JP2000049747A - Modulator, demodulator and transmission system for ofdm transmission - Google Patents
Modulator, demodulator and transmission system for ofdm transmissionInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（以下「ＯＦＤＭ」という）伝送に用いる変調装置お
よび復調装置に関し、特に位相補正技術に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a modulator and a demodulator used for orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as "OFDM") transmission, and more particularly to a phase correction technique.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体向けデジタル音声放送や地
上系デジタルテレビ放送などにおいてＯＦＤＭ技術を用
いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ技術はマ
ルチキャリア変調方式の一種で、送信すべきデータ（送
信データ）を隣接間で互いに直交する多数のサブキャリ
アに割り当て、さらに逆フーリエ変換することにより時
間領域のデジタル変調信号に変換してＯＦＤＭ信号を生
成する。ＯＦＤＭ伝送においては、送信側で送信データ
に前述の処理を施して生成したＯＦＤＭ信号を受信側に
伝送する。そして受信側では、伝送されたＯＦＤＭ信号
に送信側で施された処理と逆の処理を施すことにより送
信データを再生するものである。ＯＦＤＭ信号は、サブ
キャリアに分割された各々のデータの周期が長くなるた
め、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難い特徴を有
している。2. Description of the Related Art In recent years, transmission systems using the OFDM technology have been attracting attention in digital audio broadcasting for mobile objects and digital terrestrial television broadcasting. This OFDM technique is a type of multi-carrier modulation method, in which data to be transmitted (transmission data) is allocated to a number of subcarriers that are orthogonal to each other between adjacent neighbors, and is further converted to a time-domain digitally modulated signal by performing an inverse Fourier transform. To generate an OFDM signal. In OFDM transmission, an OFDM signal generated by performing the above-described processing on transmission data on a transmission side is transmitted to a reception side. Then, on the receiving side, the transmission data is reproduced by performing a process reverse to the process performed on the transmission side on the transmitted OFDM signal. The OFDM signal has a characteristic that it is hardly affected by a delay wave such as a multipath since the period of each data divided into subcarriers is long.
【０００３】ＯＦＤＭ復調は、直交検波回路によりベー
スバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号を、
高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」という）回路を用い
てフーリエ変換処理を施すことで行う。このとき、直交
検波回路では送受信間での正確な周波数同期の確立が必
要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１
シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フー
リエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を
得る必要がある。In OFDM demodulation, an OFDM signal down-converted to a baseband band by a quadrature detection circuit is
This is performed by performing a Fourier transform process using a fast Fourier transform (hereinafter, referred to as “FFT”) circuit. At this time, the quadrature detection circuit needs to establish accurate frequency synchronization between transmission and reception.
It is necessary to obtain the phase and amplitude information of each subcarrier by accurately capturing a symbol section with a prescribed clock and performing Fourier transform.
【０００４】送受信のそれぞれにおけるＯＦＤＭ信号に
関して、周波数ずれおよび正確に１シンボル区間を取り
込めない時間ずれがある場合、各サブキャリアは位相回
転を起こし、送信データを再生できない。このように、
ＯＦＤＭ復調には正確な周波数同期、シンボル同期およ
びクロック同期が必要であり、従来のＯＦＤＭ復調装置
では同期用シンボルを用いて周波数同期、シンボル同
期、およびクロック同期のそれぞれを確立する必要があ
る。このために、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、図１１に示すよ
うに、それぞれ複数（・・・、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、・
・・）のサブキャリアＳＣより成る複数のＯＦＤＭシン
ボルＯＳにより伝送フレームが構成され、フレーム毎に
同期用シンボルが挿入されて伝送される。同図におい
て、縦軸は位相φ、横軸はサブキャリア周波数Ｆを表し
ている。そして△φは隣接サブキャリア間の位相誤差を
示している。[0004] If there is a frequency shift and a time shift in which one symbol period cannot be accurately taken in the OFDM signal in each of transmission and reception, each subcarrier causes a phase rotation, and transmission data cannot be reproduced. in this way,
OFDM demodulation requires accurate frequency synchronization, symbol synchronization, and clock synchronization. In a conventional OFDM demodulator, it is necessary to establish each of frequency synchronization, symbol synchronization, and clock synchronization using synchronization symbols. For this purpose, as shown in FIG. 11, the OFDM signal So has a plurality (..., K, k + 1, k + 2,.
A transmission frame is composed of a plurality of OFDM symbols OS composed of subcarriers SC, and a synchronization symbol is inserted for each frame and transmitted. In the figure, the vertical axis represents the phase φ, and the horizontal axis represents the subcarrier frequency F. Δφ indicates a phase error between adjacent subcarriers.
【０００５】更に、図１２に示すように、ｎ（ｎは１以
上の整数）個のＯＦＤＭシンボルＯＳの先頭に同期用シ
ンボルＲＳとしてヌルシンボルを挿入して１つの伝送フ
レームＦｒを構成しており、このヌルシンボルを連続し
て検出することで同期を確立する。なお、ヌルシンボル
はＯＦＤＭ変調したものでなくても良く、同期情報が得
られやすい信号を用いることができる。つまり、ＯＦＤ
Ｍ信号Ｓｏは、ランダムノイズ状の波形となるため、こ
れらの同期情報を時間軸波形から直接得ることが困難で
あるからである。そのため、周波数同期のためには正弦
波形の信号を、クロック同期のためにはクロック成分が
抽出しやすい振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）方式によ
り変調された波形信号を用いることができる。Further, as shown in FIG. 12, one transmission frame Fr is formed by inserting a null symbol as a synchronization symbol RS at the beginning of n (n is an integer of 1 or more) OFDM symbols OS. The synchronization is established by continuously detecting the null symbol. The null symbol does not have to be OFDM-modulated, and a signal from which synchronization information can be easily obtained can be used. That is, OFD
This is because the M signal So has a random noise-like waveform, and it is difficult to directly obtain such synchronization information from the time axis waveform. Therefore, a sine-wave signal can be used for frequency synchronization, and a waveform signal modulated by an amplitude shift keying (ASK) method that can easily extract a clock component can be used for clock synchronization.
【０００６】図１３を参照して、このように構成された
ＯＦＤＭ信号の概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の
周波数領域での状態ＳＦを図左半部に、時間領域での状
態ＳＴを図右半部に模式的に示している。周波数軸信号
ＳＦは、各ＯＦＤＭシンボルＯＳ１〜ＯＳｎのそれぞれ
が、周波数軸Ｆ上に多数のサブキャリアＳＣを直交する
ように配置して構成される。この周波数軸信号ＳＦを逆
フーリエ変換してＯＦＤＭ変調することによって、時間
軸信号ＳＴが生成される。各サブキャリアＳＣは送信側
で一次変調された間隔Ｐ＝１／ＰＳ（Ｈｚ）でサブキャ
リアを配置し、逆フーリエ変換してシンボル期間ＰＳ
（ｓｅｃ）の時間軸Ｔ上の信号ＳＴに変換される。[0006] The concept of the OFDM signal thus configured will be described with reference to FIG. The state SF in the frequency domain of the OFDM signal is schematically shown in the left half of the figure, and the state ST in the time domain is schematically shown in the right half of the figure. The frequency axis signal SF is configured such that each of the OFDM symbols OS1 to OSn has a number of subcarriers SC arranged orthogonally on the frequency axis F. The time axis signal ST is generated by inverse Fourier transforming the frequency axis signal SF and performing OFDM modulation. Each subcarrier SC arranges subcarriers at an interval P = 1 / PS (Hz) primary-modulated on the transmission side, performs an inverse Fourier transform, and performs symbol period PS
It is converted to a signal ST on the time axis T of (sec).
【０００７】送信側から伝送する場合はこのＯＦＤＭシ
ンボルＯＳと同期基準シンボルＲＳでＯＦＤＭ信号の送
信フレームを構成して伝送する。同期基準シンボルＲＳ
はＯＦＤＭ変調したシンボルである必要はなく、同期処
理に使いやすい波形の信号であれば良い。When transmitting from the transmitting side, the OFDM symbol OS and the synchronization reference symbol RS form an OFDM signal transmission frame and transmit it. Sync reference symbol RS
Does not need to be an OFDM-modulated symbol, and may be a signal having a waveform that is easy to use for synchronization processing.
【０００８】受信側では、入力された時間軸上の信号Ｓ
Ｔから同期用基準シンボルＲＳだけを取り出して同期制
御を行う。ＯＦＤＭシンボルＯＳはシンボル期間ＰＳ毎
に切り出され、更にフーリエ変換を施されて周波数軸上
の信号ＳＦに変換されることにより、ＯＦＤＭシンボル
ＯＳが各サブキャリアＳＣに分離される。その後、分離
された各サブキャリアＳＣに対して一次復調（データ復
調）が施されることにより、受信データが得られる即ち
送信データが再生される。このようなＯＦＤＭ信号の復
調処理において同期を正確に維持するには定期的に同期
基準シンボルを伝送する必要が有る。On the receiving side, the input signal S on the time axis
Only synchronization reference symbols RS are extracted from T to perform synchronization control. The OFDM symbol OS is cut out for each symbol period PS, and further subjected to Fourier transform to be converted into a signal SF on the frequency axis, whereby the OFDM symbol OS is separated into subcarriers SC. Thereafter, primary demodulation (data demodulation) is performed on each of the separated subcarriers SC, so that reception data is obtained, that is, transmission data is reproduced. In order to accurately maintain synchronization in such an OFDM signal demodulation process, it is necessary to periodically transmit a synchronization reference symbol.
【０００９】以下に、図１４を参照して、このような従
来のＯＦＤＭ復調装置の一例として、特開平８−１０２
７６９号公報に開示されているＯＦＤＭ復調装置につい
て説明する。ＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣは、Ａ／Ｄ変換器
１０１、クロック同期確立器１０２、直交検波器１０
３、周波数同期確立器１０４、高速フーリエ変換器（Ｆ
ＦＴ）１０５、シンボル同期確立器１０６、および一次
復調器１０７を有する。送信側より伝送されたＯＦＤＭ
信号Ｓｏ’は、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立
器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同
期確立器１０６のそれぞれに供給される。Referring to FIG. 14, an example of such a conventional OFDM demodulator is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 8-102.
The OFDM demodulator disclosed in Japanese Patent No. 769 will be described. The OFDM demodulator DMC includes an A / D converter 101, a clock synchronization establisher 102, a quadrature detector 10
3. Frequency synchronization establisher 104, fast Fourier transformer (F
FT) 105, symbol synchronization establisher 106, and primary demodulator 107. OFDM transmitted from sender
The signal So 'is supplied to each of the A / D converter 101, the clock synchronization establisher 102, the frequency synchronization establisher 104, and the symbol synchronization establisher 106.
【００１０】クロック同期確立器１０２は、ＯＦＤＭ信
号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、ＯＦＤＭ信
号の送受信間におけるサンプリングクロックの同期ずれ
を検出する。クロック同期確立器１０２は、更に検出さ
れた同期ずれを補正して同期確立させたサンプリングク
ロック信号Ｓｓｃを生成してＡ／Ｄ変換器１０１に出力
する。Ａ／Ｄ変換器１０１は、このサンプリングクロッ
ク信号Ｓｓｃに基づいて、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓ
ｏ’をサンプリングクロック成分の同期が確立されたデ
ジタルのＯＦＤＭ信号Ｓｏに変換して、直交検波器１０
３に出力する。[0010] The clock synchronization establisher 102 detects a synchronization deviation of the sampling clock between transmission and reception of the OFDM signal based on the synchronization symbol RS in the OFDM signal So '. The clock synchronization establishing unit 102 further generates a sampling clock signal Ssc in which synchronization is established by correcting the detected synchronization deviation, and outputs the generated sampling clock signal Ssc to the A / D converter 101. The A / D converter 101 generates an analog OFDM signal S based on the sampling clock signal Ssc.
o ′ is converted into a digital OFDM signal So in which the synchronization of the sampling clock component has been established, and the quadrature detector 10
Output to 3.
【００１１】周波数同期確立器１０４は、ＯＦＤＭ信号
Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間に於
けるキャリア信号の周波数の同期ずれを検出して、同期
確立させた周波数信号Ｓｃｆを生成して直交検波器１０
３に出力する。直交検波器１０３は、この周波数信号Ｓ
ｃｆに基づいて、サンプリングクロック成分の同期確立
されたデジタルのＯＦＤＭ信号ＳｏのＯＦＤＭシンボル
ＯＳ（サブキャリアＳＣ）を直交検波して、中間周波数
帯域からベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに変換し
て、高速フーリエ変換器１０５に出力する。このベース
バンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂが、キャリア信号の周波
数成分の同期確立と併せて、サンプリングクロック成分
の同期確立がされていることは言うまでもない。The frequency synchronization establishing unit 104 detects a frequency synchronization deviation of a carrier signal between transmission and reception based on a synchronization symbol RS in the OFDM signal So ', and generates a frequency signal Scf in which synchronization is established. And quadrature detector 10
Output to 3. The quadrature detector 103 calculates the frequency signal S
Based on cf, orthogonal detection of the OFDM symbol OS (subcarrier SC) of the digital OFDM signal So of which sampling clock component synchronization is established is converted from the intermediate frequency band to the baseband OFDM signal Sb, and Output to the Fourier transformer 105. It goes without saying that the OFDM signal Sb in the baseband band establishes the synchronization of the sampling clock component together with the synchronization of the frequency component of the carrier signal.
【００１２】シンボル同期確立器１０６は、ＯＦＤＭ信
号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間に
おけるシンボル時間窓の同期ずれを検出して、同期確立
させたシンボル時間窓信号Ｓｓｔを生成し、同信号Ｓｓ
ｔを高速フーリエ変換器１０５に出力する。高速フーリ
エ変換器１０５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づい
て、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリ
エ変換処理を施す。そして、高速フーリエ変換器１０５
は、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号
から周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離して、シン
ボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成し、そ
して同信号Ｓｃを一次復調器１０７に出力する。このサ
ブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せ
て、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周
波数同期が確立されている。A symbol synchronization establisher 106 detects a synchronization shift of a symbol time window between transmission and reception based on a synchronization symbol RS in the OFDM signal So ', and generates a symbol time window signal Sst in which synchronization is established. Same signal Ss
t is output to the fast Fourier transformer 105. The fast Fourier transformer 105 performs a fast Fourier transform process on the baseband OFDM signal Sb based on the symbol time window signal Sst. Then, the fast Fourier transformer 105
Separates each time-domain signal into subcarriers SC in the frequency domain for each OFDM symbol OS, generates a subcarrier signal Sc in which symbol synchronization is established, and outputs the signal Sc to the primary demodulator 107. Output. In the subcarrier signal Sc, the sampling clock synchronization and the frequency synchronization of the carrier signal are established along with the synchronization of the symbol window.
【００１３】一次復調器１０７は、高速フーリエ変換器
１０５から出力されたサブキャリア信号Ｓｃを各サブキ
ャリア毎に復調して送信データＳｄを再生する。The primary demodulator 107 demodulates the subcarrier signal Sc output from the fast Fourier transformer 105 for each subcarrier to reproduce the transmission data Sd.
【００１４】従来のＯＦＤＭ復調器ＤＭＣは、直交検波
回路１０３によりベースバンド帯域にダウンコンバート
したＯＦＤＭ信号Ｓｂに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
器１０５を用いてフーリエ変換演算を施す。このとき、
直交検波回路１０３では送受信間での正確な周波数同期
確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信
号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込
み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振
幅情報を得る。The conventional OFDM demodulator DMC converts the OFDM signal Sb down-converted to the baseband band by the quadrature detection circuit 103 into a fast Fourier transform (FFT).
The Fourier transform operation is performed using the device 105. At this time,
The quadrature detection circuit 103 needs to establish accurate frequency synchronization between transmission and reception. In the FFT, one symbol section is accurately taken from a received OFDM signal with a specified clock, and the phase of each subcarrier is obtained by Fourier transform. Obtain amplitude information.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ復調器側にお
いては、サンプリングクロック、キャリア周波数、およ
びＦＦＴシンボル窓時間に関して、送信側におけるのと
同一の条件を正確に再現してデータ処理を行う必要があ
る。つまり、ＯＦＤＭ復調時には、サンプリングクロッ
ク、キャリア周波数、およびシンボル時間窓の同期を確
立しなければならない。これに対して、従来のＯＦＤＭ
復調装置では所定の間隔で間欠的に挿入される同期用シ
ンボルを検出してシンボル同期およびクロック同期を確
立している。この場合同期を確立するまでに数フレーム
分の同期用シンボルの検出が必要であり、その間のＯＦ
ＤＭシンボルは正確に復調できない。しかし、送受信間
での同期ずれは、例えば伝送環境の変化によって容易に
生じて、クロックずれ、周波数ずれ、および時間窓のず
れを招く。これらのずれが生じている場合に、ＯＦＤＭ
変調を行ったシンボルの各キャリアは、送信時の位相か
らこれらのずれに相当する量だけ位相回転を生じる。各
サブキャリアの位相には情報（送信データ）が割り当て
られているため、送信データが誤って再生されてしま
う。On the OFDM demodulator side, it is necessary to perform data processing by accurately reproducing the same conditions as those on the transmitting side with respect to the sampling clock, carrier frequency, and FFT symbol window time. . That is, at the time of OFDM demodulation, synchronization of the sampling clock, the carrier frequency, and the symbol time window must be established. On the other hand, the conventional OFDM
The demodulator detects a synchronization symbol intermittently inserted at a predetermined interval to establish symbol synchronization and clock synchronization. In this case, it is necessary to detect several frames of synchronization symbols before the synchronization is established.
DM symbols cannot be demodulated accurately. However, a synchronization shift between transmission and reception is easily caused by, for example, a change in the transmission environment, and causes a clock shift, a frequency shift, and a time window shift. When these deviations occur, OFDM
Each carrier of the modulated symbol causes a phase rotation by an amount corresponding to these shifts from the phase at the time of transmission. Since information (transmission data) is assigned to the phase of each subcarrier, the transmission data is erroneously reproduced.
【００１６】これらのずれに対しては、同期用基準シン
ボルからその情報を検出して、サンプリングクロックず
れ、キャリア周波数ずれ、シンボル時間窓ずれをそれぞ
れの誤差信号としてフィードバックして、逐一調整（同
期確立）して同期をとっている。そのため、これらのず
れが生じた時点で復調したＯＦＤＭシンボルのサブキャ
リアには位相回転誤差が生じているため、送信データが
誤って再生されてしまう。更に、所定の間隔で連続的に
同期シンボルを検出できないと、安定した同期を確立す
ることができないため、バースト状に送信されるＯＦＤ
Ｍシンボルを正確に復調することが非常に困難である。With respect to these shifts, the information is detected from the synchronization reference symbol, and the sampling clock shift, the carrier frequency shift, and the symbol time window shift are fed back as respective error signals, and adjusted one by one (synchronization is established). ) And synchronize. Therefore, since the phase rotation error occurs in the subcarrier of the OFDM symbol demodulated at the time when these shifts occur, the transmission data is erroneously reproduced. Further, if synchronization symbols cannot be detected continuously at predetermined intervals, stable synchronization cannot be established.
It is very difficult to accurately demodulate M symbols.
【００１７】それ故に、本発明は、上記問題を解決すべ
くなされたものであって、送受信間で周波数ずれや時間
ずれがあるような場合でも、各サブキャリアの位相誤差
を補正し、ＯＦＤＭシンボルの復調を可能にする、ＯＦ
ＤＭ伝送のための変調装置および復調装置を提供するこ
とを目的とする。Therefore, the present invention has been made to solve the above-mentioned problem. Even when there is a frequency shift or a time shift between transmission and reception, the phase error of each subcarrier is corrected and the OFDM symbol is corrected. OF that enables demodulation of
An object is to provide a modulation device and a demodulation device for DM transmission.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段および発明の効果】上記の
ような目的を達成するために、本発明は、以下に示すよ
うな特徴を有している。Means for Solving the Problems and Effects of the Invention In order to achieve the above object, the present invention has the following features.
【００１９】第１の発明は、伝送に使用されるサブキャ
リアのうち複数の所定サブキャリアに既知のパイロット
キャリアを位相基準として割り当てたＯＦＤＭ信号を入
力とするＯＦＤＭ復調装置であって、ＯＦＤＭ信号をフ
ーリエ変換することにより各サブキャリアに分離して第
１のサブキャリア信号を生成するフーリエ変換手段と、
第１のサブキャリア信号中のパイロットキャリアに基づ
いて、第１のサブキャリア信号のサブキャリア毎に位相
補正量を求めるキャリア位相誤差検出手段と、位相補正
量に基づいて、第１のサブキャリア信号の位相を補正し
て第２のサブキャリア信号を生成する位相補正手段と、
を備えている。A first aspect of the present invention is an OFDM demodulator for inputting an OFDM signal in which a known pilot carrier is assigned as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among subcarriers used for transmission. Fourier transform means for performing a Fourier transform to separate each subcarrier and generate a first subcarrier signal;
Carrier phase error detection means for obtaining a phase correction amount for each subcarrier of the first subcarrier signal based on a pilot carrier in the first subcarrier signal; and a first subcarrier signal based on the phase correction amount Phase correction means for correcting the phase of the signal to generate a second subcarrier signal;
It has.
【００２０】上記のような第１の発明によれば、所定の
サブキャリアに割り当てられた基準位相を有するパイロ
ットキャリアに基づいて、フーリエ変換されたＯＦＤＭ
信号のサブキャリアの位相補正量が求められ、その位相
補正量に基づき同期ずれによる位相誤差が速やかに補正
されるので、バースト状に複数のＯＦＤＭシンボルが送
信される場合にも、個々のＯＦＤＭシンボルを正しく復
調できる。According to the first aspect of the present invention, the OFDM that has been Fourier-transformed based on the pilot carrier having the reference phase assigned to the predetermined subcarrier
The phase correction amount of the subcarrier of the signal is obtained, and the phase error due to the synchronization shift is quickly corrected based on the phase correction amount. Therefore, even when a plurality of OFDM symbols are transmitted in a burst, each OFDM symbol Can be demodulated correctly.
【００２１】第２の発明は、第１の発明において、キャ
リア位相誤差検出手段は、第１のサブキャリア信号のパ
イロットキャリアの位置を検出してパイロットキャリア
位置信号を生成するパイロットキャリア位置検出手段
と、パイロットキャリア位置信号に基づいて、第１のサ
ブキャリア信号から第１のパイロットキャリアを抽出す
るパイロットキャリア抽出手段と、既知のパイロットキ
ャリアを保持すると共に、パイロットキャリア位置信号
に基づいて、保持されている既知のパイロットキャリア
のうち検出された位置に対応する第２のパイロットキャ
リアを読み出すパイロットキャリアメモリと、第１およ
び第２のパイロットキャリアの間の位相差を算出し、位
相差を示す位相差信号を生成する位相差演算手段と、位
相差信号に基づいて、キャリア周波数に対する送受信間
の位相回転の変化量を算出し、変化量を示す送受信間位
相差変化量信号を生成する位相変化量演算手段と、位相
差信号と送受信間位相差変化量信号とに基づき、各サブ
キャリア毎の位相補正量を算出して、位相誤差補正信号
を生成する位相補正量演算手段とを含むことを特徴とす
る。In a second aspect based on the first aspect, the carrier phase error detecting means detects a pilot carrier position of the first subcarrier signal and generates a pilot carrier position signal. , A pilot carrier extracting means for extracting a first pilot carrier from a first subcarrier signal based on a pilot carrier position signal, and a known pilot carrier held, and held based on the pilot carrier position signal. A pilot carrier memory for reading out a second pilot carrier corresponding to a detected position among known pilot carriers, a phase difference between the first and second pilot carriers, and a phase difference signal indicating the phase difference Based on the phase difference signal Calculating a phase rotation change amount between transmission and reception with respect to the carrier frequency, and generating a phase difference change amount signal between transmission and reception indicating the change amount, based on the phase difference signal and the transmission and reception phase difference change amount signal; And a phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount for each subcarrier and generating a phase error correction signal.
【００２２】上記のような第２の発明によれば、パイロ
ットキャリアの送受信間位相差と、キャリア周波数に対
する送受信間位相回転量の変化量とが算出され、これら
に基づいて各サブキャリアの位相補正量が算出されるた
め、この位相補正量は各サブキャリアの絶対位相誤差
（送受信間の位相誤差）に対応する。したがって、サブ
キャリアに対しＱＰＳＫやＱＡＭ変調のような絶対位相
変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しても、各サブキ
ャリアの位相誤差を補正して正しく復調することができ
る。According to the second aspect, the phase difference between the transmission and reception of the pilot carrier and the amount of change in the phase rotation between the transmission and reception with respect to the carrier frequency are calculated, and the phase correction of each subcarrier is calculated based on these. Since the amount is calculated, this phase correction amount corresponds to the absolute phase error (phase error between transmission and reception) of each subcarrier. Therefore, even for an OFDM signal in which sub-carriers are subjected to absolute phase modulation such as QPSK or QAM modulation, the phase error of each sub-carrier can be corrected and demodulated correctly.
【００２３】第３の発明は、第２の発明において、さら
に、第２のサブキャリア信号を復調して送信データを再
生するデータ復調手段を備えている。A third invention according to the second invention, further comprises a data demodulating means for demodulating the second subcarrier signal to reproduce transmission data.
【００２４】第４の発明は、第１の発明において、入力
されるＯＦＤＭ信号は、パイロットキャリアを基準にサ
ブキャリアに対し周波数方向の隣接サブキャリア間での
差動変調が施された信号であり、キャリア位相誤差検出
手段は、第１のサブキャリア信号からパイロットキャリ
アを抽出するパイロットキャリア抽出手段と、抽出され
たパイロットキャリアに基づいてパイロットキャリアの
位相を演算する位相演算手段と、演算されたパイロット
キャリアの位相から位相変化量を演算する位相変化量演
算手段と、演算された位相変化量に基づいてサブキャリ
ア間の位相補正量を演算する位相補正量演算手段と、を
含み、位相補正手段は、演算された位相補正量に基づい
て第１のサブキャリア信号の位相を補正することを特徴
とする。In a fourth aspect based on the first aspect, the input OFDM signal is a signal obtained by subjecting a subcarrier to differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with respect to a pilot carrier. A carrier phase error detecting means, a pilot carrier extracting means for extracting a pilot carrier from the first subcarrier signal, a phase calculating means for calculating a phase of the pilot carrier based on the extracted pilot carrier, A phase change amount calculating means for calculating a phase change amount from a phase of the carrier; and a phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount between subcarriers based on the calculated phase change amount. And correcting the phase of the first subcarrier signal based on the calculated phase correction amount.
【００２５】上記のような第４の発明によれば、受信さ
れたパイロットキャリアの位相に基づいてサブキャリア
間の位相補正量が求められ、パイロットキャリアの送受
信間の位相差は求められない。したがって、サブキャリ
アに対し周波数方向の差動変調が行われているＯＦＤＭ
信号に対しては、簡単な構成で、サブキャリア間の位相
差の誤差を補正して正しく復調することができる。According to the fourth aspect, the amount of phase correction between subcarriers is determined based on the phase of the received pilot carrier, and the phase difference between transmission and reception of the pilot carrier is not determined. Therefore, OFDM in which differential modulation in the frequency direction is performed on subcarriers
With respect to the signal, it is possible to correct the error of the phase difference between subcarriers and demodulate correctly with a simple configuration.
【００２６】第５の発明は、第４の発明において、第２
のサブキャリア信号を差動復調することにより送信デー
タを再生する差動復調手段を更に備えている。According to a fifth aspect, in the fourth aspect, the second aspect is provided.
And a differential demodulator for reproducing the transmission data by differentially demodulating the subcarrier signal.
【００２７】第６の発明は、第４の発明において、第１
のサブキャリア信号に基づいて隣接サブキャリアの位相
差を演算するキャリア間位相差演算手段を更に備え、位
相補正手段は、演算された位相補正量に基づいてキャリ
ア間位相差演算手段の出力である位相差を補正すること
を特徴とする。According to a sixth aspect, in the fourth aspect, the first aspect is provided.
Further comprising an inter-carrier phase difference calculating means for calculating a phase difference between adjacent sub-carriers based on the sub-carrier signal, wherein the phase correcting means is an output of the inter-carrier phase difference calculating means based on the calculated phase correction amount. The phase difference is corrected.
【００２８】第７の発明は、第２の発明において、位相
差演算手段は、第１および第２のパイロットキャリアを
表す第１および第２の複素数を入力とし、第１の複素数
と第２の複素数の共役複素数とを乗算して得られた第３
の複素数の実部ｉおよび虚部ｑから、逆正接arctan(q/
i) を演算することにより、第１および第２のパイロッ
トキャリアの間の位相差を求めることを特徴とする。In a seventh aspect based on the second aspect, the phase difference calculating means receives the first and second complex numbers representing the first and second pilot carriers as inputs, and outputs the first complex number and the second complex number. The third obtained by multiplying the complex number by the complex conjugate
From the real part i and the imaginary part q of the complex number, arc tangent arctan (q /
i) to determine the phase difference between the first and second pilot carriers.
【００２９】第８の発明は、第２の発明において、位相
差演算手段は、第１および第２のパイロットキャリアを
表す第１および第２の複素数を入力とし、それぞれの位
相ΘAとΘBを逆正接arctan演算により求め、ΘA−ΘBを
演算して第１および第２のパイロットキャリアの間の位
相差を求めることを特徴とする。In an eighth aspect based on the second aspect, the phase difference calculating means receives the first and second complex numbers representing the first and second pilot carriers as inputs, and outputs the respective phases Θ A and Θ B. the calculated by arctangent arctan operation, and obtains the phase difference between the first and second pilot carrier by calculating a theta a - [theta] B.
【００３０】第９の発明は、第４の発明において、位相
演算手段は、抽出されたパイロットキャリアを表す複素
数の実部ｉおよび虚部ｑから逆正接arctan(q/i) を演算
して、抽出されたパイロットキャリアの位相を求めるこ
とを特徴とする。In a ninth aspect based on the fourth aspect, the phase calculating means calculates an arc tangent arctan (q / i) from a real part i and an imaginary part q of the complex number representing the extracted pilot carrier, It is characterized in that the phase of the extracted pilot carrier is obtained.
【００３１】第１０の発明は、第４の発明において、位
相演算手段は、抽出されたパイロットキャリアを表す複
素数の実部ｉおよび虚部ｑからq/i を演算することによ
り、抽出されたパイロットキャリアの位相の近似値を求
めることを特徴とする。In a tenth aspect based on the fourth aspect, the phase calculation means calculates q / i from the real part i and the imaginary part q of the complex number representing the extracted pilot carrier, thereby obtaining the extracted pilot. It is characterized in that an approximate value of the carrier phase is obtained.
【００３２】第１１の発明は、第２または第４の発明に
おいて、位相変化量演算手段は、所定のキャリア周波数
毎に存在するパイロットキャリアの位相のうち任意のパ
イロットキャリアの位相から他のサブキャリアの位相変
化を推定し、キャリア周波数に対する位相変化量を求め
ることを特徴とする。In an eleventh aspect based on the second or fourth aspect, the phase change amount calculating means converts the phase of an arbitrary pilot carrier out of the phases of the pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency to another subcarrier. Is estimated, and the amount of phase change with respect to the carrier frequency is obtained.
【００３３】第１２の発明は、第１１の発明において、
位相変化量演算手段は、所定のキャリア周波数毎に存在
するパイロットキャリアの位相のうち少なくとも２つの
パイロットキャリアの位相から、他のサブキャリアの位
相変化を補間してキャリア周波数に対する位相変化量を
求めることを特徴とする。According to a twelfth aspect, in the eleventh aspect,
The phase change amount calculating means interpolates a phase change of other subcarriers from a phase of at least two pilot carriers among phases of pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency to obtain a phase change amount with respect to the carrier frequency. It is characterized by.
【００３４】第１３の発明は、第１１の発明において、
位相変化量演算手段は、所定のキャリア周波数毎に存在
するパイロットキャリアの位相のうち少なくとも２つの
パイロットキャリアの位相から他のサブキャリアの位相
変化を直線近似し、その直線の傾きからキャリア周波数
に対する位相変化量を求めることを特徴とする。According to a thirteenth aspect, in the eleventh aspect,
The phase change amount calculating means linearly approximates the phase change of the other subcarriers from the phase of at least two pilot carriers among the phases of the pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency, and calculates the phase with respect to the carrier frequency from the slope of the straight line. It is characterized in that a change amount is obtained.
【００３５】第１４の発明は、第１１の発明において、
位相変化量演算手段は、所定のキャリア周波数毎に存在
するパイロットキャリアの位相のうち２つのパイロット
キャリアの位相から、その間の位相差をその間のキャリ
ア周波数差で割ることで、キャリア周波数に対する位相
変化量を求めることを特徴とする。According to a fourteenth aspect, in the eleventh aspect,
The phase change amount calculating means divides the phase difference between the two pilot carriers out of the phases of the pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency by the carrier frequency difference therebetween to obtain the phase change amount with respect to the carrier frequency. Is obtained.
【００３６】第１５の発明は、第１１の発明において、
位相変化量演算手段は、所定のキャリア周波数毎に存在
するパイロットキャリアの位相のうちの２つのパイロッ
トキャリアの位相差を２つのパイロットキャリアの周波
数差で割るという演算をパイロットキャリアの異なる対
について複数回行うことにより複数の除算結果をＯＦＤ
Ｍシンボル内で得て、複数の除算結果を平均化してキャ
リア周波数に対する位相変化量を求めることを特徴とす
る。According to a fifteenth aspect, in the eleventh aspect,
The phase change amount calculating means performs a plurality of operations of dividing the phase difference between two pilot carriers among the phases of the pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency by the frequency difference between the two pilot carriers a plurality of times for different pairs of pilot carriers. Performs multiple division results by OFD
The method is characterized in that a phase change amount with respect to a carrier frequency is obtained by averaging a plurality of division results obtained within M symbols.
【００３７】第１６の発明は、第１の発明において、パ
イロットキャリアを一定周波数間隔のサブキャリアに割
り当てたＯＦＤＭ信号を入力とすることを特徴とする。A sixteenth invention is characterized in that, in the first invention, an OFDM signal in which pilot carriers are allocated to subcarriers at fixed frequency intervals is input.
【００３８】第１７の発明は、第１の発明において、パ
イロットキャリアを所定の増分で増加する周波数間隔の
サブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号を入力とするこ
とを特徴とする。A seventeenth invention is characterized in that, in the first invention, an OFDM signal in which pilot carriers are allocated to subcarriers at frequency intervals increasing by a predetermined increment is input.
【００３９】第１８の発明は、第１の発明において、パ
イロットキャリアを所定のＰＮ系列で規定される周波数
間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号を入力と
することを特徴とする。An eighteenth invention is characterized in that, in the first invention, an OFDM signal in which pilot carriers are assigned to subcarriers at frequency intervals specified by a predetermined PN sequence is input.
【００４０】第１９の発明は、第１の発明において、Ｏ
ＦＤＭ信号が連続的に入力されることを特徴とする。A nineteenth invention is directed to the first invention, wherein the O
The FDM signal is continuously input.
【００４１】第２０の発明は、第１の発明において、Ｏ
ＦＤＭ信号が、バースト状に入力されることを特徴とす
る。According to a twentieth aspect, in the first aspect, the O
The FDM signal is input in a burst form.
【００４２】第２１の発明は、第４の発明において、差
動変調に多値差動位相変調を用いることを特徴とする。According to a twenty-first aspect, in the fourth aspect, a multi-level differential phase modulation is used for the differential modulation.
【００４３】第２２の発明は、第４の発明において、差
動変調に多値差動振幅・位相変調を用いることを特徴と
する。According to a twenty-second aspect, in the fourth aspect, a multi-level differential amplitude / phase modulation is used for the differential modulation.
【００４４】第２３の発明は、伝送に使用されるサブキ
ャリアのうち複数の所定サブキャリアに既知のパイロッ
トキャリアを位相基準として割り当てたＯＦＤＭ信号を
復調するＯＦＤＭ復調方法であって、ＯＦＤＭ信号をフ
ーリエ変換することにより各サブキャリアに分離して第
１のサブキャリア信号を生成するフーリエ変換ステップ
と、第１のサブキャリア信号のパイロットキャリアに基
づいて、第１のサブキャリア信号のサブキャリア毎に位
相補正量を求めるキャリア位相誤差検出ステップと、位
相補正量に基づいて、第１のサブキャリア信号の位相を
補正して第２のサブキャリア信号を生成する位相補正ス
テップと、を備えている。A twenty-third invention is an OFDM demodulation method for demodulating an OFDM signal in which a known pilot carrier is assigned to a plurality of predetermined subcarriers among a plurality of subcarriers used for transmission on a phase basis. A Fourier transform step of transforming the signal into subcarriers to generate a first subcarrier signal, and a phase for each subcarrier of the first subcarrier signal based on a pilot carrier of the first subcarrier signal. A carrier phase error detection step for obtaining a correction amount; and a phase correction step for correcting the phase of the first subcarrier signal to generate a second subcarrier signal based on the phase correction amount.
【００４５】第２４の発明は、第２３の発明において、
キャリア位相誤差検出ステップは、第１のサブキャリア
信号中のパイロットキャリアの位置を検出してパイロッ
トキャリア位置信号を生成するステップと、パイロット
キャリア位置信号に基づいて、第１のサブキャリア信号
から第１のパイロットキャリアを抽出するステップと、
既知のパイロットキャリアを保持すると共に、パイロッ
トキャリア位置信号に基づいて、保持されている既知の
パイロットキャリアから検出された位置に対応する第２
のパイロットキャリアを読み出すステップと、第１およ
び第２のパイロットキャリアの位相差を演算して位相差
信号を生成するステップと、位相差信号に基づいて、位
相変化量を演算して送受信間位相差変化量信号を生成す
るステップと、位相差信号と送受信間位相差変化量信号
に基づいて、各サブキャリア毎の位相補正量を演算して
位相誤差補正信号を生成するステップと、を含むことを
特徴とする。According to a twenty-fourth aspect, in the twenty-third aspect,
The carrier phase error detecting step includes a step of detecting a position of a pilot carrier in the first subcarrier signal to generate a pilot carrier position signal, and a step of detecting a first carrier signal from the first subcarrier signal based on the pilot carrier position signal. Extracting pilot carriers of
A second pilot carrier holding a known pilot carrier and corresponding to a position detected from the held known pilot carrier based on the pilot carrier position signal.
Reading the pilot carrier, calculating the phase difference between the first and second pilot carriers to generate a phase difference signal, calculating the phase change amount based on the phase difference signal, and Generating a change amount signal, and calculating a phase correction amount for each subcarrier based on the phase difference signal and the transmission / reception phase difference change amount signal to generate a phase error correction signal. Features.
【００４６】第２５の発明は、第２３の発明において、
入力されるＯＦＤＭ信号は、パイロットキャリアを基準
にサブキャリアに対し周波数方向の隣接サブキャリア間
での差動変調が施された信号であり、キャリア位相誤差
検出ステップは、第１のサブキャリア信号からパイロッ
トキャリアを抽出するステップと、抽出されたパイロッ
トキャリアに基づいてパイロットキャリアの位相を演算
するステップと、演算されたパイロットキャリアの位相
から位相変化量を演算するステップと、演算された位相
変化量に基づいてサブキャリア間の位相補正量を演算す
るステップと、を含み、位相補正ステップでは、演算さ
れた位相補正量に基づいて第１のサブキャリア信号の位
相が補正されることを特徴とする。According to a twenty-fifth aspect, in the twenty-third aspect,
The input OFDM signal is a signal obtained by subjecting a subcarrier to differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction on the basis of a pilot carrier, and the carrier phase error detection step includes the steps of: Extracting a pilot carrier, calculating a phase of the pilot carrier based on the extracted pilot carrier, calculating a phase change amount from the calculated pilot carrier phase, and calculating the calculated phase change amount. Calculating a phase correction amount between subcarriers based on the calculated phase correction amount, wherein the phase of the first subcarrier signal is corrected based on the calculated phase correction amount.
【００４７】第２６の発明は、第２５の発明において、
更に、第１のサブキャリア信号に基づいて隣接サブキャ
リアの位相差を演算するキャリア間位相差演算ステップ
を備え、位相補正ステップでは、演算された位相補正量
に基づいて、キャリア間位相差演算ステップで演算され
た隣接サブキャリアの位相差が補正されることを特徴と
する。According to a twenty-sixth aspect, in the twenty-fifth aspect,
The method further includes an inter-carrier phase difference calculating step of calculating a phase difference between adjacent sub-carriers based on the first sub-carrier signal. The phase correcting step includes the step of calculating an inter-carrier phase difference based on the calculated phase correction amount. The phase difference between adjacent sub-carriers calculated in the above is corrected.
【００４８】第２７の発明は、有線または無線の伝送路
を介し、送信側から受信側に対し、所定長のシンボル毎
に送信データで変調された複数のサブキャリアから生成
される直交周波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送
システムであって、送信側には、直交周波数分割多重信
号の伝送に使用されるサブキャリアである伝送サブキャ
リアのうち複数の所定サブキャリアに位相基準としての
既知のパイロットキャリアを割り当て、伝送サブキャリ
アのうちパイロットキャリア以外のサブキャリアである
データキャリアを送信データで変調するデータ変調手段
と、パイロットキャリアと変調後のデータキャリアとか
らなる伝送サブキャリアから直交周波数分割多重信号を
生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、を含むＯＦＤＭ変調
装置を備え、受信側には、直交周波数分割多重信号から
サブキャリアを分離して受信サブキャリアとして出力す
るサブキャリア分離手段と、受信サブキャリアに含まれ
るパイロットキャリアに基づき、受信サブキャリアのそ
れぞれの位相補正量を算出する位相誤差演算手段と、位
相補正量に応じて受信サブキャリアのそれぞれの位相を
補正する位相補正手段と、を含むＯＦＤＭ復調装置を備
えている。According to a twenty-seventh aspect, orthogonal frequency division multiplexing generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system for transmitting a signal, wherein a transmitting side includes a known pilot carrier as a phase reference for a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers which are subcarriers used for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal. Data modulation means for modulating the data carrier, which is a subcarrier other than the pilot carrier among the transmission subcarriers, with transmission data, and the orthogonal frequency division multiplexing signal from the transmission subcarrier consisting of the pilot carrier and the modulated data carrier. And an OFDM modulator including an OFDM signal generating means for generating the OFDM signal. Calculates sub-carrier separation means for separating sub-carriers from the orthogonal frequency division multiplexed signal and outputting them as received sub-carriers, and calculates respective phase correction amounts of the received sub-carriers based on pilot carriers included in the received sub-carriers An OFDM demodulator including a phase error calculating unit and a phase correcting unit that corrects each phase of the received subcarrier according to the amount of phase correction is provided.
【００４９】第２８の発明は、第２７の発明において、
直交周波数分割多重信号は、複数のシンボルで構成され
たバースト状の信号であることを特徴とする。According to a twenty-eighth aspect, in the twenty-seventh aspect,
The orthogonal frequency division multiplex signal is a burst-like signal composed of a plurality of symbols.
【００５０】第２９の発明は、有線または無線の伝送路
を介し、送信側から受信側に対し、所定長のシンボル毎
に送信データで変調された複数のサブキャリアから生成
される直交周波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送
システムであって、送信側には、直交周波数分割多重信
号の伝送に使用されるサブキャリアである伝送サブキャ
リアのうち複数の所定サブキャリアに位相基準としての
既知のパイロットキャリアを割り当て、パイロットキャ
リアを基準に伝送サブキャリアに対し送信データで周波
数方向の隣接サブキャリア間での差動変調を行う差動変
調手段と、差動変調後の伝送サブキャリアから直交周波
数分割多重信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、を
含むＯＦＤＭ変調装置を備え、受信側には、直交周波数
分割多重信号からサブキャリアを分離して受信サブキャ
リアとして出力するサブキャリア分離手段と、受信サブ
キャリアに含まれるパイロットキャリアに基づき、各サ
ブキャリアの位相補正量を算出する位相誤差演算手段
と、位相補正量に応じて受信サブキャリアのそれぞれの
位相を補正する位相補正手段と、パイロットキャリアを
基準として、位相補正手段による位相補正後の受信サブ
キャリアを差動復調することにより、送信データを再生
する差動復調手段と、を含むＯＦＤＭ復調装置を備えて
いる。A twenty-ninth aspect of the present invention relates to orthogonal frequency division multiplexing generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system for transmitting a signal, wherein a transmitting side includes a known pilot carrier as a phase reference for a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers which are subcarriers used for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal. And differential modulation means for performing differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with transmission data on transmission subcarriers on the basis of pilot carriers, and orthogonal frequency division multiplexed signals from transmission subcarriers after differential modulation. Signal generating means for generating an OFDM signal. The OFDM modulator includes: A subcarrier separating unit that separates subcarriers and outputs them as reception subcarriers; a phase error calculation unit that calculates a phase correction amount of each subcarrier based on a pilot carrier included in the reception subcarrier; Phase correction means for correcting the phase of each reception subcarrier, and differential demodulation means for reproducing transmission data by differentially demodulating the reception subcarrier after phase correction by the phase correction means with reference to the pilot carrier. Are provided.
【００５１】第３０の発明は、第２９の発明において、
直交周波数分割多重信号は、複数のシンボルで構成され
たバースト状の信号であることを特徴とする。According to a thirtieth aspect, in the twenty-ninth aspect,
The orthogonal frequency division multiplex signal is a burst-like signal composed of a plurality of symbols.
【００５２】第３１の発明は、有線または無線の伝送路
を介し、送信側から受信側に対し、所定長のシンボル毎
に送信データで変調された複数のサブキャリアから生成
される直交周波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送
システムであって、送信側には、直交周波数分割多重信
号の伝送に使用されるサブキャリアである伝送サブキャ
リアのうち複数の所定サブキャリアに位相基準としての
既知のパイロットキャリアを割り当て、パイロットキャ
リアを基準に伝送サブキャリアに対し送信データで周波
数方向の隣接サブキャリア間での差動変調を行う差動変
調手段と、差動変調後の伝送サブキャリアから直交周波
数分割多重信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、を
含むＯＦＤＭ変調装置を備え、受信側には、直交周波数
分割多重信号からサブキャリアを分離して受信サブキャ
リアとして出力するサブキャリア分離手段と、受信サブ
キャリアのうち周波数方向に隣接するサブキャリア間の
位相差を算出するキャリア間位相差演算手段と、受信サ
ブキャリアに含まれるパイロットキャリアに基づき、隣
接サブキャリア間の位相差の補正量である位相差補正量
を算出する位相誤差演算手段と、位相差補正量に応じて
隣接サブキャリア間の位相差を補正する位相補正手段
と、を含むＯＦＤＭ復調装置を備えている。According to a thirty-first aspect, orthogonal frequency division multiplexing generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system for transmitting a signal, wherein a transmitting side includes a known pilot carrier as a phase reference for a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers which are subcarriers used for transmitting an orthogonal frequency division multiplexed signal. And differential modulation means for performing differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with transmission data on transmission subcarriers on the basis of pilot carriers, and orthogonal frequency division multiplexed signals from transmission subcarriers after differential modulation. Signal generating means for generating an OFDM signal. The OFDM modulator includes: A subcarrier separating unit that separates subcarriers and outputs them as reception subcarriers; an intercarrier phase difference calculation unit that calculates a phase difference between subcarriers that are adjacent in the frequency direction among the reception subcarriers; Phase error calculating means for calculating a phase difference correction amount that is a correction amount of a phase difference between adjacent subcarriers based on a pilot carrier, and phase correcting means for correcting a phase difference between adjacent subcarriers according to the phase difference correction amount And an OFDM demodulator including:
【００５３】第３２の発明は、第３１の発明において、
直交周波数分割多重信号は、複数のシンボルで構成され
たバースト状の信号であることを特徴とする。According to a thirty-second aspect, in the thirty-first aspect,
The orthogonal frequency division multiplex signal is a burst-like signal composed of a plurality of symbols.
【００５４】第３３の発明は、所定長のシンボル毎に送
信データで変調された複数のサブキャリアから生成され
る直交周波数分割多重信号を送信するためのＯＦＤＭ変
調装置であって、直交周波数分割多重信号の伝送に使用
されるサブキャリアである伝送サブキャリアのうち複数
の所定サブキャリアに位相基準としての既知のパイロッ
トキャリアを割り当て、伝送サブキャリアを送信データ
で変調するデータ変調手段と、データ変調手段による変
調後の伝送サブキャリアから、直交周波数分割多重信号
を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、を備えている。A thirty-third invention is an OFDM modulator for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length, comprising: Data modulation means for allocating a known pilot carrier as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers which are subcarriers used for signal transmission, and modulating the transmission subcarrier with transmission data; And an OFDM signal generating means for generating an orthogonal frequency division multiplexed signal from the transmission subcarriers modulated by the above.
【００５５】第３４の発明は、第３３の発明において、
データ変調手段は、伝送サブキャリアのうちパイロット
キャリア以外のサブキャリアであるデータキャリアを送
信データで変調することを特徴とする。According to a thirty-fourth aspect, in the thirty-third aspect,
The data modulating means modulates a data carrier that is a subcarrier other than a pilot carrier among the transmission subcarriers with transmission data.
【００５６】第３５の発明は、第３３の発明において、
データ変調手段は、パイロットキャリアを基準に伝送サ
ブキャリアに対し送信データで周波数方向の隣接サブキ
ャリア間での差動変調を行うことを特徴とする。According to a thirty-fifth invention, in the thirty-third invention,
The data modulation means performs differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with transmission data on transmission subcarriers on the basis of pilot carriers.
【００５７】第３６の発明は、第３３の発明において、
データ変調手段は、パイロットキャリアを一定周波数間
隔の伝送サブキャリアに割り当てることを特徴とする。According to a thirty-sixth aspect, in the thirty-third aspect,
The data modulation means allocates pilot carriers to transmission subcarriers at fixed frequency intervals.
【００５８】第３７の発明は、第３３の発明において、
データ変調手段は、パイロットキャリアを、所定の増分
で増加する周波数間隔の伝送サブキャリアに割り当てる
ことを特徴とする。According to a thirty-seventh aspect, in the thirty-third aspect,
The data modulating means allocates pilot carriers to transmission subcarriers having frequency intervals that increase in predetermined increments.
【００５９】第３８の発明は、第３３の発明において、
データ変調手段は、パイロットキャリアを、所定のＰＮ
系列で規定される周波数間隔の伝送サブキャリアに割り
当てることを特徴とする。According to a thirty-eighth aspect, in the thirty-third aspect,
The data modulating means sets the pilot carrier to a predetermined PN
It is characterized by allocating to transmission subcarriers at frequency intervals defined by a sequence.
【００６０】第３９の発明は、第３３の発明において、
ＯＦＤＭ信号生成手段は、直交周波数分割多重信号とし
て複数のシンボルで構成された連続的な信号を生成する
ことを特徴とする。According to a thirty-ninth aspect, in the thirty-third aspect,
The OFDM signal generation means generates a continuous signal composed of a plurality of symbols as an orthogonal frequency division multiplexed signal.
【００６１】第４０の発明は、第３３の発明において、
ＯＦＤＭ信号生成手段は、直交周波数分割多重信号とし
て複数のシンボルで構成されたバースト状の信号を生成
することを特徴とする。According to a fortieth aspect, in the thirty-third aspect,
The OFDM signal generation means generates a burst signal composed of a plurality of symbols as an orthogonal frequency division multiplex signal.
【００６２】第４１の発明は、第３５の発明において、
データ変調手段は、差動変調として多値差動位相変調を
行うことを特徴とする。According to a forty-first aspect, in the thirty-fifth aspect,
The data modulating means performs multi-level differential phase modulation as differential modulation.
【００６３】第４２の発明は、第３５の発明において、
データ変調手段は、差動変調として多値差動振幅・位相
変調を行うことを特徴とする。According to a forty-second aspect, in the thirty-fifth aspect,
The data modulating means performs multi-level differential amplitude / phase modulation as differential modulation.
【００６４】[0064]
【発明の実施の形態】図２を参照して、先ず、本発明に
係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念につ
いて説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態Ｓｆ
が図左半部に、時間領域での状態Ｓｔが図右半部に模式
的に示されている。周波数軸信号Ｓｆは、周波数軸Ｆ上
に直交するように配置された多数のサブキャリアＳＣの
間に、パイロットキャリアＰＣと呼ばれる既知の位相を
持つサブキャリアが埋め込まれて構成される。つまり、
各ＯＦＤＭシンボルＯＳを構成する複数のサブキャリア
ＳＣの内、所定の間隔のサブキャリアＳＣのそれぞれに
既知の位相を与えて、この既知の位相を有するサブキャ
リアＳＣをパイロットキャリアＰＣとする。図２に示す
ように、本発明に係るＯＦＤＭ信号Ｓｏは同期シンボル
ＲＳを必要としない構成である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS With reference to FIG. 2, the basic concept of an OFDM signal and its modulation and demodulation according to the present invention will be described first. State Sf of OFDM signal in frequency domain
Is schematically shown in the left half of the figure, and the state St in the time domain is schematically shown in the right half of the figure. The frequency axis signal Sf is configured by embedding a subcarrier having a known phase called a pilot carrier PC between a number of subcarriers SC arranged orthogonally on the frequency axis F. That is,
Among the plurality of subcarriers SC constituting each OFDM symbol OS, a known phase is given to each of the subcarriers SC at a predetermined interval, and the subcarrier SC having this known phase is used as a pilot carrier PC. As shown in FIG. 2, the OFDM signal So according to the present invention does not require the synchronization symbol RS.
【００６５】図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号を用い
たデータ伝送システムにおいて、送信側では、送信装置
１２０内に含まれるＯＦＤＭ変調装置１２１が次のよう
にしてＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、まず、送信
すべきデータ（送信データ）を複数のサブキャリアに割
り当てると共にそれらのサブキャリアの間にパイロット
キャリアＰＣを挿入することにより、伝送に使用される
サブキャリアＳＣを生成する。次に、パイロットキャリ
アの埋め込まれたこのサブキャリアＳＣに対してシンボ
ル期間毎に逆フーリエ変換を施すことにより、時間領域
信号Ｓｔを生成する。この時間領域信号Ｓｔは、変調さ
れた後にＯＦＤＭ信号Ｓｏ’として伝送路１３０を介し
て送信装置１２０から受信装置１４０へと伝送される。
受信側では、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を受信して、受信
装置１４０に含まれるＯＦＤＭ復調装置１４１がこのＯ
ＦＤＭ信号Ｓｏ’から次のようにして受信データを得
る。すなわち、まず、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を復調し
てベースバンド信号である時間領域信号Ｓｔを得る。次
に、この時間領域信号Ｓｔをシンボル期間ＰＳ毎に切り
出し、切り出された時間領域信号Ｓｔにフーリエ変換を
施して周波数軸Ｆ上の各サブキャリアＳＣに分離する。
分離後、パイロットキャリアＰＣの位相からそのＯＦＤ
Ｍシンボル内の位相回転誤差を推定し、各サブキャリア
ＳＣの位相誤差を補償する。この位相誤差の補償された
各サブキャリアの位相と振幅を求めることにより受信デ
ータを得る。As shown in FIG. 15, in a data transmission system using an OFDM signal, on the transmitting side, an OFDM modulator 121 included in a transmitter 120 generates an OFDM signal as follows. That is, first, subcarriers SC to be used for transmission are generated by allocating data to be transmitted (transmission data) to a plurality of subcarriers and inserting a pilot carrier PC between the subcarriers. Next, a time-domain signal St is generated by performing an inverse Fourier transform on the subcarrier SC in which the pilot carrier is embedded, for each symbol period. After being modulated, the time domain signal St is transmitted from the transmitting apparatus 120 to the receiving apparatus 140 via the transmission path 130 as an OFDM signal So '.
On the receiving side, the OFDM signal So ′ is received, and the OFDM demodulation device 141 included in the receiving device 140 receives the OFDM signal So ′.
Received data is obtained from the FDM signal So 'as follows. That is, first, the OFDM signal So 'is demodulated to obtain a time-domain signal St which is a baseband signal. Next, the time-domain signal St is cut out for each symbol period PS, and the cut-out time-domain signal St is subjected to Fourier transform to be separated into subcarriers SC on the frequency axis F.
After separation, the OFD is
The phase rotation error in the M symbols is estimated, and the phase error of each subcarrier SC is compensated. The reception data is obtained by obtaining the phase and amplitude of each subcarrier whose phase error has been compensated.
【００６６】このように本発明においては、同期ずれに
よる位相誤差を補正しているので、バースト状に複数の
ＯＦＤＭシンボルＯＳが送信される場合に、個々のＯＦ
ＤＭシンボルＯＳを正しく復調できる。As described above, in the present invention, since a phase error due to a synchronization shift is corrected, when a plurality of OFDM symbols OS are transmitted in a burst, each OFDM symbol OS is transmitted.
The DM symbol OS can be correctly demodulated.
【００６７】更に、ＯＦＤＭシンボルＯＳ自体に埋め込
まれたパイロットキャリアＰＣに基づいて、同期ずれに
よる位相誤差を補償できるので、同期検出部の検出精度
が劣っている、或いは同期検出部が無くても、高精度に
データを復調できる。Further, since the phase error due to the synchronization shift can be compensated based on the pilot carrier PC embedded in the OFDM symbol OS itself, the detection accuracy of the synchronization detection unit is poor, or even if the synchronization detection unit is not provided, Data can be demodulated with high accuracy.
【００６８】また、本発明は図１２および図１３に示し
た従来のＯＦＤＭ信号のようにフレーム構成で送信され
る場合にも適用できる。つまり、フレームを構成する各
シンボル内にパイロットキャリアＰＣを埋め込むことに
より、シンボル単位での同期ずれを補正できるので、Ｏ
ＦＤＭシンボルが連続的に入力される場合にも正しく同
期補正できる。The present invention can also be applied to a case where a signal is transmitted in a frame configuration like the conventional OFDM signal shown in FIGS. That is, by embedding the pilot carrier PC in each symbol constituting the frame, it is possible to correct the synchronization shift in the symbol unit.
Synchronous correction can be performed correctly even when FDM symbols are continuously input.
【００６９】後に詳述するが、同期基準シンボルＲＳに
基づいてある程度同期をとった後、同期確立器で追い込
めないずれに関して位相補償をかけて、さらに復調の精
度を上げることができる。本発明が、同期シンボルＲＳ
を含む従来のＯＦＤＭ信号にも適用できることは、後ほ
ど図９を参照して詳しく説明する。As will be described in detail later, after a certain degree of synchronization has been achieved based on the synchronization reference symbol RS, phase compensation can be performed for any of those that cannot be achieved by the synchronization establisher, thereby further improving the accuracy of demodulation. The present invention uses the synchronization symbol RS
It will be described later in detail with reference to FIG.
【００７０】図３を参照して、図２に示したＯＦＤＭ周
波数軸信号ＳｆにおけるサブキャリアＳＣの詳細につい
て更に説明する。周波数軸Ｆ上に配置された多数のサブ
キャリアＳＣの内、所定のサブキャリアに基準位相とな
る所定の複素数を割り当て、これをパイロットキャリア
ＰＣ（点線の矢印で表示）とする。パイロットキャリア
ＰＣに割り当てる複素数は、例えば（１，０）などを用
いる。ただし、実部ｉおよび虚部ｑからなる複素数を
“（ｉ，ｑ）”と表記するものとする。パイロットキャ
リアＰＣは、例えば一定周波数間隔のサブキャリアＳＣ
に割り当てられる。或いは、各パイロットキャリアＰＣ
の間に入るサブキャリアＳＣの数（つまり、サブキャリ
ア間隔）が１，３，５，・・・のように、一定の増分で
増加する周波数間隔のサブキャリアＳＣをパイロットキ
ャリアＰＣに割り当ててもよい。さらに所定のＰＮ系列
で規定される周波数間隔のサブキャリアに、パイロット
キャリアＰＣを割り当てることもできる。このように、
本発明においては、パイロットキャリアＰＣを一定周波
数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイ
ロットキャリアＰＣを所定の増分で増加する周波数間隔
のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロット
キャリアＰＣ、および所定のＰＮ系列で規定される周波
数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号のいず
れも正しく復調できる。Referring to FIG. 3, details of subcarrier SC in OFDM frequency axis signal Sf shown in FIG. 2 will be further described. A predetermined complex number serving as a reference phase is allocated to a predetermined subcarrier among a number of subcarriers SC arranged on the frequency axis F, and this is set as a pilot carrier PC (indicated by a dotted arrow). For example, (1, 0) or the like is used as a complex number assigned to the pilot carrier PC. However, a complex number composed of a real part i and an imaginary part q is represented as “(i, q)”. The pilot carrier PC is, for example, a subcarrier SC at a constant frequency interval.
Assigned to. Alternatively, each pilot carrier PC
, The number of subcarriers SC (that is, the subcarrier interval) is assigned to the pilot carrier PC, such as 1, 3, 5,. Good. Furthermore, a pilot carrier PC can be allocated to subcarriers at frequency intervals defined by a predetermined PN sequence. in this way,
In the present invention, an OFDM signal in which a pilot carrier PC is allocated to subcarriers at a fixed frequency interval, an OFDM signal in which the pilot carrier PC is allocated to subcarriers at frequency intervals increasing in a predetermined increment, a pilot carrier PC, and a predetermined PN Any of the OFDM signals assigned to the subcarriers at the frequency intervals specified by the sequence can be correctly demodulated.
【００７１】パイロットキャリアＰＣ以外のサブキャリ
アＳＣには送信データを割り当て、これをデータキャリ
アＤＣと呼ぶ。データキャリアＤＣに送信データを割り
当てるには様々な変調方式を用いることができ、例えば
ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどがある。また、隣接するデー
タキャリアＤＣ間で差動変調しても良く、例えば、ＤＱ
ＰＳＫやＤＡＰＳＫなどを用いることができる。このよ
うに、差動変調に多値差動位相変調や多値差動振幅位相
変調を用いることができる。Transmission data is allocated to subcarriers SC other than pilot carrier PC, and this is called data carrier DC. Various modulation schemes can be used to assign transmission data to the data carrier DC, for example, QPSK or 16QAM. Further, differential modulation may be performed between adjacent data carriers DC.
PSK, DAPSK, or the like can be used. Thus, multi-level differential phase modulation or multi-level differential amplitude / phase modulation can be used for differential modulation.
【００７２】送信側は、このように構成したサブキャリ
アＳＣに逆フーリエ変換を施してＯＦＤＭ変調を行い時
間領域信号ＳＴに変換したＯＦＤＭ信号に、ガードイン
ターバルを付加する。ガードインターバルが付加された
ＯＦＤＭ信号は、連続的に送信或いはＯＦＤＭシンボル
毎にバースト的に送信される。The transmitting side applies an inverse Fourier transform to the subcarrier SC thus configured, performs OFDM modulation, and adds a guard interval to the OFDM signal converted to the time domain signal ST. The OFDM signal to which the guard interval is added is continuously transmitted or transmitted in bursts for each OFDM symbol.
【００７３】＜ＯＦＤＭ変調装置＞以下、本発明のＯＦ
ＤＭ変調装置の実施形態について説明する。図１６は、
本発明のＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示
すブロック図である。この第１の実施形態のＯＦＤＭ変
調装置は、データ変調部２０１と直並列変換部２０３と
ＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信
号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード
挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１
と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５と
を有している。送信データＳＤは、このＯＦＤＭ変調装
置におけるデータ変調部２０１に入力される。データ変
調部２０１は、この送信データＳＤを所定のブロックに
区切り、各ブロックのデータを、各サブキャリアの位相
と振幅に対応する１個の複素数（またはベクトル）に変
換し、その複素数を各サブキャリアに割り当てる（この
ようにして各ブロックのデータに対応する複素数の割り
当てられたサブキャリアを「データキャリア」とい
う）。また、データ変調部２０１は、送信データＳＤの
供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割
り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロット
キャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を
受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリ
アに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。このよう
にしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め
込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが
周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。こ
れらの周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅
に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サ
ブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列デ
ータに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力さ
れる。逆フーリエ変換部２０５は、その並列データを逆
フーリエ変換することにより、時間領域信号Ｓｔに変換
する。この時間領域信号Ｓｔは、ガード挿入部２０７に
よりガードインターバルを付加された後、直交変調器２
０９において、発振器２１１により生成された信号を用
いて直交変調される。この直交変調後の信号は、Ｄ／Ａ
変換器２１３によりアナログ信号に変換された後、ロー
パスフィルタ２１５を経て、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’として
ＯＦＤＭ変調装置から出力される。<OFDM Modulator> The OFDM modulator of the present invention will be described below.
An embodiment of a DM modulator will be described. FIG.
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a first embodiment of an OFDM modulator according to the present invention. The OFDM modulation apparatus according to the first embodiment includes a data modulation unit 201, a serial / parallel conversion unit 203, and an OFDM signal generation unit 200. The OFDM signal generation unit 200 includes an inverse Fourier transform unit 205, a guard insertion Unit 207, quadrature modulation unit 209, oscillator 211
, A D / A converter 213, and a low-pass filter 215. Transmission data SD is input to data modulation section 201 in the OFDM modulation apparatus. The data modulator 201 divides the transmission data SD into predetermined blocks, converts the data of each block into one complex number (or vector) corresponding to the phase and amplitude of each subcarrier, and converts the complex number into each subcarrier. Assigned to carriers (in this way, the subcarriers to which complex numbers corresponding to the data of each block are assigned are referred to as “data carriers”). In addition to receiving the supply of transmission data SD, data modulation section 201 receives a pilot carrier PC to which a known complex number corresponding to the phase and amplitude is assigned, and a timing signal Sit corresponding to the insertion of the pilot carrier, and receives the timing. Based on the signal Sit, a pilot carrier PC is inserted into a data carrier. By embedding pilot carrier PC in the data carrier in this way, subcarriers used for transmission are obtained as transmission subcarrier SC on the frequency axis. After the data corresponding to the phase and amplitude of the transmission subcarrier SC on these frequency axes is converted into parallel data by the serial-parallel conversion unit 203 using the transmission subcarrier corresponding to one symbol period as a unit, the inverse Fourier transform unit 205. The inverse Fourier transform unit 205 converts the parallel data into a time-domain signal St by performing an inverse Fourier transform. The time domain signal St is added with a guard interval by the guard insertion unit 207, and then the quadrature modulator 2
At 09, quadrature modulation is performed using the signal generated by the oscillator 211. The signal after this quadrature modulation is D / A
After being converted into an analog signal by the converter 213, the signal is output from the OFDM modulator as an OFDM signal So 'via a low-pass filter 215.
【００７４】図１７は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第
２の実施形態の構成を示すブロック図である。この第２
の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、差動変調部２３１と
直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備
えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変
換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０
９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパ
スフィルタ２１５とを有している。この第２の実施形態
における構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成
要素については同一の参照符号が付されている。FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the OFDM modulator according to the present invention. This second
The OFDM modulation apparatus according to the embodiment includes a differential modulator 231, a serial-parallel converter 203, and an OFDM signal generator 200. The OFDM signal generator 200 includes an inverse Fourier transformer 205, a guard insertion unit 207. And the quadrature modulator 20
9, an oscillator 211, a D / A converter 213, and a low-pass filter 215. Among the components in the second embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals.
【００７５】送信データＳＤは、上記のＯＦＤＭ変調装
置における差動変調部２３１に入力される。差動変調部
２３１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切
り、各ブロックのデータを用いて次のような差動変調を
行う。すなわち、差動変調部２３１は、図１８に示すよ
うに、後述のパイロットキャリアを基準に、周波数方向
に隣接するサブキャリア間で差動変調を行う。この差動
変調の方式として差動位相変調方式を用いるものとする
と、差動変調部２３１は、送信データＳＤを構成する各
ブロックのデータを、周波数方向に隣接するサブキャリ
アの位相差に対応させる（このようにして各ブロックの
データの割り当てられたサブキャリアを本実施形態にお
いても「データキャリア」という）。また、差動変調部
２３１は、送信データの供給を受ける他、位相と振幅に
対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリ
アＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイ
ミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓit
に基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰ
Ｃを挿入する。なお、本実施形態のように差動変調を用
いる場合には、挿入される各パイロットキャリアＰＣの
位相が同一となるように既知複素数が割り当てられる。
このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリ
アに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキ
ャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得ら
れる。この周波数軸上の各伝送サブキャリアＳＣの位相
と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する
伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で
並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に
入力される。以降、上記の第１の実施形態と同様にし
て、逆フーリエ変換部２０５、ガード挿入部２０７、直
交変調部２０９、発振器２１１、Ｄ／Ａ変換器２１３お
よびローパスフィルタ２１５により、ＯＦＤＭ信号Ｓ
ｏ’が生成される。The transmission data SD is input to the differential modulator 231 in the above-mentioned OFDM modulator. The differential modulator 231 divides the transmission data SD into predetermined blocks, and performs the following differential modulation using the data of each block. That is, as shown in FIG. 18, the differential modulator 231 performs differential modulation between subcarriers adjacent in the frequency direction with reference to a pilot carrier described later. Assuming that a differential phase modulation method is used as the differential modulation method, the differential modulation section 231 causes the data of each block constituting the transmission data SD to correspond to the phase difference between subcarriers adjacent in the frequency direction. (The subcarrier to which the data of each block is allocated in this manner is also referred to as “data carrier” in the present embodiment). In addition to receiving the transmission data, the differential modulator 231 receives a pilot carrier PC to which a known complex number corresponding to the phase and the amplitude is allocated, and a timing signal Sit corresponding to the insertion of the pilot carrier. Signal Sit
Based on the pilot carrier P for the data carrier
Insert C. When differential modulation is used as in the present embodiment, a known complex number is assigned so that the phases of the inserted pilot carriers PC are the same.
By embedding pilot carrier PC in the data carrier in this way, subcarriers used for transmission are obtained as transmission subcarrier SC on the frequency axis. After the data corresponding to the phase and amplitude of each transmission subcarrier SC on the frequency axis is converted into parallel data by the serial-parallel conversion unit 203 in units of transmission subcarriers corresponding to one symbol period, the inverse Fourier transform unit 205. Thereafter, in the same manner as in the above-described first embodiment, the inverse Fourier transform unit 205, the guard insertion unit 207, the quadrature modulation unit 209, the oscillator 211, the D / A converter 213, and the low-pass filter 215 control the OFDM signal S
o 'is generated.
【００７６】このような第２の実施形態によれば、周波
数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調が行われる
ため、従来のように隣接シンボル間で差動変調が行われ
る場合とは異なり、塊になったデータが間欠的に現れる
ように構成されたバースト状のＯＦＤＭ信号が送信され
るときであっても効率良く変調および復調を行うことが
でき、ＯＦＤＭ信号がバースト状である場合の伝送効率
が向上する。According to the second embodiment, the differential modulation is performed between the subcarriers adjacent in the frequency direction, which is different from the conventional case where the differential modulation is performed between the adjacent symbols. Modulation and demodulation can be performed efficiently even when a burst-like OFDM signal configured such that a lump of data appears intermittently is transmitted. Transmission efficiency is improved.
【００７７】＜ＯＦＤＭ復調装置＞以下、本発明のＯＦ
ＤＭ復調装置の実施形態について説明する。<OFDM demodulator> Hereinafter, the OFDM demodulator according to the present invention will be described.
An embodiment of the DM demodulator will be described.
【００７８】（第１の実施形態)図１を参照して、本発
明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について説明
する。本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、サ
ブキャリア分離部１０と位相補正器１１とデータ復調器
１３とを備えている。サブキャリア分離部１０は、Ａ／
Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器
５を有し、位相補正器１１は、データキャリア位相誤差
推定器７およびデータキャリア位相補正器９を有してい
る。(First Embodiment) An OFDM demodulator according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The OFDM demodulation device DMP according to the present embodiment includes a subcarrier separation unit 10, a phase corrector 11, and a data demodulator 13. The subcarrier separation unit 10 is configured to
It has a D converter 1, a quadrature detector 3, and a fast Fourier transformer 5, and the phase corrector 11 has a data carrier phase error estimator 7 and a data carrier phase corrector 9.
【００７９】Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高
速フーリエ変換器５は、図１４に示した従来のＯＦＤＭ
復調装置ＤＭＣにおけるＡ／Ｄ変換器１０１、直交検波
器１０３、および高速フーリエ変換器１０５のそれぞれ
と基本的に同様の構成である。Ａ／Ｄ変換器１は入力さ
れたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をアナログ／デジタル変換して
ＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を生成し、直交検波器３はＯＦＤＭ
信号Ｓｏ”を直交検波してベースバンド帯域のＯＦＤＭ
信号Ｓｂ’を生成し、そして高速フーリエ変換器５はベ
ースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’に高速フーリエ変
換処理を施してサブキャリア信号Ｓｃ’を生成する。The A / D converter 1, the quadrature detector 3, and the fast Fourier converter 5 correspond to the conventional OFDM shown in FIG.
The configuration is basically the same as each of the A / D converter 101, the quadrature detector 103, and the fast Fourier converter 105 in the demodulation device DMC. The A / D converter 1 converts the input OFDM signal So 'from analog to digital to generate an OFDM signal So ", and the quadrature detector 3 outputs the OFDM signal So'.
OFDM of the baseband by orthogonally detecting the signal So "
The signal Sb ′ is generated, and the fast Fourier transformer 5 performs a fast Fourier transform process on the baseband OFDM signal Sb ′ to generate a subcarrier signal Sc ′.
【００８０】しかしながら、本実施形態のＯＦＤＭ復調
装置ＤＭＰには、従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣに於け
るクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０
４、およびシンボル同期確立器１０６に相当する手段が
設けられていない。その結果、生成されたこれらの信号
Ｓｏ”、Ｓｂ’、およびＳｃ’は、サンプリングクロッ
ク、サブキャリア信号の周波数、およびシンボル窓につ
いて同期確立されていない。However, the OFDM demodulator DMP of the present embodiment includes the clock synchronization establisher 102 and the frequency synchronization establisher 10 in the conventional OFDM demodulator DMC.
4 and means corresponding to the symbol synchronization establishing unit 106 are not provided. As a result, these generated signals So ″, Sb ′, and Sc ′ are not synchronized with respect to the sampling clock, the frequency of the subcarrier signal, and the symbol window.
【００８１】このように同期が取れていないサブキャリ
ア信号Ｓｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７およ
びデータキャリア位相補正器９に出力される。データキ
ャリア位相誤差推定器７は、ＯＦＤＭ復調されたサブキ
ャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣに基づいて受
信ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中のデータキャリアＤＣの位相誤
差を推定し、推定された位相誤差の補正量ＳＨＣを表す
位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成してデータキャリア位相
補正器９に出力する。The subcarrier signal Sc ′ not synchronized is output to the data carrier phase error estimator 7 and the data carrier phase corrector 9. The data carrier phase error estimator 7 estimates the phase error of the data carrier DC in the received OFDM signal So 'based on the pilot carrier PC in the subcarrier Sc' demodulated by OFDM, and corrects the estimated phase error. A phase error correction signal Shc representing SHC is generated and output to the data carrier phase corrector 9.
【００８２】データキャリア位相補正器９は、この位相
誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、サブキャリア信号Ｓ
ｃ’中のデータキャリアＤＣを直接補正することでクロ
ックずれ、周波数ずれ、およびシンボルずれ（ＦＦＴ時
間窓ずれ）による影響（位相回転）を補正して位相補正
サブキャリア信号Ｓｃｒとして、データ復調器１３に出
力する。データキャリア位相誤差推定器７とデータキャ
リア位相補正器９とは、ＯＦＤＭ信号の位相を補正する
位相補正器１１を構成している。The data carrier phase corrector 9 generates a subcarrier signal S based on the phase error correction signal Shc.
By directly correcting the data carrier DC in c ′, the effects (phase rotation) due to the clock shift, frequency shift, and symbol shift (FFT time window shift) are corrected, and the resulting data is demodulated by the data demodulator 13 as a phase-corrected subcarrier signal Scr. Output to The data carrier phase error estimator 7 and the data carrier phase corrector 9 constitute a phase corrector 11 for correcting the phase of the OFDM signal.
【００８３】なお、データキャリア位相誤差推定器７に
よる位相誤差補正量を求める方法は、サブキャリアＳＣ
の位相変調方式により異なる。例えば、ＱＰＳＫやＱＡ
Ｍ変調のようにサブキャリアが絶対位相変調されている
場合には各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位
相誤差）を求める。また、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫ変調
のようにサブキャリア間で差動変調されている場合はサ
ブキャリア間の相対位相誤差を求める。但し、サブキャ
リア間が差動変調されている場合にも、絶対位相誤差を
求めることによって位相誤差補正量を求めることができ
る。位相補正器１１の具体的な構成について、図４、図
６、および図８を参照して以下に詳しく説明する。The method for obtaining the phase error correction amount by the data carrier phase error estimator 7 is based on the subcarrier SC
Depends on the phase modulation method. For example, QPSK or QA
When the subcarriers are subjected to absolute phase modulation as in M modulation, the absolute phase error (phase error between transmission and reception) of each subcarrier is obtained. Further, when differential modulation is performed between subcarriers as in DQPSK or DAPSK modulation, a relative phase error between subcarriers is obtained. However, even when differential modulation is performed between subcarriers, the amount of phase error correction can be obtained by obtaining the absolute phase error. The specific configuration of the phase corrector 11 will be described in detail below with reference to FIGS. 4, 6, and 8.
【００８４】（第１実施例）図４を参照して、本発明の
第１実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実
施例では、サブキャリアＳＣが絶対位相変調されている
ＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。絶対位相変調さ
れているサブキャリアＳＣの位相を補正する位相補正器
１１Ａは、サブキャリアＳＣの絶対位相誤差を求めるデ
ータキャリア位相誤差推定器７Ａとデータキャリア位相
補正器９から構成される。さらに、データキャリア位相
誤差推定器７Ａは、パイロットキャリア位置検出器８
ａ、パイロットキャリア抽出器８ｂ、パイロットキャリ
アメモリ８ｃ、位相差演算器８ｄ、位相変化量演算器８
ｅ、および位相補正量演算器８ｆより成る。パイロット
キャリア位置検出器８ａには、送信側で何番のサブキャ
リアがパイロットキャリアに割り当てられているかの情
報が保存されている。パイロットキャリアメモリ８ｃに
は、送信側で既知の複素数を割り当てた送信パイロット
キャリアＰＣの情報ＳＰＣが予め保持されている。(First Embodiment) A phase corrector 11 according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment is particularly suitable for demodulating an OFDM signal in which the subcarrier SC is subjected to absolute phase modulation. The phase corrector 11A for correcting the phase of the subcarrier SC subjected to the absolute phase modulation includes a data carrier phase error estimator 7A for obtaining the absolute phase error of the subcarrier SC and a data carrier phase corrector 9. Further, the data carrier phase error estimator 7A includes a pilot carrier position detector 8
a, pilot carrier extractor 8b, pilot carrier memory 8c, phase difference calculator 8d, phase change calculator 8
e, and a phase correction amount calculator 8f. The pilot carrier position detector 8a stores information on the number of subcarriers assigned to pilot carriers on the transmitting side. In the pilot carrier memory 8c, information SPC of the transmission pilot carrier PC to which a known complex number is assigned on the transmission side is stored in advance.
【００８５】ＦＦＴ回路５で周波数領域の信号Ｓｆに変
換された受信データＳｃ’には、図２に示したように同
一時間上に各サブキャリアＳＣが分離されて、その周波
数順に配列されている。このように分離配列されたの複
数個のサブキャリアを示す複素数データが得られる。こ
れら複数の分離されたサブキャリアＳＣのそれぞれはパ
ラレルにデータキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロッ
トキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリア抽
出器８ｂの双方に入力される。In the received data Sc 'converted into the frequency domain signal Sf by the FFT circuit 5, the respective sub-carriers SC are separated on the same time as shown in FIG. . In this way, complex data indicating a plurality of subcarriers separated and arranged is obtained. Each of the plurality of separated subcarriers SC is input in parallel to both pilot carrier position detector 8a and pilot carrier extractor 8b of data carrier phase error estimator 7A.
【００８６】パイロットキャリア位置検出器８ａは、送
信側で割り当てられた順番に基づいて、サブキャリアＳ
ｃ’中のパイロットキャリアＰＣの位置を検出してパイ
ロットキャリア位置信号Ｌｐｃを生成してパイロットキ
ャリア抽出器８ｂおよびパイロットキャリアメモリ８ｃ
に出力する。しかしながら、この送信側でサブキャリア
に割り当てられた順番に基づいてパイロットキャリアの
位置を検出する方法は、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセッ
トがキャリア間隔以上になるとＦＦＴ５の出力であるサ
ブキャリアＳＣ中のデータキャリアの位置がずれるた
め、パイロットキャリアＰＣの位置を正しく検出するこ
とができない。このような場合には、送信側でパイロッ
トキャリアＰＣとデータキャリアＤＣとを異なるパワー
レベルで変調しておき、その変調パワーレベルに基づい
てパイロットキャリアＰＣの位置を検出するようにして
も良い。[0086] The pilot carrier position detector 8a determines the subcarrier S based on the order assigned on the transmitting side.
The position of the pilot carrier PC in c ′ is detected to generate a pilot carrier position signal Lpc, and the pilot carrier extractor 8b and the pilot carrier memory 8c
Output to However, the method of detecting the position of the pilot carrier based on the order assigned to the subcarriers on the transmission side is based on the fact that when the frequency offset of the OFDM signal becomes equal to or longer than the carrier interval, the data carrier of the subcarrier SC which is the output of FFT5 is output. Since the position is shifted, the position of the pilot carrier PC cannot be correctly detected. In such a case, the pilot carrier PC and the data carrier DC may be modulated at different power levels on the transmission side, and the position of the pilot carrier PC may be detected based on the modulated power level.
【００８７】パイロットキャリア抽出器８ｂは、入力さ
れたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを
抽出する。すなわち、パイロットキャリア抽出器８ｂ
は、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づき、パイ
ロットキャリア位置検出器８ａで検出されたパイロット
キャリアＰＣの位置に相当するサブキャリアＳＣを抽出
して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃを生成すると
共に、位相差演算器８ｇに出力する。The pilot carrier extractor 8b extracts a pilot carrier PC from the input subcarrier Sc '. That is, the pilot carrier extractor 8b
Extracts a subcarrier SC corresponding to the position of the pilot carrier PC detected by the pilot carrier position detector 8a based on the pilot carrier position signal Lpc, generates a received pilot carrier signal Rpc, and generates a phase difference calculator Output to 8g.
【００８８】パイロットキャリアメモリ８ｃは、パイロ
ットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づいて、検出されたパ
イロットキャリアＰＣの位置に対応するパイロットキャ
リアＰＣの情報ＳＰＣ（すなわちパイロットキャリアＰ
Ｃに割り当てられた既知複素数）を自身から読み出し
て、送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃとして位相差演
算器８ｄに出力する。Based on pilot carrier position signal Lpc, pilot carrier memory 8c stores information SPC of pilot carrier PC corresponding to the detected position of pilot carrier PC (ie, pilot carrier P).
A known complex number assigned to C) is read from itself and output to the phase difference calculator 8d as a transmission pilot carrier signal Spc.
【００８９】位相差演算器８ｄは、受信パイロットキャ
リア信号Ｒｐｃと送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃに
基づいて、パイロットキャリア抽出回路８ｂで抽出され
た受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)と、パイロットキャ
リアメモリ１０４に保持されている送信パイロットキャ
リアＰＣ(Ｓ)を比較し、その位相差ＰＤを求める。位相
差ＰＤは、受信パイロットキャリアに割り当てられた複
素数Ａと、送信パイロットキャリアに割り当てられた複
素数Ｂを入力とし、複素数Ａと複素数Ｂの共役複素数と
を乗算し、得られた複素数Ｃ＝（ｉ，ｑ）から逆正接ar
ctan(q/i) を演算して求めることができる。The phase difference calculator 8 d stores the received pilot carrier PC (R) extracted by the pilot carrier extracting circuit 8 b based on the received pilot carrier signal Rpc and the transmitted pilot carrier signal Spc, and the pilot carrier memory 104. The transmission pilot carriers PC (S) are compared with each other to determine the phase difference PD. The phase difference PD receives the complex number A assigned to the reception pilot carrier and the complex number B assigned to the transmission pilot carrier, and multiplies the complex number A by the complex conjugate of the complex number B to obtain a complex number C = (i , Q) to the arc tangent ar
It can be obtained by calculating ctan (q / i).
【００９０】位相差ＰＤは、また、複素数Ａと複素数Ｂ
の位相を、それぞれ逆正接arctan演算で求め、それらを
引き算することで求めることもできる。このようにして
求められた位相差ＰＤは、各キャリアが送信時の位相か
ら受信側の周波数ずれおよび時間ずれによってどれだけ
位相回転したかを表わす。位相差演算器８ｄは更に、位
相差ＰＤを示す送受信間位相差信号Ｓｐｄを生成して、
位相変化量演算器８ｅおよび位相補正量演算器８ｆの双
方に出力する。The phase difference PD is represented by a complex number A and a complex number B
Can be obtained by arc tangent arc tan operation and subtracting them. The phase difference PD thus obtained indicates how much the phase of each carrier has been rotated from the phase at the time of transmission due to the frequency shift and the time shift on the receiving side. The phase difference calculator 8d further generates a transmission / reception phase difference signal Spd indicating the phase difference PD,
It outputs to both the phase change amount calculator 8e and the phase correction amount calculator 8f.
【００９１】位相変化量演算器８ｅは、送受信間位相差
信号Ｓｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信
間位相差ＰＤとキャリア周波数から、キャリア周波数に
対する送受信間の位相差変化量ＡＰＤを求める。位相変
化量ＡＰＤは、各パイロットキャリア間の位相変化を補
間することで求めることができる。なお、キャリア周波
数は各パイロットキャリアの周波数であるので、各パイ
ロットキャリアの位置を知ることにより求めることがで
きる。The phase change calculator 8e obtains the phase difference APD between the transmission and reception with respect to the carrier frequency from the phase difference PD between the transmission and reception of each pilot carrier and the carrier frequency based on the phase difference signal Spd between the transmission and reception. The phase change amount APD can be obtained by interpolating a phase change between pilot carriers. Since the carrier frequency is the frequency of each pilot carrier, it can be obtained by knowing the position of each pilot carrier.
【００９２】例えば、各パイロットキャリアの送受信間
位相差ＰＤを縦軸に、キャリア周波数を横軸にとり、直
線近似することでこの直線の傾きを求め、この傾きから
位相変化量を求めることができる。また、任意のパイロ
ットキャリア間の送受信間位相差の差をそのパイロット
キャリアＰＣ間のキャリア周波数差で割ることで、２つ
のパイロットキャリア間の位相変化量を求めることもで
きる。さらにそれをシンボル内の各パイロットキャリア
ＰＣで順に計算し、その平均値を求めることでより高精
度に位相変化量を求めることができる。つまり、任意の
二つのパイロットキャリアＰＣをＰＣａとＰＣｂとし、
パイロットキャリアＰＣａの送受信間位相差φａとパイ
ロットキャリアＰＣｂの送受信間位相差φｂとの差φａ
−φｂをＰＣａとＰＣｂの周波数差Ｆａ−Ｆｂで割る
と、パイロットキャリアＰＣａとＰＣｂの間における、
キャリア周波数に対する位相変化量△φが求まる。すな
わち、次式により位相変化量Δφが求まる。 △φ＝（φａ−φｂ）／（Ｆａ−Ｆｂ）For example, the phase difference PD between transmission and reception of each pilot carrier is plotted on the ordinate and the carrier frequency is plotted on the abscissa. By linear approximation, the slope of this straight line is obtained, and the amount of phase change can be obtained from this slope. In addition, the amount of phase change between two pilot carriers can be obtained by dividing the difference between the transmission and reception phase differences between any pilot carriers by the carrier frequency difference between the pilot carriers PC. Further, the phase change amount is calculated in order by each pilot carrier PC in the symbol, and the average value is obtained, whereby the amount of phase change can be obtained with higher accuracy. That is, any two pilot carriers PC are PCa and PCb,
Difference φa between transmission / reception phase difference φa of pilot carrier PCa and transmission / reception phase difference φb of pilot carrier PCb
-Φb divided by the frequency difference Fa-Fb between PCa and PCb yields the difference between pilot carriers PCa and PCb:
The phase change amount Δφ with respect to the carrier frequency is obtained. That is, the phase change amount Δφ is obtained by the following equation. Δφ = (φa−φb) / (Fa−Fb)
【００９３】更に詳述すれば、各サブキャリアの位相誤
差φ(ｋ)を全て元に戻す必要があるので、各サブキャリ
アの補正量φ’(ｋ)は、先頭のキャリアの位相誤差φ
(ｋ)に△φを累積していけば良い。それ故、補正量は、
φ’(ｋ)＝−（ｋ△φ＋φ(０)）で表すことができる。More specifically, since it is necessary to restore all the phase errors φ (k) of each subcarrier, the correction amount φ ′ (k) of each subcarrier is determined by the phase error φ (k) of the first carrier.
It is sufficient to accumulate △ φ in (k). Therefore, the correction amount is
φ ′ (k) = − (k △ φ + φ (0)).
【００９４】図５を参照して、以下に、周波数ずれΦｆ
および時間ずれΦｔによる位相回転について説明する。
同図において、Θ(ＰＣｎ)はｎ番目のパイロットキャリ
アＰＣの送受信間位相差ＰＤを、ΔΦはキャリア間の位
相誤差を、ｋはデータキャリアＤＣの番号を表す。ｎと
ｋは正の整数である。各データキャリアＤＣは、Θ(Ｐ
Ｃn )を基準にΔΦが累算された分だけ位相回転を起こ
している。よって、各データキャリアの位相補正量ＳＨ
ＣはパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差Θ(ＰＣn
)を基準に、位相変化量演算器８ｅで求めた位相誤差Δ
Φに相当する位相変化量ＡＰＤを累算することで求めら
れる。これにより、各データキャリアＤＣが周波数ずれ
Φｆおよび時間ずれΦｔにより送信時の位相から回転し
た位相回転量を求めることができる。Referring to FIG. 5, the frequency shift Φf will be described below.
And phase rotation due to the time shift Φt will be described.
In the figure, Θ (PCn) represents the phase difference PD between the transmission and reception of the n-th pilot carrier PC, ΔΦ represents the phase error between the carriers, and k represents the number of the data carrier DC. n and k are positive integers. Each data carrier DC is represented by Θ (P
Based on Cn), the phase rotation is caused by the accumulated ΔΦ. Therefore, the phase correction amount SH of each data carrier
C is the phase difference between transmission and reception of pilot carrier PC Θ (PCn
), The phase error Δ obtained by the phase change amount calculator 8e.
It is obtained by accumulating the phase change amount APD corresponding to Φ. As a result, the phase rotation amount of each data carrier DC rotated from the phase at the time of transmission by the frequency shift Φf and the time shift Φt can be obtained.
【００９５】位相変化量演算器８ｅは、このようにして
求めた位相変化量ＡＰＤを示す送受信間位相差変化量信
号Ｓａｐｄを生成して位相補正量演算器８ｆに出力す
る。The phase change amount calculator 8e generates the transmission / reception phase difference change amount signal Sapd indicating the phase change amount APD thus obtained, and outputs the signal to the phase correction amount calculator 8f.
【００９６】位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差
信号Ｓｐｄおよび送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄに
基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤ
とキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤとから、各
データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めて位相誤差
補正信号Ｓｈｃを生成する。各データキャリア毎の位相
補正量ＳＨＣを求めるには、連続する二つのパイロット
キャリアＰＣ１およびＰＣ２が入力された時点で、その
二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２間のデー
タキャリアＤＣの補正量を算出する方法と、１シンボル
内のすべてのパイロットキャリアＰＣが入力された時点
で１シンボル内のすべてのデータキャリアＤＣを一括し
てデータキャリアＤＣの補正量を求める方法との二通り
の方法がある。The phase correction amount calculator 8f calculates the transmission / reception phase difference PD of each pilot carrier based on the transmission / reception phase difference signal Spd and the transmission / reception phase difference change amount signal Sapd.
A phase error correction signal Shc is generated by obtaining a phase correction amount SHC for each data carrier from the phase change amount APD with respect to the carrier frequency. In order to obtain the phase correction amount SHC for each data carrier, a method of calculating the correction amount of the data carrier DC between the two pilot carriers PC1 and PC2 when two consecutive pilot carriers PC1 and PC2 are input. And a method in which all data carriers DC in one symbol are collectively obtained at the time when all pilot carriers PC in one symbol are input, and a correction amount of the data carrier DC is obtained.
【００９７】データキャリア位相補正器９は、位相誤差
補正信号Ｓｈｃに基づいて、各データキャリア毎の位相
補正量ＳＨＣに基づき、各データキャリアの位相を位相
補正量分だけ戻すことで位相補正を行う。上述のよう
に、位相補正量演算器８ｆが複数のパイロットキャリア
ＰＣに基づいて位相補正量ＳＨＣを演算し終わる迄の
間、少なくともその複数のパイロットキャリアＰＣ間に
位置するデータキャリアＤＣの位相補正はできないの
で、その間それらのデータキャリアＤＣを保持しておく
必要がある。このデータキャリアＤＣの保持のために
は、適当な容量のバッファをデータキャリア位相補正器
９に設けるか、或いは高速フーリエ変換器５中に設けら
れているフーリエ演算時に必要とされるバッファを読み
出しタイミングを適切に制御することで共用できる。位
相補正された各データキャリアＳｃｒは、データ復調器
１３で復調されて、送信データＳｄ’が再生される。The data carrier phase corrector 9 performs phase correction by returning the phase of each data carrier by the phase correction amount based on the phase correction amount SHC for each data carrier based on the phase error correction signal Shc. . As described above, until the phase correction amount calculator 8f finishes calculating the phase correction amount SHC based on the plurality of pilot carriers PC, at least the phase correction of the data carrier DC located between the plurality of pilot carriers PC is performed. It is not possible to keep those data carriers DC during that time. In order to hold the data carrier DC, a buffer having an appropriate capacity is provided in the data carrier phase corrector 9 or a buffer necessary for the Fourier operation provided in the fast Fourier transformer 5 is read out at the timing. Can be shared by appropriately controlling. Each data carrier Scr whose phase has been corrected is demodulated by the data demodulator 13, and the transmission data Sd 'is reproduced.
【００９８】第１実施例においては、データキャリアＤ
Ｃの変調にはどのような方式を用いても良く、例えばＱ
ＰＳＫや１６ＱＡＭ、またＤＱＰＳＫや１６ＤＡＰＳＫ
などの差動変調方式を用いてもよい。これらの演算は例
えばＤＳＰなどを用いることで実現することができる。
さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記
録媒体に記録して実行することで処理することもでき
る。In the first embodiment, the data carrier D
Any method may be used for the modulation of C, for example, Q
PSK and 16QAM, DQPSK and 16DAPSK
For example, a differential modulation method such as the above may be used. These calculations can be realized by using, for example, a DSP.
Further, the processing steps after the FFT can be processed by being recorded in a recording medium as a program and executed.
【００９９】（第２実施例）図６を参照して、本発明の
第２実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実
施例に於ける位相補正器１１Ｂは、第１実施例に係る位
相補正器１１Ａと異なり、ＯＦＤＭ変調装置の上記第２
の実施形態によって得られるＯＦＤＭ信号のようにサブ
キャリアＳＣが差動変調されているＯＦＤＭ信号の復調
に特に適している。データキャリアＤＣを周波数方向に
隣接するサブキャリア間で差動変調している場合、周波
数ずれによる一定の位相回転は差動復調によりキャンセ
ルされるが、隣接キャリアの位相差に時間ずれによる位
相誤差が加えられ、正しく差動復調することができな
い。(Second Embodiment) A phase corrector 11 according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The phase corrector 11B according to the present embodiment is different from the phase corrector 11A according to the first embodiment in that
It is particularly suitable for demodulation of an OFDM signal in which the subcarrier SC is differentially modulated, such as the OFDM signal obtained by the embodiment. When the data carrier DC is differentially modulated between subcarriers adjacent in the frequency direction, a constant phase rotation due to a frequency shift is canceled by differential demodulation, but a phase error due to a time shift occurs in a phase difference between adjacent carriers. In addition, differential demodulation cannot be performed correctly.
【０１００】図７に、差動変調によるＯＦＤＭ信号の様
子を示す。ｋはサブキャリアＳＣの番号を表す。送信側
ではサブキャリアｋとサブキャリアｋ＋１の位相差Θに
送信データを割り当てる。時間ずれが生じた場合、各サ
ブキャリア周波数に比例して位相誤差が生じる。そのた
め、サブキャリアｋ＋１はサブキャリアｋに対し、本来
の位相差から更に位相誤差ΔΦだけ回転した(ｋ＋１)’
となる。FIG. 7 shows an OFDM signal by differential modulation. k represents the number of the subcarrier SC. On the transmission side, transmission data is assigned to the phase difference の between subcarrier k and subcarrier k + 1. When a time shift occurs, a phase error occurs in proportion to each subcarrier frequency. Therefore, the subcarrier k + 1 is further rotated (k + 1) ′ from the original phase difference by a phase error ΔΦ with respect to the subcarrier k.
Becomes
【０１０１】サブキャリア(ｋ＋１)’とサブキャリアｋ
の位相差はΘ＋ΔΦとなり、この隣接サブキャリアで差
動復調を行っても、正しく送信データを再生することが
できなくなる。そこで、本実施例は、隣接サブキャリア
間の位相誤差のみを求め、位相補正を行うために、以下
に述べるように構成される。本実施例に係るＯＦＤＭ復
調器は、位相補正器１１Ａが位相補正器１１Ｂに変わる
と共に、データ復調器１３が差動復調器１５と交換され
た構造を有している。The subcarrier (k + 1) ′ and the subcarrier k
Becomes Δ + ΔΦ, and even if differential demodulation is performed with this adjacent subcarrier, transmission data cannot be correctly reproduced. Therefore, the present embodiment is configured as described below in order to obtain only the phase error between adjacent subcarriers and perform phase correction. The OFDM demodulator according to the present embodiment has a structure in which the phase corrector 11A is changed to the phase corrector 11B, and the data demodulator 13 is replaced with the differential demodulator 15.
【０１０２】位相補正器１１Ｂは位相補正器１１Ａのデ
ータキャリア位相誤差推定器７Ａがデータキャリア位相
誤差推定器７Ｂに交換された構成を有している。データ
キャリア位相誤差推定器７Ｂは、データキャリア位相誤
差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよ
びパイロットキャリアメモリ８ｃが取り除かれ、位相差
演算器８ｄが位相演算器８ｇに交換されると共に、位相
補正量演算器８ｆに対する位相差演算器８ｄの出力を取
りやめた構成を有している。The phase corrector 11B has a configuration in which the data carrier phase error estimator 7A of the phase corrector 11A is replaced with a data carrier phase error estimator 7B. In the data carrier phase error estimator 7B, the pilot carrier position detector 8a and the pilot carrier memory 8c of the data carrier phase error estimator 7A are removed, the phase difference calculator 8d is replaced with a phase calculator 8g, and the phase correction is performed. The output of the phase difference calculator 8d with respect to the quantity calculator 8f is canceled.
【０１０３】ＦＦＴ回路５で周波数領域に変換し各サブ
キャリアに分離した受信データＳｃ’は、データキャリ
ア位相誤差推定器７Ｂのパイロットキャリア抽出器８ｂ
に入力される。The received data Sc 'converted into the frequency domain by the FFT circuit 5 and separated into subcarriers is supplied to the pilot carrier extractor 8b of the data carrier phase error estimator 7B.
Is input to
【０１０４】パイロットキャリア抽出器８ｂは、サブキ
ャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出して、
受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’を生成すると共
に、位相演算器８ｇに出力する。The pilot carrier extractor 8b extracts the pilot carrier PC from the subcarrier Sc ′,
A reception pilot carrier signal Rpc 'is generated and output to the phase calculator 8g.
【０１０５】位相演算器８ｇは、受信パイロットキャリ
ア信号Ｒｐｃ’に基づいて、パイロットキャリア抽出器
８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位
相を求める。位相演算は、入力される受信パイロットキ
ャリアＰＣ(Ｒ)に割り当てられた複素数（ｉ，ｑ）から
逆正接arctan(q/i) を演算することで受信パイロットキ
ャリアＰＣ(Ｒ)の位相ＰＨを求めることができる。ま
た、複素数（ｉ，ｑ）からｑ／ｉを演算することにより
受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相の近似値を求め
るようにしてもよい。The phase calculator 8g determines the phase of the received pilot carrier PC (R) extracted by the pilot carrier extractor 8b based on the received pilot carrier signal Rpc '. In the phase calculation, the phase PH of the received pilot carrier PC (R) is obtained by calculating the arctangent arctan (q / i) from the complex number (i, q) assigned to the received received pilot carrier PC (R). be able to. Further, an approximate value of the phase of the received pilot carrier PC (R) may be obtained by calculating q / i from the complex number (i, q).
【０１０６】本実施例においては、ＯＦＤＭ信号に含ま
れるサブキャリアは周波数方向に隣接するサブキャリア
間で差動変調されているため、サブキャリア間の位相誤
差がどれだけあるかを求めれば良く、各サブキャリアが
送信時の位相からどれだけ回転したかは考慮しなくて良
い。また、このように差動変調されていることに加え
て、送信パイロットキャリアのそれぞれの位相は同一で
あるため、第１実施例のデータキャリア位相誤差推定器
７Ａ（位相差演算器８ｄ）のように、受信パイロットキ
ャリアと送信パイロットキャリアとの間で位相を比較し
て送受信間位相差を求める必要はない。このようにし
て、受信パイロットキャリアの位相ＰＨを検出した後
に、位相演算器８ｇは受信パイロットキャリア位相信号
Ｓｐｈを生成して位相変化量演算器８ｅに出力する。In the present embodiment, since the subcarriers included in the OFDM signal are differentially modulated between subcarriers adjacent in the frequency direction, it is sufficient to determine how much phase error exists between the subcarriers. It is not necessary to consider how much each subcarrier has rotated from the phase at the time of transmission. Since the phases of the transmission pilot carriers are the same in addition to the differential modulation, the data carrier phase error estimator 7A (phase difference calculator 8d) of the first embodiment is used. In addition, there is no need to compare the phases between the reception pilot carrier and the transmission pilot carrier to determine the phase difference between the transmission and reception. After detecting the phase PH of the received pilot carrier in this way, the phase calculator 8g generates the received pilot carrier phase signal Sph and outputs it to the phase change calculator 8e.
【０１０７】位相変化量演算器８ｅは、受信パイロット
キャリア位相信号Ｓｐｈに基づいて、位相演算器８ｇで
求めた受信パイロットキャリアＰＣ（Ｒ）の位相ＰＨと
キャリア周波数から、第１実施例と同様に直線近似等の
方法を用いてキャリア周波数に対する送受信間の位相変
化量ＡＰＤ’を求める。そして、求めた位相変化量ＡＰ
Ｄ’を示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’を位相
補正量演算器８ｆに出力する。The phase change amount calculator 8e calculates the phase PH and carrier frequency of the received pilot carrier PC (R) obtained by the phase calculator 8g based on the received pilot carrier phase signal Sph in the same manner as in the first embodiment. The phase change amount APD 'between transmission and reception with respect to the carrier frequency is obtained using a method such as linear approximation. Then, the obtained phase change amount AP
It outputs a transmission / reception phase difference change amount signal Sapd ′ indicating D ′ to the phase correction amount calculator 8f.
【０１０８】位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差
変化量信号Ｓａｐｄ’に基づいて、キャリア間の位相補
正量ＨＣを求める。本実施例においては、データキャリ
アＤＣは隣接キャリア間で差動変調されているため、隣
接キャリア間での時間ずれによる位相回転量だけを補正
すればよい。この場合、位相補正量演算器８ｆは、比較
するキャリア間のキャリア周波数に対する位相誤差を補
正する位相補正量を演算する。例えば、隣接キャリア間
で比較する場合、１キャリア周波数間隔分の位相誤差を
求めるので、位相変化量演算器８ｅで求めたキャリア周
波数に対する位相変化量ＡＰＤ’が位相誤差ΔΦに相当
する。２キャリア周波数間隔分離れたキャリアを比較し
て、２ΔΦを演算することで位相補正量が求まる。The phase correction amount calculator 8f obtains the phase correction amount HC between the carriers based on the transmission / reception phase difference change amount signal Sapd '. In this embodiment, since the data carrier DC is differentially modulated between adjacent carriers, only the amount of phase rotation due to a time lag between adjacent carriers needs to be corrected. In this case, the phase correction amount calculator 8f calculates a phase correction amount for correcting a phase error with respect to a carrier frequency between carriers to be compared. For example, in the case of comparison between adjacent carriers, a phase error for one carrier frequency interval is obtained, and thus the phase change amount APD ′ for the carrier frequency obtained by the phase change amount calculator 8e corresponds to the phase error ΔΦ. By comparing carriers separated by two carrier frequency intervals and calculating 2ΔΦ, a phase correction amount is obtained.
【０１０９】更に詳述すると、差動変調ではサブキャリ
アＳＣ間の位相差に情報を乗せているので、データに割
り当てられた位相差はθk+1−θk＝θｄ（ θkはｋ番目
のサブキャリアの位相）で表される。ＯＦＤＭ信号が受
信側で受信された後に、サブキャリアＳＣに同じ位相誤
差が発生しても、位相差は変わらない。ところが、サブ
キャリア周波数(ｋ)に比例する位相誤差ｋ△φがある
と、θk'+1−θk'＝θｄ＋△φとなる。よって、補正量
として△φを求めれば良い。More specifically, in the differential modulation, information is added to the phase difference between the subcarriers SC. Therefore, the phase difference assigned to the data is θ k + 1 −θ k = θd (θ k is the kth Subcarrier phase). Even if the same phase error occurs in the subcarrier SC after the OFDM signal is received on the receiving side, the phase difference does not change. However, if there is a phase error k △ φ proportional to the subcarrier frequency (k), θ k ′ + 1 −θ k ′ = θd + △ φ. Therefore, Δφ may be obtained as the correction amount.
【０１１０】データキャリア位相補正器９は、位相補正
量演算器８ｆで求めた位相補正量ＨＣに基づき、高速フ
ーリエ変換器５が出力する各データキャリアＳｃ’の位
相を補正する。位相補正は、差動復調を行う２つのデー
タキャリアに対して、そのデータキャリア間に対する位
相補正量分だけ位相を戻すことで行う。The data carrier phase corrector 9 corrects the phase of each data carrier Sc 'output from the fast Fourier transformer 5 based on the phase correction amount HC obtained by the phase correction amount calculator 8f. The phase correction is performed by returning the phases of two data carriers to be subjected to differential demodulation by a phase correction amount between the data carriers.
【０１１１】差動復調器１５は、データキャリア位相補
正器９から出力された位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒ
を差動復調して送信データＳｄ’を再生する。The differential demodulator 15 outputs the phase corrected subcarrier signal Scr output from the data carrier phase corrector 9.
Is differentially demodulated to reproduce transmission data Sd ′.
【０１１２】本実施例において、データキャリアの変調
には、隣接キャリア間での差動変調方式を用い、例えば
ＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫな
どの多値差動振幅位相変調方式を用いることができる。
このように、隣接データキャリアを差動変調しておくこ
とで、受信側における位相補正量の演算は簡単になり、
第１実施例に比べ構成を簡単にできる。本実施例におい
ては、サブキャリア自体の位相補正、つまり時間ずれの
位相誤差を補正する。そして、補正されたサブキャリア
間の位相差を求めることによって、周波数ずれの位相誤
差をキャンセルすると共に求められた位相差をデマッピ
ングしてデータを復調する。In this embodiment, the data carrier is modulated using a differential modulation method between adjacent carriers, for example, a multi-valued differential phase modulation method such as DQPSK or a multi-valued differential amplitude phase modulation method such as 16 DAPSK. Can be used.
By differentially modulating adjacent data carriers in this way, the calculation of the amount of phase correction on the receiving side is simplified,
The configuration can be simplified as compared with the first embodiment. In the present embodiment, the phase correction of the subcarrier itself, that is, the phase error of the time shift is corrected. Then, by obtaining the corrected phase difference between the subcarriers, the phase error of the frequency shift is canceled and the obtained phase difference is demapped to demodulate the data.
【０１１３】これらの演算は第１実施例同様、ＤＳＰな
どを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の
処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実
行することで処理することもできる。These operations can be realized using a DSP or the like, as in the first embodiment. Further, the processing steps after the FFT can be processed by being recorded in a recording medium as a program and executed.
【０１１４】（第３実施例)図８を参照して、本発明の
第３実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実
施例に於ける位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位
相補正器１１Ｂと同様に、サブキャリアＳＣに対し周波
数方向に隣接するサブキャリア間での差動変調が行われ
ているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。位相補正
器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂのデー
タキャリア位相補正器９と高速フーリエ変換器５との間
にキャリア間位相差演算器６を挿入すると共に、差動復
調器１５をデータ復調器１３に戻した構成である。よっ
て、データキャリア位相誤差推定器７Ｂの構成および動
作については説明済みであるので、キャリア間位相差演
算器６に関してのみ説明する。(Third Embodiment) A phase corrector 11 according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The phase corrector 11C according to the present embodiment, like the phase corrector 11B according to the second embodiment, performs OFDM in which differential modulation is performed between subcarriers adjacent to the subcarrier SC in the frequency direction. Particularly suitable for demodulating signals. The phase corrector 11C includes an inter-carrier phase difference calculator 6 between the data carrier phase corrector 9 and the fast Fourier transformer 5 of the phase corrector 11B according to the second embodiment and a differential demodulator 15C. Is returned to the data demodulator 13. Therefore, since the configuration and operation of the data carrier phase error estimator 7B have been described, only the inter-carrier phase difference calculator 6 will be described.
【０１１５】キャリア間位相差演算器６は、高速フーリ
エ変換器５からの出力であるサブキャリアＳｃ’から、
送信データに相当する隣接サブキャリア間の位相差を演
算し、演算結果を位相差信号Ｓｃ”として、データキャ
リア位相補正器９に出力する。位相差信号Ｓｃ”におい
て、周波数ずれによる位相誤差は既にキャンセルされて
いるが時間ずれによる位相誤差は含まれたままである。The inter-carrier phase difference calculator 6 converts the sub-carrier Sc ′ output from the fast Fourier transformer 5 from
The phase difference between adjacent subcarriers corresponding to the transmission data is calculated, and the calculation result is output to the data carrier phase corrector 9 as a phase difference signal Sc ". In the phase difference signal Sc", the phase error due to the frequency shift has already been detected. Although canceled, the phase error due to the time lag remains included.
【０１１６】データキャリア位相補正器９は、位相誤差
補正信号Ｓｈｃに基づいて、位相差信号Ｓｃ”の位相補
正を行った後、位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒをデー
タ復調器１３に出力する。The data carrier phase corrector 9 corrects the phase of the phase difference signal Sc ″ based on the phase error correction signal Shc, and then outputs the phase corrected subcarrier signal Scr to the data demodulator 13.
【０１１７】本実施例においても、第２実施例と同様に
データキャリアの変調方式は周波数方向の隣接キャリア
間での差動変調を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差
動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変
調などを用いることができる。さらに、これらの演算は
第１実施例同様ＤＳＰなどを用いて実現することができ
る。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとし
て記録媒体に記録して実行することで処理することもで
きる。このように、本実施例においては、キャリア間位
相差演算によってサブキャリア間の位相差を求めるとき
に、周波数ずれの位相誤差がキャンセルされる。その後
に、求められたサブキャリア間の位相差を補正すること
によって時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正
された位相差をデマッピングしてデータを復調する。In this embodiment, as in the second embodiment, the data carrier modulation method uses differential modulation between adjacent carriers in the frequency direction. For example, multi-level differential phase modulation such as DQPSK or 16 DAPSK is used. Multi-level differential amplitude phase modulation or the like can be used. Further, these operations can be realized using a DSP or the like as in the first embodiment. Further, the processing steps after the FFT can be processed by being recorded in a recording medium as a program and executed. As described above, in this embodiment, when the phase difference between subcarriers is obtained by the intercarrier phase difference calculation, the phase error of the frequency shift is canceled. Thereafter, the phase difference of the time shift is corrected by correcting the obtained phase difference between the subcarriers. Then, the data is demodulated by demapping the corrected phase difference.
【０１１８】以上に述べたように、本発明の第１実施形
態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、ＯＦＤＭシンボル
内に埋め込まれた既知の位相を有するパイロットキャリ
アＰＣに基づいて位相補正を行うために、図１３に示す
ＯＦＤＭ信号のように同期シンボルＲＳがフレームに挿
入されていなくても、正確な復調が可能である。As described above, the OFDM demodulator DMP according to the first embodiment of the present invention performs phase correction based on a pilot carrier PC having a known phase embedded in an OFDM symbol. Even if the synchronization symbol RS is not inserted into the frame as in the OFDM signal shown in FIG. 13, accurate demodulation is possible.
【０１１９】（第２の実施形態）図９を参照して本発明
の第２実施例に係るＯＦＤＭ復調装置について以下に説
明する。本実施形態にかかるＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’
は、同期シンボルＲＳとフレームで構成されて送信され
る従来のＯＦＤＭ信号の復調に適している。本実施形態
で用いられるＯＦＤＭ信号は、図１３に示すフレームを
構成する各シンボル内に、図２および図３に示したパイ
ロットキャリアＰＣを埋め込んだ構造を有する。ＯＦＤ
Ｍ信号をこのように構成することによって、同期基準シ
ンボルＲＳに基づいて、図１４に示した各同期確立器に
よってある程度同期をとり、同期確立器で追い込めない
ずれに関しては、図１に示す位相補正器１１によって位
相補償をして、さらに復調の精度を上げるようにしたも
のである。(Second Embodiment) An OFDM demodulator according to a second embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. OFDM demodulator DMP ′ according to the present embodiment
Is suitable for demodulation of a conventional OFDM signal transmitted by being composed of a synchronization symbol RS and a frame. The OFDM signal used in the present embodiment has a structure in which the pilot carrier PC shown in FIGS. 2 and 3 is embedded in each symbol constituting the frame shown in FIG. OFD
By configuring the M signal in this way, the synchronization is achieved to some extent by each of the synchronization establishing units shown in FIG. 14 based on the synchronization reference symbol RS, and the phase correction shown in FIG. The phase compensator 11 performs phase compensation to further improve the demodulation accuracy.
【０１２０】つまり、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装
置ＤＭＰ’は、図１に示すＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰに、
図１４に示したクロック同期確立器１０２、周波数同期
確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６が追加
された構造を有する。その結果、上述のように、高速フ
ーリエ変換器５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づい
て、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリ
エ変換処理を施す。そして、ベースバンド帯域の信号Ｓ
ｂを個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号
を周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離してシンボル
同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成して位相補
正器１１に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シ
ンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同
期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。That is, the OFDM demodulation device DMP 'according to the present embodiment is different from the OFDM demodulation device DMP shown in FIG.
It has a structure in which a clock synchronization establishing unit 102, a frequency synchronization establishing unit 104, and a symbol synchronization establishing unit 106 shown in FIG. 14 are added. As a result, as described above, the fast Fourier transformer 5 performs a fast Fourier transform process on the OFDM signal Sb in the baseband based on the symbol time window signal Sst. Then, the signal S in the baseband band
b, for each OFDM symbol OS, a signal in the time domain is separated into subcarriers SC in the frequency domain, a subcarrier signal Sc in which symbol synchronization is established is generated, and output to the phase corrector 11. In the subcarrier signal Sc, the sampling clock synchronization and the frequency synchronization of the carrier signal are established along with the synchronization of the symbol window.
【０１２１】以降、この同期が確立されたサブキャリア
信号Ｓｃに対して、第１実施形態に関して説明した種々
の位相補正器１１、１１Ａ、１１Ｂ、および１１Ｃのい
ずれかによって位相補正を施して、より精度の高い復調
を可能にするものである。Thereafter, any of the various phase correctors 11, 11A, 11B, and 11C described with respect to the first embodiment performs phase correction on the subcarrier signal Sc in which this synchronization has been established, and This enables highly accurate demodulation.
【０１２２】なお、本実施形態において、アナログのＯ
ＦＤＭ信号Ｓｏ’に対してＡ／Ｄ変換を行う際、受信側
サンプリングクロックと送信側のサンプリングクロック
との間にずれがある場合について説明する。ＯＦＤＭ復
調は一つのＯＦＤＭシンボル期間毎にＦＦＴ演算を施す
ことにより、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換
して、各サブキャリアに分離する。ＦＦＴ回路には、Ｆ
ＦＴに用いるポイント数だけのデータ（信号値）を１つ
のＯＦＤＭシンボルから取り出して入力する。これを有
効シンボル期間という。ＦＦＴに用いるポイント数は、
例えば１０２４または５１２などである。送受信間でサ
ンプリングクロックずれが生じた場合、同じポイント数
（例えば１０２４）だけデータを取り込んだとしても、
時間ずれが生じる。In this embodiment, the analog O
A description will be given of a case where there is a difference between the sampling clock on the receiving side and the sampling clock on the transmitting side when performing A / D conversion on the FDM signal So ′. In OFDM demodulation, a signal in the time domain is converted into a signal in the frequency domain by performing an FFT operation for each OFDM symbol period, and is separated into subcarriers. FFT circuit has F
Data (signal values) corresponding to the number of points used for FT are extracted from one OFDM symbol and input. This is called an effective symbol period. The number of points used for FFT is
For example, 1024 or 512. If there is a sampling clock shift between transmission and reception, even if data is captured by the same number of points (for example, 1024),
Time lag occurs.
【０１２３】図１０に、このような送受信間での時間ず
れを生じた様子を示す。ＯＳｒは、受信したＯＦＤＭシ
ンボルの一つを示す。受信ＯＦＤＭシンボルからガード
インターバルを取り除き、ＦＦＴに用いる１０２４ポイ
ント分のデータ、すなわち有効シンボル期間を取り出
す。ＯＳｅｓは、送信側でこのシンボルを発生した時の
有効シンボル期間を示している。送受信間でサンプリン
グクロックにずれが生じた場合、受信側で取り込む有効
シンボル期間はＯＳｅｒに示すようになり、本来の有効
シンボル期間と時間ずれが生じる。FIG. 10 shows how such a time lag between transmission and reception occurs. OSr indicates one of the received OFDM symbols. The guard interval is removed from the received OFDM symbol, and data for 1024 points used for FFT, that is, an effective symbol period is extracted. OSes indicates an effective symbol period when this symbol is generated on the transmission side. If the sampling clock is shifted between transmission and reception, the effective symbol period captured on the receiving side is indicated by OSer, and a time shift occurs from the original effective symbol period.
【０１２４】このようにして取り込んだ有効シンボル期
間に対しＦＦＴ演算を施すと、有効シンボル期間の時間
ずれにより各サブキャリアに位相回転が生じる。この様
子を図５に示す。有効シンボル期間の時間ずれによる位
相回転量はサブキャリア周波数に比例する。また、送受
信間で周波数ずれがある場合に直交検波を行うと、各サ
ブキャリアはサブキャリア周波数に依らず一定値だけ位
相回転を起こす。When the FFT operation is performed on the effective symbol period thus fetched, a phase rotation occurs in each subcarrier due to a time lag of the effective symbol period. This is shown in FIG. The amount of phase rotation due to the time lag of the effective symbol period is proportional to the subcarrier frequency. Also, when quadrature detection is performed when there is a frequency shift between transmission and reception, each subcarrier causes a phase rotation by a fixed value regardless of the subcarrier frequency.
【０１２５】よって、各受信サブキャリアは周波数ずれ
による一定の位相回転とキャリア周波数に比例する位相
回転を起こす。ＯＦＤＭ信号のサブキャリアは一定周波
数間隔で配置されるため、隣接サブキャリア間の位相回
転量は一定値となる。図１１はこれを示している。ｋは
サブキャリア番号を表す。Therefore, each receiving subcarrier causes a constant phase rotation due to a frequency shift and a phase rotation proportional to the carrier frequency. Since the subcarriers of the OFDM signal are arranged at constant frequency intervals, the amount of phase rotation between adjacent subcarriers has a constant value. FIG. 11 illustrates this. k represents a subcarrier number.
【０１２６】時間ずれによる位相回転量は周波数に比例
するため、この直線の傾きから隣接キャリア間の位相変
化量が求まり、これが隣接キャリア間の位相誤差ΔΦに
相当する。よって、受信側で周波数ずれによる一定の位
相回転と時間ずれによるキャリア周波数に比例する位相
回転を求め、データキャリアの位相を補正することで正
しくデータを復調できる。そこで本実施形態において
は、ＯＦＤＭ復調し各サブキャリアに分離した受信信号
を、上述の如く位相補正を行った後にデータ復調を行
う。Since the amount of phase rotation due to the time lag is proportional to the frequency, the amount of phase change between adjacent carriers is obtained from the slope of this line, and this corresponds to the phase error ΔΦ between adjacent carriers. Therefore, the data can be correctly demodulated by obtaining the constant phase rotation due to the frequency shift and the phase rotation proportional to the carrier frequency due to the time shift on the receiving side, and correcting the phase of the data carrier. Therefore, in the present embodiment, data demodulation is performed after performing a phase correction on a received signal that has been OFDM demodulated and separated into subcarriers as described above.
【０１２７】以上詳述したように本発明によれば、送信
側と受信側との間に周波数ずれおよび時間ずれがある場
合でも、データを正しく復調することができる。またバ
ースト状に送信されるＯＦＤＭ信号には、安定したクロ
ック同期が非常に困難であるが、本発明では、ＯＦＤＭ
シンボル毎に周波数ずれ、時間ずれによる位相誤差の補
正が可能なので、そのようなバースト状のＯＦＤＭ信号
であってもデータを正しく復調することができる。As described in detail above, according to the present invention, data can be correctly demodulated even when there is a frequency shift and a time shift between the transmitting side and the receiving side. In addition, it is very difficult to achieve stable clock synchronization for an OFDM signal transmitted in a burst form.
Since a phase error due to a frequency shift and a time shift can be corrected for each symbol, data can be correctly demodulated even with such a burst-like OFDM signal.
【図１】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置
を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing an OFDM demodulator according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復
調の基本概念についての説明図。FIG. 2 is an explanatory diagram of an OFDM signal according to the present invention and a basic concept of modulation and demodulation thereof;
【図３】図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号に於けるサ
ブキャリアの詳細な構成についての説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a detailed configuration of a subcarrier in the OFDM frequency axis signal illustrated in FIG. 2;
【図４】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置
の第１実施例を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing a first example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
【図５】周波数ずれ、および時間ずれによる位相回転に
ついての説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram of phase rotation due to frequency shift and time shift.
【図６】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置
の第２実施例を示すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a second example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
【図７】差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す説明
図。FIG. 7 is an explanatory diagram showing the state of an OFDM signal by differential modulation.
【図８】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置
の第３実施例を示すブロック図。FIG. 8 is a block diagram showing a third example of the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置
を示すブロック図。FIG. 9 is a block diagram showing an OFDM demodulator according to a second embodiment of the present invention.
【図１０】送受信間での時間ずれを生じたＯＦＤＭ信号
の様子を示す説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram showing the state of an OFDM signal having a time lag between transmission and reception.
【図１１】ＯＦＤＭ信号に於ける時間ずれによる隣接キ
ャリア間の位相回転の説明図。FIG. 11 is an explanatory diagram of a phase rotation between adjacent carriers due to a time lag in an OFDM signal.
【図１２】従来例のＯＦＤＭ伝送フレームの説明図。FIG. 12 is an explanatory view of a conventional OFDM transmission frame.
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の周波数領域および時間
領域での状態の説明図。FIG. 13 is an explanatory diagram of a state of a conventional OFDM signal in a frequency domain and a time domain.
【図１４】従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。FIG. 14 is a block diagram showing a conventional OFDM demodulator.
【図１５】ＯＦＤＭ信号を用いた伝送システムを示す
図。FIG. 15 is a diagram showing a transmission system using an OFDM signal.
【図１６】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第１の実施
形態の構成を示すブロック図。FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of the OFDM modulator according to the present invention.
【図１７】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施
形態の構成を示すブロック図。FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of the OFDM modulator according to the present invention.
【図１８】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施
形態における差動変調を説明するための図。FIG. 18 is a view for explaining differential modulation in a second embodiment of the OFDM modulation apparatus according to the present invention.
ＤＭＰ、ＤＭＰ’…ＯＦＤＭ復調装置 １ …Ａ／Ｄ変換器 ３ …直交検波器 ５ …ＦＦＴ回路 ６ …キャリア間位相差演算器 ７ …データキャリア位相誤差推定器 ８ａ …パイロットキャリア位置検出器 ８ｂ …パイロットキャリア抽出器 ８ｃ …パイロットキャリアメモリ ８ｄ …位相差演算器 ８ｅ …位相変化量演算器 ８ｆ …位相補正量演算器 ８ｇ …位相演算器 ９ …データキャリア位相補正器 １０ …サブキャリア分離部 １１ …位相補正器 １３ …データ復調器 １５ …差動復調器 １２０…送信装置 １２１…ＯＦＤＭ変調装置 １３０…伝送路 １４０…受信装置 １４１…ＯＦＤＭ復調装置 ２００…ＯＦＤＭ信号生成部 ２０１…データ変調部 ２３１…差動変調部 DMP, DMP '... OFDM demodulator 1 ... A / D converter 3 ... quadrature detector 5 ... FFT circuit 6 ... inter-carrier phase difference calculator 7 ... data carrier phase error estimator 8a ... pilot carrier position detector 8b ... pilot Carrier extractor 8c ... Pilot carrier memory 8d ... Phase difference calculator 8e ... Phase change calculator 8f ... Phase correction calculator 8g ... Phase calculator 9 ... Data carrier phase corrector 10 ... Subcarrier separation unit 11 ... Phase correction Device 13 Data demodulator 15 Differential demodulator 120 Transmission device 121 OFDM modulator 130 Transmission line 140 Receiver 141 OFDM demodulator 200 OFDM signal generator 201 Data modulator 231 Differential modulation Department
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林野 裕司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 田中 宏一郎 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 中原 秀樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Yuji Hayashino 1006 Kadoma Kadoma, Kazuma City, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 72) Inventor Hideki Nakahara 1006 Kazuma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Claims (42)
数の所定サブキャリアに既知のパイロットキャリアを位
相基準として割り当てたＯＦＤＭ信号を入力とし、 前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより各サブ
キャリアに分離して第１のサブキャリア信号を生成する
フーリエ変換手段と、 前記第１のサブキャリア信号中のパイロットキャリアに
基づいて、前記第１のサブキャリア信号のサブキャリア
毎に位相補正量を求めるキャリア位相誤差検出手段と、 前記位相補正量に基づいて、前記第１のサブキャリア信
号の位相を補正して第２のサブキャリア信号を生成する
位相補正手段と、を備えるＯＦＤＭ復調装置。1. An OFDM signal in which a known pilot carrier is assigned to a plurality of predetermined subcarriers among a plurality of subcarriers used for transmission with a phase reference as an input, and the OFDM signal is separated into each subcarrier by performing a Fourier transform. Fourier transforming means for generating a first subcarrier signal, and a carrier phase for obtaining a phase correction amount for each subcarrier of the first subcarrier signal based on a pilot carrier in the first subcarrier signal An OFDM demodulator comprising: an error detection unit; and a phase correction unit that corrects the phase of the first subcarrier signal based on the phase correction amount to generate a second subcarrier signal.
置を検出してパイロットキャリア位置信号を生成するパ
イロットキャリア位置検出手段と、 前記パイロットキャリア位置信号に基づいて、前記第１
のサブキャリア信号から第１のパイロットキャリアを抽
出するパイロットキャリア抽出手段と、 前記既知のパイロットキャリアを保持すると共に、前記
パイロットキャリア位置信号に基づいて、保持されてい
る前記既知のパイロットキャリアのうち前記検出された
位置に対応する第２のパイロットキャリアを読み出すパ
イロットキャリアメモリと、 前記第１および第２のパイロットキャリアの間の位相差
を算出し、前記位相差を示す位相差信号を生成する位相
差演算手段と、 前記位相差信号に基づいて、キャリア周波数に対する送
受信間の位相回転の変化量を算出し、前記変化量を示す
送受信間位相差変化量信号を生成する位相変化量演算手
段と、 前記位相差信号と前記送受信間位相差変化量信号とに基
づき、各サブキャリア毎の位相補正量を算出して、位相
誤差補正信号を生成する位相補正量演算手段とを含む、
請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。2. The carrier phase error detecting means, comprising: a pilot carrier position detecting means for detecting a position of a pilot carrier of the first subcarrier signal to generate a pilot carrier position signal; And the first
A pilot carrier extracting means for extracting a first pilot carrier from the subcarrier signal of the subcarrier signal, and holding the known pilot carrier, and based on the pilot carrier position signal, A pilot carrier memory for reading a second pilot carrier corresponding to the detected position; a phase difference for calculating a phase difference between the first and second pilot carriers and generating a phase difference signal indicating the phase difference Calculating means, based on the phase difference signal, calculates a phase rotation change amount between transmission and reception with respect to a carrier frequency, and generates a transmission and reception phase difference change amount signal indicating the change amount, and a phase change amount calculation means, Phase correction for each subcarrier based on the phase difference signal and the transmission / reception phase difference change amount signal Calculating a phase correction amount calculating means for generating a phase error correction signal.
The OFDM demodulator according to claim 1.
復調して送信データを再生するデータ復調手段を備える
請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。3. The OFDM demodulator according to claim 2, further comprising data demodulation means for demodulating said second subcarrier signal to reproduce transmission data.
イロットキャリアを基準に前記サブキャリアに対し周波
数方向の隣接サブキャリア間での差動変調が施された信
号であり、 前記キャリア位相誤差検出手段は、 前記第１のサブキャリア信号からパイロットキャリアを
抽出するパイロットキャリア抽出手段と、 前記抽出されたパイロットキャリアに基づいてパイロッ
トキャリアの位相を演算する位相演算手段と、 前記演算されたパイロットキャリアの位相から位相変化
量を演算する位相変化量演算手段と、 前記演算された位相変化量に基づいてサブキャリア間の
位相補正量を演算する位相補正量演算手段と、を含み、 前記位相補正手段は、前記演算された位相補正量に基づ
いて前記第１のサブキャリア信号の位相を補正する、請
求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。4. The input OFDM signal is a signal obtained by subjecting the subcarrier to differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction based on the pilot carrier, and A pilot carrier extracting means for extracting a pilot carrier from the first subcarrier signal; a phase calculating means for calculating a phase of the pilot carrier based on the extracted pilot carrier; and a phase of the calculated pilot carrier. And a phase correction amount calculating means for calculating a phase correction amount between subcarriers based on the calculated phase change amount, wherein the phase correction means comprises: The method according to claim 1, wherein a phase of the first subcarrier signal is corrected based on the calculated phase correction amount. An OFDM demodulator according to any one of the preceding claims.
することにより送信データを再生する差動復調手段を更
に備える請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。5. The OFDM demodulator according to claim 4, further comprising a differential demodulator for reproducing transmission data by differentially demodulating the second subcarrier signal.
隣接サブキャリアの位相差を演算するキャリア間位相差
演算手段を更に備え、 前記位相補正手段は、前記演算された位相補正量に基づ
いて、前記キャリア間位相差演算手段の出力である位相
差を補正する、請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。6. An inter-carrier phase difference calculating means for calculating a phase difference between adjacent sub-carriers based on the first sub-carrier signal, wherein the phase correcting means calculates a phase difference based on the calculated phase correction amount. 5. The OFDM demodulator according to claim 4, wherein the OFDM demodulation device corrects a phase difference output from the inter-carrier phase difference calculating means.
第２のパイロットキャリアを表す第１および第２の複素
数を入力とし、前記第１の複素数と前記第２の複素数の
共役複素数とを乗算して得られた第３の複素数の実部ｉ
および虚部ｑから、逆正接arctan(q/i) を演算すること
により、前記第１および第２のパイロットキャリアの間
の前記位相差を求める、請求項２に記載のＯＦＤＭ復調
装置。7. The phase difference calculating means receives first and second complex numbers representing the first and second pilot carriers as inputs, and calculates the first complex number and a conjugate complex number of the second complex number. Real part i of the third complex number obtained by multiplication
The OFDM demodulator according to claim 2, wherein the phase difference between the first and second pilot carriers is obtained by calculating an arc tangent arctan (q / i) from the imaginary part q.
第２のパイロットキャリアを表す第１および第２の複素
数を入力とし、それぞれの位相ΘAとΘBを逆正接arctan
演算により求め、ΘA−ΘBを演算して前記第１および第
２のパイロットキャリアの間の位相差を求める、請求項
２に記載のＯＦＤＭ復調装置。8. The phase difference calculating means receives first and second complex numbers representing the first and second pilot carriers as inputs, and calculates the respective phases Θ A and Θ B of the arc tangent arctan.
Determined by calculation, by calculating the theta A - [theta] B to obtain the phase difference between the first and second pilot carrier, OFDM demodulation apparatus according to claim 2.
イロットキャリアを表す複素数の実部ｉおよび虚部ｑか
ら逆正接arctan(q/i) を演算して、前記抽出されたパイ
ロットキャリアの位相を求める、請求項４に記載のＯＦ
ＤＭ復調装置。9. The phase calculating means calculates an arctangent arctan (q / i) from a real part i and an imaginary part q of a complex number representing the extracted pilot carrier, and calculates a phase of the extracted pilot carrier. 5. The OF according to claim 4, wherein
DM demodulator.
パイロットキャリアを表す複素数の実部ｉおよび虚部ｑ
からq/i を演算することにより、前記抽出されたパイロ
ットキャリアの位相の近似値を求める、請求項４に記載
のＯＦＤＭ復調装置。10. A real part i and an imaginary part q of a complex number representing the extracted pilot carrier.
The OFDM demodulator according to claim 4, wherein an approximate value of the phase of the extracted pilot carrier is obtained by calculating q / i from the following.
ャリア周波数毎に存在する前記パイロットキャリアの位
相のうち任意の前記パイロットキャリアの位相から他の
サブキャリアの位相変化を推定し、キャリア周波数に対
する位相変化量を求める、請求項２または４に記載のＯ
ＦＤＭ復調装置。11. The phase change amount calculation means estimates a phase change of another subcarrier from a phase of an arbitrary pilot carrier among phases of the pilot carrier present for each predetermined carrier frequency, and 5. The method according to claim 2, wherein an amount of phase change is determined.
FDM demodulator.
ャリア周波数毎に存在する前記パイロットキャリアの位
相のうち少なくとも２つのパイロットキャリアの位相か
ら、他のサブキャリアの位相変化を補間してキャリア周
波数に対する位相変化量を求める、請求項１１に記載の
ＯＦＤＭ復調装置。12. The phase change amount calculating means interpolates a phase change of another subcarrier from a phase of at least two pilot carriers among phases of the pilot carrier present for each predetermined carrier frequency, to thereby determine a carrier frequency. The OFDM demodulation device according to claim 11, wherein a phase change amount with respect to is obtained.
ャリア周波数毎に存在する前記パイロットキャリアの位
相のうち少なくとも２つのパイロットキャリアの位相か
ら他のサブキャリアの位相変化を直線近似し、その直線
の傾きからキャリア周波数に対する位相変化量を求め
る、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調装置。13. The phase change amount calculating means linearly approximates a phase change of another subcarrier from a phase of at least two pilot carriers among phases of the pilot carrier present for each predetermined carrier frequency, The OFDM demodulator according to claim 11, wherein a phase change amount with respect to a carrier frequency is obtained from a slope of the OFDM demodulation.
ャリア周波数毎に存在する前記パイロットキャリアの位
相のうち２つのパイロットキャリアの位相から、その間
の位相差をその間のキャリア周波数差で割ることで、キ
ャリア周波数に対する位相変化量を求める、請求項１１
に記載のＯＦＤＭ復調装置。14. The phase change amount calculating means divides a phase difference between two pilot carriers out of phases of the pilot carriers existing for each predetermined carrier frequency by a carrier frequency difference therebetween. Calculating a phase change amount with respect to a carrier frequency.
3. The OFDM demodulator according to claim 1.
ャリア周波数毎に存在する前記パイロットキャリアの位
相のうちの２つのパイロットキャリアの位相差を前記２
つのパイロットキャリアの周波数差で割るという演算を
前記パイロットキャリアの異なる対について複数回行う
ことにより複数の除算結果をＯＦＤＭシンボル内で得
て、前記複数の除算結果を平均化してキャリア周波数に
対する位相変化量を求める、請求項１１に記載のＯＦＤ
Ｍ復調装置。15. The phase change amount calculating means calculates a phase difference between two pilot carriers among the phases of the pilot carriers existing at every predetermined carrier frequency.
A plurality of division results are obtained within an OFDM symbol by performing an operation of dividing by a frequency difference of one pilot carrier a plurality of times for different pairs of the pilot carriers, and the plurality of division results are averaged to obtain a phase change amount with respect to a carrier frequency. 12. The OFD according to claim 11, wherein
M demodulator.
間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号を入力と
する、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。16. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein an OFDM signal in which the pilot carrier is allocated to subcarriers at a constant frequency interval is input.
で増加する周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦ
ＤＭ信号を入力とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調
装置。17. An OF which allocates the pilot carriers to subcarriers of frequency intervals increasing in predetermined increments
The OFDM demodulation device according to claim 1, wherein a DM signal is input.
系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに割り当て
たＯＦＤＭ信号を入力とする、請求項１に記載のＯＦＤ
Ｍ復調装置。18. The method according to claim 18, wherein the pilot carrier is a predetermined PN.
2. The OFD according to claim 1, wherein an OFDM signal allocated to subcarriers at frequency intervals defined by a sequence is input.
M demodulator.
る、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。19. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the OFDM signal is continuously input.
力される、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。20. The OFDM demodulator according to claim 1, wherein the OFDM signal is input in a burst.
いる、請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。21. The OFDM demodulator according to claim 4, wherein multi-level differential phase modulation is used for said differential modulation.
調を用いる、請求項４に記載のＯＦＤＭ復調装置。22. The OFDM demodulator according to claim 4, wherein multi-level differential amplitude / phase modulation is used for said differential modulation.
複数の所定サブキャリアに既知のパイロットキャリアを
位相基準として割り当てたＯＦＤＭ信号を復調するＯＦ
ＤＭ復調方法であって、 前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより各サブ
キャリアに分離して第１のサブキャリア信号を生成する
フーリエ変換ステップと、 前記第１のサブキャリア信号のパイロットキャリアに基
づいて、前記第１のサブキャリア信号のサブキャリア毎
に位相補正量を求めるキャリア位相誤差検出ステップ
と、 前記位相補正量に基づいて、前記第１のサブキャリア信
号の位相を補正して第２のサブキャリア信号を生成する
位相補正ステップと、を備えるＯＦＤＭ復調方法。23. An OFDM demodulating an OFDM signal in which a known pilot carrier is assigned to a plurality of predetermined subcarriers among subcarriers used for transmission on a phase basis.
A DM demodulation method, comprising: Fourier transforming the OFDM signal into four subcarriers by performing Fourier transform to generate a first subcarrier signal; based on a pilot carrier of the first subcarrier signal. A carrier phase error detecting step of obtaining a phase correction amount for each subcarrier of the first subcarrier signal; and a second subcarrier signal correcting the phase of the first subcarrier signal based on the phase correction amount. A phase correcting step of generating a carrier signal.
は、 前記第１のサブキャリア信号中のパイロットキャリアの
位置を検出してパイロットキャリア位置信号を生成する
ステップと、 前記パイロットキャリア位置信号に基づいて、前記第１
のサブキャリア信号から第１のパイロットキャリアを抽
出するステップと、 前記既知のパイロットキャリアを保持すると共に、前記
パイロットキャリア位置信号に基づいて、前記保持され
た既知のパイロットキャリアから前記検出された位置に
対応する第２のパイロットキャリアを読み出すステップ
と、 前記第１および第２のパイロットキャリアの位相差を演
算して位相差信号を生成するステップと、 前記位相差信号に基づいて、位相変化量を演算して送受
信間位相差変化量信号を生成するステップと、 前記位相差信号と前記送受信間位相差変化量信号に基づ
いて、各サブキャリア毎の位相補正量を演算して位相誤
差補正信号を生成するステップと、を含む、請求項２３
に記載のＯＦＤＭ復調方法。24. The step of detecting a carrier phase error, comprising the steps of: detecting a position of a pilot carrier in the first subcarrier signal to generate a pilot carrier position signal; First
Extracting a first pilot carrier from the subcarrier signal of the above, holding the known pilot carrier, and, based on the pilot carrier position signal, setting the detected position from the held known pilot carrier to the detected position. Reading a corresponding second pilot carrier; calculating a phase difference between the first and second pilot carriers to generate a phase difference signal; calculating a phase change amount based on the phase difference signal Generating a phase difference change signal between transmission and reception, and calculating a phase correction amount for each subcarrier based on the phase difference signal and the phase difference change signal between transmission and reception to generate a phase error correction signal. 24. The method of claim 23, further comprising:
4. The OFDM demodulation method according to 1.
パイロットキャリアを基準に前記サブキャリアに対し周
波数方向の隣接サブキャリア間での差動変調が施された
信号であり、 前記キャリア位相誤差検出ステップは、 前記第１のサブキャリア信号からパイロットキャリアを
抽出するステップと、 前記抽出されたパイロットキャリアに基づいてパイロッ
トキャリアの位相を演算するステップと、 前記演算されたパイロットキャリアの位相から位相変化
量を演算するステップと、 前記演算された位相変化量に基づいてサブキャリア間の
位相補正量を演算するステップと、を含み、 前記位相補正ステップでは、前記演算された位相補正量
に基づいて前記第１のサブキャリア信号の位相が補正さ
れる、請求項２３に記載のＯＦＤＭ復調方法。25. The input OFDM signal, which is a signal obtained by subjecting the subcarrier to differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with reference to the pilot carrier, wherein the carrier phase error detecting step is performed. Extracting a pilot carrier from the first subcarrier signal; calculating a phase of the pilot carrier based on the extracted pilot carrier; and calculating a phase change amount from the calculated pilot carrier phase. Calculating; and calculating a phase correction amount between subcarriers based on the calculated phase change amount. In the phase correcting step, the first phase correction is performed based on the calculated phase correction amount. The OFDM demodulation method according to claim 23, wherein the phase of the subcarrier signal is corrected.
基づいて隣接サブキャリアの位相差を演算するキャリア
間位相差演算ステップを備え、 前記位相補正ステップでは、前記演算された位相補正量
に基づいて、前記キャリア間位相差演算ステップで演算
された隣接サブキャリアの位相差が補正される、請求項
２５に記載のＯＦＤＭ復調方法。26. An inter-carrier phase difference calculating step of calculating a phase difference between adjacent sub-carriers based on the first sub-carrier signal, wherein the phase correcting step is based on the calculated phase correction amount. 26. The OFDM demodulation method according to claim 25, wherein the phase difference between adjacent subcarriers calculated in the inter-carrier phase difference calculation step is corrected.
側から受信側に対し、所定長のシンボル毎に送信データ
で変調された複数のサブキャリアから生成される直交周
波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送システムであ
って、 前記送信側には、 前記直交周波数分割多重信号の伝送に使用されるサブキ
ャリアである伝送サブキャリアのうち複数の所定サブキ
ャリアに位相基準としての既知のパイロットキャリアを
割り当て、前記伝送サブキャリアのうち前記パイロット
キャリア以外のサブキャリアであるデータキャリアを前
記送信データで変調するデータ変調手段と、 前記パイロットキャリアと変調後の前記データキャリア
とからなる前記伝送サブキャリアから、前記直交周波数
分割多重信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、を含
むＯＦＤＭ変調装置を備え、 前記受信側には、 前記直交周波数分割多重信号からサブキャリアを分離し
て受信サブキャリアとして出力するサブキャリア分離手
段と、 前記受信サブキャリアに含まれるパイロットキャリアに
基づき、前記受信サブキャリアのそれぞれの位相補正量
を算出する位相誤差演算手段と、 前記位相補正量に応じて前記受信サブキャリアのそれぞ
れの位相を補正する位相補正手段と、を含むＯＦＤＭ復
調装置を備える、ＯＦＤＭ伝送システム。27. An orthogonal frequency division multiplex signal generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system, wherein the transmitting side allocates a known pilot carrier as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers that are subcarriers used for transmitting the orthogonal frequency division multiplexed signal. A data modulation unit that modulates a data carrier that is a subcarrier other than the pilot carrier among the transmission subcarriers with the transmission data, from the transmission subcarrier including the pilot carrier and the modulated data carrier, OFDM signal generating means for generating an orthogonal frequency division multiplexed signal. An FDM modulation device, the receiving side includes: a subcarrier separation unit that separates subcarriers from the orthogonal frequency division multiplexed signal and outputs the separated subcarriers as reception subcarriers; based on pilot carriers included in the reception subcarriers, An OFDM demodulator including: a phase error calculating unit that calculates a phase correction amount of each of the reception subcarriers; and a phase correction unit that corrects each phase of the reception subcarrier according to the phase correction amount. Transmission system.
のシンボルで構成されたバースト状の信号である、請求
項２７に記載のＯＦＤＭ伝送システム。28. The OFDM transmission system according to claim 27, wherein said orthogonal frequency division multiplexed signal is a burst signal composed of a plurality of symbols.
側から受信側に対し、所定長のシンボル毎に送信データ
で変調された複数のサブキャリアから生成される直交周
波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送システムであ
って、 前記送信側には、 前記直交周波数分割多重信号の伝送に使用されるサブキ
ャリアである伝送サブキャリアのうち複数の所定サブキ
ャリアに位相基準としての既知のパイロットキャリアを
割り当て、前記パイロットキャリアを基準に前記伝送サ
ブキャリアに対し前記送信データで周波数方向の隣接サ
ブキャリア間での差動変調を行う差動変調手段と、 前記差動変調後の前記伝送サブキャリアから前記直交周
波数分割多重信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、
を含むＯＦＤＭ変調装置を備え、前記受信側には、 前記直交周波数分割多重信号からサブキャリアを分離し
て受信サブキャリアとして出力するサブキャリア分離手
段と、 前記受信サブキャリアに含まれるパイロットキャリアに
基づき、前記各サブキャリアの位相補正量を算出する位
相誤差演算手段と、 前記位相補正量に応じて前記受信サブキャリアのそれぞ
れの位相を補正する位相補正手段と、 前記パイロットキャリアを基準として、前記位相補正手
段による位相補正後の前記受信サブキャリアを差動復調
することにより、前記送信データを再生する差動復調手
段と、を含むＯＦＤＭ復調装置を備えるＯＦＤＭ伝送シ
ステム。29. An orthogonal frequency division multiplex signal generated from a plurality of subcarriers modulated with transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system, wherein the transmitting side allocates a known pilot carrier as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers that are subcarriers used for transmitting the orthogonal frequency division multiplexed signal. A differential modulation means for performing differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with the transmission data on the transmission subcarrier with reference to the pilot carrier; and the quadrature modulation from the transmission subcarrier after the differential modulation. OFDM signal generating means for generating a frequency division multiplexed signal;
And an OFDM modulator including: a subcarrier separation unit that separates subcarriers from the orthogonal frequency division multiplexed signal and outputs the subcarriers as reception subcarriers, based on a pilot carrier included in the reception subcarriers. A phase error calculating means for calculating a phase correction amount of each of the sub-carriers; a phase correcting means for correcting a phase of each of the reception sub-carriers according to the phase correction amount; An OFDM transmission system comprising: an OFDM demodulation device including: a differential demodulation unit that reproduces the transmission data by differentially demodulating the reception subcarrier after the phase correction by the correction unit.
のシンボルで構成されたバースト状の信号である、請求
項２９に記載のＯＦＤＭ伝送システム。30. The OFDM transmission system according to claim 29, wherein the orthogonal frequency division multiplex signal is a burst-like signal composed of a plurality of symbols.
側から受信側に対し、所定長のシンボル毎に送信データ
で変調された複数のサブキャリアから生成される直交周
波数分割多重信号を伝送するＯＦＤＭ伝送システムであ
って、 前記送信側には、 前記直交周波数分割多重信号の伝送に使用されるサブキ
ャリアである伝送サブキャリアのうち複数の所定サブキ
ャリアに位相基準としての既知のパイロットキャリアを
割り当て、前記パイロットキャリアを基準に前記伝送サ
ブキャリアに対し前記送信データで周波数方向の隣接サ
ブキャリア間での差動変調を行う差動変調手段と、 前記差動変調後の前記伝送サブキャリアから前記直交周
波数分割多重信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段と、
を含むＯＦＤＭ変調装置を備え、 前記受信側には、 前記直交周波数分割多重信号からサブキャリアを分離し
て受信サブキャリアとして出力するサブキャリア分離手
段と、 前記受信サブキャリアのうち周波数方向に隣接するサブ
キャリア間の位相差を算出するキャリア間位相差演算手
段と、 前記受信サブキャリアに含まれるパイロットキャリアに
基づき、前記隣接サブキャリア間の位相差の補正量であ
る位相差補正量を算出する位相誤差演算手段と、 前記位相差補正量に応じて前記隣接サブキャリア間の位
相差を補正する位相補正手段と、を含むＯＦＤＭ復調装
置を備えるＯＦＤＭ伝送システム。31. An orthogonal frequency division multiplex signal generated from a plurality of subcarriers modulated by transmission data for each symbol of a predetermined length from a transmitting side to a receiving side via a wired or wireless transmission path. An OFDM transmission system, wherein the transmitting side allocates a known pilot carrier as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers that are subcarriers used for transmitting the orthogonal frequency division multiplexed signal. A differential modulation means for performing differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with the transmission data on the transmission subcarrier with reference to the pilot carrier; and OFDM signal generating means for generating a frequency division multiplexed signal;
And an OFDM modulator including: a subcarrier separating unit that separates subcarriers from the orthogonal frequency division multiplexed signal and outputs the subcarriers as reception subcarriers; An inter-carrier phase difference calculating means for calculating a phase difference between sub-carriers, and a phase for calculating a phase difference correction amount which is a correction amount of a phase difference between the adjacent sub-carriers based on a pilot carrier included in the reception sub-carrier. An OFDM transmission system including an OFDM demodulation device including: an error calculation unit; and a phase correction unit that corrects a phase difference between the adjacent subcarriers according to the phase difference correction amount.
のシンボルで構成されたバースト状の信号である、請求
項３１に記載のＯＦＤＭ伝送システム。32. The OFDM transmission system according to claim 31, wherein the orthogonal frequency division multiplex signal is a burst-like signal composed of a plurality of symbols.
調された複数のサブキャリアから生成される直交周波数
分割多重信号を送信するためのＯＦＤＭ変調装置であっ
て、 前記直交周波数分割多重信号の伝送に使用されるサブキ
ャリアである伝送サブキャリアのうち複数の所定サブキ
ャリアに位相基準としての既知のパイロットキャリアを
割り当て、前記伝送サブキャリアを前記送信データで変
調するデータ変調手段と、 前記データ変調手段による変調後の前記伝送サブキャリ
アから、前記直交周波数分割多重信号を生成するＯＦＤ
Ｍ信号生成手段と、を備えるＯＦＤＭ変調装置。33. An OFDM modulator for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal generated from a plurality of subcarriers modulated with transmission data for each symbol of a predetermined length, wherein the OFDM modulator transmits the orthogonal frequency division multiplex signal. A data modulation unit that allocates a known pilot carrier as a phase reference to a plurality of predetermined subcarriers among transmission subcarriers that are subcarriers used for the transmission subcarrier, and modulates the transmission subcarrier with the transmission data; OFD that generates the orthogonal frequency division multiplexed signal from the transmission subcarriers modulated by
An OFDM modulation device comprising: an M signal generation unit.
キャリアのうち前記パイロットキャリア以外のサブキャ
リアであるデータキャリアを前記送信データで変調す
る、請求項３３に記載のＯＦＤＭ変調装置。34. The OFDM modulator according to claim 33, wherein said data modulating means modulates a data carrier that is a subcarrier other than said pilot carrier among said transmission subcarriers with said transmission data.
トキャリアを基準に前記伝送サブキャリアに対し前記送
信データで周波数方向の隣接サブキャリア間での差動変
調を行う、請求項３３に記載のＯＦＤＭ変調装置。35. The OFDM modulation according to claim 33, wherein the data modulation means performs differential modulation between adjacent subcarriers in the frequency direction with the transmission data on the transmission subcarrier based on the pilot carrier. apparatus.
トキャリアを一定周波数間隔の前記伝送サブキャリアに
割り当てる、請求項３３に記載のＯＦＤＭ変調装置。36. The OFDM modulator according to claim 33, wherein said data modulation means allocates said pilot carrier to said transmission subcarriers at a fixed frequency interval.
トキャリアを、所定の増分で増加する周波数間隔の前記
伝送サブキャリアに割り当てる、請求項３３に記載のＯ
ＦＤＭ変調装置。37. The O-modulator according to claim 33, wherein said data modulating means allocates said pilot carrier to said transmission subcarriers at frequency intervals increasing in predetermined increments.
FDM modulator.
トキャリアを、所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔
の前記伝送サブキャリアに割り当てる、請求項３３に記
載のＯＦＤＭ変調装置。38. The OFDM modulator according to claim 33, wherein said data modulation means allocates said pilot carrier to said transmission subcarriers at frequency intervals defined by a predetermined PN sequence.
交周波数分割多重信号として複数のシンボルで構成され
た連続的な信号を生成する、請求項３３に記載のＯＦＤ
Ｍ変調装置。39. The OFD according to claim 33, wherein said OFDM signal generating means generates a continuous signal composed of a plurality of symbols as said orthogonal frequency division multiplexed signal.
M modulator.
交周波数分割多重信号として複数のシンボルで構成され
たバースト状の信号を生成する、請求項３３に記載のＯ
ＦＤＭ変調装置。40. The OFDM signal according to claim 33, wherein said OFDM signal generating means generates a burst signal composed of a plurality of symbols as said orthogonal frequency division multiplexed signal.
FDM modulator.
として多値差動位相変調を行う、請求項３５に記載のＯ
ＦＤＭ変調装置。41. The O-modulator according to claim 35, wherein said data modulation means performs multi-level differential phase modulation as said differential modulation.
FDM modulator.
として多値差動振幅・位相変調を行う、請求項３５に記
載のＯＦＤＭ変調装置。42. The OFDM modulator according to claim 35, wherein said data modulation means performs multi-level differential amplitude / phase modulation as said differential modulation.
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