JP2000023346A - 車両用電力制御装置 - Google Patents

車両用電力制御装置

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JP2000023346A JP10188541A JP18854198A JP2000023346A JP 2000023346 A JP2000023346 A JP 2000023346A JP 10188541 A JP10188541 A JP 10188541A JP 18854198 A JP18854198 A JP 18854198A JP 2000023346 A JP2000023346 A JP 2000023346A
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    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/04—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks
    • H02H1/043—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks to inrush currents
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
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Abstract

(57)【要約】 【課題】初期電流許容で起動動作を確保し、その後は温
度保護や定常電流保持機能により異常過熱、バッテリの
異常な消耗、負荷動作異常等のないスイッチ制御回路が
実現すること。 【解決手段】大きな過電流検出自動遮断回路で導通初期
の大電流では遮断しにくいようにし、更に定常状態に移
行する時点を検出する手段を設け、各電力素子個々の定
常電流異常を検出する手段を設ける。また異常電流検出
時には各電力素子を遮断制御する手段を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ランプ，モータの
オン／オフスイッチ動作を制御する、及び過負荷を検出
して遮断に移行するパワー素子半導体を用いた保護機能
付のスイッチ制御回路装置に関する。また、本発明は車
両の多くの負荷（ランプ，モータ等）をシリアル通信ラ
インのネットワークで制御する系に適用すると更に効果
的である。
【０００２】
【従来の技術】従来の技術として一般的なのは負荷に供
給される電流を検出してこの電流が過度に大きくなった
場合、これを自動的に遮断する方式である。これをＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いて実現したものとして特開昭61−2619
20号，特開昭62−11916号，特開昭62−143450号，特開
昭63−87128 号等が知られている。
【０００３】特に、負荷の短絡や定常負荷の瞬時電流を
許容し、更に異常な短絡事故時には自動的に回路を遮断
する技術が特願平8−303018 号に開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の技術では、
負荷端子が半ショートであるような異常によるバッテリ
ーの異常な消耗，モータが動作途中に障害物によって物
理的にロック状態となった場合の不具合、極わずかずつ
の電流経路の発熱の蓄積によるシステム全体の不具合
（発熱，発火）にまでは対処できない。
【０００５】つまり、温度あるいは電流によって単一の
保護機能しか有しない電力素子では導通開始直後の必要
な大電流で遮断されないように設計すると、その後の定
常電流の比較的少量の異常を感知して遮断する制御がで
きなくなる。また電流もしくは温度の異常を各負荷毎に
検出して遮断する方法では回路構成が複雑で高価なもの
となってしまう。更に電流検出等に負荷に直列に検出抵
抗を付加しては検出抵抗でのパワーロスが大きく、無駄
な発熱が大きくなる。
【０００６】本発明は、電力素子を導通状態とした直後
の起動電流には反応せず、定常状態に移行した後には感
度の良い保護機能を実現することを目的とする。また、
別の発明では、無駄な電力消費が少なく簡単で安価な保
護回路を持つ車両の電力制御装置を実現することを目的
とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、電力素子の導通初期と定常状態への移行後
との保護動作を切り替える手段を設けた。また別の解決
手段として電力素子の導通初期には比較的粗く、定常状
態移行後は精度良く電流或いは温度を監視するようにし
た。また別の解決手段では大電流に対する保護回路と定
常電流時の保護回路とを設け、後者は定常状態移行後に
動作するようにした。更に別の発明では多数の電力素子
への電力供給を時分割でオフ時間をオン時間に比して非
常に小さい比率で周期的にオン／オフし、オン／オフの
差データが一定範囲にあるか否かで異常を監視する手段
を設けた
【０００８】
【発明の実施の形態】図２９，図３０，図３１，図３２
を用いて本発明の基礎技術を説明する。図２９において
１はＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、２はスイッチとなるＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ、３は負荷、４はＭＯＳ−ＦＥＴに流れる電
流あるいはその温度の検出手段、６は一定値との比較回
路、７は遮断回路である。
【０００９】まず要素２のパワー素子内に負荷３に供給
される過電流を検出する構成要素を付加した場合、定常
電流の何倍かの異常な値である一定値と、現状値との比
較を要素６で行い、現状値が超えた場合に遮断回路７に
より遮断動作に移行させる。実際には検出手段５は、流
れる電流で変化する値、例えば抵抗或いはダイオードの
両端の電位差を必要な場合には増幅器等含めて構成す
る。また、一定電圧との比較回路６はコンパレータ等の
電圧比較回路によって構成することができる。遮断回路
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電位をオフ電位にす
る回路を付加することで実現できる。
【００１０】これらの電流検出手法は時として不具合を
生ずる。例えば自動車のヘッドランプ等の負荷において
はオフ状態から点灯開始に移行する際の瞬時的な大電流
を遮断すると円滑な点灯動作を損なう。これを図示した
のが図３１である。図中、縦軸は電流，温度軸、横軸は
時間軸であり、１０は電流特性、１１，１２，１３は温
度特性、１４は温度閾値である。通常ランプ等の点灯時
の（ランプに流れる）電流、ＭＯＳ−ＦＥＴの温度は特
性１０，１２のような時間変化を呈す。即ち、点灯開始
時にはランプのフィラメント（図示していない）温度が
低いことから極めて低い抵抗値となっていて、急激な電
流が流れる（特性１０）。しかしその後フィラメント温
度が上昇するに従ってフィラメントの抵抗値が増し、電
流は急激に減少する。今、この立ち上がり時の電流にも
反応してＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的に遮断するようにし
てしまうと（図示はせず）ランプのフィラメントは必要
な点灯をせず、発熱もしない。このため点灯，遮断を極
短い周期で繰り返す状態に陥る（特性１３は温度を示し
ているがこれを電流に置換し、繰り返し周波数を高く、
つまり時間軸を短縮した形となる）。ここにおいて点灯
するまで著しい時間を要し、必要なタイミングでの点灯
を阻害する。従って、この定常の使用状態での急激な電
流は必要不可欠である。このため、電流ではなく温度を
モニタする。上記のように電流は点灯開始時瞬時で急激
に上昇する（特性１０）。一方、この時の温度１２はや
や遅れて上昇しようとするが、電流に対して鈍い応答を
示し、その後電流が定常値になるに伴い、ほぼ一定値に
落ちつく。このため定常動作は阻害されない。ところが
負荷であるランプ、或いはモータ等の状態が異常であ
り、短絡状態に近い場合には、電流は継続して非常に大
きな値に保たれるので、ＭＯＳ−ＦＥＴの温度上昇も大
きくなる。これを一定値(温度に換算して１４値)にてリ
ミットするようにＭＯＳ−ＦＥＴ遮断回路を加える。た
だこの場合、閾値に達することで遮断するのみの構成で
は特性１３のように閾値１４近傍で温度の増減サイクル
が生ずる。筆者らは先に出願した特願平8−303018 号に
おいてこれらの不具合を回避する技術を、温度保護機能
を付加したスイッチ回路にて開示した。ここで温度保護
機能付スイッチ回路の概要を図３０のブロック構成図、
図３１の動作説明図によって述べる。
【００１１】図３０において５は温度検出手段、６は一
定値との比較回路、８は遮断保持回路、７は遮断回路で
ある。ここで遮断保持回路はＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段の
オフ動作にてリセットされ、比較回路６の出力によって
セットされる。ここで温度異常により、温度が一定値に
対し大きくなると比較回路６が遮断保持回路８を動作さ
せ遮断回路７によりＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的且つ強制
的に遮断せしめる。これはＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１が
オン信号を継続していても強制的になされる。更に遮断
保持動作はＭＯＳ−ＦＥＴ制御出力が次にオフとなる時
点まで継続されるので、前記した温度の増減サイクルは
回避される。こうして特性１１のように温度が一定値１
４に達した後、冷却方向に制御せしめられ、異常高温に
よるMOS−ＦＥＴ等の素子破壊，電流供給路の発熱，発
火が阻止される。
【００１２】国際公開ＷＯ ９６／26570 号公報の第２
図における各Ｉ／Ｏインタフェイスはランプ，モータの
オン／オフを制御するよう各部に分散しており、各部で
スイッチ装置が必要になる。従って本発明の特徴を有す
るスイッチ制御装置をＷＯ９６／26570 号公報の第２図
における各Ｉ／Ｏインタフェイス内に設けることで、負
荷の異常等による過大な電流が印加されないよう、保護
作用を付加することができる。こうして、本発明により
車両の各負荷を通信ラインを用いて制御すること、及び
短絡事故等では自動的に遮断する装置を実現することが
可能となる。本発明の主要概念を示す実施例を図１に示
す。図中、１００は過電流検出手段、１０１はタイマ、
１０２，１０３はオン／オフスイッチ、１０４，１０５
は低電流源、１０６は電圧比較器、１０７，１０８はそ
れぞれ１００Ｒ，Ｒなる抵抗値を有する抵抗、１０９も
抵抗である。本実施例における動作を図２の要部波形図
により説明する。波形図において縦軸は電圧、横軸は時
間を示す。又、１２０，１２１，１２２，１２３，１２
５，１２８，１３３は電圧信号、１２４は時間、１２
６，１２７は時点を示す。
【００１３】先ず要素１のＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段が信
号１２５により時点１２６において電圧１２８から零に
変化する。すると時点１２６以前はオフしていたＭＯＳ
−ＦＥＴ２がオンし負荷３に電流を供給し始める。今、
負荷３がランプであると仮定すると点灯以前はフィラメ
ントの温度が低いため、初期大電流が流れる。その後、
電流によるフィラメントの発熱で抵抗値が上がり次第に
電流は減少する。このため抵抗による電圧降下に当たる
電圧信号は図２の１２０に示すように変化する。一方、
抵抗１０７は定電流１０５と定電流１０４の電流から電
圧降下を生じる。先ず初期においてスイッチ１０３はオ
ンしており、定電流１０４，１０５の和電流が抵抗１０
７に流れる。この時抵抗１０７に流す電流を節約するた
めに抵抗１０８は小さく、抵抗１０７は大きくする。本
例では両者の比を１００として考える。今、初期の大電
流を１０アンペアで制限する場合、電圧１２８を１２ボ
ルト，電圧降下１２２を１０ボルトとして抵抗１０８は Ｒ＝１０／１０＝１（オーム） と設計できる。すると１０７はその百倍である１００オ
ームとなる。負荷３の定常電流を１アンペアとし、時間
１２４以降の定常状態において異常を検出する値を３ア
ンペアとすると定電流１０５はその１００分の１である
３０ミリアンペア、定電流１０４は７０ミリアンペアと
することができる。なぜなら、１００オームの抵抗１０
７の電圧降下１２２が１０ボルト、電流が１００ミリア
ンペアであるためには定電流１０４は７０ミリアンペア
でなければならないからである。時間１２４はタイマ１
０１で計測され、時点１２６で変化する信号１２５によ
ってトリガされる。以上のようにして抵抗１０７へ流す
電流は時点１２７以前には１００ミリアンペア、以降は
３０ミリアンペアとすることができる。電圧比較器１０
６は電圧１２０と電圧１２１とを比較し、電圧１２０が
高いときに高電圧、逆の場合に零電圧を信号１３２とし
て発生する。またスイッチ１０２は信号132が高電圧で
あるときにオンするものを用いる。通常動作において電
圧１２０は常に電圧１２１より大きいから信号１３２は
常に高電圧を発生、結果的にスイッチ１０２はオン状態
を維持する。
【００１４】さて次に異常が発生した場合の動作を図３
と図４とによって説明する。図中１２０ａ，１２０ｂ，
１３２ａ，１３２ｂはともに電圧信号、１２９，１３１
は時点を示す。今、導通初期の大電流導通から電流減少
領域を経た後、何らかの理由で負荷３に異常が発生し、
電流が徐々に増してゆく場合を考える。すると図３の電
圧１２０ａに示すように抵抗１０８での電圧降下が増し
（電位は下降）、時点１２９以前と以後とで電圧信号１
２０ａと電圧信号１２１との大小関係が逆転するので、
電圧比較器１０６の出力である電圧１３２ａは図３のよ
うに変化する。従って、スイッチ１０２は時点１２９以
降はオフ状態に移行する。同様にして初期の大電流導通
時に既に負荷３がショート状態にある場合には図４の電
圧120bのように点灯開始直後、瞬時に電位は減少し、比
較出力１３２ｂは時点１３１で零電位に変化。結果的に
瞬時にスイッチ１０２をオフとする。
【００１５】以上、電流検出方式での実施例の概念を示
したが温度検出によっても同様の効果を上げることがで
きる。この実施例を図５，図６に示し、以下説明する。
先ず図５において１３３，１３５，１３６ａ，１３６
ｂ，１３７，１３８，１３９は電圧信号、１５２はツェ
ナーダイオード、１５１はＭＯＳ−ＦＥＴ、１５０はＭ
ＯＳ−ＦＥＴ１５１とツェナーダイオード１５２とを同
一チップ上に配置し、両者の温度をほぼ共通にしたも
の、１５３は過温度検出手段、１５５は定電流源、１５
６，１５７，１５８は抵抗、１６０は切り替えスイッチ
である。さて、周知のようにツェナーダイオードに逆方
向に電流を流した場合、カソード，アノード間にはほぼ
一定の電圧が発生する。この電圧は温度によって正の温
度勾配を有する。今抵抗１５６での電圧降下を６ボルト
とすると抵抗１５６，抵抗１５７の抵抗は６対（１２−
６）ボルトとなる。この時ツェナーダイオード１５２に
適当な電流（数ミリアンペア）を流しておくため、定電
流１５５を設け、ツェナーダイオード１５２での電圧降
下が６Ｖを下回るようにする。すると、電圧信号136aは
６Ｖを上回る。さて前記の例と同様に異常電流が生じ、
電圧信号１２０ａが生ずるような場合には要素１５０内
の温度も徐々に上昇するためツェナーダイオードの両端
電位差は大きくなる。こうして、図７の電圧信号１３６
ａが生じ、これと電圧信号１３５(６Ｖ)とを要素１５４
により比較することで信号１３７を得ることができる。
切り替えスイッチ１６０は信号１３３が高電位で信号１
３８を、低電位で信号１３７を信号１３９に出力する働
きをする。こうして、時点１２７以降は信号１３７が信
号１３９に等しく、過温度検出手段１５３の出力である
信号１３７により、オン／オフスイッチ１０２はオフ状
態に移行せしめられる。以上のようにしてタイマ１０１
の計測による時点１２７以前の異常は要素１００の出力
信号１３８の変化によって、時点１２７以降の異常は要
素１５３の出力信号１３７の変化によって検出される。
これらの模様を示したのが図８，図９である。図中の信
号は図５の各信号を示す。つまり電流の異常は信号１３
８の変化によってもモニタできる他、温度異常となって
も現れる。また逆に定常状態に移行後の僅かな電流異常
も徐々に増加して過電流検出手段１００の閾値に達する
こともあり得るわけである。従って信号１３７，１３８
はそれぞれ前後して、異常時に高電位から低電位に変化
する。異常が生じない場合は高電位であり、電流，温度
それぞれの異常時には低電位に変化するから、要素１６
０の切り替えスイッチはアンド回路に置換することも可
能である。
【００１６】さて、図６の実施例ではＭＯＳ−ＦＥＴ１
５１の温度変化をツェナーダイオードで検出したが、こ
れを一般的なダイオードの順方向電位の変化で検出する
方法を開示したのが図６の実施例である。図６におい
て、１６２はダイオードを直列に接続したもので多数重
ねることで温度変化による電圧変化をより大きく検知で
きる。１５８は抵抗である。図５の例のように定電流源
でも構成可能である。ダイオード順方向の電圧は１個あ
たり０.６Ｖ 程度であるので例えば１０個ほど直列に接
続すると定電圧源４の電圧の１／２（＝６Ｖ）近傍に設
定できる。抵抗１５６，１５７の比を適当に選び、この
場合、電圧１３５が電圧１３６ｂより若干高くなるよう
にする。すると温度が上昇した場合の温度勾配がツェナ
ーダイオードと逆でマイナスであることから温度増加時
は図７の１３６ｂのように上昇する。これが電圧１３５
より大きくなるとやはり信号１３７のように高電位から
低電位に変化する（このため電圧比較器１５４の入力で
ある信号１３５と１３６とを図５の実施例とは逆に接続
している）。こうして図５と同様の効果を本実施例によ
っても実現できる。以降、既に説明した過電流検出手段
や、過温度検出手段を駆使して本発明の目的を達成する
実施例を開示する。
【００１７】本発明における発明の他の実施例を図１０
のブロック図を用いて説明をする。図１０において１ａ
が(パワー素子の一種である)ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、
２がＭＯＳ−ＦＥＴ、３が負荷、４がバッテリー(定電
圧源)、２５がＭＯＳ−ＦＥＴの電流検出手段、６１は
電流電圧変換器、２６がＡ／Ｄ変換器（アナログ／ディ
ジタル変換器）、３０が第１閾値データ出力手段、３１
が第２閾値データ出力手段、３２が閾値切り替え手段、
３３が時間計測手段、６１は電流信号を電圧信号に変換
する手段、５０，５１，５６，５７，５８は電気信号で
ある。本実施例の動作を図１１を用いて説明する。図１
１において４０は時間、４４，４５は時点、４２，４３
は第１，第２の閾値データ、１６′は定常電流値データ
である。本実施例の主眼は負荷をオンした初期の大電流
を大きな閾値と比較する、その後の定常電流を小さな閾
値と比較するという２モードをオンした瞬間からの時間
計測により切り替え、前記目的の保護機能を実現しよう
とするものである。図１０におけるＭＯＳ−ＦＥＴ２が
ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１ａによって動作を開始（導
通）を開始する瞬間を図１１の時点４４とすると、導通
により負荷３にバッテリー４からエネルギーが供給され
る。ここで、前記負荷３がランプ負荷の場合にはＭＯＳ
−ＦＥＴ２と負荷３には前記したように特性１０のよう
に電流が流れる。つまり時点４４において信号５０をト
リガとして時間計測手段３３が時間計測を開始する。こ
の計測は一定の発振クロック（簡単のため図示せず）を
一般的なディジタルカウンタで計数する手法、或いは単
安定マルチバイブレータによる時定数充電電圧を定電圧
と比較する等の手法により実現される。
【００１８】今、大電流が流れる所定計測時間を図１１
の４０であるとするとこの時間は点灯開始時間帯を示
す。この時間帯では初期の大きな電流（ＩＢと命々）を
許容することでランプの正常点灯を促す必要がある。そ
してこの所定の時間後には比較的わずかな電流異常を検
出する必要がある。このため信号５１を閾値切り替え信
号として閾値切り替え手段３２に印加する。これを受け
た閾値切り替え手段３２は電流監視手段２８に供給する
閾値を図１１のように切り替える。つまり時間４０にお
いては比較的大きな閾値データ４２を、その後は比較的
小さな閾値データ４３を供給する。すると時点４５以前
は閾値切り替え手段の出力は大きな値４２となっている
ため、ランプ負荷の瞬時電流以上の閾値データ（データ
出力手段３０の出力）が、時点４５以後は定常電流１
６′の２倍程度である小さな閾値データ（データ出力手
段３１の出力）が要素３２により切り替えられ信号ライ
ン５５から供給される。電流監視手段２８はその時々の
電流データ（のアナログ／ディジタル変換値）５６と閾
値データ５５とを比較し、前者が後者より大きくなった
場合（図中時点４６）に信号５７によって遮断要求を発
する。その時々の電流データを得る仕組みの詳細は後述
するが、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の負荷３への供給電流を分流
する等して得た電流信号５８を検出し、要素６１にて電
圧信号に変換し、要素２６でディジタル量に変換する。
電流監視手段２８はディジタル量同士の大小を比較する
（ディジタル）コンパレータにより具現化される。コン
パレータ出力である信号５７は定常状態での電流異常信
号と考えることもでき、この信号の発生を検知したＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ制御手段１ａはＭＯＳ−ＦＥＴ２を自動的に
遮断に移行させる。
【００１９】以上のように、本実施例によれば定常値の
数倍の異常電流を検知して自動的に遮断させることがで
きる。尚信号５０を出力し、信号５７を入力するという
点で前記図の要素１と区別し、ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段
を要素１ａとした。本実施例では電流データをディジタ
ル量に変換してからデータ比較等処理を施す回路開示を
行ったが、電流データをアナログ電圧データに変換して
総てアナログ回路にて実現することも勿論可能である。
次に点灯開始等の起動時大電流のみアナログ電圧に変換
してＭＯＳ−ＦＥＴ２を含んだＩＣ内に内蔵し、起動時
大電流の異常時にこの部分で自動遮断する本発明の他の
実施例を図１２に示し、以下説明を施す。
【００２０】図１２は本発明の他の実施例のブロック図
である。図１２において６０は第１の電流検出手段、７
０は第２の電流検出手段、６１，６１ａは電流信号を電
圧信号に変換する手段、６２は定電圧源、６３は電圧比
較器、７１は閾値データ出力手段、６４は遮断回路であ
り、前出の例と同一要素には同一番号を付加している。
また要素６５は初期の大電流印加時の起動電流が異常に
大きくなることを自動遮断する改良型ＭＯＳ−ＦＥＴブ
ロックのまとまりであり、ＩＣ内に内蔵するなどされる
部分として、後述の例では改良したＭＯＳ−ＦＥＴとし
て示している。即ち、要素６５はランプの瞬時電流（前
記ＩＢ）等よりも大きな電流の制限のために用意されて
いるブロックであり、他は一定時間(前実施例における
時間４０)後に比較的小さな電流値の検出及び自動遮断
動作に関係する。そして前者と後者は切り替え制御では
なく、大電流リミットは常時、小電流リミットは動作時
間（或いは状態）を限って動作するようにしたものであ
る。即ち要素６５においては電流の検出手段出力（要素
６０出力）を要素６１により電圧信号に変換して要素６
２が供給する一定の電圧と比較する。この時の一定電圧
６２はランプ等の点灯に必要な瞬時大電流（前記ＩＢ）
に対応した大電圧（ＶＢと命々）である。比較により要
素６５の出力がＶＢより大きくなれば電圧比較器６３の
出力により遮断回路６４によりＭＯＳ−ＦＥＴ２の遮断
がなされる。前述のように本大電流リミット制御は比較
的誤差やバラツキを多く含んでいても許容できるので改
良型ＭＯＳ−ＦＥＴとしてＩＣチップ内部に同居させる
ことが可能である。
【００２１】一方、定常状態に移行した後の比較的小電
流でのリミッタ動作を実現する他の部分は前述の実施例
の一部動作と一致する。即ち第２の電流検出手段７０は
ＩＣ化も可能である前記ブロック６５の外部或いは内部
に設けられ、分流等で負荷３への電流量を反映する電流
信号を抽出する。前記と同様に抵抗素子等で実現される
要素６１ａで電圧信号に変換された信号は要素２６によ
りディジタル量に変換される。このディジタル値と閾値
データ出力手段７１の出力である閾値データとを電流監
視手段２８（前記のようにコンパレータ等で具現化でき
る）にて比較して異常を監視する。図中の閾値データ出
力手段７１は前記図１の第２の閾値データ（図１１の４
３）と一致する。通常この閾値データは、定常電流を要
素６１ａで電圧信号に変換し、更に要素２６でディジタ
ル量に変換した値の２〜３倍に設定する。ところが（定
常的な）電流値は負荷の種類や個々の装置によってバラ
ツキを持つ。そこで定常状態におけるデータをマイクロ
プロッセッサ等の記憶作用を有する要素に保持してお
き、そこから個々の負荷に適した閾値データを算出し用
いる手法を本発明に実施した例を次図１３に示す。
【００２２】図１３において６８は定常データ記憶手
段、２９は閾値データの算出手段、８０はマイクロプロ
セッサ、８１，８２，８３は電気信号、６５は前記した
(大)電流リミッタを付加した改良型のＭＯＳ−ＦＥＴ、
１ｂはＭＯＳ−ＦＥＴの制御手段である。工場出荷或い
はサービス時にマイクロプロセッサ８０は所定データを
記憶させるように各部を制御する。この作業を初期設定
モードとすれば、初期設定は負荷３への供給電流が定常
値に落ちついた時点で行われなければならないので、前
記した時間計測手段（要素３３）の出力５１と初期設定
指令信号８２とを同時に使用する。つまり、信号５１と
信号８２との論理積をとることで定常状態に移行した時
点をとらえ、この時点の定常電流に対する所定データを
初期設定値として（信号ライン８３から）定常データ記
憶手段２８に取り込むことができる。即ち信号８３のビ
ット数に合わせ、ディジタルラッチを設けておき、この
ラッチ回路へ次の信号をトリガとしてデータを記憶保持
する。トリガ信号は前記信号５１と８２との論理積（或
いは更に他のクロック信号との論理処理出力）とする。
本記憶動作においては同時にマイクロプロセッサ８０か
ら活性化信号８１がＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１ｂに対し
て発せられ、改良ＭＯＳ−ＦＥＴ６５を活性化する。こ
のようにマイクロプロセッサ８０からの指令８１を動作
トリガとして入力する新たな入力端子を持つということ
で前出の他の例と区別すべくＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段に
１ｂなる番号を付加している。勿論マイクロプロセッサ
からの信号８１の印加は初期設定時のみとは限らないの
で信号８１と信号８２とは本実施例では別途記載してい
る。さて所定の初期設定値が定常データ記憶手段６８に
記憶された後にはこれを２，３或いは適当な倍数を掛け
る（或いは加える）処理を閾値データ算出手段２９にて
行う。閾値データ算出手段２９は一般的なかけ算（或い
は加算器等）で実現できるし、２倍固定としたければシ
フトレジスタで実現することも可能である。異常を検出
する感度は通常データを基に（閾値データ算出手段２９
によって）演算する際の乗数によって適当に調整するこ
とができる。即ち乗数を大きくすれば異常検出感度が鈍
くなり、逆にすれば敏感になる。本実施例では説明上要
素１ｂ，要素３３，要素２９，要素６８，要素２８等を
独立したブロックにて表記したがこれらをマイクロプロ
セッサ８０内の処理（プログラム）に置換することも勿
論可能である。
【００２３】次に前記したＭＯＳ−ＦＥＴの制御や保護
のための自動遮断処理をマイクロプロセッサにて行い、
電流検出等を具体的素子で記述した実施例を図１４のブ
ロック図と図１５の動作説明図とによって説明する。図
１４において２６０，２７０は前記電流検出手段として
用いたＭＯＳ−ＦＥＴ，２６１，２６３，７５は前記電
流電圧変換手段として用いた抵抗、９０は（例えば前記
図１２中の定電圧源６２，電圧比較器６３，遮断回路６
４を統合した役目を果たす）自動遮断用MOS−ＦＥＴ、
９１はＭＯＳ−ＦＥＴのドライブ回路、９２は降圧安定
化回路、９３は前記ＭＯＳ−ＦＥＴ９０が導通した時に
ドライブ回路９１との間で大電流を生じないための保護
用抵抗、９４はマイクロプロセッサ８０内の中央処理ユ
ニット、９５は記憶ブロック、９６はタイマ回路、３０
０は(保護用)ダイオード、ｉ１〜ｉ３は電流である。ま
た図１５の大部分は図１１の説明図と一致し、１００は
時間、１０２〜１０６は電流量を電圧に変換し更にＡ／
Ｄ変換してマイクロプロセッサに取り込んだ電流データ
１７のサンプリングデータを示す。
【００２４】図１４中のＭＯＳ−ＦＥＴ２６０，２７０
はＭＯＳ−ＦＥＴ２との間に電流比例関係を持つ。従っ
て、図中のｉ１，ｉ２，ｉ３で示した電流間には比例関
係を有する。特にＭＯＳ−ＦＥＴ要素２，２６０を改良
ＭＯＳ−ＦＥＴ内に隣接してサイズ比をとりつつ配置す
ることで（ｉ１，ｉ２間に）精度の良い電流比が実現さ
れる。更に電流ｉ１に負荷３に流れる電流の大部分を占
めさせ、電流ｉ２を僅かにすることで、検出用の電流を
少なくし、負荷３の駆動効率を上げることができる。こ
のためにＭＯＳ−ＦＥＴ２，２６０，２７０のサイズ比
を例えば１００対１対１とすればｉ１とｉ２，ｉ３の比
も１００対１対１とでき、もし、負荷３に１アンペアの
電流を供給するときに（ＭＯＳ−ＦＥＴ２６０，２７０
に）検出用に流す電流は１０ミリアンペアで済む。
【００２５】では、以下に全体的な動作説明を加える。
まず負荷３がヘッドランプであることを想定し、これを
マイクロプロセッサ８０の制御により点灯させることと
する。まずマイクロプロセッサ８０中の中央処理ユニッ
ト９４が点灯のためドライブ回路９１に司令信号を出力
し、ドライブ回路９１は抵抗９３の左端子にハイ電位を
出力する。この時点は図１５の時点４４に一致する。す
るとＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になり負荷３（ラン
プ）に電力供給を始める。では給電開始時の自動遮断動
作を例にとり、電流監視方法を述べる。まず給電開始時
はランプのタングステンは低温であり、抵抗値は低い。
このため、図１５における特性１０のピークにあたる大
電流ＩＢがＭＯＳ−ＦＥＴ２に流れる。このピーク電流
を２０アンペアとすると、２０アンペアの１００分の１
である２００ミリアンペアの電流がＭＯＳ−ＦＥＴ２６
０，２７０に流れる。今、ピーク電流に対するＭＯＳ−
ＦＥＴ９０の自動遮断電流マージンを２倍にとる。つま
り、４０アンペアの負荷電流(図１５中の値４２)を異常
値とし、更にＭＯＳ−ＦＥＴ９０の導通のためのゲート
電圧を１ボルトとすると４００ミリアンペアの電流（４
０アンペアの100分の１）が抵抗２６１に流れた時１ボ
ルトとなるように設計する。また、要素２６１の抵抗値
を２.５ オームとすれば、電流ｉ２が４００ミリアンペ
ア流れた場合にＭＯＳ−ＦＥＴ２６２のゲート電圧は１
ボルトとなる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２６２のゲート電圧が１
ボルトの時に同様にドレイン電流４００ミリアンペアが
流れるとすれば抵抗２６３は２.５ オームとすれば良
い。抵抗２６１，２６３の値を適当に選択することで自
動遮断動作が実行される電流を自由に選ぶことができ
る。通常の点灯ではＩＢ＝２０アンペア、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ９０のゲート電圧は０.５ ボルトまでしか上昇しない
ため要素９０は導通状態に移行しない。もし異常電流に
よりＭＯＳ−ＦＥＴ９０が導通すると抵抗９３を介して
印加される電荷は素子９０によりグランド側へ逃がさ
れ、ＭＯＳ−ＦＥＴ２を導通させることがない（遮断状
態）。こうして改良ＭＯＳ−ＦＥＴ６５の構成によって
極めて大きな電流に対する自動遮断動作が実現される。
【００２６】次にランプフィラメントの発熱により負荷
の抵抗分が増して定常状態に移行し、電流値も比較的低
く変化した時点からの保護動作を記述する。ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２７０に流れる電流ｉ３も負荷電流ｉ１に比例する
ことから抵抗７５の両端の電位差を測定することにより
負荷電流の増減を監視できる。電位差はアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）２５によりディジタル量
としてマイクロプロセッサ８０に取り込まれる。マイク
ロプロセッサ８０は中央処理ユニット９４によってドラ
イブ回路９１を駆動し、ランプ点灯の開始タイミング
（図１５の４４）を管理しているからこの時点でタイマ
回路９６を始動せしめる。その後所定の時間（図１５の
時間４０）経過後にタイマ回路９６は中央処理ユニット
９４にその旨を伝達する。この時点（図１５の４５）で
中央処理ユニット９４は予めセットしてあった記憶ブロ
ック９５のデータ（図１０の第２閾値データ３１、ある
いは図１２の閾値データ出力手段７１の出力データ、さ
らには図１５の４３に対応）とＡ／Ｄ変換器２５の出力
とを比較する。比較により、電流データが閾値を超える
と中央処理ユニット９４はドライブ回路９１への信号を
オフする。比較動作に処理が占有されてしまうと他の処
理が不可能になるので適当なサンプリング時間間隔（図
１５の時間１００）で電流監視(Ａ／Ｄ変換データの監
視)を行うようマイクロプロセッサ８０の処理プログラ
ミングを設計する。サンプリング時間設定は上記タイマ
回路９６の時間設定をし直す、あるいは他のタイマ回路
を動作させる等により行う。勿論時間４０と時間１００
とを同じ値に選定できれば一定の時間を設定するのみで
良い。図１５のようにサンプリングデータは１０２，１
０３，１０４・・・増加すれば閾値データ４３を超えた
データ１０５を得た時点において電流異常を検出でき
る。
【００２７】尚、車両ではバッテリー電圧（電圧源４の
供給電位）は１２ボルト程度であり、マイクロプロセッ
サ８０の一般的な使用電圧（５ボルト程度）をはるかに
超えているので、図中の降圧安定化回路９２を用いて電
圧変換している。また、ダイオード３００は抵抗７５の
端子電位、つまりマイクロプロセッサ８０のＡ／Ｄ変換
入力が高圧電源９２の電圧より大きくなり、マイクロプ
ロセッサを破壊することを防止するために挿入されてい
る。
【００２８】さて以上の実施例は電流検出手法に本発明
を実施した物であるがＭＯＳ−FET温度検出手段との組
み合わせも勿論可能である。図１６はこれを示したもの
である。図中１１０は電圧比較器、１１１は改良ＭＯＳ
−ＦＥＴ６５（大電流自動遮断機能付きＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ）の温度を検出する検出手段、１１２は温度を電圧に
変換する手段、１１３は定電圧源、１１４は遮断回路で
ありこれらにより、温度保護改良ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０
を構成する。また前記した定常電流の保護回路を一括し
てブロック１２１で示した。遮断回路１１４や定電圧源
１１３は要素６５内の素子と共用することが可能であ
る。温度保護改良ＭＯＳ−ＦＥＴ１２０はワンチップＩ
Ｃ化も可能である。温度検出手段は一般に電流検出より
遅延を有するので温度保護は大電流ＩＢが流れた後、定
常電流に対して定常電流保護回路121が保護動作を開始
するまでの過渡の異常を検出し、加熱しすぎた場合等に
自動遮断するように動作する。本図では簡単化のため温
度保護改良ＭＯＳ−FET120に状態保持（ラッチ，フリッ
プフリップ）回路を設けていないが、状態保持回路を加
えた構成とすることも可能である。
【００２９】定常電流に関する保護は数十ミリ秒といっ
た若干の遅延は許容されるため、これを温度保護回路で
置換することが可能である。これに対応した実施例を図
１７に示し、若干の説明を加える。
【００３０】図１７において１１１ａは第２のＭＯＳ−
ＦＥＴの温度検出手段、１１２ａは温度電圧変換手段、
１２７はＡ／Ｄ変換器、７１ａは閾値データ出力手段、
129は温度監視手段、３３ａは時間計測手段であり、こ
れらは前出の例、図１２の定常電流検出機能の実現例に
対応する。まず第２の温度検出手段１１１ａから検出さ
れた温度は第２の温度電圧変換手段１１２ａで電圧信号
に変換され、Ａ／Ｄ変換器１２７によりディジタルデー
タになる。これを要素７１ａからの閾値データと要素１
２９で比較することで定常状態での異常温度の監視を行
う。勿論、ランプ負荷のような場合には初期電流による
温度上昇が若干ある場合もあるので、時間計測手段３３
ａにより初期の大電流による影響時間のみ、本制御をオ
フする構成を具備している。
【００３１】さて次に数種類の負荷の駆動に対して本発
明を実施した例について図１８のブロック図と、図１
９，図２０の動作説明図とによって説明する。図１８に
おいて３ａは第１の負荷、３ｂは第２の負荷、２ａ，２
ｂはスイッチとなるＭＯＳ−ＦＥＴ、２６０ａ，２６０
ｂは電流検出手段として用いたＭＯＳ−ＦＥＴ、261a，
２６１ｂ，７５は電流電圧変換手段として用いた抵抗、
６５ａ，６５ｂは大電流ＩＢで自動遮断する改良ＭＯＳ
−ＦＥＴをＩＣ化したブロック、２７０ａ，２７０ｂは
これらＩＣの外部に設けた電流検出手段として用いたＭ
ＯＳ−ＦＥＴ、９１ａ，９１ｂはドライブ回路、９３
ａ，９３ｂは保護用抵抗、９４ａは中央処理ユニット、
９６ａ，９６ｂ，９６ｃは第１,第２,第３のタイマ回
路、９５ａは記憶ブロック、８０ａはマイクロプロセッ
サ、ｉ１からｉ７は電流である。また、図１９におい
て、１４０，１４１は負荷２ａ，２ｂに流れる電流デー
タ、１４２，１４４はこれら負荷の定常電流、１４３，
１４５はこれら定常電流から換算した閾値（例では定常
電流の約２倍としている）、１４６，１４７は時点、１
４８，１４９，１６０は時間である。また図２０におい
て１５０はマイクロプロセッサ８０ａに入力される電流
データ、１５１，１５２はそれぞれ正常な場合，異常な
場合の電流データ、１５３は異常検出閾値、１５４,１
５５,１５６は時点である。尚、本実施例では第１，第
２の負荷を電源側に接続しているが、前記の例のように
接地側に接続することも勿論可能である。本実施例では
図面のスペースの関係から構成要素の少ない実施例を掲
載したままである。また負荷を接地側に接続した場合、
ＭＯＳ−ＦＥＴの種類，ドライブ回路９１，９１ａ等の
極性が反転することには注意を要する（例えば、図１８
の実施例ではドライブ回路９１ａ，９１ｂの出力が高電
位でＭＯＳ−ＦＥＴ２ａ，２ｂ等はオン、図１７以前の
実施例ではＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段１或いはドライブ回
路９１の出力が低電位で後段のＭＯＳ−ＦＥＴがオンす
る）。
【００３２】では以下に動作を説明する。前記図１４の
実施例からランプ負荷２ａの電流データの変化が図１９
の１４０の如くになり、モータ負荷２ｂの変化が１４１
のようになるとする。勿論、起動タイミングや大電流導
通時間等は負荷によって異なっているのが、一般的であ
り、本実施例においても図１９，図２０の時点１４６，
１４７に示す起動タイミング、時間１４８，１４９に示
す大電流導通時間のように負荷による違いを呈する。第
１の負荷３１にはドライブ回路９１ａ，抵抗９３ａ，Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ２ａが、第２の負荷３ｂにはドライブ回路
９１ｂ，抵抗９３ｂ，ＭＯＳ−ＦＥＴ２ｂが関係する。
これらの起動電流ＩＢに対する大電流保護は第１の負荷
に対しては要素２６０ａ，２６１ａ，９０ａにより、第
２の負荷に対しては要素２６０ｂ，２６１ｂ，９０ｂに
よりそれぞれ実現される。このための電流比あるいは素
子サイズの比（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ２ａとＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ９０の電流及びサイズの比）はこの例においてもと
れていると仮定する。また同時にｉ１対ｉ２対ｉ３，ｉ
４対ｉ５対ｉ６の電流比がとれているとする。この結
果、ｉ３とｉ６との加算結果であるｉ７は第１，第２の
負荷電流を加算したデータを反映する。次にこの電流ｉ
７は抵抗７５により電圧に変換される。この値をマイク
ロプロセッサに備えられた要素２５でＡ／Ｄ変換すると
データの増減は図２０の特性１５０のようになる。従っ
て、正常である場合、図１９の特性１４０，１４１のそ
れぞれの電流データを加算した定常値１５２に落ちつ
く。定常値の監視には記憶ブロックからのデータを用い
る。ここで第１，第２閾値データはそれぞれ閾値１４
３，１４４に対応したデータ、第１，第２の時間データ
は時間１４８，１４９の時間を計測するため、第１タイ
マ９６ａ，第２タイマ96ｂにセットするデータを示して
いる。またサンプリング時間はＡ／Ｄ変換データをサン
プリングして取り込むインターバル（時間１６０）を計
測するためのタイマ回路９６ｃにセットするデータを示
している。中央処理ユニットはこれらのデータを順序よ
くセットし、制御することで定常電流の監視ができる。
【００３３】以下マイクロプロセッサの動作に焦点をあ
て、更に詳細な動作説明を行う。まず中央処理ユニット
９４ａは時点１４６でドライブ回路９１ａに高電位を与
えるよう出力ポートを制御し、同時に第１データを第１
タイマ回路９６ａにセットする。第１タイマ回路が時間
１４８を計測し終わるまでに、閾値１４３に対応した閾
値データをセットする。時間１４８が経過した時点で、
第１タイマ回路は中央処理ユニットに割り込みトリガを
入力する。この時点で第３データである閾値と現在の電
流データとの比較が有効となる。その後タイマ回路９６
ｃが動作させられ時間１６０を経て、Ａ／Ｄ変換データ
をサンプリングして取り込み比較する動作を開始する。
本例では時間１６０が経過する前に、別の負荷３ｂをオ
ンしているのでこの負荷に対する初期大電流経過時間
（時間１４９）にあたるため比較動作を行わない。時間
１４９経過後には負荷３ａ，３ｂともに定常状態に移行
する。双方の負荷電流は適当な比でｉ３，ｉ６に変換さ
れるから、加算された電流ｉ７は２つの負荷電流の和を
反映する。これを要素７５で電圧に変換、更に要素２５
でＡ／Ｄ変換し中央処理ユニットに取り込んだデータは
負荷電流の和データとなる。前記した時間１４９が経過
した時点においては再び和電流データに対して比較動作
がなされる。この場合の閾値は閾値データ１４３と１４
５との和、即ち図２０の閾値１５３となる。通常の場
合、和電流データは１５２のようになるが何らかの異
常、例えばモータ動作途中で障害物を挟み込みロックす
るといった異常が発生した場合は電流データが１５１の
ように変化するので、比較動作により時点１５４に検出
可能となる。実際には比較動作及び検出は前記した第３
タイマ回路９６ｃの決定するタイミング（時点１５５，
１５６等）になされるため初めて検出されるのは時点１
５６となる。以上のようにして異常の発生は検出される
が、定常状態において緩やかに電流値が増加するような
場合にははたしてどの負荷に異常が発生したのかが不明
である。多数の負荷の内いずれが異常かを検出するアル
ゴリズムをも含め、以下の実施例で中央処理ユニット９
４ａの制御フロー図の例を示す。
【００３４】上記例ではスイッチ素子としてＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを用いていたが図２１のようにこれをバイポーラト
ランジスタに置換することも可能である。図２１中、１
４０〜１４３はｎｐｎトランジスタ、１４４，１４５は
抵抗である。但しこの場合、負荷電流ｉ１とｉ２あるい
はｉ３との電流比精度を取るため新たに抵抗１４４，１
４５を必要とする場合もある。
【００３５】図２２，図２３は中央処理ユニットの処理
フロー図を例示している。前提処理として、初期設定部
で閾値を格納しておく変数をｓ，（和）電流データの格
納変数をｗとして宣言しておく。まず本例は複数負荷で
も最少の２つの負荷を駆動する場合を想定する。動作と
しては図１９，図２０に対応し、第１のタイマ回路は第
１の負荷の初期大電流印加時間を、第２のタイマ回路は
第２の負荷の初期大電流印加時間をそれぞれ計測するた
めのものである。第３のタイマは電流データのサンプリ
ング監視インターバルを計測するためのものであり、サ
ンプリング及びデータ比較により和データが閾値より大
きい時は異常モードを示しているのでまず試みにオフし
て電流データと閾値とを再度比較してみる操作を繰り返
す。試みのオフ時間は本装置の使用者の感知範囲外のご
くわずかな時間、例えば０.１ 秒程度とする。この０.
１ 秒計測のため新たに（第４の）タイマを設けても良
いがここでは簡単のために具体的な０.１ 秒計測ルーチ
ンについては言及しない。まず試みに第１の負荷を駆動
するスイッチをオフしてみて電流データと閾値との比較
動作を行う。この時の閾値は第２の閾値データとなる。
結果が異常を示す場合には試みにオフした負荷（つまり
第１の負荷）の異常ではないものとして（第１の負荷の
給電ＭＯＳ−ＦＥＴを）オンし直す。また第２の負荷駆
動を停止して異常表示を行う。そして、逆の場合つまり
試みにオフして異常が解消された場合には試みにオフし
た第１の負荷の異常として第１の負荷駆動を停止しての
異常表示を行う。異常を生ずる原因となった負荷の処理
については様々な手法が考えられるが、個々では負荷の
駆動は停止（オフ）状態として、異常の旨を表示装置
（図示外）に表示して装置使用者に修理が必要である旨
伝達する等が一般的であろう。
【００３６】本実施例の処理をＮ個の負荷駆動に展開し
て一般化した第３タイマ割り込みの処理を図２４に示
す。Ｎ個の負荷について一つ一つ試みに極わずかな時間
オフしてみて電流データと閾値の比較を繰り返す。この
時の閾値はオンしている負荷に対応した閾値データの総
和から、オフした負荷に対応した分量だけ減算したもの
となる。
【００３７】さて、多くの負荷を駆動する場合にはそれ
ぞれに対応して初期大電流導通期間を計測する必要性が
生じるので、一つのタイマでのＮ個の負荷電流監視を実
現せねばならない。以下、図２５によりこのアルゴリズ
ムを簡単に説明する。図２５において１５４はマイクロ
プロセッサ内に設けられたフリーランニングカウンタの
カウント値を縦軸として時間変化を示したもの、１５３
は繰り返し割り込みを発生できる一つのタイマ（の割り
込み）タイミング、１５５，１５６，１５７，１６５，
１６６，１６７は時点、１５０，１５１,１５２は時
間、１６０,１６１，１６２は負荷に供給される電流デ
ータの時間変化を示したもの、ｍ０はフリーランニング
カウンタの最大値、ｍ１〜ｍ８はフリーランニングカウ
ンタの値である。まずフリーランニングカウンタは０〜
ｍ０までのカウントを繰り返し継続する。今、それぞれ
の負荷駆動開始時点１６５，１６６，１６７でのカウン
タ値がそれぞれ、ｍ３，ｍ５，ｍ７であるとし、時間１
５０〜１５２にフリーランニングカウンタがｌ１，ｌ
２，ｌ３なるカウントを要すると仮定する。すると、タ
イマ割り込み発生時点にそれぞれｍｘ１，ｍｘ２，ｍｘ
３なるカウンタ値を得る場合、初期の大電流導通時間を
経過したことを示す条件はｍｘ３−ｍ１＞ｌ１，ｍｘ２
−ｍ５＞ｌ２，ｍｘ３−ｍ７＞ｌ３となる。図２５では
ｍ４−ｍ３＞ｌ１，ｍ６−ｍ５＞ｌ２，ｍ８−ｍ７＞ｌ
３となるため、時点１５５,１５６,１５７でそれぞれ大
電流導通時間を経過し、定常電流に移行したことを検出
できる。以上のようにカウンタ値の差を計算する方法以
外にもタイマ割り込み回数を計数する方法がある。例え
ば割り込み間に計数する値（例えばｍ２−ｍ１＝ｌ０）
は一定であるから、それぞれｌ１，ｌ２，ｌ３なるカウ
ントを完了するためにはｈ１＝ｌ１／ｌ０，ｈ２＝ｌ２
／ｌ０，ｈ３＝ｌ３／ｌ０なる割り込み回数を計数すれ
ば良く、具体的には時点１６５，１６６，１６７に割り
込み回数の新たなカウンタ（変数）、ｊ１，ｊ２，ｊ３
をクリアしておき、タイマ割り込みが生ずる毎にこれら
をインクリメントし、ｊ１＞＝ｈ１，ｊ２＞＝ｈ２，ｊ
３＝ｈ３となる条件が成立した時点、１５５，１５６，
１５７を検出することができる。
【００３８】さて、以上の例では異常を検出した場合の
み試みにオフする操作で異常原因を自動的に調べる方法
を開示した。これに対して、図２６には常に周期的にか
つ複数の負荷に時分割でオン／オフ制御を施す動作例を
示している。図中１７０〜１７７は時間軸上の電流デー
タ特性、１８０は時間、１８２，１８３は電流データで
ある。本例は４つの負荷を時間を前後させてオン／オフ
する模様を示しており、時間１８０を周期として定常状
態に移行した後に使用者の感知範囲外の極わずかな時間
(０.１秒程度）オフすることで和電流の変化量を検出
し、変化量が一定の閾値より大きい場合には異常と判断
するものである。例えば変化特性１７１〜１７４までは
正常な電流データを示し、時間周期１８０で０.１ 秒間
ずつオフすることにより電流データは周期的に零とな
る。各負荷をオフするタイミングは一致させてしまうと
各負荷それぞれの電流データが不明となるので各負荷間
で若干の時間シフトを加える。本例では４つの負荷とも
同程度の定常電流を想定しており、和電流特性１７５に
おいてオフ時の電流データ変化は常に同程度であること
が見て取れる。さて、今負荷３の時間変化が１７６のよ
うに一定の定常電流に収束せず、増加する場合、例えば
オフすることによる１８２の電流変化が和電流１７７に
おいてもデータ差１８３として検出できる。本アルゴリ
ズムを実施する制御フロー図例を図２７に示し、動作を
説明する。
【００３９】図２７において１９０は条件分岐である。
まず図２６における周期タイマを（上位）メインルーチ
ンで動作させておき周期タイマで割り込み要求が生ずる
と本ルーチンに制御が移るようプログラムする。本処理
の１番目では初期大電流導通期間かどうかを判断する
（第１の負荷について調べる場合には第１の負荷に対し
て大電流が流れている期間かどうかを調べれば良いが、
検出の精度を増すために本例のように総ての負荷につい
て大電流導通期間でないことを条件としても良い）。次
に負荷データを加算した和電流データｗを変数ｗ０に記
憶する。次に第１の負荷をオフしてみて０.１ 秒間程待
つ。そして和データｗをｗ１に読み込んで差ｕ１＝ｗ１
−ｗ０を演算する。そしてｕ１が閾値より大きいかどう
かを調べ、大きい時には定常電流異常とする。更に第
２，第３，第Ｎ番目の負荷に対して同様の処理を行う。
以上のように本発明によって定常電流に対して過大異常
を検出できるが同時に負荷の断線による過小異常も検出
できる。この場合には図２７の判別式を次のようにす
る。即ち、ｕ１＞ｓ１(過大異常)？或いはｕ１＜ｓｓ１
（過小異常）？とし、ｓｓ１を定値の５０％とすれば良
い。尚、上記の過大異常は回路系に異物混入や素子劣化
が生じたり、モータが動作途中でロックする等、ショー
トに近い状態となって過大な電流が流れる場合、過小異
常は断線，素子破壊，接点不良等が原因となる。
【００４０】以上の例では初期大電流の導通時間をオン
してからの時間計測によって得ていた。そしてこの時間
計測後は定常電流検出可能としていた。これを電流変化
の監視によって実現する手段を以下に述べる。つまり、
電流変化が一定範囲に入り、落ちついた状態を検出する
ことで定常電流動作状態になったとするわけである。図
２８は動作説明図である。図中ｄ１〜ｄ７は電流デー
タ、１９０は時間である。時間１９０を周期として電流
データを記憶し常に一つ前のデータとの差を見る。つま
り｜ｄ２−ｄ１｜，｜ｄ３−ｄ２｜，｜ｄ４−ｄ３｜，
｜ｄ５−ｄ４｜，｜ｄ６−ｄ５｜，・・・を監視し、こ
れが一定値以下になり、電流データ自体が一定範囲に入
ったことを検出して定常状態に移行したと判断する。
【００４１】本発明の適用時には、備えた負荷（或いは
ＭＯＳ−ＦＥＴ）総てに、同様の電流保護機能を付加す
る必要はない。即ち特に必要と考えられる（例えばロッ
クが頻繁に生じると思われる）モータ、あるいは消費電
力の大きいランプ等のみ定常電流の保護機能を付加する
ことも勿論可能である。
【００４２】さて次にマイクロプロセッサのピン数に余
裕がある場合の本発明の実施例（図２９）について述べ
る。図２９中、３００，３０１はＭＯＳ−ＦＥＴ、３０
２，３０３は抵抗、３０４，３０５は入力バッファであ
る。またｉ１０，ｉ１１等は電流、３０６，３０７は電
圧信号であり、他の要素は図１８とほぼ同様である。Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ３００，３０１は負荷電流ｉ１，ｉ４を反
映しており、これが大きくなると電流ｉ１０,ｉ１１も
それぞれ大きくなる。従って電圧３０６,３０７も下が
る。勿論、ここで電圧信号３０６，３０７の低下による
電流異常の検出およびドライブ回路９１ａ，９１ｂへの
遮断電圧印加動作は、定常状態に移行してから必要にな
るので、タイマ回路９６を使用するなどして前述の方法
にて大電流導通開始時期にオフしておく。
【００４３】また、本発明におけるそれぞれの実施例に
おいてそれぞれの構成要素は、おのおのハードウェアで
実現しても良いし、マイクロコンピュータのような高機
能演算装置で構成しソフトウェアで実現してもよい。
【００４４】
【発明の効果】本発明によれば、入力信号の変化で遮断
保持のリセットがかかる過温度，過電流保護機能を有す
るパワー素子において導通初期の大電流を許容しつつ、
その後の定常電流を監視することで過温度，過電流保護
が十分に機能することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のブロック図。
【図２】図１の実施例の動作説明図。
【図３】図１の実施例の動作説明図。
【図４】図１の実施例の動作説明図。
【図５】本発明の他の実施例のブロック図。
【図６】本発明の他の実施例のブロック図。
【図７】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図８】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図９】図５，図６の実施例の動作説明図。
【図１０】本発明の実施例のブロック図。
【図１１】図１の実施例の動作説明図。
【図１２】各部の動作説明図。
【図１３】本発明の他の実施例のブロック図。
【図１４】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１５】図５の実施例の動作説明図。
【図１６】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１７】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１８】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図１９】図９の実施例の動作説明図。
【図２０】図９の実施例の動作説明図。
【図２１】本発明のさらに他の実施例のブロック図。
【図２２】図９の実施例の処理フロー図。
【図２３】図９の実施例の処理フロー図。
【図２４】図９の実施例の処理フロー図。
【図２５】図９の実施例の動作説明図。
【図２６】図９の実施例の動作説明図。
【図２７】図９の実施例の処理フロー図。
【図２８】図９の実施例の動作説明図。
【図２９】従来のパワー素子の接続例。
【図３０】従来のパワー素子の接続例。
【図３１】従来の技術例の動作説明図。
【図３２】従来の技術例の動作説明図。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ…ＭＯＳ−ＦＥＴ制御手段、２，６０ａ，６
０ｂ,７０ａ,７０ｂ，９０ａ，９０ｂ…ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ、３，３ａ，３ｂ…負荷、４…バッテリ、２６…Ａ／
Ｄ変換器、２８…電流監視手段、３０…第１閾値データ
出力手段、３１…第２閾値データ出力手段、３２…閾値
切り替え手段、３３…時間計測手段、２５，６０，７０
…ＭＯＳ電流検出手段、６１…電流電圧変換器、６１
ａ，６１ｂ，９３ａ…抵抗、６２…定電圧源、６３…電
圧比較器、６４…遮断回路、６５…改良ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ、８０，８０ａ…マイクロプロセッサ、９１，９１
ａ，９１ｂ…ドライブ回路、９２…降圧安定化回路、９
４ａ…中央処理ユニット、９５ａ…記憶ブロック、９６
ａ，９６ｂ，９６ｃ…タイマ回路、１４０，１４１，１
４２，１４３…バイポーラトランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｈ 3/087 Ｈ０２Ｈ 3/087 (72)発明者 斎藤 博之 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 坂本 伸一 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 大坂 一朗 東京都千代田区神田駿河台四丁目６番地 株式会社日立製作所内 (72)発明者 渡部 光彦 東京都千代田区神田駿河台四丁目６番地 株式会社日立製作所内 Ｆターム(参考） 5G004 AA04 AB03 BA03 BA04 CA04 DC03 EA01

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】車両に搭載された電源、 車両に設置された電気負荷、 前記電源から前記電気負荷への電力の供給を制御する電
    力半導体素子、 前記電力半導体素子の動作を制御する制御回路、 前記電力半導体素子の動作状態を監視し、回路の異常を
    判定する異常検出回路、 前記異常検出回路の異常判定レベルを前記電力半導体素
    子の起動時と定常時で切り替える判定レベル切り替え回
    路を有する車両の電力供給制御装置。
  2. 【請求項２】請求項１において、異常検出回路が、前記
    電力半導体素子に流れる電流を監視するものであって、
    実電流検出部と比較判定部と計時部とを有し、比較判定
    部は計時部によって計測された電力半導体素子の起動か
    らの経過時間に従って判定レベルを変更する様に構成さ
    れている電力供給制御装置。
  3. 【請求項３】請求項１において、異常検出回路が、前記
    電力半導体素子に流れる電流に応じた発熱部と、この発
    熱を検出する温度検出部と、計時部と、比較判定部とを
    有し、前記比較判定部は前記計時部によって計測された
    電力半導体素子の起動からの経過時間に従って判定温度
    レベルを変更する様に構成されている電力供給制御装
    置。
  4. 【請求項４】車両に分散配置された複数の制御ユニッ
    ト、 各ユニットの入出力回路に接続され、制御信号を受ける
    電気負荷、信号を入力するスイッチ及び／またはセン
    サ、 前記電気負荷に直列に接続されており、前記制御ユニッ
    トからの制御信号に基づいてＯＮ−ＯＦＦされ、前記電
    気負荷に車載電源から電力を供給／遮断する電力半導体
    素子、を有し、 前記制御ユニットの一つに接続されたスイッチ及び／ま
    たはセンサからの入力信号の変化に基づいて前記別の制
    御ユニットに信号を伝送する信号線、 前記スイッチ及び／またはセンサからの入力信号の変化
    に基づいて前記別の制御ユニットが前記電力半導体素子
    の起動信号を出力すると動作を開始する計時装置、 前記電力半導体素子に流れる電流に応答して変化する物
    理量を監視して回路の異常を検出するものであって、当
    該電力半導体素子の起動時と定常時とで異なった異常判
    定レベルを有する異常検出回路、 前記計時装置によって前記電力半導体素子の起動時を認
    定する起動判定回路を有する車両の電力供給制御装置。
  5. 【請求項５】バッテリーからの電力供給により負荷を駆
    動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行う制御
    手段と、 当該電力素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、 当該検出電流量を電圧信号に変換する電流電圧変換手段
    と、 第１，第２の閾値データを出力する、第１，第２の閾値
    データ出力手段と、 前記した電流電圧変換手段の出力信号の大きさをデータ
    量に変換するデータ変換手段と、 前記制御手段の出力により時間計測を開始し、一定時間
    を計測する機能を備え一定時間計測中と計測完了後とを
    示す信号を出力する時間計測手段と、 前記した時間計測手段の出力信号により前記した第１，
    第２の閾値データ出力手段の一方の出力を選択して出力
    に切り替える閾値切り替え手段とを具備することを特徴
    とした車両用電力制御装置。
  6. 【請求項６】バッテリーからの電力供給により負荷を駆
    動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行う制御
    手段と、 当該電力素子の電流量を検出する第１，第２の電流検出
    手段と、 当該第１，第２の電流検出手段の出力を電圧信号に変換
    する第１，第２の電流電圧変換手段と、 前記制御手段出力と該電力素子入力との間で遮断制御を
    行う遮断手段と、 前記第１の電流電圧変換手段の出力が一定の値より大き
    い時に前記した遮断手段を自動遮断制御する自動遮断制
    御手段と、 閾値データを出力する、閾値データ出力手段と、 前記した第２の電流電圧変換手段の出力信号の大きさを
    データ量に変換するデータ変換手段と、 前記制御手段の出力により時間計測を開始し、一定時間
    を計測する機能を備え一定時間計測中と計測完了後とを
    示す信号を出力する時間計測手段と、 前記した時間計測手段の計測完了信号により前記した閾
    値データ出力手段の出力と前記データ変換手段の出力と
    の大小比較を行い、その結果に従い、前記制御手段の出
    力を遮断制御する電流監視手段とを具備することを特徴
    とした車両用電力制御装置。
  7. 【請求項７】バッテリーからの電力供給により負荷を駆
    動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 当該電力素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、 当該検出電流量を電圧信号に変換する電流電圧変換手段
    と、 装置全体の初期設定モードと通常使用モードとをモード
    切り替えするマイクロプロセッサと、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行う制御
    手段と、 前記した電流電圧変換手段の出力信号の大きさをデータ
    量に変換するデータ変換手段と、 前記制御手段の出力により時間計測を開始し、一定時間
    を計測する機能を備え一定時間計測中と計測完了後とを
    示す信号を出力する時間計測手段と、 前記した時間計測手段の出力信号と前記したマイクロプ
    ロセッサのモード信号とにより前記したデータ変換手段
    の出力データを定常データとして記憶する定常データ記
    憶手段と、 当該記憶した定常データをもとに閾値データを算出する
    閾値データ算出手段と、 当該算出された閾値データと前記データ変換手段からの
    出力とを比較して、比較結果により、前記制御手段の出
    力をオフする制御を行う電流監視手段とを具備すること
    を特徴とした車両用電力制御装置。
  8. 【請求項８】バッテリーからの電力供給により負荷を駆
    動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行う制御
    手段と、 当該電力素子の温度を検出する温度検出手段と、 当該温度検出手段の出力を電圧信号に変換する温度電圧
    変換手段と、 前記制御手段出力と該電力素子入力との間で遮断制御を
    行う遮断手段と、 前記温度電圧変換手段の出力が一定の値より大きい時に
    前記した遮断手段を自動的に遮断制御する自動遮断制御
    手段と、 閾値データを出力する、閾値データ出力手段と、 前記した電力素子の電流を検出する電流検出手段と、 当該電流検出手段の出力を電圧信号に変換する電流電圧
    変換手段と、 当該電流電圧変換手段の出力信号の大きさをデータ量に
    変換するデータ変換手段と、 前記制御手段の出力により時間計測を開始し、一定時間
    を計測する機能を備え一定時間計測中と計測完了後とを
    示す信号を出力する時間計測手段と、 前記した時間計測手段の出力信号により前記した閾値デ
    ータ出力手段の出力と、 前記データ変換手段の出力との大小比較を行い、その結
    果に従い、 前記制御手段の出力を遮断制御する電流監視手段とを具
    備することを特徴とした車両用電力制御装置。
  9. 【請求項９】バッテリーからの電力供給により負荷を駆
    動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行う制御
    手段と、 当該電力素子の温度を検出する第１，第２の温度検出手
    段と、 当該第１，第２の温度検出手段の出力を電圧信号に変換
    する第１，第２の温度電圧変換手段と、 前記制御手段出力と該電力素子入力との間で遮断制御を
    行う遮断手段と、 前記第１の温度電圧変換手段の出力が一定の値より大き
    い時に前記した遮断手段を自動遮断制御する自動遮断制
    御手段と、 閾値データを出力する、閾値データ出力手段と、 前記した第２の温度電圧変換手段の出力信号の大きさを
    データ量に変換するデータ変換手段と、 前記制御手段の出力により時間計測を開始し、一定時間
    を計測する機能を備え一定時間計測中と計測完了後とを
    示す信号を出力する時間計測手段と、 前記した時間計測手段の出力信号により前記した閾値デ
    ータ出力手段の出力と前記データ変換手段の出力との大
    小比較を行い、その結果に従い、前記制御手段の出力を
    遮断制御する電流監視手段とを具備することを特徴とし
    た車両用電力制御装置。
  10. 【請求項１０】前記請求項５から９の構成において該電
    力素子を電力ＭＯＳ−ＦＥＴとし、前記した電流検出手
    段、第１の電流検出手段或いは第２の電流検出手段を前
    記電力ＭＯＳ−ＦＥＴとゲート電位をほぼ同じとし、当
    該電力ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン電流と比例したドレイ
    ン電流となるＭＯＳ−ＦＥＴにより構成することを特徴
    とする車両用電力制御装置。
  11. 【請求項１１】前記請求項５から９の構成において該電
    力素子を電力バイポーラトランジスタとし、前記した電
    流検出手段、第１の電流検出手段或いは第２の電流検出
    手段を前記電力バイポーラトランジスタとベース電位を
    ほぼ同じとし、当該電力バイポーラトランジスタのコレ
    クタ電流とほぼ比例したコレクタ電流となるバイポーラ
    トランジスタにより構成することを特徴とする車両用電
    力制御装置。
  12. 【請求項１２】バッテリーからの電力供給により負荷を
    駆動する車両において、 バッテリーから負荷への電流供給の導通，遮断を制御す
    る電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記電力素子の導通，遮断の制御を行うマイ
    クロプロセッサと、 当該電力素子の電流を検出する第１，第２の電流検出手
    段と、 当該第１，第２の電流検出手段の出力を電圧信号に変換
    する第１，第２の電流電圧変換手段と、 前記マイクロプロセッサ出力と該電力素子入力との間で
    遮断制御を行う遮断手段と、 前記第１の電流電圧変換手段の出力が一定の値より大き
    い時に前記した遮断手段を自動遮断制御する自動遮断制
    御手段と、 前記第２の電流電圧変換出力信号の大きさをデータ量に
    変換するデータ変換手段とを有し、 前記マイクロプロセッサが以下のものを有する車両用電
    力制御装置。一定時間を計測するタイマ計測手段と、 一定の閾値データを格納するデータ記憶手段と、 前記した遮断手段が導通状態で前記電力素子を導通とす
    る電位に前記マイクロプロセッサ出力を変化させる活性
    化動作をし、該活性化動作に同期して当該タイマ手段に
    前記タイマ計測手段の計測を開始するよう制御し、該タ
    イマ計測により時間遅延した結果に同期して前記した第
    ２のデータ変換手段のデータと前記データ記憶手段の出
    力との大小比較を行い、その結果に従って、該マイクロ
    プロセッサの出力を不活性化制御する中央処理ユニッ
    ト。
  13. 【請求項１３】バッテリーからの電力供給により複数の
    負荷を駆動する車両において、 バッテリーから複数の負荷への電流供給の導通，遮断を
    制御するＮ（Ｎは２以上の整数）個の電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記Ｎ個の電力素子の導通，遮断を制御する
    制御出力を有する少なくとも一つのマイクロプロセッサ
    と、 前記マイクロプロセッサ出力と該電力素子入力との間で
    遮断制御を行う遮断手段と、 当該Ｎ個の電力素子の個々の電流を検出する第１のグル
    ープのＮ個の電流検出手段と、 当該Ｎ個の第１グループの電流検出手段出力が一定の値
    より大きい時に前記した遮断手段を自動遮断制御するＮ
    個の自動遮断制御手段と、 前記Ｎ個の内のＭ個（Ｍ＜＝Ｎの整数）の電力素子の電
    流を検出する第２のグループのＭ個の電流検出手段と、 当該第２のグループのＭ個の電流検出手段の出力を加え
    て電圧信号に変換する第２の電流電圧変換手段と、 前記第２の電流電圧変換出力信号の大きさをデータ量に
    変換するデータ変換手段と、 前記Ｍ個の電力素子それぞれの導通状態にあるＪ個（Ｊ
    ＜＝Ｍ）においてそれぞれのタイミングが一致しない一
    定時間の遮断時間を設けたＪ個の特殊制御信号を発生し
    て前記マイクロプロセッサのＪ個の制御出力に印加し、
    当該遮断時間の前後の前記したデータ量の変化量を演算
    し、当該演算結果に基づいて前記変化量が所定の範囲に
    ない場合に前記したマイクロプロセッサのＪ個の内の対
    応した制御出力を遮断状態に移行させる中央処理ユニッ
    トとを具備することを特徴とした車両用電力制御装置。
  14. 【請求項１４】バッテリーからの電力供給により複数の
    負荷を駆動する車両において、 バッテリーから複数の負荷への電流供給の導通，遮断を
    制御するＮ（Ｎは２以上の整数）個の電力素子と、 前記車両に備えられたスイッチ指令手段と、 前記スイッチ指令手段、或いは前記スイッチ指令手段の
    信号を符号化した後、通信ラインを経て更に複合化した
    信号により前記Ｎ個の電力素子の導通，遮断を制御する
    制御出力を有する少なくとも一つのマイクロプロセッサ
    と、 前記マイクロプロセッサ出力と該電力素子入力との間で
    遮断制御を行う遮断手段と、 当該Ｎ個の電力素子の個々の電流を検出する第１のグル
    ープのＮ個の電流検出手段と、 当該Ｎ個の第１グループの電流検出手段出力が一定の値
    より大きい時に前記した遮断手段を自動遮断制御するＮ
    個の自動遮断制御手段と、 前記Ｎ個の内のＭ個（Ｍ＜＝Ｎの整数）の電力素子の電
    流を検出する第２のグループのＭ個の電流検出手段と、 当該第２のグループのＭ個の電流検出手段の出力を加え
    て電圧信号に変換する第２の電流電圧変換手段と、 前記第２の電流電圧変換出力信号の大きさをデータ量に
    変換するデータ変換手段と、 前記マイクロプロセッサ内に設け、前記制御出力に対し
    て以下の制御を行う中央処理ユニットと、 周期Ｔで動作するタイマ回路と、 前記Ｍ個の電力素子の内、導通状態にあるＪ個（Ｊ＜＝
    Ｍ）においてそれぞれのタイミングが一致しない一定時
    間の遮断時間を上記周期Ｔで設けたＪ個の特殊制御信号
    を発生して前記マイクロプロセッサのＪ個の制御出力に
    印加する機能と、 当該遮断時間の前後の前記したデータ量の変化量を演算
    し、 当該演算結果に基づいて前記変化量が所定の範囲にない
    場合に前記したマイクロプロセッサのＪ個の内の対応し
    た制御出力を遮断状態に移行させる機能とを有する出力
    制御回路、とを備えた車両用電力制御装置。
  15. 【請求項１５】前記請求項１３、あるいは１４に記載の
    構成において、 前記Ｊ個の個々の導通電力素子の導通開始時点から所定
    の時間、前記した制御出力の遮断動作を停止する、遮断
    停止手段を設けたことを特徴とする車両用電力制御装
    置。
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