JP2001237089A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

放電灯点灯回路

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 放電灯点灯回路において、放電灯の安定した
点灯性を保証し、かつ、放電灯の劣化や短寿命化を防止
する。 【解決手段】 放電灯点灯回路1において、直流電圧を
出力する直流電源回路3と、該直流電源回路の出力電圧
を交流電圧に変換した後にこれを放電灯6に供給するた
めの直流−交流変換回路4と、放電灯6に流れる電流を
検出するための電流検出回路8とを設ける。そして、放
電灯6の点灯直後には直流−交流変換回路4の出力周波
数を一時的に変化させて点灯周波数を低周波に規定する
ことで所定時間に亘って直流点灯を行う。その際、制御
回路7は、放電灯6に流れる電流値と積が予め規定した
値になるまでの時間によって、直流点灯を行う期間長を
決定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯の点灯直後
に放電灯の点灯周波数を一時的に低周波に規定すること
で所定時間に亘って直流点灯を行うように構成された放
電灯点灯回路において、放電灯の安定点灯を保証すると
ともに、放電灯の劣化や短寿命化を防ぐための技術に関
する。
【0002】
【従来の技術】放電灯(メタルハライドランプ等)の点
灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回
路、起動回路(所謂スタータ回路)を備えた構成が知ら
れている。例えば、直流電源回路にDC−DCコンバー
タの構成を用い、直流−交流変換回路にはフルブリッジ
型回路(4つの半導体スイッチ素子をそれぞれ2組にし
てスイッチング制御を行うように構成された回路)及び
そのドライバ回路を使用した構成では、DC−DCコン
バータの出力する正極性(又は負極性)の電圧がフルブ
リッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放
電灯に供給される。
【0003】ところで、放電灯の起動時において、より
確実に点灯させるためには、放電灯の点灯直後において
規定周波数の電圧をいきなり供給するのではなく、一時
的に低周波の電圧を供給する期間(所謂直流点灯期間)
を設け、放電灯の点灯後に規定周波数の交番電圧を供給
することが好ましく、そのために、当該期間の長さにつ
いては、タイマー回路等によって所定の時間を設定する
ことで行っている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、放電灯
の点灯時の状態については、これを冷めた状態から起動
する場合や、放電灯が未だ熱をもっている状態から起動
する場合等、まちまちであり、上記した直流点灯期間の
長さを一律に規定したものでは、放電灯の始動性にバラ
ツキが生じたり、あるいは放電灯の電極に過度の熱スト
レスがかかってしまうといった問題がある。
【0005】そこで、本発明は、放電灯点灯回路におい
て、放電灯の安定した点灯性を保証し、かつ、放電灯の
劣化や短寿命化の防止を課題とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するために、直流電圧を出力する直流電源回路と、
該直流電源回路の出力電圧を交流電圧に変換した後にこ
れを放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放
電灯に流れる電流を検出するための電流検出回路とを備
え、放電灯の点灯直後に直流−交流変換回路の出力の周
波数を一時的に変化させて放電灯の点灯周波数を低周波
に規定することで所定時間に亘って直流点灯を行う放電
灯点灯回路において、放電灯に流れる電流値との積が予
め規定した値になるまでの時間によって、直流点灯を行
う期間の長さが決定されるようにしたものである。
【0007】従って、本発明によれば、放電灯に流れる
電流値との積が予め規定した値になるまでの時間によっ
て直流点灯を行う期間の長さが決まり、例えば、放電灯
の電流値が大きい場合には当該期間の長さが短くなり、
逆に電流値が小さい場合には当該期間の長さが長くなる
ので、放電灯の状態に応じて点灯の安定性を保証するこ
とができ、また、放電灯の劣化や短寿命化を防ぐことが
できる。
【0008】
【発明の実施の形態】図1は本発明に係る放電灯点灯回
路の基本構成を示すものであり、1つの放電灯に関する
回路構成を示している。
【0009】放電灯点灯回路1は、電源2、直流電源回
路3、直流−交流変換回路4、起動回路5を備えてい
る。
【0010】直流電源回路3は、電源2からの直流入力
電圧(これを「Vin」と記す。)を受けて所望の直流電
圧を出力するものであり、制御回路7からの制御信号に
応じてその出力電圧が可変制御される。この直流電源回
路3には、スイッチングレギュレータの構成を有するD
C−DCコンバータ(チョッパー式、フライバック式
等。)が用いられるが、正極性の電圧出力(正電圧出
力)を得るための第1の回路部(DC−DCコンバータ
3A)と負極性の電圧出力(負電圧出力)を得るための
第2の回路部(DC−DCコンバータ3B)とが互いに
並列の関係をもって配置されている。
【0011】図2、図3は直流電源回路の構成例を示し
たものである。
【0012】図2に示す例では、トランスTの1次巻線
Tpの一端が直流入力端子「ta」に接続されることで
電圧Vinが入力されるようになっており、1次巻線Tp
の他端は半導体スイッチ素子SW(図には単にスイッチ
の記号で示すが、FET(電界効果トランジスタ)等が
用いられる。)及び電流検出用抵抗Rsを介して接地さ
れている(この抵抗Rsについては任意であり、特に設
けなくても良い)。尚、半導体スイッチ素子SWの制御
端子(FETの場合にはゲート)には制御回路7からの
信号「Sc」が供給されてそのスイッチング制御が行わ
れる。
【0013】トランスTの2次巻線Tsについては、そ
の一端がダイオードD1のアノードに接続され、該ダイ
オードD1のカソードがコンデンサC1の一端に接続さ
れるとともに端子「to1」に接続され、当該端子から
出力電圧(これを「Vdcp」と記す。)が得られる。そ
して、コンデンサC1の他端は2次巻線Tsの中間タッ
プに接続されるとともに、抵抗Riを介して接地されて
いる。
【0014】2次巻線Tsの他端はダイオードD2のカ
ソードに接続されており、該ダイオードD2のアノード
がコンデンサC2、抵抗Riを介して接地されるととも
に端子「to2」に接続されており、当該端子を介して
出力電圧(これを「Vdcn」と記す。)が得られる。
【0015】抵抗Riは、放電灯6に流れる電流に関す
る検出信号を得るための電流検出用素子であり、当該抵
抗に流れる電流を電圧変換することで電流検出を行うも
のである。尚、抵抗Riと、コンデンサC1やC2との
接続点には検出端子「toi」が接続されており、ここ
から検出信号「Vi」が得られる。
【0016】以上のように直流電源回路3は、正極性及
び負極性の電圧Vdcp、Vdcnを2つの出力端子「to
1」、「to2」から各別に出力する構成となってい
る。
【0017】尚、トランスTの巻線に付した「・」印は
巻き始めを示しており、例えば、2次巻線Tsについて
はダイオードD2との接続端及び中間タップにおける巻
き始端にそれぞれ「・」印が付されている。
【0018】また、図3に示す直流電源回路3′では、
2つのトランスT1(1次巻線T1p、2次巻線T1
s)、T2(1次巻線T2p、2次巻線T2s)を有す
る構成とされる。
【0019】各トランスの1次巻線T1p、T2pの一
方の端子が直流入力端子taに接続され、他方の端子が
スイッチ素子SW1、SW2(これらには半導体スイッ
チ素子が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示
す。)をそれぞれ介して接地されており、これらのスイ
ッチ素子SW1、SW2を、制御回路(7)からの制御
信号Sc1、Sc2によって各別にオン/オフ制御する
ことで、各2次出力を独立に可変制御することができ
る。
【0020】尚、1次巻線T1p、T2pに対して並列
に設けられたコンデンサC0は、その一端が直流入力端
子taに接続されるとともに他端が接地されている。
【0021】DC−DCコンバータ3′Aは、トランス
T1及びスイッチ素子SW1、そして2次巻線T1sに
接続された整流用ダイオードD1や平滑用コンデンサC
1、電流検出用抵抗Ri1を含む構成とされる。つま
り、2次巻線T1sの一端がダイオードD1のアノード
に接続され、該ダイオードのカソードが出力端子to1
に接続されるとともにコンデンサC1の一端に接続され
ている。そして、該コンデンサC1の他端が2次巻線T
1sの巻き始端側端子に接続されるとともに、電流検出
用抵抗Ri1を介して接地されている。
【0022】よって、この回路部では、制御信号Sc1
に基づくスイッチ素子SW1のオン/オフ制御によって
トランスT1の1次巻線T1pに流れる電流が制御さ
れ、2次巻線T1sからダイオードD1、コンデンサC
1を経て出力端子to1に正極性電圧Vdcpが得られ
る。尚、端子「toi1」は、コンデンサC1と電流検
出用抵抗Ri1との接続点に接続された電流検出端子で
あり、当該端子から検出信号「Vi1」が得られる。
【0023】他方、DC−DCコンバータ3′Bは、ト
ランスT2及びスイッチ素子SW2、そして2次巻線T
2sに接続された整流用ダイオードD2や平滑用コンデ
ンサC2、電流検出用抵抗Ri2を含む構成とされる。
つまり、2次巻線T2sの一端(巻き始端側の端子)が
ダイオードD2のカソードに接続され、該ダイオードの
アノードが出力端子to2に接続されるとともにコンデ
ンサC2の一端に接続されている。そして、該コンデン
サC2の他端が2次巻線T2sの終端側端子に接続され
るとともに、電流検出用抵抗Ri2を介して接地されて
いる。
【0024】よって、この回路部では、制御信号Sc2
に基づくスイッチ素子SW2のオン/オフ制御によって
トランスT2の1次巻線T2pに流れる電流が制御さ
れ、2次巻線T2sからダイオードD2、コンデンサC
2を経て出力端子to2に電圧Vdcnが得られる。尚、
端子「toi2」は、コンデンサC2と電流検出用抵抗
Ri2との接続点に接続された電流検出端子であり、当
該端子から検出信号「Vi2」が得られる。
【0025】直流電源回路3の後段に配置された直流−
交流変換回路4(図1参照。)は、該直流電源回路3の
出力電圧を交流電圧に変換した後でこれを放電灯6に供
給するために設けられており、直流電源回路3の2つの
出力端子からそれぞれ各別に出力される正極性及び負極
性の電圧が送出されてくる。そして、DC−DCコンバ
ータ3Aの出力電圧Vdcpと、DC−DCコンバータ3
Bの出力電圧Vdcnとを切り換えるために、直流−交流
変換回路4内に設けられた1対の半導体スイッチ素子s
w1、sw2(これらの素子には電界効果トランジスタ
等が用いられるが、図には単にスイッチの記号で示
す。)がそれらの駆動回路DRVによって交番動作さ
れ、これによって生成される交流電圧が放電灯6に供給
される。
【0026】つまり、直流電源回路3の出力段において
直列に接続された2つのスイッチ素子sw1、sw2に
ついては、その一方sw1がDC−DCコンバータ3A
の出力端子に接続されるとともに、sw2を介してDC
−DCコンバータ3Bの出力端子に接続されている。そ
して、これらのスイッチ素子をそれぞれ相反的にスイッ
チング制御する駆動回路DRVについては、例えば、ハ
ーフブリッジドライバとして既知のIC(集積回路)が
使用される。つまり、駆動回路DRVからの各スイッチ
素子の制御端子にそれぞれ供給される信号により、素子
sw1がオン状態のとき、素子sw2がオフ状態とな
り、逆に素子sw1がオフ状態のとき、素子sw2がオ
ン状態となるようにハーフブリッジの交番動作が行われ
て直流電圧が交流電圧に変換される。
【0027】尚、素子sw1、sw2として電界効果ト
ランジスタを使用した場合における駆動回路としてブー
トストラップ式の構成例を図4に示す。
【0028】本図においてドライブ用IC内部のスイッ
チング素子を等価的にスイッチの記号で示すように、2
つの素子Q1、Q2による直列回路及び2つの素子Q
3、Q4による直列回路を備えたものが挙げられる。
【0029】これらの素子Q1乃至Q4への電源につい
ては、電源端子Vcから供給されるようになっており、
素子Q1及びQ2には当該電源端子Vcからダイオード
D3を介して行われ、また、素子Q3及びQ4には電源
端子Vcからそのまま電源供給が行われる。つまり、ダ
イオードD3のカソードがコンデンサC3を介してNチ
ャンネルFETsw1とsw2との接続点に接続される
とともに、当該カソードが素子Q1に接続されている。
そして、素子Q1とQ2との接続点がFETsw1のゲ
ートに接続され、素子Q2のうち素子Q1との接続点と
は反対側の端子がFETsw1とsw2との接続点に接
続されている。
【0030】他方、素子Q3及びQ4については、素子
Q3の一端が電源端子Vcに接続され、両素子の接続点
がFETsw2のゲートに接続されており、素子Q4の
うち素子Q3との接続点とは反対側の端子がFETsw
2(のソース)に接続されている。
【0031】尚、これらの素子Q1乃至Q4に関して、
図示しない制御回路からDRV用のICに供給される制
御信号によってそれぞれ制御されることは勿論である。
【0032】本回路において、例えば、2つのFETの
うち図の上方に位置したFETsw1をオン状態にする
にあたっては、一旦、電源端子VcからダイオードD3
を介してコンデンサC3を充電して電荷を蓄えておき、
その電荷を用いて当該FETをオンさせる必要がある
(素子Q1をオン状態にし、素子Q2をオフ状態にす
る。尚、このとき下方のFETをオフ状態とするために
は、素子Q3をオフ状態にし、素子Q4をオン状態にす
れば良い。)。
【0033】起動回路5(図1参照。)は、放電灯6の
点灯初期に起動用高電圧信号(起動パルス)を発生させ
て放電灯6に起動をかけるために設けられており、当該
起動信号は直流−交流変換回路4の出力する交流電圧
「Vout」に重畳されて放電灯6に印加される。つま
り、起動回路5内には誘導性負荷(トリガートランスの
2次巻線等のインダクタンス成分)が含まれており、放
電灯6の一方の電極端子が誘導性負荷を介して2つのス
イッチ素子sw1、sw2同士の接続点Aに接続され、
他方の電極端子がグランド(GND)に接地されるか又
は電流検出用抵抗「ri」(図2や図3に示した電流検
出用抵抗を設けない場合)を介して接地される。
【0034】放電灯6に係る電圧又は電流を検出するた
めの検出回路としては、電流検出用抵抗「Ri」又は
「ri」によって放電灯に流れる電流値を検出する電流
検出回路8(図1参照。)の他に、放電灯の管電圧又は
その相当電圧を検出するための電圧検出回路が挙げられ
る。尚、例えば、後者の例としては、直流電源回路3を
構成する各DC−DCコンバータ3A、3Bの直後に電
圧検出手段(例えば、分圧抵抗等を使って出力電圧を検
出する回路)をそれぞれ設け、当該手段によって検出さ
れる出力電圧(Vdcp、Vdcn)の検出信号を放電灯6に
かかる電圧の検出信号の代替信号として用いることがで
きる。
【0035】図5は、電流検出回路8の一例を示すもの
であり、電流検出用抵抗Riによる電圧降下に対して非
反転増幅回路及び反転増幅回路を互いに並列に設け、両
者の出力電圧を選択的に出力する構成とされる。
【0036】同図において、演算増幅器OP1は非反転
増幅回路を構成しており、その非反転入力端子が抵抗R
1aを介して上記検出端子「toi」(電流検出用抵抗
Riと平滑用コンデンサC1、C2との接続点)に接続
されている。尚、ダイオードD1aはそのカソードが演
算増幅器OP1の非反転入力端子に接続され、そのアノ
ードが接地されている(当該ダイオードD1aや後述す
るダイオードD2aは演算増幅器への入力電圧が負値に
反転したときに当該演算増幅器を保護する目的で付設さ
れる。)。
【0037】演算増幅器OP1の出力端子はダイオード
D1bのアノードに接続され、該ダイオードD1bのカ
ソードが電流検出出力端子「tDET」に接続されるとと
もに抵抗R2cを介して接地されている。そして、演算
増幅器OP1の反転入力端子は抵抗R1bを介して接地
されるとともに抵抗R1cを介してダイオードD1bの
カソードに接続されている。尚、抵抗R1a、R1b、
R1cの抵抗値は同じ値に設定されている。
【0038】演算増幅器OP2は反転増幅回路を構成し
ており、その反転入力端子が抵抗R2aを介して検出端
子「toi」に接続されている。尚、ダイオードD2a
はそのカソードが演算増幅器OP2の反転入力端子に接
続され、そのアノードが接地されている。
【0039】演算増幅器OP2の出力端子はダイオード
D2bのアノードに接続され、該ダイオードD2bのカ
ソードが電流検出出力端子「tDET」に接続されるとと
もに抵抗R2cを介して接地されている。尚、演算増幅
器OP2の反転入力端子は抵抗R2b(その抵抗値は抵
抗R2aの抵抗値の2倍に設定されている。)を介して
ダイオードD2bのカソードに接続されており、また、
演算増幅器OP2の非反転入力端子は接地されている。
【0040】しかして、本回路では電流検出用抵抗Ri
における電圧降下分が、演算増幅器OP1による非反転
増幅回路によって2倍の電圧に増幅され、他方、演算増
幅器OP2による反転増幅回路によって「−2」倍の電
圧に増幅される。そして、各演算増幅器の出力端子に設
けられたダイオードD1b、D2bによって両者のうち
高い方の電圧が選択されて、これが電流検出出力端子
「tDET」から取り出される。即ち、放電灯6への供給
電圧について、その極性が負極性の時には、演算増幅器
OP1による非反転増幅回路の出力電圧が電流検出出力
端子「tDET」に得られ、また、放電灯6への供給電圧
の極性が正極性の時には、演算増幅器OP2による反転
増幅回路の出力電圧が電流検出出力端子「tDET」に得
られることになる。尚、こうして得られる検出電圧は放
電灯6が点灯したか否かを判断するための信号や、放電
灯6の点灯状態を判別して供給電力を規定するための信
号等に用いられる。
【0041】制御回路7(図1参照。)は電流検出回路
8からの検出信号を含む放電灯の状態検出信号に応じて
放電灯6の電圧若しくは電流又は供給電力を制御するた
めに設けられており、直流電源回路3に対して制御信号
(Sc)を送出することでこれらの出力電圧を制御した
り、あるいは上記駆動回路DRVに制御信号(SD)を
送出してブリッジの極性切換についての制御を行う。
尚、放電灯6の点灯前には当該放電灯への供給電圧をあ
るレベルまで高めておくことで、放電灯の点灯を確実に
するための出力制御を行うことも制御回路7の役目であ
る。
【0042】また、放電灯6の点灯直後には制御回路7
から駆動回路DRVに送出される制御信号により、直流
−交流変換回路4の出力の周波数を一時的に変化させて
放電灯6の点灯周波数を低周波に規定することで所定時
間に亘る直流点灯(あるいは直流電圧供給)が行われ
る。その際、制御回路7は電流検出回路8からの信号を
受けて、直流点灯をどのくらいの期間に亘って行うかを
決定する必要が生じるが、これには「電流・時間積」が
常に一定となるように制御する。つまり、放電灯6に流
れる電流値との積が予め規定した値になるまでの時間に
よって、直流点灯を行う期間の長さが決定され、電流と
時間(直流点灯期間の長さ)とが反比例の関係となるの
で、例えば、放電灯6に流れる電流値が大きいときに
は、直流点灯の期間が短くなり、逆に、電流値が小さい
ときには直流点灯の期間が長くなる。
【0043】図6は放電灯6に供給される矩形波状電圧
を概略的に示したものであり、矢印Uで示す時点で放電
灯6が点灯したものとして、期間「Tdc」(そのうち、
「Tdcf」が前半期、「Tdcr」が後半期をそれぞれ示
す。)に示す直流点灯の後に規定の点灯周波数へと移行
する様子を示している。
【0044】本制御では、期間「Tdc」の長さが電流値
の大小によって変化することになる。
【0045】尚、電流値(I)と時間(t)との積(=
I・t)の値(設定値)については、これが大きいほど
放電灯の点灯性能が良くなるが、その反面、放電灯の点
灯直後に放電状態が不安定になる虞が生じるので、積値
の設定には注意を要する。また、直流点灯の期間長が長
すぎる場合に、放電灯の電極に熱的なストレスがかか
り、短寿命化をもたらす虞があることにも配慮すべきで
ある。
【0046】例えば、「I・t=30(A・mS)」
(「A」はアンペア、「mS」はミリ秒を示す。)に設
定したと仮定した場合に、放電灯に流れる電流値が2A
であるとすると、直流点灯の期間(直流−交流変換回路
の出力電圧についてその極性が最初に切り換わるまでの
期間に相当する。)の長さが15mSとなるし、また、
電源電圧の低下等によって点灯回路の電力供給能力が下
がってしまい、放電灯に流れる電流値が1.2Aになっ
てしまった時には、期間長が25mSにまで長くなる。
このように放電灯の状態を電流値に基づいて判断し、直
流−交流変換回路の出力電圧に係る極性切換のタイミン
グを制御する(つまり、電流値が小さいときほど、極性
切換の時点を遅くする。)ことで、放電灯の立ち消えの
頻度を低減することができる。
【0047】ところで、放電灯に流れる電流値が小さい
ときには、下記に示す不都合が生じるために、その解決
策が必要となる。
【0048】例えば、放電灯が消灯した時点から未だ間
もないときには、当該放電灯が暖まっており、この状態
で放電灯を点灯させる場合を想定する。
【0049】このとき放電灯に流れる電流値が仮に0.
3Aであるとすると、上記した電流・時間積の設定値に
よれば、直流点灯の期間長が100mSとなり、かなり
長い。これが放電灯の寿命に対して顕著に影響してしま
うということはないが、例えば、図4に示すようなブー
トストラップ式の回路構成を採用した場合にはコスト面
で不利である。
【0050】即ち、この方式では、コンデンサC3の蓄
積電荷が無くなったり、電荷量が不足した場合に、上段
のFETについてそのオン状態を維持することができな
くなる。このような事態の発生原因にはFETのゲート
のリークやブリッジ駆動回路内部でのリーク等が挙げら
れ、これをゼロアンペアにすることは困難である。よっ
て、FETのオン状態を維持する時間が長ければ長い
程、コンデンサC3の静電容量を大きく設定する必要が
生じるので、これがコスト上昇の原因となってしまうこ
とになる。
【0051】また、図1の回路を、2つの放電灯に係る
点灯制御が可能な回路に拡張するために、例えば、直流
電源回路として図3に示した構成を用いるとともに、図
7に示す点灯回路1Aのように、4つの半導体スイッチ
素子を使用したフルブリッジ型回路構成の直流−交流変
換回路4Aを採用した場合において、放電灯の電極への
熱ストレスが問題となる。
【0052】図7において、4つのスイッチ素子のう
ち、互いに直列接続とされることにより第1の組をなす
スイッチ素子sw1、sw2については、その一方sw
1の一端がDC−DCコンバータ3′Aの出力端子に接
続され、当該スイッチ素子sw1の他端がスイッチ素子
sw2を介してDC−DCコンバータ3′Bの出力端子
に接続されている。そして両スイッチ素子同士の接続点
αに対して第1の放電灯6_1が起動回路5_1(内の
誘導性負荷)を介して接続されている。
【0053】また、互いに直列接続されることで第2の
組をなすスイッチ素子sw3、sw4については、その
一方sw3の一端がDC−DCコンバータ3′Aの出力
端子に接続され、当該スイッチ素子sw3の他端がスイ
ッチ素子sw4を介してDC−DCコンバータ3′Bの
出力端子に接続されている。そして、両スイッチ素子同
士の接続点βに対して第2の放電灯6_2が起動回路5
_2(内の誘導性負荷)を介して接続されている。
【0054】各放電灯6_1、6_2のそれぞれの電極
端子のうち、上記接続点αやβに接続されない方の端子
についてはいずれも接地されている。尚、上記した電流
検出用抵抗Ri1、Ri2を用いない場合には、これに
代わる検出用抵抗をそれぞれ介して各放電灯の一端を接
地した構成を採れば良い。
【0055】駆動回路DRV1、DRV2についてはと
もにハーフブリッジドライバ用ICが使用され、後述す
るように制御回路(7A)からの信号をそれぞれ受けて
ブリッジの極性を規定する。
【0056】直流−交流変換回路4Aにおいて、一方の
駆動回路DRV1がスイッチ素子sw1、sw2のオン
/オフ制御を担当し、他方の駆動回路DRV2がスイッ
チ素子sw3、sw4のオン/オフ制御を担当してい
る。即ち、ある時刻において、駆動回路DRV1により
スイッチ素子sw1がオン状態、スイッチ素子sw2が
オフ状態となるように各素子の状態が規定されたとする
と、このとき、駆動回路DRV2によりスイッチ素子s
w3がオフ状態、スイッチ素子sw4がオン状態となる
ように各素子の状態が規定される。また、別の時刻にお
いて、駆動回路DRV1によりスイッチ素子sw1がオ
フ状態、スイッチ素子sw2がオン状態となるように各
素子の状態が規定されたとすると、このとき、駆動回路
DRV2によりスイッチ素子sw3がオン状態、スイッ
チ素子sw4がオフ状態となるように各素子の状態が規
定される。このようにしてスイッチ素子sw1とsw4
とが同じ状態、スイッチ素子sw2とsw3とが同じ状
態となって、これらが相反的に交番動作する。
【0057】従って、2組のスイッチ素子のオン/オフ
動作によって、例えば、第1の放電灯6_1に正極性の
電圧が供給される間、第2の放電灯6_2には負極性の
電圧が供給される(逆に、第1の放電灯6_1に負極性
の電圧が供給される間、第2の放電灯6_2には正極性
の電圧が供給される。)。
【0058】尚、制御回路7Aからの制御信号(これら
を「SDa」、「SDb」と記すが、その詳細について
は後述する。)は、アイソレータ9a、9bをそれぞれ
経た上で各駆動回路DRV1、DRV2に送られる。つ
まり、図7に示す例では、各駆動回路における低電位側
電圧(グランド電位)が負極性出力用DC−DCコンバ
ータ3′Bからの出力電圧とされているので、この電圧
に対してH(ハイ)レベルやL(ロー)レベルを規定す
るとともに、上記制御信号(2値状態信号)を受けて各
スイッチ素子sw1乃至sw4のオン/オフ制御を行う
のにアイソレーションが必要となる。勿論、アイソレー
ト機能を具備したブリッジドライバ用ICを各駆動回路
に使用するのであれば、上記制御信号をそれぞれの駆動
回路に直接的に入力してやれば良い。
【0059】上記した点灯回路において、2つの放電灯
のうち、その一方の放電灯に供給される電圧の極が正極
性であるときに、他方の放電灯に供給される電圧の極性
が負極性となるように素子sw1乃至sw4のスイッチ
ング制御が行われる。従って、一方の放電灯が既に点灯
している場合に、他方の放電灯が点灯したとすると、当
該放電灯に対する直流点灯の制御が、既に点灯済みの放
電灯に対しても同様に行われてしまうことになる。よっ
て、後者の放電灯にとってみれば、安定した状態で点灯
しているにもかかわらず、この状態から長い直流点灯期
間に入ることになり、電極への負担(熱ストレス)が増
加してしまう。
【0060】そこで、上記のような不都合を解消するた
めには、直流点灯を行う期間の長さを単に電流・時間積
により決定するだけでなく、当該期間の長さがその上限
値を越えて継続しないように制限するための時間制限手
段を設けることが好ましく、例えば、図8に示す回路例
が挙げられる。
【0061】図では、制御回路7Aにおいて駆動回路
(DRV1、DRV2)への制御信号の生成部分につい
てその要部の構成例10を示している(図には一方の放
電灯に関する部分だけを示す。)。
【0062】2つのコンパレータ11、12は、放電灯
に流れる電流を示す電流検出信号(図にはこれを電流値
として表現するために電流源の記号で示し、その電流値
を「IL」と記す。)によって充電されるコンデンサC
Tの端子電圧を、所定の基準電圧とそれぞれ比較するた
めに設けられている。
【0063】一方のコンパレータ11については、その
正入力端子がコンデンサCTの一端に接続され、その負
入力端子には所定の基準電圧(図にはこれを定電圧源の
記号で示し、その電圧値を「VREF」と記す。)が供給
される。また、他方のコンパレータ12については、そ
の正入力端子がコンデンサCTの一端に接続され、その
負入力端子が抵抗13を介して電圧源VREFに接続され
るとともに、抵抗14を介して接地されている。尚、抵
抗13、14についてそれらの抵抗値は等しい。
【0064】コンパレータ12の出力段にはDフリップ
フロップ15が設けられており、そのD入力端子にはコ
ンパレータ12の出力信号が供給される。尚、当該フリ
ップフロップのクロック信号入力端子(CK)には、図
示しない信号発生回路からのクロック信号(これを「S
K2」と記す。)が供給される。
【0065】そして、2入力AND(論理積)ゲート1
6において、その一方の入力端子には、Dフリップフロ
ップ15のQバー出力端子(図にはQの上にバー記号
「 ̄」を付して示す。)からの信号が供給され、他方の
入力端子にはコンパレータ12の出力信号が供給され
る。
【0066】コンパレータ11の出力信号は、2入力A
NDゲート17の一方の入力端子に送出され、当該AN
Dゲートの他方の入力端子には、図示しない信号発生回
路からのクロック信号(これを「SK1」と記す。)が
供給される。当該ANDゲート17及び上記ANDゲー
ト16の各出力信号は、2入力OR(論理和)ゲート1
8に送られ、当該ORゲートの出力信号はDフリップフ
ロップ19のクロック信号入力端子(CK)に供給され
る。
【0067】Dフリップフロップ19は、その出力信号
が上記駆動回路DRV1、DRV2への制御信号となる
ものであり、そのD入力端子がQバー出力端子に接続さ
れて当該端子から得られる信号が制御信号SDbとな
る。また、そのQ出力端子から得られる信号が制御信号
SDaとなる。尚、Dフリップフロップ19はLアクテ
ィブ入力のリセット端子(図にはRの上にバー記号
「 ̄」を付して示す。)を有しており、当該端子には図
示しない点灯状態判別回路(例えば、図5に示す回路の
後段にコンパレータを設けて検出電流値を所定の基準値
と比較することで放電灯が点灯したか否かを判別する回
路等。)からの状態判別信号(これを「SL」と記し、
本信号のレベルがHレベルのときに放電灯の点灯を意味
し、Lレベルのときに放電灯の消灯を意味するものとす
る。)が供給される。
【0068】Dフリップフロップ15の下方に示すカウ
ンタ(バイナリ・カウンタ)20については、そのリセ
ット端子(RST)に上記ANDゲート16の出力信号
が2入力ORゲート21を介して供給される。尚、OR
ゲート21の他方の入力として、上記状態判別信号SL
がNOT(論理否定)ゲート22を介して供給される。
また、カウンタ20のクロック信号入力端子(CK)に
は、上記クロック信号SK1が2入力ORゲート23を
介して供給されるようになっており、カウンタ20の出
力端子(Q3、Q4。尚、段位を示す指標を「i」とす
るとき、「Qi」はi段目の出力端子を示す。)から得
られるそれぞれの信号は、2入力ANDゲート24に送
出される。
【0069】2入力ANDゲート24の出力信号は、上
記ORゲート23に送出されるとともに、アナログスイ
ッチ素子25(図には、バイポーラ素子やユニポーラ素
子等の如何を問わずに使用できるように、半導体素子を
略記号で示す。)の制御端子(FETの場合にはゲー
ト)に送出される。
【0070】アナログスイッチ素子25の非制御端子に
ついては、その一方の端子に所定電圧VREFが供給さ
れ、他方の端子が抵抗26を介してコンデンサCTの一
端及びコンパレータ11、12の正入力端子に接続され
ている。
【0071】尚、上記したクロック信号SK1の周波数
については、例えば、500Hz程度とされ、また、ク
ロック信号SK2の周波数については、放電灯の点灯周
波数に比べて充分に高い周波数(数十キロHz)に設定
すれば良い。
【0072】図9及び図10は上記した回路における主
要な信号波形を示すものであり、各信号の意味は以下の
通りである。
【0073】・「VREF/2」=基準電圧VREFの示すレ
ベルに対してその半分のレベル ・「V_CT」=コンデンサCTの端子電位 ・「CMP12」=コンパレータ12の出力信号 ・「CMP11」=コンパレータ11の出力信号 ・「S_16」=ANDゲート16の出力信号 ・「S_24」=ANDゲート24の出力信号 ・「S_18」=ORゲート18の出力信号。
【0074】尚、信号「SL」については既述の通りで
あり、図中に示す信号「H」はハイレベル、「L」はロ
ーレベルをそれぞれ示す。
【0075】上記の回路10では、コンデンサCTが充
電されてその端子電圧がVREFに達するまでの時間が、
直流点灯の時間に相当しており、放電灯に係る電流検出
値が大きいほどコンデンサCTの充電時間が短くなるの
で、これに伴って上記TdcfやTdcrの期間長が短くな
る。
【0076】図9は直流点灯の期間に対して時間制限が
かからない場合(つまり、放電灯の電流検出値から決ま
る直流点灯の期間がその上限値未満の場合)について回
路の動作状況を示したものである。
【0077】点灯させたい放電灯が消灯している場合に
は、状態判別信号SLがLレベルになっているため、D
フリップフロップ19がリセットされてそのQ出力信号
がLレベルとなっている。そして、状態判別信号SLが
NOTゲート22を介してHレベル信号に反転されてカ
ウンタ20のリセット端子RSTに供給されて該カウン
タがリセット状態となっているので、カウンタ20の後
段に位置するANDゲート24の出力信号はLレベルで
ある(よって、アナログスイッチ素子25がオフ状態で
ある。)。
【0078】その後に、放電灯が点灯すると、状態判別
信号SLのレベルがHレベルに変化し、Dフリップフロ
ップ19に対するリセットが解除されてクロック入力待
ちの状態となり、同時にコンデンサCTの端子電圧が上
昇し始める。それから当該端子電圧がVREF/2に達す
るとコンパレータ12の出力信号がHレベルとなってA
NDゲート16の出力にHレベルのパルスが出て、これ
によりカウンタ20がリセットされると同時に、Dフリ
ップフロップ19の出力信号が反転する。つまり、放電
灯が点灯した時点からDフリップフロップ19の出力反
転までの期間が前記した前半期Tdcfに相当する。
【0079】コンデンサCTの端子電圧がさら上昇した
後、最終的にVREFに達すると、この時点でコンパレー
タ11の出力信号がHレベルになる。よって、この信号
とクロック信号SK1との論理積信号がORゲート18
を介してDフリップフロップ19のクロック信号入力端
子に供給されるので、当該フリップフロップによる2分
の1の分周出力(周波数=250Hz)が信号SDa、
SDbとして得られることになる。この間の期間、つま
り、「V_CT=VREF/2」の時点から「V_CT=
VREF」の時点までの期間が前記した後半期Tdcrに相当
する。
【0080】カウンタ20については、NOTゲート2
2からの信号がLレベル(つまり、信号SLがHレベ
ル)であって、かつ、ANDゲート16の出力信号がL
レベルのときからリセットが解除され、信号SK1を受
けてカウントアップ動作を始める。その後、Q3出力信
号及びQ4出力信号で決まる基準時間(本例では24m
S)が経過した時点でANDゲート24の出力信号がH
レべルとなってこれがORゲート23に送出されるの
で、カウントアップを停止した状態になる。
【0081】図10は直流点灯の期間に対して時間制限
がかかった場合(放電灯の電流検出値から決まる直流点
灯の期間がその上限値以上の場合)について回路の動作
状況を示したものである。
【0082】この場合には、放電灯が点灯した後に、コ
ンデンサCTの端子電圧についてその上昇の度合が小さ
い(∵検出電流値が小さいから。)ので、当該端子電圧
がVREF/2に達するまでに時間がかかることになる。
そして、上記の基準時間を経過してしまうと、ANDゲ
ート24の出力信号がHレベルとなるため、アナログス
イッチ素子25がオン状態となる。これによりコンデン
サCTが抵抗26を介してVREFの電圧源に接続される
ので端子電圧V_CTが一気に上昇し、これがVREF/
2に達するとコンパレータ12の出力信号がHレベルと
なる。よって、上記と同様にカウンタ20のリセット及
びDフリップフロップ19の反転動作が行われる。
【0083】そして、ANDゲート24の出力信号がL
レベルとなってから、端子電圧V_CTがまたしても徐
々にしか上昇せずに上記基準時間が経過してしまったと
きには、ANDゲート24の出力信号がHレベルとなる
ので、アナログスイッチ素子25がオン状態となる。こ
れによってV_CTが一気に上昇してVREFに達した時
点でコンパレータ11の出力信号がHレベルとなるの
で、上記したようにDフリップフロップ19による分周
出力が信号SDa、SDbとして得られることになる。
【0084】しかして、上記した回路では、期間Tdc
f、Tdcrの長さを所定の基準時間以内に制限するため
に、カウンタ20が基準時間の計時手段として設けられ
ており、基準時間の経過時にはアナログスイッチ素子2
5を介してコンデンサCTを強制的に充電することによ
って時間制限手段(20、25、26を含む。)を構成
しているので、放電灯に係る電流検出値が小さい場合で
も、直流点灯の期間(Tdcf、Tdcr)が必要以上に長く
継続することがないように時間制限の作用が働く。
【0085】よって、図4に示すようなブートストラッ
プ方式の回路において、スイッチ素子のオン状態を維持
する時間についても時間制限がかかるので、コンデンサ
の容量を大きくする必要がない。
【0086】また、2つの放電灯に係る点灯回路におい
て、一方の放電灯が既に点灯している場合に、他方の放
電灯が点灯したときには、既に点灯済みの放電灯に対す
る直流点灯期間についても時間制限がかかるので、電極
への熱的ストレスを抑えることができる。
【0087】尚、上記した基準時間(制限時間)の設定
値については、放電灯の寿命や点灯性能に対する影響を
考慮して決定すべきである(つまり、基準時間が必要以
上に長い設定では既に点灯している放電灯の寿命を縮め
る虞が生じるとともにブートストラップコンデンサの容
量増加を余儀なくされることになり、反対に基準時間が
短すぎると点灯性能の悪化を招く虞があるので、両事項
を勘案して基準時間を決めれば良い。)。また、上記の
例では期間Tdcf、Tdcrに対する基準時間値をともに等
しい値に設定することで回路構成を簡単化を図るように
したが、各期間について異なる基準時間値をそれぞれ設
定しても良いことは勿論である。
【0088】
【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項1に係る発明によれば、放電灯に流れる電流
値との積が予め規定した値になるまでの時間によって直
流点灯を行う期間の長さが決定されるので、例えば、放
電灯の電流値が大きい場合には当該期間の長さが短くな
り、逆に電流値が小さい場合には当該期間の長さが長く
なる。よって、直流点灯を行う期間の長さを放電灯の状
態とは無関係に設定した場合に比べて点灯性能の安定性
を保証することができ、また、当該期間が必要以上に継
続されることに起因する放電灯の短寿命化や劣化を防ぐ
ことができる。
【0089】請求項2に係る発明によれば、直流点灯を
行う期間の長さがその上限値を越えて継続しないように
制限することで、放電灯の短寿命化を防止するととも
に、直流点灯の維持に必要な回路についてコスト低減を
図ることができる。
【0090】請求項3に係る発明によれば、2つの放電
灯を共通の点灯回路により点灯させることができるとと
もに、各放電灯の状態に応じて直流点灯を行う期間長が
規定される。また、当該期間長を制限することにより、
一方の放電灯が点灯している状態で他方の放電灯を点灯
させる際には、前者について直流点灯が必要以上の長時
間に亘って継続されることがないので、放電灯電極に対
して過度の熱的ストレスを与える虞がなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す
回路ブロック図である。
【図2】直流電源回路の構成例を示す回路図である。
【図3】直流電源回路の構成例について別例を示す回路
図である。
【図4】ブートストラップ式駆動回路の構成について説
明するための図である。
【図5】電流検出回路の構成例を示す回路図である。
【図6】放電灯に供給される矩形波状電圧を概略的に示
す図である。
【図7】2つの放電灯を点灯させる場合の回路構成例を
示す図である。
【図8】直流点灯の期間を制限するための制御について
回路構成例を示す回路図である。
【図9】直流点灯の期間に対して時間制限がかからない
状況について図8に示す回路の動作を説明するための図
である。
【図10】直流点灯の期間に対して時間制限がかかった
状況について図8に示す回路の動作を説明するための図
である。
【符号の説明】
1、1A…放電灯点灯回路、3、3′…直流電源回路、
3A、3B、3′A、3′B…回路部、4、4A…直流
−交流変換回路、6、6_1、6_2…放電灯、8…電
流検出回路、20、25、26…時間制限手段、sw
1、sw2、sw3、sw4…スイッチ素子、DRV、
DRV1、DRV2…駆動回路、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 3K072 AA13 AB02 CA16 DA06 DC02 DC06 DE02 HA02 HA06 3K083 AA09 AA24 BB10 BD04 BE05 BE09 CA23 CA33

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 直流電圧を出力する直流電源回路と、該
    直流電源回路の出力電圧を交流電圧に変換した後にこれ
    を放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電
    灯に流れる電流を検出するための電流検出回路とを備
    え、放電灯の点灯直後に直流−交流変換回路の出力の周
    波数を一時的に変化させて放電灯の点灯周波数を低周波
    に規定することで所定時間に亘って直流点灯を行う放電
    灯点灯回路において、 放電灯に流れる電流値との積が予め規定した値になるま
    での時間によって、上記直流点灯を行う期間の長さが決
    定されるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
  2. 【請求項2】 請求項1に記載の放電灯点灯回路におい
    て、 直流点灯を行う期間の長さがその上限値を越えて継続し
    ないように制限する時間制限手段を設けたことを特徴と
    する放電灯点灯回路。
  3. 【請求項3】 請求項1又は請求項2に記載の放電灯点
    灯回路において、 (イ)直流電源回路が正極性の電圧を出力する回路部
    と、負極性の電圧を生成する回路部とを有しており、直
    流−交流変換回路の後段においてその出力端子に2つの
    放電灯が接続されること、 (ロ)上記直流電源回路の各回路部からそれぞれ出力さ
    れる正極性及び負極性の電圧が上記直流−交流変換回路
    に送出されるとともに、これらの出力電圧を切り換える
    ために直流−交流変換回路内に設けられた複数のスイッ
    チ素子がそれらの駆動回路によって交番動作され、これ
    によって生成される交流電圧が放電灯に供給されるよう
    にしたこと、 (ハ)上記(ロ)の複数のスイッチ素子のうち、互いに
    直列接続とされることにより第1の組をなすスイッチ素
    子同士の接続点に対して第1の放電灯が接続され、ま
    た、互いに直列接続されることで第2の組をなすスイッ
    チ素子同士の接続点に対して第2の放電灯が接続されて
    いること、 (ニ)上記複数のスイッチ素子のオン/オフ動作によっ
    て、第1の放電灯に正極性の電圧が供給される間、第2
    の放電灯には負極性の電圧が供給され、逆に、第1の放
    電灯に負極性の電圧が供給される間、第2の放電灯には
    正極性の電圧が供給されること、 を特徴とする放電灯点灯回路。
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