JP2000509219A - 温度補償および周波数逓倍機能を備えた周波数シンセサイザおよびその製造方法 - Google Patents
温度補償および周波数逓倍機能を備えた周波数シンセサイザおよびその製造方法Info
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Abstract
(57)【要約】
温度補償および周波数逓倍機能を有する周波数シンセサイザ(200)。シンセサイザ(200)は、少なくとも1つの温度補償および周波数逓倍エレメント(208)を含む位相ロック・ループ(206)に結合された、温度未補償周波数発振器(202)を有する。エレメント(208)は、マルチ・モジュラス分周器であることが好ましい。エレメント(208)は、温度の関数として変化し、かつ分数周波数逓倍ファクタの関数として変化するように、制御回路(210)によってプログラムされている。また、エレメント(208)は、周波数発振器(202)の公称周波数の調整を行うことも可能である。周波数発振器(202)および好ましくはシンセサイザ(200)の全エレメントは、エレメント(208)によって温度補償され、温度に対して安定な逓倍出力周波数(238)を生成する。
Description
【発明の詳細な説明】
温度補償および周波数逓倍機能を備えた
周波数シンセサイザおよびその製造方法
発明の分野
本発明は、一般的に、マルチチャネル無線機において圧電周波数発振器と共に
用いる周波数シンセサイザに関し、更に特定すれば、温度補償および周波数逓倍
(frequence multiplication)機能を備えた周波数シンセサイザならびにその製造
方法に関するものである。
発明の背景
周波数シンセサイザを周波数安定化無線通信に用いるためには、典型的に、温
度補償回路を有するクリスタル制御周波数発振器から基準周波数信号が供給され
ていた。これらの補償回路は、アナログまたはデジタル・デバイスで構成するこ
とができ、温度に対して比較的平坦な周波数出力を与えるために用いられる。典
型的に、発振器の最終周波数の完全な調節(absolute adjustment)を可能にする
ために、容量性素子が設けられる。この容量性素子は、通常トリム・コンデンサ
(trim capacitor),または印加DC電
圧によって制御されるアナログ・バラクタのいずれかの形態を取る。この容量を
調節することによって、ユーザは発振器を所望の最終周波数に調節(ワープ)す
ることができる。
従来技術に精通する者には認められようが、クリスタル制御周波数発振器の周
波数調節範囲(ワープ可能性(warpability))は、クリスタルおよびその電極の
物理的なサイズによる制限を受ける。ワープ可能性を高めるためには、幅対厚さ
の比が大きいクリスタルの使用が必要となる。しかしながら、幅対厚さ比を大き
くすると、ワープ可能性を高める必要のないクリスタルよりも、クリスタルが一
層脆弱化し、しかも費用が増大する。更に、ワープ可能性が高いクリスタルの長
期安定性は、その敏感な性質が一層高まることのために劣化することになる。
また、ワープ可能性は、同調範囲を広げた容量性素子を用いることによっても
高めることができる。しかしながら、これは典型的に物理的にサイズの大きな素
子を必要とする。発振器のコスト上昇および大型化を招くと共に、素子のサイズ
は他の問題も引き起こす可能性がある。即ち、アナログ・バラクタは必然的に大
きいので、デジタル回路のように、集積回路プロセスのシュリンク(shrink)と共
に縮小することはない。加えて、これらリアクタンス素子(reactive element)に
は、クリスタルの温度変動以外にもそれら自体の温度による変動があり、印加電
圧によって制御しなけ
ればならず、更にクリスタルの温度変動と共に補償する必要がある。バラクタの
良好な温度特性を得るためには、バイアスとして高い供給電圧が必要となる。し
かしながら、このために、低電圧単一電源動作型周波数発振器(lower voltage,
single-supply operated frequency oscillator)の使用が制限されることになる
。更に、発振器のAC電圧出力振幅(swing)も、バラクタが導通するのを防止す
るために制御しなければならない。
典型的な周波数シンセサイザの用途では、周波数は3回以上操作される。第1
に、クリスタル制御周波数発振器は、温度に対して比較的平坦な周波数出力を与
えるために適用される温度補償回路を有する。第2に、発振器を所望の周波数上
にワープさせる。第3に、この補正後の発振器周波数を、位相ロック・ループ(
PLL)内で逓倍し、無線通信機器における局所発振器に必要な、より高い周波
数を生成する。追加のシンセサイザ素子を組み込むことなく、単一の素子によっ
てシンセサイザの出力周波数の温度補償を行うことができれば、有利であろう。
一層簡略化した回路によって、精度,線形性および再生性を高めた温度補償を
行い、所望の周波数上に発振器をワープするために同調可能なリアクタンス素子
を必要とせず、そのため小型で安価な素子の使用を可能とし、温度依存周波数逓
倍素子を備えることによって、周波数シンセサイザ内のクリスタル発振器および
その他の回路素子の温度補償
を行う、PLL周波数シンセサイザを用いた温度補償周波数発振器が必要とされ
ている。加えて、低コスト、小型、低電流ドレイン、高歩留まりの発振器,なら
びにクリスタル発振器およびその他の回路素子の温度補償,ワーピング,および
有害な疑似周波数応答を全く誘発せずに周波数逓倍の制御を可能とするPLLを
提供することが望ましい。
図面の簡単な説明
第1図は、温度独立周波数逓倍器に温度補償基準周波数信号を供給する従来技
術の回路のブロック図である。
第2図は、温度依存周波数信号の温度補償を行うパルス除去回路を備え、温度
独立PLLに補償後の信号を印加する従来技術の回路のブロック図である。
第3図は、直接デジタル・シンセサイザを利用して温度依存周波数信号の温度
補償を行い、補償後の信号を温度独立PLLに印加する従来技術の回路のブロッ
ク図である。
第4図は、PLL内の直接デジタル・シンセサイザ(DDS)アキュムレータ
に温度補償信号を供給し、温度依存周波数発振器を補正する従来技術の回路のブ
ロック図である。
第5図は、ロック・ループ回路に結合され、温度依存周波数発振器からの信号
の温度補償を行い、ロック・ループ回路に温度依存逓倍ファクタを与えるために
用いられる温
度依存素子を備える、本発明による回路のブロック図である。
第6図は、ロック・ループ回路をPLLとし、温度依存逓倍素子を、ノイズ整
形デジタル変調信号を供給される、マルチ・モジュラス分周器とした、本発明に
よる第5図の回路の一実施例である。
第7図は、PLLにおいて温度依存周波数発振信号の温度補償を行い、この信
号をPLLに印加して温度依存逓倍ファクタを与える、本発明による、マルチ・
モジュラス分周器を備える回路のブロック図である。
第8図は、PLLの分解能を高めるために追加のミキサを用いた、本発明によ
る、第7図の回路の好適実施例である。
第9図は、マルチ・モジュラス分周器および制御回路を備え、温度依存周波数
信号を生成し、これをVCO出力においてPLLループに混合し、温度依存逓倍
ファクタを与える、本発明による回路のブロック図である。
第10図は、温度依存PLL素子を用いて、逓倍し温度補償した周波数出力を
与える方法のフロー・チャートである。
好適実施例の詳細な説明
第1図は、逓倍および温度補償された周波数出力12を
与える従来技術の周波数源10を示す。このデバイスでは、温度補償周波数発振
器14が、温度依存性のない周波数逓倍器16に結合され、所望の周波数出力1
2を与える。
周波数発振器14は、クリスタル発振器18,典型的にバラクタである少なく
とも1つの周波数ワープ素子20,温度補償コントローラ22,温度センサ24
,およびメモリ26を含む。メモリ26は、予めプログラムされた、クリスタル
に対する温度補償データの参照表を含む。このデータは、温度センサ24によっ
て与えられる所定の温度変動電圧信号に対応する。典型的に、センサ24はクリ
スタルに近接して配置され、温度勾配によって発生し得る周波数発振器14間の
誤差を低減させる。センサ24は、コントローラ22に温度指示信号28を供給
し、このセンサ信号28に対応するクリスタル補償データを、メモリ26内にお
いて参照するように、コントローラ22に指示する。すると、コントローラ22
は、対応する調節電圧信号30をワープ素子20に送出し、その容量を変化させ
る。ワープ素子20は、周波数発振回路18に結合され、容量変化が周波数発振
器14の周波数出力32の変化に対応するように、ワープ素子20は周波数発振
回路18に結合される。このように、周波数発振器14は、比較的安定な温度補
償周波数出力32を供給し、周波数逓倍器16に結合する。また、周波数発振器
14は、外部DC電圧ワープ信号(図示せず)も含み、特定の出力周波数32に
対する周波数発
振器14の調節を可能としてもよい。
周波数逓倍器16は、通常、位相ロック・ループ(PLL)を組み込んだ周波
数シンセサイザである。分数分周(fractional division)またはシグマーデルタ
変調のような手法に基づくPLL周波数シンセサイザは、当技術分野では既知の
デバイスであり、1よりも大きい温度独立周波数逓倍を実現する。同様に、分周
器も当技術分野では既知のデバイスであり、1未満の温度独立周波数逓倍を実現
する。通常、周波数逓倍器16は、温度補償周波数出力32を周波数発振器14
から取り込み、逓倍して温度補償周波数出力32よりも常に高い別の周波数12
を出力し、無線通信機器における局部発振器として用いる。
この従来技術の周波数源10の欠点は、回路において多数の周波数調節が行わ
れ、各調節がそれ自体の特定の追加回路を必要とすることである。周波数発振器
14は、クリスタルの温度補償を行うためにワープ素子20を必要とし、周波数
源10は、出力周波数12を変換するために逓倍回路16を必要とする。ワープ
素子20は、典型的に大きな非線形アナログ・バラクタを含むので、容量性負荷
の変化に対して一層敏感な特定のクリスタルの設計が必要となる。更に、クリス
タルの設計が敏感になる程、クリスタルは温度変動や経年変化に対しても一層敏
感となる。加えて、周波数源内の他の素子の温度変動は補償されない。
第2図は、温度に対して周波数を変動させることができ
る周波数発振器52を利用する、別の従来技術の周波数源50を示す。この周波
数源50では、発振器出力54に温度依存性があるが、後にパルス除去回路(pul
se deletion circuit)56によって補償され、PLL58に結合される前に、出
力54の温度補正が行われる。PLL58は、第1分周器60,第2分周器62
,位相検出器64,ロー・パス・ループ・フィルタ66,および電圧制御発振器
(VCO)68を含む。また、周波数源は、温度補償制御回路72を含み、パル
ス除去回路56を制御する。
周波数発振器52の出力54は、温度に依存する方形波パルス列であり、パル
ス除去回路56を介して、PLL58に結合されている。制御回路72は、パル
ス除去回路56に指令し、パルス列からパルスを削除し、周波数発振器52の温
度変動に応じて、周波数を低下させる。このようにして、比較的安定な温度補償
周波数出力76がPLL58に結合される。
パルス除去回路76からの出力は、第1分周器60によって分周され、基準信
号として位相検出器64に入力される。所望の周波数を出力するためのVCO6
8からの出力は、第2分周器62によって分周され、位相検出器64に入力され
る。位相検出器64は、位相差信号78を、ループ・フィルタ66を介して、V
CO68の制御端子80に出力する。ループ・フィルタ66は、パルス列内のパ
ルスを削除することによって、位相検出器64内に発生するスイッチング
過渡電流を減少させる。
この従来技術の周波数源50の欠点として、パルス除去のために、パルスのな
い期間ではいつでも、位相検出器64が長い位相差信号78をVCO68に与え
てしまうことがあげられる。このような長い位相差信号78と短い位相差信号7
8との間の切り替えによって、VCO68内に側波帯信号(sideband signal)が
発生し、このために、無線通信送受信機が不正確な周波数で受信または送信を行
うことになる。これは、非常に低い周波数のロー・パス・ループ・フィルタ66
の使用を必要とするため、大きなフィルタ素子が必要となり、ロック時間が長く
なる。例えぱ、15MHz基準信号における1ppmの補正には、パルス列から
15パルス/秒の削除が必要となり、ループ・フィルタ66において15Hzの
位相差信号78が発生する。ループ・フィルタ66は、15Hz信号78を効果
的に削除することが必要となる。15Hzフィルタは、典型的に、大きな素子を
必要とするという欠点がある。
第3図は、第2図の周波数源と非常に似通った回路を有するが、第2図のパル
ス除去回路の代わりに、直接デジタル・シンセサイザ(DDS)102を利用し
た、別の従来技術の周波数源100を示す。DDS102は、温度依存周波数発
振器104からの信号によって駆動され(clock)、マイクロコントローラ106
が温度補償ビット補正を行い、DDS102内のD−A変換器が補正データ10
8を温度
補償周波数出力110に変換する。この周波数源100は、規則的なパルス列を
発生し、側波帯信号を減少させるという利点があるが、D−A変換器内の大きな
電流ドレインを犠牲にしている。更に、この周波数源100は、所望の逓倍出力
を得るために追加の周波数逓倍素子112を回路内に必要とするという欠点があ
り、しかも周波数源内の他の素子の温度変動は補償されない。
第4図は、周波数発振器156の温度補償を行い、しかも高い周波数分解能を
達成するDDSアキュムレータ152を利用した、別の従来技術の周波数源15
0を示す。この周波数源150は、単一のアキュムレータを使用しており、その
出力をアキュムレータ・レジスタの高ビットから取っているために、アキュムレ
ータ152の出力154における疑似性能(spurious performance)が低いという
欠点がある。尚、アキュムレータは当技術では既知であることは認められよう。
この手法は、第2図のパルス除去回路56が必要とするものと同様の多大なフィ
ルタ処理を必要とする。
第5図は、本発明による周波数シンセサイザ200の概念図を示す。未補償の
温度に依存する基準周波数発振器202からの信号204が、温度に依存する周
波数逓倍素子208を内蔵したロック・ループ回路206に入力される。ロック
・ループ回路206は、位相ロック・ループ,周波数ロック・ループまたは遅延
ロック・ループとすればよい。
即ち、位相ロック・ループ回路は位相検出器を含み、周波数ロック・ループ回路
は周波数検出器を含み、遅延ロック・ループ回路は遅延検出器を含む。一実施例
では、ロック・ループ回路206は位相ロック・ループであり、素子208はマ
ルチ・モジュラス分周器(multi-modulus divider)であり、好ましくはノイズ整
形デジタル変調器によって調節され、周波数の分数分周(fractional division)
を可能とすることにより、整数分周器よりも高い分解能を得る。
好適実施例では、素子208はデュアル・モジュラス分周器であり、温度に応
じて変動し、周波数発振器202の温度補償を行う。これは、温度補償制御回路
210によって行われ、この回路210が温度依存制御信号212を素子208
に印加する。素子208は、周波数発振器202の温度補償を行うだけでなく、
発振器周波数を逓倍し、周波数合成も行うために用いられる。また、素子208
は周波数シンセサイザ回路200の素子全ての温度補償を行うために用いること
も可能である。これは、温度依存素子が独立して温度補償される従来技術に比べ
て有利である。単一の温度補償素子208を使用することにより、対応する低コ
ストおよび電流ドレイン減少に加えて、従来技術のシンセサイザに対して格段の
簡略化が得られる。
本発明は、クリスタルに特定の感度を与えるためには周波数発振器はもはや不
要であるという、他の利点を与えるものでもある。何故なら、クリスタル発振器
は、公称周波
数(nominal frequency)上にワープするための広範なワープ範囲を必要としない
からである。この周波数調節機能は、ここでは素子208の逓倍機能と共に実行
することができる。したがって、感度が低くロバスト性が高いクリスタルを用い
ることができるので、コストが減少する。また、クリスタルの感度が低い程、長
期安定性(経年変化)に優れている。加えて、発振器を所望の周波数にワープす
るための、バラクタのような大きな同調可能リアクタンス素子はもはや不要とな
る。
第6図は、温度依存周波数発振器202,PLLとして示すロック・ループ回
路206,ノイズ整形デジタル変調器214,および温度補償制御回路210を
含む、本発明の一実施例を示す。ロック・ループ回路206は、位相検出器21
6を含む。位相検出器216の出力はループ・フィルタ218に結合され、ルー
プ・フィルタ218の出力は電圧制御発振器220に結合され、電圧制御発振器
220の出力は、ロック・ループ回路206のフィードバック経路240内のマ
ルチ・モジュラス分周器222を介してフィードバックされ、位相検出器216
の第1入力に結合されている。周波数発振器202は、信号経路242を通じて
、位相検出器216の第2入力に周波数を印加する。好ましくは、発振器は、温
度独立性のある(温度に依存しない)第2分周器224を介して周波数信号を供
給し、周波数出力238の選択における柔軟性を高める。制御回路210は、温
度
センサ226および温度補償コントローラ228に結合されたメモリ230を含
み、制御回路210のコントローラ228は、分周器222に結合され、分周器
222を制御する。
温度補償制御回路210は、接続温度センサ226からの温度信号232を監
視し、温度信号232を用いて、接続メモリ230内の温度信号232に対応す
る値を参照する。メモリ230には、シンセサイザの事前の温度トレーニング(t
emperature training)から予め決定された値が格納されている。これらの値は、
シンセサイザ回路素子が晒される温度が変化している場合に生成される出力周波
数誤差を補償するために計算されたものである。温度補償手順は、適切な温度補
償値を決定するために、参照表,計算またはこれら2つの組み合わせを同様に用
いることができる。センサ226が周囲温度の変化を示すと、メモリ230は適
切な対応する補償値234を温度補償コントローラ228に供給する。コントロ
ーラ228は、適切な温度に依存する変調器制御信号212を生成し、所望のP
LL逓倍ファクタと共にこれを分周器222に供給する。好適実施例では、制御
信号212は、ノイズ整形デジタル変調器214を介して印加され、ノイズを削
減した温度に依存する分周器モジュラス制御信号236が分周器222に印加さ
れることにより、逓倍されかつ温度補償された周波数シンセサイザ出力を得る。
これは、基準周波数発振器のような別個のシンセサイザ素子が個別に温度補償
される従来技術(第1図に示すような)とは異なる点である。また、従来技術の
発振器の場合、周波数ワープ素子を用いて温度補償を行うが、シンセサイザの素
子全ての温度補償を含むものではない。本発明は、追加の周波数ワープ素子を用
いることなく、単一の温度補償素子内において全ての温度補償および周波数逓倍
に応ずるという利点がある。
好適実施例では、ノイズ整形デジタル変調器214が、コントローラ228か
らマルチ・モジュラス分周器222までの制御信号経路212内に接続され、P
LLが良好な周波数分解能を得つつ疑似周波数を減少させるように、分周器22
2を制御する。ノイズ整形変調器214の出力は、温度補償制御回路210によ
って、温度依存性とされる。変調器214は、特定の期間にわたってマルチ・モ
ジュラス分周器222のモジュラスの増分および減分を行い、平均分数モジユラ
ス(averaged fractional modulus)を得る。スイッチングが速い程、より良い平
均モジュラスが得られることは認められよう。更に、変調器214は、温度依存
分周器モジュラス制御信号236を通じて、マルチ・モジュラス分周器222の
周波数逓倍ファクタを温度の関数として変化させることにより、逓倍し温度補償
したシンセサイザ周波数出力238を得る。
ノイズ整形デジタル変調器214は、種々の方法で実施
することができる。従来技術におけるデジタル変調器の既知の実施態様には、分
数分割変調器およびシグマ−デルタ変調器があり、双方ともその出力に適当なノ
イズ整形を得ることができる。1ビット出力を有するシグマ−デルタ変調器が、
分周器の高い分解能を達成し、したがってシンセサイザの周波数出力の高い分解
能が得られる。これらの変調器は、分周器のモジュラスを変化させ、分周器のモ
ジュラスを変化させるにつれて発生するノイズを整形し、分周器の公称出力周波
数から遠ざかるようにノイズを変換することによって、分周器の平均モジュラス
を形成するように機能する。
第7図は、第6図のシンセサイザの代替実施例であり、温度依存マルチ・モジ
ュラス分周器222を発振器202の信号経路242内に配置し、温度独立分周
器224をロック・ループ回路206のフィードバック経路240内に配置して
いる。尚、ロック・ループ回路206はPLLであることが好ましい。このシン
セサイザにおける分周器のいずれかまたは全ては、温度依存信号を用いて制御す
るが、システムの性能が追加の複雑性を保証しないのであれば、これは冗長であ
り、非効率的であり、費用効率的でないことは認められよう。
第8図は、第7図のシンセサイザの代替実施例であり、フィードバック経路2
40内にミキサ244を接続し、更に発振器信号経路242から接続するフィー
ド・フォーワー
ド経路に結合している。ミキサ244の追加使用によって、ロック・ループ回路
206の分解能を高める。
第9図は、本発明の別の実施例を示し、第3温度独立分周器246を、発振器
信号経路242から接続するフィード・フォーワード経路内に接続し、温度独立
分周器224を、ロック・ループ回路206のフィードバック経路240に接続
している。ロック・ループ回路206はPLLであることが好ましい。ミキサ2
48をフィードバック経路240内に接続し、マルチ・モジュラス分周器222
を介して信号経路242に結合している。尚、温度依存マルチ・モジュラス分周
器222を用いて、様々な別のロック・ループ構成が可能であることは認められ
よう。例えば、シンセサイザは、要求される分解能または複雑性に応じて、フィ
ードバック経路,発振器信号経路およびフィード・フォーワード経路の各々を1
系統以上含んでもよい。加えて、制御回路と並列に、多数の独立したロック・ル
ープ回路を制御し、独立したロック・ループ信号をミキサによって結合し、分解
能を向上させることも可能である。これらの経路のいずれかまたは全ては、温度
依存マルチ・モジュラス分周器を組み込み、温度補償および周波数逓倍の双方を
制御することも可能である。
第10図は、本発明による、温度依存周波数逓倍素子を用いることによって、
逓倍し温度補償したシンセサイザ周波数出力を与える方法300のフロー・チャ
ートを示す。こ
の方法300は、温度依存周波数発振器と、ロック・ループ回路内に、周波数発
振器の温度変動の関数として変化し、かつ周波数逓倍ファクタの関数として変化
するようにプログラムされた少なくとも1つの周波数逓倍素子とを用意する第1
ステップ302を含む。好適実施例では、用意される周波数逓倍素子は、マルチ
・モジュラス分周器であり、ロック・ループ回路は位相ロック・ループである。
第2ステップ304は、発振器に近接して周囲温度を測定し、周囲温度値を生
成することを含む。第3ステップ306は、参照表を検索し、周囲温度値および
所望の周波数逓倍ファクタに対応する、所定の温度依存制御信号を求める。ある
いは、このステップ306は、温度依存制御信号の計算,または制御信号の検索
および計算の組み合わせを含んでもよい。最後のステップ308は、制御信号を
少なくとも1つの周波数逓倍素子に印加し、所望の温度補償および逓倍出力周波
数をシンセサイザから得ることを含む。
温度補償方式は、温度依存周波数発振器における経年変化に対して選択的な補
正を行う場合が多い。線形ステップ・サイズ補償が経年変化の補正には望ましい
。何故なら、温度補償のトレーニングは通常経年変化する前に行われるからであ
る。補償方式のステップ・サイズが非線形である場合、経年変化補償は、温度補
償に線形的に追加することはできない。この状況では、非線形外挿回路を用いて
、経年変化の補償を正確に行う必要がある。本発明におけるノイ
ズ整形デジタル変調器の使用によって、線形性を高めることができるので、経年
変化の補償と共に使用すると有利である。本発明においてノイズ整形デジタル変
調器を使用することによる線形性の利点は、第8図の発明を一例として参照しな
がら示すことができる。まず、マルチ・モジュラス分周器222は、ノイズ整形
デジタル変調器以外によって制御されるものとする。これが意味するのは、Nが
所与の温度における固定整数値であるということである。Foutを逓倍し温度補
償した出力周波数、Focsを温度依存周波数発振器の周波数とする。M=1の第
2分周器224の値では、
となる。
逓倍し温度補償した出力周波数FoutのNの変化に対する変化は、以下のよう
に表される。
Foscに正規化すると、この式は以下のようになる。
この例における周波数の最少許容変化は、整数Nが1変化するときに生ずる。こ
れは、Foutにおける最小可能周波数分解能を表す。Nの1ステップのみを用い
て、Foutにおける周波数を0.1ppmだけ変化させるためには、以下のよう
に、Nを約3200にする必要がある。
周波数を50ppm変化させるためには、以下のように、Nは約2730ないし
約3756までの範囲としなければならない。
しかしながら、Nにおける単一ステップ毎の周波数変化は、各極値において発
生する。N=2730において、ステップ毎の周波数変化は、以下の通りである
。
これは、0.134ppmの分解能に等しい。公称N=3162では、分解能は
0.100ppmであり、一方N=3756では分解能は0.071となる。し
たがって、公
称0.1ppm周波数分解能を有する整数分周器を用いると、約±30%の差分
非線形が発生する。
N=3162における所与の周波数分解能0.100ppmを用いて周波数を
±50ppm調節する試みでは、重大な誤差が生ずる。例えば、線形システムで
は、±50ppmの周波数調節を達成するためには、±500ステップ(50p
pm/0.100ppm/ステップ)が必要となろう。しかしながら、周波数分
解能の非線形性によって、以下の周波数変化が発生する結果となる。
Nの等しい500ステップに対する整数非線形性は、上下双方向において、−6
.8ppmおよび+9.4ppmである。所望の±50ppm範囲の極値におい
て、これは、それぞれ、−14%および+19%の誤差に相当する。第8図の発
明では、マルチ・モジュラス分周器において整数ステップのみを用いた場合、±
10ppmよりも高い精度が要求されると、単純な線形加算を用いた経年変化補
償はほぼ不可能である。
本発明は、ノイズ整形デジタル変調器によって制御されるマルチ・モジュラス
分周器(第8図において222として示す)を用いることによって、線形補償特
性を改善し、経
年変化補償の複雑性を低下させる。本発明に用いるノイズ整形デジタル変調器は
、マルチ・モジュラス分周器を制御する手段を与え、Nと分数との和のような、
分数の非整数分割値(fractional,non-integer divide value)を効果的に得るこ
とができる。デジタル変調器は、マルチ・モジュラス分周器を制御し、指定した
時間間隔において1つ以上の値で除算することによって、これを行う。指定した
時間間隔において、実際の分割値は、1つ以上の分割値の加重平均である。例え
ば、マルチ・モジュラス分周器を制御し、時間間隔の99%についてNで分割し
、時間間隔の1%についてN+1で分割する場合、分周器の実際の分割値は(N
+1/100)となる。この技法によって、Nの小さい値を用いて分解能を高め
ることが可能となる。
ノイズ整形デジタル変調器の出力周波数は、基本周波数,およびこの基本周波
数を中心とするノイズ側波帯を有する。デジタル変調器におけるノイズ整形は、
デジタル変調器のオーバーサンプル出力(oversampled output)のノイズを基本周
波数から離れた周波数領域において整形させる技法である。この結果、本発明は
ノイズ側波帯の改善,および合成出力周波数の高純度化を得ることになる。本発
明におけるノイズ整形デジタル変調器の使用により、マルチ・モジュラス分周器
に整数値のみを用いた場合に可能な温度補償動作よりも、線形性が大幅に高めら
れるため、経年変化補償の複雑性が低下する。前述の整数のみの動作との比較
のために、ほぼ線形な動作について以下に説明する。
好適実施例では、本発明は、例えば第8図に示すように、同一の0.1ppm
ステップ・サイズという必要条件および±50ppmの範囲を満足するために、
値N=100/101のデュアル・モジュラス分周器を、Num/Den(分子
/分母)の分数Nステップ・サイズと共に用いる。更に好ましくは、分数分割ノ
イズ整形変調器を、デュアル・モジュラス分周器の制御信号経路に接続する。ノ
イズ整形変調器は、Den=1000、およびNumが0から1000まで変化
するアキュムレータ長を用いる。第8図を参照すると、以下の式が得られる。
Numの変化によるデュアル・モジュラス分周器の実際のNの分数変化に対して
得られる温度補償出力周波数Foutの変化は、以下のようになる。
このデュアル・モジュラス分周器で可能な最小分解能は、分子ステップが1の場
合に得られる。公称Num/Den=500/1000では、分解能は0.099ppmで
あり、Num/Den=1000/1000では、分解能は0.098ppmであり、Nu
m/Den=0/1000では、分解能は0.100ppmである。この例では、分数分
割ノイズ整形デジタル変調器によって制御されるデュアル・モジュラス分周器は
、約±1%の差分非線形性という驚くべき結果を与える。これは固定整数Nを用
いることによって得られる約±30%の差分非線形性に対して著しい改善である
。加えて、本発明の整数非線形性(integral non-linearity)は、予期しなかった
ことに、約±0.5%であり、所望の±50ppm範囲の極値における誤差を約
0.25ppmに減少させる。したがって、デュアル・モジュラス分周器は、0
.5ppm以上の精度が要求される場合に、単純な線形加算を用いて、経年変化
の補償を可能にするという利点がある。
以上、本発明の種々の実施例について示しかつ説明したが、本発明の新規の精
神および範囲から逸脱することなく、前述の実施例に関して種々の変更や代案,
ならびに再構成および組み合わせが当業者には可能であることは理解されよう。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1.温度補償および周波数逓倍機能を有する周波数シンセサイザであって: 温度依存性を有する周波数発振器; 少なくとも1つの周波数逓倍素子であって、前記周波数発振器の温度変動の関 数として変化し、かつ周波数逓倍ファクタの関数として変化するようにプログラ ムされた周波数逓倍素子;および 位相ロック・ループ,周波数ロック・ループおよび遅延ロック・ループから成 る群から選択された少なくとも1つのロック・ループ回路; から成り、前記周波数発振器および前記周波数逓倍素子が前記ロック・ループ回 路に結合され、温度に依存しない逓倍周波数が得られることを特徴とする周波数 シンセサイザ。 2.前記少なくとも1つの周波数逓倍素子は、分周器,マルチ・モジュラス分周 器およびデュアル・モジュラス分周器から成る群から選択されることを特徴とす る請求項1記載の周波数シンセサイザ。 3.前記少なくとも1つの周波数逓倍素子は、前記ループ回路のフィードバック 経路,および前記周波数発振器の信号経路の少なくとも1つに接続されることを 特徴とする請 求項2記載の周波数シンセサイザ。 4.少なくとも1つのミキサおよび前記位相ロック・ループにおける少なくとも 1つのフィード・フォーワード経路を更に備え、前記少なくとも1つのミキサは 前記少なくとも1つのフィード・フォーワード経路および前記少なくとも1つの フィードバック経路に結合され、前記位相ロック・ループの周波数分解能を高め 、前記少なくとも1つの周波数逓倍素子は、前記少なくとも1つのフィード・フ ォーワード経路,前記位相ロック・ループの前記少なくとも1つのフィードバッ ク経路および前記発振器の前記少なくとも1つの信号経路の群の1つから選択さ れた電気経路に接続されることを特徴とする請求項3記載の周波数シンセサイザ 。 5.温度センサと、温度補償コントローラに結合されたメモリとを含む制御回路 を更に備え、前記制御回路の前記コントローラは、前記素子に結合され、該素子 を制御することを特徴とする請求項1記載の周波数シンセサイザ。 6.前記制御回路の制御信号経路に接続されたノイズ整形デジタル変調器を更に 備えることを特徴とする請求項5記載の周波数シンセサイザ。 7.前記少なくとも1つの周波数逓倍素子は、分数周波数 逓倍ファクタの関数として変化するようにプログラムされていることを特徴とす る請求項1記載の周波数シンセサイザ。 8.前記ロック・ループ回路が、位相ロック・ループ,周波数検出器および遅延 検出器から成る群の1つから構成されることを特徴とする請求項1記載の周波数 シンセサイザであって: 前記位相ロック・ループは電圧制御発振器に結合されたループ・フィルタに結 合された位相検出器を含み、前記電圧制御発振器が前記素子を介してフィードバ ックされ、前記位相検出器の第1入力に結合された出力を有し、前記発振器が前 記位相検出器の第2入力に結合され; 前記周波数検出器は電圧制御発振器に結合されたループ・フィルタに結合され 、前記電圧制御発振器が前記素子を介してフィードバックされ、前記周波数検出 器の第1入力に結合された出力を有し、前記発振器が前記周波数検出器の第2入 力に結合され;および 前記遅延検出器は電圧制御発振器に結合されたループ・フィルタに結合され、 前記電圧制御発振器が前記素子を介してフィードバックされ、前記遅延検出器の 第1入力に結合された出力を有し、前記発振器が前記遅延検出器の第2入力に結 合されることを特徴とする周波数シンセサイザ。 9.周波数シンセサイザにおいて、周波数出力の温度補償および逓倍を行う方法 であって: 少なくとも1つの周波数逓倍素子に結合された温度依存する周波数発振器の準 備を行う段階であって、前記周波数逓倍素子は前記周波数発振器の温度変動の関 数として変化し、かつ周波数逓倍ファクタの関数として変化するようにプログラ ムされる、段階; 前記発振器に近接して周囲温度値を測定する段階; 参照表を検索し、前記周囲温度値および前記周波数逓倍ファクタに対応する所 定の温度依存制御信号を求める段階;および 前記制御信号を前記少なくとも1つの周波数逓倍素子に提供し、前記シンセサ イザから温度補償され逓倍された所望の出力周波数を得る段階; から成ることを特徴とする方法。 10.前記周波数発振器の準備を行う段階において使用される周波数逓倍素子は 、ノイズ整形デジタル変調器を有し、位相ロック・ループ,周波数ロック・ルー プおよび遅延ロック・ループから成る群から選択された、前記少なくとも1つの ロック・ループ回路に結合されることを特徴とする請求項9記載の方法。
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