JP2001136742A - 交換式コンバータ - Google Patents

交換式コンバータ

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JP2001136742A
JP2001136742A JP2000072008A JP2000072008A JP2001136742A JP 2001136742 A JP2001136742 A JP 2001136742A JP 2000072008 A JP2000072008 A JP 2000072008A JP 2000072008 A JP2000072008 A JP 2000072008A JP 2001136742 A JP2001136742 A JP 2001136742A
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switching
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switch
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Jim H Liang
錦宏 梁
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Skynet Electronic Co Ltd
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源スイッチに零電位の状態で切換を行わ
せ、そのスイッチが高頻度で切換を行う場合の効率損失
を低減する交換式コンバータを提供する。 【解決手段】 零電位の切換制御機能のあるコントロー
ル電気回路ＳＫ1を利用して、出力電圧フィルタコンデ
ンサＣ2に貯蔵されたエネルギーをトランスＴ1で入力側
にフィードバックし、出力側および入力側をトランスＴ
1と接続している一次電源スイッチＱ1、二次電源スイッ
チＱ2は零電位の切換条件に達するかどうか判断し、そ
の条件に達したとき一次電源スイッチＱ1、二次電源ス
イッチＱ2に駆動信号を提供して一次電源スイッチＱ1、
二次電源スイッチＱ2のオフまたはオン時間点をコント
ロールし、切換の動作を完了する。これにより高頻度の
切換作業での効率損失を下げられ、累積エネルギーなら
びに放熱片の体積を減少できるので、小型電子製品に使
用し易い。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交換式コンバータ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、半導体の製造技術は大変複雑で、
製造された半導体の構成部品はだんだん小型化されてお
り、この発展傾向に応じて、各種の電子部品の製造者は
より軽くて小さい製品を研究開発している。従来のハー
ド式切換タイプのコンバータは、電源スイッチが高周波
の操作環境において大変効率を消耗して熱を生じるの
で、放熱片およびファンを設置して冷却を行うことが必
要となる。そうでないと、しばしば故障が生じてしま
う。このように、従来のコンバータは製造コストが高く
故障率が高い以外に、体積が大きく放熱が不良であるな
どの欠点があり、これらの欠点は電子製品を小型化する
過程での致命傷である。
【０００３】１９８０年から、マイクロコンピュータの
時代が到来し、電子製品の小型化はより差し迫った状況
になり、製造者はこの需要に対応するため、下記のよう
な切換タイプのコンバータを研究開発して設計した。 (1)フライバックコンバータ 一般のフライバックコンバータについては、例えば図１
に示すように、そのコンバータの入力電圧フィルタコン
デンサＣ1が入力電源Ｖinの両端に跨って接続され、安
定した入力電圧を二次変換器に提供する。その二次変換
器はトランスを含み、そのトランスに一次巻線ＬPおよ
び二次巻線ＬSが設けられ、その一次巻線ＬPは、スイッ
チユニットＳ1と直列回路を形成し、入力電圧フィルタ
コンデンサＣ1の両側に跨って接続され、二次巻線はダ
イオードＤ1ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧
フィルタコンデンサＣ2の両側に跨って接続され、それ
によって、スイッチユニットＳ1を調整したあとの高周
波の切換波形をスムーズ化し、直流出力電圧Ｖoを出力
端に跨って接続されている負荷の使用に提供する。
【０００４】コンバータは、スイッチユニットＳ1を閉
じたとき、入力電源Ｖinが一次巻線ＬPに充電を行い、
エネルギーをその中に保存する。そのとき、トランスの
一次巻線ＬPおよび二次巻線ＬSの極性が反対であるの
で、ダイオードＤ1は逆方向バイアス電圧を生じ、出力
電圧フィルタコンデンサＣ2より負荷で必要とするエネ
ルギーを提供し、そのあと、スイッチユニットＳ1が開
状態にされると、トランスの磁束が収縮し始めるので、
二次巻線ＬSの電圧極性が反転し、感応電流を生じてダ
イオードＤ1をオンし、出力電圧フィルタコンデンサＣ2
に充電を行ったあとまた、出力端に接続されている負荷
に出力する。このコンバータは、スイッチユニットＳ1
が開状態にされているとき、そのスイッチユニットＳ1
には相当高い電圧が存在しているので、その電圧はその
寄生しているコンデンサに電位エネルギー（ＣＶ2／
２）を蓄積する。このエネルギーは入力電圧フィルタコ
ンデンサＣ1の後が閉じる瞬間に熱エネルギーに転換し
て消耗されるので、高周波の切換環境においてスイッチ
ユニットＳ1に大きな熱を与え、故障の可能性を大変高
める。
【０００５】この欠点を改善するため、米国特許第５，
０５７，９８６号に開示された発明が開発されたのであ
る。すなわち、図２に示すように、前述のコンバータの
一次電気回路にもう一つのスイッチユニットＳ2および
エネルギーコンデンサＣPが設けられ、そのコンバータ
の励磁インダクタンスＬP、エネルギーコンデンサＣPな
らびに該当のスイッチユニットＳ1、Ｓ2に寄生するコン
デンサで形成された共振を利用して、零電位の切換制御
機能を達成する。この発明では、この機能によって励磁
インダクタンスＬPよりその零電位の切換条件として必
要とするエネルギーを提供することが必要であるため、
負荷が高いとき、零電位の切換条件が達成しにくい。も
う一つの米国特許第５，４０２，３２９号に開示された
発明は、図３に示すように、コンバータの中に小さいイ
ンダクタンスＬ1を増設することによって零電位の切換
が必要とするエネルギーを提供し、そのインダクタンス
は外部に増設されたインダクタンスを使用しても、トラ
ンス自身の漏れインダクタンスを使用してもよい。その
方法は、米国特許第５，０５７，９８６号に開示された
発明に存在する欠点を解決できるが、その零電位の切換
条件は漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎる
ので、そのコンバータを設計および製造するときの設計
規格をあまり把握できない。
【０００６】(2)ブーストコンバータ 従来のブーストコンバータは、例えば図４に示すよう
に、主に力率修正を高めるために使用され、力率修正電
気回路はすべて高圧環境で運転するので、コンバータの
スイッチユニットＳ1が開状態にされたとき、そのスイ
ッチユニットＳ1に約４００Ｖの電圧が存在しているた
め、蓄積されているエネルギーも相対的に大変大きくな
る。その後、閉じる瞬間は、スイッチユニットＳ1のエ
ネルギーをすべて転換させるので、スイッチユニットＳ
1の正常な使用寿命が大変損失する。
【０００７】その後１９９２年に、この発熱の問題を改
善するため、李哲元博士らは一つの電気回路を設計して
いる。図５に示すように、その電気回路は上述の電気回
路の中にスイッチユニットＳ2、インダクタンスＬ2およ
びダイオードＤ2などの構成部品が三つあり、またその
電気回路が運転しているとき、先にその補助スイッチユ
ニットＳ2をしばらくオンしてから、スイッチユニット
Ｓ1の電圧を抽出し、ならびに零電位の切換条件を備え
たあと、スイッチユニットＳ1をオンして零電位の切替
動作を完成する。しかし、この設計には実際に製作する
とき、いろいろな困難があり、製造コストが高いので、
あまり普及していない。図６に示す電気回路は米国特許
第５，４０２，３２９号に開示された発明であり、この
発明では整流ダイオードＤ1に沈殿して溜まっている電
荷がスイッチユニットＳ1への放電に対する損失を減少
することしかできず、スイッチユニットＳ1は未だにハ
ード式の切換タイプのままなので、高周波の作業で生じ
た効率損失は無視できないのである。
【０００８】(3)バックコンバータ 従来のバックコンバータは、例えば図７に示すように、
主に低電圧で大電流の場合に使用されるので、このコン
バータは設計上、普通スイッチユニットＳ1および整流
ダイオードＤ1のオン損失を下げることを重視するが、
その切換損失を無視するので、今までに、この電気回路
のソフトタイプの切換についての研究論文または応用実
施例が見られなかった。図８に示す電気回路は、主に前
述の電気回路の中のスイッチユニットＳ1およびダイオ
ードＤ1を、それぞれパワー酸化膜半導体電界効果トラ
ンジスタ（ＰＯＷＥＲ ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ1、Ｑ2に置換
えており、その二つのトランジスタは相互に補正するタ
イプの切換を採用し、そのトランジスタが極低い抵抗を
有するという長所を利用して、オン損失を下げることが
できる。しかし、このトランジスタはいまだにハードタ
イプの切換のままであるので、スイッチユニットが切換
えるときの効率損失を無視できない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、各電
源スイッチを零電位の状態において自動的かつ順調に切
換の動作を行わせ、また、そのスイッチが高周波で切換
作業を行う場合の効率の損失を有効に低減する交換式コ
ンバータを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めの本発明の交換式コンバータは、零電位の切換制御機
能のあるコントロール電気回路を利用して、コンバータ
をコントロールし、その出力側のコンデンサの上に貯蔵
されているエネルギーをトランス（またはエネルギー貯
蔵インダクタ）の局部によって入力側までフィードバッ
クし、また、出力側および入力側をそれぞれトランス
（またはエネルギー貯蔵インダクタ）と接続している電
源スイッチは、零電位の切換条件に達するかどうかを判
断し、その条件に達したとき、そのスイッチに相互補正
できる駆動信号をそれぞれ提供し、それによってスイッ
チのオフまたはオンの時間点をコントロールし、その切
換の動作を順調に完了する。このコントロール動作を繰
り返し執行すれば、その出力側および入力側をそれぞれ
トランス（またはエネルギー貯蔵インダクタ）と接続し
ている電源スイッチは、零電位の状態で繰り返し切換動
作を順調に行うので、スイッチが高周波の切換作業をし
ている状態での効率損失を有効に下げられ、その累積さ
れたエネルギーならびに必要な放熱片の体積の大きさを
大幅に減少でき、各種の小型化された電子製品に使用し
易く、漂遊容量および漏れインダクタンスに頼りすぎて
コンバータを設計および製造する場合に設計の規格を把
握しにくい、という従来の共振型の零電位の切換電気回
路の欠点を免れる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。本発明の下記の実施例では、図９、図
１１および図１３に示すように零電位の切換制御機能の
あるコントロール電気回路ＳＫ1を利用して、その出力
側のコンデンサの上に貯蔵されているエネルギーをトラ
ンス（またはエネルギー貯蔵インダクタ）の局部によっ
て入力側までフィードバックし、また、出力側および入
力側をそれぞれそのトランス（またはエネルギー貯蔵イ
ンダクタ）と接続している電源スイッチＱ1、Ｑ2は、零
電位の切換条件に達するかどうかを判断し、その条件に
達するとき、そのスイッチに相互補正できる駆動信号を
それぞれ提供し、それによって、スイッチのオフまたは
オンの時間点をコントロールし、電源スイッチに零電位
の状態で繰り返し切換の動作を行わせる。同時に、コン
トロール電気回路ＳＫ1はコンバータの出力電圧を探知
することで、そのパルス波の広さを調整し、電圧調整の
目的を達成できる。本発明の下記の実施例の中の電源ス
イッチＱ1、Ｑ2はパワー酸化膜半導体電界効果トランジ
スタを使用でき、その上にそれぞれ寄生ボディダイオー
ドＤa、Ｄbが設けられている。
【００１２】（第１実施例）本発明の第１実施例は、フ
ライバックコンバータに応用する電気回路に関するもの
である。図９に示すように、その電気回路には入力電圧
フィルタコンデンサＣ1があり、そのコンデンサＣ1は入
力電源Ｖinの両端に跨って接続し、安定した入力電圧を
二次変換器に提供する。その二次変換器はトランスＴ1
を含み、そのトランスＴ1の目的はエネルギーを貯蔵お
よび釈放することにあり、一次巻線ＬPおよび二次巻線
ＬSが設けられ、そのインダクタンスはそれぞれＬPおよ
びＬSであり、バンドルの比率はＮ：１であり、巻線の
標示は図９に示すとおりである。一次巻線ＬPは、一次
電源スイッチＱ1と直列回路を形成し、フィルタコンデ
ンサＣ1の両側に跨って接続し、二次巻線は電源スイッ
チＱ2ともう一つの直列回路を形成し、出力電圧フィル
タコンデンサＣ2の両側に跨って接続し、それによっ
て、スイッチＱ1、Ｑ2を調整したあとの高周波の切換波
形をスムーズにし、直流出力電圧Ｖoを出力端に跨って
接続されている負荷に提供する。
【００１３】本実施例の作業をするとき、その電気回路
の主要な各パーツの電圧または電流波形は図１０のとお
りである。ｔ＝ｔ1のとき、コントロールＳＫ1はプラス
パルス波の駆動電圧ＶGS1を一次の電源スイッチＱ1のゲ
ートに出力し、それによってその電源スイッチＱ1の通
路をオンする。そのとき、その通路の抵抗を計上しない
と、入力電圧Ｖinはほとんど一次巻線ＬPに加えられる
ので、その一次巻線ＬPに充電電流ｉPが流れてくる。そ
の電流値は下記の式（１）のとおりである。
【式１】 そのうちｉP（ｔ1）は充電し始めの値、Ｖin／ＬPは充
電傾き率である。このとき、二次巻線ＬSで感応された
電圧は、電源スイッチＱ2に寄生するダイオードＤbに対
する逆方向のバイアス電圧であり、電源スイッチＱ2の
通路はオフの状態を呈するので、その電流ｉS＝０であ
る。
【００１４】ｔ＝ｔ2のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がその駆動する電圧ＶGS1を零電位に変更し、そ
れによって、一次電源スイッチＱ1の通路をオフさせ、
このとき、トランスＴ1の充電電流ｉPによる磁束量はそ
の電流ｉPがオフのため収縮し始め、二次巻線ＬSの感応
電流ｉSがダイオードＤbまで流れてフィルタコンデンサ
Ｃ2を充電し、ダイオードＤbの順方向への圧力降下の状
況を計上しない場合、その電流値は下記の式（２）のと
おりである。
【式２】 そのうちｉP（ｔ2）×Ｎは電流ｉSの放電し始めの値、
−ＶO／Ｌ3は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードＤbがオンされたあと、二次電源スイッチ
Ｑ2のドレインおよびソースの間の電圧ＶDS2は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードＤbに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードＤ
bのオン期間はすなわち二次電源スイッチＱ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、ｔ3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
【００１５】ｔ＝ｔ3のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がプラスパルス波ＶGS2を二次電源スイッチＱ2
のゲートに出力し、それによって電源スイッチＱ2の通
路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換動作を完成
する。そのとき、その電源スイッチＱ2の通路の抵抗に
よりダイオードＤbの電流は大部分が分けられてから電
源スイッチＱ2の通路まで流れる。二次巻線ＬS上のエネ
ルギーが完全に放出されたとき、すなわちｉS＝０のと
き、電源スイッチＱ2の通路をオンの状態に維持するた
め、フィルタコンデンサＣ2の電圧は電源スイッチＱ2の
通路を経由してトランスＴ1の二次巻線ＬSを充電するこ
とによって、電源ｉSをマイナス値に変更し、このとき
その充電傾き率は−ＶO／ＬSのままである。
【００１６】二次巻線ＬSが、フィルタコンデンサＣ2の
充電のために少量のエネルギーを取られたとき、すなわ
ちｔ＝ｔ4のとき、コントロールする電気回路ＳＫ1がそ
の駆動する電圧ＶGS2を零電位に変更させ、それによっ
て電源スイッチＱ2の通路をオフし、このときそのトラ
ンスＴ1の充電電流ｉSによる磁束量はその電流ｉSのオ
フのため収縮し始め、一次巻線ＬPの感応電流ｉPがダイ
オードＤaまで流れてフィルタコンデンサＣ1を充電し、
ダイオードＤaの順方向への圧力降下の状況を計上しな
い場合、その電流値は下記の式（３）のとおりである。
【式３】 そのうちｉS（ｔ4）／Ｎは電流ｉPの放電し始めの値、
Ｖin／Ｌ1は放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードＤaがオンされたあと、二次電源スイッチ
Ｑ1のドレインおよびソースの間の電圧ＶDS1は既に零電
位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードＤaに電流
がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオードＤ
aのオン期間はすなわち一次電源スイッチＱ1が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、ｔ5はそのタイミ
ング上の任意の時間点である。
【００１７】ｔ＝ｔ5のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がもう一つのプラスパルス波ＶGS1を一次電源ス
イッチＱ1のゲートに出力し、それによって電源スイッ
チＱ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのとき、電源スイッチＱ1の通路の
抵抗がダイオードＤaより低いので、そのダイオードＤa
の電流は大部分分けられてから電源スイッチＱ1の通路
まで流れる。一次巻線ＬPの上のエネルギーが完全に放
出されたあと、すなわちｉP＝０のとき、電源スイッチ
Ｑ1の通路をオンの状態に維持するため、フィルタコン
デンサＣ1の電圧は電源スイッチＱ1の通路を経由して一
次巻線ＬPを充電し、エネルギーをトランスＴ１の中に
貯蔵する。その充電電流ｉPの傾き率はＶin／ＬPのまま
である。それで、コントロール電気回路ＳＫ1が出力す
るパルス波ＶGS2、ＶGS1の出力順序をコントロールし、
電源スイッチＱ2、Ｑ1は零電位の状態で繰り返しオンさ
れるので、そのスイッチが高周波の切換作業するときの
効率損失を有効に下げられる。
【００１８】（第２実施例）本発明の第２実施例はブー
ストコンバータに応用される電気回路の設計に関するも
のである。図１１に示すように、その電気回路には入力
電圧フィルタコンデンサＣ1があり、そのコンデンサＣ1
は入力電源Ｖinの両端に跨って接続し、コンデンサＣ1
の両側に別にエネルギーインダクタンスＬ1および充電
電源スイッチＱ 1で形成された直列回路が跨って接続
し、そのスイッチＱ1はまた放電電源スイッチＱ2と別の
直列回路を形成して出力電圧フィルタコンデンサＣ2の
両側に跨って接続され、スイッチＱ1のドレインはスイ
ッチＱ2のソースと接続する。そのソースはコンデンサ
Ｃ2のマイナス端と接続することによって、フィルタコ
ンデンサＣ2より安定した直流出力電圧ＶOを提供し、出
力端の負荷に使用させる。
【００１９】本実施例の作業を進行するとき、その電気
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図１２の
とおりである。ｔ＝ｔ1のとき、そのコントロールＳＫ1
はプラスパルス波の駆動電圧ＶGS1をスイッチＱ1のゲー
トに出力し、それによってその電源スイッチＱ1の通路
をオンさせ、そのときスイッチＱ2の通路はオフの状態
を呈するので、その通路の抵抗を計上しないとすると、
入力電圧ＶinはほとんどエネルギーインダクタンスＬ1
に加えられるので、そのエネルギーインダクタンスＬ1
に充電電流ｉ1が流れてくる。その電流値の式（４）は
下記のとおりである。
【式４】 そのうちｉ1（ｔ1）は充電のし始めの値、Ｖin／Ｌ1は
充電傾き率である。このとき、入力電圧Ｖinは出力電圧
ＶOより低いので、電源スイッチＱ2に寄生するダイオー
ドＤbに対するのは逆方向のバイアス電圧であり、電源
スイッチＱ2の通路はオフの状態を呈するので、その電
流ｉ1＝ｉ3、またｉ2＝０である。
【００２０】ｔ＝ｔ2のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がその駆動する電圧ＶGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチＱ1の通路をオフさせながら
電流ｉ3もオフさせる。このとき、インダクタンス電流
ｉ1の連続性を維持することが必要となるため、電源ス
イッチＱ2の通路はまだオフの状態のままである。寄生
ダイオードＤbの方向はちょうどインダクタンス電流ｉ1
にルートを提供し、フィルタコンデンサＣ2を充電す
る。寄生ダイオードＤbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスＬ1の電圧
はダイオードＤbがオンされたあと、ちょうど（ＶO−Ｖ
in）と等しく、その電流値ｉ1は下記の式（５）のとお
りである。
【式５】 そのうちｉ1（ｔ2）は電流ｉ1の放電のし始めの値、−
（ＶO−Ｖin）／Ｌ1は放電傾き率である。本実施例で
は、寄生するダイオードＤbが電流ｉ1にオンされたあ
と、電源スイッチＱ2のドレインおよびソースの間の電
圧ＶDS2は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードＤbに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードＤbのオン期間はすなわち電源スイッ
チＱ2が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
ｔ3はそのタイミングにおける任意の時間点である。
【００２１】ｔ＝ｔ3のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がプラスパルス波の駆動電圧ＶGS2を電源スイッ
チＱ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチＱ2
の通路をオンさせ、そのスイッチＱ2の零電位の切換動
作を完成する。そのとき、その電源スイッチＱ2の通路
の抵抗が寄生するダイオードＤbより低いので、元の寄
生するダイオードＤbの電流は大部分分けられてから、
電源スイッチＱ2の通路まで流れる。エネルギーインダ
クタンスＬ1のエネルギーが完全に放出されたあと、す
なわちｉ1＝０のとき、電源スイッチＱ2の通路を経由し
てエネルギーインダクタンスＬ1およびコンデンサＣ1を
充電することによって、電流ｉ1をマイナス値に変更さ
せ、その充電傾き率は−（ＶO−Ｖin）／Ｌ1である。
【００２２】エネルギーインダクタンスＬ1がコンデン
サＣ2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちｔ＝ｔ4のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がその駆動する電圧ＶGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチＱ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流ｉ1の連続性を維持することが
必要であるため、インダクタンスＬ1の電流ｉ1はダイオ
ードＤaへ流れてからコンデンサＣ1を充電する。寄生す
るダイオードＤaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式（６）のとおりである。
【式６】 そのうちｉ1（ｔ4）は電流ｉ1の放電のし始めの値、Ｖ
in／Ｌ1は放電傾き率である。本実施例では、寄生する
ダイオードＤaが電流ｉ1にオンされたあと、電源スイッ
チＱ1のドレインおよびソースの間の電圧ＶDS1は既に零
電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードＤaに電
流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオード
Ｄaのオン期間はすなわち電源スイッチＱ1が零電位の切
換を進行できるタイミングにより、ｔ5はそのタイミン
グにおける任意の時間点である。
【００２３】ｔ＝ｔ5のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がもう一つのプラスパルス波ＶGS1を電源スイッ
チＱ1のゲートに出力し、それによってその電源スイッ
チＱ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の切換
動作を完成する。そのときその電源スイッチＱ1の通路
の抵抗がダイオードＤaより低いので、そのダイオード
Ｄ aの電流は大部分分けられてから電源スイッチＱ1の通
路まで流れる。インダクタンスＬ1のエネルギーが完全
に放出されたあと、すなわちｉ1＝０のとき、電源スイ
ッチＱ1の通路をオンの状態に維持するため、コンデン
サＣ1の電圧は電源スイッチＱ1の通路を経由してインダ
クタンスＬ1を充電する。その傾き率はＶin／Ｌ 1のまま
である。
【００２４】したがって、コントロール電気回路ＳＫ1
が出力するパルス波ＶGS1、ＶGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチＱ1、Ｑ2が零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。 （第３実施例）本発明の第３実施例はバックコンバータ
に応用される電気回路の設計に関するものである。図１
３に示すように、その電気回路には入力電圧フィルタコ
ンデンサＣ1があり、そのコンデンサＣ1は入力電源Ｖin
の両端に跨って接続し、そのコンデンサＣ1の両側に別
に充電電源スイッチＱ1および放電電源スイッチＱ2で形
成された直列回路が跨って接続し、スイッチＱ2はイン
ダクタンスＬ1と別の直列回路を形成したあと、出力電
圧フィルタコンデンサＣ2の両側に跨って接続され、イ
ンダクタンスＬ1およびフィルタコンデンサＣ1とローフ
ィルタを形成してから、スイッチＱ1およびＱ2を調整変
更したあとの高周波の切換波形をスムーズにすることに
よって、安定した直流出力電圧ＶOを提供し、出力端の
負荷に使用させる。
【００２５】本実施例の作業を進行するとき、その電気
回路の主要な各パーツの電圧または電流波形は図１４の
とおりである。ｔ＝ｔ1のとき、コントロールＳＫ1はプ
ラスパルス波の駆動電圧ＶGS1をスイッチＱ1のゲートに
出力し、それによってその電源スイッチＱ1の通路をオ
ンさせ、そのときスイッチＱ2の通路はオフの状態を呈
する。入力電圧Ｖinは出力電圧ＶOより高いので、イン
ダクタンスＬ1の上に（Ｖ in−ＶO）の電圧降下があり、
その電圧降下はインダクタンスＬ1に充電電流ｉ2を形成
し、その電流値の式（７）は下記のとおりである。
【式７】 そのうちｉ2（ｔ1）は充電し始めの値、（Ｖin−ＶO）
／Ｌ1は充電傾き率である。このとき電流ｉ1＝ｉ2、ｉ3
＝０である。
【００２６】ｔ＝ｔ2のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がその駆動する電圧ＶGS1を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチＱ1の通路をオフさせながら
電流ｉ1もオフされる。このとき、インダクタンス電流
ｉ2の連続性を維持することが必要であるため、電源ス
イッチＱ2の通路はいまだオフの状態のままである。寄
生ダイオードＤbの方向はちょうどインダクタンス電流
ｉ2にルートを提供し、フィルタコンデンサＣ2を充電す
る。寄生ダイオードＤbの順方向への圧力降下の状況を
計上しない場合、エネルギーインダクタンスＬ1の電圧
はダイオードＤbがオンされたあと、ちょうどＶOと等し
く、その電流値は下記の式（８）のとおりである。
【式８】 そのうちｉ2（ｔ2）は電流ｉ2の放電し始めの値、−ＶO
／Ｌ1はその放電傾き率である。本実施例では、寄生す
るダイオードＤbが電流ｉ2にオンされたあと、電源スイ
ッチＱ2のドレインおよびソースの間の電圧ＶDS2は既に
零電位の状態に近く、その状態は寄生ダイオードＤbに
電流がなくなるまで維持できるので、その寄生ダイオー
ドＤbのオン期間はすなわち電源スイッチＱ2が零電位の
切換を進行できるタイミングにより、ｔ3はそのタイミ
ングにおける任意の時間点である。
【００２７】ｔ＝ｔ3のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がもう一つのプラスパルス波ＶGS2を電源スイッ
チＱ2のゲートに出力し、それによって電源スイッチＱ1
の通路をオンさせ、スイッチＱ2の零電位の切換動作を
完成する。そのとき、電源スイッチＱ2の通路の抵抗が
ダイオードＤbより低いので、そのダイオードＤbの電流
は大部分分けられてから電源スイッチＱ2の通路まで流
れる。インダクタンスＬ1のエネルギーが完全に放出さ
れたあと、すなわち電流ｉ2＝０のとき、電源スイッチ
Ｑ2の通路をオンの状態に維持するため、コンデンサＣ2
の電圧は電源スイッチＱ2の通路を経由してインダクタ
ンスＬ1を充電し、電流ｉ2をマイナス値に変更させ、そ
のときその充電の傾き率は−ＶO／Ｌ1のままである。
【００２８】エネルギーインダクタンスＬ1がコンデン
サＣ2の充電のために少量のエネルギーを取られたと
き、すなわちｔ＝ｔ4のとき、コントロールする電気回
路ＳＫ1がその駆動する電圧ＶGS2を零電位に変更させ、
それによって電源スイッチＱ2の通路をオフさせ、この
ときインダクタンス電流ｉ2の連続性を維持することが
必要となるため、インダクタンスＬ1の電流ｉ2はダイオ
ードＤaへ流れてからコンデンサＣ1を充電する。寄生す
るダイオードＤaの順方向への圧力降下を計上しない場
合、その電流値は下記の式（９）のとおりである。
【式９】 そのうちｉ2（ｔ4）はインダクタンスの放電し始めの
値、（Ｖin−ＶO）／Ｌ1は放電傾き率である。本実施例
では、寄生するダイオードＤaが電流ｉ2にオンされたあ
と、電源スイッチＱ1のドレインおよびソースの間の電
圧ＶDS1は既に零電位の状態に近く、その状態は寄生ダ
イオードＤaに電流がなくなるまで維持できるので、そ
の寄生ダイオードＤaのオン期間はすなわち電源スイッ
チＱ1が零電位の切換を進行できるタイミングにより、
ｔ5はそのタイミングにおける任意の時間点である。
【００２９】ｔ＝ｔ5のとき、このコントロールする電
気回路ＳＫ1がもう一つのプラスパルス波ＶGS1を電源ス
イッチＱ1のゲートに出力し、それによってその電源ス
イッチＱ1の通路をオンさせ、そのスイッチの零電位の
切換動作を完成する。そのとき、電源スイッチＱ1の通
路の抵抗がダイオードＤaより低いので、そのダイオー
ドＤaの電流は大部分分けられてから電源スイッチＱ1の
通路まで流れる。インダクタンスＬ1のエネルギーが完
全に放出されたあと、すなわちｉ2＝０のとき、その電
源スイッチＱ1の通路をオンの状態に維持するため、コ
ンデンサＣ1の電圧は電源スイッチＱ1の通路を経由して
インダクタンスＬ1を充電する。その傾き率は（Ｖin−
ＶO）／Ｌ1のままである。
【００３０】したがって、コントロール電気回路ＳＫ1
が出力するパルス波ＶSG1、ＶGS1の出力順序をコントロ
ールして、電源スイッチＱ1、Ｑ2は零電位の状態で繰り
返しオンされるので、そのスイッチが高周波の切換作業
するときの効率損失を有効に下げられる。以上の実施例
で注意すべきことは、コントロール電気回路ＳＫ1は固
定頻度または変化頻度のタイプで作業できるように設計
される。固定頻度のタイプで作業するとき、そのトラン
ス（またはエネルギーインダクタンス）の感応値は、そ
の電気回路が全負荷の範囲内すべてで零電位の切換条件
を満足できるように設計することが必要となる。それに
よって、電源スイッチＱ1、Ｑ2はどんな時間でも、零電
位の状態でオンされる。変化頻度のタイプで作業すると
き、コントロール電気回路ＳＫ1に、零電位の切換条件
を満足するかどうか判断する機能を加えることが必要と
なる。それによって、電源スイッチＱ2のオフの時間点
をコントロールできるので、どんな時間にも零電位の状
態でオンされる。したがって、負荷が大きいほどその切
換頻度はだんだん遅くなり、逆も同様である。
【００３１】以上の実施例は、零電位の切換コントロー
ル機能のある電気回路ＳＫ1を利用して、フラバックコ
ンバータ、ブーストコンバータおよびバックコンバータ
の電源スイッチが零電位の状態で切換を完成し、高周波
の切換作業するときの効率損失を有効に下げられるの
で、スイッチに累積されたエネルギーならびに必要とす
る放熱片の体積の大きさを大幅に減少でき、各種の小型
化された電子部品の設計に応用し易い。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の一フライバックコンバータの基本回路図
である。
【図２】米国特許第５，０５７，９８６号に開示された
フライバック電気回路の回路図である。
【図３】米国特許第５，４０２，３２９号に開示された
フライバック電気回路の回路図である。
【図４】従来の一ブーストコンバータの基本回路図であ
る。
【図５】従来の一切換タイプのブーストコンバータの基
本回路図である。
【図６】従来のもう一つの切換タイプのブーストコンバ
ータの基本回路図である。
【図７】バックコンバータの基本回路図である。
【図８】オン損失が低いバックコンバータの基本回路図
である。
【図９】本発明の第１実施例による交換式コンバータの
電気回路図である。
【図１０】本発明の第１実施例による交換式コンバータ
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図１１】本発明の第２実施例による交換式コンバータ
の電気回路図である。
【図１２】本発明の第２実施例による交換式コンバータ
の各パーツの電圧及び電流波形のタイミングチャートで
ある。
【図１３】本発明の第３実施例による交換式コンバータ
の電気回路図である。
【図１４】本発明の第３実施例による各パーツの電圧及
び電流波形のタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｃ1 入力電圧フィルタコンデンサ Ｃ2 出力電圧フィルタコンデンサ ＬP 一次巻線 ＬS 二次巻線 Ｑ1 一次電源スイッチ Ｑ2 二次電源スイッチ ＳＫ1 コントロール電気回路 Ｔ1 トランス Ｖin 入力電源 ＶO 直流出力電圧

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力電源の両端に跨設され、安定した入
    力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 エネルギーを保存および放出するために一次巻線および
    二次巻線が設けられたトランスと、 前記一次巻線と一直列回路を形成し、前記入力電圧フィ
    ルタコンデンサの両側に接続するように設けられた一次
    電源スイッチと、 前記二次巻線ともう一つの直列回路を形成し、前記入力
    電圧フィルタコンデンサの両側に接続するように設けら
    れ、調整後の高周波の切換波形を前記入力電圧フィルタ
    コンデンサがスムーズ化し、出力端に跨接された負荷に
    安定した直流出力電圧を有する直流を供給する二次電源
    スイッチと、 零電位の切換制御機能を有し、出力電圧フィルタコンデ
    ンサに保存されたエネルギーを前記トランスの局部によ
    って入力側までフィードバックし、前記一次電源スイッ
    チおよび前記二次電源スイッチが零電位の切換条件を満
    たすかどうかを判断しその切換条件が満たされたとき、
    前記一次電源スイッチおよび前記二次電源スイッチに相
    互補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記一次電源ス
    イッチおよび前記二次電源スイッチのオフ時間点または
    オン時間点をコントロールし、前記一次電源スイッチお
    よび前記二次電源スイッチに零電位の状態で切換の動作
    を繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。
  2. 【請求項２】 前記コントロール電気回路は、前記交換
    式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさを
    調整することを特徴とする請求項１記載の交換式コンバ
    ータ。
  3. 【請求項３】 前記一次電源スイッチおよび前記二次電
    源スイッチは、パワー酸化膜半導体電界効果トランジス
    タをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電界効果ト
    ランジスタにダイオードが寄生するように設けられてい
    ることを特徴とする請求項１または２記載の交換式コン
    バータ。
  4. 【請求項４】 前記一次電源スイッチは、ドレインが前
    記一次巻線に接続され、ソースが前記入力電圧フィルタ
    コンデンサのマイナス端に接続され、 前記二次電源スイッチは、ドレインが前記入力電圧フィ
    ルタコンデンサのプラス端に接続され、ソースが前記二
    次巻線に接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は、前記一
    次電源スイッチおよび前記二次電源スイッチのゲートに
    出力されることを特徴とする請求項３記載の交換式コン
    バータ。
  5. 【請求項５】 入力電源の両側に跨設され、安定した入
    力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 充電電源スイッチと直列回路を形成し、出力電圧フィル
    タコンデンサの両端に接続するように設けられたエネル
    ギーインダクタンスと、 前記充電電源スイッチと直列回路を形成し、前記出力電
    圧フィルタコンデンサの両側に接続するように設けら
    れ、前記出力電圧フィルタコンデンサが出力端に跨設さ
    れた負荷に安定した直流出力電圧を有する直流を供給す
    る放電電源スイッチと、 零電位の切換制御機能を有し、前記出力電圧フィルタコ
    ンデンサの上に保存されたエネルギーをトランスの局部
    によって入力側にフィードバックし、前記充電電源スイ
    ッチおよび前記放電電源スイッチが零電位の切換条件を
    満たすかどうか判断しその切換条件が満たされたとき、
    前記充電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチに相
    互補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記充電電源ス
    イッチおよび前記放電電源スイッチのオフ時間点または
    オン時間点をコントロールし、前記充電電源スイッチお
    よび前記放電電源スイッチに零電位の状態で切換の動作
    を繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。
  6. 【請求項６】 前記コントロール電気回路は、前記交換
    式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさを
    調整することを特徴とする請求項５記載の交換式コンバ
    ータ。
  7. 【請求項７】 前記充電電源スイッチおよび前記放電電
    源スイッチは、パワー酸化膜半導体電解効果トランジス
    タをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電解効果ト
    ランジスタにダイオードが寄生するように設けられてい
    ることを特徴とする請求項５または６記載の交換式コン
    バータ。
  8. 【請求項８】 前記充電電源スイッチは、ドレインが前
    記エネルギーインダクタンスに接続され、ソースが前記
    入力電圧フィルタコンデンサのマイナス端に接続され、 前記放電電源スイッチは、ドレインが前記出力電圧フィ
    ルタコンデンサのプラス端に接続され、ソースが前記エ
    ネルギーインダクタンスに接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は、前記充
    電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチのゲートに
    出力されることを特徴とする請求項７記載の交換式コン
    バータ。
  9. 【請求項９】 入力電源の両端に跨設され、安定した入
    力電圧を提供する入力電圧フィルタコンデンサと、 放電電源スイッチと直列回路を形成し、前記入力電圧フ
    ィルタコンデンサの両側に接続するように設けられた充
    電電源スイッチと、 前記放電電源スイッチと直列回路を形成し、出力電圧フ
    ィルタコンデンサの両側に接続するように設けられ、前
    記出力電圧フィルタコンデンサとローフィルタコンデン
    サを形成し、出力端に跨設された負荷に安定した直流出
    力電圧を有する直流を供給するエネルギーインダクタン
    スと、 零電位の切換制御機能を有し、前記出力電圧フィルタコ
    ンデンサに保存されたエネルギーをトランスの局部によ
    って入力側にフィードバックし、前記充電電源スイッチ
    および前記放電電源スイッチが零電位の切換条件を満た
    すかどうかを判断しその切換条件が満たされたとき、前
    記充電電源スイッチおよび前記放電電源スイッチに相互
    補正可能な駆動信号をそれぞれ与え、前記充電電源スイ
    ッチおよび前記放電電源スイッチのオフ時間点またはオ
    ン時間点をコントロールし、前記充電電源スイッチおよ
    び前記放電電源スイッチに零電位の状態で切換の動作を
    繰り返し行わせるコントロール電気回路と、 を備えることを特徴とする交換式コンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記コントロール電気回路は、前記交
    換式コンバータの出力電圧を探知し、パルス波の大きさ
    を調整することを特徴とする請求項９記載の交換式コン
    バータ。
  11. 【請求項１１】 前記充電電源スイッチおよび前記放電
    電源スイッチは、パワー酸化膜半導体電界効果トランジ
    スタをそれぞれ有し、そのパワー酸化膜半導体電界効果
    トランジスタにダイオードが寄生するように設けられて
    いることを特徴とする請求項９または１０記載の交換式
    コンバータ。
  12. 【請求項１２】 前記充電電源スイッチは、ドレインが
    前記入力電圧フィルタコンデンサのプラス端に接続さ
    れ、ソースが前記エネルギーインダクタンスに接続さ
    れ、 前記放電電源スイッチは、ドレインが前記エネルギーイ
    ンダクタンスに接続され、ソースが前記出力電圧コンデ
    ンサのマイナス端に接続され、 前記コントロール電気回路が与える駆動信号は前記充電
    電源スイッチおよび前記放電電源スイッチのゲートに出
    力されることを特徴とする請求項１１記載の交換式コン
    バータ。
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