FR2815790A1 - Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant - Google Patents
Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant Download PDFInfo
- Publication number
- FR2815790A1 FR2815790A1 FR0013625A FR0013625A FR2815790A1 FR 2815790 A1 FR2815790 A1 FR 2815790A1 FR 0013625 A FR0013625 A FR 0013625A FR 0013625 A FR0013625 A FR 0013625A FR 2815790 A1 FR2815790 A1 FR 2815790A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- voltage
- switch
- converter
- converter according
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
L'invention concerne un convertisseur de tension comportant un transformateur (4) dont un enroulement primaire (5) est connecté en série avec un interrupteur (6) de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire (7) est associé à un condensateur (C2) fournissant une basse tension continue, un circuit autooscillant (30) de commande de l'interrupteur comportant des moyens (17) pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire (8) du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur et des moyens pour détecter le courant dans l'interrupteur à l'état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, et des moyens (20) pour rendre la consigne variable en fonction de la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire.
Description
<Desc/Clms Page number 1>
CONVERTISSEUR DE TENSION À CIRCUIT DE COMMANDE AUTOOSCILLANT
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension du type alimentation à découpage basse tension. L'invention s'applique plus particulièrement aux alimentations isolées, c'est-à-dire ne disposant pas de point commun entre la tension d'entrée (par exemple, le réseau d'alimentation alternatif) et la tension continue régulée de sortie. L'isolement est obtenu au moyen d'un transformateur dont un enroulement primaire est associé à un interrupteur et dont un enroulement secondaire est associé à une diode et à un condensateur fournissant la tension de sortie. L'invention concerne plus particulièrement les convertisseurs dits autooscillants dans lesquels l'interrupteur est commandé en modulation de fréquence, par opposition aux convertisseurs dont l'interrupteur est commandé en modulation de largeur d'impulsions.
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension du type alimentation à découpage basse tension. L'invention s'applique plus particulièrement aux alimentations isolées, c'est-à-dire ne disposant pas de point commun entre la tension d'entrée (par exemple, le réseau d'alimentation alternatif) et la tension continue régulée de sortie. L'isolement est obtenu au moyen d'un transformateur dont un enroulement primaire est associé à un interrupteur et dont un enroulement secondaire est associé à une diode et à un condensateur fournissant la tension de sortie. L'invention concerne plus particulièrement les convertisseurs dits autooscillants dans lesquels l'interrupteur est commandé en modulation de fréquence, par opposition aux convertisseurs dont l'interrupteur est commandé en modulation de largeur d'impulsions.
La figure 1 représente un exemple classique d'alimentation à découpage du type auquel s'applique la présente invention.
Deux bornes P, N d'entrée reçoivent une tension alternative Vac, par exemple la tension du secteur. Cette tension Vac fait l'objet d'un redressement, par exemple un redressement double alternance au moyen d'un pont 1 de diodes. Les bornes d'entrée alternative du pont 1 sont reliées aux bornes P et N. Les bornes 2,3 de sortie redressée du pont 1 fournissent une tension qui est géné-
<Desc/Clms Page number 2>
ralement lissée au moyen d'un condensateur Cl connecté entre les bornes 2 et 3. Les bornes 2 et 3 constituent les bornes d'entrée de l'alimentation à découpage proprement dite.
Le convertisseur de la figure 1 constitue un convertisseur connu sous le nom"flyback"ou"à récupération d'énergie" dans lequel un transformateur 4 à points de phase inversés a son enroulement primaire 5 connecté en série avec un interrupteur 6 entre les bornes 2 et 3. Le point de phase de l'enroulement 5 est relié à une borne de l'interrupteur 6 et l'autre borne de l'enroulement est connectée à la borne 2. Un enroulement secondaire 7 du transformateur 4 est associé à un condensateur C2 aux bornes 8,9 duquel est fournie la tension de sortie continue Vous. Le point de phase de l'enroulement 7 est connecté à la borne 8 par une diode D2, la cathode de la diode D2 étant connectée à la borne 8.
L'autre borne de l'enroulement 7 est reliée à la borne 9.
Quand l'interrupteur 6 est fermé, le point de phase de l'enroulement 7 est à un potentiel négatif. La diode D2 est donc bloquée et un courant est accumulé dans l'enroulement primaire 5.
A l'ouverture du commutateur 6, les points de phase des enroulements 5 et 7 deviennent tous deux positifs. La diode D2 est polarisée en direct. Le condensateur C2 est alors chargé avec l'énergie transférée à l'enroulement secondaire 7.
Le commutateur 6 est commandé par un circuit 10 (CTRL) dont le rôle est de provoquer cycliquement l'ouverture et la fermeture du commutateur 6. Dans un convertisseur autooscillant, l'ouverture de l'interrupteur 6 est provoquée par comparaison du courant circulant dans cet interrupteur quand il est fermé par rapport à une valeur de référence. Pour cela, on utilise généralement un détecteur 11 (par exemple, une résistance) en série avec l'interrupteur 6 et dont le résultat de mesure est fourni au circuit 10. Pour fermer l'interrupteur 6, on surveille la démagnétisation d'un enroulement auxiliaire 8 du transformateur 4. L'enroulement auxiliaire 8 est en relation de phase directe avec l'enroulement secondaire 7. Par conséquent, une détection de la fin de démagnétisation de l'enroulement 8 correspond, en première
<Desc/Clms Page number 3>
approximation, à une détection de la fin de démagnétisation de l'enroulement 7. Le point de phase de l'enroulement 8 est relié à une borne d'entrée du circuit 10 tandis que la borne opposée de l'enroulement est connectée à la masse 3. Pour détecter la fin de démagnétisation, on surveille au moyen du circuit 10 la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8. On considère la démagnétisation terminée quand cette tension descend en dessous d'un seuil de tension prédéterminé. On ferme alors l'interrupteur 6.
On se souviendra que, comme les points de phase des enroulements primaire et auxiliaire sont inversés, la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8 est négative hors de ces périodes de démagnétisation (quand l'interrupteur 6 est fermé).
Généralement, l'enroulement auxiliaire 8 sert également à fournir une tension locale d'alimentation au circuit de commande 10. Pour ce faire, un condensateur C3 d'alimentation locale est connecté aux bornes d'alimentation du circuit 10. Une électrode positive 12 du condensateur est reliée, par une diode D3, au point de phase de l'enroulement 8, l'anode de la diode D3 étant reliée au point de phase. L'autre électrode du condensateur C3 est connectée à la masse 3.
La figure 2 représente un exemple classique de circuit 10 de commande autooscillant d'un convertisseur de tension.
L'interrupteur 6 est généralement constitué d'un transistor MOS dont le drain est relié à l'enroulement primaire 5 et dont la source est reliée, par une résistance Rll, à la masse 3. La résistance Rll joue le rôle d'un convertisseur courant-tension à destination d'une borne d'entrée d'un premier comparateur 13 du circuit 10. Le comparateur 13 a pour rôle de comparer le courant dans l'interrupteur 6 par rapport à une valeur de référence VRI fournie à l'autre borne du comparateur 13. La tension de référence VRI du comparateur 13 est choisie en fonction de la tension de sortie Vout souhaitée et du rapport de transformation entre les enroulements primaire et secondaire. La tension vRI conditionne la puissance du convertisseur qui est proportionnelle à la valeur des inductances du transformateur 4 et au carré du courant
<Desc/Clms Page number 4>
dans l'enroulement primaire 5 quand l'interrupteur 6 est fermé. La sortie du comparateur 13 est envoyée sur l'entrée de remise à zéro (R) d'une bascule RS 15 ou analogue dont la sortie non inversée Q fournit le signal de commande de l'interrupteur 6. La sortie de la bascule Q est généralement appliquée à la grille du transistor 6 par l'intermédiaire d'un amplificateur 16 (driver).
L'entrée S de mise à un de la bascule 15 est connectée en sortie d'un deuxième comparateur 17 dont la fonction est de détecter la fin de démagnétisation de l'enroulement auxiliaire 8. Une entrée du comparateur 17 reçoit une référence de tension VRV d'un élément 18. La valeur VRV est choisie pour correspondre à un seuil de tension en deçà duquel on considère que la démagnétisation est terminée. Idéalement, la tension VRV est nulle. L'autre entrée du comparateur 17 est reliée, par une diode D4, au point de phase de l'enroulement 8, l'anode de la diode D4 étant reliée à ce point de phase. Compte tenu des connexions des comparateurs 13 et 17 (l'entrée positive du comparateur 13 est reliée à la borne 12 et l'entrée négative du comparateur 17 est reliée à la diode D4), la sortie du comparateur 13 commute vers l'état haut quand le courant dans l'interrupteur 6, multiplié par la valeur de la résistance Rll, dépasse la tension VRI, tandis que le comparateur 17 commute vers l'état bas quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8 (en négligeant la chute de tension dans la diode D4) devient inférieure à la tension VRV.
Dès qu'un des comparateurs 13 ou 17 fournit un état bas en sortie, cet état est prioritaire au niveau de la bascule 15 qui fournit un niveau bas de sortie. Cela provoque l'ouverture de l'interrupteur 6, donc un début de démagnétisation. Dès le début de la démagnétisation, la sortie du comparateur 13 bascule à l'état haut, l'interrupteur 6 étant ouvert. Quand la fin de démagnétisation est détectée par le comparateur 17, sa sortie bascule à l'état haut. Les deux entrées de la bascule 15 étant à l'état haut, sa sortie non inversée Q bascule également à l'état haut. Cela provoque la fermeture de l'interrupteur 6. Ce fonctionnement se poursuit de façon cyclique. On voit que la
<Desc/Clms Page number 5>
fréquence des cycles de fermeture de l'interrupteur 6 est variable et que les fronts de commutation sont directement provoqués par les détections opérées par les comparateurs 13 et 17. C'est la raison pour laquelle on appelle ce circuit un circuit autooscillant. Comme la fermeture de l'interrupteur 6 ne peut intervenir qu'après démagnétisation, un tel convertisseur ne
fonctionne qu'en mode dit "discontinu" par opposition aux convertisseurs fonctionnant en mode dit "continu" où la démagnétisation peut être incomplète à chaque cycle de découpage.
fonctionne qu'en mode dit "discontinu" par opposition aux convertisseurs fonctionnant en mode dit "continu" où la démagnétisation peut être incomplète à chaque cycle de découpage.
En figure 2, on a représenté que partiellement le reste des composants du convertisseur à découpage. On a cependant illustré la présence d'une résistance RI reliant la ligne d'alimentation locale 12 à la borne 2. Le rôle de la résistance RI est de permettre une charge du condensateur C3 pour alimenter le circuit 10 au démarrage du système. Pour illustrer l'alimentation du circuit 10 à partir de la tension aux bornes du condensateur C3, tous les éléments (références de tension 14 et 18, comparateurs 13 et 17, bascule 15 et amplificateur 16) ont été représentés avec leurs bornes d'alimentation respectives reliées aux bornes 12 et 3.
Par rapport à une alimentation à découpage fonctionnant en modulation de largeur d'impulsions (PWM), un circuit autooscillant présente l'avantage d'un faible coût. En particulier, il n'est pas nécessaire de prévoir un oscillateur générant un signal en dents de scie dont on module la largeur des impulsions.
Les entrées de la bascule 15 peuvent être associées à des circuits de mise en forme des fronts (trigger). De plus, on peut prévoir un élément retardateur en sortie du comparateur 17 selon la sensibilité de ce dernier. On compense alors une faible sensibilité en augmentant le seuil de détection VRV et en retardant le signal de sortie.
On connaît également des convertisseurs à circuit de commande autooscillant qui autorisent une régulation de la tension de sortie. Toutefois, ces convertisseurs 1 imposent une mesure de la tension au secondaire du transformateur et, par voie
<Desc/Clms Page number 6>
de conséquence, un élément d'isolement galvanique pour transmettre la valeur mesurée au circuit de commande. Cela accroît considé- rablement le coût et constitue un inconvénient souvent rédhibitoire de ce genre de convertisseur.
Un convertisseur à circuit de commande autooscillant est donc classiquement incompatible avec une régulation de la tension de sortie Vont, préservant un faible coût.
La présente invention vise à proposer un nouveau convertisseur de type alimentation à découpage à circuit de commande autooscillant qui autorise une régulation de la tension de sortie sans qu'il soit nécessaire de recourir à un élément d'isolement galvanique entre le secondaire du transformateur et le circuit de commande. L'invention vise plus particulièrement à proposer une solution qui respecte la structure classique à bascule RS ou équivalent d'un convertisseur autooscillant.
L'invention vise également à proposer une solution qui soit compatible avec une protection du convertisseur contre un court-circuit au secondaire, toujours sans élément d'isolement galvanique.
L'invention vise en outre à proposer une solution dont le circuit de commande soit intégrable.
Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un convertisseur de tension comportant un transformateur dont un enroulement primaire est connecté en série avec un interrupteur de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire est associé à un condensateur fournissant une basse tension continue, et un circuit autooscillant de commande de l'interrupteur comportant des moyens pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur et des moyens pour détecter le courant dans l'interrupteur à l'état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, et des moyens pour rendre la consigne variable en fonction de la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire.
<Desc/Clms Page number 7>
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour diminuer le temps de conduction de l'interrupteur quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire s'écarte d'une plage de valeurs prédéterminées.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, ladite consigne est diminuée quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire sort de ladite plage de valeurs.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour inhiber les moyens pour rendre la consigne variable pendant une phase de démarrage où la tension délivrée par le convertisseur n'a pas encore atteint une valeur minimale de régulation.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte un générateur de tension variable fournissant la consigne sur une entrée d'un premier comparateur dont l'autre entrée reçoit une tension fonction du courant dans l'interrupteur de découpage, la sortie du premier comparateur déclenchant l'ouverture de l'interrupteur.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le générateur de tension variable comporte un premier amplifiateur d'erreur analogique recevant une tension mesurée proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire et fournissant une tension proportionnelle à la différence positive entre la tension mesurée et un premier seuil prédéterminé, et un deuxième amplificateur d'erreur analogique recevant ladite tension mesurée et fournissant une tension proportionnelle à la différence positive entre un deuxième seuil prédéterminé et la tension mesurée, le deuxième seuil étant inférieur au premier seuil.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les résultats des deux amplificateurs d'erreur sont sommés pour fournir un signal de commande d'une source de tension variable.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la source de tension variable délivre, en l'absence de correction
<Desc/Clms Page number 8>
par un des amplificateurs d'erreur, une tension nominale prédéterminée.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le convertisseur comporte des moyens pour inhiber le fonctionnement du deuxième amplificateur d'erreur tant qu'une tension d'alimentation locale du circuit de commande n'a pas atteint une valeur prédéterminée.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les amplificateurs d'erreur analogiques sont des amplificateurs à hystérésis.
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : les figures 1 et 2 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 3 représente un mode de réalisation d'un convertisseur selon l'invention ; la figure 4 représente, de façon très schématique, un mode de réalisation d'un générateur de référence variable d'un convertisseur selon la présente invention ; et les figures 5A à 5G illustrent, sous forme de chronogrammes, le fonctionnement d'un convertisseur selon l'invention.
Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Les chronogrammes des figures 5 ne sont pas à l'échelle. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments d'un convertisseur de tension qui sont utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés aux figures et seront décrits par la suite. En particulier, les constitutions des circuits de génération de tensions de référence fixes, des amplificateurs, des comparateurs et de la bascule n'ont pas été détaillées et ne font pas l'objet de la présente invention.
<Desc/Clms Page number 9>
Une caractéristique de la présente invention est d'utiliser une image de la tension aux bornes de l'enroulement secondaire fournissant la tension de sortie pour moduler la tension de référence du comparateur conditionnant la durée de conduction de l'interrupteur de découpage. En d'autres termes, on prévoit de rendre variable la tension de référence utilisée pour provoquer l'ouverture de l'interrupteur de découpage de la tension d'alimentation, et de rendre cette variation fonction de la tension de sortie. On obtient ainsi une régulation de cette tension de sortie.
Pour protéger le convertisseur contre des surcharges ou court-circuit au secondaire, une autre caractéristique de la présente invention est de prévoir une régulation en tension (maintien d'une tension approximativement constante) tant qu'une surcharge n'a pas été détectée, et une régulation en courant (maintient d'un courant approximativement constant) quand on détecte une surcharge. Pour cela, on surveille la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire par rapport à deux seuils encadrant une tension nominale souhaitée et on s'assure que la tension reste entre ces deux seuils. Un premier seuil correspond à une valeur maximale de tension en fonctionnement normal. Un deuxième seuil (inférieur au premier) traduit un trop fort appel de courant (écroulement de la tension de sortie). Entre les deux seuils, la fréquence de découpage n'est pas modifiée et la tension de référence variable est maintenue à une valeur nominale.
Une autre caractéristique de la présente invention est d'obtenir l'image de la tension de sortie sans utiliser de moyen d'isolement galvanique supplémentaire. Pour cela, on tire profit de l'existence de l'enroulement auxiliaire servant à l'alimentation locale du circuit de commande de l'interrupteur à découpage.
La tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire qui, pour la mise en oeuvre de l'invention, est en relation de phase directe avec l'enroulement secondaire, donne une image de la tension de sortie.
<Desc/Clms Page number 10>
La figure 3 représente un mode de réalisation d'un conver- tisseur de tension selon la présente invention. Cette figure est à rapprocher de celle de la figure 2 et illustre les modifiations à apporter par rapport au convertisseur classique.
Comme précédemment, un interrupteur de découpage 6 (par exemple, un transistor MOS à canal N) d'une tension d'alimentation est connecté en série avec un enroulement primaire 5 d'un transformateur 4. un enroulement secondaire 7 du transformateur 4 charge un condensateur C2 par l'intermédiaire d'une diode D2, la
tension de sortie Vout étant prélevée aux bornes du condensateur C2. Les enroulements 5 et 7 ont des points de phase inversés.
tension de sortie Vout étant prélevée aux bornes du condensateur C2. Les enroulements 5 et 7 ont des points de phase inversés.
L'interrupteur 6 est commandé par la sortie (Q) d'une bascule RS 15 (en pratique, en traversant un amplificateur 16) d'un circuit de commande 30. L'entrée de mise à un (S) de la bascule 15 est commandée par un comparateur 17 détectant la démagnétisation aux bornes d'un enroulement auxiliaire 8 du transformateur. Une diode D4 relie le point de phase de l'enroulement 8 à la borne négative du comparateur 17. La borne positive du comparateur 17 reçoit une référence de tension fixe VRV, fournie par un élément 18. Un condensateur C3 fournit une tension Vdd d'alimentation locale du circuit de commande 30. L'électrode 12 du condensateur C3 est reliée, par une diode D3 en série avec une résistance R7, au point de phase de l'enroulement 8 et, par résistance RI, à la borne positive 2 d'application de la tension à découper. Par exemple, cette tension correspond à une tension redressée fournie par un pont de diodes 1 alimenté par une tension alternative Vac.
Un condensateur Cl relie la borne 2 de sortie redressée du pont 1 à une borne de masse 3 pour lisser la tension redressée.
L'entrée de réinitialisation R de la bascule 15 est reliée en sortie d'un comparateur 13 dont l'entrée positive reçoit une mesure du courant dans l'interrupteur 6. Par exemple, l'entrée positive du comparateur 13 est reliée à une borne 12 d'entrée du circuit 30 qui mesure une tension fonction du courant dans l'interrupteur 6. Une résistance Rll sert, de façon classique, de convertisseur courant-tension.
<Desc/Clms Page number 11>
Selon l'invention, l'entrée négative du comparateur 13 reçoit une tension de référence variable VRR fournie par un générateur 20. Fonctionnellement, la modification essentielle à apporter au circuit de la figure 2 pour la mise en oeuvre de l'invention est de remplacer le générateur (14, figure 2) de tension de référence fixe, d'entrée du comparateur de réinitialisation de la bascule RS, par le générateur 20.
La fonction du générateur 20 est de diminuer la tension de référence VRR quand la tension de sortie du convertisseur s'écarte d'une plage de régulation prédéterminée. Cela provoque une diminution du temps de conduction de l'interrupteur 6, d'où une diminution de l'énergie emmagasinée par le transformateur. Il en résulte une augmentation de la fréquence du système autooscillant et, par voie de conséquence, une diminution de l'énergie fournie au secondaire du transformateur. Si la tension de sortie augmente, cela signifie une baisse du courant appelé par la charge et la régulation opérée par l'invention minimise la consommation tout en évitant l'apparition de surtensions néfastes au niveau de la charge. Si la tension de sortie diminue, cela signifie qu'on est en présence d'une surcharge, voire d'un courtcircuit. Il faut donc protéger le convertisseur en diminuant ce courant. Le générateur 20 de l'invention doit toutefois être compatible avec le fonctionnement du circuit au démarrage où la tension de sortie est initialement nulle. Comme on le verra par la suite, l'invention prévoit d'inhiber la régulation au démarrage du système. On génère une tension nominale VNOM pour le générateur 20 et cette valeur n'est pas modifiée tant que la tension de sortie n'a pas atteint une valeur minimale de régulation.
En pratique, on prélève une tension VAUX proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire 8.
Cette tension VAUX est prélevée sur une borne 31 d'entrée du circuit 30. Selon l'invention, la borne 31 est reliée à une première électrode d'un condensateur C5 dont l'autre électrode est reliée à la masse. La borne 31 est également reliée au point
<Desc/Clms Page number 12>
milieu d'un pont diviseur de tension résistif. Ce pont est constitué d'une résistance R5 en série avec une résistance R6 entre la masse 3 et la cathode d'une diode D5 dont l'anode est reliée à l'anode de la diode D3. En outre, une résistance R7 relie les anodes des diodes D3 et D5 au point de phase de l'enroulement 8.
La tension VAUX est fonction du rapport de transformation entre les enroulements auxiliaire 8 et secondaire 7 ainsi que des valeurs des résistances R5, R6 et R7. Plus précisément, en négligeant la chute de tension dans la diode D5, la tension VAUX correspond à la tension aux bornes de l'enroulement 8, affectée du coefficient de proportionnalité fixé par le pont résistif constitué d'une part des résistances R7 et R6 en série et d'autre part de la résistance R5.
La résistance RI associée au condensateur C3 sert, comme précédemment, au démarrage du circuit. Outre son rôle de redressement, la diode D3 sert à protéger le circuit de mesure du circuit de démarrage (RI, C3) afin d'éviter que la tension VAUX soit influencée par la tension au primaire du transformateur. Le condensateur C5 sert à amortir les variations de la tension VAUX.
Dans la représentation de la figure 3, on a fait apparaître le circuit 30 sous la forme d'un circuit intégré délimité par un pointillé regroupant toutes les fonctions de régulation de l'invention.
La fréquence de découpage d'un convertisseur selon l'invention dépend de la durée pendant laquelle l'interrupteur 6 est fermé et de la durée de démagnétisation de l'enroulement auxiliaire (donc de l'enroulement secondaire). La durée de fermeture de l'interrupteur 6 dépend de la tension d'entrée (tension aux bornes du condensateur Cul), de l'amplitude du courant dans l'interrupteur 6 et de l'inductance de l'enroulement primaire 5 du transformateur. L'amplitude du courant dans l'interrupteur 6 correspond à la tension de référence variable VRR divisée par la résistance Rll. La durée d'ouverture du transistor 6 dépend de la durée de démagnétisation des enroulements secondaire et auxi-
<Desc/Clms Page number 13>
liaire et, par conséquent, essentiellement du couplage du transformateur 4.
La figure 4 représente un mode de réalisation d'un générateur 20 de référence de tension variable selon la présente invention. Un tel générateur est destiné à être implanté dans un convertisseur de tension du type de celui illustré par la figure 3.
Dans l'exemple de la figure 4, le générateur 20 comporte un premier amplificateur d'erreur 21 (E/A) dont une première entrée (positive) reçoit une tension VAUX proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire du transformateur. Une entrée négative de l'amplificateur d'erreur 21 reçoit une tension de référence fixe VR0 fournie par un élément 23 de génération de tension. Un deuxième amplificateur d'erreur 22 (E/A) reçoit, sur son entrée négative, la tension VAUX et, sur son entrée positive, une tension de référence fixe Viol fournie par un élément 24 de génération de tension. Selon l'invention, les références de tension des amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont différentes et conditionnent la plage de régulation, c'est-à-dire une plage de tensions de sortie où la fréquence de découpage n'est pas modifiée.
Les sorties des amplificateurs 21 et 22 sont combinées dans un sommateur 25 dont la sortie commande une source de tension variable 28. La source 28 fournit la référence de tension variable VRR. La source 28 est dimensionnée pour que, au repos, elle fournisse une référence de tension nominale VNOM prédéterminée qui est fonction de la tension nominale de sortie pour laquelle est conçu le convertisseur. Pour permettre le démarrage du circuit, l'amplificateur d'erreur 22 est activé au moyen d'un signal ENA fourni par un comparateur 26 (COMP). Une entrée positive du comparateur reçoit la tension Vdd d'alimentation locale du circuit de commande (non représenté en figure 4). Une entrée négative du comparateur 26 reçoit une référence de tension VRM fixe, correspondant à un niveau en deçà duquel on considère que le circuit est dans une phase de démarrage. La tension VRM condi-
<Desc/Clms Page number 14>
tionne la valeur minimale de régulation. Fonctionnellement, le comparateur 26 sert à invalider l'amplificateur d'erreur 22 tant que la tension d'alimentation locale n'est pas suffisante, donc en particulier pendant la période de démarrage du convertisseur. Le signal ENA masquant les résultats de l'amplificateur d'erreur 22 est obtenu en comparant la tension Vdd aux bornes du condensateur C3 par rapport au seuil VRM fourni par un élément 27.
Les amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont des amplificateurs analogiques qui fournissent donc un signal fonction de l'amplitude de la différence entre leurs entrées respectives. Par contre, le comparateur 26 est un comparateur numérique fournissant un état de sortie haut ou bas selon que la tension Vdd est supérieure ou inférieure à la référence VRM. Compte tenu des polarités des entrées des amplificateurs d'erreur, l'amplificateur 21 délivre la différence entre la tension VAUX et la
référence VRO, et l'amplificateur 22 délivre la différence entre la référence Vo'et la tension VAUX. Seules les différences positives sont prises en compte. En d'autres termes, la tension de sortie est régulée pour être ramenée dans une plage de régulation où on considère qu'elle correspond à sa valeur nominale.
référence VRO, et l'amplificateur 22 délivre la différence entre la référence Vo'et la tension VAUX. Seules les différences positives sont prises en compte. En d'autres termes, la tension de sortie est régulée pour être ramenée dans une plage de régulation où on considère qu'elle correspond à sa valeur nominale.
Tant que la tension de sortie reste supérieure à la valeur conditionnée par la référence Viol, on peut considérer que l'on effectue une régulation en tension et on ramène la tension de sortie dans la plage de régulation si elle en dépasse la limite supérieure. Si la tension chute en dessous de la valeur conditionnée par la référence Viol, on peut considérer que l'on effectue une régulation en courant que l'on maintient à une valeur limite (maximale) en cherchant à ramener la tension de sortie dans la plage de régulation.
Les différentes références de tension fixes (VRV, VRI, VRO'VRO''VRM) sont fournies par des moyens classiques. Par exemple, on pourra utiliser un circuit 32 (SUPPLY, figure 2) fournissant les tensions d'alimentation des différents éléments du circuit 30 à partir d'une référence de tension de type
<Desc/Clms Page number 15>
il Il "bandgap". La constitution d'un tel circuit est classique et ne fait pas l'objet de la présente invention.
Les figures 5A à 5G illustrent, sous forme de chronogrammes, un exemple de fonctionnement d'un convertisseur équipé du générateur de tension variable 20 de la figure 4 dans quatre phases de fonctionnement. La figure 5A représente un exemple d'allure de la tension Vdd. La figure 5B représente le signal ENA fourni par le comparateur 26. La figure 5C représente la tension VAUX. La figure 5D représente la tension v21 en sortie de l'amplificateur 21. La figure 5E représente la tension V22 en sortie de l'amplificateur 22. La figure 5F représente la tension V25 en sortie du sommateur 25. La figure 5G représente la tension VRR de référence variable.
Une première phase A illustrée par les figures 5 correspond à la phase de démarrage du convertisseur.
Initialement, on suppose que la tension Vdd est nulle, le condensateur C3 (fournissant l'alimentation locale) étant intégralement déchargé. Tant que la tension Vdd n'a pas atteint un niveau minimal VMIN (instant tel), le circuit de commande n'est pas alimenté et aucune référence de tension ne peut être générée. Il en découle que le signal de sortie des différents amplificateurs d'erreur est nul de même que le signal de commande V25 de la tension VRR. A partir de l'instant tl, on commence à pouvoir détecter la tension VAUX qui se met à croître au fur et à mesure des cycles de découpage de la tension d'alimentation. La tension de référence variable VRR commence à croître à partir de l'instant tl en suivant la croissance de la tension d'alimentation locale. Côté amplificateur 21, sa sortie reste nulle tant que la tension VAUX ne dépasse pas la référence fixe VRO. Cette référence fixe VR0 est dimensionnée en fonction de la tension de fonctionnement maximale de sortie souhaitée pour le convertisseur. Côté amplificateur 22, sa sortie est invalidée jusqu'à un instant t2 où la tension Vdd atteint le seuil VRM et où le signal ENA commute à l'état haut. Entre les instants tl et t2, sans l'invalidation par le signal ENA, la sortie de l'amplificateur
<Desc/Clms Page number 16>
d'erreur 22 aurait tendance à fournir un signal inverse par rapport à la croissance de la tension VAUX comme l'illustre le pointillé de la figure 5E. A partir de l'instant t2, on atteint un régime de fonctionnement nominal du convertisseur. La tension Vdd augmente jusqu'à une valeur de limitation VLIM, fixée par des éléments externes au générateur de référence variable. La tension VAUX atteint le seuil VRO sensiblement à l'instant (t3) où la tension Vdd atteint sa valeur limite.
En pratique, les amplificateurs d'erreur 21 et 22 sont des amplificateurs à hystérésis. Par conséquent, le seuil VRO sera atteint par la tension auxiliaire VAUX avant que la tension Vdd atteigne sa valeur limite, et le seuil VRO, sera, de préférence, atteint avant que la tension vdd atteigne la valeur VRM.
Tant que la tension auxiliaire reste dans la plage fixée par les seuils VRO et Viol, les sorties des amplificateurs d'erreur 21 et 22 restent nulles de même que la sortie du sommateur 25. La tension de sortie VRR du générateur reste alors à son niveau nominal VNOM, fixé par les dimensionnements des différents composants (phase B). On voit apparaître ici l'intérêt d'avoir des amplificateurs d'erreur à hystérésis pour éviter que les sorties des amplificateurs 21 et 22 se mettent à osciller en phase de fonctionnement nominal. Le choix des valeurs VR0 et V dépend de la précision souhaitée pour la régulation.
La phase nominale B se poursuit jusqu'à un instant t4 où on suppose l'apparition d'une surtension en sortie (phase C).
Une telle surtension correspond, par exemple, à une diminution du courant appelé par la charge alimentée par le convertisseur. La tension VAUX se met à croître en même temps que la tension de sortie. A partir d'un instant t5 représentant l'hystérésis de l'amplificateur d'erreur 21, la tension V21 se met à croître en suivant l'augmentation de la tension VAUX. Il en découle un signal correspondant au niveau de la sortie du sommateur 25. Le signal V25 provoque alors une diminution de la tension de référence VRR de façon inversement proportionnelle. Cette diminution de la tension de référence variable agit sur l'apparition des
<Desc/Clms Page number 17>
fronts d'ouverture de l'interrupteur 6 de découpage. Par conséquent, la diminution du temps de conduction de l'interrupteur 6 provoque une diminution de la tension de sortie que l'on retrouve sur des allures des signaux VAUX' V21 et V25. On finit par retrouver un régime nominal à partir d'un instant t6. La phase C correspond à une régulation en tension.
Entre des instants t7 et t8 (phase D), on suppose l'apparition d'une sous tension correspondant à une surcharge en sortie du convertisseur. A un instant t9, la tension VAUX devient inférieure au seuil Vs0'. Cela entraîne une augmentation de la tension V22 de l'amplificateur d'erreur 22. Cette augmentation de la tension V22 est reportée en sortie du scmmateur 25. Comme dans le cas d'une surtension, cela provoque une diminution de la tension de référence variable VRR. comme précédenrent, cette diminution de la tension de référence, provoque une diminution du temps de conduction, ce qui permet de diminuer la quantité d'énergie transmise au secondaire. Ce mode de fonctionnement peut correspondre également au cas d'un court-circuit en sortie du convertisseur. Qu'il s'agisse d'une surcharge ou d'un courtcircuit, on considère que l'appel de courant de la charge dépasse la valeur limite pour laquelle est conçu le circuit. Par conséquent, on diminue la quantité d'énergie fournie pour protéger le convertisseur. La phase D correspond à une régulation en courant.
Un avantage de la présente invention est que tout en préservant le fonctionnement d'un circuit de commande autooscillant d'un convertisseur de tension, on obtient une régulation de la tension de sortie par rapport à une valeur nominale souhaitée et une protection en surcharge à courant constant. La valeur nominale de la tension de sortie est fonction de la valeur nominale VNOM de la tension VRR.
Un autre avantage de la présente invention est qu'elle ne nécessite aucune mesure au secondaire du transformateur, ni de moyen d'isolement galvanique pour transférer un résultat de mesure.
<Desc/Clms Page number 18>
Par rapport à un convertisseur de type à modulation de largeur d'impulsions où la mesure du courant dans l'interrupteur 6 sert à faire varier la référence d'un comparateur exploitant une information liée à la tension VAUX, l'invention utilise la tension VAUX pour faire varier la référence d'un comparateur exploitant une information liée au courant dans l'interrupteur.
Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les hystérésis des amplificateurs d'erreur analogiques 21 et 22 seront adaptées en fonction de la stabilité souhaitée et/ou nécessaire pour le signal de commande de la source de tension variable 28. De plus, les valeurs des résistances et des condensateurs conditionnant les tensions et fréquence de fonctionnement du convertisseur autooscillant de l'invention dépendent de l'application et sont à la portée de l'homme de l'art à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. De préférence, la fréquence de découpage sera de plusieurs kHz (de préférence, supérieure à 20 kHz pour être non audible), donc nettement supérieure à la fréquence de la tension Vac s'il s'agit du secteur. Typiquement, un convertisseur de l'invention est destiné à des tensions de sortie comprises entre quelques volts et quelques dizaines de volts pour des puissances allant de quelques Watts à quelques dizaines de Watts. En outre, la mise en oeuvre de l'invention n'exclut pas le recours à des éléments de mise en forme des fronts de commutation (trigger) ainsi qu'à un élément retardateur en sortie du comparateur de démagnétisation, comme c'est le cas pour un convertisseur classique.
Claims (10)
1. Convertisseur de tension comportant : un transformateur (4) dont un enroulement primaire (5) est connecté en série avec un interrupteur (6) de découpage d'une tension d'alimentation et dont un enroulement secondaire (7) est associé à un condensateur (C2) fournissant une basse tension continue (Vout) ; et un circuit autooscillant (30) de commande de l'interrupteur (6) comportant : des moyens (17) pour détecter la fin de démagnétisation d'un enroulement auxiliaire (8) du transformateur afin de provoquer la fermeture de l'interrupteur ; et des moyens pour détecter le courant dans l'interrupteur à l'état fermé afin de provoquer son ouverture quand ce courant atteint une consigne, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (20) pour rendre la consigne variable en fonction de la tension (VAUX) aux bornes de l'enroulement auxiliaire.
2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (13,20) pour diminuer le temps de conduction de l'interrupteur (6) quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire (8) s'écarte d'une plage de valeurs prédéterminées.
3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite consigne est diminuée quand la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire sort de ladite plage de valeurs.
4. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (26) pour inhiber les moyens (20) pour rendre la consigne variable pendant une phase de démarrage où la tension délivrée par le convertisseur n'a pas encore atteint une valeur minimale de régulation (VRM).
5. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur (20)
<Desc/Clms Page number 20>
de tension variable fournissant la consigne sur une entrée d'un premier comparateur (13) dont l'autre entrée reçoit une tension fonction du courant dans l'interrupteur de découpage (6), la sortie du premier comparateur déclenchant l'ouverture de l'interrupteur.
6. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le générateur de tension variable (20) comporte : un premier amplificateur d'erreur analogique (21) recevant une tension mesurée (VAUX) proportionnelle à la tension aux bornes de l'enroulement auxiliaire (8) et fournissant une tension (V21) proportionnelle à la différence positive entre la tension mesurée et un premier seuil prédéterminé (Vpg) ; et un deuxième amplificateur d'erreur analogique (22) recevant ladite tension mesurée et fournissant une tension (V22) proportionnelle à la différence positive entre un deuxième seuil prédéterminé (VRo') et la tension mesurée, le deuxième seuil étant inférieur au premier seuil.
7. Convertisseur selon la revendication 6, caractérisé en ce que les résultats des deux amplificateurs d'erreur (21,22) sont sommés (25) pour fournir un signal (V25) de commande d'une source de tension (28) variable.
8. Convertisseur selon la revendication 7, caractérisé en ce que la source de tension variable délivre, en l'absence de correction par un des amplificateurs d'erreur (21,22), une tension nominale (VNOM) prédéterminée.
9. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (26) pour inhiber le fonctionnement du deuxième amplificateur d'erreur (22) tant qu'une tension (Vdd) d'alimentation locale du circuit de commande n'a pas atteint une valeur prédéterminée (VRM).
10. Convertisseur de tension selon une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce que les amplificateurs d'erreur analogiques (21,22) sont des amplificateurs à hystérésis.
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0013625A FR2815790B1 (fr) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant |
| US10/257,184 US6963496B2 (en) | 2000-10-24 | 2001-10-23 | Voltage converter with a self-oscillating control circuit |
| PCT/FR2001/003295 WO2002035693A1 (fr) | 2000-10-24 | 2001-10-23 | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant |
| CNB01817910XA CN1257602C (zh) | 2000-10-24 | 2001-10-23 | 自振荡控制电路电压转换器 |
| EP01982536A EP1334551A1 (fr) | 2000-10-24 | 2001-10-23 | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0013625A FR2815790B1 (fr) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2815790A1 true FR2815790A1 (fr) | 2002-04-26 |
| FR2815790B1 FR2815790B1 (fr) | 2003-02-07 |
Family
ID=8855685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR0013625A Expired - Fee Related FR2815790B1 (fr) | 2000-10-24 | 2000-10-24 | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6963496B2 (fr) |
| EP (1) | EP1334551A1 (fr) |
| CN (1) | CN1257602C (fr) |
| FR (1) | FR2815790B1 (fr) |
| WO (1) | WO2002035693A1 (fr) |
Families Citing this family (96)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102004016927A1 (de) * | 2004-04-06 | 2005-11-03 | Friwo Mobile Power Gmbh | Verfahren zur Strom- und Spannungsregelung für ein Schaltnetzteil |
| JP3973652B2 (ja) * | 2004-05-24 | 2007-09-12 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN100377487C (zh) * | 2004-08-12 | 2008-03-26 | 尼克森微电子股份有限公司 | 具初级侧电压回授的低功率返驰式交换电路 |
| CN100397765C (zh) * | 2004-11-29 | 2008-06-25 | 崇贸科技股份有限公司 | 一种切换式控制装置 |
| CN100397766C (zh) * | 2004-12-01 | 2008-06-25 | 崇贸科技股份有限公司 | 切换式控制装置 |
| US7190143B2 (en) * | 2005-05-27 | 2007-03-13 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Pulse width modulation (PWM) rectifier with variable switching frequency |
| US7215107B2 (en) | 2005-07-11 | 2007-05-08 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to limit output power in a switching power supply |
| CN101295872B (zh) * | 2007-04-28 | 2010-04-14 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 为功率转换器提供过电流和过功率保护的***和方法 |
| JP4040056B2 (ja) * | 2005-08-31 | 2008-01-30 | 松下電器産業株式会社 | 出力電圧検出回路、絶縁型スイッチング電源、および半導体装置 |
| US20080304299A1 (en) * | 2006-09-11 | 2008-12-11 | Bormann Ronald M | Low voltage LED drive from 120VAC line |
| US7639517B2 (en) * | 2007-02-08 | 2009-12-29 | Linear Technology Corporation | Adaptive output current control for switching circuits |
| US8076920B1 (en) | 2007-03-12 | 2011-12-13 | Cirrus Logic, Inc. | Switching power converter and control system |
| US8723438B2 (en) * | 2007-03-12 | 2014-05-13 | Cirrus Logic, Inc. | Switch power converter control with spread spectrum based electromagnetic interference reduction |
| US8018171B1 (en) | 2007-03-12 | 2011-09-13 | Cirrus Logic, Inc. | Multi-function duty cycle modifier |
| US7667408B2 (en) * | 2007-03-12 | 2010-02-23 | Cirrus Logic, Inc. | Lighting system with lighting dimmer output mapping |
| US7804256B2 (en) | 2007-03-12 | 2010-09-28 | Cirrus Logic, Inc. | Power control system for current regulated light sources |
| US7554473B2 (en) | 2007-05-02 | 2009-06-30 | Cirrus Logic, Inc. | Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling |
| US8102127B2 (en) | 2007-06-24 | 2012-01-24 | Cirrus Logic, Inc. | Hybrid gas discharge lamp-LED lighting system |
| US8022683B2 (en) | 2008-01-30 | 2011-09-20 | Cirrus Logic, Inc. | Powering a power supply integrated circuit with sense current |
| US8576589B2 (en) | 2008-01-30 | 2013-11-05 | Cirrus Logic, Inc. | Switch state controller with a sense current generated operating voltage |
| US8008898B2 (en) | 2008-01-30 | 2011-08-30 | Cirrus Logic, Inc. | Switching regulator with boosted auxiliary winding supply |
| US8008902B2 (en) | 2008-06-25 | 2011-08-30 | Cirrus Logic, Inc. | Hysteretic buck converter having dynamic thresholds |
| US8279628B2 (en) * | 2008-07-25 | 2012-10-02 | Cirrus Logic, Inc. | Audible noise suppression in a resonant switching power converter |
| US8344707B2 (en) | 2008-07-25 | 2013-01-01 | Cirrus Logic, Inc. | Current sensing in a switching power converter |
| US8212491B2 (en) | 2008-07-25 | 2012-07-03 | Cirrus Logic, Inc. | Switching power converter control with triac-based leading edge dimmer compatibility |
| WO2010015999A1 (fr) * | 2008-08-06 | 2010-02-11 | Nxp B.V. | Convertisseur à courant de sortie régulé |
| US8487546B2 (en) * | 2008-08-29 | 2013-07-16 | Cirrus Logic, Inc. | LED lighting system with accurate current control |
| CN101677214B (zh) * | 2008-09-17 | 2012-06-06 | 比亚迪股份有限公司 | 开关模式电源 |
| US8179110B2 (en) | 2008-09-30 | 2012-05-15 | Cirrus Logic Inc. | Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation |
| US8222872B1 (en) | 2008-09-30 | 2012-07-17 | Cirrus Logic, Inc. | Switching power converter with selectable mode auxiliary power supply |
| US8488342B2 (en) * | 2008-10-21 | 2013-07-16 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation |
| US9350252B2 (en) * | 2008-10-21 | 2016-05-24 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals |
| US8288954B2 (en) * | 2008-12-07 | 2012-10-16 | Cirrus Logic, Inc. | Primary-side based control of secondary-side current for a transformer |
| US8299722B2 (en) | 2008-12-12 | 2012-10-30 | Cirrus Logic, Inc. | Time division light output sensing and brightness adjustment for different spectra of light emitting diodes |
| US8362707B2 (en) * | 2008-12-12 | 2013-01-29 | Cirrus Logic, Inc. | Light emitting diode based lighting system with time division ambient light feedback response |
| US7994863B2 (en) * | 2008-12-31 | 2011-08-09 | Cirrus Logic, Inc. | Electronic system having common mode voltage range enhancement |
| US8482223B2 (en) | 2009-04-30 | 2013-07-09 | Cirrus Logic, Inc. | Calibration of lamps |
| US8212493B2 (en) * | 2009-06-30 | 2012-07-03 | Cirrus Logic, Inc. | Low energy transfer mode for auxiliary power supply operation in a cascaded switching power converter |
| US8963535B1 (en) | 2009-06-30 | 2015-02-24 | Cirrus Logic, Inc. | Switch controlled current sensing using a hall effect sensor |
| US8198874B2 (en) | 2009-06-30 | 2012-06-12 | Cirrus Logic, Inc. | Switching power converter with current sensing transformer auxiliary power supply |
| US8248145B2 (en) | 2009-06-30 | 2012-08-21 | Cirrus Logic, Inc. | Cascode configured switching using at least one low breakdown voltage internal, integrated circuit switch to control at least one high breakdown voltage external switch |
| US9088217B2 (en) | 2009-08-20 | 2015-07-21 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters |
| US9155174B2 (en) | 2009-09-30 | 2015-10-06 | Cirrus Logic, Inc. | Phase control dimming compatible lighting systems |
| US9178415B1 (en) | 2009-10-15 | 2015-11-03 | Cirrus Logic, Inc. | Inductor over-current protection using a volt-second value representing an input voltage to a switching power converter |
| US8487591B1 (en) | 2009-12-31 | 2013-07-16 | Cirrus Logic, Inc. | Power control system with power drop out immunity and uncompromised startup time |
| US8654483B2 (en) | 2009-11-09 | 2014-02-18 | Cirrus Logic, Inc. | Power system having voltage-based monitoring for over current protection |
| US8569972B2 (en) | 2010-08-17 | 2013-10-29 | Cirrus Logic, Inc. | Dimmer output emulation |
| US8536799B1 (en) | 2010-07-30 | 2013-09-17 | Cirrus Logic, Inc. | Dimmer detection |
| US8912781B2 (en) | 2010-07-30 | 2014-12-16 | Cirrus Logic, Inc. | Integrated circuit switching power supply controller with selectable buck mode operation |
| US8729811B2 (en) | 2010-07-30 | 2014-05-20 | Cirrus Logic, Inc. | Dimming multiple lighting devices by alternating energy transfer from a magnetic storage element |
| US8866452B1 (en) | 2010-08-11 | 2014-10-21 | Cirrus Logic, Inc. | Variable minimum input voltage based switching in an electronic power control system |
| US9510401B1 (en) | 2010-08-24 | 2016-11-29 | Cirrus Logic, Inc. | Reduced standby power in an electronic power control system |
| CN102064703B (zh) * | 2010-11-04 | 2013-11-06 | 成都芯源***有限公司 | 开关电源恒流输出控制装置和方法 |
| CN102545567B (zh) | 2010-12-08 | 2014-07-30 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 为电源变换器提供过电流保护的***和方法 |
| US9553501B2 (en) | 2010-12-08 | 2017-01-24 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter |
| CN102624237B (zh) | 2011-02-01 | 2015-09-16 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的***和方法 |
| CN102364991B (zh) * | 2011-02-01 | 2012-10-24 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 一种原边控制led恒流驱动开关电源控制器及其方法 |
| CN102769383B (zh) | 2011-05-05 | 2015-02-04 | 广州昂宝电子有限公司 | 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的***和方法 |
| CN102801325B (zh) | 2011-05-23 | 2015-02-04 | 广州昂宝电子有限公司 | 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的***和方法 |
| CN103583082B (zh) | 2011-06-03 | 2016-11-02 | 皇家飞利浦有限公司 | 用于控制开关功率变换器的方法和设备以及功率变换设备 |
| EP2715924A1 (fr) | 2011-06-03 | 2014-04-09 | Cirrus Logic, Inc. | Détermination de données de commande à partir d'une détection côté primaire d'une tension côté secondaire dans un convertisseur de puissance de commutation |
| CN102916586B (zh) | 2011-08-04 | 2014-04-02 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于开关电源变换器的***和方法 |
| CN103781256B (zh) | 2011-11-15 | 2016-02-03 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于各种操作模式中的恒流控制的led照明***和方法 |
| CN104145412B (zh) | 2011-12-14 | 2016-12-21 | 塞瑞斯逻辑公司 | 用于与调光器对接的自适应电流控制定时和响应电流控制 |
| CN103368400B (zh) * | 2012-03-31 | 2015-02-18 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于恒压控制和恒流控制的***和方法 |
| CN102790531B (zh) * | 2012-07-24 | 2015-05-27 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于电源变换***的电流控制的*** |
| US9520794B2 (en) | 2012-07-25 | 2016-12-13 | Philips Lighting Holding B.V | Acceleration of output energy provision for a load during start-up of a switching power converter |
| KR101369173B1 (ko) | 2012-09-05 | 2014-03-06 | 주식회사 실리콘웍스 | 시스템 온 칩 구현이 가능하고 100% 듀티 사이클 모드가 가능한 스위칭 모드 컨버터 및 그 제어 방법 |
| CN102946197B (zh) | 2012-09-14 | 2014-06-25 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于电源变换***的电压和电流控制的***和方法 |
| DE102012217732A1 (de) * | 2012-09-28 | 2014-04-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Getakteter Spannungswandler |
| CN103036438B (zh) | 2012-12-10 | 2014-09-10 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于电源变换***中的峰值电流调节的***和方法 |
| CN105247956A (zh) | 2013-03-07 | 2016-01-13 | 皇家飞利浦有限公司 | 使用开关功率变换器的次级侧传导时间参数向负载提供能量 |
| US9735671B2 (en) | 2013-05-17 | 2017-08-15 | Cirrus Logic, Inc. | Charge pump-based drive circuitry for bipolar junction transistor (BJT)-based power supply |
| US9253833B2 (en) | 2013-05-17 | 2016-02-02 | Cirrus Logic, Inc. | Single pin control of bipolar junction transistor (BJT)-based power stage |
| CN103401424B (zh) | 2013-07-19 | 2014-12-17 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调整电源变换***的输出电流的***和方法 |
| WO2015017317A2 (fr) | 2013-07-29 | 2015-02-05 | Cirrus Logic, Inc. | Deux bornes d'excitation de transistor à jonctions bipolaires (bjt) pour fonctionnement en mode commutation d'une ampoule électrique à base de diode électroluminescente (del) |
| US9504106B2 (en) | 2013-07-29 | 2016-11-22 | Cirrus Logic, Inc. | Compensating for a reverse recovery time period of a bipolar junction transistor (BJT) in switch-mode operation of a light-emitting diode (LED)-based bulb |
| CN103618292B (zh) | 2013-12-06 | 2017-01-11 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于保护电源变换***免受热失控的***和方法 |
| US9938115B2 (en) * | 2013-12-19 | 2018-04-10 | Otis Elevator Company | System and method for limiting over-voltage in power supply system |
| US9161401B1 (en) | 2014-03-20 | 2015-10-13 | Cirrus Logic, Inc. | LED (light-emitting diode) string derived controller power supply |
| US9214862B2 (en) | 2014-04-17 | 2015-12-15 | Philips International, B.V. | Systems and methods for valley switching in a switching power converter |
| CN103956905B (zh) | 2014-04-18 | 2018-09-18 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调节电源变换***的输出电流的***和方法 |
| US9584005B2 (en) | 2014-04-18 | 2017-02-28 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems |
| CN103956900B (zh) | 2014-04-23 | 2017-08-11 | 广州昂宝电子有限公司 | 用于电源变换***中的输出电流调节的***和方法 |
| US9325236B1 (en) | 2014-11-12 | 2016-04-26 | Koninklijke Philips N.V. | Controlling power factor in a switching power converter operating in discontinuous conduction mode |
| CN104660022B (zh) | 2015-02-02 | 2017-06-13 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 为电源变换器提供过流保护的***和方法 |
| US9504118B2 (en) | 2015-02-17 | 2016-11-22 | Cirrus Logic, Inc. | Resistance measurement of a resistor in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage |
| US9603206B2 (en) | 2015-02-27 | 2017-03-21 | Cirrus Logic, Inc. | Detection and control mechanism for tail current in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage |
| US9609701B2 (en) | 2015-02-27 | 2017-03-28 | Cirrus Logic, Inc. | Switch-mode drive sensing of reverse recovery in bipolar junction transistor (BJT)-based power converters |
| CN106981985B (zh) | 2015-05-15 | 2019-08-06 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于电源转换***中的输出电流调节的***和方法 |
| US10270334B2 (en) | 2015-05-15 | 2019-04-23 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for output current regulation in power conversion systems |
| US10367420B2 (en) * | 2015-12-31 | 2019-07-30 | Texas Instruments Incorporated | Load regulation for the isolated output in an isolated buck converter |
| DE102018100709A1 (de) * | 2018-01-15 | 2019-07-18 | Infineon Technologies Austria Ag | Leistungswandler-Steuerung, Leistungswandler und entsprechendes Verfahren |
| FR3083397B1 (fr) * | 2018-06-28 | 2020-08-21 | Valeo Equip Electr Moteur | Systeme de commande d'un interrupteur et bras de commutation |
| CN109768709B (zh) | 2018-12-29 | 2021-03-19 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿***和方法 |
| DE102019209882A1 (de) * | 2019-07-04 | 2021-01-07 | BSH Hausgeräte GmbH | Ozonwandlervorrichtung für ein Haushaltsgerät, Haushaltsgerät sowie Verfahren |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4561047A (en) * | 1983-12-19 | 1985-12-24 | General Electric Company | Switching regulator current limit circuit |
| EP0247687A1 (fr) * | 1986-05-30 | 1987-12-02 | AT&T NETWORK SYSTEMS NEDERLAND B.V. | Convertisseur de tension en courant continu avec protection contre les surcharges |
| US5075837A (en) * | 1989-09-29 | 1991-12-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Blocking oscillator switching power supply with transformer demagnetization monitor circuit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2298532A (en) * | 1995-02-28 | 1996-09-04 | Ibm | Switch mode power supply |
| US5717578A (en) * | 1996-02-07 | 1998-02-10 | Emerging Technologies Corporation | Constant current source employing power conversion circuitry |
| DE69810625T2 (de) * | 1998-10-07 | 2003-11-27 | St Microelectronics Srl | Leistungsübertragungssteueurung in Sperrwandler durch lastabhängige Austastmodulation |
| US6134123A (en) * | 1999-12-06 | 2000-10-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switch-mode DC power supply, monolithic IC and hybrid IC for the same |
-
2000
- 2000-10-24 FR FR0013625A patent/FR2815790B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-10-23 EP EP01982536A patent/EP1334551A1/fr not_active Withdrawn
- 2001-10-23 WO PCT/FR2001/003295 patent/WO2002035693A1/fr active Application Filing
- 2001-10-23 CN CNB01817910XA patent/CN1257602C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-10-23 US US10/257,184 patent/US6963496B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4561047A (en) * | 1983-12-19 | 1985-12-24 | General Electric Company | Switching regulator current limit circuit |
| EP0247687A1 (fr) * | 1986-05-30 | 1987-12-02 | AT&T NETWORK SYSTEMS NEDERLAND B.V. | Convertisseur de tension en courant continu avec protection contre les surcharges |
| US5075837A (en) * | 1989-09-29 | 1991-12-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Blocking oscillator switching power supply with transformer demagnetization monitor circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1257602C (zh) | 2006-05-24 |
| EP1334551A1 (fr) | 2003-08-13 |
| US6963496B2 (en) | 2005-11-08 |
| FR2815790B1 (fr) | 2003-02-07 |
| US20030174520A1 (en) | 2003-09-18 |
| WO2002035693A1 (fr) | 2002-05-02 |
| CN1471755A (zh) | 2004-01-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2815790A1 (fr) | Convertisseur de tension a circuit de commande autooscillant | |
| EP0680245A2 (fr) | Ensemble comprenant un convertisseur statique à interrupteur commandé et un circuit de commande | |
| EP2926443B1 (fr) | Convertisseur de tension continu-continu à haute tension avec transistor jfet | |
| FR2543377A1 (fr) | Convertisseur continu-continu regule | |
| FR2987521A1 (fr) | Dispositif et procede de commande d'un circuit amortisseur actif pour un convertisseur de tension continue | |
| FR2816128A1 (fr) | Alimentation a decoupage basse tension isolee | |
| FR2836762A1 (fr) | Circuit de conversion de tension continue pour lampe a decharge | |
| FR3102620A1 (fr) | Convertisseur de tension | |
| FR2855920A1 (fr) | Circuit de conversion de tension continue | |
| FR2772154A1 (fr) | Circuit de commande pour la correction du facteur de puissance | |
| EP3422555A1 (fr) | Convertisseur ac/dc réversible à triacs | |
| EP1528661B1 (fr) | Circuit de commande d'un transistor MOS pour redresseur synchrone | |
| EP0820141A2 (fr) | Commande d'un pont mixte au zéro de tension | |
| FR2732833A1 (fr) | Unite integree de commande de puissance a faible dissipation | |
| EP1320919B1 (fr) | Limitation du mode continu d'un convertisseur de puissance | |
| FR3075968A1 (fr) | Circuit de recherche du point de puissance maximum | |
| FR2858911A1 (fr) | Circuit d'eclairage a lampe a decharge a detection de courant ou de tension | |
| EP0021867B1 (fr) | Dispositif d'alimentation à découpage régulé contre les variations de tension d'entrée et de puissance de sortie, notamment pour récepteur de télévision | |
| FR2773280A1 (fr) | Alimentation en mode a commutation | |
| EP0063974A1 (fr) | Dispositif pour créer une source de tension alternative avec régulation pour une alimentation de puissance à partir d'une source de courant alternatif du réseau | |
| FR2502418A1 (fr) | Bloc d'alimentation electrique a decoupage pour appareils electroniques | |
| FR2627915A1 (fr) | Convertisseur de puissance de courant continu en courant continu | |
| WO2000008743A1 (fr) | Convertisseur de tension continu-continu, susceptible d'une protection contre les courts-circuits | |
| BE1012238A4 (fr) | Circuit redresseur-lisseur. | |
| FR2688360A1 (fr) | Convertisseur a decoupage avec recuperation d'energie. |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20060630 |