JP2001169553A

JP2001169553A - スイッチドモード整流器

Info

Publication number: JP2001169553A
Application number: JP34276199A
Authority: JP
Inventors: Hideo Iwamoto; 英雄岩本; Takahiko Iida; 隆彦飯田; Nobuyuki Ryu; 展幸笠
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Kake Educational Institution
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Kake Educational Institution
Priority date: 1999-12-02
Filing date: 1999-12-02
Publication date: 2001-06-22

Abstract

(57)【要約】【課題】ＰＷＭパルス制御部をアナログ回路でなくソ
フトウェアで制御し、アナログ回路に起因する、回路パ
ラメータ調整の困難さや部品点数の多さといった問題を
回避することが可能なＳＭＲを実現する。【解決手段】定格動作時のリアクトル電流に対応した
ＰＷＭパルス列の各パルス幅のデータを、予めシミュレ
ーションを行って求め、ＰＷＭパルス制御部Ｐ１内のＲ
ＯＭテーブルに記憶させておく。そして、交流電源１に
同期させつつ半波１サイクル期間内において順次、パル
ス幅のデータを呼び出してＰＷＭパルスを発生させ、Ｉ
ＧＢＴ７ａのゲートに与える。負荷が変動した場合は、
予め求めておいた各パルスごとの計算式に基づいて補正
係数を算出し、各パルス幅に補正係数を乗じて補正を行
ってからＰＷＭパルスを発生させる。これにより、アナ
ログ回路に起因した問題を回避しつつ力率改善と整流と
が行えるようになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電力を直流
電力に変換する整流器に関し、特にパルス幅変調（Puls
e Width Modulation：以下、ＰＷＭと称する）により制
御されるスイッチドモード整流器（Switched Mode Rect
ifier：以下、ＳＭＲと称する）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＳＭＲは、交流入力電流と交流入力電圧
とが同相になるよう、力率を改善しながら交流電力を直
流電力に変換する整流器である。力率改善を行いながら
整流することから、ＳＭＲはパワーアクティブフィルタ
とも称される。

【０００３】図１１に従来のＳＭＲ２０１の構成を示
す。図１１において、交流電源１の両端は、整流ダイオ
ードブリッジ２の入力端であるノード３，４に接続され
ている。また、パワーＭＯＳＦＥＴ７ｂのソースは整流
ダイオードブリッジ２の一つの出力端であるノード６に
接続され、そのドレインはノード９においてダイオード
１３のアノードに接続されている。

【０００４】ダイオード１３のアノードは、ノード９に
おいて変流器１０の一端に接続されている。また、変流
器１０の他端は、ノード１１においてリアクトル１２の
一端に接続されている。リアクトル１２の他端は、整流
ダイオードブリッジ２のもう一つの出力端であるノード
５に接続されるとともに、直流負荷１６の一端にも接続
されている。なお、ノード５は接地されている。また、
ダイオード１３のカソードは、ノード１４において直流
負荷１６の他端に接続されている。そして、コンデンサ
１５が直流負荷１６と並列に接続されている。

【０００５】なお、上記のようなパワーＭＯＳＦＥＴ７
ｂ、ダイオード１３およびリアクトル１２の接続関係
は、昇降圧型チョッパを構成している。よって、このよ
うな回路構成のＳＭＲを昇降圧型ＳＭＲと称する。ま
た、昇降圧型チョッパではなく昇圧型チョッパまたは降
圧型チョッパの接続関係を採用すれば、同様にして昇圧
型ＳＭＲまたは降圧型ＳＭＲが構成できる。

【０００６】さらに、電圧検出部１７がノード５，１４
間に接続され、同期パルス発生部１８がノード５，６間
に接続されている。また、同期パルス発生部１８は、交
流入力電圧ｖ_ACの周期に同期したパルスを発生させる回
路ブロックである。

【０００７】ＰＷＭパルス制御部Ｐ２は、タイマとＡ／
Ｄ変換器とが内蔵され乗除算機能が強化された８または
１６ビットの１チップマイコン、もしくはより高速な演
算が可能なＤＳＰ等のプロセッサと、ＰＷＭパルス発生
のためのアナログ回路とを備えている。そしてＰＷＭパ
ルス制御部Ｐ２には、同期パルス発生部１８が発生させ
た同期パルス、電圧検出部１７が検出したノード５，１
４間の直流負荷電圧ｖ _DC、および変流器１０が検出した
リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_Lの各情報
が、それぞれ入力される。また、直流負荷１６が出力す
べき電圧値であるＶ_Sもユーザの設定電圧値としてＰＷ
Ｍパルス制御部Ｐ２に入力される。そして、それらの情
報からＰＷＭパルス制御部Ｐ２はＰＷＭパルスであるゲ
ート電圧ｖ _Gを発生させ、パワーＭＯＳＦＥＴ７ｂのゲ
ート（ノード８）に出力する。

【０００８】図１２は、ＰＷＭパルス制御部Ｐ２の構成
を示したものである。図１２において、符号２１はプロ
セッサのソフトウェアで信号が処理される部分を表わ
し、また、符号２４はアナログ回路のハードウェアで構
成された部分を表わしている。ソフトウェア部分２１
は、加算処理プログラム２２と制御演算処理プログラム
２３とを備えている。一方、ハードウェア部分２４は、
正弦波全波整流波形｜sin(ωt)｜を発生させる基準信号
発生器２６、キャリア信号（例えば５０ｋＨｚ〜数百ｋ
Ｈｚ程度の鋸歯状波や三角波等）を発生させるキャリア
信号発生器２８、乗算器２５、加算器２７および比較器
２９を備えている。

【０００９】ソフトウェア部分２１には直流負荷電圧ｖ
_DCと設定電圧値Ｖ_Sとが入力され、加算処理プログラム
２２において設定電圧値Ｖ_Sと直流負荷電圧ｖ_DCとの偏
差Δｖ_DCの値が計算される。そして、制御演算処理プロ
グラム２３において偏差Δｖ _DCの値に応じたＰＩ制御が
行われ、制御変数Ｉ_Sが出力される。この制御変数Ｉ
_Sは、直流負荷電圧ｖ_DCの値が速やかに設定電圧値Ｖ_Sに
近付くよう制御するために、偏差Δｖ_DCの比例値と偏差
Δｖ_DCの積分値との和として算出される値である。

【００１０】ハードウェア部分２４では、乗算器２５
が、制御変数Ｉ_Sの値を得て基準信号発生器２６からの
正弦波全波整流波形｜sin(ωt)｜に制御変数Ｉ_Sを乗
じ、｜Ｉ_Ssin(ωt)｜の値を計算する。なお基準信号発
生器２６は、正弦波全波整流波形｜sin(ωt)｜を発生さ
せる際に、交流入力電圧ｖ_ACの同期パルスによって正弦
波全波整流波形｜sin(ωt)｜を交流入力電圧ｖ_ACと同期
させている。

【００１１】そして、加算器２７がキャリア信号発生器
２８からの鋸歯状波等のキャリア信号を｜Ｉ_Ssin(ωt)
｜に加え、ランプコンペンセーションされた波形として
リアクトル電流の参照波形を発生させる。（ランプコン
ペンセーションについてはＣＱ出版社刊：トランジスタ
技術１９９０年９月号pp.537〜548を参照）。

【００１２】そして、比較器２９が、加算器２７から出
力されたリアクトル電流の参照波形とリアクトル電流ｉ
_Lとを比較することで、ＰＷＭパルスを発生させる。図
１３は、リアクトル電流ｉ_Lおよび交流入力電圧ｖ_ACと
電気角との関係、並びに発生したＰＷＭパルスと電気角
との関係について示す図である。なお、図１３では図の
理解を容易にするためリアクトル電流ｉ_Lの波形を滑ら
かな正弦波で示しているが、実際にはリアクトル電流ｉ
_Lの波形は、各パルス区間ごとの傾き具合がランプコン
ペンセーションされた波形とは逆向きとなった、正弦波
と三角波との合成波形になっている。

【００１３】このＰＷＭパルスがパワーＭＯＳＦＥＴ７
ｂのゲート（ノード８）に与えられることで、リアクト
ル電流ｉ_Lは交流入力電圧ｖ_ACとほぼ同相（すなわち１
に近い力率）となり、さらに、直流負荷電圧ｖ_DCを設定
電圧値Ｖ_Sと同じ値に保つことができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
従来のＳＭＲではソフトウェア部分２１とハードウェア
部分２４とが混在していたため、次のような問題が生じ
ていた。

【００１５】すなわち、ハードウェア部分２４では、ア
ナログ回路で構成された基準信号発生器２６やキャリア
信号発生器２８、乗算器２５、加算器２７を用いていた
ので、各回路のパラメータ調整を行うのに手間と熟練と
を要していた。さらに、それらの回路の経年変化やドリ
フトの発生も考慮しておく必要があった。

【００１６】また、これらの回路がアナログ回路で構成
されていたため、部品点数が多くなり、組立工程数の減
少や基板の小型軽量化、部品管理の簡素化を阻害してい
た。さらに、ＳＭＲの電流容量の設定によって使用する
部品や各パラメータの調整が異なるため、ＳＭＲを製品
化する際の制御ボードの標準化が困難であった。

【００１７】さらに、従来の制御システムでは、ＳＭＲ
のスイッチングトランジスタとしてパワーＭＯＳＦＥＴ
７ｂを用いることが多かった。しかし、パワーＭＯＳＦ
ＥＴの電流容量は最大でも数[Ａ]程度と小さく、大きな
電力の整流には適さなかった。

【００１８】また、上記のような従来のＳＭＲでは、ラ
ンプコンペンセーションを行うために、電気角０°〜１
８０°または１８０°〜３６０°の区間である半波１サ
イクルのうち、その初期および終期においてパルス幅が
細くなり、リアクトル電流の立ち上がり時と立ち下がり
時にデッドアングルが生じやすく、波形にクロスオーバ
ひずみが生じやすかった（上記トランジスタ技術１９９
０年９月号pp.537〜548を参照）。

【００１９】本発明は、以上の課題を解決するためにな
されたものであり、アナログ回路に起因する問題を回避
し、大きな電力の整流に適し、リアクトル電流にクロス
オーバひずみを生じさせにくいＳＭＲを実現することを
目的とする。

【００２０】なお、本発明にかかるＳＭＲと同様の目的
を有するものとして、特開平１１−１７８３２６号公報
に記載の技術、および特開平８−１２６３０３号公報に
記載の技術などが存在する。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この発明のうち請求項１
にかかるものは、交流電源と、前記交流電源の交流出力
を整流する整流ダイオードブリッジと、前記整流ダイオ
ードブリッジから出力される電流をチョッピングして出
力するチョッパ回路と、前記チョッパ回路の出力端に接
続された直流負荷と、前記直流負荷に並列に接続された
コンデンサと、前記チョッパ回路をパルス幅変調により
制御するパルス幅変調制御部とを備え、前記パルス幅変
調制御部は、前記直流負荷の負荷率が所定の値のときに
前記パルス幅変調に用いられるパルス列を構成する各パ
ルスのパルス幅に関するデータを記憶し、前記データを
順次に呼び出し、前記直流負荷の前記負荷率に応じて前
記データに補正係数を乗じることにより前記パルス幅を
補正して前記パルス列を発生させる、スイッチドモード
整流器である。

【００２２】この発明のうち請求項２にかかるものは、
請求項１記載のスイッチドモード整流器であって、前記
パルス幅変調によって前記チョッパ回路に流れるべき電
流は、所定の値を波高値とする正弦波を包絡線としつ
つ、立ち上がり、立ち下がりを繰り返す波形であって、
前記立ち上がりの波形は、前記チョッパ回路のオン状態
に対応した回路方程式を解いて得られる解と前記包絡線
とから求められる。

【００２３】この発明のうち請求項３にかかるものは、
請求項２記載のスイッチドモード整流器であって、前記
立ち下がりの波形は、前記チョッパ回路のオフ状態に対
応した回路方程式を解いて得られる解と前記パルス幅変
調の周期条件と前記立ち上がりの波形より得られる初期
条件とから求められる。

【００２４】この発明のうち請求項４にかかるものは、
請求項１乃至３のいずれか一つに記載のスイッチドモー
ド整流器であって、前記補正係数は、前記パルス幅変調
パルス列の前記各パルスごとの前記補正係数と前記負荷
率との相関式に基づいて算出される。

【００２５】この発明のうち請求項５にかかるものは、
請求項１乃至３のいずれか一つに記載のスイッチドモー
ド整流器であって、前記補正係数は、前記パルス幅変調
パルス列の前記各パルスの複数ごとの前記補正係数と前
記負荷率との相関式に基づいて算出される。

【００２６】この発明のうち請求項６にかかるものは、
請求項４または５記載のスイッチドモード整流器であっ
て、前記相関式は、前記補正係数を前記負荷率のべき級
数で表わしたものであり、前記負荷率のべき級数の各次
の項の係数は、前記負荷率を複数の値に仮に設定し、各
場合の前記補正係数を算出して、補間法を用いることに
より求められる。

【００２７】

【発明の実施の形態】実施の形態１．本実施の形態にか
かるＳＭＲは、ＰＷＭパルス制御部において、従来、ア
ナログ回路で構成されていたハードウェア部分に代わっ
てソフトウェア的にＰＷＭパルスを発生させることによ
り、アナログ回路に起因した問題を回避するものであ
る。より具体的には、従来のＳＭＲ２０１の場合のよう
にランプコンペンセーションされた波形とリアクトル電
流ｉ_Lとを比較することでＰＷＭパルスを発生させるの
ではなく、予め、発生させるべきＰＷＭパルス列の各パ
ルス幅のデータをＰＷＭパルス制御部内に記憶させてお
き、順次、そのデータを呼び出してＰＷＭパルスを発生
させる、という手法を採用する。

【００２８】図１に本実施の形態にかかるＳＭＲ１０１
を示す。図１において、図１１に示した従来のＳＭＲ２
０１と共通する符号は同一の構成要素であることを示
す。すなわち、符号１は交流電源を、符号２は整流ダイ
オードブリッジを、符号１２はリアクトルを、符号１３
はダイオードを、符号１５はコンデンサを、符号１６は
直流負荷を、符号１７は電圧検出部を、符号１８は同期
パルス発生部を、符号３〜６，８，９，１４はノード
を、それぞれ表わしており、それらの接続関係はＳＭＲ
２０１と同様である。

【００２９】一方、ＳＭＲ１０１の構成はいくつかの点
でＳＭＲ２０１とは異なっている。まず、ＳＭＲ２０１
に存在していた変流器１０はＳＭＲ１０１においては存
在せず、そのためリアクトル１２の一端は直接、ノード
９に接続されている。また、ＳＭＲ１０１においては、
ＳＭＲ２０１におけるパワーＭＯＳＦＥＴ７ｂに代わっ
てＩＧＢＴ７ａが採用されている。これにより、ＳＭＲ
１０１はＳＭＲ２０１よりも大きな電流を取り扱うこと
ができる。また、ＩＧＢＴは一般にその動作周波数がパ
ワーＭＯＳＦＥＴよりも低く、数ｋＨＺ〜数十ｋＨｚで
あるため、本実施の形態にかかるＳＭＲ１０１のように
ソフトウェア的に制御する場合にはプロセッサの演算時
間にゆとりが生まれやすい。なお、ＩＧＢＴ７ａのコレ
クタはノード９に、エミッタはノード６に、それぞれ接
続されている。

【００３０】また、従来のＳＭＲ２０１におけるＰＷＭ
パルス制御部Ｐ２の代わりに、ＳＭＲ１０１ではＰＷＭ
パルス制御部Ｐ１が採用されている。ＰＷＭパルス制御
部Ｐ１はＰＷＭパルスであるゲート電圧ｖ_Gを発生さ
せ、ＩＧＢＴ７ａのゲート（ノード８）に出力する。Ｐ
ＷＭパルス制御部Ｐ１には、同期パルス発生部１８が発
生させた同期パルス、電圧検出部１７が検出したノード
５，１４間の直流負荷電圧ｖ_DCおよび直流負荷１６が出
力すべき設定電圧値であるＶ_Sがそれぞれ入力される
が、変流器１０が存在しないためリアクトル電流ｉ_Lの
情報は入力されない。

【００３１】図２はＰＷＭパルス制御部Ｐ１の構成を示
したものである。図２において、符号３０はプロセッサ
のソフトウェアで信号が処理される部分を表わしてい
る。ソフトウェア部分３０は、加算処理プログラム３
１、制御演算処理プログラム３２、ＰＷＭパルス幅演算
処理プログラム３３を備えている。また、符号３４は、
ＰＷＭパルス列の各パルス幅のデータを記憶させるため
のＲＯＭテーブルを表わし、また符号３５は、ソフトウ
ェア部分３０の出力を受けてＰＷＭパルスであるゲート
電圧ｖ_Gを発生させるパルス発生部を表わしている。

【００３２】このＰＷＭパルス制御部Ｐ１では、定格動
作時に発生させるべきＰＷＭパルス列の各パルス幅のデ
ータをリストにして予めＲＯＭテーブル３４に記憶させ
ておく。ＰＷＭパルス列の各パルス幅を解析的に求める
のは相当困難であり、リアルタイムで数式を解くには計
算時間が不足することから、予め実験やシミュレーショ
ン等で各パルス幅の値を計算しておき、上記のようにＲ
ＯＭテーブル３４に記憶させておくのである。

【００３３】そして、ＰＷＭパルス幅演算処理プログラ
ム３３が順次、各パルス幅のデータを呼び出してパルス
発生部３５にデータを送り、パルス発生部３５において
ＰＷＭパルスを発生させる。このようにハードウェアを
用いずにソフトウェア的にＰＷＭパルスを発生させるこ
とで、アナログ回路に起因した問題を回避しつつ、従来
のＳＭＲ２０１と同様、力率改善と整流とが行えるよう
になる。

【００３４】ただし、発生可能なＰＷＭパルス列が一通
りしかなければ、ＳＭＲ１０１の始動時や直流負荷１６
の負荷変動時などに直流負荷電圧ｖ_DCの値を速やかに設
定電圧値Ｖ_Sに一致させることはできない。そこで直流
負荷電圧ｖ_DCの値をできるだけ速やかに設定電圧値Ｖ_S
に一致させ、または設定電圧値Ｖ_Sの値から変動させな
いようにするため、リアクトル電流ｉ_Lを状況に応じて
変化させる必要がある。そのため、ＰＷＭパルス幅演算
処理プログラム３３において直流負荷電圧ｖ_DCの値に応
じた各パルス幅の補正を行う。

【００３５】以下に、本実施の形態にかかるＳＭＲ１０
１の動作について詳述する。

【００３６】まず、ソフトウェア部分３０には、従来の
ＳＭＲ２０１と同様、直流負荷電圧ｖ_DCと設定電圧値Ｖ
_Sとが入力され、加算処理プログラム３１において設定
電圧値Ｖ_Sと直流負荷電圧ｖ_DCとの偏差Δｖ_DCの値が計
算される。そして、従来のＳＭＲ２０１と同様、制御演
算処理プログラム３２において偏差Δｖ_DCの値に応じた
ＰＩ制御が行われ、制御変数Ｉ_Sが出力される。

【００３７】次に、制御変数Ｉ_Sの値を用いて負荷率ｙ
を計算する。ここでいう負荷率ｙとは、負荷の抵抗値の
変動に起因するパラメータであって、直流負荷１６に供
給される電力を定格電力で除した割合のことを指す。す
なわち、定格電力の何％が実際に直流負荷１６に供給さ
れているのかを示す指標のことである。よって負荷率ｙ
の値は０〜１００％の範囲内に収まる。

【００３８】なお、ＳＭＲの出力特性は定電力特性であ
り、

【００３９】

【数１】

【００４０】の関係（ｐ_outは出力電力を、Ｒ_Lは直流負
荷１６の抵抗値をそれぞれ指す）を有する。よって、直
流負荷１６の抵抗値Ｒ_Lが熱の発生等により変動した場
合であっても直流負荷電圧ｖ_DCを安定に発生させるため
に、出力電力ｐ_outが制御される。つまり、直流負荷１
６に供給される電力を変化させる。

【００４１】さて、制御変数Ｉ_Sの値に対してほぼ線形
の演算を行い、後述の、出力すべきリアクトル電流の参
照波高値Ｉ_pを得ることができる。参照波高値Ｉ_pは、後
述するように定格出力Ｐ_outに比例する。そして、ｐ_out
＝ｙ・Ｐ_outであることから、制御変数Ｉ_Sは負荷率ｙと
はほぼ線形の関係にある。よって、負荷率ｙと制御変数
Ｉ_Sとの関係を、

【００４２】

【数２】

【００４３】と近似することができる（ａ，ｂは定
数）。このａ，ｂの値を予めシミュレーションや実験を
行って求めておけば、変動した直流負荷１６の抵抗値や
そこに流れる電流を計測することなく、制御変数Ｉ_Sか
ら現在の負荷率ｙの値を自動的に求められる。

【００４４】続いて、ＰＷＭパルス幅演算処理プログラ
ム３３は、ＲＯＭテーブル３４内に記憶されたＰＷＭパ
ルス列の各パルス幅のデータを呼び出しておき、予め設
定された数値Ｎで等分された半波１サイクル中の各期間
ごとにパルス発生部３５にパルス幅のデータを出力す
る。具体的には、ＲＯＭテーブル３４内のＰＷＭパルス
列のパルス幅のデータｔ_W(n)を、ｎ＝１からｎ＝Ｎまで
順次、呼び出し、交流入力電圧ｖ_ACの同期パルスを参照
して同期を行いつつ、パルス幅のデータｔ_W(n)をパルス
発生部３５に出力する。

【００４５】なお、ＲＯＭテーブル３４には、負荷率９
９％時のパルス幅データ、負荷率９８％時のパルス幅デ
ータ、負荷率９７％時のパルス幅データ、・・・・のように
各負荷率ごとにパルス幅データを保存しておくことも考
えられるが、それではＲＯＭの記憶容量を大きくしなけ
ればならない。そこで、定格動作時（負荷率１００％
時）のＰＷＭパルス列の各パルス幅のデータを記憶させ
ておき、これに基づいて１００％以外の負荷率の時のＰ
ＷＭパルス列の各パルス幅のデータは計算により求め
る。なお、定格動作時のＰＷＭパルス列の各パルス幅の
データの採取の方法については後述する。

【００４６】１００％以外の負荷率の各パルス幅のデー
タを省略する代わりに負荷率の変動への対策として、負
荷率１００％時の各パルス幅データを基準として負荷率
ｙに応じた適切な値に補正する。ここでいう補正とは具
体的には、負荷率１００％時の各パルス幅のデータｔ
_W(n)に負荷率ｙに応じた適切な補正係数βを乗算するこ
とを指す。補正係数βの導出についても後述するが、こ
のように各パルス幅のデータｔ_W(n)が、

【００４７】

【数３】

【００４８】のように補正され、補正後のパルス幅のデ
ータｔ_W(n)’がパルス発生部３５に出力される。

【００４９】そしてパルス発生部３５は、デジタル値で
ある補正データｔ_W(n)’を、対応する時間幅を有するパ
ルスに変換し、順次、ＰＷＭパルス列を発生させてゲー
ト電圧ｖ_Gとして出力する。

【００５０】このようにすることで、変動する負荷率に
応じたリアクトル電流がＳＭＲ１０１に流れ、直流負荷
電圧ｖ_DCの変動を抑制しつつ力率改善と整流とを行うこ
とができる。

【００５１】ここで、定格動作時のＰＷＭパルス列の各
パルス幅のデータの採取の方法について述べる。まず、
スイッチング周波数が固定値で、ＣＣＭ（Continuous C
urrent Mode：連続電流モード、リアクトル電流の値が
スイッチングのたびに零とならない）動作で制御される
ＳＭＲの理想的なリアクトル電流波形を図３に示す。こ
こで、リアクトル電流はＩ_psin(nθ)とｍＩ_psin(nθ)と
の間を変化するように各スイッチング区間（スイッチン
グから次のスイッチングまでの期間のこと、スイッチン
グの周期条件でありスイッチング周波数の逆数にあた
る）中のＩＧＢＴのオン期間が制御されているものとす
る。なお、Ｉ_pは波高値、θは１スイッチング区間の電
気角、ｍは電流振幅変動比である。また、電流振幅変動
比ｍは０＜ｍ≦１である。なお、ＰＷＭパルスのスイッ
チング周波数が低い場合（５００Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程
度の範囲にある場合）、電流振幅変動比ｍを例えばｍ＝
０．３〜０．９５の範囲内に設定すればよい。

【００５２】次に、リアクトルのインダクタンスＬを求
める。インダクタンスＬの値は、リアクトル電流の最大
値（波高値）付近での、ＩＧＢＴのオン期間中のリアク
トル電流の振幅の変動値とオフ期間中の振幅の変動値と
が同一である、との条件を仮定することで、以下のよう
にして計算することができる。

【００５３】ＩＧＢＴ７ａの動作状態に応じてＳＭＲの
簡易な等価回路を考えると、まず、ＩＧＢＴ７ａがオン
のときの等価回路は図４に示すものとなる。このときの
回路方程式は、

【００５４】

【数４】

【００５５】と表わせる。ここでＶ_ACは、交流電源１の
実効値を示している。数４は、

【００５６】

【数５】

【００５７】と変形することができる。この数５を積分
すれば、

【００５８】

【数６】

【００５９】と表わすことができる。

【００６０】ここで、電流ｉがｍＩ_psinθからＩ_psinθ
まで上昇する期間をオン時間ｔ_onとし、オン時間ｔ_onが
非常に短く、sinθの値がほとんど変動せず一定である
と考えれば、数６は、

【００６１】

【数７】

【００６２】と表わせ、この数７より、

【００６３】

【数８】

【００６４】が導かれる。

【００６５】一方、ＩＧＢＴ７ａがオフのときの等価回
路は図５に示すものとなる。このときの回路方程式は、

【００６６】

【数９】

【００６７】と表わせる。ここでＶ_DCは、コンデンサＣ
の電圧値であるとともに、直流負荷に出力すべき電圧値
でもある。この数９を変形して積分すれば、

【００６８】

【数１０】

【００６９】と表わすことができる。

【００７０】ここで、電流ｉがＩ_psinθからｍＩ_psinθ
まで下降する期間をオフ時間ｔ_offとすれば、数７の場
合と同様に数１０は、

【００７１】

【数１１】

【００７２】と表わせる。

【００７３】さて、オン時間ｔ_onとオフ時間ｔ_offと
は、半波１サイクル内でのスイッチング周波数ｆ_SWを用
いて、

【００７４】

【数１２】

【００７５】と表わすことができる。

【００７６】また、上記の条件よりリアクトル電流の値
が最大となるθ＝９０°近傍の状態を考慮すればよいの
で、数１１においてθ＝９０°とおく。そして、数８、
数１１および数１２を考慮すれば、

【００７７】

【数１３】

【００７８】が成り立つ。この数１３を変形すれば、

【００７９】

【数１４】

【００８０】としてインダクタンスＬの式を得ることが
できる。

【００８１】一方、ＳＭＲが定格出力Ｐ_outを出力して
いるときは、インダクタンスＬの値は以下のようにして
も求められる。

【００８２】すなわち、第ｎ番目のパルスで、リアクト
ルから負荷へと送られてくる電磁エネルギーｐ_nは、

【００８３】

【数１５】

【００８４】と表わせる。ここで、θ_nは第ｎ番目のパ
ルスにおける電気角である。なお、１／ｆ_SWの時間間隔
でパルスを発生させるので、その時間間隔に対応する電
気角をθとおけばθ_nは、

【００８５】

【数１６】

【００８６】とも表わせる。

【００８７】よって、電源周波数の半波１サイクル中に
負荷に送られる電磁エネルギーは、

【００８８】

【数１７】

【００８９】となる。ここで、Ｎは電源周波数の半波１
サイクル中のスイッチング区間の総数である。この半波
１サイクル分のエネルギーをさらに、２ｆ倍（ｆは電源
周波数を表わす、なお２ｆＮ＝ｆ_SWが成り立つ）すれ
ば、ＳＭＲの定格出力Ｐ_outが、

【００９０】

【数１８】

【００９１】として求められる。そして、この数１８を
変形すれば、

【００９２】

【数１９】

【００９３】としてインダクタンスＬの式を得ることが
できる。

【００９４】ここで、数１４と数１９とを連立させるこ
とによって、インダクタンスＬは、

【００９５】

【数２０】

【００９６】とも表わせる。

【００９７】さらに、数１４と数１９とを連立させるこ
とによって、リアクトル電流の波高値Ｉ_pも、

【００９８】

【数２１】

【００９９】として求められる。すなわち、Ｐ_out，Ｖ
_AC，Ｖ_DC，Ｎ，ｆ，ｍ等の回路条件が決まると、インダ
クタンスＬとリアクトル電流の波高値Ｉ_pとを一義的に
決定することができる。なお、数２１から波高値Ｉ_pは
定格出力Ｐ_outに比例することが分かる。

【０１００】次に、このリアクトル電流の波高値Ｉ_pを
利用してリアクトル電流の波形を求め、それとともにＰ
ＷＭパルス列の各パルス幅をも求める方法について考え
る。

【０１０１】まず、ＩＧＢＴ７ａがオンのときの、より
正確な等価回路は図６に示すとおりである。なお図６に
おいて、Ｖ_pは交流入力電圧ｖ_ACの波高値を、Ｉ₀はリア
クトル電流ｉ_Lの初期値をそれぞれ表わしている。ま
た、直流電圧源Ｖ_th1および抵抗Ｒ₁は、整流ダイオード
ブリッジ２の各ダイオードおよびＩＧＢＴ７ａの閾値電
圧と内部抵抗とを等価的に表わしたものであり、

【０１０２】

【数２２】

【０１０３】の一次式でダイオードの順特性とＩＧＢＴ
の出力特性とをまとめて近似した。

【０１０４】このときの回路方程式は、

【０１０５】

【数２３】

【０１０６】で表わせる。そして、この数２３の微分方
程式を初期値Ｉ₀の条件（ｔ＝０ではＩ₀＝０）の下に解
いて、

【０１０７】

【数２４】

【０１０８】の解を得る。ただし、

【０１０９】

【数２５】

【０１１０】である。なお、ｉ_Lは整流電流であるの
で、解が負値の場合は零とする。

【０１１１】そして、この数２４から描かれるリアクト
ル電流の波形と、先に求めた波高値Ｉ_pを用いたＩ_psin
(ωt)の電流波形との交点を、コンピュータを援用する
などして補間法で求める。そうすれば、ＩＧＢＴのオン
時のリアクトル電流波形（立ち上がり波形）が求められ
る。また、電流の初期値から交点までの時間をＩＧＢＴ
のオン時間として利用すれば、ＰＷＭパルスのパルス幅
を容易に求めることもできる。

【０１１２】なお、半波１サイクル中の最初の区間では
他の区間に比べてリアクトル電流ｉ _Lの立ち上がりが遅
いために、ＩＧＢＴのオン時間は数区間にわたることが
ある。そのため、半波１サイクルの初期においてはパル
ス幅が大きくなる。このように、半波１サイクルの初期
においてパルス幅を大きく設定することができれば、リ
アクトル電流の立ち上がり時にデッドアングルが生じに
くい。よって、従来のＳＭＲに比べて本実施の形態にか
かるＳＭＲではクロスオーバひずみが生じにくいといえ
る。

【０１１３】一方、ＩＧＢＴ７ａがオフのときの、より
正確な等価回路は図７に示すとおりである。なお図７に
おいて、ｖ_Cはコンデンサ電圧を、Ｖ₀はコンデンサ電圧
の初期値を、Ｉ₀はリアクトル電流ｉ_Lの初期値をそれぞ
れ表わしている。また、直流電圧源Ｖ_th2および抵抗Ｒ₂
は、ダイオード１３の閾値電圧と内部抵抗とを等価的に
表わしたものであり、

【０１１４】

【数２６】

【０１１５】の一次式でダイオードの順特性を近似し
た。

【０１１６】このときの回路方程式は、

【０１１７】

【数２７】

【０１１８】

【数２８】

【０１１９】で表わせる。そして、数２７および数２８
の微分方程式を初期値Ｉ₀およびＶ₀の条件の下に解い
て、

【０１２０】

【数２９】

【０１２１】

【数３０】

【０１２２】の解を得る。ただし、係数Ａ，Ｂ，α，ω
は以下の数３１〜数３３で与えられる。

【０１２３】

【数３１】

【０１２４】

【数３２】

【０１２５】

【数３３】

【０１２６】

【数３４】

【０１２７】なお、先の場合と同様、ｉ_Lは整流電流で
あるので、解が負値の場合は零とする。

【０１２８】この数２９〜数３３において、先に求めた
オン時の交点における各パラメータを初期条件に用いる
ことで、オン時のリアクトル電流波形に続く波形（立ち
下がり波形）を、コンピュータを援用するなどして描く
ことができる。そして、オフ時間（すなわちスイッチン
グ区間からオン時間を差し引いた残りの時間）の分だけ
波形を描く。

【０１２９】そして、オフ時間経過後のリアクトル電流
の位置における各パラメータを新たな初期値として、再
びオン時のリアクトル電流の波形を描き、Ｉ_psin(ωt)
の電流波形との交点を求める。この作業を順次繰り返せ
ば、波高値Ｉ_pの正弦波を包絡線とした、立ち上がり、
立ち下がりを繰り返す半波１サイクル中のリアクトル電
流波形を求めることができる。またさらに、ＰＷＭパル
スの各パルス幅をも容易に求めることができる。このよ
うにして求められた定格電力におけるリアクトル電流ｉ
_Lの波形を示したのが、図８である。

【０１３０】さて、負荷変動時にＳＭＲを定電圧制御す
るためには、上述のとおり、ＩＧＢＴ７ａを駆動するＰ
ＷＭパルス幅を負荷に応じて変調する必要がある。本来
ならば、負荷が変動するたびに数２４、数２９および数
３０を解き、補間法を用いてＩＧＢＴのオン時間を求め
るべきであるが、プロセッサに負担を掛けすぎる点と、
計算に時間がかかりリアルタイムで処理するのが難しい
という点が問題である。

【０１３１】そこで、ＲＯＭテーブル３４に１００％負
荷に対する各ＰＷＭパルス幅のデータのみを収納してお
き、このデータを基準データとする。そして他の負荷率
の場合には、その基準データに補正係数βを乗じてパル
ス幅を変調し、負荷に応じた最適パルス幅を決める。

【０１３２】以下に補正係数βの算出方法を示す。ま
ず、負荷率が１００％のとき以外にもサンプルとして例
えば、５０％、６５％、７５％、８５％の各場合につい
ても夫々、半波１サイクル中の各パルスについて、数２
４、数２９および数３０を解き、ＩＧＢＴのオン時間を
求めておく。そして、数３の関係を満たすように各負荷
率ごとの各パルスごとに補正係数βを求める。

【０１３３】例えば、表１のように各パラメータを設定
して、計算機上でシミュレーションを行った結果、第１
０区間目のパルスの補正係数β_(10,y)は表２のようにな
った。

【０１３４】

【表１】

【０１３５】

【表２】

【０１３６】ここで、オン時間のデータを取得した５０
％、６５％、７５％、８５％の各場合のβの値を基にし
て、補間法を用いてβ_(10,y)とｙとの相関関係を求め
る。そうすれば、負荷率ｙが任意の値を取る場合であっ
ても、適切な補正係数βの値を求めることができるよう
になる。例えば、表２のβ_(10,y)とｙとの相関関係を、
公知のソフトウェアを用いてｙのべき級数で表わすと、

【０１３７】

【数３５】

【０１３８】となった。ただし、負荷率ｙは５０≦ｙ≦
１００の範囲である。表２には、その計算値を併記して
いる。有効数字を３桁とすれば、多項式から求められる
値とシミュレーション結果の値とがほぼ等しい値となっ
ていることが分かる。このように、負荷率ｙと第ｎ番目
のパルスに対する補正係数β_(n,y)との相関関係を、

【０１３９】

【数３６】

【０１４０】のように表わすことで、負荷率およびパル
スの順番に適した補正係数βが得られる。なお、ｂ₄〜
ｂ₀は定数である。

【０１４１】また、数３６でｙの４次の項までとしたの
は実用上充分な精度が得られるからであって、もっと精
度を高めたければより高次の項まで設定してもよいし、
また逆に精度を低くして計算速度を高めたければより低
次の項で留めてもよい。

【０１４２】なお上記の表１の例の場合、半波１サイク
ルを２０等分しているので、各パルスごとに補正係数β
を計算するとすれば、βとｙの相関式が２０個分必要に
なる。このように各パルスごとに補正係数βを計算すれ
ば、補正の精度が高まる。しかし、効率よくβとｙの相
関式を記憶させるために、いくつかのパルスで相関式を
共用してもよい。特に、半波１サイクル中の最大値（θ
＝９０°）付近では各パルスの相関式が類似し、ｙの各
次の項の係数が近い値となるため、共用してもβの値を
実用する上で支障はない。

【０１４３】

【表３】

【０１４４】例えば表３は、表１の例における、ｎ＝１
からｎ＝Ｎ（＝２０）の各パルスごとの数３６の各次の
係数ｂ₄〜ｂ₀を求め、一覧表にしたものである。この表
３では、第１０〜１３区間のパルスでβとｙの相関式を
共用し、また第１４〜１６区間のパルスでもβとｙの相
関式を共用している。例えば第１０区間のβとｙの相関
式は本来、数３５となるはずであるが、上記のように第
１０〜１３区間のパルスでβとｙの相関式を共用させて
いるため、補正係数β_(10,y)の値は数３５から得られる
値とは若干異なる。しかし実用上の支障はないので、こ
のようにすることで効率よくβとｙの相関式を記憶させ
ることが可能となる。なお、各パルスごとの数３６の各
次の係数ｂ₄〜ｂ₀は、パルス幅データと同様、ＲＯＭテ
ーブル３４に記憶させておけばよい。上記のように補正
係数β_(n,y)を負荷率ｙのべき級数で表わせば、負荷率
ｙの値ごとにパルス幅データを保存しておく必要がな
く、ＲＯＭテーブル３４の記憶容量を大きくする必要が
ない。

【０１４５】なお、表１の各項の設定の如何によって、
ＳＭＲ１０１はＤＣＭ（Discrete Current Mode：不連
続電流モード、リアクトル電流の値がスイッチングのた
びに零にまで下がる）動作をすることもあるが、リアク
トル電流の立ち下がり波形を強制的に零に戻すのではな
くオフ期間の間だけ立ち下がり波形を描くという手法を
採用しているので、基本的には本実施の形態にかかるＳ
ＭＲ１０１はＣＣＭ動作となる。ＣＣＭ動作では、ＤＣ
Ｍ動作に比較してＥＭＩ（ElectroMagnetic Interferen
ce）ノイズが発生しにくいという利点がある（上記トラ
ンジスタ技術１９９０年９月号p.537を参照）。

【０１４６】本実施の形態にかかるＳＭＲを用いれば、
発生させるべきＰＷＭパルス列の各パルス幅のデータを
ＰＷＭパルス制御部内に記憶させておき、順次、そのデ
ータを呼び出してＰＷＭパルスを発生させる、というソ
フトウェア的手法を採用しているので、パルス幅の設定
にアナログ回路を用いる必要がなく、そのためアナログ
回路に起因する問題を回避することができる。また、直
流負荷１６の状態に応じてパルス幅のデータに補正係数
を乗じてパルス幅を補正するので、ＳＭＲの始動時や直
流負荷１６の負荷変動時などに直流負荷電圧ｖ_DCの値を
速やかに設定電圧値Ｖ_Sに一致させることができる。

【０１４７】なお、上記においては、負荷率１００％時
のリアクトル電流のパルス幅データをＲＯＭテーブル３
４に収めるべき基準データとしたが、他の負荷率の時の
リアクトル電流のパルス幅データを基準データとしても
よい。

【０１４８】実施の形態２．本実施の形態にかかるＳＭ
Ｒは、実施の形態１にかかるＳＭＲの変形例であって、
昇降圧型でなく昇圧型のＳＭＲである。

【０１４９】図９に本実施の形態にかかるＳＭＲ１０２
を示す。図９において、図１に示したＳＭＲ１０１と共
通する符号は同一の構成要素であることを示す。すなわ
ち、符号１は交流電源を、符号２は整流ダイオードブリ
ッジを、符号７ａはＩＧＢＴを、符号１２はリアクトル
を、符号１３はダイオードを、符号１５はコンデンサ
を、符号１６は直流負荷を、符号１７は電圧検出部を、
符号１８は同期パルス発生部を、符号３〜６，８，９，
１４はノードを、符号Ｐ１はＰＷＭパルス制御部を、そ
れぞれ表わしており、それらの接続構成はＳＭＲ１０１
とほぼ同様である。ただし、ＳＭＲ１０２は昇圧型であ
るためノード５ではなくノード６が接地され、また、コ
ンデンサ１５、直流負荷１６および電圧検出部１７の各
一端もノード５ではなくノード６に接続されている点で
ＳＭＲ１０１とは異なっている。

【０１５０】さて、昇圧型であっても昇降圧型のＳＭＲ
１０１の場合と同様に、ＰＷＭパルス列の各パルス幅の
補正を行う。すなわち、ＰＷＭパルス制御部Ｐ１におい
て、定格動作時またはその他の負荷率時のリアクトル電
流に対応した、基準データとなるＰＷＭパルス列の各パ
ルス幅のデータをＲＯＭテーブル３４内に記憶させてお
き、ＰＷＭパルス幅演算処理プログラム３３に順次パル
スを呼び出させ、パルス発生部３５においてＰＷＭパル
スを発生させる。負荷が変動した場合はＰＷＭパルス幅
演算処理プログラム３３に順次、各パルス幅の補正を行
わせてＰＷＭパルスを発生させる。これにより、ＳＭＲ
１０１と同様、アナログ回路に起因した問題を回避しつ
つ力率改善と整流とが行えるようになる。

【０１５１】ただし、基準データとなるＰＷＭパルス列
の各パルス幅のデータの採取に際しては、ＳＭＲ１０１
とＳＭＲ１０２とでは上記のように回路の接続構成が異
なるので、図４〜図７に示した等価回路および数４〜数
３４の式はそれぞれ異なったものになる。

【０１５２】しかし、等価回路および数式が異なること
以外は、ＳＭＲ１０１とＳＭＲ１０２とでその原理に異
なるところはないので、ここでは詳細な説明を省略す
る。

【０１５３】本実施の形態にかかるＳＭＲを用いれば、
実施の形態１にかかるＳＭＲと同様の効果を有する。

【０１５４】実施の形態３．本実施の形態にかかるＳＭ
Ｒは、実施の形態１にかかるＳＭＲの変形例であって、
昇降圧型でなく降圧型のＳＭＲである。

【０１５５】図１０に本実施の形態にかかるＳＭＲ１０
３を示す。図１０において、図１に示したＳＭＲ１０１
と共通する符号は同一の構成要素であることを示す。す
なわち、符号１は交流電源を、符号２は整流ダイオード
ブリッジを、符号７ａはＩＧＢＴを、符号１２はリアク
トルを、符号１３はダイオードを、符号１５はコンデン
サを、符号１６は直流負荷を、符号１７は電圧検出部
を、符号１８は同期パルス発生部を、符号３〜６，８，
９，１４はノードを、符号Ｐ１はＰＷＭパルス制御部
を、それぞれ表わしている。

【０１５６】ただし、ＳＭＲ１０３は降圧型であるた
め、その接続構成はＳＭＲ１０１とは異なっている。す
なわち、ノード５ではなくノード６が接地され、また、
ＩＧＢＴ７ａのコレクタはノード５に、エミッタはノー
ド９に、それぞれ接続されている。さらにリアクトル１
２は、その一端がノード９に接続され、他端がノード１
４に接続されている。またダイオード１３は、そのカソ
ードがノード９に接続され、アノードがノード６に接続
されている。そして、コンデンサ１５、直流負荷１６お
よび電圧検出部１７の各一端はノード６に接続され、そ
れらの各他端はノード１４に接続されている。

【０１５７】またさらにＳＭＲ１０３は、入力側が交流
電源１の両端に接続され、出力側が同期パルス発生部１
８の両端に接続されたトランス１９を備えている。同期
パルス発生部１８を実施の形態１および２のように整流
ダイオードブリッジ２の出力端に接続してもよいのであ
るが、本実施の形態のように交流電源１に接続されたト
ランス１９を介して交流入力電圧ｖ_ACの周期を検出して
もよい。これは実施の形態１および２についても同様で
ある。

【０１５８】さて、降圧型であっても昇降圧型のＳＭＲ
１０１の場合と同様に、ＰＷＭパルス列の各パルス幅の
補正を行う。すなわち、ＰＷＭパルス制御部Ｐ１におい
て、定格動作時またはその他の負荷率時のリアクトル電
流に対応した、基準データとなるＰＷＭパルス列の各パ
ルス幅のデータをＲＯＭテーブル３４内に記憶させてお
き、ＰＷＭパルス幅演算処理プログラム３３に順次パル
スを呼び出させ、パルス発生部３５においてＰＷＭパル
スを発生させる。負荷が変動した場合はＰＷＭパルス幅
演算処理プログラム３３に順次、各パルス幅の補正を行
わせてからＰＷＭパルスを発生させる。これにより、Ｓ
ＭＲ１０１と同様、アナログ回路に起因した問題を回避
しつつ力率改善と整流とが行えるようになる。

【０１５９】ただし、基準データとなるＰＷＭパルス列
の各パルス幅のデータの採取に際しては、ＳＭＲ１０１
とＳＭＲ１０３とでは上記のように回路の接続構成が異
なるので、図４〜図７に示した等価回路および数４〜数
３４の式はそれぞれ異なったものになる。

【０１６０】しかし、等価回路および数式が異なること
以外は、ＳＭＲ１０１とＳＭＲ１０３とでその原理に異
なるところはないので、ここでは詳細な説明を省略す
る。

【０１６１】本実施の形態にかかるＳＭＲを用いれば、
実施の形態１にかかるＳＭＲと同様の効果を有する。

【０１６２】

【発明の効果】この発明のうち請求項１にかかるスイッ
チドモード整流器を用いれば、パルス幅変調に用いられ
るパルス列の各パルスのパルス幅に関するデータを予め
求めて、パルス幅変調制御部内に記憶させておき、順次
にそのデータを呼び出してパルス列を発生させるので、
パルス幅の設定にアナログ回路を用いる必要がなく、そ
のためアナログ回路に起因する問題を回避することがで
きる。また、直流負荷の負荷率に応じてパルス幅のデー
タに補正係数を乗じることによりパルス幅を補正するの
で、スイッチドモード整流器の始動時や直流負荷の負荷
変動時などに直流負荷電圧の値を速やかに設定電圧値に
一致させることができる。また、交流電源の半波１サイ
クルの初期においてパルス幅を大きく設定することがで
きるので、最初の立ち上がり時にデッドアングルが生じ
にくい電流を発生させることができる。

【０１６３】この発明のうち請求項２にかかるスイッチ
ドモード整流器を用いれば、立ち上がりに要する時間か
ら、パルス幅変調のパルス幅を容易に求めることができ
る。

【０１６４】この発明のうち請求項３にかかるスイッチ
ドモード整流器を用いれば、電流の立ち下がり時に強制
的に零に戻すのではない連続電流モードにすることがで
きるので、断続電流モードの場合に比べＥＭＩノイズが
発生しにくい。

【０１６５】この発明のうち請求項４にかかるスイッチ
ドモード整流器を用いれば、各パルスごとに補正係数を
算出するので、補正の精度が高まる。

【０１６６】この発明のうち請求項５にかかるスイッチ
ドモード整流器を用いれば、各パルスの複数ごとに補正
係数を算出するので、効率よく補正係数と負荷率との相
関式を記憶させることが可能となる。

【０１６７】この発明のうち請求項６にかかるスイッチ
ドモード整流器を用いれば、補正係数を負荷率のべき級
数で表わすので、負荷率の値ごとにパルス幅データを保
存しておく必要がなく、パルス幅変調制御部の記憶容量
を大きくする必要がない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲを示
す図である。

【図２】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲのう
ちＰＷＭパルス制御部を示す図である。

【図３】スイッチング周波数が固定値であってＣＣＭ
動作で制御されるＳＭＲの理想的なリアクトル電流波形
を示す図である。

【図４】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲの簡
易な等価回路を示す図である。

【図５】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲの簡
易な等価回路を示す図である。

【図６】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲのよ
り正確な等価回路を示す図である。

【図７】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲのよ
り正確な等価回路を示す図である。

【図８】この発明の実施の形態１にかかるＳＭＲにお
けるリアクトル電流およびＰＷＭパルス列と電気角との
関係を示す図である。

【図９】この発明の実施の形態２にかかるＳＭＲを示
す図である。

【図１０】この発明の実施の形態３にかかるＳＭＲを
示す図である。

【図１１】従来のＳＭＲを示す図である。

【図１２】従来のＳＭＲのうちＰＷＭパルス制御部を
示す図である。

【図１３】従来のＳＭＲにおけるリアクトル電流およ
びＰＷＭパルス列と電気角との関係を示す図である。

【符号の説明】

１交流電源、２整流ダイオードブリッジ、７ａＩ
ＧＢＴ、１２リアクトル、１３ダイオード、１５
コンデンサ、１６直流負荷、１７電圧検出部、１８
同期パルス発生部、３１加算処理プログラム、３２
制御演算処理プログラム、３３ＰＷＭパルス幅演算
処理プログラム、３４ＲＯＭテーブル、３５パルス
発生部、Ｐ１ＰＷＭパルス制御部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者笠展幸岡山県岡山市津島本町３−８パルテール桑の木307 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC02 DA02 DA04 DB02 DB05 DB07 DC04 DC05 5H730 AA18 AS01 BB13 BB15 BB17 BB57 CC01 DD02 FD01 FF09 FG05 FV05 FV08

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、前記交流電源の交流出力を整流する整流ダイオードブリ
ッジと、前記整流ダイオードブリッジから出力される電流をチョ
ッピングして出力するチョッパ回路と、前記チョッパ回路の出力端に接続された直流負荷と、前記直流負荷に並列に接続されたコンデンサと、前記チョッパ回路をパルス幅変調により制御するパルス
幅変調制御部とを備え、前記パルス幅変調制御部は、前記直流負荷の負荷率が所定の値のときに前記パルス幅
変調に用いられるパルス列を構成する各パルスのパルス
幅に関するデータを記憶し、前記データを順次に呼び出し、前記直流負荷の前記負荷率に応じて前記データに補正係
数を乗じることにより前記パルス幅を補正して前記パル
ス列を発生させる、スイッチドモード整流器。
【請求項２】前記パルス幅変調によって前記チョッパ
回路に流れるべき電流は、所定の値を波高値とする正弦
波を包絡線としつつ、立ち上がり、立ち下がりを繰り返
す波形であって、前記立ち上がりの波形は、前記チョッパ回路のオン状態
に対応した回路方程式を解いて得られる解と前記包絡線
とから求められる、請求項１記載のスイッチドモード整
流器。
【請求項３】前記立ち下がりの波形は、前記チョッパ
回路のオフ状態に対応した回路方程式を解いて得られる
解と前記パルス幅変調の周期条件と前記立ち上がりの波
形より得られる初期条件とから求められる、請求項２記
載のスイッチドモード整流器。
【請求項４】前記補正係数は、前記パルス幅変調パル
ス列の前記各パルスごとの前記補正係数と前記負荷率と
の相関式に基づいて算出される、請求項１乃至３のいず
れか一つに記載のスイッチドモード整流器。
【請求項５】前記補正係数は、前記パルス幅変調パル
ス列の前記各パルスの複数ごとの前記補正係数と前記負
荷率との相関式に基づいて算出される、請求項１乃至３
のいずれか一つに記載のスイッチドモード整流器。
【請求項６】前記相関式は、前記補正係数を前記負荷
率のべき級数で表わしたものであり、前記負荷率のべき級数の各次の項の係数は、前記負荷率
を複数の値に仮に設定し、各場合の前記補正係数を算出
して、補間法を用いることにより求められる、請求項４
または５記載のスイッチドモード整流器。