JP2000242321A - フィードバック制御装置、ディジタルフィルタ装置、および記憶装置 - Google Patents
フィードバック制御装置、ディジタルフィルタ装置、および記憶装置Info
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- Moving Of The Head To Find And Align With The Track (AREA)
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- Control Of Position Or Direction (AREA)
Abstract
度等の物理量が所望の値となるようにフィードバック制
御するフィードバック制御装置に関し、ナイキスト周波
数近傍の周波数についても有効なディジタルフィルタリ
ング処理を行なう。 【解決手段】サンプリング周期で順次に入力されるディ
ジタルのフィードバック信号をそのサンプリング周期で
順次にホールドしながら、入力されるフィードバック信
号あるいはホールドされたフィードバック信号を、サン
プリング周期よりも短い周期で順次に出力する入力ホー
ルド回路157と、その入力ホールド回路から出力され
たフィードバック信号にフィルタリング処理を施すノッ
チフィルタ158と、そのノッチフィルタによりフィル
タリング処理が施されたフィードバック信号を間引きな
がらサンプリング周期と同一の周期で順次通過させる出
力ホールド回路159とを備えた。
Description
を検出してフィードバック制御を行なうフィードバック
制御装置、およびそのフィードバック制御装置に好適に
適用することのできるディジタルフィルタ装置、および
情報記憶媒体に記憶された情報を少なくとも再生するヘ
ッドを備えてなる記憶装置に関する。
フィードバック信号を生成し、制御系安定化のための位
相補償等の演算処理を行ない、その演算処理後のフィー
ドバック信号に基づいて駆動部の駆動制御を行なうフィ
ードバック制御装置が様々な分野で広く用いられてい
る。
能を高めるために、位相遅れ補償を施して、低減ゲイン
を上ける、フィードバックゲインを上げて、高帯域化さ
せる、といった方法が採られている。
高い周波数までゲインを上げようとすると、位相クロス
周波数が高くなるため、ゲイン余裕および位相余裕が減
少し、制御系の安定性が損なわれることが知られてい
る。
上げて高帯域化する必要があるが、ゲインクロス周波数
を上げるために、フィードバックゲインを上げると、高
い周波数において制御系を安定化させるために、位相進
み補償を高い周波数まで施す必要があり、その場合、可
動機構部の高次共振が制御系の安定性を損なうおそれが
ある。
ノッチフィルタあるいはローパスフィルタを施す方法が
採られる。ところが、低コスト化、高性能化のために用
いられるMPU(マイクロプロセッサユニット)やDS
P(ディジタルアナログプロセッサ)等を使用したディ
ジタル制御で用いられるデジタルフィルタの場合、サン
プリング周波数の1/2の周波数であるナイキスト周波
数に近い周波数では十分には作用せず、したがってその
ナイキスト周波数に近い周波数帯域に可動機構部の高次
共振周波数が存在する場合、制御系の十分な安定性の確
保が難しいという問題がある。
する光記憶装置に採用されたフィードバック制御装置を
例に挙げて具体的に説明する。光ディスクには例えば相
変化型(PD)光ディスクや光磁気(MO)ディスク等
が存在するが、ここでは代表的に光磁気ディスクをアク
セスする光記憶装置を念頭におく。
説明し、次いでそのフィードバック制御系の問題点を説
明する。
視図である。
00上に光ディスク200を回転駆動するスピンドルモ
ータ101が固定されている。また、ここには、対物レ
ンズ111や電磁コイル112を備えた可動機構部11
0、およびその可動機構部110を挟むように配置され
た永久磁石121が備えられている。電磁コイル112
と永久磁石を有する磁気回路121はVCM(ボイスコ
イルモータ)を構成しており、その電磁コイル112に
電流を供給すると、その電磁コイル112を流れる電流
と磁気回路121との相互作用により可動駆動部110
が矢印A−A’方向に移動する。対物レンズ111に
は、固定光学部130からレーザ光が供給されて、その
対物レンズ111から出射し、光ディスク200に光ス
ポットが照射されて反射し、その反射光は再び対物レン
ズ111を通って固定光学部130に戻り、光ディスク
200に記憶された情報がピックアップされる。
る。
は、コリメータレンズ132を経由しさらに偏光ビーム
スプリッタ133を経由し、反射ミラー113で反射
し、さらに対物レンズ111を経由して光ディスク20
0上に集光される。
ラー113のみが可動機構部110に搭載されており、
他の光学素子は全て固定光学部130を構成している。
スク200に記録された情報を担持した信号光は、再び
対物レンズ111を経由し、反射ミラー113で反射
し、偏光ビームスプリッタ133に入射し、今度は偏光
ビームスプリッタ133からビームスプリッタ134側
に出射する。ビームスプリッタ134への入射光は、そ
のビームスプリッタ134で二分されるが、そのうちの
一方は、ビームスプリッタ134から出射した後ウォラ
ストンプリズム135を経由することによりその偏光方
向に応じて分離され、さらにレンズ136を経由して、
光ディスク200に記録されていた情報をピックアップ
するための光ディテクタ137に入射する。
た光のうちのもう一方は、ビームスプリッタ134から
出射しレンズ138を経由して、もう1つのビームスプ
リッタ139に入射してさらに二分され、そのうちの一
方は、そのビームスプリッタ139から出射して、トラ
ッキングエラー検出用の光ディテクタ140に入射し、
もう一方は、そのビームスプリッタ139から出射し、
さらにウェッジプリズム141により光ビームが二分さ
れて、焦点エラー検出用の光ディテクタ142に入射す
る。
駆動するためのフィードバック制御装置の構成を示すブ
ロック図である。
0により検出される。この位置センサ150は、図2に
示す、トラッキングエラー検出用の光ディテクタ140
およびその光ディテクタ140で得られた信号を処理す
る図示しない信号処理回路等からなる。この位置センサ
150で得られた検出信号は差分回路152に入力さ
れ、目標位置発生回路151から出力された、可動駆動
部110の目標位置をあらわす目標位置信号との差分が
演算されて誤差信号が生成され、さらに、A/D変換器
154のサンプリング周波数の1/2の周波数であるナ
イキスト周波数を越える周波数成分を抑制するためのア
ンチエイリイアジングフィルタ153により高周波成分
の減衰を受けて、A/D変換器154によりディジタル
信号に変換される。A/D変換器154から出力された
信号は位相補償フィルタ155によるディジタル演算に
より制御系の安定性を確保するための位相補償処理が施
されて、可動機構部110を目標位置に制御するための
制御信号として駆動回路156に入力される。尚、この
駆動回路156はディジタルの制御信号を入力するもの
であってもよく、あるいは、その駆動回路156はアナ
ログの制御信号を入力するものであって、位相補償フィ
ルタ155の出力をD/A変換によりアナログの制御信
号に変換してそのアナログの制御信号を駆動回路156
に入力する構成であってもよい。
号に応じて可動機構部110の電磁コイル112(図1
参照)に駆動信号(ここでは電流信号)を供給する。こ
れにより、可動機構部110が目標位置に制御されるこ
とになる。
流に対する可動機構部110の変位の周波数特性の一例
を示す図である。図4(A)はゲイン特性、図4(B)
は位相特性を示す。
zが用いられ、したがってナイキスト周波数はその半分
の約27.5kHzである。
気的なノイズ成分はアンチエイリアジングフィルタ15
3によって十分に減衰させることができる。アンチエイ
リアジングフィルタ153のカットオフ周波数をさらに
低周波側に設定すると必要な周波数帯域に位相変化を及
ぼすため、カットオフ周波数をこれ以上低周波側に設定
することはできない。
(A)に示すように、A,B,C3つの高次共振が存在
する。ここで、Aは約16kHz、Bは約22kHz、
Cはナイキスト周波数とほぼ同じ約27.5kHzであ
る。これらの高次共振は、いずれもこのままでは制御系
を不安定にさせる要因となる。
償および16kHz,22kHzの2つのノッチフィル
タを配置したときの周波数特性を示す図である。
Bを横切る点の周波数)での位相余裕を確保するために
ナイキスト周波数付近まで微分の効果があらわれてお
り、ゲインが持ち上がっている。このフィルタ特性は、
そのまま入力誤差信号に対する駆動感度を示しており、
図5(A)からわかるように、ナイキスト周波数(約2
7.5kHz)の入力に対して駆動感度が最も高くなっ
ていることになる。
の位相進み補償および16kHz,22kHzのノッチ
フィルタを配置し、さらに、約27.5kHzの高次共
振を抑えるためにその27.5kHzにもノッチフィル
タを配置したときの周波数特性を示した図である。
に近い周波数帯域(高次共振C)では、ノッチフィルタ
がほとんど作用していないことがわかる。
kHzのノイズを加えたときの、差分回路152から出
力される誤差信号、および駆動回路156から出力され
る駆動信号の信号波形図、図8は、その一部分を時間的
に拡大して示した信号波形図である。
号、駆動信号とも27.5kHzで振動していることが
わかる。これらの図7,図8は、制御系の安定性確認の
ために27.5kHzのノイズを故意に加えたときの結
果であるが、制御系の安定性が低く、可動駆動部110
の製造ばらつきを考慮すると可動駆動部110が不安定
に励振される不良品が出現する可能性が高い。
波数帯域に可動機構部の高次共振周波数が存在するよう
な状況の場合、制御系の十分な安定性を確保するために
は、従来ではサンプリング周波数を上げるか、あるいは
可動機構部を設計変更してその高次共振周波数を上げる
必要があった。
めには高速のA/D変換器やその他のディジタル信号処
理系全体を高速化する必要があり、コスト上許容されな
い場合が多く、一方、可動機構部の高次共振周波数を上
げるにも限度があり、設計変更してもその高次共振周波
数が十分な高周波に上がることが期待できない場合も多
く、また設計変更そのものが不可能な場合もある。
う1つの問題点の説明図である。
波形、図9(B)はその本来必要な駆動信号に高周波ノ
イズが重畳したときの信号波形、図9(C)は、さらに
大きな高周波ノイズが重畳し飽和レベルに達した状態を
示している。
動駆動部110の高次共振がその周波数に存在しない場
合であっても、その高周波ノイズが飽和すると、図9
(C)に示すように本来必要な駆動信号が消滅あるいは
減衰してしまい、正常なフィードバック制御が行なわれ
なくなるおそれがある。
を確保することのできるフィードバック制御装置、その
フィードバック制御装置に採用するのに好適なディジタ
ルフィルタ装置、および情報記憶媒体に記憶された情報
を少なくとも再生するヘッドを備え、そのヘッドを安定
的に、かつ十分な進従性能を持って駆動することのでき
る記憶装置を提供することを目的とする。
明のフィードバック制御装置は、駆動部の駆動状態を検
出してフィードバック信号を生成し駆動部の駆動制御を
行なうフィードバック制御装置において、上記フィード
バック信号を所定の第1の周期でディジタルサンプリン
グするサンプリング部と、サンプリング部から上記第1
の周期で順次に入力されるフィードバック信号をその第
1の周期で順次にホールドするとともに、入力されるフ
ィードバック信号あるいはホールドされたフィードバッ
ク信号をその第1の周期よりも短い第2の周期で順次に
出力するフィルタ入力部と、フィルタ入力部から出力さ
れたフィードバック信号にフィルタリング処理を施すデ
ジタルフィルタと、ディジタルフィルタによりフィルタ
リング処理が施されたフィードバック信号を間引きなが
ら上記第1の周期で順次出力するフィルタ出力部とを備
えてなることを特徴とする。
て生成されるフィードバック信号は、その駆動状態を検
出するセンサで得られた信号自身であってもよく、その
信号に加工を加えた信号、例えばその信号と目標位置を
あらわす目標位置信号との差分からなる誤差信号等であ
ってもよいことを意味する。
1の周期(サンプリング周期)よりも短い第2の周期の
フィードバック信号を生成し、ディジタルフィルタで
は、その第2の周期のフィードバック信号に対しフィル
タリング処理を施すようにしたため、例えばナイキスト
周波数近傍の周波数に関しても十分なフィルタリング作
用を施すことができる。また、そのディジタルフィルタ
から出力された信号はフィルタ出力部により元の第1の
周期の信号に戻されるため、高周波演算はそのディジタ
ルフィルタの部分のみでよく、サンプリング部における
サンプリング周波数自体を上げる場合と比べ、サンプリ
ング部や、そのディジタルフィルタの部分以外のディジ
タル演算処理を高速化する必要がなく、コストを大幅に
抑えることができる。
において、上記フィルタ入力部が、入力されるフィード
バック信号あるいはホールドされたフィードバック信号
を上記第1の周期の整数分の1の第2の周期で順次に出
力するものであることが好ましい。
の1の周期を採用することにより、フィルタ入力部、フ
ィルタ出力部等の構成を簡単化することができる。
装置において、上記ディジタルフィルタは、特定の周波
数成分、例えば上記第1の周期でのサンプリングによる
ナイキスト周波数と同一の周波数成分を除去しあるいは
減衰させるノッチフィルタであってもよい。
が限定されるものではないが、例えば、情報記憶媒体に
近接して移動しその情報記憶媒体に記憶された情報をピ
ックアップする検出ヘッドを制御対象とし、その検出ヘ
ッドの移動を制御するフィードバック制御装置として好
適である。
スクであってもよく、磁気ディスクであってもよく、し
たがって検出ヘッドは、図1,図2に示したような光学
ヘッドであってもよく、情報を電磁的にピックアップす
る磁気ヘッドであってもよい。
は、所定の第1の周期で順次に入力されるディジタル信
号をその第1の周期で順次にホールドするとともに、入
力されるディジタル信号あるいはホールドされたディジ
タル信号を、その第1の周期よりも短い第2の周期で順
次に出力するフィルタ入力部と、フィルタ入力部から出
力されたディジタル信号にフィルタリング処理を施すデ
ィジタルフィルタと、ディジタルフィルタによりフィル
タリング処理が施されたディジタル信号を間引きながら
上記第1の周期で順次通過させるフィルタ出力部とを備
えてなることを特徴とする。
イキスト周波数近傍の周波数に対しても有効なフィルタ
リング作用を及ぼすことができる。
に記憶された情報を少なくとも再生するヘッドを備えて
なる記憶装置において、上記ヘッドを移動制御する駆動
部と、上記ヘッドの位置を検出して駆動部にフィードバ
ックする為のフィードバック信号を生成するフィードバ
ック信号生成部と、上記フィードバック信号を所定の第
1の周期でディジタルサンプリングするサンプリング部
と、サンプリング部から上記第1の周期で順次に入力さ
れるフィードバック信号をその第1の周期で順次にホー
ルドするとともに、入力されるフィードバック信号ある
いはホールドされたフィードバック信号を上記第1の周
期よりも短い第2の周期で順次に出力するフィルタ入力
部と、フィルタ入力部から出力されたフィードバック信
号にフィルタリング処理を施すデジタルフィルタと、デ
ジタルフィルタによりフィルタリング処理が施されたフ
ィードバック信号を間引きながら上記第1の周期で順次
出力するフィルタ出力部とを少なくとも備えてなること
を特徴とする。
上記駆動部は、上記ヘッドをトラック方向に移動させる
トラック駆動部であってもよく、あるいは上記駆動部
は、上記ヘッドをフォーカス方向に移動させるフォーカ
ス駆動部であってもよい。
情報を再生するヘッドを備えた記憶装置に見られるよう
に、トラック方向の駆動は、いわゆるキャリッジとトラ
ックアクチュエータとの両者でダブルサーボが行なわれ
るものもあり、キャリッジのみの駆動部を持つシングル
サーボの場合もあるが、本発明の記憶装置は、ダブルサ
ーボ、シングルサーボの別を問わず、適用することがで
き、かつダブルサーボの場合のキャリッジとトラックア
クチュエータとのいずれか一方あるいは双方に適用する
ことができる。
性能が向上する。すなわち、本発明の記憶装置を、ヘッ
ドをトラック方向に移動させるトラック駆動部に適用し
たときは、ヘッドの動きが迅速になり制御帯域が広がっ
てヘッドのトラック追従性能が向上し、本発明の記憶装
置を、ヘッドをフォーカス方向に移動させるフォーカス
駆動部に適用したときは、フォーカスの追従性能が向上
し、フォーカスが外れても迅速に応答できるようにな
る。
説明する。ここでは、光記憶装置を例に挙げて説明す
る。
ブロック図を示す。図において、光ディスク310は光
学的に読み書き可能な媒体であり、図示しないカートリ
ッジに収納されている。光ディスク310のカートリッ
ジを装置に投入すると、図示のようにスピンドルモータ
312は光ディスク310を一定速度で回転する。
向に移動自在にキャリッジ314が配置される。キャリ
ッジ314には、光ヘッド可動部318が搭載されてい
る。キャリッジ314は、キャリッジ駆動コイル316
により光ディスク310の半径方向に移動する。具体的
には、図1で説明した、ボイスコイルモータを使用す
る。
動部318には、対物レンズ322が設けられる。対物
レンズ322は、光ヘッド固定部320より照射された
レーザ光を光ディスク310の媒体面に集光してビーム
スポットを結像する。また、対物レンズ322はフォー
カスアクチュエータ駆動コイル326により光軸方向に
移動され、光ディスク310の媒体面に規定のビームス
ポットを結像する為の焦点制御が行なわれる。
22で光ディスク310に結像したビームスポットの戻
り光を受光するレーザ受光部330が設けられる。レー
ザ受光部330の受光信号はAGCアンプ354に供給
され、AGCアンプ354によりフォーカスエラー信号
E5とトラックエラー信号E6を出力する。もちろん、
光ヘッド固定部320には光ヘッド可動部318に対し
レーザ光を出射するレーザ光源が設けられる。この光ヘ
ッド固定部320の詳細は図2と同様である。
ュエータ駆動コイル326のサーボ制御を行なうため、
DSP340が設けられる。
とDAコンバータ(DAC)とを内臓しており、例えば
富士通製MB91173等を使用することができる。ま
た、DSP340には、フォーカスサーボ演算器として
の機能であるフォーカスサーボ部358、トラックサー
ボ演算器の機能であるトラックサーボ部364及びシー
クの為の演算機能であるシーク制御部372が実現され
ている。
れたフォーカスエラー信号E5とトラックエラー信号E
6がADコンバータ356、ADコンバータ362を介
して入力され、それぞれフォーカスサーボ部358、ト
ラックサーボ部364で演算され、これらフォーカスサ
ーボ部358、トラックサーボ部364から出力された
各電流指示データE11,E12がDAコンバータ36
0、DAコンバータ366を介して駆動回路410及び
駆動回路412にフィードバックされることで、ビーム
スポットの焦点制御及びオントラック制御を行なってい
る。
コマンドに基づきMPU420に指示され、キャリッジ
314を目的トラック位置に位置決め制御を行なうもの
であり、AGCアンプ354により出力されたトラック
エラー信号E6がコンパレータ368を介して入力さ
れ、TESゼロクロス信号E7を検出する。
マ370で測定される一定時間の間カウンタ371でカ
ウントし、シーク制御部372で目標速度と比較し、そ
の偏差を零とするように電流指示データE12をDAコ
ンバータ366に出力し、駆動回路412にフィードバ
ック制御を行なう。
を行なう際にはトラックジャンプ出力指示と同時に、ト
ラックサーボオン信号E8の出力を停止して、トラック
サーボ部364によるオントラック制御をオフする。従
って、トラックサーボオン信号E8が断たれることでオ
ントラック制御が解除され、同時に出力されるトラック
ジャンプ出力指示に基づいたシーク動作が行なわれる。
サーボ、トラックサーボ、シーク制御における3つのフ
ィードバック制御が設けられている。
置の一実施形態の構成を示すブロック図である。ここで
は、前述した図3に示す従来のフィードバック制御装置
の各ブロックに対応するブロックには、図3において付
した番号と同一の番号を付して示し、ここでは図3との
相違点のみについて説明する。
は、図3に示すフィードバック制御装置にも備えられて
いる位相補償フィルタ155と駆動回路156との間
に、入力ホールド回路157、ノッチフィルタ158、
および出力ホールド回路159が配置されている。これ
ら入力ホールド回路157、ノッチフィルタ158、お
よび出力ホールド回路159は、それぞれ、本発明にい
う、フィルタ入力部、ディジタルフィルタ、およびフィ
ルタ出力部の各一例に相当し、これらの3つの要素によ
り本発明のディジタルフィルタ装置の一実施形態を構成
している。それらの作用については後述する。
なうもので、前述した課題を抱えるものに対して適用可
能である。従って、前述した図10の光記憶装置におけ
るフォーカスサーボ、トラックサーボ、シーク制御にお
ける3つのフィードバック制御に適用可能である。
に適用した場合、可動機構部110は、キャリッジやフ
ォーカスアクチュエータになる。位置センサ150と目
標値発生回路151及び差分回路152は、トラック信
号やフォーカスエラー信号を作成するエラー信号作成回
路に相当する(図10では省略されている。)。
ー信号をそれぞれAGCアンプ354で増幅した後アン
チエイリアジングフィルタに入力され、DSP340内
のADコンバータ356、362に入力される。
カスサーボ358内で、それぞれの信号が図11におけ
る位相補償フィルタ155、入力ホールド回路157、
ノッチフィルタ158、出力ホールド回路159を通過
し、図示しないD/A変換器を介して駆動回路156に
フィードバックされる。
御タイムチャートを示す図である。
間間隔であるサンプリング時間Tの間に、フォーカスサ
ーボ演算器(B)が動作し、次いでトラックサーボ演算
器(C)が動作する。
焦点エラー検出用の光ディテクタ142の検出信号を基
に、対物レンズ111(図1参照)を光ディスク200
に接離する方向に移動させて焦点調節を行なうものであ
る。本発明には直接には関係がないため、詳細説明は省
略する。
フィードバック制御装置のうちのA/D変換器154〜
出力ホールド回路159の部分を指す。
A/D変換器が行なわれ(C1)、次いで位相補償フィ
ルタ155による位相補償演算が行なわれ(C2)、さ
らに入力ホールド回路156による入力ホールド(C
3)、ノッチフィルタ157によるノッチ演算(C
4)、出力ホールド回路158による出力ホールド(C
5)が行なわれる。ノッチフィルタ157によるノッチ
演算は、ノッチ演算(1)とノッチ演算(2)とに分け
ることができる。
(1)およびノッチ演算(2)、および出力ホールドに
ついて順次説明する。
説明図である。ここでは簡単のため位相補償フィルタ1
55は考えないものとする。
換される前のアナログ信号が図12(A)に示すもので
あるとし、それをA/D変換器154でサンプリング周
期Tでサンプリングしてディジタル信号に変換すること
により、図13(B)に黒丸で示すディジタル信号が得
られたものとする。ここでは、位相補償フィルタ155
は何もせずにその黒丸であらわされるディジタル信号を
通過させ、そのディジタル信号は入力ホールド回路15
7に入力される。この入力ホールド回路157は、順次
に入力された、黒丸であらわされるディジタル信号を、
その入力される周期Tで順次にホールドしながら、T/
2の周期で、入力されたディジタル信号あるいはホール
ドされたディジタル信号を順次出力する。すなわち、こ
の入力ホールド回路157からは、図13(B)の黒丸
と白丸との双方であらわされるディジタル信号が順次出
力される。さらに換言すると、この入力ホールド回路1
57からは、サンプリング周期TがT/2に変更された
ことと実質的に等価なディジタル信号が出力される。
ノッチ演算(1)の信号を書き添えた図である。
リング周期であり、したがってx(t−T)はx(t)
に対し1つ前のサンプリング信号を意味する。また、z
-1はT/2の遅延器、a0,a1,a2,b1,b2,は、
サンプリング時間T/2、ノッチ周波数1/(2T)の
ノッチフィルタ定数である。すなわち、ここではナイキ
スト周波数と同一の周波数をカットするノッチフィルタ
を構成している。
イミングでは、出力y(t−T/2)は、 y(t−T/2)=a0x(t)+a1x(t−T)+a
2x(t−T)−b1y(t−T)+b2y(t−3T/
2) となる。ただし、このタイミングにおけるノッチフィル
タの出力は、出力ホールド回路159には入力されず、
したがって駆動回路156には伝達されない。
14と同一)に、ノッチ演算(2)の信号を書き添えた
図である。
間が経過すると、図15に示す信号状態となる。すなわ
ち、このタイミングではノッチフィルタの出力y(t)
は、 y(t)=a0x(t)+a1x(t)+a2x(t−
T)−b1y(t−T/2)+b2y(t−T) となる。
に示す状態となり、さらにT/2だけ時間が経過すると
図15に示す状態となり、これを交互に繰り返す。
状態における出力y(t−T/2)は入力せず、図15
に示す状態における出力y(t)を入力しホールドす
る。これにより、出力ホールド回路159からは、ノッ
チフィルタ158によりフィルタリング処理の施された
ディジタル信号がサンプリング時間Tと同一の周期Tで
順次出力される。
フィードバック系に、図5,図6と同様の位相進み補償
および16kHz,22kHzのノッチフィルタを配置
するとともに、さらに図11に示す構成の27.5kH
zのノッチフィルタを配置したときの周波数特性を示し
た図である。尚、図11には、16kHz,22kHz
のノッチフィルタは示されていないが、これらは必要に
応じて配置されるものとする。
本実施形態の構成により、ナイキスト周波数と同一の周
波数が大きく減衰していることがわかる。
ードバック制御系に27.5kHzのノイズを加えたと
きの誤差信号(差分回路152の出力信号)および駆動
信号(駆動回路156の出力信号)の信号波形図、図1
8は、その一部分を時間的に拡大して示した信号波形図
である。
すると、27.5kHzの高周波ノイズに対し制御系が
十分に安定していることがわかる。
路では、サンプリング周期Tに対しT/2の周期のディ
ジタル信号が生成されたが、T/2の周期に限るもので
はなく、サンプリング周期Tの整数分の1(例えばT/
3,T/4等)の周期のディジタル信号を生成してもよ
く、あるいは特に整数分の1でなくてもサンプリング周
期Tよりも短い独自の周期のディジタル信号を生成させ
てもよい。入力ホールド回路でどのような周期のディジ
タル信号を生成した場合であっても、出力ホールド回路
では元のサンプリング周期Tと同一周期の信号に戻され
る。
置のもう1つの実施形態を示すブロック図である。ここ
では、図11に示す実施形態の各ブロックに対応するブ
ロックには図11において付した番号と同一の番号を付
して示し、ここでは図11との相違点のみについて説明
する。
アンチエイリアジングフィルタ153’を経由し、A/
D変換器154’によりディジタル信号に変換され、そ
のディジタル信号に変換された後に、差分回路152’
において、目標値発生回路151’からの信号との差分
が求められる。
をあらわすディジタルの信号を生成する回路であり、差
分回路152’はディジタル信号どうしの差分を演算す
る回路である。
150からの検出信号について行なってもよく、図11
の実施形態に示すように、その検出信号自体ではなく、
その検出信号を加工した後の誤差信号等について行なっ
てもよい。
置のさらに異なる実施形態を示すブロック図である。
からそこに記憶された情報ピックアップする磁気記憶装
置に適用されている。
気ヘッド510によって読み出される。この磁気ヘッド
510の位置検出信号はDSP520に入力され、その
DSP520の出力が駆動回路530に入力されてその
駆動回路530により磁気ヘッド510が駆動される。
器521が備えられており、さらに入力ホールド回路5
22、ノッチフィルタ523、および出力ホールド回路
524が構成されている。これら入力ホールド回路52
2、ノッチフィルタ523、出力ホールド回路524
は、磁気ヘッドを駆動する制御系に関する独自の部分は
あるものの、本発明に関する作用については、図11,
図19に示す実施形態における、それぞれ、入力ホール
ド回路157,ノッチフィルタ158,出力ホールド回
路159と同一の作用を成すものである。ただし、ここ
では、DSP520の内部であり、ハードウェアとソフ
トウェアとの組合せにより、各機能が実現されている。
ィジタルフィルタの例としてノッチフィルタが採用され
ているが、本発明にいうディジタルフィルタはノッチフ
ィルタである必要はなく、様々なディジタルフィルタに
適用することができ、どのようなディジタルフィルタで
あっても、ナイキスト周波数近傍の周波数を取り扱うデ
ィジタルフィルタを有効に作用させることができる。
ルフィルタ装置によれば、サンプリング周波数を上げる
ことなく、ナイキスト周波数近傍の周波数帯域に対して
有効なフィルタリング作用を及ぼすことができ、これを
フィードバック制御に用いた場合に十分な安定性を確保
することができる。
置は駆動部のタイプを問わず様々な駆動部に適用するこ
とができ、様々なタイプの駆動部に本発明のフィードバ
ック制御装置を設けることで目標に対するずれに対して
応答性能の向上を図ることができる。例えば本発明のフ
ィードバック制御装置を適用した本発明の記憶装置によ
れば、その記憶装置を、ヘッドをトラック方向に移動さ
せるトラック駆動部に適用することによりヘッドのトラ
ック追従性能が向上し、ヘッドがトラックに対して追従
しなくなりオフトラックしてもヘッドがすんなり動けな
かったり発振してしまうという問題が解消され、制御帯
域が広がりヘッドの動きが迅速になる。また、本発明の
記憶装置を、ヘッドをフォーカス方向に移動させるフォ
ーカス駆動部に適用することにより、ヘッドのフォーカ
ス方向の追従性能が向上し、フォーカスが外れても同様
に迅速に応答できるようになる。
ードバック制御装置の構成を示すブロック図である。
部の変位の周波数特性の一例を示す図である。
kHz,22kHzの2つのノッチフィルタを配置した
ときの周波数特性を示す図である。
償および16kHz,22kHzのノッチフィルタを配
置し、さらに約27.5kHzの高次共振を抑えるため
にその27.5kHzにもノッチフィルタを配置したと
きの周波数特性を示した図である。
ズを加えたときの、差分回路から出力される誤差信号、
および駆動回路から出力される駆動信号の信号波形図で
ある。
て示した信号波形図である。
点の説明図である。
ある。
本発明のフィードバック制御装置の一実施形態の構成を
示すブロック図である。
ートを示す図である。
(1)の信号を書き添えた図である。
に、ノッチ演算(2)の信号を書き添えた図である。
ク系に、図5,図6と同様の位相進み補償および16k
Hz,22kHzのノッチフィルタを配置するととも
に、さらに、図11に示す構成の27.5kHzのノッ
チフィルタを配置したときの周波数特性を示した図であ
る。
御系に27.5kHzのノイズを加えたときの誤差信号
および駆動信号の信号波形図である。
大して示した信号波形図である。
の実施形態を示すブロック図である。
なる実施形態を示すブロック図である。
Claims (9)
- 【請求項1】 駆動部の駆動状態を検出してフィードバ
ック信号を生成し前記駆動部の駆動制御を行なうフィー
ドバック制御装置において、 前記フィードバック信号を所定の第1の周期でディジタ
ルサンプリングするサンプリング部と、 前記サンプリング部から前記第1の周期で順次に入力さ
れるフィードバック信号を前記第1の周期で順次にホー
ルドするとともに、入力されるフィードバック信号ある
いはホールドされたフィードバック信号を前記第1の周
期よりも短い第2の周期で順次に出力するフィルタ入力
部と、 前記フィルタ入力部から出力されたフィードバック信号
にフィルタリング処理を施すデジタルフィルタと、 前記ディジタルフィルタによりフィルタリング処理が施
されたフィードバック信号を間引きながら前記第1の周
期で順次出力するフィルタ出力部と、 を備えてなることを特徴とするフィードバック制御装
置。 - 【請求項2】 前記フィルタ入力部が、入力されるフィ
ードバック信号あるいはホールドされたフィードバック
信号を前記第1の周期の整数分の1の第2の周期で順次
に出力するものであることを特徴とする請求項1記載の
フィードバック制御装置。 - 【請求項3】 前記ディジタルフィルタが、特定の周波
数成分を除去しあるいは減衰させるノッチフィルタであ
ることを特徴とする請求項1記載のフィードバック制御
装置。 - 【請求項4】 前記ディジタルフィルタが、前記第1の
周期でのサンプリングによるナイキスト周波数と同一の
周波数成分を除去しあるいは減衰させるノッチフィルタ
であることを特徴とする請求項1記載のフィードバック
制御装置。 - 【請求項5】 このフィードバック制御装置が、情報記
憶媒体に近接して移動し該情報記憶媒体に記憶された情
報をピックアップする検出ヘッドを制御対象とし、該検
出ヘッドの移動を制御するものであることを特徴とする
請求項1記載のフィードバック制御装置。 - 【請求項6】 所定の第1の周期で順次に入力されるデ
ィジタル信号を前記第1の周期で順次にホールドすると
ともに、入力されるディジタル信号あるいはホールドさ
れたディジタル信号を、前記第1の周期よりも短い第2
の周期で順次に出力するフィルタ入力部と、 前記フィルタ入力部から出力されたディジタル信号にフ
ィルタリング処理を施すディジタルフィルタと、 前記ディジタルフィルタによりフィルタリング処理が施
されたディジタル信号を間引きながら前記第1の周期で
順次出力するフィルタ出力部と、 を備えてなることを特徴とするディジタルフィルタ装
置。 - 【請求項7】 情報記憶媒体に記憶された情報を少なく
とも再生するヘッドを備えてなる記憶装置において、 前記ヘッドを移動制御する駆動部と、 前記ヘッドの位置を検出して前記駆動部にフィードバッ
クする為のフィードバック信号を生成するフィードバッ
ク信号生成部と、 前記フィードバック信号を所定の第1の周期でディジタ
ルサンプリングするサンプリング部と、 前記サンプリング部から前記第1の周期で順次に入力さ
れるフィードバック信号を前記第1の周期で順次にホー
ルドするとともに、入力されるフィードバック信号ある
いはホールドされたフィードバック信号を前記第1の周
期よりも短い第2の周期で順次に出力するフィルタ入力
部と、 前記フィルタ入力部から出力されたフィードバック信号
にフィルタリング処理を施すデジタルフィルタと、 前記デジタルフィルタによりフィルタリング処理が施さ
れたフィードバック信号を間引きながら前記第1の周期
で順次出力するフィルタ出力部と、 を少なくとも備えてなることを特徴とする記憶装置。 - 【請求項8】 前記駆動部は、前記ヘッドをトラック方
向に移動させるトラック駆動部であることを特徴とする
請求項7記載の記憶装置。 - 【請求項9】 前記駆動部は、前記ヘッドをフォーカス
方向に移動させるフォーカス駆動部であることを特徴と
する請求項7又は8記載の記憶装置。
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