FR2752111A1 - Procede et dispositif de commande d'onduleurs - Google Patents
Procede et dispositif de commande d'onduleurs Download PDFInfo
- Publication number
- FR2752111A1 FR2752111A1 FR9609597A FR9609597A FR2752111A1 FR 2752111 A1 FR2752111 A1 FR 2752111A1 FR 9609597 A FR9609597 A FR 9609597A FR 9609597 A FR9609597 A FR 9609597A FR 2752111 A1 FR2752111 A1 FR 2752111A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- measurement
- pulse width
- phase
- switching
- width modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/497—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode sinusoidal output voltages being obtained by combination of several voltages being out of phase
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Abstract
Procédé de commande d'un onduleur triphasé ou multi-triphasés (1) alimenté par une source (2) de tension continue et commandé par un processeur (5) d'élaboration au cours de périodes d'asservissement successives, des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion des transistors de l'onduleur. Il consiste à partir de la mesure du courant d'alimentation de l'onduleur et de la prise en compte des états de commutation des transistors de reconstituer les courants de phase. Lorsqu'à l'intérieur d'une période de MLI, un intervalle de temps (u1, u2) entre l'instant de commutation d'un transistor d'une phase et l'instant de commutation d'un transistor homologue d'une phase suivante devient inférieur à une valeur de seuil prédéterminée, empêchant la mesure, on génère une MLI définissant un intervalle de temps de mesure, de durée suffisante pour permettre la mesure des effets des commutations sur le courant de ligne et on réduit la durée des autres MLI de la même période d'asservissement, d'une valeur telle que la somme des réductions de ces autres MLI compense l'accroissement de la MLI définissant l'intervalle de mesure.
Description
i La présente invention concerne la commande d'onduleurs et se rapporte
plus particulièrement à la
commande d'onduleurs triphasés ou multi-triphasés.
Afin de commander un moteur triphasé avec un bon rendement, on a besoin d'utiliser un algorithme de com-
mande qui fait appel aux courants triphasés.
Dans la plupart des systèmes onduleurs, une
information relative aux courants des phases est nécessai-
re. Un premier procédé connu pour obtenir ces courants consiste à les détecter directement mais ceci nécessite, en fonction des connexions des enroulements du moteur, au moins deux capteurs appliqués directement aux
phases du moteur. Ces types de capteurs sont habituelle-
ment coûteux du fait de leur nature sophistiquée et de la
nécessité de les isoler.
Un autre moyen également connu est de détecter seulement le courant de ligne et de mesurer les trois courants de phases à partir de ce courant de ligne. Ce
second procédé nécessite une simple résistance peu coû-
teuse en tant que capteur et ne nécessitant pas d'être isolée.
Comme on commande directement l'état de commuta-
tion de l'onduleur, au moyen d'un processeur de signaux
numériques, il est possible de connaître le trajet élec-
trique exact pris par le courant d'entrée à travers
l'onduleur vers chaque phase.
On peut ensuite lier directement les courants de phases au courant de ligne. Les courants de phases que l'on obtient sont dus à une détection réelle du courant et ne sont pas le résultat d'une simulation nécessitant un modèle du circuit de sortie. Le moyen d'estimation est donc totalement indépendant des circuits d'entrée et de
sortie de l'onduleur.
Les courants de phases sont estimés à partir du
courant continu de ligne, en fonction de l'état de l'ondu-
leur. Dans certaines conditions, la différence dans le temps entre deux états de l'onduleur est très faible. Dans ce cas, en raison du temps de commutation des transistors entrant dans la construction de l'onduleur, de la présence d'une bande morte, des retards de réponse des circuits électroniques de traitement, le signal de phase est invisible sur le courant de ligne traité. Par conséquent, aucune mesure de courant n'est possible pendant cette période.
Un procédé connu donne une solution pour circon-
venir cette limitation due au circuit et pour faire une estimation du courant avec une meilleure précision dans une plage plus importante de charges et de vitesses que ne
le permettent les procédés décrits plus haut.
Un onduleur comporte généralement trois paires d'éléments de commutation tels que des transistors, les trajets émetteur-collecteur des transistors de chaque paire étant connectés en série aux bornes d'une source de
tension continue.
Les bases des transistors de chaque paire sont connectées aux sorties de commande de modulation de
largeur d'impulsion d'un processeur et reçoivent respecti-
vement un signal de commutation et son complément. Les connexions entre les transistors de chaque paire sont connectées chacune à un enroulement de phase du moteur à commander. On va considérer la situation suivante. Pour représenter l'état de commutation de l'onduleur, on définit une fonction de commutation Sa pour une phase A comme suit: Sa = 1 lorsque le transistor supérieur de la phase A est conducteur, et Sa = O lorsque le transistor inférieur de la phase A est conducteur, et le transistor
supérieur est bloqué.
Des définitions semblables peuvent être données pour les phases B et C. Les signaux Sa, Sb,Sc commandant les transistors inférieurs sont les opposés des signaux Sa,Sb,Sc avec une
addition d'une bande morte.
On appelle bande morte, la différence de temps entre les commutations des transistors supérieur et inférieur d'une même phase. Les deux transistors de chaque phase ne conduisent jamais en même temps. Le but de la bande morte est de protéger les dispositifs de puissance alimentés par l'onduleur au cours de la commutation en
évitant les chevauchements de conduction et par consé-
quent, les courants transitoires élevés.
Le courant statorique peut alors être exprimé en fonction des états de commutation des transistors de l'onduleur. idc = ia quand (Sa,Sb,Sc) = (1,0,0) idc = -ia quand (Sa,Sb,Sc) = (0,1,1) idc = ib quand (Sa,Sb,Sc) = (0,1,0) idc = -ib quand (Sa,Sb,Sc) = (1,0,1) idc = ic quand (Sa,Sb,Sc) = (0,0,1) idc = -ic quand (Sa,Sb,Sc) = (1,1,0) idc = O quand (Sa,Sb,Sc) = (1,1,1) idc = O quand (Sa,Sb,Sc) = (0, 0,0)
En se basant sur les équations mentionnées ci-
dessus, un courant de phase peut être mis en relation avec
le courant continu de ligne. Par conséquent, trois cou-
rants de phase peuvent être mesurés, en considérant
seulement la ligne en courant continu.
Si la fréquence de modulation en largeur d'im-
pulsions est suffisamment élevée, le courant de phase ne
change que légèrement sur une ou deux périodes de modula-
tion en largeur d'impulsions. Ainsi, un courant de phase mesuré donne une approximation raisonnable du courant réel. Par exemple, lorsqu'une interruption 1 se produit, l'état de l'onduleur est (0,0,1) et le courant de phase mesuré est ic = idc. Après l'interruption 2, le courant échantillon sera déterminé par (1,0,1), de sorte
que ib = -idc.
Un moyen de reconstitution de courant de phase consiste à engendrer une configuration pendant un temps de cycles de commande d'une durée de 250ps par exemple. Le courant de ligne est alors échantillonné toutes les 15,6ps et trié selon l'état de commutation pour mettre à jour une pile contenant le courant de phase estimé. Avec les
échantillons obtenus, une moyenne est traitée pour déter-
miner chaque courant de phase estimé.
Etant donné que l'échantillonnage est assuré à temps fixe, quelques petites configurations, inférieures à 30ps, peuvent ne pas être détectées. Pour remédier à ces signaux indétectables, un rapport cyclique nul va être
utilisé pour la première modulation de largeur d'impul-
sions et la modulation de largeur d'impulsions théorique sera accumulée pour le rapport cyclique de la période suivante du même vecteur. Ce processus se poursuit jusqu'à
ce que le rapport cyclique accumulé dépasse 30ps.
Etant donné que les échantillons ne sont pas synchronisés avec les états de l'onduleur, l'obtention du
fait que le courant de ligne coïncide avec l'état appro-
prié, nécessite un rapport cyclique minimum important (ici ps).
Soit ul l'intervalle de temps entre la commuta-
tion d'un transistor d'une première phase à partir du début d'une période de modulation de largeur d'impulsion et la commutation d'un transistor homologue d'une phase suivante. Soit u2 l'intervalle de temps entre l'instant de commutation d'un transistor de la phase suivante et la
commutation du transistor homologue de la phase restante.
Dans certaines conditions, ul ou u2 sont très faibles et du fait du temps de commutation des transis- tors, de la présence d'une bande morte, de retards de réponse des circuits électroniques de traitement, le
signal de phase est invisible dans le courant de ligne.
L'invention vise à remédier à cet inconvénient en créant un procédé de commande de moteur triphasé, du type défini ci-dessus et qui soit pratiquement insensible à la réduction des intervalles de temps de commutation
entre les transistors des phases successives de l'ondu-
leur. Elle a donc pour objet un procédé de commande d'un onduleur triphasé ou multi-triphasé comprenant des moyens de commutation reliant les sorties à une source de tension continue et commandé par des moyens d'élaboration au cours de cycles d'asservissement successifs, des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion des moyens de commutation à partir des courants de phases obtenus d'après des mesures précédentes du courant de ligne d'alimentation de l'onduleur, caractérisé en ce que lorsqu'à l'intérieur d'une période de modulation de
largeur d'impulsion, un intervalle de temps entre l'ins-
tant de commutation d'un moyen de commutation d'une phase et l'instant de commutation d'un moyen de commutation homologue d'une phase suivante devient inférieur à une valeur de seuil prédéterminée, empêchant la mesure, il consiste à générer une modulation de largeur d'impulsion définissant un intervalle de temps de mesure, de durée suffisante pour permettre la mesure des effets desdites commutations sur le courant de ligne et à réduire la durée des autres modulations de largeur d'impulsions, contenues dans le même cycle d'asservissement, d'une valeur telle que la somme des réductions de ces autres modulations de largeur d'impulsions, compense l'accroissement de la modulation de largeur d'impulsion définissant ledit
intervalle de mesure.
Suivant une autre caractéristique de l'inven- tion, la réduction de la durée des autres modulations de
largeur d'impulsion est obtenue en définissant un inter-
valle de compensation lié à l'intervalle de mesure corres-
pondant par les relations respectives: (n-1) ul compensation + ul mesure = n ul (n-l) u2 compensation + u2 mesure = n u2 dans lesquelles n est le nombre entier de périodes de
modulation de largeur d'impulsions par cycle d'asservis-
sement. L'invention a également pour objet un dispositif de commande d'un onduleur triphasé ou multi-triphasé comprenant des moyens de commutation reliant les sorties de l'onduleur à une source de tension continue, l'onduleur étant commandé par des moyens d'élaboration au cours de
cycles d'asservissement successifs, des signaux de com-
mande par modulation de largeur d'impulsion des moyens de commutation à partir des courants de phases obtenus d'après des mesures précédentes du courant de ligne d'alimentation de l'onduleur, caractérisé en ce que les moyens d'élaboration des signaux de commande comprennent
des moyens pour générer une modulation de largeur d'impul-
sion définissant un intervalle de temps de mesure, de durée suffisante pour permettre la mesure des effets desdites commutations sur le courant de ligne lorsqu'à
l'intérieur d'une période de modulation de largeur d'im-
pulsion, un intervalle de temps entre l'instant de commu-
tation d'un moyen de commutation d'une phase et l'instant de commutation d'un moyen de commutation homologue d'une phase suivante devient inférieur à une valeur de seuil prédéterminée, empêchant la mesure, et des moyens pour
réduire la durée des autres modulations de largeur d'im-
pulsions, contenues dans le même cycle d'asservissement, d'une valeur telle que la somme des réductions de ces autres modulations de largeur d'impulsions, compense l'accroissement de la modulation de largeur d'impulsion
définissant ledit intervalle de mesure.
Suivant une caractéristique de l'invention, les moyens pour réduire la durée des autres modulations de largeur d'impulsions comprennent des moyens définissant un intervalle de compensation lié à l'intervalle de mesure correspondant par les relations respectives: (n-l) ul compensation + ul mesure = n ul (n-l) u2 compensation + u2 mesure = n u2 dans lesquelles n est le nombre entier de périodes de
modulation de largeur d'impulsion par cycle d'asservisse-
ment. L'invention sera mieux comprise à la lecture de
la description qui va suivre, donnée uniquement à titre
d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels:
- la Fig.l est un schéma synoptique d'un dispo-
sitif de commande de moteur triphasé mettant en oeuvre le procédé de l'invention;
- la Fig.2 est un schéma électrique d'un ondu-
leur auquel est appliquée l'invention; - la Fig.3 est un schéma électrique équivalent d'un onduleur alimentant trois enroulements connectés en étoile d'un stator de moteur électrique; - la Fig.4 est un diagramme en fonction du temps
de signaux symétriques commandant les transistors supé-
rieurs de l'onduleur de la figure 2; - la Fig.5 est un diagramme de synchronisation des signaux de commande délivrés par le dispositif de
l'invention à l'aide de signaux de synchronisation symé-
triques; - la Fig.5a est un diagramme de synchronisation des signaux de commande délivrés par le dispositif de l'invention, à l'aide de signaux de synchronisation asymétriques; - la Fig.6 est un organigramme de fonctionnement du processeur du dispositif de commande pour la mise en oeuvre du procédé suivant l'invention; et - la Fig. 7 est un organigramme d'élaboration d'instructions nécessaires à l'exécution de l'organigramme
de la Fig.6.
La figure 1 montre le schéma synoptique d'un dispositif de commande de moteur triphasé comportant un onduleur 1 connecté aux bornes de sortie d'un redresseur
2 par l'intermédiaire d'une résistance de ligne 3.
Le redresseur 2 est alimenté par le secteur alternatif. Un condensateur 4 est connecté en parallèle sur la sortie du redresseur en amont de la résistance de ligne 3. Le dispositif comporte en outre un processeur 5 de commande de l'onduleur ayant une entrée de mesure reliée à la résistance de ligne 3 et connecté à l'onduleur par six lignes de commande des éléments de commutation de l'onduleur d'une manière décrite en référence à la figure 2. L'onduleur 1 est relié par ses sorties aux enroulements statoriques des trois phases A, B et C d'un moteur électrique triphasé 6 et délivre à ces trois phases
des courants ia, ib, ic.
L'onduleur 1 représenté schématiquement à la figure 2 comporte trois paires d'éléments de commutation
tels que des transistors 8,9,10,11,12,13.
Les trajets émetteur-collecteur des transistors de chaque paire sont connectés en série aux bornes de la sortie du redresseur 2 qui délivre une tension continue Udc. Les bases des transistors de chaque paire sont connectées à des sorties correspondantes du processeur 5 qui est avantageusement constitué par un processeur de signaux numériques DSP et qui délivre aux transistors supérieurs 8,10,12 des paires de transistors respectives des signaux de commutation Sa, Sb,Sc et aux transistors
inférieurs 9,11,13 des signaux de commutations complémen-
taires Sa,Sb,Sc.
Les connexions entre les transistors supérieurs et inférieurs des paires respectives forment les sorties de l'onduleur connectées au moteur électrique et délivrant
les courants ia, ib,ic respectivement.
Comme déjà indiqué, la commande du moteur électrique 6 est assurée par des courants alternatifs
déphasés de 3n/2 constitués à partir de signaux de modula-
tion de largeur d'impulsion calculés et générés par le processeur 5 à partir du courant de ligne mesuré sur la résistance 3 du circuit de la figure 1, ainsi que des
courants de phases mesurés au cours de périodes d'asser-
vissement précédentes.
Les largeurs des signaux de modulation en largeur d'impulsions successifs de chaque phase commandent
les commutations correspondantes des éléments de commuta-
tion de l'onduleur 1.
Etant donné que lorsque les intervalles de temps ul et u2 entre la commutation d'un transistor d'une phase et la commutation d'un transistor homologue de la phase qui la suit sont trop petits, on n'est pas capable de faire des mesures, l'idée est d'engendrer un intervalle de temps plus élevé lorsqu'on souhaite effectuer cette mesure et de compenser en générant des modulations de largeur d'impulsions de plus faibles durées pendant le temps
restant d'un même cycle d'asservissement ou de commande.
Par exemple, on considère qu'on a un temps de cycle de commande de 400 ps. La modulation de largeur
d'impulsions a une fréquence porteuse de 12,5 KHz.
Au cours d'un cycle de commande, n = 5 motifs similaires de 80 ps sont engendrés. Dans le cas présent, le circuit impose un temps minimum de 4 ps entre deux
états de commutation consécutifs pour détecter une mesure.
Si l'on prend le cas o pour une vitesse donnée, à une charge donnée, l'algorithme de commande calcule à un instant t, des différences entre les modulations de largeur d'impulsions égales respectivement à ul=12ps et u2=l,5ps, la première différence de temps permettra une
mesure de courant et non la seconde.
Pour permettre d'effectuer des mesures à tout moment, le procédé suivant l'invention consiste à imposer à la faible valeur de temps, ici u2, le temps de mesure
minimal imposé par le circuit choisi.
Ainsi u2 serait modifiée en u2 mesure = 4ps.
Cette modification artificielle de certaines modulations de largeur d'impulsion peut aboutir à une énergie différente appliquée au moteur et à un sens
inapproprié du champ du stator.
Etant donné qu'on applique au moteur plus
d'énergie que nécessaire, le rendement est réduit.
De la même manière, la génération d'un flux
inapproprié engendre des fluctuations de couple.
Dans la plupart des dispositifs de commande, la fréquence du cycle principal de commande est inférieure à
la fréquence de modulation de largeur d'impulsion.
Le dispositif de commande génère plusieurs motifs de modulation de largeur d'impulsion semblables
avec une seule mise à jour des courants de phase.
Afin de remédier à ces inconvénients et d'appli-
quer au moteur les signaux de phase théoriques calculés par le dispositif de commande, l'idée est donc d'imposer une durée minimale aux différents motifs de MLI selon
qu'une mesure est souhaitée ou non.
Au cours des mesures, les signaux impulsionnels sont adaptés pour correspondre avec les critères de temps minimums imposés par les circuits, tandis que pendant le temps restant pendant lequel aucune mesure n'est faite, ces signaux sont compensés afin d'engendrer, en valeur
moyenne, la même énergie dans le moteur.
En revenant à l'exemple ci-dessus, cinq motifs
semblables sont calculés pendant un seul cycle de comman-
de. Pendant l'intervalle de mesure, u2 est égal à u2
mesure = 4ps et ul reste égal à 12ps.
Les quatre autres motifs compensent un surplus d'énergie engendré par ce motif de mesure en ayant un retard u2 compensation donné par la relation: 4u2 compensation + u2 mesure = 5u2 u2 compensation = 5u2-u2 mesure/4 u2 compensation = 5x1,5-4/4 = 0,875 ps Bien entendu, si l'intervalle de trop faible valeur est ul, la même relation que celle appliquée à u2
s'applique également à ul.
Par ailleurs, si le nombre de motifs par cycle d'asservissement est différent de 5, les relations (n-l)x ulcompensation + ulmesure = nxul et (n-l)xu2compensation
+ u2mesure = nxu2 s'appliquent pour le calcul des inter-
valles de compensation et de mesure correspondants.
Pour engendrer la modulation en impulsion codée, on utilise un signal de synchronisation généré par le DSP qui selon un premier mode de réalisation assure succes- sivement un comptage et un décomptage, comme représenté
sur le diagramme de la figure 5.
A la fin de chaque mode de comptage, une inter-
ruption PRint se produit.
Chaque fois que le programme principal du processeur introduit l'interruption, un comptage est incrémenté. En augmentant cette variable, le programme principal calcule le signal de commande une fois toutes
les n = 5 périodes de MLI.
L'interruption PRint engendre le motif de compensation et le motif de mesure lorsque cela est nécessaire. L'interruption MRint est autorisée lorsqu'un
motif de mesure est délivré par le processeur.
L'interruption MRint commence une conversion et
commande le stockage de la mesure en mémoire du DSP 5.
Les signaux résultant de cette synchronisation sont représentés à la figure 5, en-dessous du signal de
synchronisation en dent de scie.
Ces signaux sont les trois signaux Sa, Sb, Sc de modulation en largeur d'impulsion de commande des trois phases des moteurs qui sont représentés partiellement et
à plus grande échelle à la figure 4.
Dans le présent exemple, il y a cinq signaux générés par le DSP 5 au cours d'un cycle de commande ou d'asservissement. Les signaux sont symétriques par rapport aux
sommets des signaux de synchronisation.
Ils peuvent également être asymétriques comme
cela sera décrit en référence à la figure 5a.
Le signal Sa est le plus large et détermine un intervalle x entre le début d'un signal de synchronisation et son front montant d'une part et son front descendant et
la fin du signal de synchronisation d'autre part.
Le signal Sb, plus étroit que le signal Sa, détermine l'intervalle ul entre les fronts montants et
descendants des signaux Sa et Sb.
Le signal Sc, encore plus étroit, définit l'in-
tervalle u2 entre les fronts montants et descendants des
signaux Sb et Sc.
En l'absence de la compensation suivant l'inven-
tion ul et u2 sont les mêmes pour tous les signaux d'un cycle de commande comme représenté à grande échelle à la
figure 4.
Par conséquent, si ul ou u2 deviennent trop étroits pour procéder à une mesure, une indétermination
est générée sur le signal correspondant.
On voit sur la figure 5 qu'au cours du cinquième signal de synchronisation, les signaux de modulation de largeur d'impulsions Sa, Sb et Sc sont modifiés en largeur pour permettre l'obtention d'un intervalle de mesure u2 mesure d'une durée suffisante pour permettre une mesure alors que l'intervalle u2 non traité par le procédé de
l'invention était trop étroit.
Ceci est obtenu en élargissant les signaux MLI
Sa et Sb et en rétrécissant le signal Sc.
Pour compenser la modification de l'énergie du signal délivré au moteur électrique qui résulte de cet accroissement du u2, les quatre autres signaux Sc sont élargis, ce qui aboutit à la génération d'intervalles u2 compensation rétrécis, dont la somme avec l'intervalle de
mesure est égale à la somme des intervalles u2 non trai-
tés. Dans le cas de la production d'une modulation de
largeur d'impulsion MLI symétrique, la première demi-
période d'une MLI est construite avec l'état (0,O,O) donné par les équations d'état des fonctions Sa,Sb,Sc définies
plus haut.
Elle est ensuite construite avec deux états dans lesquels au moins un des transistors supérieurs 8,10,12 (Fig.2) est conducteur et un des transistors inférieurs
9,11,13 est conducteur (ul et u2) et enfin avec l'état (1,1,1).
La seconde demi-période a la même séquence mais
inversée dans le temps.
Comme il n'est possible de faire aucune mesure pendant les états (0,0,0) et (1,1,1), deux mesures de courant peuvent être faites, l'une pendant un intervalle ul et l'autre pendant un intervalle u2. Les courants mesurés pendant les intervalles ul et u2 appartiennent à
des phases différentes.
Dans le cas d'une structure en étoile du stator du moteur électrique à commander, on peut déduire le troisième courant de la relation: ia + ib + ic = O Dans l'exemple précité, au cours de l'intervalle
ul, l'état de l'onduleur 1 (Fig.3) et (0,0,1).
Alors, le courant de phase mesuré est idc = ic.
Pendant l'intervalle u2, le courant échantillon est déterminé par (1,0, 1). Par conséquent, ldc = - ib; ib et
ic sont donc déterminés et ia = -(ib+ic).
Sur la figure 5a, on a représenté un diagramme analogue à celui de la figure 5, mais dans lequel les signaux de commande des transistors de l'onduleur sont assymétriques. On voit sur cette figure que le signal de synchronisation est un signal en dent de scie généré par des périodes successives de comptage et que les signaux Sa, Sb et Sc sont synchronisés sur les fronts descendants
verticaux des signaux en dents de scie.
A la fin de chaque comptage, une interruption
PRint se produit.
Comme dans l'exemple décrit en référence à la figure 5, une interruption MRint est autorisée lorsqu'un
motif de mesure est délivré par le processeur.
Dans le présent exemple, l'intervalle u2 mesure est produit au cours de la cinquième période du signal de
synchronisation en dent de scie.
Dans ce cas, le signal Sa détermine un seul intervalle x entre le début d'un signal de synchronisation
et son front montant.
Le signal Sb, plus étroit que le signal Sa détermine l'intervalle ul entre le front montant du signal
Sa et son propre front montant.
Le signal Sc, encore plus étroit, définit l'intervalle u2 entre le front montant du signal Sb et son
propre front montant.
Comme sur le diagramme de la figure 5, les signaux MLI Sa,Sb, Sc sont modifiés en largeur au cours du cinquième signal de synchronisation afin de permettre l'obtention d'un signal de mesure u2 mesure d'une durée suffisante. Les intervalles u2 de compensation rétrécis
générés au cours des quatre autres signaux de synchronisa-
tion assurent la compensation d'énergie nécessaire.
Le fonctionnement du dispositif suivant l'inven-
tion va être expliqué clairement en référence à l'organi-
gramme de la figure 6.
A l'aide du programme principal 20 stocké en mémoire dans le DSP, on attend au cours d'une étape 21 que
le drapeau de commande passe à 1.
Puis au cours de l'étape 22, on passe au calcul
des intervalles ul et u2 et des motifs de MLI.
Au cours de l'étape 23, on contrôle la relation
ul< intervalle minimum.
Si la réponse est négative, on confirme au cours de l'étape 24 que l'intervalle ul peut être l'intervalle de mesure et l'intervalle de compensation et on passe à l'étape 25 de contrôle de la relation u2< intervalle minimal. Si la réponse à la question posée à l'étape 23 est positive, on procède au cours de l'étape 26, au calcul des intervalles de mesure et de compensation ul mesure et ul compensation d'après les relations: ul comp.=[5ul-int.min]/4 ul mes. = int.min Ensuite, on passe également à l'étape 25 de
contrôle de la relation u2< intervalle minimal.
Si la réponse à la question posée est non, on confirme au cours de l'étape 27 que l'intervalle u2 peut
être l'intervalle de mesure et l'intervalle de compensa-
tion et on revient au cours de l'étape 28, au programme
principal d'élaboration de signaux MLI.
Si la réponse est oui, on passe à l'étape 29 au calcul des intervalles de mesure et de compensation d'après les relations: u2 comp. =[5u2-int.min]/4 u2 mes. = int.min Puis on revient au cours de l'étape 28, au
programme principal d'élaboration de signaux MLI.
Sur la figure 7, on a représenté l'organigramme d'élaboration des motifs MLI au cours d'une période de commande ou d'asservissement et de mesure du courant de ligne. Au cours de l'étape 30, le DSP génère une période d'interruption PRint qui apparait à la fin du mode
de comptage.
Cette étape est suivie d'une étape 31 de com-
mande d'un drapeau d'incrémentation par 1 modulo 5.
Au cours de l'étape 32, on pose la question de
savoir si la commande de drapeau est égale à 4.
Si la réponse est oui, il y a production et
* application d'un motif de mesure au cours de l'étape 33.
Les MLI sont mises à jour à la fin du mode de décomptage.
Si la réponse est non, il y a application d'un
motif compensé au cours de la phase 34.
Au cours de l'application du motif de mesure, il y a au cours de l'étape35, autorisation et application des interruptions de mesure MRint, établies en fonction du
motif de mesure.
Au cours de cette étape, les trois courants de phase sont déduits des deux mesures effectuées sur le
courant de ligne.
A l'issue des étapes 34 ou 35, on retourne au
cours de l'étape 36, au programme principal.
Les avantages de la présente solution sont les suivants. Si l'on compare les performances des deux procédés indiqués ci-dessus pour un moteur asynchrone à deux paires de pôles de 450 W, à une vitesse de 150 t/mn
avec un tambour à vide en tant que charge et une alimenta-
tion en tension de 270V, cette vitesse et cette charge
représentent un cas défavorable pour le circuit défini ci-
dessus. L'intervalle de temps AMLI maximum entre deux états de commutation que l'on peut détecter en raison des
limitations du circuit, est dans l'exemple décrit ci-
dessus de 2,8ps.
On considère maintenant qu'on a à engendrer une énergie à l'intérieur du moteur correspondant à un avec
nE[1,2] égal à 2,8ps pendant 400ps.
Dans le procédé de l'invention, que l'on appelle la "solution compensée", il sera possible de mesurer le courant pendant chaque cycle de commande en générant le motif avec un mesure = 2,8ps et quatre autres motifs avec un compensation = 0. Pour conserver le même rapport pour les deux procédés (ils ont des temps de cycles de commande différents), l'énergie correspondant à 2,8ps sur 400ps, est de 1,75ps sur 250 ps. La vitesse d'échantillonnage des deux procédés pour cette faible valeur de charge et de
vitesse est la suivante.
Pour acquérir un échantillon, la méthode classi-
que nécessite d'avoir un rapport cyclique minimal de 30ps.
Pour obtenir la performance décrite ci-dessus,
le registre doit accumuler (abs(30/1,75)+1=) 18 fois l'é-
nergie sur 250ps. La commande va donc acquérir un échan-
tillon tous les 18 x 250 = 4,5 ms.
Dans les mêmes conditions, la "solution compen-
sée" suivant l'invention obtiendra un échantillon toutes
les 400ps.
La vitesse d'échantillonnage et donc 10 fois
supérieure dans la solution de l'invention.
Le circuit utilisé dans ce cas a une bande morte de l,2ps, mais déjà certains onduleurs de gamme plus élevée de vitesses sont capables de se commuter à la coupure en moins de 150ns et ont des éléments de commande capables d'engendrer une bande morte de 200ns. Il semble donc possible avec des dispositifs existants, d'atteindre un AMLI égal à moins de 500 ns. Les performances de la "solution compensée" par rapport à la solution classique
sont accrues dans le même rapport.
Tous ces calculs ont été réalisés pour une
application particulière.
Les chiffres et les rapports ci-dessus peuvent être très différents pour une autre application, mais dans
tous les cas, les résultats de l'estimation suivant l'in-
vention, restent plus précis que ceux de la solution classique. Le procédé suivant l'invention est un procédé synchrone, de sorte que tous les algorithmes peuvent être
utilisés avec une base de temps constante et ceci consti-
tue la base de tous les algorithmes de commande.
Ce procédé fournit un contrôle continu pour une faible vitesse et une faible charge, par conséquent un
meilleur rendement.
Comme on sait exactement quand obtenir le bon échantillon coïncidant avec le courant correspondant, on n'a pas besoin d'échantillonner plusieurs fois et de faire une moyenne pour obtenir le courant de phase. Pour obtenir le courant mesuré final, on n'a besoin ni de traiter une moyenne sur des échantillons, ni de faire un filtrage pour réduire les effets de verrouillage des temps erronés. Par conséquent, on économise un temps de calcul important pour
mesurer les courants.
Le procédé de l'invention permet de commander un moteur dans une gamme de vitesses et de charges très élevée avec des performances dix fois supérieures aux
procédés classiques.
On peut accroitre la performance de commande de couple et de vitesse en utilisant des algorithmes de commande efficaces pour le prix d'une solution présentant de plus faible performances. Tous les dispositifs de commande de moteurs synchrones et asynchrones ou en général tous les onduleurs triphasés, peuvent maintenant
utiliser ce procédé pour estimer les courants de phase.
Bien que dans l'exemple décrit ci-dessus, l'invention soit appliquée à la commande d'un moteur
électrique triphasé et par conséquent à celle d'un ondu-
leur triphasé, elle s'applique tout aussi bien à la commande d'un onduleur multi-triphasé dont les groupes de trois phases sont traités de la même manière que celles
d'un onduleur triphasé.
Claims (10)
1. Procédé de commande d'un onduleur triphasé ou multi-triphasé (1) comprenant des moyens de commutation (8,9,10,11,12,13) reliant les sorties de l'onduleur à une source (2) de tension continue et commandé par des moyens (5) d'élaboration au cours de cycles d'asservissement successifs, des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion des moyens de commutation à partir des courants de phases obtenus d'après les mesures précédentes
du courant de ligne d'alimentation de l'onduleur, caracté-
risé en ce que lorsqu'à l'intérieur d'une période de modulation de largeur d'impulsion, un intervalle de temps (ul,u2) entre l'instant de commutation d'un moyen de commutation d'une phase et l'instant de commutation d'un moyen de commutation homologue d'une phase suivante devient inférieur à une valeur de seuil prédéterminée, empêchant la mesure, il consiste à générer une modulation de largeur d'impulsion définissant un intervalle de temps de mesure (ul mesure; u2 mesure), de durée suffisante pour permettre la mesure des effets desdites commutations sur le courant de ligne et à réduire la durée des autres modulations de largeur d'impulsions, contenues dans le même cycle d'asservissement, d'une valeur telle que la somme des réductions de ces autres modulations de largeur d'impulsions, compense l'accroissement de la modulation de largeur d'impulsion définissant ledit intervalle de mesure.
2. Procédé suivant la revendication 1, caracté-
risé en ce que la réduction de la durée des autres modula-
tions de largeur d'impulsion est obtenue en définissant un
intervalle de compensation (ul compensation; u2 compensa-
tion) lié à l'intervalle de mesure (ul mesure, u2 mesure) correspondant par les relations respectives: (n-l) ul compensation + ul mesure = n ul (n-1) u2 compensation + u2 mesure = n u2 dans lesquelles n est le nombre entier de périodes de
modulation de largeur d'impulsion par cycle d'asservis-
sement.
3. Procédé suivant l'une des revendications 1 et
2, caractérisé en ce que les moyens d'élaboration des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion comprennent un processeur (5) contenant un programme de
mise en oeuvre du procédé.
4. Procédé suivant la revendication 3, caracté-
risé en ce que le processeur (5) est un processeur de
signaux numériques DSP.
5. Procédé suivant l'une quelconque des revendi-
cations 3 et 4, caractérisé en ce que l'élaboration des
intervalles de mesure (ulmesure, u2mesure) et des inter-
valles de compensation (ulcompensation, u2compensation) est assurée à partir d'un signal de synchronisation des modulations de largeur d'impulsion des trois courants de phase, élaboré par le processeur (5), ledit signal de synchronisation étant obtenu par des modes de comptage successifs et définissant des périodes d'interruption (PRint) à la fin des modes de comptage successifs et deux interruptions de mesure (MRint) au cours d'une période du
signal de synchronisation.
6. Procédé suivant la revendication 5, caracté-
risé en ce que les modes de comptage successifs comportent
tour à tour des modes de comptage et des modes de décomp-
tage.
7. Dispositif de commande d'un onduleur triphasé (1) comprenant des moyens de commutation (8,9,10,11,12,13) reliant les sorties de l'onduleur à une source (2) de tension continue, l'onduleur étant associé à des moyens (5) d'élaboration au cours de cycles d'asservissement successifs, des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion des moyens de commutation à partir des courants de phases obtenus d'après des mesures précédentes
du courant de ligne d'alimentation de l'onduleur, carac-
térisé en ce que les moyens d'élaboration des signaux de
commande comprennent des moyens pour générer une modula-
tion de largeur d'impulsion définissant un intervalle de temps de mesure (ul mesure; u2 mesure), de durée suffi-
sante pour permettre la mesure des effets desdites commu-
tations sur le courant de ligne lorsqu'à l'intérieur d'une
période de modulation de largeur d'impulsion, un inter-
valle de temps (ul,u2) entre l'instant de commutation d'un
moyen de commutation d'une phase et l'instant de commuta-
tion d'un moyen de commutation homologue d'une phase
suivante devient inférieur à une valeur de seuil prédéter-
minée, empêchant la mesure, et des moyens pour réduire la durée des autres modulations de largeur d'impulsions, contenues dans le même cycle d'asservissement, d'une valeur telle que la somme des réductions de ces autres
modulations de largeur d'impulsions, compense l'accroisse-
ment de la modulation de largeur d'impulsion définissant
ledit intervalle de mesure.
8. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens pour réduire la durée des autres modulations de largeur d'impulsions comprennent des moyens définissant un intervalle de compensation (ul compensation, u2 compensation) lié à l'intervalle de mesure (ul mesure, u2 mesure) correspondant par les relations respectives: (n-1) ul compensation + ul mesure = n ul (n-1) u2 compensation + u2 mesure = n u2 dans lesquelles n est le nombre entier de périodes de
modulation de largeur d'impulsion par cycle d'asservisse-
ment.
9. Dispositif suivant l'une des revendications
7 et 8, caractérisé en ce que les moyens d'élaboration des signaux de commande par modulation de largeur d'impulsion comprennent un processeur (5) contenant un programme de
mis en oeuvre du procédé.
10. Dispositif suivant la revendication 9, caractérisé en ce que le processeur (5) est un processeur
de signaux numériques DSP.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9609597A FR2752111B1 (fr) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | Procede et dispositif de commande d'onduleurs |
| EP97401829A EP0822648B1 (fr) | 1996-07-30 | 1997-07-30 | Procédé et dispositif de commande d'onduleurs |
| KR1019970036055A KR980012815A (ko) | 1996-07-30 | 1997-07-30 | 인버터 제어 방법 및 장치 |
| DE69709456T DE69709456T2 (de) | 1996-07-30 | 1997-07-30 | Verfahren und Gerät zur Steuerung von Wechselrichter |
| JP9204905A JPH10155278A (ja) | 1996-07-30 | 1997-07-30 | インバータ制御方法および装置 |
| US08/903,110 US6049474A (en) | 1996-07-30 | 1997-07-30 | Current estimator for a three phase invertor with PWM period adjustment |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9609597A FR2752111B1 (fr) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | Procede et dispositif de commande d'onduleurs |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2752111A1 true FR2752111A1 (fr) | 1998-02-06 |
| FR2752111B1 FR2752111B1 (fr) | 1998-10-30 |
Family
ID=9494644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9609597A Expired - Fee Related FR2752111B1 (fr) | 1996-07-30 | 1996-07-30 | Procede et dispositif de commande d'onduleurs |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6049474A (fr) |
| EP (1) | EP0822648B1 (fr) |
| JP (1) | JPH10155278A (fr) |
| KR (1) | KR980012815A (fr) |
| DE (1) | DE69709456T2 (fr) |
| FR (1) | FR2752111B1 (fr) |
Families Citing this family (58)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100585489B1 (ko) * | 1997-12-17 | 2006-08-23 | 엘지노텔 주식회사 | 타이밍검출장치 |
| EP1218754A4 (fr) * | 1999-09-16 | 2004-09-22 | Delphi Tech Inc | Comparaison de courants de couple pour diagnostics de vraisemblance de courant dans une machine electrique a aimant permanent |
| CA2288581A1 (fr) * | 1999-11-05 | 2001-05-05 | Hui Li | Capteur et estimateur d'intensite triphasee |
| US6191966B1 (en) * | 1999-12-20 | 2001-02-20 | Texas Instruments Incorporated | Phase current sensor using inverter leg shunt resistor |
| JP3294236B2 (ja) * | 2000-06-16 | 2002-06-24 | 三菱重工業株式会社 | インバータ装置 |
| JP2002291284A (ja) * | 2001-03-26 | 2002-10-04 | Toshiba Kyaria Kk | 電動機の電流検出方法及び制御装置 |
| US6693407B2 (en) * | 2001-06-26 | 2004-02-17 | The Boeing Company | Controller and associated system and method for pulse-width-modulation switching noise reduction by voltage control |
| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| KR100678748B1 (ko) * | 2001-09-29 | 2007-02-02 | 다이킨 고교 가부시키가이샤 | 인버터제어방법 및 장치 |
| US6735537B2 (en) | 2002-03-15 | 2004-05-11 | Motorola, Inc. | Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor |
| US20060071627A1 (en) * | 2002-03-28 | 2006-04-06 | Ho Eddy Y Y | Motor current reconstruction via DC bus current measurement |
| GB0213098D0 (en) * | 2002-06-07 | 2002-07-17 | Trw Ltd | Motor control device |
| WO2004028753A2 (fr) * | 2002-09-26 | 2004-04-08 | Barrett Technology, Inc. | Main robotique autonome, intelligente |
| US7511443B2 (en) * | 2002-09-26 | 2009-03-31 | Barrett Technology, Inc. | Ultra-compact, high-performance motor controller and method of using same |
| KR100456955B1 (ko) * | 2002-10-22 | 2004-11-10 | 삼성전자주식회사 | 브러시리스 직류 모터의 제어 장치 및 방법 |
| JP4055992B2 (ja) | 2002-12-25 | 2008-03-05 | サンデン株式会社 | インバータの電流検出装置 |
| US7426122B2 (en) * | 2003-08-25 | 2008-09-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power-converter control apparatus employing pulse width modulation and adjusting duration of a zero-voltage vector |
| JP2005224070A (ja) * | 2004-02-09 | 2005-08-18 | Nippon Yusoki Co Ltd | インバータ制御装置およびインバータ制御方法 |
| US7414425B2 (en) * | 2004-05-10 | 2008-08-19 | Temic Automotive Of North America, Inc. | Damping control in a three-phase motor with a single current sensor |
| GB0422201D0 (en) * | 2004-10-07 | 2004-11-03 | Trw Ltd | Motor drive control |
| AT503602B1 (de) | 2005-05-13 | 2008-05-15 | Schroedl Manfred Dipl Ing Dr | Verfahren und schaltungsanordnung zur näherungsweisen einstellung eines spannungsraumzeigers |
| TWI308000B (en) * | 2005-07-15 | 2009-03-21 | Delta Electronics Inc | Motor control method and apparatus thereof |
| CN100442650C (zh) * | 2005-07-27 | 2008-12-10 | 台达电子工业股份有限公司 | 马达控制方法及其装置 |
| EP1777530B1 (fr) * | 2005-10-19 | 2008-11-26 | ABB Oy | Procédé et appareil pour mesurer des courants de sortie dans des circuits onduleurs |
| FI118583B (fi) * | 2006-06-01 | 2007-12-31 | Vacon Oyj | Taajuusmuuttajan virran mittaus |
| DE102006052467A1 (de) | 2006-11-07 | 2008-05-08 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz |
| JP4866216B2 (ja) * | 2006-11-22 | 2012-02-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| US8581437B2 (en) | 2006-12-20 | 2013-11-12 | Analogic Corporation | Non-contact rotary power transfer system |
| EP2143196B1 (fr) * | 2007-03-27 | 2018-08-15 | Danfoss Drives A/S | Procédé pour commander un contrôleur modulé par largeur d'impulsion |
| JP5252475B2 (ja) | 2007-11-06 | 2013-07-31 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 多相電動機の制御装置 |
| JP4884356B2 (ja) * | 2007-11-26 | 2012-02-29 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 多相電動機の制御装置 |
| JP4884355B2 (ja) | 2007-11-26 | 2012-02-29 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 多相電動機の制御装置 |
| JP4833186B2 (ja) * | 2007-11-27 | 2011-12-07 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | 多相電動機の制御装置 |
| JP5392025B2 (ja) * | 2009-11-24 | 2014-01-22 | 日本精工株式会社 | モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 |
| ES2519165T3 (es) * | 2010-01-14 | 2014-11-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Método y sistema de control para controlar la conversión de potencia en un convertidor de potencia |
| JP5821181B2 (ja) * | 2010-12-14 | 2015-11-24 | ダイキン工業株式会社 | インバータの制御方法 |
| DE102011003897A1 (de) * | 2011-02-10 | 2012-08-16 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung |
| DE102011075392A1 (de) * | 2011-05-06 | 2012-11-08 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Steuern einer elektrischen Maschine |
| DE102011078155A1 (de) * | 2011-06-28 | 2013-01-03 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Messung von Phasenstromangaben und einer Erregerstromangabe in einer elektrisch erregten elektrischen Maschine |
| WO2013171984A1 (fr) * | 2012-05-15 | 2013-11-21 | パナソニック株式会社 | Système de commande de moteur, dispositif de commande de moteur et moteur sans balai |
| DE102012020652A1 (de) * | 2012-10-19 | 2014-04-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung eines Stromrichters mit Totzeitkompensation, Stromrichteranordnung und zugehörige Recheneinheit |
| US9270168B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-02-23 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electromagnetic interference (EMI) reduction in multi-level power converter |
| US20140268948A1 (en) * | 2013-03-15 | 2014-09-18 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electromagnetic interference (emi) reduction in interleaved power converter |
| US8866326B1 (en) * | 2013-04-10 | 2014-10-21 | Hamilton Sundstrand Corporation | Interleaved motor controllers for an electric taxi system |
| JP6099148B2 (ja) | 2013-09-04 | 2017-03-22 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2015050909A (ja) | 2013-09-04 | 2015-03-16 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置 |
| US9334773B2 (en) | 2013-10-31 | 2016-05-10 | Cummins Ip, Inc. | Particulate matter sensor regeneration |
| US10148155B2 (en) | 2013-12-04 | 2018-12-04 | Barrett Technology, Llc | Method and apparatus for connecting an ultracompact, high-performance motor controller to an ultracompact, high-performance brushless DC motor |
| KR102493847B1 (ko) * | 2015-10-07 | 2023-01-30 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 |
| CN105429493B (zh) * | 2015-12-28 | 2018-02-16 | 苏州大学 | 一种dc‑ac逆变器离散控制和预测控制方法 |
| KR101888084B1 (ko) * | 2016-03-09 | 2018-08-13 | 엘지전자 주식회사 | 전력변환장치 및 이를 구비하는 공기조화기 |
| DE102016213170A1 (de) | 2016-07-19 | 2018-01-25 | Hanon Systems | Wechselrichter mit Überstromerkennung |
| CN106357093B (zh) * | 2016-09-21 | 2019-03-26 | 广州视源电子科技股份有限公司 | 提高电流采样精度的方法与*** |
| DE102018206286A1 (de) * | 2018-04-24 | 2019-10-24 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung eines Wechselrichters |
| JP2020048360A (ja) * | 2018-09-20 | 2020-03-26 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法 |
| CN112910366B (zh) * | 2019-12-03 | 2023-03-07 | 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 | 一种单电阻电流采样方法、芯片及电子设备 |
| CN112953347A (zh) * | 2019-12-10 | 2021-06-11 | 意法半导体股份有限公司 | 逆变器和用于测量电机中的相电流的方法 |
| CN114362625B (zh) * | 2022-03-07 | 2022-07-29 | 峰岹科技(深圳)股份有限公司 | 单电阻三相电流重构方法、设备及计算机可读存储介质 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0370254A1 (fr) * | 1988-11-14 | 1990-05-30 | KONE Elevator GmbH | Méthode et dispositif pour mesurer les courants dans un convertisseur de fréquence |
| US5309349A (en) * | 1992-09-22 | 1994-05-03 | Industrial Technology Research Institute | Current detection method for DC to three-phase converters using a single DC sensor |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0697854B2 (ja) * | 1986-01-11 | 1994-11-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置の制御装置 |
| JPS62221897A (ja) * | 1986-03-24 | 1987-09-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の制御装置 |
| US5449990A (en) * | 1993-04-26 | 1995-09-12 | The Whitaker Corporation | Single cycle positioning system |
| US5757636A (en) * | 1994-12-08 | 1998-05-26 | Pwm Drives Limited | Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands |
| JP3271478B2 (ja) * | 1995-07-19 | 2002-04-02 | 松下電器産業株式会社 | 電流指令型ｐｗｍインバータ |
-
1996
- 1996-07-30 FR FR9609597A patent/FR2752111B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-07-30 US US08/903,110 patent/US6049474A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-30 JP JP9204905A patent/JPH10155278A/ja active Pending
- 1997-07-30 KR KR1019970036055A patent/KR980012815A/ko not_active Application Discontinuation
- 1997-07-30 EP EP97401829A patent/EP0822648B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1997-07-30 DE DE69709456T patent/DE69709456T2/de not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0370254A1 (fr) * | 1988-11-14 | 1990-05-30 | KONE Elevator GmbH | Méthode et dispositif pour mesurer les courants dans un convertisseur de fréquence |
| US5309349A (en) * | 1992-09-22 | 1994-05-03 | Industrial Technology Research Institute | Current detection method for DC to three-phase converters using a single DC sensor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0822648B1 (fr) | 2002-01-02 |
| DE69709456T2 (de) | 2002-09-26 |
| KR980012815A (ko) | 1998-04-30 |
| EP0822648A1 (fr) | 1998-02-04 |
| DE69709456D1 (de) | 2002-02-07 |
| FR2752111B1 (fr) | 1998-10-30 |
| US6049474A (en) | 2000-04-11 |
| JPH10155278A (ja) | 1998-06-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2752111A1 (fr) | Procede et dispositif de commande d'onduleurs | |
| FR2747521A1 (fr) | Commande d'un moteur sans collecteur | |
| FR2971649A1 (fr) | Onduleur de puissance et dispositif de commande de direction assistee electrique | |
| FR2632130A1 (fr) | Systeme a fonctionnement parallele pour des convertisseurs delivrant un courant alternatif | |
| FR2532490A1 (fr) | Dispositif de commande d'un moteur a courant continu sans balais | |
| FR2524729A1 (fr) | Circuit d'excitation pour moteur a courant continu sans balais | |
| FR2913830A1 (fr) | Dispositif de conversion d'energie electrique de vehicule | |
| FR2996075A1 (fr) | Procede pour determiner les courants de phase d'une machine electrique avec un redresseur | |
| EP3910774A1 (fr) | Commande de convertisseur à découpage | |
| WO2012007700A2 (fr) | Dispositif d'équilibrage de la tension aux bornes d'un condensateur d'un ensemble de condensateurs, et système de conversion de tension comportant un tel dispositif d'équilibrage | |
| FR2527859A1 (fr) | Circuit et procede de commande de la resistance de charge d'une charge electrique | |
| FR2999039A1 (fr) | Procede et installation de commande pour determiner l'angle de rotation d'une machine synchrone | |
| EP2659579B1 (fr) | Systeme de commande d'un onduleur de tension alimentant un moteur electrique multiphase de vehicule automobile | |
| EP0936728B1 (fr) | Commande d'un moteur sans collecteur susceptible de comporter des dissymétries | |
| FR2959073A1 (fr) | Convertisseur de puissance electrique pour vehicule | |
| EP0173595B1 (fr) | Procédé et dispositif pour l'élaboration d'un signal de synchronisation à partir des tensions de phase d'un réseau | |
| EP1410488B1 (fr) | Dispositif de conversion d'energie | |
| EP3910775A1 (fr) | Commande de convertisseur à découpage | |
| EP3910776A1 (fr) | Commande de convertisseur à découpage | |
| FR2884981A1 (fr) | Dispositif de commande pour generateur automobile | |
| EP3387743A1 (fr) | Procédé de compensation des effets non-linéaires d'un onduleur de tension | |
| Mekri et al. | Étude comparative de différents correcteurs pour la commande optimale avec défauts d'une machine pentaphasée | |
| EP2273663B1 (fr) | Dispositif de conversion d'une tension continue d'entrée en une tension alternative de sortie, et procédé de commande d'un interrupteur d'un tel dispositif | |
| WO2024042241A1 (fr) | Système de pilotage destiné à un moteur sans balai polyphasé dépourvu de capteur de position | |
| FR2587559A1 (fr) | Dispositif d'alimentation de machines a reluctance variable |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20130329 |