JP2001037226A - 直流双方向コンバータ - Google Patents
直流双方向コンバータInfo
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Abstract
ネルギーを効率よく相互に伝達することができる直流双
方向コンバータを提供する。 【解決手段】 直流双方向コンバータ1は、インバータ
/コンバータ兼用回路3と二次電池4との間に接続さ
れ、インバータ兼倍電圧整流回路11と、高周波交流チ
ョークコイル12と、高周波変圧器13と、インバータ
兼二相半波整流回路14と、フィルタ回路15と、電流
検出器16とを有する。充電時には、インバータ/コン
バータ兼用回路3から出力された直流電圧を半導体スイ
ッチS1,S2により矩形波電圧に変換して高周波変圧
器13の一次側巻線N1に供給し、二次側巻線N2,N
3に発生された起電力を整流して二次電池4の充電を行
う。放電時には、二次電池4の放電電圧を半導体スイッ
チS3,S4により矩形波電圧に変換して高周波変圧器
13に供給し、高周波変圧器13の一次側巻線N1に発
生する起電力によりコンデンサC1,C2を交互に充電
するため、充放電回路を共通化できる。
Description
直流電圧源の間で電力エネルギーを相互に伝達する直流
(正逆)双方向コンバータに関し、例えば、二次電池の
極板形成用の充放電装置や、太陽光発電装置などに利用
されるものを対象とする。
部を、放電時に交流電源側に回生させて電力の有効利用
を図る電力回生型充放電装置が知られている。図21は
従来最も一般的に使用されている二次電池極板形成用の
充放電装置の一例を示す図である。
のAC電圧を直流電圧に変換する定電流充電装置62
と、極板形成途中の二次電池63と、二次電池63から
の放電エネルギーを商用電源側に回生するDC/ACインバ
ータ65と、二次電池63の充放電に伴って変動する直
流電圧をDC/ACインバータ65に適した電圧に変換するD
C/DCコンバータ64と、二次電池63を強制的に放電さ
せるダミー負荷66とを有する。
図21の矢印で示すように、電力エネルギーを一方向に
しか流すことができなかった。このため、従来は、充電
用の装置である定電流充電装置62と、放電用の装置で
あるDC/ACインバータ65やDC/DCコンバータ64を、そ
れぞれ別個に設ける必要があった。したがって、部品点
数が増えてコスト高になり、また、容積や重量も増える
ため、省資源化が困難であり、消費電力も増えるという
問題があった。
ものであり、その目的は、絶縁された二組の直流電圧源
の間で、電力エネルギーを効率よく相互に伝達すること
ができる直流双方向コンバータを提供することにある。
ために、請求項1の発明は、絶縁された第1および第2
の直流電圧源の間に接続され、前記第1および第2の直
流電圧源の間で双方向に電力エネルギーを伝達する直流
双方向コンバータであって、互いに絶縁された第1およ
び第2のコンバータ/整流器を備え、前記第1のコンバ
ータ/整流器は、前記第1の直流電圧源から前記第2の
直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第
1の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前
記第2のコンバータ/整流器に供給し、かつ、前記第2
の直流電圧源から前記第1の直流電圧源に電力エネルギ
ーを伝達する際には、前記第2のコンバータ/整流器か
らの交流電圧を直流電圧に変換して前記第1の直流電圧
源に供給し、前記第2のコンバータ/整流器は、前記第
1の直流電圧源から前記第2の直流電圧源に電力エネル
ギーを伝達する際には、前記第1のコンバータ/整流器
からの交流電圧を直流電圧に変換して前記第2の直流電
圧源に供給し、かつ、前記第2の直流電圧源から前記第
1の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前
記第2の直流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換し
て前記第1のコンバータ/整流器に供給する。
ら第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際も、
第2の直流電圧源から第1の直流電圧源に電力エネルギ
ーを伝達する際も、第1および第2のコンバータ/整流
器を利用するため、充放電用にそれぞれ専用の回路を設
ける必要がなくなり、回路構成を簡略化できる。また、
第1および第2のコンバータ/整流器は互いに絶縁され
ているため、安全性が向上する。
チ回路のオン・オフ制御により、第1および第2のコン
バータ/整流器間で電力エネルギーの伝達を行う。
チ回路のオン・オフ期間をパルス幅制御するため、第1
および第2の直流電圧源の電圧レベルを連続的に可変制
御することができる。また、第1および第2のスイッチ
回路の接続点と第1の巻線との間にチョークコイルを設
けるため、第1の直流電圧源と第2の直流電圧源との間
で供給される電圧を充放電のいずれの場合も平均化する
ことができる。
流電圧源の電圧レベルを磁気増幅器により可変制御する
ため、第1〜第4のスイッチ回路のオン・オフ期間を可
変制御しなくても、第1および第2の直流電圧源の電圧
レベルを調整できる。
だけで、第1および第2の直流電圧源の間で双方向に電
力を伝達できるため、回路構成をさらに簡略化すること
ができる。
向コンバータについて、図面を参照しながら具体的に説
明する。以下では、主に、二次電池の極板形成用の直流
双方向コンバータについて説明する。
の原理を説明するための概略ブロック図である。図1の
直流双方向コンバータ1は、商用電源2からのAC電圧
を直流電圧に変換するインバータ/コンバータ兼用回路
3と二次電池4との間に接続されている。
池4の充電時にはインバータ/コンバータ兼用回路3か
ら出力された直流電圧を絶縁してDC/DC変換を行うとと
もに、二次電池4の放電時には二次電池4からの放電エ
ネルギーを絶縁してインバータ/コンバータ兼用回路3
に伝達する。
を充電するための装置と放電するための装置が別々に必
要であったが、本発明では、図1のインバータ/コンバ
ータ兼用回路3と直流双方向コンバータ1を、二次電池
4の充電時にも放電時にも利用する。これにより、従来
に比べて回路構成を簡略化でき、小型・軽量化が可能に
なるとともに、消費電力も低減できる。以下、図1の直
流双方向コンバータ1の具体例について説明する。
流双方向コンバータ1の第1の実施形態の回路図であ
る。図2の直流双方向コンバータ1は、インバータ/コ
ンバータ兼用回路3と二次電池4との間に接続されてい
る。
次電池4の充電時には高力率整流回路(PFC:Power Facto
r Correction)として作用し、二次電池4の放電時にはD
C/ACインバータとして作用する。このインバータ/コン
バータ兼用回路3は、全波ブリッジ整流回路や昇圧コン
バータ等を用いた公知の回路で構成され、回路構成自体
には特に特徴はないので、詳細な説明は省略する。
ブリッジ型インバータ兼倍電圧整流回路(INV-A/Rec)1
1と、高周波交流チョークコイル(AC-CH)12と、高周
波変圧器(HFT)13と、インバータ兼二相半波整流回路
(INV-B/Rec)14と、フィルタ回路15と、電流検出器
(Shunt)16とを有する。
コイル12、高周波変圧器13、およびフィルタ回路1
5はもともと、エネルギーを伝達する上では双方向性の
線形回路である。一方、インバータ兼倍電圧整流回路1
1とインバータ兼二相半波整流回路14は、エネルギー
の方向に依存する非線形回路である。すなわち、インバ
ータ兼倍電圧整流回路11とインバータ兼二相半波整流
回路14は、エネルギーの方向に応じて、異なる動作を
行う。
バータ/コンバータ兼用回路3の出力端子a,b間に従
続接続されたコンデンサC1,C2と、同じく出力端子
a,b間に従続接続された半導体スイッチS1,S2
と、各半導体スイッチS1,S2のソース−ドレイン端
子間にそれぞれ並列接続されたダイオードD1,D2と
を有する。これらダイオードD1,D2は、対応する半
導体スイッチとワン・パッケージになっていてもよい
し、半導体スイッチとは別個に取り付けてもよい。
イッチS1,S2の接続点に接続され、他端は高周波変
圧器13の一次側巻線N1の一端に接続されている。一
次側巻線N1の他端はスイッチSW1を介してコンデン
サC1,C2の接続点に接続されている。交流チョーク
コイル12は、パルス幅変調エネルギーを平均化する作
用を行う。
周波変圧器13の二次側巻線N2,N3の両端間に従続
接続された半導体スイッチS3,S4と、半導体スイッ
チS3のソース−ドレイン端子間に並列接続されたダイ
オードD3,D5と、半導体スイッチS4のソース−ド
レイン端子間に並列接続されたダイオードD4,D6と
を有する。ダイオードD5,D6を半導体スイッチとは
別個に取り付けることにより、整流効率が改善される。
なお、ダイオードD3,D5は、半導体スイッチS3,
S4に寄生する寄生ダイオードである。
と、コンデンサC3,C4とを有し、チョークコイル2
1およびコンデンサC3の接続点は高周波変圧器13の
二次側巻線N2,N3の接続点に接続されている。
構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制御
される。パルス幅変調制御回路は、二次電池4の充電時
には半導体スイッチS1,S2をパルス幅制御するとと
もに、半導体スイッチS3,S4をオフ状態にし、二次
電池4の放電時には半導体スイッチS1,S2をオフ状
態にするとともに、半導体スイッチS3,S4をパルス
幅制御する。
流の流れる方向を示す図、図6は充電時の半導体スイッ
チS1,S2のオン・オフ状態を示す波形図であり、以
下、これらの図を用いて、充電時の動作を説明する。
4の矢印で示すように、インバータ/コンバータ兼用回
路3の出力端子aから、半導体スイッチS1、交流チョ
ークコイル12、高周波変圧器13の一次側巻線N1、
スイッチSW1、およびコンデンサC2を通る向きに電
流が流れる。この電流により、高周波変圧器13の二次
側に起電力が発生し、図4の矢印で示すように、二次側
巻線N2、チョークコイル21、二次電池4、電流検出
器16、ダイオードD3,D5、およびコイルN2を通
る向きに電流が流れて二次電池4が充電される。
は、図5の矢印で示すように、インバータ/コンバータ
兼用回路3の出力端子aから、コンデンサC1、スイッ
チSW1、一次側巻線N1、交流チョークコイル12、
および半導体スイッチS2を通る向きに電流が流れる。
この電流により、高周波変圧器13の二次側に起電力が
発生し、図5の矢印で示すように、二次側巻線N3、チ
ョークコイル21、二次電池4、電流検出器16、ダイ
オードD4,D6、および二次側巻線N3を通る向きに
電流が流れて二次電池4が充電される。
ンバータ兼用回路3から出力された直流電圧を半導体ス
イッチS1,S2により矩形波電圧に変換して高周波変
圧器13の一次側巻線N1に供給し、二次側巻線N2,
N3に発生された起電力を整流して二次電池4の充電を
行う。半導体スイッチS1,S2は交互にオンし、半導
体スイッチS1,S2のいずれがオンしても高周波変圧
器13の二次側に電力が伝達されるため、インバータ/
コンバータ兼用回路3から出力された直流電圧を無駄な
く利用して二次電池4の充電を行うことができる。
時には、図2のe点は、図6(c)に示すように、Vab
が100Vの場合には、50Vを中心として、プラスマ
イナス50Vの振幅で変化する電圧になり、コンデンサ
C1,C2の両端にはそれぞれ50Vの電圧が印加され
る。
時の電流の流れる方向を示す図、図9は放電時の半導体
スイッチS3,S4のオン・オフ状態を示す波形図であ
り、以下、これらの図に基づいて、放電時の動作を説明
する。
路は、二次電池4の放電時には、半導体スイッチS3,
S4を交互にオン・オフし、かつ、半導体スイッチS
1,S2をオフ状態にする。半導体スイッチS3がオン
の場合には、図7の矢印で示すように、二次電池4の端
子cから、チョークコイル21、高周波変圧器13の二
次側巻線N2、半導体スイッチS3、および電流検出器
16を通る向きに電流が流れる。
側巻線N1に起電力が発生し、この起電力により、図7
の矢印で示すように、一次側巻線N1、交流チョークコ
イル12、ダイオードD1、コンデンサC1、および一
次側巻線N1を通る向きに電流が流れる。この電流によ
り、コンデンサC1の充電が行われる。
は、図8の矢印で示すように、二次電池4の端子cか
ら、チョークコイル21、高周波変圧器13の二次側巻
線N3、半導体スイッチS4、および電流検出器16を
通る向きに電流が流れる。この電流により、高周波変圧
器13の一次側巻線N1に起電力が発生し、この起電力
により、図8の矢印で示すように、一次側巻線N1、ス
イッチSW1、コンデンサC2、ダイオードD2、交流
チョークコイル12、および一次側巻線N1を通る向き
に電流が流れる。この電流により、コンデンサC2の充
電が行われる。
電電圧を半導体スイッチS3,S4により矩形波電圧に
変換して高周波変圧器13に供給し、高周波変圧器13
の一次側巻線N1に発生する起電力によりコンデンサC
1,C2を交互に充電するため、インバータ/コンバー
タ兼用回路3の端子a,b間にコンデンサC1,C2の
両端電圧を足し合わせた倍電圧を供給することができ
る。インバータ/コンバータ兼用回路3は、直流双方向
コンバータ1から供給された倍電圧を交流電圧に変換し
て商用電源側に回生させる。
タ/コンバータ兼用回路3の端子a,b間電圧との関係
は、半導体スイッチS3,S4のオン・オフ期間の比
(時比率)と高周波変圧器13の巻数比で決定される。
また、交流チョークコイル12は、パルス幅変調出力エ
ネルギーを平均化する役割を果たす。
オン・オフをパルス幅制御するパルス幅変調制御回路の
詳細構成を示す回路図である。図3の入力端子x,yに
はそれぞれ図2の電流検出器16の端部が接続され、図
3の入力端子zには図2のチョークコイル21と二次電
池4との接続点が接続されている。
部31と、電圧監視部32と、パルス幅制御用IC33
と、パルス出力部34と、ドライバ35とを有する。
するオペアンプOP1と、放電電流を検出するオペアン
プOP2と、充放電を切り替えるスイッチSW2とを有
する。オペアンプOP1は充電電流に応じた電圧を出力
し、オペアンプOP2は放電電流に応じた電圧を出力す
る。パルス幅制御用IC33は、オペアンプOP1,O
P2の出力電圧が基準電圧VREFに応じた電圧になるよ
うに、パルス幅制御信号PWM1,PWM2のパルス幅を制御す
る。
ートG1〜G4とスイッチSW3とを有し、充電時には
NANDゲートG1はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出
力し、NANDゲートG2はパルス幅制御信号PWM2の反転信
号を出力する。このとき、NANDゲートG3,G4の出力
はローレベル固定になる。また、放電時にはNANDゲート
G3はパルス幅制御信号PWM1の反転信号を出力し、NAND
ゲートG4はパルス幅制御信号PWM2の反転信号を出力す
る。このとき、NANDゲートG1,G2の出力はローレベ
ル固定になる。
有し、パルス出力部34と絶縁された信号を出力する。
フォトカプラ41を設けることで、ドライバ35の出力
とパルス出力部34等の制御回路を絶縁して駆動でき
る。なお、ドライバ35の出力端子間電圧は、15V程
度である。
コンバータ1は、二次電池4を充電する際にも放電する
際にも利用されるため、充電用の回路と放電用の回路を
別個に設ける必要がなくなり、回路構成を簡略化でき
る。また、商用電源2側と二次電池4側を高周波変圧器
13で絶縁し、かつ、半導体スイッチS1〜S4のゲー
ト端子をその制御回路と絶縁するため、安全性が向上す
るとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
周波変圧器13の一次側巻線N1に流す電流を磁気増幅
器により制御するものである。
タの第2の実施形態の回路図である。図10では、図2
と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下で
は相違点を中心に説明する。
2の交流チョークコイル12の代わりに、高周波磁気増
幅器17を備えている。また、半導体スイッチS1,S
2の間には、両スイッチS1,S2間に短絡電流が流れ
るのを防止すべく、チョークコイル18が接続されてい
る。
おり、このトランス19の一次側に流れる電流を制御す
ることにより、高周波変圧器13の一次側巻線N1に流
れる電流を制御することができる。
性を示す図である。図11の横軸は磁気増幅器17内の
トランス19の一次側に流れる制御電流Ic、縦軸は磁
気増幅器17の出力電流Iacである。なお、電流Ibは
バイアス電流である。また、図12の横軸は磁気増幅器
17の出力電圧Vac、縦軸は磁気増幅器17の出力電流
Iacである。図示のように、制御電流Icを調整するこ
とにより、磁気増幅器17の出力電流Iacを可変制御す
ることができる。
導体スイッチS1〜S4をパルス幅制御しなくても、二
次電池4の充電電圧を可変制御することができる。した
がって、図10の回路の場合、半導体スイッチS1〜S
4の時比率を略50%に設定すればよくなる。
19を有するため、磁気増幅器17の出力部をその制御
回路と絶縁することができ、安全性が向上する。さら
に、第2の実施形態では、磁気増幅器17を高周波帯域
で使用するため、商用電源帯域で使用する場合に比べ
て、格段に小型・軽量化が可能になる。
4のオン・オフを制御するパルス幅変調制御回路の詳細
構成を示す回路図である。図13では、図3と共通する
構成部分には同一符号を付しており、以下では、相違点
を中心に説明する。
4の他に、時比率が50%のパルス信号を出力するフリ
ップフロップ42と、制御電流出力回路43とを有す
る。
プ42からのパルス信号に基づいて、時比率が略50%
の信号を出力する。これにより、半導体スイッチS1〜
S4は、ほぼ等間隔でオン・オフする。
スイッチS1〜S4のオン・オフ期間の時比率を略50
%に設定するため、フリップフロップ42のみで半導体
スイッチS1〜S4のオン・オフを制御できる。
電時には充電電圧に応じた制御電流を出力し、二次電池
4の放電時にはインバータ/コンバータ兼用回路3に供
給する直流電圧に応じた制御電流を出力する。制御電流
出力回路43から出力された制御電流は、磁気増幅器1
7内のトランス19の一次側巻線N1に供給される。
イッチS1,S2間にも、図10と同様のチョークコイ
ル18を接続してもよい。これにより、半導体スイッチ
S1,S2間を短絡電流が貫通するおそれがなくなる。
1および第2の実施形態よりも回路構成を簡略化したも
のであり、2個の半導体スイッチだけで電力エネルギー
を双方向に伝達するものである。
タ1の第3の実施形態の回路図である。図14では図2
と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下で
は相違点を中心に説明する。
流励磁による飽和を防ぐために空隙が設けられている。
また、高周波変圧器13の一次側(商用電源側)巻線N
1と二次側(二次電池側)巻線N2にはそれぞれ半導体
スイッチSA,SBが直列に接続されている。
路を配置することにより、図14の回路は完全に左右対
称になり、インバータ/コンバータ兼用回路3と二次電
池4との間で双方向に電力エネルギーを伝達することが
できる。
の出力電圧と二次電池4の両端電圧とがどのように相違
していても、高周波変圧器13の巻数比により整合を取
ることができる。さらに、インバータ/コンバータ兼用
回路3の出力電圧と二次電池4の両端電圧との電圧比が
2〜3倍程度の電圧範囲であれば、半導体スイッチS
A,SBのパルス幅変調制御により両電圧を調整するこ
とができる。
を示す図である。充電時には、半導体スイッチSAはオ
ン・オフ制御されるのに対し、半導体スイッチSBは常
にオフ状態になる。
ータ/コンバータ兼用回路3から、一次側巻線N1を通
って半導体スイッチSAのドレイン−ソース間に電流が
流れる。この電流により、高周波変圧器13の二次側巻
線N2に起電力が発生し、二次側巻線N2からチョーク
コイル21を通って二次電池4に向かって電流が流れ、
二次電池4の充電が行われる。
Aのソース−ドレイン間電圧Va、高周波変圧器13の
一次側巻線N1を流れる電流Ia、および半導体スイッ
チSBのソース−ドレイン間電圧Vbの波形図である。
また、図17は、半導体スイッチSAのソース−ドレイ
ン間電圧Vaと高周波変圧器13の一次側巻線N1を流
れる電流Iaの実測波形図である。
イッチSAを略40%の時比率T〔=T1/(T1+T2)
=約0.4〕で駆動する例を示している。このとき、半導
体スイッチSAのソース−ドレイン間電圧Vaは、高周
波変圧器13の磁束により、インバータ/コンバータ兼
用回路3の出力電圧Vabよりも高くなり、(1)式のよ
うになる。 Va=Vab(1+T1/T2) …(1) 半導体スイッチSAがオフすると、高周波変圧器13の
一次側巻線N1に電流Iaが流れる。この電流は、一次
側巻線N1のインダクタンスにより、図16(b)に示
すように、徐々に増加する。
には起電力が発生し、半導体スイッチSBのソース−ド
レイン間電圧Vbは、(2)式に示すように、高周波変
圧器13の一次巻線N1と二次巻線N2の巻数比に応じ
た電圧になる。 Vb=Vab(1+T1/T2)×(n2/n1) …(2) (2)式に示す電圧Vbは、期間T2の間に平均化され、
その平均電圧Vcdは、(3)式のようになり、この電圧
Vcdが二次電池4の充電電圧になる。 Vcd=Vab(1+T1/T2)×(n2/n1)×{T1/(T1+T2)} =Vab(n2/n1)×(T1/T2) …(3) このように、高周波変圧器13の巻数比n2/n1と、パ
ルス幅制御の時比率{T1/(T1+T2)}とにより、二
次電池4の充電電圧を連続的に制御することができる。
図である。放電時には、半導体スイッチSAは常にオフ
状態になるのに対し、半導体スイッチSBは図19に詳
細構成を示すパルス幅変調制御回路によりオン・オフ制
御される。
電池4からの放電電流は、チョークコイル21と、二次
側巻線N2と、半導体スイッチSBと、電流検出器16
を通って流れる。この電流により、高周波変圧器13の
一次側巻線N1に起電力が発生する。この起電力によ
り、ダイオードDAから一次側巻線N1を通ってインバ
ータ/コンバータ兼用回路3の方向に電流が流れ、二次
電池4からの放電エネルギーが商用電源2側に回生され
る。
Bのゲート電圧を制御するパルス幅変調制御回路の詳細
構成を示す回路図である。図19の回路では、図2と共
通する構成部分には同一符号を付している。
ートG1,G2を有する。NANDゲートG1は充電時にパ
ルス幅変調信号を出力し、NANDゲートG2は放電時にパ
ルス幅変調信号を出力する。
導体スイッチSA,SBだけで二次電池4への充電制御
と、二次電池4からの放電電力を商用電源2側に回生さ
せる制御とを行うことができるため、第1および第2の
実施形態よりもさらに回路構成を簡略化でき、小型・軽
量化が可能になるとともに、消費電力も低減できる。
流双方向コンバータ1を、二次電池4の極板形成用に利
用する例を説明したが、本発明は、他の目的にも利用可
能である。例えば、図20は本発明を太陽光発電装置の
充放電制御装置として利用する例を示すブロック図であ
る。図20の太陽光発電装置は、太陽光発電器51で発
電された電力を直流双方向コンバータ1を介して二次電
池4に充電するとともに、二次電池4からの放電エネル
ギーをDC/ACインバータ52を介して商用電源2に回生
させるものである。
が大きい風車発電機やエンジン発電機などで発電した電
力をいったん直流に変換した後、絶縁して電力を伝達す
るため、発電機側の影響を受けない安定した直流電圧を
得ることができるとともに、DC/ACインバータを接続す
ることにより、発電機側の影響を受けない安定した交流
電圧を得ることもできる。したがって、本発明に係る直
流双方向コンバータ1を大容量の電気二重層コンデンサ
等に接続すれば、コンデンサ等に安定した電力を供給す
ることができる。
れば、第1および第2の直流電圧源の間で、互いに絶縁
した状態で双方向に電力を伝達できるため、充電用や放
電用にそれぞれ専用の回路を設ける必要がなくなり、回
路構成を簡略化することができる。また、第1および第
2の直流電圧源を互いに絶縁するため、安全性が向上す
るとともに、ノイズの影響も受けにくくなる。
明するための概略ブロック図。
実施形態の回路図。
図。
充電時の電流の流れる方向を示す図。
充電時の電流の流れる方向を示す図。
フ状態を示す波形図。
放電時の電流の流れる方向を示す図。
放電時の電流の流れる方向を示す図。
フ状態を示す波形図。
実施形態の回路図。
示す図。
示す図。
図。
実施形態の回路図。
−ドレイン間電圧Va、高周波変圧器の一次側巻線を流
れる電流Ia、および半導体スイッチSBのソース−ド
レイン間電圧Vbの波形図。
圧Vaと高周波変圧器の一次側巻線N1を流れる電流Ia
の実測波形図。
するパルス幅変調制御回路の詳細構成を示す回路図。
して利用する例を示すブロック図。
板形成用の充放電装置の一例を示す図。
Claims (5)
- 【請求項1】絶縁された第1および第2の直流電圧源の
間に接続され、前記第1および第2の直流電圧源の間で
双方向に電力エネルギーを伝達する直流双方向コンバー
タであって、 互いに絶縁された第1および第2のコンバータ/整流器
を備え、 前記第1のコンバータ/整流器は、前記第1の直流電圧
源から前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
る際には、前記第1の直流電圧源からの直流電圧を交流
電圧に変換して前記第2のコンバータ/整流器に供給
し、かつ、前記第2の直流電圧源から前記第1の直流電
圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第2のコ
ンバータ/整流器からの交流電圧を直流電圧に変換して
前記第1の直流電圧源に供給し、 前記第2のコンバータ/整流器は、前記第1の直流電圧
源から前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
る際には、前記第1のコンバータ/整流器からの交流電
圧を直流電圧に変換して前記第2の直流電圧源に供給
し、かつ、前記第2の直流電圧源から前記第1の直流電
圧源に電力エネルギーを伝達する際には、前記第2の直
流電圧源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記第1
のコンバータ/整流器に供給することを特徴とする直流
双方向コンバータ。 - 【請求項2】互いに絶縁された第1および第2の巻線を
有する変圧器を備え、 前記第1の巻線は、前記第1のコンバータ/整流器に接
続され、 前記第2の巻線は、前記第2のコンバータ/整流器に接
続され、 前記第1のコンバータ/整流器は、前記第1の直流電圧
源の端子間に従続接続された第1および第2のスイッチ
回路を有し、 前記第2のコンバータ/整流器は、前記第2の巻線間に
従続接続された第3および第4のスイッチ回路を有し、 前記第1および第2のスイッチ回路は、前記第1の直流
電圧源から前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝
達する際には前記第1の巻線に矩形波電圧が供給される
ようにオン・オフ動作を行い、かつ、前記第2の直流電
圧源から前記第1の直流電圧源に電力エネルギーを伝達
する際には整流作用のみを行い、 前記第3および第4のスイッチ回路は、前記第1の直流
電圧源から前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝
達する際には整流作用のみを行い、前記第2の直流電圧
源から前記第1の直流電圧源に電力エネルギーを伝達す
る際には前記第2の巻線に矩形波電圧が供給されるよう
にオン・オフ動作を行うことを特徴とする請求項1に記
載の直流双方向コンバータ。 - 【請求項3】前記第1および第2の直流電圧源の電圧レ
ベルに応じて、前記第1〜第4のスイッチ回路のオン・
オフ期間をパルス幅制御する制御回路と、 前記第1および第2のスイッチ回路の接続点と前記第1
の巻線との間に接続されたチョークコイルと、を備え、 前記第1のコンバータ/整流器は、前記第1の直流電圧
源の端子間に従続接続された第1および第2のキャパシ
タを有し、 前記第1の巻線および前記チョークコイルは、前記第1
および第2のスイッチ回路の接続点と、前記第1および
第2のキャパシタの接続点との間に従続接続されること
を特徴とする請求項2に記載の直流双方向コンバータ。 - 【請求項4】前記第1および第2のスイッチ回路の接続
点と前記第1の巻線との間に接続された磁気増幅器と、 前記磁気増幅器の制御電流を調整することにより前記第
1および第2の直流電圧源の電圧レベルを調整する制御
回路と、を備え、 前記第1〜第4のスイッチ回路の時比率を略50%に設
定することを特徴とする請求項2に記載の直流双方向コ
ンバータ。 - 【請求項5】互いに絶縁された第1および第2の巻線を
有する変圧器を備え、 前記第1の巻線は、前記第1のコンバータ/整流器に接
続され、 前記第2の巻線は、前記第2のコンバータ/整流器に接
続され、 前記変圧器のコアには空隙が設けられ、 前記第1のコンバータ/整流器は、前記第1の巻線に従
続接続された第1のスイッチ回路を有し、 前記第2のコンバータ/整流器は、前記第2の巻線に従
続接続された第2のスイッチ回路を有し、 前記第1および第2のスイッチ回路は、前記変圧器を挟
んでその両側に対称的に配置され、 前記第1のスイッチ回路は、前記第1の直流電圧源から
前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際に
は前記第1の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン
・オフ動作を行い、かつ、前記第2の直流電圧源から前
記第1の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には
整流作用のみを行い、 前記第2のスイッチ回路は、前記第1の直流電圧源から
前記第2の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際に
は整流作用のみを行い、前記第2の直流電圧源から前記
第1の直流電圧源に電力エネルギーを伝達する際には前
記第2の巻線に矩形波電圧が供給されるようにオン・オ
フ動作を行うことを特徴とする請求項1に記載の直流双
方向コンバータ。
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