JP2001119944A - 直流−直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失を
低減させる。 【構成】 第１、第２及び第３の電源端子４、５、６を
有する直流電源１を用意する。第１及び第２の電源端子
４、５間にトランス３０の１次巻線を介して第１のスイ
ッチング素子Ｑ1 を接続する。トランス３０の２次巻線
に出力整流平滑回路７を接続する。第１のスイッチング
素子Ｑ1 に並列に共振用コンデンサＣ1 を接続する。１
次巻線３１ と第１のスイッチング素子Ｑ1 との接続点
１０と第３の電源端子６との間に第２のスイッチング素
子Ｑ2 を介してリアクトルＬ2 を接続する。第２のスイ
ッチング素子Ｑ2 をオンにしてコンデンサＣ1 の電荷を
共振で放出した後に第１のスイッチング素子Ｑ1 をオン
にし、ゼロボルトスイッチングを達成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源にトランスを
介してスイッチング素子を接続し、スイッチング素子を
オン・オフする形式の直流−直流変換器（ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ）に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電源にトランスの１次巻線を介して
スイッチング素子を接続し、トランスの２次巻線に出力
整流平滑回路を接続する形式のＤＣ−ＤＣコンバータは
種々の電源回路に使用されている

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ素子のターンオフ時及びターンオン時に、スイッチン
グ素子に電圧が印加されている状態で電流が流れると電
力損失が生じ、コンバータの効率が低下する。

【０００４】そこで、本発明の目的はスイッチング損失
を低減することができる直流−直流変換器を提供するこ
とにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電圧を供給するための第１及び第２の
電源端子と前記第１及び第２の電源端子の電位の中間の
電位の第３の電源端子とを有する直流電源と、前記第１
の電源端子に接続されたトランスの１次巻線と、前記１
次巻線と前記第２の電源端子との間に接続された第１の
スイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆
方向並列に接続されてダイオ−ドと、前記１次巻線と前
記第１のスイッチング素子との接続点と前記第３の電源
端子との間に接続されたリアクトルと第２のスイッチン
グ素子との直列回路と、前記第１のスイッチング素子に
並列に接続されたコンデンサと、前記トランスの２次巻
線に接続された出力整流平滑回路と、前記第１及び第２
のスイッチング素子をオン・オフ制御するための第１及
び第２の制御信号を形成するものであって、前記第１の
スイッチング素子のオフ期間の終了時点よりも少し前の
時点から前記リアクトルの電流が零になる時点までの期
間に前記第２のスイッチング素子をオンに制御するよう
に前記第２の制御信号を送出し、前記第１のスイッチン
グ素子のオン期間の開始時点が前記コンデンサの電荷の
放出終了時点にほぼ一致するように前記第１及び第２の
制御信号のタイミングが設定されているスイッチ制御回
路とを備えた直流−直流変換器係わるものである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】本発明における第２のスイッチ
ング素子及びリアクトルはコンデンサの電荷を放出する
ために使用される。第１のスイッチング素子のオフ期間
に第２のスイッチング素子がオンになると、コンデンサ
とリアクトルとの共振現象によってコンデンサの電荷が
リアクトルを介して放出され、コンデンサの電圧即ち第
１のスイッチング素子の電圧がほぼゼロになる。この時
点で第１のスイッチング素子をオンにすると、ゼロボル
トスイッチングが達成され、スイッチング損失が実質的
にゼロになり、直流−直流変換器の効率が高くなる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、図１〜図４を参照して本発明の
第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図１
において直流電源１は、それぞれＶ／２ボルトを供給す
る第１及び第２の電源２、３の直列回路から成り、第
１、第２及び第３の電源端子４、５、６を有する。この
電源１は、例えば整流回路又は電池から成る電源に２つ
の電源用コンデンサの直列回路を接続することによって
構成することができる。２つの電源用コンデンサを使用
する場合にはこれ等が第１及び第２の電源２、３として
働く。電源１において、第１の電源端子４は最も高い電
位を有し、第２の電源端子５は最も低い電位（グランド
電位）を有し、第３の電源端子６は第１及び第２の電源
端子４、５の中間の電位を有する。

【０００８】第１及び第２の電源端子４、５間にはトラ
ンス３０の１次巻線３１と第１のスイッチング素子Ｑ1
との直列回路が接続されている。即ち、１次巻線の一端
が第１の電源端子４に接続され、トランジスタから成る
第１のスイッチング素子Ｑ1が１次巻線と第２の電源端
子５との間に接続されている。

【０００９】第１のスイッチング素子Ｑ1 に対して並列
にダイオ−トＤ1 、及び共振用コンデンサＣ1 が接続さ
れている。

【００１０】出力整流平滑回路７は整流ダイオード８と
平滑用コンデンサ９とから成り、トランス３０の２次巻
線３２に対して並列に接続されている。なお、２次巻線
３２の極性は１次巻線３１と逆に設定されている。平滑
用コンデンサ９の一端及び他端には負荷（図示せず）を
接続するための一対の出力端子１１、１２が接続されて
いる。

【００１１】接続点１０と第３の電源端子（中間端子）
との間にはトランジスタから成るスイッチング素子Ｑ2
を介してリアクトルＬ2 が接続されている。

【００１２】制御回路１３は第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 の制御端子（ベース）に接続され、図
２（Ａ）（Ｂ）に示す制御信号Ｖb1、Ｖb2を供給する。
なお、出力端子１１、１２間の直流出力電圧を所定値に
制御するために出力端子１１が制御回路１３に接続され
ている。

【００１３】図３は図２の（Ａ）（Ｂ）に示す第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のオン・オフ制御信
号Ｖb1、Ｖb2を形成するための回路の１例を示す。図３
において、一対の出力端子１１、１２との間に分圧抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 から成る電圧検出回路２０が接続されてい
る。抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の分圧点は誤差増幅器２１の一方の
入力端子に接続されている。誤差増幅器２１の他方の入
力端子は例えばツエナーダイオード等で構成される基準
電圧源２２に接続されている。誤差増幅器２１の出力端
子は電圧比較器（コンパレータ）２３の一方の入力端子
に接続されている。比較器２３の他方の入力端子は三角
波（又はのこぎり波）発生回路２４に接続されている。
三角波発生回路２４は発振器２５から一定周期で発生す
る図４（Ａ）のクロックパルスに応答して図４（Ｂ）の
三角波Ｖt を発生する。比較器２３は三角波Ｖt と誤差
増幅器２１から得られた誤差信号Ｖe とを比較して図４
（Ｃ）の方形波の比較出力パルスを発生する。

【００１４】第１の制御信号形成回路２６は、図４
（Ｃ）の比較出力パルスの前縁時点ｔ1から所定遅延時
間Ｔd 後のｔ2 時点から比較出力パルスの後縁時点ｔ4
までの時間幅を有する第１の制御パルス（第１の制御信
号Ｖb1）を図４（Ｄ）に示すように形成し、これを第１
のスイッチング素子Ｑ1 に送る。なお、第１の制御パル
スの終了時点を比較出力パルスの後縁に同期させる代り
に、図４（Ａ）のクロックパルス又は図（Ａ）（Ｂ）の
三角波の頂点又は始点に同期させることができる。第２
の制御信号形成回路２７は、図４（Ｃ）の比較出力パル
スの前縁時点ｔ1 に応答して所定時間幅Ｔs を有する第
２の制御パルス（第２の制御信号Ｖb2）を図４（Ｅ）に
示すように形成し、これを第２のスイッチング素子Ｑ2
に送る。第２の制御パルスの後縁時点ｔ3 はリアクトル
Ｌ2 の電流Ｉ2 がほぼゼロになる時点である。

【００１５】次に、図２の波形を参照して図１のＤＣ−
ＤＣコンバータの動作を説明する。図２のｔ0 時点で第
１のスイッチング素子Ｑ1 がオフになると、インダクタ
ンスＬ1を有する１次巻線３１を通って第１のスイッチ
ング素子Ｑ1 に流れていた図２（Ｃ）の電流Ｉ1 が共振
用コンデンサＣ1 に転流し、図２（Ｅ）に示すようにコ
ンデンサＣ1 に充電電流Ｉc が流れ、この電圧Ｖc が図
２（Ｆ）に示すように傾斜を有してゼロボルトより直線
的に上昇する。このため、第１のスイッチング素子Ｑ1
のターンオフ時におけるゼロボルトスイッチングが達成
され、この時のスイッチング損失は極めて小さい。ｔa
時点においてトランスの２次巻線の端子電圧が出力平滑
用コンデンサ９の電圧よりも高くなると、ダイオード８
が順バイアスされて導通し、図２（Ｄ）に示すようにこ
こを通って電流Ｉd が流れる。ダイオード８がオンにな
ると、コンデンサＣ1 の電圧はほぼ一定値Ｖ＋（Ｎ1／
Ｎ2）Ｖｏにクランプされる。ここでＮ1はトランス１次
巻線３１の巻数、Ｎ2は２次巻線３２の巻数である。

【００１６】その後、ｔ1 時点で図２（Ｂ）に示すよう
に第２の制御信号Ｖb2が高レベルに転換し、第２のスイ
ッチング素子Ｑ2 がオンになると、コンデンサＣ1 と第
２のスイッチング素子Ｑ2 とリアクトルＬ2 と第２の電
源３とから成る共振回路が形成され、コンデンサＣ1 の
放電電流が図２（Ｅ）に示すように正弦波状に流れ、リ
アクトルＬ2 にはコンデンサＣ1 を流れる共振電流が図
２（Ｇ）に示すように流れる。おな、ここでは１次巻線
のインダクタンスＬ1がリアクトルＬ2 のインダクタン
スよりも大きく設定されている。コンデンサＣ1 及び第
１のスイッチング素子Ｑ1 の電圧Ｖc は図２（Ｆ）に示
す余弦波形で低下し、ｔ2 時点でゼロになる。そこで、
ｔ2 時点で図２（Ａ）に示すように第１の制御信号Ｖb1
を高レベルに転換させ、第１のスイッチング素子Ｑ1 を
オンにする。この結果、第１のスイッチング素子Ｑ1 の
ゼロボルトスイッチングが達成され、この損失が小さく
なる。なお、第２のスイッチング素子Ｑ2 とリアクトル
Ｌ2 を設けない従来回路ではコンデンサＣ1 の放電電流
が第１のスイッチング素子Ｑ1 を通って流れ、スイッチ
ング損失が生じる。

【００１７】ｔ2 時点でリアクトルＬ2及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ2 を流れる電流Ｉ2もゼロ電流となるた
め、ｔ2以後でスイッチング素子Ｑ2をオフすることによ
りスイッチング素子Ｑ2のゼロ電流スイッチを行うこと
が出来、スイッチング損失は発生しない。従って、第２
のスイッチング素子Ｑ2を付加したことによる損失の増
大はほとんど生じない。

【００１８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） トランス３０の１次巻線３１と２次巻線３２と
の極性を図６に示すように同じにし、出力整流平滑回路
７にリアクトル３３とダイオード３４を付加し、フォワ
ード型のコンバータとすることができる。 （２） 制御回路１３は図３に限定されるものでなく、
種々変形可能である （３） 第１のスイッチング素子Ｑ1 に逆並列接続した
ダイオードＤ1 をスイッチング素子Ｑ1 に内蔵させるこ
とができる。例えば第１のスイッチング素子Ｑ1 を絶縁
ゲ−ト型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とし、ここに
ダイオ−ドＤ1を内蔵させる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に従う施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示
す回路図である。

【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図３】図１の制御回路を示すブロック図である。

【図４】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図５】変形例を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 電源 ４、５、６ 第１、第２及び第３の電源端子 ７ 出力整流平滑回路 ３０ トランス ３１ １次巻線 ３２ ２次巻線 Ｌ2 リアクトル Ｑ1 、Ｑ2 第１及び第２のスイッチング素子 Ｃ1 共振用コンデンサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の電源端子と前記第１及び第２の電源端子の電位の中間
   の電位の第３の電源端子とを有する直流電源と、 前記第１の電源端子に接続されたトランスの１次巻線
   と、 前記１次巻線と前記第２の電源端子との間に接続された
   第１のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子に逆方向並列に接続されて
   ダイオ−ドと、 前記１次巻線と前記第１のスイッチング素子との接続点
   と前記第３の電源端子との間に接続されたリアクトルと
   第２のスイッチング素子との直列回路と、 前記第１のスイッチング素子に並列に接続されたコンデ
   ンサと、 前記トランスの２次巻線に接続された出力整流平滑回路
   と、 前記第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフ制御
   するための第１及び第２の制御信号を形成するものであ
   って、前記第１のスイッチング素子のオフ期間の終了時
   点よりも少し前の時点から前記リアクトルの電流が零に
   なる時点までの期間に前記第２のスイッチング素子をオ
   ンに制御するように前記第２の制御信号を送出し、前記
   第１のスイッチング素子のオン期間の開始時点が前記コ
   ンデンサの電荷の放出終了時点にほぼ一致するように前
   記第１及び第２の制御信号のタイミングが設定されてい
   るスイッチ制御回路とを備えた直流−直流変換器。