JP2001136742A - 交換式コンバータ - Google Patents
交換式コンバータInfo
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- switching
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源スイッチに零電位の状態で切換を行わ
せ、そのスイッチが高頻度で切換を行う場合の効率損失
を低減する交換式コンバータを提供する。 【解決手段】 零電位の切換制御機能のあるコントロー
ル電気回路SK1を利用して、出力電圧フィルタコンデ
ンサC2に貯蔵されたエネルギーをトランスT1で入力側
にフィードバックし、出力側および入力側をトランスT
1と接続している一次電源スイッチQ1、二次電源スイッ
チQ2は零電位の切換条件に達するかどうか判断し、そ
の条件に達したとき一次電源スイッチQ1、二次電源ス
イッチQ2に駆動信号を提供して一次電源スイッチQ1、
二次電源スイッチQ2のオフまたはオン時間点をコント
ロールし、切換の動作を完了する。これにより高頻度の
切換作業での効率損失を下げられ、累積エネルギーなら
びに放熱片の体積を減少できるので、小型電子製品に使
用し易い。
せ、そのスイッチが高頻度で切換を行う場合の効率損失
を低減する交換式コンバータを提供する。 【解決手段】 零電位の切換制御機能のあるコントロー
ル電気回路SK1を利用して、出力電圧フィルタコンデ
ンサC2に貯蔵されたエネルギーをトランスT1で入力側
にフィードバックし、出力側および入力側をトランスT
1と接続している一次電源スイッチQ1、二次電源スイッ
チQ2は零電位の切換条件に達するかどうか判断し、そ
の条件に達したとき一次電源スイッチQ1、二次電源ス
イッチQ2に駆動信号を提供して一次電源スイッチQ1、
二次電源スイッチQ2のオフまたはオン時間点をコント
ロールし、切換の動作を完了する。これにより高頻度の
切換作業での効率損失を下げられ、累積エネルギーなら
びに放熱片の体積を減少できるので、小型電子製品に使
用し易い。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、交換式コンバータ
に関する。
に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、半導体の製造技術は大変複雑で、
製造された半導体の構成部品はだんだん小型化されてお
り、この発展傾向に応じて、各種の電子部品の製造者は
より軽くて小さい製品を研究開発している。従来のハー
ド式切換タイプのコンバータは、電源スイッチが高周波
の操作環境において大変効率を消耗して熱を生じるの
で、放熱片およびファンを設置して冷却を行うことが必
要となる。そうでないと、しばしば故障が生じてしま
う。このように、従来のコンバータは製造コストが高く
故障率が高い以外に、体積が大きく放熱が不良であるな
どの欠点があり、これらの欠点は電子製品を小型化する
過程での致命傷である。
製造された半導体の構成部品はだんだん小型化されてお
り、この発展傾向に応じて、各種の電子部品の製造者は
より軽くて小さい製品を研究開発している。従来のハー
ド式切換タイプのコンバータは、電源スイッチが高周波
の操作環境において大変効率を消耗して熱を生じるの
で、放熱片およびファンを設置して冷却を行うことが必
要となる。そうでないと、しばしば故障が生じてしま
う。このように、従来のコンバータは製造コストが高く
故障率が高い以外に、体積が大きく放熱が不良であるな
どの欠点があり、これらの欠点は電子製品を小型化する
過程での致命傷である。
【0003】1980年から、マイクロコンピュータの
時代が到来し、電子製品の小型化はより差し迫った状況
になり、製造者はこの需要に対応するため、下記のよう
な切換タイプのコンバータを研究開発して設計した。 (1)フライバックコンバータ 一般のフライバックコンバータについては、例えば図1
に示すように、そのコンバータの入力電圧フィルタコン
デンサC1が入力電源Vinの両端に跨って接続され、安
定した入力電圧を二次変換器に提供する。その二次変換
器はトランスを含み、そのトランスに一次巻線LPおよ
び二次巻線LSが設けられ、その一次巻線LPは、スイッ
チユニットS1と直列回路を形成し、入力電圧フィルタ
コンデンサC1の両側に跨って接続され、二次巻線はダ
イオードD1ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧
フィルタコンデンサC2の両側に跨って接続され、それ
によって、スイッチユニットS1を調整したあとの高周
波の切換波形をスムーズ化し、直流出力電圧Voを出力
端に跨って接続されている負荷の使用に提供する。
時代が到来し、電子製品の小型化はより差し迫った状況
になり、製造者はこの需要に対応するため、下記のよう
な切換タイプのコンバータを研究開発して設計した。 (1)フライバックコンバータ 一般のフライバックコンバータについては、例えば図1
に示すように、そのコンバータの入力電圧フィルタコン
デンサC1が入力電源Vinの両端に跨って接続され、安
定した入力電圧を二次変換器に提供する。その二次変換
器はトランスを含み、そのトランスに一次巻線LPおよ
び二次巻線LSが設けられ、その一次巻線LPは、スイッ
チユニットS1と直列回路を形成し、入力電圧フィルタ
コンデンサC1の両側に跨って接続され、二次巻線はダ
イオードD1ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧
フィルタコンデンサC2の両側に跨って接続され、それ
によって、スイッチユニットS1を調整したあとの高周
波の切換波形をスムーズ化し、直流出力電圧Voを出力
端に跨って接続されている負荷の使用に提供する。
【0004】コンバータは、スイッチユニットS1を閉
じたとき、入力電源Vinが一次巻線LPに充電を行い、
エネルギーをその中に保存する。そのとき、トランスの
一次巻線LPおよび二次巻線LSの極性が反対であるの
で、ダイオードD1は逆方向バイアス電圧を生じ、出力
電圧フィルタコンデンサC2より負荷で必要とするエネ
ルギーを提供し、そのあと、スイッチユニットS1が開
状態にされると、トランスの磁束が収縮し始めるので、
二次巻線LSの電圧極性が反転し、感応電流を生じてダ
イオードD1をオンし、出力電圧フィルタコンデンサC2
に充電を行ったあとまた、出力端に接続されている負荷
に出力する。このコンバータは、スイッチユニットS1
が開状態にされているとき、そのスイッチユニットS1
には相当高い電圧が存在しているので、その電圧はその
寄生しているコンデンサに電位エネルギー(CV2/
2)を蓄積する。このエネルギーは入力電圧フィルタコ
ンデンサC1の後が閉じる瞬間に熱エネルギーに転換し
て消耗されるので、高周波の切換環境においてスイッチ
ユニットS1に大きな熱を与え、故障の可能性を大変高
める。
じたとき、入力電源Vinが一次巻線LPに充電を行い、
エネルギーをその中に保存する。そのとき、トランスの
一次巻線LPおよび二次巻線LSの極性が反対であるの
で、ダイオードD1は逆方向バイアス電圧を生じ、出力
電圧フィルタコンデンサC2より負荷で必要とするエネ
ルギーを提供し、そのあと、スイッチユニットS1が開
状態にされると、トランスの磁束が収縮し始めるので、
二次巻線LSの電圧極性が反転し、感応電流を生じてダ
イオードD1をオンし、出力電圧フィルタコンデンサC2
に充電を行ったあとまた、出力端に接続されている負荷
に出力する。このコンバータは、スイッチユニットS1
が開状態にされているとき、そのスイッチユニットS1
には相当高い電圧が存在しているので、その電圧はその
寄生しているコンデンサに電位エネルギー(CV2/
2)を蓄積する。このエネルギーは入力電圧フィルタコ
ンデンサC1の後が閉じる瞬間に熱エネルギーに転換し
て消耗されるので、高周波の切換環境においてスイッチ
ユニットS1に大きな熱を与え、故障の可能性を大変高
める。
【0005】この欠点を改善するため、米国特許第5,
057,986号に開示された発明が開発されたのであ
る。すなわち、図2に示すように、前述のコンバータの
一次電気回路にもう一つのスイッチユニットS2および
エネルギーコンデンサCPが設けられ、そのコンバータ
の励磁インダクタンスLP、エネルギーコンデンサCPな
らびに該当のスイッチユニットS1、S2に寄生するコン
デンサで形成された共振を利用して、零電位の切換制御
機能を達成する。この発明では、この機能によって励磁
インダクタンスLPよりその零電位の切換条件として必
要とするエネルギーを提供することが必要であるため、
負荷が高いとき、零電位の切換条件が達成しにくい。も
う一つの米国特許第5,402,329号に開示された
発明は、図3に示すように、コンバータの中に小さいイ
ンダクタンスL1を増設することによって零電位の切換
が必要とするエネルギーを提供し、そのインダクタンス
は外部に増設されたインダクタンスを使用しても、トラ
ンス自身の漏れインダクタンスを使用してもよい。その
方法は、米国特許第5,057,986号に開示された
発明に存在する欠点を解決できるが、その零電位の切換
条件は漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎる
ので、そのコンバータを設計および製造するときの設計
規格をあまり把握できない。
057,986号に開示された発明が開発されたのであ
る。すなわち、図2に示すように、前述のコンバータの
一次電気回路にもう一つのスイッチユニットS2および
エネルギーコンデンサCPが設けられ、そのコンバータ
の励磁インダクタンスLP、エネルギーコンデンサCPな
らびに該当のスイッチユニットS1、S2に寄生するコン
デンサで形成された共振を利用して、零電位の切換制御
機能を達成する。この発明では、この機能によって励磁
インダクタンスLPよりその零電位の切換条件として必
要とするエネルギーを提供することが必要であるため、
負荷が高いとき、零電位の切換条件が達成しにくい。も
う一つの米国特許第5,402,329号に開示された
発明は、図3に示すように、コンバータの中に小さいイ
ンダクタンスL1を増設することによって零電位の切換
が必要とするエネルギーを提供し、そのインダクタンス
は外部に増設されたインダクタンスを使用しても、トラ
ンス自身の漏れインダクタンスを使用してもよい。その
方法は、米国特許第5,057,986号に開示された
発明に存在する欠点を解決できるが、その零電位の切換
条件は漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎる
ので、そのコンバータを設計および製造するときの設計
規格をあまり把握できない。
【0006】(2)ブーストコンバータ 従来のブーストコンバータは、例えば図4に示すよう
に、主に力率修正を高めるために使用され、力率修正電
気回路はすべて高圧環境で運転するので、コンバータの
スイッチユニットS1が開状態にされたとき、そのスイ
ッチユニットS1に約400Vの電圧が存在しているた
め、蓄積されているエネルギーも相対的に大変大きくな
る。その後、閉じる瞬間は、スイッチユニットS1のエ
ネルギーをすべて転換させるので、スイッチユニットS
1の正常な使用寿命が大変損失する。
に、主に力率修正を高めるために使用され、力率修正電
気回路はすべて高圧環境で運転するので、コンバータの
スイッチユニットS1が開状態にされたとき、そのスイ
ッチユニットS1に約400Vの電圧が存在しているた
め、蓄積されているエネルギーも相対的に大変大きくな
る。その後、閉じる瞬間は、スイッチユニットS1のエ
ネルギーをすべて転換させるので、スイッチユニットS
1の正常な使用寿命が大変損失する。
【0007】その後1992年に、この発熱の問題を改
善するため、李哲元博士らは一つの電気回路を設計して
いる。図5に示すように、その電気回路は上述の電気回
路の中にスイッチユニットS2、インダクタンスL2およ
びダイオードD2などの構成部品が三つあり、またその
電気回路が運転しているとき、先にその補助スイッチユ
ニットS2をしばらくオンしてから、スイッチユニット
S1の電圧を抽出し、ならびに零電位の切換条件を備え
たあと、スイッチユニットS1をオンして零電位の切替
動作を完成する。しかし、この設計には実際に製作する
とき、いろいろな困難があり、製造コストが高いので、
あまり普及していない。図6に示す電気回路は米国特許
第5,402,329号に開示された発明であり、この
発明では整流ダイオードD1に沈殿して溜まっている電
荷がスイッチユニットS1への放電に対する損失を減少
することしかできず、スイッチユニットS1は未だにハ
ード式の切換タイプのままなので、高周波の作業で生じ
た効率損失は無視できないのである。
善するため、李哲元博士らは一つの電気回路を設計して
いる。図5に示すように、その電気回路は上述の電気回
路の中にスイッチユニットS2、インダクタンスL2およ
びダイオードD2などの構成部品が三つあり、またその
電気回路が運転しているとき、先にその補助スイッチユ
ニットS2をしばらくオンしてから、スイッチユニット
S1の電圧を抽出し、ならびに零電位の切換条件を備え
たあと、スイッチユニットS1をオンして零電位の切替
動作を完成する。しかし、この設計には実際に製作する
とき、いろいろな困難があり、製造コストが高いので、
あまり普及していない。図6に示す電気回路は米国特許
第5,402,329号に開示された発明であり、この
発明では整流ダイオードD1に沈殿して溜まっている電
荷がスイッチユニットS1への放電に対する損失を減少
することしかできず、スイッチユニットS1は未だにハ
ード式の切換タイプのままなので、高周波の作業で生じ
た効率損失は無視できないのである。
【0008】(3)バックコンバータ 従来のバックコンバータは、例えば図7に示すように、
主に低電圧で大電流の場合に使用されるので、このコン
バータは設計上、普通スイッチユニットS1および整流
ダイオードD1のオン損失を下げることを重視するが、
その切換損失を無視するので、今までに、この電気回路
のソフトタイプの切換についての研究論文または応用実
施例が見られなかった。図8に示す電気回路は、主に前
述の電気回路の中のスイッチユニットS1およびダイオ
ードD1を、それぞれパワー酸化膜半導体電界効果トラ
ンジスタ(POWER MOSFET)Q1、Q2に置換
えており、その二つのトランジスタは相互に補正するタ
イプの切換を採用し、そのトランジスタが極低い抵抗を
有するという長所を利用して、オン損失を下げることが
できる。しかし、このトランジスタはいまだにハードタ
イプの切換のままであるので、スイッチユニットが切換
えるときの効率損失を無視できない。
主に低電圧で大電流の場合に使用されるので、このコン
バータは設計上、普通スイッチユニットS1および整流
ダイオードD1のオン損失を下げることを重視するが、
その切換損失を無視するので、今までに、この電気回路
のソフトタイプの切換についての研究論文または応用実
施例が見られなかった。図8に示す電気回路は、主に前
述の電気回路の中のスイッチユニットS1およびダイオ
ードD1を、それぞれパワー酸化膜半導体電界効果トラ
ンジスタ(POWER MOSFET)Q1、Q2に置換
えており、その二つのトランジスタは相互に補正するタ
イプの切換を採用し、そのトランジスタが極低い抵抗を
有するという長所を利用して、オン損失を下げることが
できる。しかし、このトランジスタはいまだにハードタ
イプの切換のままであるので、スイッチユニットが切換
えるときの効率損失を無視できない。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、各電
源スイッチを零電位の状態において自動的かつ順調に切
換の動作を行わせ、また、そのスイッチが高周波で切換
作業を行う場合の効率の損失を有効に低減する交換式コ
ンバータを提供することにある。
源スイッチを零電位の状態において自動的かつ順調に切
換の動作を行わせ、また、そのスイッチが高周波で切換
作業を行う場合の効率の損失を有効に低減する交換式コ
ンバータを提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めの本発明の交換式コンバータは、零電位の切換制御機
能のあるコントロール電気回路を利用して、コンバータ
をコントロールし、その出力側のコンデンサの上に貯蔵
されているエネルギーをトランス(またはエネルギー貯
蔵インダクタ)の局部によって入力側までフィードバッ
クし、また、出力側および入力側をそれぞれトランス
(またはエネルギー貯蔵インダクタ)と接続している電
源スイッチは、零電位の切換条件に達するかどうかを判
断し、その条件に達したとき、そのスイッチに相互補正
できる駆動信号をそれぞれ提供し、それによってスイッ
チのオフまたはオンの時間点をコントロールし、その切
換の動作を順調に完了する。このコントロール動作を繰
り返し執行すれば、その出力側および入力側をそれぞれ
トランス(またはエネルギー貯蔵インダクタ)と接続し
ている電源スイッチは、零電位の状態で繰り返し切換動
作を順調に行うので、スイッチが高周波の切換作業をし
ている状態での効率損失を有効に下げられ、その累積さ
れたエネルギーならびに必要な放熱片の体積の大きさを
大幅に減少でき、各種の小型化された電子製品に使用し
易く、漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎて
コンバータを設計および製造する場合に設計の規格を把
握しにくい、という従来の共振型の零電位の切換電気回
路の欠点を免れる。
めの本発明の交換式コンバータは、零電位の切換制御機
能のあるコントロール電気回路を利用して、コンバータ
をコントロールし、その出力側のコンデンサの上に貯蔵
されているエネルギーをトランス(またはエネルギー貯
蔵インダクタ)の局部によって入力側までフィードバッ
クし、また、出力側および入力側をそれぞれトランス
(またはエネルギー貯蔵インダクタ)と接続している電
源スイッチは、零電位の切換条件に達するかどうかを判
断し、その条件に達したとき、そのスイッチに相互補正
できる駆動信号をそれぞれ提供し、それによってスイッ
チのオフまたはオンの時間点をコントロールし、その切
換の動作を順調に完了する。このコントロール動作を繰
り返し執行すれば、その出力側および入力側をそれぞれ
トランス(またはエネルギー貯蔵インダクタ)と接続し
ている電源スイッチは、零電位の状態で繰り返し切換動
作を順調に行うので、スイッチが高周波の切換作業をし
ている状態での効率損失を有効に下げられ、その累積さ
れたエネルギーならびに必要な放熱片の体積の大きさを
大幅に減少でき、各種の小型化された電子製品に使用し
易く、漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎて
コンバータを設計および製造する場合に設計の規格を把
握しにくい、という従来の共振型の零電位の切換電気回
路の欠点を免れる。
【0011】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。本発明の下記の実施例では、図9、図
11および図13に示すように零電位の切換制御機能の
あるコントロール電気回路SK1を利用して、その出力
側のコンデンサの上に貯蔵されているエネルギーをトラ
ンス(またはエネルギー貯蔵インダクタ)の局部によっ
て入力側までフィードバックし、また、出力側および入
力側をそれぞれそのトランス(またはエネルギー貯蔵イ
ンダクタ)と接続している電源スイッチQ1、Q2は、零
電位の切換条件に達するかどうかを判断し、その条件に
達するとき、そのスイッチに相互補正できる駆動信号を
それぞれ提供し、それによって、スイッチのオフまたは
オンの時間点をコントロールし、電源スイッチに零電位
の状態で繰り返し切換の動作を行わせる。同時に、コン
トロール電気回路SK1はコンバータの出力電圧を探知
することで、そのパルス波の広さを調整し、電圧調整の
目的を達成できる。本発明の下記の実施例の中の電源ス
イッチQ1、Q2はパワー酸化膜半導体電界効果トランジ
スタを使用でき、その上にそれぞれ寄生ボディダイオー
ドDa、Dbが設けられている。
づいて説明する。本発明の下記の実施例では、図9、図
11および図13に示すように零電位の切換制御機能の
あるコントロール電気回路SK1を利用して、その出力
側のコンデンサの上に貯蔵されているエネルギーをトラ
ンス(またはエネルギー貯蔵インダクタ)の局部によっ
て入力側までフィードバックし、また、出力側および入
力側をそれぞれそのトランス(またはエネルギー貯蔵イ
ンダクタ)と接続している電源スイッチQ1、Q2は、零
電位の切換条件に達するかどうかを判断し、その条件に
達するとき、そのスイッチに相互補正できる駆動信号を
それぞれ提供し、それによって、スイッチのオフまたは
オンの時間点をコントロールし、電源スイッチに零電位
の状態で繰り返し切換の動作を行わせる。同時に、コン
トロール電気回路SK1はコンバータの出力電圧を探知
することで、そのパルス波の広さを調整し、電圧調整の
目的を達成できる。本発明の下記の実施例の中の電源ス
イッチQ1、Q2はパワー酸化膜半導体電界効果トランジ
スタを使用でき、その上にそれぞれ寄生ボディダイオー
ドDa、Dbが設けられている。
【0012】(第1実施例)本発明の第1実施例は、フ
ライバックコンバータに応用する電気回路に関するもの
である。図9に示すように、その電気回路には入力電圧
フィルタコンデンサC1があり、そのコンデンサC1は入
力電源Vinの両端に跨って接続し、安定した入力電圧を
二次変換器に提供する。その二次変換器はトランスT1
を含み、そのトランスT1の目的はエネルギーを貯蔵お
よび釈放することにあり、一次巻線LPおよび二次巻線
LSが設けられ、そのインダクタンスはそれぞれLPおよ
びLSであり、バンドルの比率はN:1であり、巻線の
標示は図9に示すとおりである。一次巻線LPは、一次
電源スイッチQ1と直列回路を形成し、フィルタコンデ
ンサC1の両側に跨って接続し、二次巻線は電源スイッ
チQ2ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧フィル
タコンデンサC2の両側に跨って接続し、それによっ
て、スイッチQ1、Q2を調整したあとの高周波の切換波
形をスムーズにし、直流出力電圧Voを出力端に跨って
接続されている負荷に提供する。
ライバックコンバータに応用する電気回路に関するもの
である。図9に示すように、その電気回路には入力電圧
フィルタコンデンサC1があり、そのコンデンサC1は入
力電源Vinの両端に跨って接続し、安定した入力電圧を
二次変換器に提供する。その二次変換器はトランスT1
を含み、そのトランスT1の目的はエネルギーを貯蔵お
よび釈放することにあり、一次巻線LPおよび二次巻線
LSが設けられ、そのインダクタンスはそれぞれLPおよ
びLSであり、バンドルの比率はN:1であり、巻線の
標示は図9に示すとおりである。一次巻線LPは、一次
電源スイッチQ1と直列回路を形成し、フィルタコンデ
ンサC1の両側に跨って接続し、二次巻線は電源スイッ
チQ2ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧フィル
タコンデンサC2の両側に跨って接続し、それによっ
て、スイッチQ1、Q2を調整したあとの高周波の切換波
形をスムーズにし、直流出力電圧Voを出力端に跨って
接続されている負荷に提供する。
【0013】本実施例の作業をするとき、その電気回路
の主要な各パーツの電圧または電流波形は図10のとお
りである。t=t1のとき、コントロールSK1はプラス
パルス波の駆動電圧VGS1を一次の電源スイッチQ1のゲ
ートに出力し、それによってその電源スイッチQ1の通
路をオンする。そのとき、その通路の抵抗を計上しない
と、入力電圧Vinはほとんど一次巻線LPに加えられる
ので、その一次巻線LPに充電電流iPが流れてくる。そ
の電流値は下記の式(1)のとおりである。
の主要な各パーツの電圧または電流波形は図10のとお
りである。t=t1のとき、コントロールSK1はプラス
パルス波の駆動電圧VGS1を一次の電源スイッチQ1のゲ
ートに出力し、それによってその電源スイッチQ1の通
路をオンする。そのとき、その通路の抵抗を計上しない
と、入力電圧Vinはほとんど一次巻線LPに加えられる
ので、その一次巻線LPに充電電流iPが流れてくる。そ
の電流値は下記の式(1)のとおりである。
【式1】 そのうちiP(t1)は充電し始めの値、Vin/LPは充
電傾き率である。このとき、二次巻線LSで感応された
電圧は、電源スイッチQ2に寄生するダイオードDbに対
する逆方向のバイアス電圧であり、電源スイッチQ2の
通路はオフの状態を呈するので、その電流iS=0であ
る。
電傾き率である。このとき、二次巻線LSで感応された
電圧は、電源スイッチQ2に寄生するダイオードDbに対
する逆方向のバイアス電圧であり、電源スイッチQ2の
通路はオフの状態を呈するので、その電流iS=0であ
る。
【0014】t=t2のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更し、そ
れによって、一次電源スイッチQ1の通路をオフさせ、
このとき、トランスT1の充電電流iPによる磁束量はそ
の電流iPがオフのため収縮し始め、二次巻線LSの感応
電流iSがダイオードDbまで流れてフィルタコンデンサ
C2を充電し、ダイオードDbの順方向への圧力降下の状
況を計上しない場合、その電流値は下記の式(2)のと
おりである。
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更し、そ
れによって、一次電源スイッチQ1の通路をオフさせ、
このとき、トランスT1の充電電流iPによる磁束量はそ
の電流iPがオフのため収縮し始め、二次巻線LSの感応
電流iSがダイオードDbまで流れてフィルタコンデンサ
C2を充電し、ダイオードDbの順方向への圧力降下の状
況を計上しない場合、その電流値は下記の式(2)のと
おりである。
【式2】 そのうちiP(t2)×Nは電流iSの放電し始めの値、
−VO/L3は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDbがオンされたあと、二次電源スイッチ
Q2のドレインおよびソースの間の電圧VDS2は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDbに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードD
bのオン期間はすなわち二次電源スイッチQ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
−VO/L3は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDbがオンされたあと、二次電源スイッチ
Q2のドレインおよびソースの間の電圧VDS2は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDbに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードD
bのオン期間はすなわち二次電源スイッチQ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
【0015】t=t3のとき、コントロールする電気回
路SK1がプラスパルス波VGS2を二次電源スイッチQ2
のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ2の通
路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換動作を完成
する。そのとき、その電源スイッチQ2の通路の抵抗に
よりダイオードDbの電流は大部分が分けられてから電
源スイッチQ2の通路まで流れる。二次巻線LS上のエネ
ルギーが完全に放出されたとき、すなわちiS=0のと
き、電源スイッチQ2の通路をオンの状態に維持するた
め、フィルタコンデンサC2の電圧は電源スイッチQ2の
通路を経由してトランスT1の二次巻線LSを充電するこ
とによって、電源iSをマイナス値に変更し、このとき
その充電傾き率は−VO/LSのままである。
路SK1がプラスパルス波VGS2を二次電源スイッチQ2
のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ2の通
路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換動作を完成
する。そのとき、その電源スイッチQ2の通路の抵抗に
よりダイオードDbの電流は大部分が分けられてから電
源スイッチQ2の通路まで流れる。二次巻線LS上のエネ
ルギーが完全に放出されたとき、すなわちiS=0のと
き、電源スイッチQ2の通路をオンの状態に維持するた
め、フィルタコンデンサC2の電圧は電源スイッチQ2の
通路を経由してトランスT1の二次巻線LSを充電するこ
とによって、電源iSをマイナス値に変更し、このとき
その充電傾き率は−VO/LSのままである。
【0016】二次巻線LSが、フィルタコンデンサC2の
充電のために少量のエネルギーを取られたとき、すなわ
ちt=t4のとき、コントロールする電気回路SK1がそ
の駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、それによっ
て電源スイッチQ2の通路をオフし、このときそのトラ
ンスT1の充電電流iSによる磁束量はその電流iSのオ
フのため収縮し始め、一次巻線LPの感応電流iPがダイ
オードDaまで流れてフィルタコンデンサC1を充電し、
ダイオードDaの順方向への圧力降下の状況を計上しな
い場合、その電流値は下記の式(3)のとおりである。
充電のために少量のエネルギーを取られたとき、すなわ
ちt=t4のとき、コントロールする電気回路SK1がそ
の駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、それによっ
て電源スイッチQ2の通路をオフし、このときそのトラ
ンスT1の充電電流iSによる磁束量はその電流iSのオ
フのため収縮し始め、一次巻線LPの感応電流iPがダイ
オードDaまで流れてフィルタコンデンサC1を充電し、
ダイオードDaの順方向への圧力降下の状況を計上しな
い場合、その電流値は下記の式(3)のとおりである。
【式3】 そのうちiS(t4)/Nは電流iPの放電し始めの値、
Vin/L1は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDaがオンされたあと、二次電源スイッチ
Q1のドレインおよびソースの間の電圧VDS1は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDaに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードD
aのオン期間はすなわち一次電源スイッチQ1が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t5はそのタイミ
ング上の任意の時間点である。
Vin/L1は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDaがオンされたあと、二次電源スイッチ
Q1のドレインおよびソースの間の電圧VDS1は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDaに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードD
aのオン期間はすなわち一次電源スイッチQ1が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t5はそのタイミ
ング上の任意の時間点である。
【0017】t=t5のとき、コントロールする電気回
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を一次電源ス
イッチQ1のゲートに出力し、それによって電源スイッ
チQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのとき、電源スイッチQ1の通路の
抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオードDa
の電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の通路
まで流れる。一次巻線LPの上のエネルギーが完全に放
出されたあと、すなわちiP=0のとき、電源スイッチ
Q1の通路をオンの状態に維持するため、フィルタコン
デンサC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由して一
次巻線LPを充電し、エネルギーをトランスT1の中に
貯蔵する。その充電電流iPの傾き率はVin/LPのまま
である。それで、コントロール電気回路SK1が出力す
るパルス波VGS2、VGS1の出力順序をコントロールし、
電源スイッチQ2、Q1は零電位の状態で繰り返しオンさ
れるので、そのスイッチが高周波の切換作業するときの
効率損失を有効に下げられる。
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を一次電源ス
イッチQ1のゲートに出力し、それによって電源スイッ
チQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのとき、電源スイッチQ1の通路の
抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオードDa
の電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の通路
まで流れる。一次巻線LPの上のエネルギーが完全に放
出されたあと、すなわちiP=0のとき、電源スイッチ
Q1の通路をオンの状態に維持するため、フィルタコン
デンサC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由して一
次巻線LPを充電し、エネルギーをトランスT1の中に
貯蔵する。その充電電流iPの傾き率はVin/LPのまま
である。それで、コントロール電気回路SK1が出力す
るパルス波VGS2、VGS1の出力順序をコントロールし、
電源スイッチQ2、Q1は零電位の状態で繰り返しオンさ
れるので、そのスイッチが高周波の切換作業するときの
効率損失を有効に下げられる。
【0018】(第2実施例)本発明の第2実施例はブー
ストコンバータに応用される電気回路の設計に関するも
のである。図11に示すように、その電気回路には入力
電圧フィルタコンデンサC1があり、そのコンデンサC1
は入力電源Vinの両端に跨って接続し、コンデンサC1
の両側に別にエネルギーインダクタンスL1および充電
電源スイッチQ 1で形成された直列回路が跨って接続
し、そのスイッチQ1はまた放電電源スイッチQ2と別の
直列回路を形成して出力電圧フィルタコンデンサC2の
両側に跨って接続され、スイッチQ1のドレインはスイ
ッチQ2のソースと接続する。そのソースはコンデンサ
C2のマイナス端と接続することによって、フィルタコ
ンデンサC2より安定した直流出力電圧VOを提供し、出
力端の負荷に使用させる。
ストコンバータに応用される電気回路の設計に関するも
のである。図11に示すように、その電気回路には入力
電圧フィルタコンデンサC1があり、そのコンデンサC1
は入力電源Vinの両端に跨って接続し、コンデンサC1
の両側に別にエネルギーインダクタンスL1および充電
電源スイッチQ 1で形成された直列回路が跨って接続
し、そのスイッチQ1はまた放電電源スイッチQ2と別の
直列回路を形成して出力電圧フィルタコンデンサC2の
両側に跨って接続され、スイッチQ1のドレインはスイ
ッチQ2のソースと接続する。そのソースはコンデンサ
C2のマイナス端と接続することによって、フィルタコ
ンデンサC2より安定した直流出力電圧VOを提供し、出
力端の負荷に使用させる。
【0019】本実施例の作業を進行するとき、その電気
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図12の
とおりである。t=t1のとき、そのコントロールSK1
はプラスパルス波の駆動電圧VGS1をスイッチQ1のゲー
トに出力し、それによってその電源スイッチQ1の通路
をオンさせ、そのときスイッチQ2の通路はオフの状態
を呈するので、その通路の抵抗を計上しないとすると、
入力電圧VinはほとんどエネルギーインダクタンスL1
に加えられるので、そのエネルギーインダクタンスL1
に充電電流i1が流れてくる。その電流値の式(4)は
下記のとおりである。
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図12の
とおりである。t=t1のとき、そのコントロールSK1
はプラスパルス波の駆動電圧VGS1をスイッチQ1のゲー
トに出力し、それによってその電源スイッチQ1の通路
をオンさせ、そのときスイッチQ2の通路はオフの状態
を呈するので、その通路の抵抗を計上しないとすると、
入力電圧VinはほとんどエネルギーインダクタンスL1
に加えられるので、そのエネルギーインダクタンスL1
に充電電流i1が流れてくる。その電流値の式(4)は
下記のとおりである。
【式4】 そのうちi1(t1)は充電のし始めの値、Vin/L1は
充電傾き率である。このとき、入力電圧Vinは出力電圧
VOより低いので、電源スイッチQ2に寄生するダイオー
ドDbに対するのは逆方向のバイアス電圧であり、電源
スイッチQ2の通路はオフの状態を呈するので、その電
流i1=i3、またi2=0である。
充電傾き率である。このとき、入力電圧Vinは出力電圧
VOより低いので、電源スイッチQ2に寄生するダイオー
ドDbに対するのは逆方向のバイアス電圧であり、電源
スイッチQ2の通路はオフの状態を呈するので、その電
流i1=i3、またi2=0である。
【0020】t=t2のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ1の通路をオフさせながら
電流i3もオフさせる。このとき、インダクタンス電流
i1の連続性を維持することが必要となるため、電源ス
イッチQ2の通路はまだオフの状態のままである。寄生
ダイオードDbの方向はちょうどインダクタンス電流i1
にルートを提供し、フィルタコンデンサC2を充電す
る。寄生ダイオードDbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスL1の電圧
はダイオードDbがオンされたあと、ちょうど(VO−V
in)と等しく、その電流値i1は下記の式(5)のとお
りである。
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ1の通路をオフさせながら
電流i3もオフさせる。このとき、インダクタンス電流
i1の連続性を維持することが必要となるため、電源ス
イッチQ2の通路はまだオフの状態のままである。寄生
ダイオードDbの方向はちょうどインダクタンス電流i1
にルートを提供し、フィルタコンデンサC2を充電す
る。寄生ダイオードDbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスL1の電圧
はダイオードDbがオンされたあと、ちょうど(VO−V
in)と等しく、その電流値i1は下記の式(5)のとお
りである。
【式5】 そのうちi1(t2)は電流i1の放電のし始めの値、−
(VO−Vin)/L1は放電傾き率である。本実施例で
は、寄生するダイオードDbが電流i1にオンされたあ
と、電源スイッチQ2のドレインおよびソースの間の電
圧VDS2は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードDbに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードDbのオン期間はすなわち電源スイッ
チQ2が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
t3はそのタイミングにおける任意の時間点である。
(VO−Vin)/L1は放電傾き率である。本実施例で
は、寄生するダイオードDbが電流i1にオンされたあ
と、電源スイッチQ2のドレインおよびソースの間の電
圧VDS2は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードDbに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードDbのオン期間はすなわち電源スイッ
チQ2が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
t3はそのタイミングにおける任意の時間点である。
【0021】t=t3のとき、コントロールする電気回
路SK1がプラスパルス波の駆動電圧VGS2を電源スイッ
チQ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ2
の通路をオンさせ、そのスイッチQ2の零電位の切換動
作を完成する。そのとき、その電源スイッチQ2の通路
の抵抗が寄生するダイオードDbより低いので、元の寄
生するダイオードDbの電流は大部分分けられてから、
電源スイッチQ2の通路まで流れる。エネルギーインダ
クタンスL1のエネルギーが完全に放出されたあと、す
なわちi1=0のとき、電源スイッチQ2の通路を経由し
てエネルギーインダクタンスL1およびコンデンサC1を
充電することによって、電流i1をマイナス値に変更さ
せ、その充電傾き率は−(VO−Vin)/L1である。
路SK1がプラスパルス波の駆動電圧VGS2を電源スイッ
チQ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ2
の通路をオンさせ、そのスイッチQ2の零電位の切換動
作を完成する。そのとき、その電源スイッチQ2の通路
の抵抗が寄生するダイオードDbより低いので、元の寄
生するダイオードDbの電流は大部分分けられてから、
電源スイッチQ2の通路まで流れる。エネルギーインダ
クタンスL1のエネルギーが完全に放出されたあと、す
なわちi1=0のとき、電源スイッチQ2の通路を経由し
てエネルギーインダクタンスL1およびコンデンサC1を
充電することによって、電流i1をマイナス値に変更さ
せ、その充電傾き率は−(VO−Vin)/L1である。
【0022】エネルギーインダクタンスL1がコンデン
サC2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちt=t4のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流i1の連続性を維持することが
必要であるため、インダクタンスL1の電流i1はダイオ
ードDaへ流れてからコンデンサC1を充電する。寄生す
るダイオードDaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式(6)のとおりである。
サC2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちt=t4のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流i1の連続性を維持することが
必要であるため、インダクタンスL1の電流i1はダイオ
ードDaへ流れてからコンデンサC1を充電する。寄生す
るダイオードDaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式(6)のとおりである。
【式6】 そのうちi1(t4)は電流i1の放電のし始めの値、V
in/L1は放電傾き率である。本実施例では、寄生する
ダイオードDaが電流i1にオンされたあと、電源スイッ
チQ1のドレインおよびソースの間の電圧VDS1は既に零
電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDaに電
流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオード
Daのオン期間はすなわち電源スイッチQ1が零電位の切
換を進行できるタイミングにより、t5はそのタイミン
グにおける任意の時間点である。
in/L1は放電傾き率である。本実施例では、寄生する
ダイオードDaが電流i1にオンされたあと、電源スイッ
チQ1のドレインおよびソースの間の電圧VDS1は既に零
電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDaに電
流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオード
Daのオン期間はすなわち電源スイッチQ1が零電位の切
換を進行できるタイミングにより、t5はそのタイミン
グにおける任意の時間点である。
【0023】t=t5のとき、コントロールする電気回
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を電源スイッ
チQ1のゲートに出力し、それによってその電源スイッ
チQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのときその電源スイッチQ1の通路
の抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオード
D aの電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の通
路まで流れる。インダクタンスL1のエネルギーが完全
に放出されたあと、すなわちi1=0のとき、電源スイ
ッチQ1の通路をオンの状態に維持するため、コンデン
サC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由してインダ
クタンスL1を充電する。その傾き率はVin/L 1のまま
である。
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を電源スイッ
チQ1のゲートに出力し、それによってその電源スイッ
チQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのときその電源スイッチQ1の通路
の抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオード
D aの電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の通
路まで流れる。インダクタンスL1のエネルギーが完全
に放出されたあと、すなわちi1=0のとき、電源スイ
ッチQ1の通路をオンの状態に維持するため、コンデン
サC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由してインダ
クタンスL1を充電する。その傾き率はVin/L 1のまま
である。
【0024】したがって、コントロール電気回路SK1
が出力するパルス波VGS1、VGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチQ1、Q2が零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。 (第3実施例)本発明の第3実施例はバックコンバータ
に応用される電気回路の設計に関するものである。図1
3に示すように、その電気回路には入力電圧フィルタコ
ンデンサC1があり、そのコンデンサC1は入力電源Vin
の両端に跨って接続し、そのコンデンサC1の両側に別
に充電電源スイッチQ1および放電電源スイッチQ2で形
成された直列回路が跨って接続し、スイッチQ2はイン
ダクタンスL1と別の直列回路を形成したあと、出力電
圧フィルタコンデンサC2の両側に跨って接続され、イ
ンダクタンスL1およびフィルタコンデンサC1とローフ
ィルタを形成してから、スイッチQ1およびQ2を調整変
更したあとの高周波の切換波形をスムーズにすることに
よって、安定した直流出力電圧VOを提供し、出力端の
負荷に使用させる。
が出力するパルス波VGS1、VGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチQ1、Q2が零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。 (第3実施例)本発明の第3実施例はバックコンバータ
に応用される電気回路の設計に関するものである。図1
3に示すように、その電気回路には入力電圧フィルタコ
ンデンサC1があり、そのコンデンサC1は入力電源Vin
の両端に跨って接続し、そのコンデンサC1の両側に別
に充電電源スイッチQ1および放電電源スイッチQ2で形
成された直列回路が跨って接続し、スイッチQ2はイン
ダクタンスL1と別の直列回路を形成したあと、出力電
圧フィルタコンデンサC2の両側に跨って接続され、イ
ンダクタンスL1およびフィルタコンデンサC1とローフ
ィルタを形成してから、スイッチQ1およびQ2を調整変
更したあとの高周波の切換波形をスムーズにすることに
よって、安定した直流出力電圧VOを提供し、出力端の
負荷に使用させる。
【0025】本実施例の作業を進行するとき、その電気
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図14の
とおりである。t=t1のとき、コントロールSK1はプ
ラスパルス波の駆動電圧VGS1をスイッチQ1のゲートに
出力し、それによってその電源スイッチQ1の通路をオ
ンさせ、そのときスイッチQ2の通路はオフの状態を呈
する。入力電圧Vinは出力電圧VOより高いので、イン
ダクタンスL1の上に(V in−VO)の電圧降下があり、
その電圧降下はインダクタンスL1に充電電流i2を形成
し、その電流値の式(7)は下記のとおりである。
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図14の
とおりである。t=t1のとき、コントロールSK1はプ
ラスパルス波の駆動電圧VGS1をスイッチQ1のゲートに
出力し、それによってその電源スイッチQ1の通路をオ
ンさせ、そのときスイッチQ2の通路はオフの状態を呈
する。入力電圧Vinは出力電圧VOより高いので、イン
ダクタンスL1の上に(V in−VO)の電圧降下があり、
その電圧降下はインダクタンスL1に充電電流i2を形成
し、その電流値の式(7)は下記のとおりである。
【式7】 そのうちi2(t1)は充電し始めの値、(Vin−VO)
/L1は充電傾き率である。このとき電流i1=i2、i3
=0である。
/L1は充電傾き率である。このとき電流i1=i2、i3
=0である。
【0026】t=t2のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ1の通路をオフさせながら
電流i1もオフされる。このとき、インダクタンス電流
i2の連続性を維持することが必要であるため、電源ス
イッチQ2の通路はいまだオフの状態のままである。寄
生ダイオードDbの方向はちょうどインダクタンス電流
i2にルートを提供し、フィルタコンデンサC2を充電す
る。寄生ダイオードDbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスL1の電圧
はダイオードDbがオンされたあと、ちょうどVOと等し
く、その電流値は下記の式(8)のとおりである。
路SK1がその駆動する電圧VGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ1の通路をオフさせながら
電流i1もオフされる。このとき、インダクタンス電流
i2の連続性を維持することが必要であるため、電源ス
イッチQ2の通路はいまだオフの状態のままである。寄
生ダイオードDbの方向はちょうどインダクタンス電流
i2にルートを提供し、フィルタコンデンサC2を充電す
る。寄生ダイオードDbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスL1の電圧
はダイオードDbがオンされたあと、ちょうどVOと等し
く、その電流値は下記の式(8)のとおりである。
【式8】 そのうちi2(t2)は電流i2の放電し始めの値、−VO
/L1はその放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDbが電流i2にオンされたあと、電源スイ
ッチQ2のドレインおよびソースの間の電圧VDS2は既に
零電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDbに
電流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオー
ドDbのオン期間はすなわち電源スイッチQ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
/L1はその放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードDbが電流i2にオンされたあと、電源スイ
ッチQ2のドレインおよびソースの間の電圧VDS2は既に
零電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードDbに
電流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオー
ドDbのオン期間はすなわち電源スイッチQ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、t3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
【0027】t=t3のとき、コントロールする電気回
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS2を電源スイッ
チQ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ1
の通路をオンさせ、スイッチQ2の零電位の切換動作を
完成する。そのとき、電源スイッチQ2の通路の抵抗が
ダイオードDbより低いので、そのダイオードDbの電流
は大部分分けられてから電源スイッチQ2の通路まで流
れる。インダクタンスL1のエネルギーが完全に放出さ
れたあと、すなわち電流i2=0のとき、電源スイッチ
Q2の通路をオンの状態に維持するため、コンデンサC2
の電圧は電源スイッチQ2の通路を経由してインダクタ
ンスL1を充電し、電流i2をマイナス値に変更させ、そ
のときその充電の傾き率は−VO/L1のままである。
路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS2を電源スイッ
チQ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチQ1
の通路をオンさせ、スイッチQ2の零電位の切換動作を
完成する。そのとき、電源スイッチQ2の通路の抵抗が
ダイオードDbより低いので、そのダイオードDbの電流
は大部分分けられてから電源スイッチQ2の通路まで流
れる。インダクタンスL1のエネルギーが完全に放出さ
れたあと、すなわち電流i2=0のとき、電源スイッチ
Q2の通路をオンの状態に維持するため、コンデンサC2
の電圧は電源スイッチQ2の通路を経由してインダクタ
ンスL1を充電し、電流i2をマイナス値に変更させ、そ
のときその充電の傾き率は−VO/L1のままである。
【0028】エネルギーインダクタンスL1がコンデン
サC2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちt=t4のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流i2の連続性を維持することが
必要となるため、インダクタンスL1の電流i2はダイオ
ードDaへ流れてからコンデンサC1を充電する。寄生す
るダイオードDaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式(9)のとおりである。
サC2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちt=t4のとき、コントロールする電気回
路SK1がその駆動する電圧VGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチQ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流i2の連続性を維持することが
必要となるため、インダクタンスL1の電流i2はダイオ
ードDaへ流れてからコンデンサC1を充電する。寄生す
るダイオードDaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式(9)のとおりである。
【式9】 そのうちi2(t4)はインダクタンスの放電し始めの
値、(Vin−VO)/L1は放電傾き率である。本実施例
では、寄生するダイオードDaが電流i2にオンされたあ
と、電源スイッチQ1のドレインおよびソースの間の電
圧VDS1は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードDaに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードDaのオン期間はすなわち電源スイッ
チQ1が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
t5はそのタイミングにおける任意の時間点である。
値、(Vin−VO)/L1は放電傾き率である。本実施例
では、寄生するダイオードDaが電流i2にオンされたあ
と、電源スイッチQ1のドレインおよびソースの間の電
圧VDS1は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードDaに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードDaのオン期間はすなわち電源スイッ
チQ1が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
t5はそのタイミングにおける任意の時間点である。
【0029】t=t5のとき、このコントロールする電
気回路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を電源ス
イッチQ1のゲートに出力し、それによってその電源ス
イッチQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の
切換動作を完成する。そのとき、電源スイッチQ1の通
路の抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオー
ドDaの電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の
通路まで流れる。インダクタンスL1のエネルギーが完
全に放出されたあと、すなわちi2=0のとき、その電
源スイッチQ1の通路をオンの状態に維持するため、コ
ンデンサC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由して
インダクタンスL1を充電する。その傾き率は(Vin−
VO)/L1のままである。
気回路SK1がもう一つのプラスパルス波VGS1を電源ス
イッチQ1のゲートに出力し、それによってその電源ス
イッチQ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の
切換動作を完成する。そのとき、電源スイッチQ1の通
路の抵抗がダイオードDaより低いので、そのダイオー
ドDaの電流は大部分分けられてから電源スイッチQ1の
通路まで流れる。インダクタンスL1のエネルギーが完
全に放出されたあと、すなわちi2=0のとき、その電
源スイッチQ1の通路をオンの状態に維持するため、コ
ンデンサC1の電圧は電源スイッチQ1の通路を経由して
インダクタンスL1を充電する。その傾き率は(Vin−
VO)/L1のままである。
【0030】したがって、コントロール電気回路SK1
が出力するパルス波VSG1、VGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチQ1、Q2は零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。以上の実施例
で注意すべきことは、コントロール電気回路SK1は固
定頻度または変化頻度のタイプで作業できるように設計
される。固定頻度のタイプで作業するとき、そのトラン
ス(またはエネルギーインダクタンス)の感応値は、そ
の電気回路が全負荷の範囲内すべてで零電位の切換条件
を満足できるように設計することが必要となる。それに
よって、電源スイッチQ1、Q2はどんな時間でも、零電
位の状態でオンされる。変化頻度のタイプで作業すると
き、コントロール電気回路SK1に、零電位の切換条件
を満足するかどうか判断する機能を加えることが必要と
なる。それによって、電源スイッチQ2のオフの時間点
をコントロールできるので、どんな時間にも零電位の状
態でオンされる。したがって、負荷が大きいほどその切
換頻度はだんだん遅くなり、逆も同様である。
が出力するパルス波VSG1、VGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチQ1、Q2は零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。以上の実施例
で注意すべきことは、コントロール電気回路SK1は固
定頻度または変化頻度のタイプで作業できるように設計
される。固定頻度のタイプで作業するとき、そのトラン
ス(またはエネルギーインダクタンス)の感応値は、そ
の電気回路が全負荷の範囲内すべてで零電位の切換条件
を満足できるように設計することが必要となる。それに
よって、電源スイッチQ1、Q2はどんな時間でも、零電
位の状態でオンされる。変化頻度のタイプで作業すると
き、コントロール電気回路SK1に、零電位の切換条件
を満足するかどうか判断する機能を加えることが必要と
なる。それによって、電源スイッチQ2のオフの時間点
をコントロールできるので、どんな時間にも零電位の状
態でオンされる。したがって、負荷が大きいほどその切
換頻度はだんだん遅くなり、逆も同様である。
【0031】以上の実施例は、零電位の切換コントロー
ル機能のある電気回路SK1を利用して、フラバックコ
ンバータ、ブーストコンバータおよびバックコンバータ
の電源スイッチが零電位の状態で切換を完成し、高周波
の切換作業するときの効率損失を有効に下げられるの
で、スイッチに累積されたエネルギーならびに必要とす
る放熱片の体積の大きさを大幅に減少でき、各種の小型
化された電子部品の設計に応用し易い。
ル機能のある電気回路SK1を利用して、フラバックコ
ンバータ、ブーストコンバータおよびバックコンバータ
の電源スイッチが零電位の状態で切換を完成し、高周波
の切換作業するときの効率損失を有効に下げられるの
で、スイッチに累積されたエネルギーならびに必要とす
る放熱片の体積の大きさを大幅に減少でき、各種の小型
化された電子部品の設計に応用し易い。
【図1】従来の一フライバックコンバータの基本回路図
である。
である。
【図2】米国特許第5,057,986号に開示された
フライバック電気回路の回路図である。
フライバック電気回路の回路図である。
【図3】米国特許第5,402,329号に開示された
フライバック電気回路の回路図である。
フライバック電気回路の回路図である。
【図4】従来の一ブーストコンバータの基本回路図であ
る。
る。
【図5】従来の一切換タイプのブーストコンバータの基
本回路図である。
本回路図である。
【図6】従来のもう一つの切換タイプのブーストコンバ
ータの基本回路図である。
ータの基本回路図である。
【図7】バックコンバータの基本回路図である。
【図8】オン損失が低いバックコンバータの基本回路図
である。
である。
【図9】本発明の第1実施例による交換式コンバータの
電気回路図である。
電気回路図である。
【図10】本発明の第1実施例による交換式コンバータ
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図11】本発明の第2実施例による交換式コンバータ
の電気回路図である。
の電気回路図である。
【図12】本発明の第2実施例による交換式コンバータ
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図13】本発明の第3実施例による交換式コンバータ
の電気回路図である。
の電気回路図である。
【図14】本発明の第3実施例による各パーツの電圧及
び電流波形のタイミングチャートである。
び電流波形のタイミングチャートである。
C1 入力電圧フィルタコンデンサ C2 出力電圧フィルタコンデンサ LP 一次巻線 LS 二次巻線 Q1 一次電源スイッチ Q2 二次電源スイッチ SK1 コントロール電気回路 T1 トランス Vin 入力電源 VO 直流出力電圧
Claims (12)
- 【請求項1】 入力電源の両端に跨設され、安定した入
力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 エネルギーを保存および放出するために一次巻線および
二次巻線が設けられたトランスと、 前記一次巻線と一直列回路を形成し、前記入力電圧フィ
ルタコンデンサの両側に接続するように設けられた一次
電源スイッチと、 前記二次巻線ともう一つの直列回路を形成し、前記入力
電圧フィルタコンデンサの両側に接続するように設けら
れ、調整後の高周波の切換波形を前記入力電圧フィルタ
コンデンサがスムーズ化し、出力端に跨接された負荷に
安定した直流出力電圧を有する直流を供給する二次電源
スイッチと、 零電位の切換制御機能を有し、出力電圧フィルタコンデ
ンサに保存されたエネルギーを前記トランスの局部によ
って入力側までフィードバックし、前記一次電源スイッ
チおよび前記二次電源スイッチが零電位の切換条件を満
たすかどうかを判断しその切換条件が満たされたとき、
前記一次電源スイッチおよび前記二次電源スイッチに相
互補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記一次電源ス
イッチおよび前記二次電源スイッチのオフ時間点または
オン時間点をコントロールし、前記一次電源スイッチお
よび前記二次電源スイッチに零電位の状態で切換の動作
を繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。 - 【請求項2】 前記コントロール電気回路は、前記交換
式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさを
調整することを特徴とする請求項1記載の交換式コンバ
ータ。 - 【請求項3】 前記一次電源スイッチおよび前記二次電
源スイッチは、パワー酸化膜半導体電界効果トランジス
タをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電界効果ト
ランジスタにダイオードが寄生するように設けられてい
ることを特徴とする請求項1または2記載の交換式コン
バータ。 - 【請求項4】 前記一次電源スイッチは、ドレインが前
記一次巻線に接続され、ソースが前記入力電圧フィルタ
コンデンサのマイナス端に接続され、 前記二次電源スイッチは、ドレインが前記入力電圧フィ
ルタコンデンサのプラス端に接続され、ソースが前記二
次巻線に接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は、前記一
次電源スイッチおよび前記二次電源スイッチのゲートに
出力されることを特徴とする請求項3記載の交換式コン
バータ。 - 【請求項5】 入力電源の両側に跨設され、安定した入
力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 充電電源スイッチと直列回路を形成し、出力電圧フィル
タコンデンサの両端に接続するように設けられたエネル
ギーインダクタンスと、 前記充電電源スイッチと直列回路を形成し、前記出力電
圧フィルタコンデンサの両側に接続するように設けら
れ、前記出力電圧フィルタコンデンサが出力端に跨設さ
れた負荷に安定した直流出力電圧を有する直流を供給す
る放電電源スイッチと、 零電位の切換制御機能を有し、前記出力電圧フィルタコ
ンデンサの上に保存されたエネルギーをトランスの局部
によって入力側にフィードバックし、前記充電電源スイ
ッチおよび前記放電電源スイッチが零電位の切換条件を
満たすかどうか判断しその切換条件が満たされたとき、
前記充電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチに相
互補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記充電電源ス
イッチおよび前記放電電源スイッチのオフ時間点または
オン時間点をコントロールし、前記充電電源スイッチお
よび前記放電電源スイッチに零電位の状態で切換の動作
を繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。 - 【請求項6】 前記コントロール電気回路は、前記交換
式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさを
調整することを特徴とする請求項5記載の交換式コンバ
ータ。 - 【請求項7】 前記充電電源スイッチおよび前記放電電
源スイッチは、パワー酸化膜半導体電解効果トランジス
タをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電解効果ト
ランジスタにダイオードが寄生するように設けられてい
ることを特徴とする請求項5または6記載の交換式コン
バータ。 - 【請求項8】 前記充電電源スイッチは、ドレインが前
記エネルギーインダクタンスに接続され、ソースが前記
入力電圧フィルタコンデンサのマイナス端に接続され、 前記放電電源スイッチは、ドレインが前記出力電圧フィ
ルタコンデンサのプラス端に接続され、ソースが前記エ
ネルギーインダクタンスに接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は、前記充
電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチのゲートに
出力されることを特徴とする請求項7記載の交換式コン
バータ。 - 【請求項9】 入力電源の両端に跨設され、安定した入
力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 放電電源スイッチと直列回路を形成し、前記入力電圧フ
ィルタコンデンサの両側に接続するように設けられた充
電電源スイッチと、 前記放電電源スイッチと直列回路を形成し、出力電圧フ
ィルタコンデンサの両側に接続するように設けられ、前
記出力電圧フィルタコンデンサとローフィルタコンデン
サを形成し、出力端に跨設された負荷に安定した直流出
力電圧を有する直流を供給するエネルギーインダクタン
スと、 零電位の切換制御機能を有し、前記出力電圧フィルタコ
ンデンサに保存されたエネルギーをトランスの局部によ
って入力側にフィードバックし、前記充電電源スイッチ
および前記放電電源スイッチが零電位の切換条件を満た
すかどうかを判断しその切換条件が満たされたとき、前
記充電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチに相互
補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記充電電源スイ
ッチおよび前記放電電源スイッチのオフ時間点またはオ
ン時間点をコントロールし、前記充電電源スイッチおよ
び前記放電電源スイッチに零電位の状態で切換の動作を
繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。 - 【請求項10】 前記コントロール電気回路は、前記交
換式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさ
を調整することを特徴とする請求項9記載の交換式コン
バータ。 - 【請求項11】 前記充電電源スイッチおよび前記放電
電源スイッチは、パワー酸化膜半導体電界効果トランジ
スタをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電界効果
トランジスタにダイオードが寄生するように設けられて
いることを特徴とする請求項9または10記載の交換式
コンバータ。 - 【請求項12】 前記充電電源スイッチは、ドレインが
前記入力電圧フィルタコンデンサのプラス端に接続さ
れ、ソースが前記エネルギーインダクタンスに接続さ
れ、 前記放電電源スイッチは、ドレインが前記エネルギーイ
ンダクタンスに接続され、ソースが前記出力電圧コンデ
ンサのマイナス端に接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は前記充電
電源スイッチおよび前記放電電源スイッチのゲートに出
力されることを特徴とする請求項11記載の交換式コン
バータ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
TW088119597 | 1999-11-09 | ||
TW88119597 | 1999-11-09 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001136742A true JP2001136742A (ja) | 2001-05-18 |
Family
ID=21642972
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000072008A Pending JP2001136742A (ja) | 1999-11-09 | 2000-03-15 | 交換式コンバータ |
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Country | Link |
---|---|
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JP (1) | JP2001136742A (ja) |
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---|---|---|---|---|
CN101582638A (zh) * | 2008-05-12 | 2009-11-18 | 三美电机株式会社 | 开关电源装置 |
JP2014138501A (ja) * | 2013-01-17 | 2014-07-28 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
JP2015133886A (ja) * | 2014-01-14 | 2015-07-23 | 群光電能科技股▲ふん▼有限公司 | 電力変換装置 |
CN117083803A (zh) * | 2021-03-22 | 2023-11-17 | 日产自动车株式会社 | 驱动电路 |
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JP3678165B2 (ja) * | 2001-04-16 | 2005-08-03 | 松下電器産業株式会社 | 自動車用空調装置 |
US6807073B1 (en) * | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
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US20070109822A1 (en) * | 2005-11-14 | 2007-05-17 | Kan-Sheng Kuan | Zero voltage switch method for synchronous rectifier and inverter |
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US9142979B2 (en) * | 2012-07-13 | 2015-09-22 | Fu-Sheng Tsai | Active balancing circuit for balancing battery units |
US9041372B2 (en) * | 2013-03-13 | 2015-05-26 | Analog Devices Global | Wide output voltage range switching power converter |
US10680590B2 (en) | 2013-03-15 | 2020-06-09 | Psemi Corporation | Integrated switch and self-activating adjustable power limiter |
US8928388B2 (en) * | 2013-03-15 | 2015-01-06 | Peregrine Semiconductor Corporation | Self-activating adjustable power limiter |
US9537472B2 (en) | 2013-03-15 | 2017-01-03 | Peregrine Semiconductor Corporation | Integrated switch and self-activating adjustable power limiter |
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US5619403A (en) * | 1992-07-24 | 1997-04-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Multi-output power supply apparatus |
US5434768A (en) * | 1993-02-12 | 1995-07-18 | Rompower | Fixed frequency converter switching at zero voltage |
US5986911A (en) * | 1998-02-25 | 1999-11-16 | Lucent Technologies, Inc. | Secondary side post regulator and multiple output power supply employing the same |
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-
2000
- 2000-02-17 US US09/505,851 patent/US6201714B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-25 DE DE10008967A patent/DE10008967A1/de not_active Withdrawn
- 2000-03-15 JP JP2000072008A patent/JP2001136742A/ja active Pending
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Publication number | Publication date |
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