FR2868542A1 - Dispositif de proximite hyperfrequence - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un détecteur de proximité (1) du type radar à corrélation, comprenant une unité de traitement (10) effectuant une fonction de corrélation entre un signal hyperfréquence d'émission et un signal de réception correspondant. L'unité de traitement effectue une intégration de la fonction de corrélation de façon à calculer une surface cible de corrélation permettant de détecter la présence d'une cible (9) à proximité du détecteur, en comparant ladite surface cible avec une surface de référence calculée par intégration d'une fonction de corrélation effectuée à partir d'un signal d'émission généré en l'absence de cible.

Description

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La présente invention se rapporte à un détecteur de proximité du type radar hyperfréquence mettant en oeuvre des dispositifs de corrélation entre un signal d'émission et un signal de réception correspondant à la réflexion de l'onde émise par une cible. Un tel détecteur peut être utilisé dans tout type d'application pour détecter la présence de cibles statiques ou mobiles situées sur une gamme de portée étendue, en particulier en milieu industriel.

Les détecteurs de proximité de type inductifs ou capacitifs, qui sont actuellement largement utilisés dans l'industrie, n'ont pas toujours une portée suffisante pour certaines applications. Ainsi, lorsque l'on souhaite des portées plus importantes, allant par exemple de 0 jusqu'à 3 mètres environ, il est préférable d'utiliser une autre technologie.

On connaît déjà les radars à corrélation (appelés aussi pseudo-noise radars) qui émettent une onde hyperfréquence, modulée à l'aide d'un code binaire autour d'une fréquence porteuse, et reçoivent un signal proportionnel à l'onde réfléchie par une éventuelle cible à détecter. Ils effectuent ensuite un traitement, appelé corrélation, qui mesure la ressemblance entre le signal d'émission et le signal de réception. Les radars à corrélation évitent ainsi les problèmes d'interférences avec d'autres radars voisins ou tout autre équipement susceptible d'émettre dans la même bande passante.

Ils sont particulièrement adaptés pour mesurer la distance et/ou la vitesse d'une cible par rapport au radar. Pour cela, de nombreuses méthodes de calcul consistent à rechercher le maximum de la fonction de corrélation entre le signal de réception et le signal d'émission décalé dans le temps par une ligne à retard, de manière à déterminer le temps de vol de l'onde émise et donc en déduire la distance d'une cible par rapport au radar. Par ailleurs, d'autres systèmes radars permettent de mesurer la vitesse d'une cible en exploitant l'effet Doppler.

Un premier inconvénient de tels systèmes est l'obligation d'utiliser des lignes à retard ajustées ou des bancs de lignes à retard si l'on veut pouvoir mesurer une distance sur une large plage. Cela peut notamment induire un temps de réponse important du détecteur. Un autre inconvénient est la difficulté d'obtenir une résolution fine de la mesure. Cette résolution est obtenue en augmentant la pente de la fonction de corrélation pour pouvoir détecter précisément son maximum. Cela exige alors une augmentation de la bande passante du système entraînant une complexification de l'antenne, du traitement numérique à effectuer et une augmentation du coût des composants à utiliser (par exemple une bande passante de l'ordre de 1 Gbit/s nécessite une fréquence porteuse autour de la bande ISM 122,5 GHz). Une autre limitation imposée par l'augmentation de la bande passante est que ce type de traitement n'est pas apte à détecter des cibles situées à une très courte distance du radar puisque les décalages à opérer sur les lignes à retard seraient alors beaucoup trop courts et donc très contraignants technologiquement et économiquement.

C'est pourquoi le but de l'invention est de proposer une solution simple et économique pour réaliser un détecteur de proximité hyperfréquence capable de détecter des cibles statiques et mobiles sur une large gamme de distance, y compris sur de très courtes distances, tout en conservant une bande passante étroite et ne présentant pas les inconvénients cités ci-dessus. La solution permet également d'obtenir une détection fiable en évitant les zones de non-détection dues à des zones aveugles, ce qui est une condition importante pour une utilisation comme détecteur de proximité dans un automatisme industriel.

Pour cela, l'invention décrit un détecteur de proximité du type radar à corrélation, comprenant des moyens de génération d'un signal hyperfréquence d'émission modulé par un code numérique, des moyens de réception d'un signal hyperfréquence de réception correspondant au signal d'émission et une unité de traitement effectuant une fonction de corrélation entre le signal d'émission et le signal de réception. L'unité de traitement effectue une intégration de la fonction de corrélation de façon à calculer une surface cible de corrélation permettant de détecter la présence d'une cible à proximité du détecteur.

Selon une caractéristique, pour détecter la présence d'une cible, l'unité de traitement compare la surface cible de corrélation avec une surface référence calculée par intégration d'une fonction de corrélation effectuée à partir d'un signal d'émission généré en l'absence de cible. L'unité de traitement détecte la présence d'une cible quand l'écart entre la surface cible de corrélation et la surface référence est supérieur à une valeur de seuil mémorisée dans le détecteur.

Selon une autre caractéristique, les moyens de génération génèrent des signaux d'émission à des fréquences porteuses différentes et l'unité de traitement calcule une surface cible et une surface référence pour chaque fréquence porteuse. L'unité de traitement détecte alors la présence d'une cible quand, pour au moins une des fréquences porteuses, l'écart entre la surface cible pour une fréquence et la surface référence correspondant à cette fréquence est supérieur à la valeur de seuil.

D'autres caractéristiques et avantages vont apparaître dans la description détaillée qui suit en se référant à un mode de réalisation donné à titre d'exemple et représenté par les dessins annexés sur lesquels: la figure 1 représente un exemple de structure simplifiée d'un détecteur de 5 proximité conforme à l'invention, la figure 2 schématise la représentation graphique d'une fonction de corrélation obtenue par un tel détecteur.

En référence à la figure 1, un détecteur de proximité 1 (appelé aussi détecteur de présence ou capteur de proximité ou capteur de présence) délivre un signal de sortie 11 qui est fonction de la présence ou de l'absence d'une cible 9 dans la zone de détection du détecteur 1. Le détecteur 1 est du type radar à corrélation qui met en oeuvre un dispositif de corrélation capable de mesurer le degré de ressemblance entre un signal radio hyperfréquence d'émission en direction d'une cible éventuelle et un signal de réception réfléchi par cette éventuelle cible. Le signal d'émission est codé grâce à un code numérique, tel qu'un code binaire pseudo-aléatoire, de façon à éviter les problèmes d'interférence avec d'autres radars voisins ou tout autre équipement émettant dans la même bande passante.

Le détecteur 1 comporte des moyens de génération 20 du signal d'émission.

Ce signal est envoyé au moyen d'une antenne 6 vers l'extérieur du détecteur 1. Le détecteur 1 comporte également des moyens de réception 30 du signal de réception ainsi qu'une unité de traitement numérique 10 pour analyser ledit signal de réception, et effectuer la corrélation avec ledit signal d'émission de façon à pouvoir élaborer une décision de présence ou d'absence d'une cible 9 et générer la sortie 11. L'unité de traitement 10 peut être construite par exemple à partir d'un microprocesseur, d'un microcontrôleur de type DSP ou autres.

Selon un mode de réalisation préféré, le détecteur 1 ne comprend qu'une seule antenne 6, laquelle permet simultanément d'envoyer le signal d'émission et de capter le signal de réception. La séparation entre les deux signaux se fait alors à l'aide d'un organe 5, tel qu'un circulateur passif ou actif. Suivant une autre variante équivalente, il serait possible de séparer les voies d'émission et de réception du détecteur en supprimant le circulateur 5 et en ajoutant une deuxième antenne.

Les moyens de génération 20 comprennent un oscillateur, par exemple un oscillateur commandé en tension (de type VCO - Voltage Control Oscillator) dont la fréquence dépend de la valeur d'une tension de commande. Cette tension de commande de l'oscillateur peut être pilotée à partir de l'unité de traitement 10. L'oscillateur travaille de préférence dans la bande de fréquence ISM comprise entre 2,4 GHz et 2,48 GHz, donnant une bande passante maximum de 80 MHz. Cette bande de fréquence est en effet usuelle et les composants correspondants s ont d onc t rés économiques.

Le signal d'émission est modulé à l'aide d'un code binaire numérique. Dans un mode de réalisation préféré, ce code numérique est un code fixe, mémorisé dans le détecteur et élaboré éventuellement à partir d'une séquence binaire pseudo-aléatoire. Le code numérique est accessible à l'unité de traitement 10 et aux moyens de génération 20. A l'intérieur des moyens de génération 20, le code numérique est intégré au signal d'émission par un modulateur qui peut être composé d'un simple switch d ont les temps d'ouverture et de fermeture doivent être compatibles avec la fréquence d'échantillonnage F ou bande passante utilisée. L'utilisation d'une faible bande passante, par exemple de l'ordre de 100 KHz, donne des résultats satisfaisants et économiques pour moduler le signal d'émission. La modulation de l'émission peut être effectuée par une modulation 00K (On Off Keying) mais l'adaptation d'un autre type de codage (FSK, PSK, ...) est tout à fait envisageable.

Alternativement, on pourrait également envisager que le signal d'émission soit modulé à l'aide d'un code binaire pseudo-aléatoire évolutif, généré par l'unité de traitement 10 et transmis aux moyens de génération 20, de façon à augmenter l'immunité du détecteur.

Les moyens de réception 30 comprennent divers dispositifs habituels, tels que filtre, amplificateur, démodulateur, convertisseur analogique/numérique, ..., permettant de fournir à l'unité de traitement 10 un signal de réception représentatif du signal capté par l'antenne 6, à la fréquence d'échantillonnage F de la bande passante. Par ailleurs, les moyens de réception 30 sont capables de détecter et de se synchroniser avec le début d e tout signal d e réception, par exemple à l'aide d'un en-tête reconnaissable dans le signal d'émission.

L'architecture du détecteur 1 peut être du type hétérodyne ou homodyne avec utilisation d'un coupleur dans les moyens de génération 20 et d'un mélangeur dans les moyens de réception 30 ou du type direct avec l'utilisation d'un détecteur d'amplitude à diode dans les moyens de réception 30.

L'unité d e traitement 1 0 effectue une corrélation entre le signal d'émission, contenant le code numérique, et le signal de réception correspondant. Dans l'exemple suivant, le code numérique comporte 7 bits et a pour valeur "0001101". Le signal de réception correspondant sera alors de la forme "OOOAAOA", après détection et remise en forme, dans lequel A représente une valeur analogique proportionnelle au signal de réception et qui correspond au 1 logique du signal d'émission. Cette valeur A est évidemment proportionnelle à l'intensité du signal de réception reçu provenant de la réflexion du signal d'émission. Notamment, la valeur A sera différente en fonction de la présence ou de l'absence d'une cible placée à proximité du détecteur.

Le fait de prendre un code numérique comportant un grand nombre de bits permet d'améliorer l'immunité globale du détecteur face aux perturbations liées à l'environnement. Par ailleurs, pour augmenter la précision de calcul de la surface de la fonction de corrélation, il est avantageux d'émettre plusieurs échantillons pour chaque bit du code numérique. En contrepartie, l'augmentation du nombre de bits et/ou l'augmentation du nombre d'échantillons par bit peuvent rallonger le temps de traitement nécessaire dans l'unité de traitement 10. Ainsi, si l'on prend deux échantillons pour chaque bit composant le code numérique ci-dessus, le signal d'émission SE aura la forme suivante: "00000011110011", et le signal de réception SR correspondant: "000000AAAAOOAA".

Par ailleurs, chaque échantillon du signal d'émission SE est émis à une fréquence d'échantillonnage FE. On peut également augmenter la précision de calcul de la surface de la fonction de corrélation en utilisant une fréquence d'échantillonnage FR du signal de réception qui soit supérieure à FE.

Conformément au mode de réalisation présenté, une fonction de corrélation Xcorr entre un signal d'émission SE et un signal de réception SR peut s'écrire d'une façon générale sous la forme discrète suivante: Xcorr(k) = E SE(i) * SR(i+k) pour i = 0 à i = n-k-1 dans lequel n représente le nombre total d'échantillons (n = 14 dans l'exemple avec deux échantillons par bit et un code numérique de 7 bits), i représente le numéro du bit et k représente le numéro de l'échantillon.

Pour k = 0, on voit que Xcorr(0) = E SE(i) * SR(i) c'est-à-dire: Xcorr(0) = 6A.

Pour k = 1, Xcorr(1) = E SE(i) * SR(i+l), ce qui revient à décaler SR d'un échantillon, c'est-à-dire SR ="OOOOOAAAAOOAA-". On trouve alors: Xcorr(1) = 4A. De même, pour k = 2, SR ="OOOOAAAAOOAA--" et Xcorr(2) = 2A, etc...

Par décalages successifs, l'unité de traitement 10 effectue ainsi le calcul de la fonction de corrélation pour l'ensemble des n échantillons. L'exemple de la figure 2 montre une courbe graphique de cette fonction de corrélation Xcorr(k) en fonction du numéro d'échantillon k. La courbe de la fonction de corrélation présente toujours un pic maximum pour k = 0, qui équivaut à la superposition entre les signaux SE et SR. La figure 2 montre une courbe présentant un seul pic mais, dans certains cas, d'autres pics secondaires sont également possibles. Dans le cadre de l'invention, il existe bien entendu d'autres méthodes pour calculer la fonction de corrélation.

Selon l'invention, l'unité de traitement 10 effectue ensuite une intégration de la fonction de corrélation de façon à calculer une aire ou surface de corrélation. Le calcul de cette surface peut se faire aisément à l'aide de diverses méthodes connues telle qu'une méthode d'approximation cumulant la surface d'un rectangle pour chaque échantillon, une méthode d'approximation par des trapèzes pour chaque échantillon, une méthode de calcul des moindres carrés ou d'autres méthodes existantes.

Contrairement à un système à ligne à retard, on constate ainsi que le traitement est complètement détaché de l'aspect temporel du signal de réception, puisque les décalages sont effectués dans l'unité de traitement 10 de façon désynchronisée par rapport à la réception du signal SR. On évite ainsi la génération du décalage temporel par la ligne à retard, la mesure de temps de vol et la localisation de pic de corrélation qui nécessite des moyens de traitement importants.

Le détecteur de proximité 1 comporte un mode apprentissage lui permettant de connaître l'environnement de propagation 8 dans lequel il est installé : apprentissage de l'arrière-plan, des obstacles, des réflexions multiples d'un signal dans son trajet aller-retour, etc... Dans ce mode, un signal d'émission est envoyé en l'absence de toute cible 9 dans la zone de détection du détecteur 1. Ce signal d'émission se réfléchit sur l'environnement 8 et fournit un signal de réception capté par le détecteur. Le signal de réception correspondant est transmis par les moyens de réception 30 à l'unité de traitement 10 qui calcule la fonction de corrélation et effectue ensuite une intégration de cette fonction de corrélation pour o btenir u ne s urFace d e corrélation. Cette surface est appelée surface référence S réf et servira d e référence pour décider de la détection de présence d'une cible 9.

Afin de s'affranchir d'une certaine instabilité de l'environnement 8, l'unité de traitement 10 peut réaliser, à différents instants durant le mode apprentissage, plusieurs mesures de surfaces de corrélation à partir de plusieurs signaux d'émission émis e n l'absence de cible 9, p uis calculer la s urface référence S réf en utilisant par exemple la moyenne ou l'écart-type de ces différentes surfaces mesurées, ou tout autre moyen susceptible de fiabiliser la connaissance de l'environnement 8 du détecteur 1.

Alternativement, dans le cas où l'environnement du détecteur serait connu de façon certaine, on pourrait envisager une solution très simplifiée dans laquelle la valeur de la surface référence Sréf serait fixe et mémorisée dans le détecteur, pour une fréquence porteuse donnée.

Une fois la surface référence Sréf déterminée, le détecteur 1 peut travailler dans son mode de fonctionnement normal. Dans ce mode, chaque fois qu'un signal d'émission est envoyé par les moyens de génération 20, les moyens de réception 30 reçoivent le signal de réception correspondant et l'unité de traitement 10 calcule une surface cible de corrélation, appelée Scib. Pour détecter la présence éventuelle d'une cible 9, cette surface cible Scib est comparée à la surface référence Sréf. En effet, la présence d'une cible 9 dans la zone de détection du détecteur entraîne une variation du niveau A du signal de réception reçu, ce qui se traduit par une variation de la surface de corrélation et donc une différence entre la surface cible Scib et la surface référence S réf. U n d es avantages d u calcul utilisant la s urface d e corrélation est de pouvoir faire une intégration de cette variation du niveau A sur les différents échantillons, de façon à obtenir un écart beaucoup plus facilement détectable entre les surfaces de corrélation qu'entre des valeurs maximales de signaux.

L'algorithme de prise de décision de la détection d'une cible est alors très simple: si l'écart entre la surface cible Scib et la surface référence Sréf est supérieur à une valeur de seuil Z prédéterminée, alors l'unité de traitement 10 décide qu'une cible 9 est détectée. Si la surface cible Scib diffère de la surface référence Sréf d'une valeur inférieure à la valeur du seuil Z, alors l'unité de traitement 10 décide qu'il n'y a pas de cible dans sa zone de détection. La sortie 11 du détecteur 1 est mise à jour par l'unité de traitement 10 en fonction de cette décision. Notons que l'écart peut être soit positif (Scib > Sréf), soit négatif (Scib < Sréf) en fonction de l'environnement et des conditions d'utilisation du détecteur.

Le seuil Z sert à obtenir une information fiable au niveau de la sortie 11. La valeur du seuil Z est mémorisée dans le détecteur et peut être déterminée de différentes manières, par exemple à partir de l'écart-type des différentes mesures ayant servi à calculer la surface référence Sref. De plus, la valeur de Z peut être réglable afin de pouvoir modifier la sensibilité du détecteur par rapport aux modifications de l'environnement (par exemple objets en mouvement dans le fond de scène). Des moyens de dialogue peuvent donc être envisagés dans le détecteur pour permettre à un opérateur de modifier la valeur de Z. Grâce à cette méthode, le détecteur 1 est capable de détecter des cibles 9 statiques et mobiles, y compris celles placées à très courte distance jusqu'à des distances de plusieurs mètres.

La propagation de l'onde des signaux hyperfréquences émis se faisant dans un environnement a priori inconnu, l'interférence entre l'onde du signal d'émission et l'onde réfléchie du signal de réception se traduit par l'apparition d'ondes stationnaires tout le long du chemin de propagation. La périodicité spatiale des ondes stationnaires est de 2J2, dans lequel X représente la longueur d'onde de la porteuse du signal d'émission. Tous les multiples de 2J2, le taux d'ondes stationnaires est maximum et l'énergie transmise à la cible diminue considérablement. On obtient alors des zones aveugles qui se traduisent par une très faible différence entre la surface cible Scib et la surface référence Sréf et donc un risque de non-détection dans les zones proches des multiples de X/2.

Pour éviter cet inconvénient d û à l'effet des o ndes stationnaires, l'invention propose de faire varier la fréquence porteuse et d'émettre au moins deux signaux d'émission à deux fréquences porteuses différentes pour chaque mesure de détection d'une cible. Selon le mode de réalisation présenté, les mesures sont faites en utilisant trois fréquences différentes dans la bande de fréquence ISM comprise entre 2,4 GHz et 2,48 GHz, par exemple une fréquence porteuse de base F2 = 2,45 GHz et deux fréquences annexes entourant cette fréquence de base F1 = 2,42 GHz et F3 = 2,47 GHz, proches de la valeur de la fréquence de base F2. Les modifications des fréquences porteuses sont facilement obtenues par l'unité de traitement 10 en modifiant la tension de commande de l'oscillateur VCO des moyens de génération 20.

Le mode de fonctionnement du détecteur est alors le suivant: en mode apprentissage les moyens de génération 20 émettent des signaux d'émission aux différentes fréquences F1, F2 et F3 de façon à calculer une surface référence Sréf F1, Sréf F2 et Sréf F3 distincte pour chaque fréquence. Ensuite, en mode normal, le détecteur calcule de la même façon plusieurs surfaces cibles Scib F1, Scib F2 et Scib F3 à l'aide de signaux d'émission émis sur les différentes fréquences F1, F2 et F3. La détection de présence d'une cible 9 est ensuite décidée par l'unité de traitement 10 dès que la détection existe pour au moins une des fréquences, c'est-à- dire dès que l'écart entre la surface cible Scib pour une des fréquences et la surface référence Sréf correspondant à cette même fréquence est supérieur à la valeur de seuil Z prédéterminée. Ce qui se traduit par les équations suivantes (dans lesquelles ABS(x) signifie valeur absolue de x) : ABS(Scib F1 - Sréf F1) Z OU ABS(Scib F2 - Sréf F2) Z OU ABS(Scib F3 - Sréf F3) Z Le nombre de fréquences différentes nécessaires peut être modifiable et dépend de l'usage e t d e I a p ortée d u d étecteur. Elle d épend a ussi d e l'architecture matérielle utilisée, en particulier des performances de l'antenne et du circulateur. Ainsi un balayage sur trois fréquences porteuses donne des résultats satisfaisants pour une portée du détecteur de 0 à 3 mètres mais, pour des portées plus courtes, l'utilisation de deux fréquences porteuses différentes peut s'avérer suffisant pour éviter des zones aveugles de non-détection. On peut ainsi optimiser le temps de réponse du détecteur en fonction de son utilisation.

De plus, pour s'affranchir d es perturbations q ui pourraient p rovenir d'autres équipements utilisant cette même bande de fréquence ISM (équipements de type WIFI ou Bluetooth notamment), il est préférable de ne pas fonctionner toujours avec une seule fréquence porteuse fixe. C'est pourquoi, l'invention prévoit de pouvoir faire des sauts en fréquence aléatoires de la fréquence porteuse de base F2. Les deux fréquences annexes F1 et F3 seraient alors décalées de la même façon.

II est bien entendu que l'on peut, sans sortir du cadre de l'invention, imaginer d'autres variantes et perfectionnements d e d était et de m ême e nvisager l'emploi d e moyens équivalents.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Détecteur de proximité (1) du type radar à corrélation, comprenant: des moyens de génération (20) d'un signal hyperfréquence d'émission modulé par un code numérique, - des moyens de réception (30) d'un signal hyperfréquence de réception correspondant au signal d'émission, une unité de traitement (10) effectuant une fonction de corrélation entre le signal d'émission et le signal de réception, caractérisé en ce que l'unité de traitement (10) effectue une intégration de la fonction de corrélation de façon à calculer une surface cible de corrélation permettant de détecter la présence d'une cible (9) à proximité du détecteur (1).

2. Détecteur de proximité selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour détecter la présence d'une cible (9), l'unité de traitement (10) compare la surface cible de corrélation (Sa)) avec une surface référence (Sréf) calculée par intégration d'une fonction de corrélation effectuée à partir d'un signal d'émission généré en l'absence de cible (9).

3. Détecteur de proximité selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'unité de traitement (10) détecte la présence d'une cible (9) quand l'écart entre la surface cible de corrélation (Sc;b) et la surface référence (Sréf) est supérieur à une valeur de seuil (Z) mémorisée dans le détecteur (1).

4. Détecteur de proximité selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'unité de traitement (10) détermine la surface référence (Sréf) en utilisant plusieurs surfaces de corrélation calculées à partir de plusieurs signaux d'émission générés en l'absence de cible (9).

5. Détecteur de proximité selon la revendication 2, caractérisé en ce que les moyens de génération (20) sont capables de générer des signaux d'émission à des fréquences porteuses différentes et l'unité de traitement (10) calcule une surface cible (Sc;b) et une surface référence (Sréf) pour chaque fréquence porteuse.

6. Détecteur de proximité selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'unité de traitement (10) détecte la présence d'une cible (9) quand, pour au moins une des fréquences porteuses, l'écart entre la surface cible (Sc;b) pour une fréquence et la surface référence (Sféf) correspondant à cette fréquence est supérieur à une valeur de seuil (Z) mémorisée dans le détecteur (1).

7. Détecteur de proximité selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de génération (20) émettent des signaux d'émission sur trois fréquences différentes, proches d'une valeur de 2,45 GHz.

8. Détecteur de proximité selon la revendication 1, caractérisé en ce que le code numérique est un code binaire pseudo-aléatoire élaboré par l'unité de traitement (10) et transmis aux moyens de génération (20).

9. Détecteur de proximité selon la revendication 1, caractérisé en ce que le code numérique est un code fixe mémorisé dans le détecteur (1).