統に与えるための研究
が広く行われている。
る。この連系装置は、太陽電池1と、既存の電力系統で
ある商用交流電源15と、IGBT等のスイッチング素
子を複数含み、太陽電池1の直流電力を交流電力に変換
して逆潮流させるインバータ10とを備えている。そし
て、太陽電池1の負極であるノード3には変流器4の一
端が接続されている。変流器4は太陽電池1が出力する
電流iDCの検出のために設けられる。なお、ノード3に
は接地電位GNDが与えられている。また、太陽電池1
の正極であるノード2と変流器4の他端であるノード5
との間には、コンデンサ6および電圧検出部9が互いに
並列に接続されている。コンデンサ6は太陽電池1が出
力する電圧vDCの平滑化のために、電圧検出部9は電圧
vDCの検出のために、それぞれ設けられる。
ド2およびノード5に接続されている。また、インバー
タ10の一つの出力端であるノード11にはインダクタ
17の一端が接続されている。また、インダクタ17の
他端であるノード16およびインバータ10の他の出力
端であるノード12の間にはコンデンサ19が接続され
ている。インダクタ17およびコンデンサ19はLC回
路を構成し、インバータ10の出力電圧から高調波を除
去するフィルタとして機能する。また、電圧検出部18
がコンデンサ19と並列に接続され、ノード12には変
流器13の一端が接続されている。そして、ノード16
および変流器13の他端であるノード14の間に商用交
流電源15が接続されている。変流器13は商用交流電
源15に流れる電流iACの検出のために、電圧検出部1
8は商用交流電源15の両端にかかる電圧vACの検出の
ために、それぞれ設けられる。
象(日射量)や温度等の環境条件によって刻々と変化す
る。すなわち、環境条件によって出力電力が最大となる
ときの出力電圧および出力電流の値が変化する。このこ
とを示したのが図8である。図8はP−V特性とも称さ
れる特性図であり、太陽電池の出力電圧vDCと出力電力
PDC(=iDC×vDC)との関係を表わしている。太陽電
池のP−V特性は、図8に示すように山形のグラフとな
る。そして、そのグラフのうち山の頂上にあたる部分が
最大電力点となる。例えば図8に示すように、ある環境
条件下でのP−V特性がC1であればそのときの最大電
力点はP1であり、最大電力点P1に対応する出力電力
PDC1がそのときの最大電力である。また、この出力電
力PDC1を太陽電池に発生させるためには、太陽電池が
最大電力点P1に対応する出力電圧vDC1を発生するよ
う、太陽電池に接続された外部回路を制御すればよい。
1からC2へと変化したとすると、最大電力点もP1か
らP2へと変化し、最大電力点に対応する出力電圧の値
もv DC1からvDC2へと変化する。その場合、太陽電池に
最大電力を発生させるためには、太陽電池の出力電圧が
vDC1でなくvDC2となるように外部回路を制御する必要
がある。
有効に利用するためには、常に最大電力を出力するよう
太陽電池の出力電圧または出力電流を制御する最大電力
追従制御機能が必要となる。
制御すべき外部回路にあたる。よって、このインバータ
10の含む各スイッチング素子を最適に制御して、商用
交流電源15に対しては適切な商用交流周波数や商用交
流電圧を与えながら、かつ、太陽電池1が最大電力点に
対応する電圧を出力するようにしなければならない。そ
のために最大電力追従制御部20bが設けられる。
ACの各値の情報は、いずれも最大電力追従制御部20b
に入力される。最大電力追従制御部20bでは、これら
の情報に基づいて、インバータ10の含む各スイッチン
グ素子を最適に制御するため、PWM(Pulse Width Mo
dulation)パルスであるゲート信号vG1を発生させる。
なお、ゲート信号vG1は増幅器21により増幅され、各
スイッチング素子を駆動するのに充分なパルス電力に増
幅されたゲート信号vG2としてインバータ10に与えら
れる。
ように、機能的には2つの部分に分別できる。すなわ
ち、最大電力追従制御部20bは、ゲート信号vG1を商
用交流電源15の位相や電圧値に合わせて発生させるた
めのPWMパルス発生部203と、PWMパルス発生部
203に対して最大電力点に適したパルス幅やパルス強
度を指定する指令値i*を発生させるための指令値発生
部204とを備える。ゲート信号vG1の発生には商用交
流電源15の電力の位相や電圧値を知る必要があるた
め、PWMパルス発生部203には電圧vACおよび電流
iACの情報が入力される。また、指令値i*を発生させ
るためには太陽電池1の最大電力点を知る必要があるた
め、指令値発生部204には電圧vDCおよび電流iDCの
情報が入力される。なお、指令値発生部204はROM
およびRAM等が接続された一般的なCPU内において
所定のソフトウェアプログラムによって動作する。
最大電力点を求める方法としては、例えば特願平11−
160435号公報に記載の技術や、よく知られた「山
登り法」等を用いればよい。「山登り法」とは、はじめ
に太陽電池1の出力電圧が低めの値となるようインバー
タ10を設定しておき、インバータ10を制御して出力
電圧を徐々に上げて太陽電池1の出力電力の変化を検出
することで最大電力点に適した指令値i*を発生させ、
このような動作を定期的にまたは変動があったときに繰
り返す制御方法のことである。
ゴリズムを指令値発生部204が採用した場合のブロッ
ク図を示している。すなわち、入力された電圧vDCおよ
び電流iDCの値が乗算されて、ある時刻tkにおける電
力PDC(k)が求められる。なお、kは電圧vDCおよび
電流iDCのサンプリング番号を示す整数であり、P
DC(k)など(k)が添付されている物理量は、時刻t
kにおけるその物理量の値を示す。
刻tkより1サンプリング周期前の電力PDC(k−1)
の値の情報が記憶され、電力PDC(k)と電力PDC(k
−1)との差が計算される。そして、指令値算出部20
4bにおいて、その結果が正であるか負であるかが判定
される。結果が正であった場合は電力の値が増加してお
り、結果が負であった場合は電力の値が減少しているこ
とになる。また、結果が0である場合には、例えば増加
とみなせばよい。
力の増減に応じて指令値i*の増減を決定する。すなわ
ち、電力PDC(k)と電力PDC(k−1)との差が正ま
たは0であるときは、サンプリング時刻tk-1において
出力した指令値i*(k−1)を増加させていた場合に
は今回出力する指令値i*(k)をi*(k−1)に比べ
a(k)だけ増加させ、サンプリング時刻tk-1におい
て出力した指令値i*(k−1)を減少させていた場合
には今回出力する指令値i*(k)をi*(k−1)に比
べa(k)だけ減少させる。一方、電力PDC(k)と電
力PDC(k−1)との差が負であるときは、サンプリン
グ時刻tk-1において出力した指令値i*(k−1)を増
加させていた場合には今回出力する指令値i*(k)を
i*(k−1)に比べa(k)だけ減少させ、サンプリ
ング時刻tk-1において出力した指令値i*(k−1)を
減少させていた場合には今回出力する指令値i*(k)
をi*(k−1)に比べa(k)だけ増加させる。そし
て最終的には、指令値i*はP−V特性の全区間にわた
ってこれらの増減量が積分された値として出力される。
るのは増減いずれかを示す情報(例えば+1,−1)だ
けであり、その情報は増幅器204cによって制御ゲイ
ンK Mだけ定数倍される。そして、この制御ゲインKMが
指令値i*(k)への増加分(または減少分)a(k)
となる。この制御ゲインKMの値は、制御が最適に行え
るよう連系装置ごとに試行錯誤を経て調節される。
しての連系装置においては、日照条件等が急変し太陽電
池の発生し得る最大電力が急激に変化した場合、この変
化に応じて商用交流電源に逆潮流している電力を速やか
に制御する必要がある。
じた場合、慎重に逆潮流電力を制御しないと過渡現象が
生じ、一時的にインバータ10内のスイッチング素子に
過電流が流れる場合がある。この過電流によって過渡的
ではあるもののスイッチング素子の温度が急上昇し、素
子の信頼性が低下したり、最悪の場合には破損してしま
うこともある。また、スイッチング素子がこの過電流を
オン・オフするときに、大きなスパイク電圧が発生し
て、スイッチング素子の周辺に接続された他のデバイス
を破損させてしまう場合もある。
し、また連系装置内には太陽電池1の平滑化のためのコ
ンデンサ6が接続されているため、制御理論におけるい
わゆる「一次遅れ」現象が生じる。したがって、最大電
力追従制御部20bでの制御用プログラムは、コンデン
サ6の容量値の大きさに依存した「一次遅れ要素」を考
慮して作成されねばならず、この「一次遅れ」現象への
対策が不十分であるとインバータ10内のスイッチング
素子に過電流が流れてしまう。従来の連系装置において
は、制御ゲインKMの値を調節することで「一次遅れ」
現象による制御への悪影響を抑制していた。
コンデンサ6の容量値の大きさに依存し、容量値が少な
いほど「一次遅れ」現象は抑制される。一方、太陽電池
1の出力電圧を充分に平滑化するためには大きな容量値
が必要であるので、通常、コンデンサ6には種々のコン
デンサの中でも比較的容量値が大きい電解コンデンサが
選択される。
知られているように初期値ですら公称値に対して±50%
程度の誤差があり、さらに経年変化によって初期値の半
分以下にその容量値が減少する。また、容量値が大幅に
減少する「容量抜け」や容量値が0となってしまう「パ
ンク」と呼ばれる現象が、極少ない確率ではあるが発生
する。
初期値のバラツキに対しては、最初に制御ゲインKMの
値を厳密に調節しておくことで対処できるが、コンデン
サ6の経年変化に対しては、制御ゲインKMの値を最適
に保つ配慮がなされてはいなかった。よって、従来の連
系装置では、太陽電池1の発生電力に変動が生じた場
合、制御ゲインKMの値がコンデンサ6の経年変化に対
して最適ではないためにスイッチング素子に過電流が流
れやすかった。
電流が発生しないように極端に逆潮流電力を絞ることな
どが考えられているが、このような方法では例えば過渡
現象時に充分な交流電圧を発生させることができずに商
用交流電源15に悪影響を与える可能性もある。
滑化用コンデンサの容量値の経年変化によってインバー
タの制御に不調を来たしてインバータに過電流が流れる
のを防止することが可能な連系装置を実現するものであ
る。
は、直流電源と、前記直流電源に並列に接続された第1
のコンデンサと、前記直流電源が出力する直流電力を受
けて交流電力に変換するインバータと、前記直流電力が
最大となるよう前記インバータを制御する最大電力追従
制御手段とを備え、前記最大電力追従制御手段は前記第
1のコンデンサの容量値の変化を検出し、前記容量値の
変化を前記インバータの制御に反映させる連系装置であ
る。
の連系装置であって、前記直流電源が発生する電圧を異
なる電圧値に変換して前記インバータに与えることによ
り前記直流電力を伝達するコンバータと、前記コンバー
タの出力する電圧が所定の値となるよう制御するコンバ
ータ制御手段とをさらに備える連系装置である。
の連系装置であって、前記コンバータの出力側に並列に
接続された第2のコンデンサをさらに備える連系装置で
ある。
請求項3のいずれかに記載の連系装置であって、前記最
大電力追従制御手段は、前記第1のコンデンサに流れる
電流および前記第1のコンデンサに印加される電圧を前
記インバータの制御により変化させつつ検出し、検出し
た前記第1のコンデンサの前記電流および電圧の値を用
いつつ同定アルゴリズムに基づいて前記第1のコンデン
サの容量値を同定することで前記第1のコンデンサの容
量値の変化を検出する連系装置である。
の連系装置であって、前記最大電力追従制御手段は、電
力について山登り法により前記インバータを制御する連
系装置である。
の実施の形態1にかかる連系装置を示す図である。図1
に示すように、この連系装置は、図7に示した従来の連
系装置と同様、太陽電池1と、既存の電力系統である商
用交流電源15と、IGBT等のスイッチング素子を複
数含み、太陽電池1の直流電力を交流電力に変換して逆
潮流させるインバータ10とを備えている。なお、図1
では太陽電池1を可変電圧源1aとその内部抵抗1bと
の直列接続として表示している。
には変流器4の一端が接続され、接地電位GNDが与え
られている。また、太陽電池1の正極であるノード2と
変流器4の他端であるノード5との間には、電圧検出部
9が接続されている。
ド2およびノード5に接続されている。また、インバー
タ10の一つの出力端であるノード11にはインダクタ
17の一端が接続されている。また、インダクタ17の
他端であるノード16およびインバータ10の他の出力
端であるノード12の間にはコンデンサ19が接続され
ている。インダクタ17およびコンデンサ19はLC回
路を構成し、インバータ10の出力電圧から高調波を除
去するフィルタとして機能する。また、電圧検出部18
がコンデンサ19と並列に接続され、ノード12には変
流器13の一端が接続されている。そして、ノード16
および変流器13の他端であるノード14の間に商用交
流電源15が接続されている。
の連系装置と異なり、ノード5にはコンデンサ6の一端
が接続され、コンデンサ6の他端であるノード7には変
流器8の一端が接続されている。そして、変流器8の他
端はノード2に接続されている。コンデンサ6は従来と
同様、太陽電池1が出力する電圧vDCの平滑化のために
設けられるが、変流器8はコンデンサ6に流れる電流i
Cの検出のために設けられる。なお、このコンデンサ6
と太陽電池1の内部抵抗1bとがいわゆるCR回路を構
成し、この連系装置における「一次遅れ」現象を発生さ
せる。
ング素子を最適に制御するための最大電力追従制御部2
0aの構成も従来の最大電力追従制御部20bとは異な
っている。
AC,iCの各値の情報は、いずれも最大電力追従制御部
20aに入力される。最大電力追従制御部20aでは、
これらの情報に基づいて、インバータ10の含む各スイ
ッチング素子を最適に制御するため、PWMパルスであ
るゲート信号vG1を発生させる。なお、ゲート信号v G1
は増幅器21により増幅され、各スイッチング素子を駆
動するのに充分なパルス電力に増幅されたゲート信号v
G2としてインバータ10に与えられる。
ように、機能的には3つの部分に分別できる。すなわ
ち、最大電力追従制御部20aは、ゲート信号vG1を交
流電源の位相や電圧値に合わせて発生させるためのPW
Mパルス発生部203と、PWMパルス発生部203に
対して最大電力点に適したパルス幅を指定する指令値i
*を発生させるための指令値発生部202と、コンデン
サ6の容量値を算出する容量値算出部201とを備え
る。ゲート信号vG1の発生には商用交流電源15の電力
の位相や電圧値を知る必要があるため、PWMパルス発
生部203には電圧vACおよび電流iACの情報が入力さ
れる。また、指令値i*を発生させるためには太陽電池
1の最大電力点を知る必要があるため、指令値発生部2
02には電圧vDCおよび電流iDCの情報が入力される。
また、コンデンサ6の容量値を算出するためにはコンデ
ンサ6に流れる電流およびコンデンサ6に印加される電
圧の情報が必要となるため、容量値算出部201には電
圧vDCおよび電流iCの情報が入力される。なお、容量
値算出部201および指令値発生部202は、ROMお
よびRAM等が接続された一般的なCPU内において所
定のソフトウェアプログラムによって動作する。
池1の最大電力点を求める方法として、本実施の形態に
おいても例として「山登り法」を採用する。また、容量
値算出部201においては、コンデンサ6の容量値を算
出するための同定アルゴリズムが用いられる。ここでい
う同定アルゴリズムとは、制御システム中の未知パラメ
ータを同定するために誤差方程式に基づいたモデルを用
いる制御理論における同定手法のことである。この同定
アルゴリズムを用いれば、制御対象のパラメータの時間
的変化にしたがって逐次、誤差方程式に基づいたモデル
から未知パラメータを計算することで未知パラメータの
真値の近似値が得られる。
令値発生部202が採用し、同定アルゴリズムの一例と
してしばしば採用されるLMS(Least Mean Square)
アルゴリズムを容量値算出部201が採用した場合のブ
ロック図を示している(LMSアルゴリズムについて
は、新中 新二 著「適応アルゴリズム−離散と連続,真
髄へのアプローチ−」1990年、産業図書株式会社発
行、p.93を参照)。
コンデンサ6に流れる電流iCおよび印加される電圧v
DCとの関係を表わすと回路方程式より以下のようにな
る。
のようになる。
Cのサンプリング番号を、Δtはサンプリング周期を、
それぞれ示す。なお、vDC(k)など(k)が添付され
ている物理量は、時刻tkにおけるその物理量の値を示
す。
数2を変形して各サンプリング時刻における電圧vDCお
よび電流iCのデータをあてはめることで行える。とこ
ろが、この数2では容量値Cの値を求めるに際して、v
DC(k)とvDC(k−1)との差分をサンプリング周期
Δtで割った項すなわち時間微分の項が現れるため、ノ
イズの影響を受けやすいモデルとなる。
用される。このモデルは以下のように設定される。
サンプリング周期前の時刻tk-1において同定されたコ
ンデンサ6の容量値C*(k−1)を用いて計算され
た、時刻tkにおける計算上の電圧データvDC *(k)を
表わしたものである。なお、数3の右辺は、数4のvDC
*(k)に代入される。
き未知パラメータとして、パラメータvDC(k),iC
(k)を時間的に変化させたときに逐次、未知パラメー
タが真値に収束してゆくことが保証されたモデルであ
る。なお、数4におけるゲインKは、収束の速度等に影
響を与えるファクターであり、実際には試行錯誤を経て
調節される。
とvDC(k−1)との差分をサンプリング周期Δtで除
することなく、すなわち時間微分することなく、未知パ
ラメータ1/C*(k)を同定することができ、ノイズ
の影響の少ない高精度な検出が行える。
の数3、数4を実現したブロック図である。なお図2に
おいて、201a〜201cはいずれも遅延バッファで
あり、入力データを記憶して、時刻tkより1サンプリ
ング周期前の時刻tk-1におけるデータを出力する。
圧vDCおよび電流iCの情報はそれぞれ、時刻tkにおけ
る電圧データvDC(k)および電流データiC(k)と
して処理される。また、電圧vDCおよび電流iCの情報
はそれぞれ遅延バッファ201b,201cに入力さ
れ、遅延バッファ201b,201cからそれぞれ電圧
データvDC(k−1)および電流データiC(k−1)
が出力される。電流データiC(k−1)は、時刻tk-1
における未知パラメータとして計算された1/C *(k
−1)および予め情報が入力されたサンプリング周期Δ
tと乗算される。そしてそれらの積と電圧データv
DC(k−1)との和が計算されて、時刻tkにおける計
算上の電圧データvDC *(k)が求められる。ここまで
の過程は数3を実現したものである。
実測された電圧データvDC(k)との差が計算され、そ
の結果と電流データiC(k)および予め情報が入力さ
れたゲインKとが乗算される。そして、それらの積と未
知パラメータ1/C*(k−1)との和が計算されて、
時刻tkにおける未知パラメータ1/C*(k)が計算さ
れる。ここまでの過程は数4を実現したものである。な
お、計算された未知パラメータ1/C*(k)は、指令
値発生部202に出力されるとともに遅延バッファ20
1cにも入力される。
の初期値は、コンデンサ6の初期値Cの逆数であり、予
め遅延バッファ201cに記憶されている。また、電圧
データvDC(k−1)および電流データiC(k−1)
の初期値は、例えばともに0としておけばよい。
た容量値算出部201において、入力される電圧vDCお
よび電流iCの情報の時間的変化にしたがって逐次、未
知パラメータ1/C*(k)が計算され、真値に近づい
てゆく。
めには、入力される電圧vDCおよび電流iCの情報の時
間的変化が存在することが望ましいが、太陽電池1の出
力電圧および出力電流は前述のように変化しやすくこの
ような同定アルゴリズムに適している。
力電圧および出力電流を変化させつつ検出して電力特性
を求め、その電力特性に基づいて指令値を算出し、算出
した指令値によりインバータを制御する制御法も、太陽
電池1の出力電圧および出力電流が必然的に変化するの
で、このような同定アルゴリズムに適している。コンデ
ンサ6の容量値の同定のためだけに太陽電池1の出力電
圧および出力電流を変化させる必要がなく、制御に伴っ
て必然的に変化する太陽電池1の出力電圧および出力電
流を検出するだけでよいからである。
周期Δtを短かくしたり、太陽電池1の出力電圧を大き
く変化させてサンプリング範囲を広くすることも可能で
ある。そのため、同定アルゴリズムにおいてデータの取
得回数および取得範囲を増加させることができ、コンデ
ンサ6の容量値がより真値に収束しやすく、コンデンサ
6の容量値をより精度よく同定できる。
は、山登り法と制御ゲインKMの補正を表わしたブロッ
ク図である。なお図2において、202a,202e,
202gはいずれも遅延バッファであり、入力データを
記憶して、時刻tkより1サンプリング周期前の時刻t
k-1におけるデータを出力する。まず、図10に示した
指令値発生部204と同様、入力された電圧vDCおよび
電流iDCの値が乗算されて、時刻tkにおける電力PDC
(k)が求められる。そして、遅延バッファ202aに
おいて時刻tkより1サンプリング周期前の電力P
DC(k−1)の値の情報が記憶され、電力PDC(k)と
電力PDC(k−1)との差が計算される。そして、指令
値算出部202bにおいて、その結果が正であるか負で
あるかが判定される。結果が正であった場合は電力の値
が増加しており、結果が負であった場合は電力の値が減
少していることになる。また、結果が0である場合に
は、例えば増加とみなす。
力の増減に応じて指令値i*の増減を決定する。すなわ
ち、電力PDC(k)と電力PDC(k−1)との差が正ま
たは0であるときは、サンプリング時刻tk-1において
出力した指令値i*(k−1)を増加させていた場合に
は今回出力する指令値i*(k)をi*(k−1)に比べ
a(k)だけ増加させ、サンプリング時刻tk-1におい
て出力した指令値i*(k−1)を減少させていた場合
には今回出力する指令値i*(k)をi*(k−1)に比
べa(k)だけ減少させる。一方、電力PDC(k)と電
力PDC(k−1)との差が負であるときは、サンプリン
グ時刻tk-1において出力した指令値i*(k−1)を増
加させていた場合には今回出力する指令値i*(k)を
i*(k−1)に比べa(k)だけ減少させ、サンプリ
ング時刻tk-1において出力した指令値i*(k−1)を
減少させていた場合には今回出力する指令値i*(k)
をi*(k−1)に比べa(k)だけ増加させる。そし
て最終的には、指令値i*はP−V特性の全区間にわた
ってこれらの増減量が積分された値として出力される。
るのは増減いずれかを示す情報(例えば+1,−1)だ
けであり、その情報は増幅器202cによって制御ゲイ
ンK Mだけ定数倍される。この制御ゲインKMの値は、制
御が最適に行えるよう連系装置ごとに試行錯誤を経て調
節される。
の連系装置における指令値発生部204と異なり、同定
されたコンデンサ6の容量値C*(k)が初期値Cに比
して所定値bよりも大きく変化していた場合には、増幅
器202cから出力される制御ゲインKMにC/C
*(k)だけ重み付けを行って、その値を増加分(また
は減少分)a(k)として計算する。このような重み付
けを行うのは、経年変化によって例えばコンデンサ6の
容量値が減少した場合には時定数が減少するので、その
分、過渡応答を早める必要があることを考慮したもので
ある。
*(k)が初期値Cに比して所定値bほどは変化してい
ない場合には、コンデンサ6の容量値の変化を考慮する
ことなく従来と同様、制御ゲインKMの値をそのまま増
加分(または減少分)a(k)として計算する。
増幅器202c、スイッチ202d,202fおよび遅
延バッファ202e,202gがこれらの動作を表わし
ている。すなわち、指令値算出部202bは、容量値算
出部201において同定されたコンデンサ6の容量値の
逆数1/C*(k)を得て容量値C*(k)を演算し、予
め入力されていた初期値Cを用いて初期値Cと容量値C
*(k)との差を計算する。そして、その差の絶対値が
予め入力されていた所定値bよりも大きいかどうかを判
断し、大きければ図2においてスイッチ202dが図中
の方向に導通し、スイッチ202fが図中の方向に
導通するよう命令を与える。一方、その差の絶対値が所
定値bよりも小さければ図2においてスイッチ202d
が図中の方向に導通し、スイッチ202fが図中の
方向に導通するよう命令を与える。
値が所定値bよりも大きい場合、増幅器202cから出
力された制御ゲインKM(k)は上述のように重み付け
されて、
増加分(または減少分)a(k)とされる。一方、その
差の絶対値が所定値bよりも小さい場合は、制御ゲイン
KMの値がそのまま増加分(または減少分)a(k)と
される。
は遅延バッファ202eから出力される指令値i*(k
−1)に加算される。そして指令値i*(k)としてP
WMパルス発生回路203および遅延バッファ202e
に入力される。なお、増加分(または減少分)a(k)
は遅延バッファ202gにも入力され、遅延バッファ2
02gからは1サンプリング周期前の増加分(または減
少分)a(k−1)が指令値算出部202bへと出力さ
れる。そして、指令値算出部202bにおいて、電力P
DC(k)が前回の電力PDC(k−1)に比して増加した
かどうか、および前回の増加分(または減少分)a(k
−1)が増加または減少のいずれであったかに応じて増
幅器202cに対して+1または−1のいずれかの値を
出力する。
おけるデータのサンプリングから容量値のデータの格納
までをフローチャートにまとめたのが、図3である。山
登り法のアルゴリズム(割り込み処理)が開始する(ス
テップST0)と、まず、電流iDC(k),iC(k)
および電圧vDC(k)が検出される(ステップST
1)。そして、容量値算出部201において容量値を算
出するために計算上の電圧データvDC *(k)の算出が
行われる(ステップST2)。そして、計算上の電圧デ
ータvDC *(k)および実測された電圧データv
DC(k)等から未知パラメータである容量値の逆数1/
C*(k)を計算する(ステップST3)。
ゲインKMに補正を施す必要があるかどうか、すなわ
ち、コンデンサ6の初期値Cと容量値C*(k)との差
が所定値bより大きいかどうかを判断し(ステップST
4)、大きい場合には制御ゲインKMにC/C*(k)の
重み付けを行い(ステップST5a)、小さい場合には
制御ゲインKMをそのままKM(k)として出力する(ス
テップST5b)。
算出が行われる(ステップST6)。この時刻tkにお
ける電力PDC(k)の値と前回の電力PDC(k−1)の
値との差が正または0であり(ステップST7)、サン
プリング時刻tk-1において出力した指令値i*(k−
1)をa(k−1)の分だけ増加させていた(ステップ
ST8a)場合には、今回出力する指令値i*(k)を
i*(k−1)に比べa(k)だけ増加させ(ステップ
ST9a)、サンプリング時刻tk-1において出力した
指令値i*(k−1)を減少させていた(ステップST
8a)場合には今回出力する指令値i*(k)をi*(k
−1)に比べa(k)だけ減少させる(ステップST9
b)。一方、電力PDC(k)と電力PDC(k−1)との
差が負であるとき(ステップST7)は、サンプリング
時刻tk-1において出力した指令値i*(k−1)を増加
させていた(ステップST8b)場合には今回出力する
指令値i*(k)をi*(k−1)に比べa(k)だけ減
少させ(ステップST9d)、サンプリング時刻tk-1
において出力した指令値i*(k−1)を減少させてい
た(ステップST8b)場合には今回出力する指令値i
*(k)をi*(k−1)に比べa(k)だけ増加させる
(ステップST9c)。すなわち、この指令値i
*(k)は、
(k)が遅延バッファ201cに格納され、次の時刻t
k+1または次回の制御時の容量値算出の初期値として利
用される(ステップST11)。このようにして一連の
割り込み処理が終了する(ステップST12)。
ば、最大電力追従制御部20aがコンデンサ6の容量値
の変化を検出し、その容量値の変化をインバータ10の
制御に反映させるので、コンデンサ6の容量値の変化に
よってインバータ10の制御に不調を来たしてインバー
タ10に過電流が流れるのを防止できる。また、最大電
力追従制御部20aが、検出したコンデンサ6の電流i
Cおよび電圧vDCの値を用いつつ同定アルゴリズムに基
づいてコンデンサ6の容量値C*(k)を同定すること
でコンデンサ6の変化を検出するので、回路方程式を解
いてコンデンサ6の容量値を求める場合に比べ、ノイズ
の影響の少ない高精度な検出が行える。
ンデンサ6に流れる電流iCおよびコンデンサ6に印加
される電圧vDCを変化させつつ検出する際に、さらに太
陽電池1の直流電力の電力特性を求め、コンデンサ6の
容量値の変化を反映させつつ電力特性に基づいて指令値
i*を算出し、指令値i*によりインバータ10を制御す
るので、コンデンサ6の容量値の変化の検出とインバー
タの制御とが同時に行える。また、山登り法を用いるの
で、サンプリング周期Δtを短かくしたり、太陽電池1
の出力電圧を大きく変化させてサンプリング範囲を広く
することが可能である。そのため、同定アルゴリズムに
おいてコンデンサ6の容量値がより真値に収束しやす
く、コンデンサ6の容量値をより精度よく同定できる。
形態2にかかる連系装置を示す図である。なお、図4で
は実施の形態1と同様の機能を有する要素については同
一符号を付している。図4の如く、この実施の形態の連
系装置は、実施の形態1にかかる連系装置にさらに、昇
降圧チョッパなどからなるコンバータ22、コンバータ
22の出力を平滑化するためのコンデンサ24、コンバ
ータ22の出力電圧vCを検出するための電圧検出部2
6およびコンバータ22の有するスイッチング素子を制
御するコンバータ制御部27がインバータ10とコンデ
ンサ6との間に加わったものである。すなわち、コンバ
ータ22の両入力端はそれぞれノード2およびノード5
に接続されている。また、コンバータ22の両出力端で
あるノード23およびノード25がそれぞれインバータ
10の両入力端に接続されている。また、ノード23お
よびノード25の間には、コンデンサ24と電圧検出部
26とが互いに並列に接続されている。そして、電圧検
出部26により検出された出力電圧vCがコンバータ制
御部27に入力される。また、コンバータ22の出力す
べき電圧の情報も参照値vREFとしてコンバータ制御部
27に入力される。そして、コンバータ制御部27は、
コンバータ22に対し、コンバータ22の有するスイッ
チング素子を制御するためのゲート信号vG3を出力す
る。
装置と同様のため、説明を省略する。
の出力電圧vCが参照値vREFにより指定された電圧値を
維持するようにコンバータ制御部27によってフィード
バックがかけられており、コンバータ22の出力電圧v
Cは一定の値となる。
陽電池1の出力電圧を一定の値に固定するので、インバ
ータ10は太陽電池1の出力電圧を調節する必要がなく
なり、コンデンサ6の経年変化を考慮した交流電力の調
整が容易となる。
用いれば、コンバータ22およびコンバータ制御手段2
7によって太陽電池1の発生する電圧が所定の値に変換
されてインバータ10に与えられるので、太陽電池1の
発生する電圧が変動しやすい場合であってもインバータ
10は電圧の調整を行う必要がなく、逆潮流させる交流
電力の調整を行うだけでよい。そのため、インバータ1
0の性能を充分に発揮させることができる。また、コン
デンサ24がコンバータ22の出力側に並列に接続され
るので、コンバータの出力する電圧を平滑化できる。
形態3にかかる連系装置を示す図である。なお、図5で
は実施の形態1と同様の機能を有する要素については同
一符号を付している。図5に示すようにこの実施の形態
の連系装置は、実施の形態1にかかる連系装置にさら
に、交流負荷28がノード16とノード14との間に加
わったものである。このように交流負荷28が商用交流
電源15に並列に接続されておれば、交流電力を、商用
交流電源15に逆潮流させるだけでなく交流負荷28に
も与えることができる。
装置と同様のため、説明を省略する。
ば、交流負荷28が商用交流電源15に並列に接続され
るので、太陽電池1の出力する直流電力から変換された
交流電力を、商用交流電源15に逆潮流させるだけでな
く交流負荷28にも与えることができる。
いても、本実施の形態と同様、交流負荷28を商用交流
電源15に並列に接続してもよい。
形態4にかかる連系装置を示す図である。なお、図6で
は実施の形態1と同様の機能を有する要素については同
一符号を付している。この実施の形態の連系装置は、太
陽電池1を用いるのではなくその他の直流電源29を用
いるものである。なお、図6に示すように直流電源29
は内部抵抗30を有している。
装置と同様のため、説明を省略する。
る場合も、太陽電池の場合と同様の最大電力追従制御機
能が必要となる。そのような場合も、平滑化用コンデン
サの経年変化の問題は生じ得るものであり、本発明は有
効となる。
力追従制御手段が第1のコンデンサの容量値の変化を検
出し、容量値の変化をインバータの制御に反映させるの
で、第1のコンデンサの容量値の変化によってインバー
タの制御に不調を来たしてインバータに過電流が流れる
のを防止できる。
タおよびコンバータ制御手段によって直流電源の発生す
る電圧が所定の値に変換されて直流電源からインバータ
に与えられるので、直流電源の発生する電圧が変動しや
すい場合であってもインバータは電圧調整を行う必要が
なく、第1のコンデンサの容量値の変化を反映した交流
電力の調整が容易となる。
ンデンサがコンバータの出力側に並列に接続されるの
で、コンバータの出力する電圧を平滑化でき、請求項2
に記載の発明の効果を高めることができる。
追従制御手段が、検出した第1のコンデンサの電流およ
び電圧の値を用いつつ同定アルゴリズムに基づいて第1
のコンデンサの容量値を同定することで第1のコンデン
サの変化を検出するので、回路方程式を解いて第1のコ
ンデンサの容量値を求める場合に比べ、ノイズの影響の
少ない高精度な検出が行える。
追従制御手段が、山登り法によりインバータを制御する
ので、サンプリング周期を短かくしたり、サンプリング
範囲を広くすることが可能であり、第1のコンデンサの
容量値をより精度よく同定できる。
示す図である。
容量値算出部201および指令値発生部202を示す図
である。
おける動作を表わすフローチャートを示す図である。
示す図である。
示す図である。
示す図である。
および指令値発生部204を示す図である。
す図である。
ンバータ、15 商用交流電源、20a,20b 最大
電力追従制御部、201 容量値算出部、202,20
4 指令値発生部、203 PWMパルス発生部、22
コンバータ、27 コンバータ制御部、28 交流負
荷、29 直流電源。
Claims (5)
- 【請求項1】 直流電源と、 前記直流電源に並列に接続された第1のコンデンサと、 前記直流電源が出力する直流電力を受けて交流電力に変
換するインバータと、 前記直流電力が最大となるよう前記インバータを制御す
る最大電力追従制御手段とを備え、 前記最大電力追従制御手段は前記第1のコンデンサの容
量値の変化を検出し、前記容量値の変化を前記インバー
タの制御に反映させる連系装置。 - 【請求項2】 請求項1に記載の連系装置であって、 前記直流電源が発生する電圧を異なる電圧値に変換して
前記インバータに与えることにより前記直流電力を伝達
するコンバータと、 前記コンバータの出力する電圧が所定の値となるよう制
御するコンバータ制御手段とをさらに備える連系装置。 - 【請求項3】 請求項2に記載の連系装置であって、 前記コンバータの出力側に並列に接続された第2のコン
デンサをさらに備える連系装置。 - 【請求項4】 請求項1ないし請求項3のいずれかに記
載の連系装置であって、 前記最大電力追従制御手段は、前記第1のコンデンサに
流れる電流および前記第1のコンデンサに印加される電
圧を前記インバータの制御により変化させつつ検出し、
検出した前記第1のコンデンサの前記電流および電圧の
値を用いつつ同定アルゴリズムに基づいて前記第1のコ
ンデンサの容量値を同定することで前記第1のコンデン
サの容量値の変化を検出する連系装置。 - 【請求項5】 請求項4に記載の連系装置であって、 前記最大電力追従制御手段は、電力について山登り法に
より前記インバータを制御する連系装置。
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