FR3125134A1 - Procédé de détection de geste, notamment pour piloter une ouverture automatique d’un ouvrant de véhicule automobile - Google Patents
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Abstract
Procédé de détection de geste utilisant un signal radiofréquence retour (SRr(t)) qui correspond à la réflexion, sur une cible, d’un signal radiofréquence émis (SRem(t)), le procédé comportant les étapes suivantes : a/ détermination d’un déphasage entre le signal radiofréquence émis (SRem(t)) et le signal radiofréquence retour (SRr(t)), pour une pluralité d’instants d’échantillonnage ; b/ pour une pluralité d’instants d’échantillonnage consécutifs, calcul d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par : δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt), avec Φ(t) et Φ(t-Δt) les valeurs du déphasage à un instant d’échantillonnage t, respectivement t-Δt, chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduisant une valeur courante d’un déplacement de la cible. L’invention permet de mesurer un mouvement par détection radar, sans algorithme complexe ni matériel coûteux. Figure 1
Description
L’invention concerne un procédé de détection de geste, destiné notamment à être utilisé pour piloter à distance l’ouverture automatique d’un ou plusieurs ouvrants d’un véhicule automobile, par exemple l’ouverture automatique de la malle arrière. L’invention concerne également un système adapté à la mise en œuvre d’un tel procédé.
Etat de la technique
On connaît dans l’art antérieur différents procédés de détection de geste basés sur l’émission et la réception de signaux radiofréquence, pour piloter notamment une ouverture automatique d’un ouvrant de véhicule automobile.
Dans tout le texte, des signaux radiofréquence désignent des signaux fréquentiels dont la fréquence de la porteuse est comprise entre 3 kHz et 300 GHz. De manière préférentielle, la fréquence de la porteuse est comprise entre 23 GHz et 25 GHz, plus préférentiellement entre 24,00 GHz et 24,50 GHz (bande de fréquence autorisée par l’autorité de régulation européenne, connue sous le nom d’ISM pour « Scientifique, Industrielle et Médicale ») et plus préférentiellement encore entre 24,00 GHz et 24,25 GHz.
Des procédés connus de détection de geste sont basés sur l’émission d’un signal radiofréquence en direction d’une cible, par exemple le pied d’un utilisateur effectuant un geste prédéterminé, et la réception d’un signal radiofréquence retour qui correspond à la réflexion du signal radiofréquence émis, sur ladite cible.
Ces procédés peuvent mettre en œuvre le calcul d’un temps de vol, c’est-à-dire la durée nécessaire au signal pour se propager depuis l’émetteur-récepteur jusqu’à la cible et depuis la cible jusqu’à l’émetteur-récepteur. Une telle solution présente l’avantage de pouvoir être mise en œuvre à l’aide d’un émetteur-récepteur simple et peu onéreux, émettant un signal continu (CW, pour l’anglais « continuous wave ») monofréquence. Une telle solution est cependant peu adaptée lorsque la cible est peu éloignée de l’émetteur-récepteur, comme c’est le cas dans le contexte de la détection de geste pour piloter une ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile.
D’autres solutions connues sont basées sur l’exploitation de l’effet Doppler, induisant un décalage en fréquence (décalage Doppler) lorsque le signal radiofréquence est réfléchi sur une cible en mouvement.
De telles solutions utilisent par exemple des traitements de signaux basés sur des transformées de Fourier rapides (FFT pour l’anglais « Fast Fourier Transform »). Dans le contexte de la détection de geste pour piloter l’ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile, le geste à détecter est cependant assez lent, d’une vitesse comprise typiquement entre 0,1 m/s et 3 m/s. Cette vitesse réduite se traduit par un décalage Doppler très faible, typiquement inférieur à 500 Hz pour une fréquence de porteuse de 24 GHz. Ce faible décalage Doppler induit le besoin d’une grande précision de mesure, et donc la mise en œuvre de traitements de signaux lourds, complexes, et gourmands en énergie.
En variante, les solutions basées sur l’exploitation du décalage Doppler peuvent utiliser un signal radiofréquence à émission continue et modulé en fréquence (ou FMCW, pour l’anglais « Frequency Modulated Continuous Wave »). En réception, le signal radiofréquence émis et le signal émis sont mélangés, pour extraire des informations relatives au décalage Doppler. Un inconvénient de cette solution est cependant qu’elle impose l’utilisation de signaux large bande, avec une largeur de bande d’autant plus élevée que la cible à détecter est proche de l’émetteur-récepteur. Par exemple, pour obtenir une précision inférieure à 5 cm, avec une cible à moins d’un mètre et une fréquence de porteuse à 24 GHz, il est nécessaire que la largeur de bande soit au moins égale à 3 GHz. Cette exigence sur la largeur de bande passante se traduit par un système d’émission et réception plus complexe et donc plus onéreux. En outre, l’exigence sur la largeur de la bande passante est incompatible avec la largeur d’une bande de fréquence autorisée, par exemple la bande ISM.
Une autre solution utilise plutôt deux signaux monofréquences, chacun à une fréquence distincte et avec un écart suffisant entre les deux fréquences. On retrouve les mêmes limitations relatives aux performances du système d’émission et réception, et à l’éventuelle incompatibilité avec la largeur d’une bande de fréquence autorisée et avec un système à faible coût.
Un objectif de la présente invention est de proposer un procédé de détection de geste qui ne présente pas l’un au moins des inconvénients de l’art antérieur.
En particulier, un but de la présente invention est de proposer un procédé de détection de geste adapté à une détection à courte portée, permettant l’utilisation de matériel peu onéreux, et n’impliquant pas la mise en œuvre de traitements de signal très complexes.
Un autre but de la présente invention est de proposer un système adapté à la mise en œuvre d’un tel procédé.
Cet objectif est atteint avec un procédé détection de geste, utilisant un signal radiofréquence retour qui correspond à la réflexion, sur une cible, d’un signal radiofréquence émis, le procédé comportant lesdites étapes, mises en œuvre à l’aide d’au moins un module de traitement de signal :
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination d’un déphasage entre le signal radiofréquence émis et le signal radiofréquence retour, ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ; et
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
avec Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage (lorsque cette valeur existe),
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible.
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination d’un déphasage entre le signal radiofréquence émis et le signal radiofréquence retour, ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ; et
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
avec Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage (lorsque cette valeur existe),
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible.
L’idée à la base de l’invention consiste à suivre des variations d’un déphasage, où ledit déphasage est représentatif d’une valeur courante de distance entre la cible et l’émetteur-récepteur. Les variations du déphasage correspondent donc à des variations de ladite distance, de sorte que l’on peut déterminer un mouvement réalisé par la cible à partir desdites variations du déphasage. La détermination du mouvement réalisé par la cible constitue, en d’autres termes, une détection de geste.
Le procédé selon l’invention est basé sur des calculs de valeurs courantes d’un déphasage entre le signal radiofréquence émis et le signal radiofréquence retour. Un tel calcul peut être mis en œuvre de façon connue en soi, et ne nécessite pas la mise en œuvre d’algorithmes particulièrement complexes. En particulier, il n’est pas nécessaire de calculer des transformées de Fourier. Ainsi, le procédé selon l’invention ne met pas en œuvres des traitements de signal complexes, gourmands en énergie.
Le procédé selon l’invention n’implique pas non plus l’utilisation de signaux radiofréquence répartis sur une large bande de fréquence, que ce soit un signal modulé en fréquence ou deux signaux chacun à une fréquence fixe. En particulier, le procédé selon l’invention peut être mis en œuvre à l’aide de signaux radiofréquence de fréquence fixe. Par conséquent, le procédé selon l’invention peut être mis en œuvre à l’aide d’un système peu onéreux, qui ne présente pas une architecture particulièrement complexe en émission et réception.
L’utilisation d’une seule et unique fréquence en émission évite par ailleurs toute problématique d’incompatibilité avec la largeur d’une bande de fréquence autorisée pour l’émission radiofréquence.
L’invention n’impose pas non plus l’utilisation de deux émetteurs radiofréquence, pointés chacun dans une direction respective, et destinés à repérer un passage de la cible en deux endroits respectifs pour en déduire une information de mouvement. Dans l’invention, seul un unique émetteur radiofréquence est nécessaire.
En outre, il ne s’agit pas dans l’invention de calculer des temps de vol, mais plutôt des déphasages, de sorte que l’on s’affranchit des limitations liées à la précision d’une mesure de temps de vol sur des détection à courte portée.
L’invention permet ainsi de mesurer un mouvement par détection radar, sans algorithme complexe ni matériel coûteux. De préférence, le procédé selon l’invention est mis en œuvre dans un véhicule automobile.
De manière avantageuse, le procédé selon l’invention comporte en outre l’étape suivante, mise en œuvre à l’aide de l’au moins un module de traitement de signal :
c/ à partir de chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t), calcul d’une valeur courante de variation de distance δd(t), où ladite valeur courante de variation de distance désigne un déplacement de la cible entre les premier et second instants d’échantillonnage.
c/ à partir de chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t), calcul d’une valeur courante de variation de distance δd(t), où ladite valeur courante de variation de distance désigne un déplacement de la cible entre les premier et second instants d’échantillonnage.
Le procédé selon l’invention peut comporter en outre une étape de reconnaissance de geste, à partir d’une série de valeurs courantes de variation de distance δd(t).
Avantageusement, le procédé comporte en outre une étape de formulation et transmission d’une consigne de déverrouillage et/ou ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile, lorsqu’un geste prédéterminé est reconnu à l’étape de reconnaissance de geste.
De préférence, le signal radiofréquence émis, à l’origine du signal radiofréquence retour, présente une amplitude constante et une fréquence constante.
Le signal radiofréquence émis, à l’origine du signal radiofréquence retour, présente avantageusement une fréquence centrale comprise dans une bande de fréquence allant de 24,00 GHz à 24,25 GHz.
A l’étape b/, la valeur du déphasage Φ(t) au premier instant d’échantillonnage, respectivement la valeur du déphasage Φ(t-Δt) au second instant d’échantillonnage, peut être déterminée à l’aide de deux signaux I0et Q0, avec :
- I0un signal mixé en phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour et au signal radiofréquence émis, et
- Q0un signal mixé en quadrature de phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour, et au signal radiofréquence émis déphasé de π/2.
- I0un signal mixé en phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour et au signal radiofréquence émis, et
- Q0un signal mixé en quadrature de phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour, et au signal radiofréquence émis déphasé de π/2.
En variante, la valeur du déphasage Φ(t) au premier instant d’échantillonnage, respectivement la valeur du déphasage Φ(t-Δt) au second instant d’échantillonnage, peut être déterminée à l’aide desdits signaux I0et Q0, auxquels on soustrait respectivement un signal de calibrage en phase Icalet un signal de calibrage en quadrature de phase Qcal, avec
- le signal de calibrage en phase, Ical, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour et au signal radiofréquence émis, en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt, et
- le signal de calibrage en quadrature de phase, Qcal, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour, et au signal radiofréquence émis déphasé de π/2, en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt.
- le signal de calibrage en phase, Ical, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour et au signal radiofréquence émis, en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt, et
- le signal de calibrage en quadrature de phase, Qcal, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour, et au signal radiofréquence émis déphasé de π/2, en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt.
Avantageusement, les instants d’échantillonnage correspondent aux instants d’échantillonnage d’un convertisseur analogique-numérique.
Le procédé selon l’invention peut comporter en outre les étapes suivantes :
- à l’aide d’un émetteur-récepteur radiofréquence, émission du signal radiofréquence émis ;
- à l’aide de l’émetteur-récepteur radiofréquence, réception du signal radiofréquence retour.
- à l’aide d’un émetteur-récepteur radiofréquence, émission du signal radiofréquence émis ;
- à l’aide de l’émetteur-récepteur radiofréquence, réception du signal radiofréquence retour.
L’invention couvre également un système pour la mise en œuvre d’un procédé selon l’invention, comportant :
- un émetteur-récepteur radiofréquence, configuré pour l’émission du signal radiofréquence émis et pour la réception du signal radiofréquence retour ; et
- au moins un module de traitement de signal, configuré pour mettre en œuvre les étapes suivantes :
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination d’un déphasage entre le signal radiofréquence retour et le signal radiofréquence émis, ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ; et
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
avec Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage,
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible.
- un émetteur-récepteur radiofréquence, configuré pour l’émission du signal radiofréquence émis et pour la réception du signal radiofréquence retour ; et
- au moins un module de traitement de signal, configuré pour mettre en œuvre les étapes suivantes :
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination d’un déphasage entre le signal radiofréquence retour et le signal radiofréquence émis, ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ; et
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
avec Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage,
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible.
Description des figures
D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
Description détaillée d’au moins un mode de réalisation
Afin de faciliter la compréhension de l’invention, on décrit tout d’abord un exemple d’un système 100 selon l’invention, adapté à la mise en œuvre d’un procédé selon l’invention. De préférence, mais de manière non limitative, le système 100 est configuré pour être monté au sein d’un véhicule automobile.
Ici, le système 100 comporte les éléments suivants :
- un oscillateur électronique 101 ;
- un coupleur 102 ;
- un circulateur 103 ;
- une antenne radiofréquence d’émission et réception 104 ;
- un amplificateur 105 ; et
- un ensemble 106 constitué par deux modules de traitement 16A et 16B.
- un oscillateur électronique 101 ;
- un coupleur 102 ;
- un circulateur 103 ;
- une antenne radiofréquence d’émission et réception 104 ;
- un amplificateur 105 ; et
- un ensemble 106 constitué par deux modules de traitement 16A et 16B.
L’oscillateur électronique 101 est configuré pour émettre un signal électrique initial SEinit(t), qui est un signal fréquentiel défini par une porteuse à la fréquence fp, où fpest une constante. De préférence, le signal électrique initial SEinit(t) est un signal d’amplitude constante. De préférence, mais de manière non limitative, la fréquence fpest située dans la bande fréquentielle ISM telle que définie en introduction. L’oscillateur électronique 101 peut comporter un oscillateur commandé en tension, de type VCO (pour l’anglais « Voltage Controlled Oscillator »), dans lequel la valeur de la fréquence fpest fonction de l’amplitude d’une tension continue délivrée en entrée de l’oscillateur. En tout état de cause, signal électrique initial SEinit(t) est un signal à fréquence fixe.
Le coupleur 102 est configuré pour diviser le signal électrique initial SEinit(t), de manière à diriger une partie de ce signal vers le circulateur 103 et l’antenne 104, et l’autre partie de ce signal vers les modules de traitement 16A, 16B. La majeure partie du signal électrique initial SEinit(t) est dirigée vers le circulateur 103 et l’antenne 104, et forme un signal électrique d’émission SEem(t). Une petite partie du signal électrique initial SEinit(t) est dirigée quant à elle vers l’ensemble 106, et forme un signal électrique de référence SEref(t).
Le circulateur 103 est configuré pour isoler ledit signal électrique d’émission SEem(t), arrivant de l’oscillateur électronique, d’un signal électrique retour SEr(t), provenant d’une réflexion sur une cible. Le circulateur 103 peut comprendre, par exemple, un diviseur de Wilkinson ou un circulateur passif.
L’antenne 104 est une antenne radiofréquence, configurée pour convertir le signal électrique d’émission SEem(t) en un signal radiofréquence émis SRem(t). Le signal radiofréquence émis SRem(t) présente les mêmes caractéristiques en fréquence et en amplitude que le signal électrique d’émission SEem(t). Ici, le signal radiofréquence émis SEem(t) est donc un signal de fréquence fixe fp.
L’antenne 104 est configurée en outre pour recevoir un signal radiofréquence retour SRr(t), correspondant à la réflexion, sur ladite cible (extérieure au système selon l’invention), du signal radiofréquence émis SRem(t). L’antenne 104 est configurée pour convertir le signal radiofréquence retour SRr(t) en un signal électrique retour SEr(t), lequel se propage jusqu’au circulateur 103.
Dans une variante non représentée, l’unique antenne 104 est remplacée par deux antennes voisines, dédiées respectivement à l’émission et à la réception de signal.
Un ensemble comportant au moins l’oscillateur électronique 101 et l’antenne radiofréquence 104 forme un émetteur-récepteur radiofréquence, configuré pour l’émission du signal radiofréquence émis SRem(t) et pour la réception du signal radiofréquence retour SRr(t). Cet ensemble est configuré ici pour émettre un signal monofréquence à la fréquence fp, de sorte qu’il ne requiert pas la mise en œuvre d’architectures et/ou de matériel complexe.
Dans une variante simple, le signal électrique initial SEinit(t) et le signal radiofréquence émis SRem(t) sont émis tous deux en continu. En variante, le signal radiofréquence émis SRem(t) est émis à intervalles réguliers, à la manière d’un signal impulsionnel (mais avec une amplitude constante pendant la durée de l’émission de sorte que l’on parle toujours d’un signal d’amplitude constante). Les intervalles de temps d’émission peuvent être pilotés via un interrupteur disposé entre l’oscillateur 101 et l’antenne 104, ou directement au niveau de l’oscillateur 101.
Au niveau du circulateur 103, le signal électrique retour SEr(t) est dirigé vers l’amplificateur 105. L’amplificateur 105 est de préférence un amplificateur à faible de bruit, de gain compris par exemple entre 20 dB et 30 dB. Il permet d’amplifier le signal électrique retour SEr(t), lequel présente initialement une amplitude réduite puisque seule une petite partie du signal radiofréquence émis SRem(t) parvient jusqu’à la cible et revient ensuite jusqu’à l’antenne 104. Le signal en sortie de l’amplificateur est nommé signal électrique retour amplifié, SEr_am(t).
Le premier module de traitement 16A, est configuré pour recevoir en entrée le signal électrique retour amplifié, SEr_am(t), en provenance de l’amplificateur 105, ainsi que le signal électrique de référence SEref(t) ayant été prélevé au niveau du coupleur 102.
Le premier module de traitement 16A est configuré pour mettre en œuvre un traitement de signal utilisant ces deux signaux électriques, afin d’obtenir un signal mixé en phase, I0(t), et un signal mixé en quadrature de phase, Q0(t). Les signaux I0(t) et Q0(t) sont obtenus par mixages du signal électrique retour amplifié, SEr_am(t) et du signal électrique de référence SEref(t), de façon connue en soi. Le premier module de traitement 16A comporte pour cela deux séparateurs, deux mixeurs, et un élément de déphasage, configurés ensemble pour obtenir les signaux I0(t) et Q0(t).
Les signaux I0(t) et Q0(t) sont ensuite envoyés vers le second module de traitement 16B. Le cas échéant, le système 100 selon l’invention peut comprendre un filtre passe-bande, non représenté, disposé entre la sortie du premier module de traitement 16A et l’entrée du second module de traitement 16B, et configuré pour filtrer le bruit sur les signaux I0(t) et Q0(t) en supprimant leurs variations très rapides.
Le second module de traitement 16B comporte au moins un processeur, et le cas échéant une ou plusieurs mémoires. Il est configuré pour mettre en œuvre un traitement de signal utilisant ces deux signaux I0(t) et Q0(t), de manière à déterminer des valeurs de déphasage Φ(t) entre le signal radiofréquence émis SRem(t) et le signal radiofréquence retour SRr(t), pour une pluralité d’instants d’échantillonnage «t ».
En pratique, on calcule le déphasage entre le signal électrique de référence SEref(t) et le signal électrique retour amplifié SEr_am(t), ce déphasage étant égal au déphasage Φ(t) entre le signal radiofréquence émis SRem(t) et le signal radiofréquence retour SRr(t). Le cas échéant, on utilise simplement la porteuse du signal électrique de référence SEref(t).
Les instants d’échantillonnage « t » correspondent de préférence aux instants d’échantillonnage d’un convertisseur analogique-numérique dans le système 100 selon l’invention, notamment un convertisseur analogique-numérique recevant en entrée le signal électrique retour SEr(t), ou un convertisseur analogique-numérique recevant en entrée le signal électrique retour amplifié SEr_am(t), ou même un convertisseur analogique-numérique recevant en entrée les signaux I0(t) et Q0(t).
Lorsque le signal radiofréquence émis SRem(t) est émis à intervalles de temps réguliers, à la manière d’un signal impulsionnel, on ne considère que les instants d’échantillonnage associés à l’émission de signal.
Le second module de traitement 16B est configuré en outre pour calculer des valeurs courantes de différence de phase δΦ(t), où δΦ(t)= Φ(t) - Φ(t-Δt), et où « t-Δt » et « t » sont deux instants d’échantillonnage directement successifs.
Le second module de traitement 16B est configuré pour fournir en sortie une série de valeurs courantes de différence de phase δΦ(t), pour une pluralité d’instants d’échantillonnage successifs « t ». Chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de la cible, entre les instants « t-Δt » et « t ». La série de valeurs courantes de différence de phase δΦ(t) représente donc l’évolution, en fonction du temps, d’une position de la cible, autrement dit un mouvement de la cible, ou dit encore autrement un geste effectué par la cible.
Ici, mais de manière non limitative, le premier module de traitement 16A est intégré sur une puce recevant également des éléments tels que le coupleur 102, le circulateur 103, et l’amplificateur 105. Le second module de traitement 16B est ici un module annexe à ladite puce.
Ici, le système 100 selon l’invention est configuré pour être embarqué à bord d’un véhicule automobile. La détection de geste mise en œuvre est destinée à piloter une ouverture automatique d’un ouvrant dudit véhicule, en particulier une ouverture automatique de la malle arrière. Le geste détecté est un geste d’un utilisateur situé à l’extérieur du véhicule, de préférence un geste du pied, où le pied forme la cible mentionnée ci-dessus.
On décrit ensuite, en référence à la , un procédé selon un premier mode de réalisation de l’invention.
Le procédé comporte ici une première étape 210, d’émission du signal radiofréquence émis SRem(t), à l’aide de l’émetteur-récepteur tel que décrit en référence à la .
Le procédé comporte ensuite une seconde étape 220, de réception du signal radiofréquence retour SRr(t), à l’aide de l’émetteur-récepteur tel que décrit en référence à la . Le signal radiofréquence retour SRr(t) correspond à la réflexion, sur une cible située à distance de l’émetteur-récepteur, du signal radiofréquence émis SRem(t).
Ces deux étapes 210 et 220 ne font pas forcément partie du procédé selon l’invention, bien que le signal radiofréquence retour SRr(t) soit nécessaire à la mise en œuvre du procédé selon l’invention.
Le procédé selon l’invention comporte ensuite une étape 230 de détermination de valeurs courantes d’un déphasage Φ(t) entre le signal radiofréquence émis SRem(t) et le signal radiofréquence retour SRr(t). Comme précisé ci-avant, les valeurs du déphasage Φ(t) sont déterminées pour une pluralité d’instants d’échantillonnage « t », qui correspondent de préférence aux instants d’échantillonnage d’un convertisseur analogique-numérique. Lesdits instants d’échantillonnage sont séparés deux à deux par un intervalle de temps Δt, nommé période d’échantillonnage. En pratique, et comme détaillé précédemment, on calcule un déphasage entre des signaux électriques, correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr(t) et au signal radiofréquence émis SRem(t).
Le procédé comporte ensuite une étape 240 de calcul de valeurs courantes d’une différence de phase δΦ(t), pour une pluralité d’instants d’échantillonnage t directement successifs, avec :
δΦ(t) = Φ(t)- Φ(t-Δt),
avec :
Φ(t) la valeur du déphasage associée à l’instant d’échantillonnage t,
Φ(t-Δt) la valeur du déphasage associée à un instant d’échantillonnage t précédent immédiatement l’instant t, et
Δt est la durée séparant deux instants d’échantillonnage directement successifs.
δΦ(t) = Φ(t)- Φ(t-Δt),
avec :
Φ(t) la valeur du déphasage associée à l’instant d’échantillonnage t,
Φ(t-Δt) la valeur du déphasage associée à un instant d’échantillonnage t précédent immédiatement l’instant t, et
Δt est la durée séparant deux instants d’échantillonnage directement successifs.
Chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de la cible, entre les instants « t-Δt » et « t ». La série ainsi obtenue de valeurs courantes de différence de phase δΦ(t) traduit donc l’évolution, en fonction du temps, de la position de la cible.
De préférence, l’étape 230 comporte les sous-étapes suivantes, mises en œuvre pour chaque instant t d’échantillonnage :
- mélange de signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr(t) et au signal radiofréquence émis SRem(t), pour obtenir un signal mixé en phase, I0(t) ; et
- mélange de signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr(t), et au signal radiofréquence émis SRem(t) déphasé de π/2, pour obtenir un signal mixé en quadrature de phase, Q0(t).
- mélange de signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr(t) et au signal radiofréquence émis SRem(t), pour obtenir un signal mixé en phase, I0(t) ; et
- mélange de signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr(t), et au signal radiofréquence émis SRem(t) déphasé de π/2, pour obtenir un signal mixé en quadrature de phase, Q0(t).
En pratique, on peut mélanger le signal électrique retour amplifié SEr_am(t) avec le signal électrique de référence SEref(t) (le cas échéant déphasé de π/2) ou même avec la seule porteuse du signal électrique de référence SEref(t) (le cas échéant déphasée de π/2).
La valeur courante du déphasage Φ(t) peut alors être donnée par :
Φ(t)≈arctan (Q0(t)/I0(t))
(le signe « ≈ » traduit le fait qu’on ne prend pas en compte ici le bruit).
Φ(t)≈arctan (Q0(t)/I0(t))
(le signe « ≈ » traduit le fait qu’on ne prend pas en compte ici le bruit).
De manière avantageuse, l’étape 230 de détermination de valeurs courantes du déphasage Φ(t) inclut une sous-étape d’application de données de calibration Icalet Qcal.
Icalest obtenue par mélange de signaux électrique correspondant respectivement à un signal radiofréquence retour SRr -0et à un signal radiofréquence émis SRem -0, obtenus dans des conditions de calibrage, c’est-à-dire en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt.
Qcalest obtenue par mélange de signaux électrique correspondant respectivement au signal radiofréquence retour SRr -0, et au signal radiofréquence émis SRem -0déphasé de π/2.
Les données Icalet Qcalsont déterminées lors d’une étape préliminaire de calibrage, et stockées dans une mémoire du système 100 selon l’invention. Elles quantifient un bruit de mesure associé au système 100 selon l’invention et au milieu environnant, dans des conditions normales d’utilisation.
Ces données de calibrage sont utilisées pour calculer des valeurs corrigées Icor(t) et Qcor(t) définies par :
Icor(t)= I0(t) - Ical; et
Qcor(t)= Q0(t) - Qcal.
Icor(t)= I0(t) - Ical; et
Qcor(t)= Q0(t) - Qcal.
La valeur courante du déphasage Φ(t) peut alors être donnée par :
Φ(t)=arctan (Qcor(t)/Icor(t)).
Φ(t)=arctan (Qcor(t)/Icor(t)).
La soustraction des données de calibrage Icalet Qcal, aux valeurs brutes I0et Q0, permet de réduire une distorsion de la mesure de déphasage et de réaliser un filtrage du bruit.
On décrit ensuite, en référence à la , un procédé selon un deuxième mode de réalisation de l’invention, qui ne sera décrit que pour ses différences relativement au procédé de la .
Comme dans le procédé de la , le procédé de la comporte les étapes suivantes :
- l’étape 310 d’émission du signal radiofréquence émis SRem(t) ; puis
- l’étape 320 de réception du signal radiofréquence retour SRr(t) ; puis
- l’étape 330 de détermination de valeurs courantes du déphasage Φ(t) ; puis
- l’étape 340 de calcul de valeurs courantes de la différence de phase δΦ(t).
- l’étape 310 d’émission du signal radiofréquence émis SRem(t) ; puis
- l’étape 320 de réception du signal radiofréquence retour SRr(t) ; puis
- l’étape 330 de détermination de valeurs courantes du déphasage Φ(t) ; puis
- l’étape 340 de calcul de valeurs courantes de la différence de phase δΦ(t).
Ici, le procédé comporte en outre une étape 350 de calcul, pour chacune desdites valeurs courantes de la différence de phase δΦ(t), d’une valeur courante correspondante de variation de distance, δd(t). Le lien entre δΦ(t) et δd(t) est donné par :
δΦ(t)=2*π* δd(t)/λp
avec λ=c/fp, où c est la célérité de la lumière dans le vide et fpla fréquence de la porteuse du signal radiofréquence émis SRem(t).
δΦ(t)=2*π* δd(t)/λp
avec λ=c/fp, où c est la célérité de la lumière dans le vide et fpla fréquence de la porteuse du signal radiofréquence émis SRem(t).
Ladite valeur courante de variation de distance δd(t) désigne une variation de la distance entre la cible et l’émetteur-récepteur utilisé pour les étapes 310 et 320, entre les instants « t » et « t-Δt ». En d’autres termes, il s’agit du déplacement de la cible, entre les instants « t » et « t-Δt ». Le suivi des valeurs courantes de δd(t) définit ainsi un mouvement réalisé par la cible pendant une durée prédéterminée.
A la , à titre d’illustration, on a représenté un graphique montrant l’évolution, en fonction du temps, d’une position de la cible. L’axe des ordonnées est le temps t, exprimé en seconde. L’axe des abscisses est une distance d, exprimée en mètre.
De manière arbitraire, on considère qu’à l’instant initial t=0, la cible est positionnée en un point origine défini par une valeur nulle de distance.
Le graphique de la a été obtenu à l’aide d’un système tel que représenté en , avec comme cible le pied d’un utilisateur. L’utilisateur effectue avec le pied, à intervalles réguliers, un mouvement de balancier d’avant en arrière (ou coup de pied, ou « kick », en anglais).
Les variations de distance observées entre t=0 et t=1,2s correspondent à du bruit. Entre t=1,2s et t=1,5s, on observe un mouvement du pied dans un premier sens. Entre les instants t=1,5s et t=1,9s, on observe un mouvement du pied dans le sens opposé. Entre les instants t=1,9s et t=2,2s, on observe de nouveau un mouvement du pied dans le premier sens, pour retourner à sa position initiale. Cela correspond bien à un mouvement de balancier dans lequel le pied est balancé vers l’arrière, puis vers l’avant, puis revient à sa position d’appui sur le sol. Ce mouvement est bien observé plusieurs fois au cours du temps. La montre donc que le procédé et le dispositif selon l’invention permettent effectivement de mesurer de façon fiable un mouvement d’une cible, notamment un pied effectuant un mouvement de balancier d’avant en arrière.
Le cas échéant, une étape préliminaire de calibrage peut être mise en œuvre pour permettre ensuite de discriminer parmi un mouvement d’approche et un mouvement de recul.
De manière avantageuse, le procédé peut comporter en outre une étape non représentée de filtrage du bruit, notamment à l’aide d’un filtre passe bas, pour supprimer les variations très rapides de la fonction δΦ(t) et/ou de la fonction δd(t).
Dans tout le texte, une détection de geste consiste simplement à mesurer un mouvement de la cible, soit via un suivi de valeurs de déphasage, soit via un suivi de décalages en position.
Ici, le procédé selon l’invention comporte en outre une étape facultative 360 de reconnaissance de geste. Lors de cette étape 360, le mouvement de la cible est analysé pour être classé dans l’une au moins parmi plusieurs catégories prédéterminées. Cette étape peut mettre en œuvre au moins une comparaison avec des formes de courbe prédéterminées. En complément ou en variante, cette étape peut mettre en œuvre au moins une comparaison avec des caractéristiques de courbe prédéterminées, notamment des sens de mouvement et/ou des valeurs seuil.
Par exemple, il peut s’agir à l’étape 360 de déterminer si oui ou non la cible effectue un mouvement de balancier, en recherchant si oui ou non on retrouve un mouvement constitué des déplacements élémentaires suivants : déplacement dans un premier sens et supérieur à un premier seuil, suivi d’un déplacement dans le sens opposé et supérieur à un second seuil, suivi d’un nouveau déplacement dans le premier sens et supérieur à un troisième seuil. Les conditions de seuil permettent de ne prendre en compte que des déplacements d’amplitude suffisante, afin de limiter les erreurs dues au bruit.
Ici, le procédé selon l’invention comporte en outre une étape facultative 370 de formulation d’une consigne CO de déverrouillage et/ou ouverture d’un ouvrant de véhicule, lorsqu’un geste prédéterminé a été reconnu à l’étape 360. La consigne CO est par exemple une consigne d’ouverture de la malle arrière d’un véhicule automobile. Ledit geste prédéterminé est par exemple le mouvement du pied tel que décrit ci-dessus. La consigne CO est transmise à un système de pilotage d’ouverture d’ouvrant dans le véhicule automobile.
De même, l’invention couvre également un système selon l’invention, configuré pour mettre en œuvre l’une au moins des étapes 350, 360 et 370 du procédé de la (à l’aide du module de traitement 16B, ou d’au moins un module de traitement annexe comportant au moins un processeur et le cas échéant une ou plusieurs mémoires).
L’invention n’est pas limitée aux exemples détaillés ci-dessus, et de nombreuses autres variantes de système et de procédé selon l’invention peuvent être mises en œuvre sans sortir du cadre de l’invention, par exemple avec des signaux radiofréquence centrés sur d’autres valeurs de fréquence.
De préférence, mais de manière non limitative, le procédé et le dispositif selon l’invention sont destinés à être mis en œuvre dans véhicule automobile, dans le but de détecter un geste effectué par un utilisateur situé à l’extérieur du véhicule et souhaitant accéder audit véhicule. Il peut s’agir de piloter une ouverture automatique de la malle arrière, ou d’un autre ouvrant tel qu’une portière. Le geste pilotant l’ouverture est par exemple un geste du pied, le pied forme alors la cible dont on détecte un mouvement. En variante, la cible peut être constituée par une main, un coude, ou tout autre partie du corps de l’utilisateur. De même, l’invention n’est pas limitée à un type particulier de mouvement à détecter.
En variante, le procédé et le dispositif selon l’invention peuvent être mis en œuvre pour réaliser une détection de geste dans un autre contexte que l’automobile, par exemple pour piloter à distance des appareil électro-ménagers, pour ouvrir une porte d’un bâtiment, etc.
Claims (11)
- Procédé détection de geste utilisant un signal radiofréquence retour (SRr(t)) qui correspond à la réflexion, sur une cible, d’un signal radiofréquence émis (SRem(t)), le procédé comportant ladite étape, mise en œuvre à l’aide d’au moins un module (16A, 16B) de traitement de signal :
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination (230 ; 330) d’un déphasage entre le signal radiofréquence émis (SRem(t)) et le signal radiofréquence retour (SRr(t)), ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ;
caractérisé en ce que le procédé comporte en outre l’étape suivante, mise en œuvre à l’aide de l’au moins un module de traitement de signal (16A, 16B) :
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul (240 ; 340) d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage,
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible. - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce qu’il comporte en outre l’étape suivante, mise en œuvre à l’aide de l’au moins un module de traitement de signal :
c/ à partir de chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t), calcul (350) d’une valeur courante de variation de distance δd(t), où ladite valeur courante de variation de distance désigne un déplacement de la cible entre les premier et second instants d’échantillonnage. - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu’il comporte en outre une étape (360) de reconnaissance de geste, à partir d’une série de valeurs courantes de variation de distance δd(t).
- Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu’il comporte en outre une étape (370) de formulation et transmission d’une consigne de déverrouillage et/ou ouverture d’un ouvrant de véhicule automobile, lorsqu’un geste prédéterminé est reconnu à l’étape (360) de reconnaissance de geste.
- Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le signal radiofréquence émis (SRem(t)), à l’origine du signal radiofréquence retour (SRr(t)), présente une amplitude constante et une fréquence constante.
- Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le signal radiofréquence émis (SRem(t)), à l’origine du signal radiofréquence retour (SRr(t)), présente une fréquence centrale comprise dans une bande de fréquence allant de 24,00 GHz à 24,25 GHz.
- Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu’à l’étape b/, la valeur du déphasage Φ(t) au premier instant d’échantillonnage, respectivement la valeur du déphasage Φ(t-Δt) au second instant d’échantillonnage, est déterminée à l’aide de deux signaux I0et Q0, avec
- I0un signal mixé en phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour (SRr(t)) et au signal radiofréquence émis (SRem(t)), et
- Q0un signal mixé en quadrature de phase, résultant d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour (SRr(t)), et au signal radiofréquence émis (SRem(t)) déphasé de π/2. - Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la valeur du déphasage Φ(t) au premier instant d’échantillonnage, respectivement la valeur du déphasage Φ(t-Δt) au second instant d’échantillonnage, est déterminée à l’aide desdits signaux I0et Q0, auxquels on soustrait respectivement un signal de calibrage en phase Icalet un signal de calibrage en quadrature de phase Qcal, avec
- le signal de calibrage en phase, Ical, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour (SRr(t)) et au signal radiofréquence émis (SRem(t)), en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt, et
- le signal de calibrage en quadrature de phase, Qcal, qui résulte d’un mixage entre des signaux électriques correspondant respectivement au signal radiofréquence retour (SRr(t)), et au signal radiofréquence émis (SRem(t)) déphasé de π/2, en l’absence de cible ou avec une cible à l’arrêt. - Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les instants d’échantillonnage correspondent aux instants d’échantillonnage d’un convertisseur analogique-numérique.
- Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu’il comporte en outre les étapes suivantes :
- à l’aide d’un émetteur-récepteur radiofréquence (101, 104), émission du signal radiofréquence émis ;
- à l’aide de l’émetteur-récepteur radiofréquence (101, 104), réception du signal radiofréquence retour. - Système (100) pour la mise en œuvre d’un procédé selon la revendication 10, comportant :
- un émetteur-récepteur radiofréquence (101, 104), configuré pour l’émission du signal radiofréquence émis (SRem(t)) et pour la réception du signal radiofréquence retour (SRr(t)) ; et
- au moins un module de traitement de signal (16A, 16B), configuré pour mettre en œuvre les étapes suivantes :
a/ à partir d’un signal électrique correspondant au signal radiofréquence retour, détermination (230 ; 330) d’un déphasage entre le signal radiofréquence retour et le signal radiofréquence émis, ledit déphasage étant déterminé pour une pluralité d’instants d’échantillonnage séparés deux à deux par une période d’échantillonnage prédéterminée ; et
b/ pour une pluralité de premiers instants d’échantillonnage consécutifs, calcul (240 ; 340) d’une valeur courante de différence de phase δΦ(t), définie par :
δΦ(t)=Φ(t)-Φ(t-Δt),
avec Φ(t) la valeur du déphasage audit premier instant d’échantillonnage, et
avec Φ(t-Δt) la valeur du déphasage à un second instant d’échantillonnage précédent immédiatement ledit premier instant d’échantillonnage,
où chaque valeur courante de différence de phase δΦ(t) traduit une valeur courante d’un déplacement de ladite cible.
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| FR2107550A FR3125134B1 (fr) | 2021-07-12 | 2021-07-12 | Procédé de détection de geste, notamment pour piloter une ouverture automatique d’un ouvrant de véhicule automobile |
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