FR2576731A1 - Procede et dispositif de detection et de reduction de la dispersion de phase - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES TECHNIQUES DE REDUCTION DE LA DISPERSION DE PHASE DANS UN CANAL DE TRANSMISSION. LE DISPOSITIF DE L'INVENTION COMPORTE NOTAMMENT UN EGALISEUR 24 DESTINE A COMPENSER UNE REPONSE D'AMPLITUDE NON CONSTANTE ETOU UNE REPONSE DE PHASE NON LINEAIRE DU CANAL DE TRANSMISSION; UN CIRCUIT DE SYNCHRONISATION DE BIT 28 QUI PRODUIT UN SIGNAL D'HORLOGE DE REFERENCE SYNCHRONISE AVEC LES DONNEES TRANSMISES; ET UN DETECTEUR DE FREQUENCE 44 QUI DETERMINE LA VALEUR DE LA DISPERSION DE PHASE DANS LE SIGNAL EGALISE, EN CONTROLANT LA FREQUENCE DE COMMUTATION DU SIGNAL DE SORTIE D'UN DETECTEUR DE PHASE QUI FAIT PARTIE DU CIRCUIT DE SYNCHRONISATION DE BIT. L'EGALISEUR PEUT ETRE REGLE AUTOMATIQUEMENT DE FACON A MINIMISER CETTE FREQUENCE, POUR REDUIRE AINSI LA DISPERSION DE PHASE. APPLICATION AUX SYSTEMES D'ENREGISTREMENTREPRODUCTION MAGNETIQUES.

Description

La présente invention concerne de façon générale un circuit et un procédé

destinés à détecter et à réduire une dispersion de phase dans des signaux d'information transmis par un canal, comprenant des signaux numériques enregistrés et reproduits au moyen d'un support d'enre-

gistrement magnétique.

Des signaux d'information transmis sur un canal

subissent une distorsion du fait des phénomènes bien con-

nus de réponse d'amplitude non constante et de réponse de phase non linéaire en fonction de la fréquence qui sont inhérentes à de tels canaux. Lorsqu'on transmet un train de donnés numériques, il peut subir une distorsion et une

atténuation du fait de la réponse en fréquence non uni-

forme indiquée ci-dessus, à un point tel que l'information d'origine qu'il contient peut être fortement dégradée ou

même perdue.

Un dispositif d'enregistrement/reproduction

magnétique constitue un exemple d'un tel canal de trans-

mission de signaux, dans lequel la réponse d'amplitude en reproduction diminue aux fréquences élevées, à cause des effets combinés de l'écartement entre le transducteur et le support d'enregistrement, de l'épaisseur du support,

des pertes dues à la longueur de l'entrefer de transduc-

teur, et d'autres facteurs bien connus. Une exigence fon-

damentale pour un canal d'enregistrement/reprodubtion

magnétique idéal consiste dans la possibilité de trans-

mettre des signaux de toutes les fréquences sans introdui-

re des variations d'amplitude ou de phase qui déppndent de la fréquence, pour éviter une distorsion des signaux. On a donc utilisé couramment des égaliseurs d'amplitude de reproduction qui fournissent une réponse d'égalisation compensant la réponse d'amplitude indiquée ci-dessus, de

façon à pouvoir obtenir une réponse résultante relative-

ment plate dans une gamme de fréquence désirée. Cependant, ces égaliseurs, ainsi qu'une tête et un préamplificateur de reproduction, qu'on utilise couramment dans des circuits de reproduction, peuvent introduire un déphasage. Un tel

déphasage est particulièrement indésirable dans des systè-

mes d'enregistrement/reproduction numériques, du fait qu'il nuit à une détection précise de transitions de signal dans le signal reproduit. Les égaliseurs d'amplitude sont donc souvent suivis par des égaliseurs de phase qui procurent

une réponse d'égalisation compensant le déphasage.

Dans certains cas, il peut être souhaitable de compenser une réponse de phase non linéaire d'un canal, mentionnée précédemment, en utilisant des égaliseurs de

phase, sans utiliser d'égaliseurs d'amplitude.

Lorsque des signaux numériques à densité élevée sont transmis sur un canal de transmission de nature essentiellement analogique, comme cela peut se produire lorsque les signaux sont reproduits à partir d'un support

magnétique pré-enregistré, l'égaliseur doit être soigneu-

sement réglé pour donner une distorsion de phase minimale.

Une dispersion de phase se produit lorsque le retard du train de données numériques transmis n'est pas uniforme sur la bande de réponse en fréquence. Il en résulte que certaines transitions de signal apparaissent plus tôt et

d'autres apparaissent plus tard, par rapport à des tran-

sitions d'un signal d'horloge de référence qui est en synchronisme avec les données d'origine. Ceci diminue l'aptitude à distinguer de façon précise entre des "zéros" et des "uns" du signal numérique transmis. Par exemple, lorsque des signaux numériques auto-synchronisés sont transmis ou enregistrés, la dispersion de phase rend moins discernables les passages au niveau de l'axe zéro au moment de la réception ou de la reproduction, ce qui

augmente le taux d'erreur de bit du signal.

Une technique connue consiste à détecter la dispersion de phase sur un oscilloscope en contrôlant la relation d'amplitude et de phase du signal de sortie d'un égaliseur de reproduction. L'oscilloscope est déclenché de façon externe par un signal d'horloge verrouillé en phase sur le signal de sortie de l'égaliseur. On appelle généralement "diagramme de l'oeil" le signal qu'on obtient ainsi sur l'écran de l'oscilloscope, du fait que sa forme ressemble à celle d'un oeil humain. On règle ensuite manuellement l'égaliseur pour obtenir la dispersion de phase minimale, c'est-à-dire pour obtenir des passages du diagramme de l'oeil au niveau de l'axe zéro présentant la plus faible valeur d'étalement dans le temps. Lorsqu'on obtient par le réglage manuel l'image la plus nette du

diagramme de l'oeil aux passages par l'axe zéro, ce régla-

ge correspond à une dispersion de phase minimale.

La description faite ci-dessus montre que le

procédé précédent pour minimiser la dispersion de phase est imprécis et sujet à des erreurs de l'opérateur. De plus, le procédé décrit ci-dessus n'est pas utilisable dans des systèmes ayant un faible rapport signal à bruit, dans lesquels il est difficile de faire la distinction entre le diagramme de l'oeil et le bruit. En outre, ce procédé ne convient pas pour le réglage de la dispersion

de phase par une commande automatique.

Une technique connue dans des systèmes d'enre-

gistrement/reproduction magnétiques numériques consiste à utiliser un circuit de synchronisation de bit. Cé circuit

utilise un oscillateur commandé par tension et un détec-

teur de phase numérique qui sont connectés ensemble pour former un boucle de verrouillage de phase. Le dét$cteur de

phase reçoit un train de données numériques égalisé prove-

nant d'un égaliseur de reproduction, et un signal de sortie de l'oscillateur, et il produit un signal d'horloge en synchronisme avec ce train de données. La demanderesse a découvert qu'on obtenait une dispersion de phase minimale du signal égalisé lorsque la fréquence du signal de sortie du détecteur de phase numérique était à un minimum. Par conséquent, conformément à l'invention, on détecte la

valeur de la dispersion de phase en contrôlant la fréquen-

ce de commutation à la sortie du détecteur de phase numé-

rique. En réglant l'égaliseurpour obtenir une fréquence minimale du signal de sortie du détecteur de phase, on

minimise la dispersion de phase.

Un avantage particulier du dispositif et du pro-

cédé de détection de dispersion de phase de la présente invention consiste en ce qu'ils ne dépendent pas d'une évaluation subjective par un opérateur, comme par exemple par l'observation d'un diagramme de l'oeil, comme dans lart antérieur. En outre, la présente invention permet d'effectuer un réglage automatique de l'égaliseur pour

obtenir une dispersion de phase minimale.

Un avantage important supplémentaire de la pré-

sente invention consiste en ce qu'elle permet d'effectuer une mesure reproductible de la dispersion de phase. On peut utiliser cette mesure pour évaluer la qualité d'un canal de transmission ou de parties de celuici, comme un

système d'enregistrement et de reproduction.

Des essais effectués sur le circuit de détection et de réduction de dispersion de phase de la présente invention ont fait apparaître une réduction dans un rapport de dix du taux d'erreur de bit dans des données reproduites

à partir d'un support magnétique, par rapport à la réduc-

tion obtenue par l'art antérieur.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de

la description qui va suivre de modes de réalisation, et en

se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 est un schéma synoptique représentant un mode de réalisation préféré d'un circuit de détection de

dispersion de phase de l'invention.

La figure 2 est un schéma plus détaillé corres-

pondant à une partie de la figure 1.

La figure 3 est un schéma synoptique représentant un mode de réalisation préféré d'un circuit de réduction

de dispersion de phase de l'invention.

La figure 4 représente un autre mode de réalisa-

tion correspondant à une partie de la figure 2.

Les figures 5A et 5B sont des parties consécuti- ves d'un schéma de circuit détaillé correspondant à une partie de la figure 1;

La figure 6 montre un exemple d'une caractéris-

tique de signal de sortie d'un circuit de détection de dispersion de phase de l'invention, en fonction du réglage de l'égaliseur; et La figure 7 est un organigramme du fonctionnement

d'une partie du circuit représenté sur la figure 3.

Dans la description qui suit, on utilisera des

références numériques semblables pour désigner des éléments semblables sur toutes les figures, afin de faciliter la comparaison. La figure i montre un exemple d'une partie d'un canal d'enregistrement/reproduction magnétique de type classique, comprenant une tête de reproduction 20 et un préamplificateur 22, qui utilise le circuit de détection

de dispersion de phase de l'invention. La tête de reproduc-

tion comporte un enroulement de reproduction 21 connecté au

préamplificateur 22, comme il est bien connu dans la tech-

nique. La tête de reproduction 20 détecte des configura-

tions de flux magnétique enregistrées sur un support d'en-

registrement magnétique (non représenté), tel qu'une ban-

de, un disque, un tambour, etc. Dans cet exemple,le signal

est enregistré sous la forme d'un train de données numéri-

ques, utilisant par exemple le code carré de Miller, le code non retour à zéro ou tout autre code numérique bien connu. Le signal de sortie de la tête 20 est amplifié par

le préamplificateur 22.

Un circuit d'gaalisation d'amplitude et de phase

24 est connecté à une sortie 31 du préamplificateur 22.

2576731-

Comme il a été mentionné précédemment, le circuit 24 com-

pense une réponse d'amplitude non constante et/ou une

réponse de phase non linéaire inhérentes au canal d'enre-

gistrement/reproduction, de façon à obtenir respectivement une réponse d'amplitude désirée qui ne varie pratiquement pas avec la fréquence, et une réponse de phase désirée qui

varie selon une fonction pratiquement linéaire de la fré-

quence. L'égaliseur 24 peut avoir une structure classique

bien connue. On utilise cependant-de préférence un égali-

seur d'amplitude commandé par tension, ayant une structure originale, qui constitue le sujet de la demande de brevet FR du xrire jour pour: "Egaliseur corrandé par tension". On décrira de façon plus détaillée le mode de réalisation préféré de l'égaliseur 24 de la figure 1 en se référant aux figures

SA et 5B.

Le signal égalisé qui est obtenu à la sortie du circuit égaliseur 24 est un signal analogique. L'amplitude de ce signal est limitée par un limiteur 26, pour obtenir

un train numérique de données de reproduction correspon-

dant aux données enregistrées, comme il est bien connu dans la technique. Le signal de sortie du limiteur 26 est appliqué par la ligne 34 à un circuit de synchronisation de bit 28. Le circuit 28 est d'une structure classique et

il est connu de l'utiliser avec des égaliseurs de repro-

duction pour obtenir un signal d'horloge de référence de

système interne qui est synchronisé avec le train de don-

nées de reproduction. Plus précisément, le circuit de synchronisation de bit 28 génère sur la ligne 36 an signal d'horloge de référence qui est verrouillé en phase sur le

signal de sortie du limiteur 26, et on appelle générale-

ment ce signal d'horloge un signal d'horloge de reproduc-

tion. Conformément à la présente invention, un détecteur de fréquence 44 est connecté à une ligne de sortie 40

d'un détecteur de phase incorporé dans le circuit de syn-

chronisation de bit 28, pour contrôler la cadence de tran-

sitions binaires, qu'on appelle également la fréquence de commutation, sur la ligne de sortie 40. Comme il a été

mentionné précédemment, la cadence des transitions binai-

res sur la ligne de sortie 40 du détecteur de phase cor-

respond à la valeur de la dispersion de phase des données de reproduction égalisées sur la ligne 34. On peut régler l'égaliseur 24 par les entrées de commande 25, 27 pour obtenir une cadence de transitions minimale sur la ligne , comme on le décrira ultérieurement de façon plus

détaillée.

La figure 2 montre un exemple d'unu

schéma de circuit plus détaillé du circuit de synchronisa-

tion de bit 28 et du détecteur de fréquence-44 de la figu-

re 1. Le circuit de synchronisation de bit 28 comprend un générateur de signal d'horloge de référence, constitué de préférence par un oscillateur commandé par tension (OCT) dont la sortie est connectée par la ligne 36 à un

détecteur de phase-numérique 32. Dans le mode de réalisa-

tion préféré, on utilise une bascule de type D.pour le

détecteur de phase numérique 32.

Le circuit de synchronisation de bit 28 fonc-

tionne comme une boucle de verrouillage de phase bien con-

nue, de la manière suivante. Le signal numérique égalisé provenant du limiteur 26 de la figure 1 est reçu sur la ligne 34 et il est appliqué à. l'entrée d'horloge de la bascule 32. L'entrée D de la bascule 32 reçoit, par la ligne 36, un signal de sortie provenant de l'OCT 30. Le signal de sortie de la bascule 32 est appliqué paé la ligne 42 à une entrée de commande 41 de l'OCT 30, en tant que signal de réaction continu, de la manière suivante. A chaque front montant des données numériques sur la ligne 34 qui coincide avec un signal de niveau haut sur la ligne 36 provenant de l'OCT 30, la bascule 32 applique un signal

de sortie de niveau haut sur la ligne 42. De façon analo-

gue, à chaque front montant du signal sur la ligne 34 qui coïncide avec un signal de n4veau bas sur la ligne 36 provenant de l'OCT 30, un signal de sortie de niveau bas est présent sur la ligne 40. Comme il est bien connu d'après le fonctionnement des circuits de synchronisation de bit, lorsque le signal de réaction sur la ligne 42 est positif, la fréquence du signal de sortie de l'OCT sur la ligne 36 est réduite. De façon analogue, la fréquence du signal-sur la ligne 36 augmente lorsque le signal présent

sur la ligne 42 est négatif.

Le signal de sortie résultant sur la ligne 36

provenant de l'OCT 30 est le signal d'horloge de reproduc-

tion décrit précédemment, c'est-à-dire un signal d'horloge de référence interne qui est verrouillé en phase sur le train de données de reproduction égalisé présent sur la ligne 34. Comme il est bien connu, on utilise le signal

d'horloge de reproduction dans des circuits de transmis-

sion de signaux classiques, comprenant des circuits d'en-

registrement/reproduction magnétiques, pour régénérer et resynchroniser les données numériques reproduites, de façon à obtenir un signal reproduit qui soit pratiquement

identique au signal enregistré à l'origine.

Conformément à l'invention, la demanderesse a découvert que la fréquence de commutation définie par le signal de sortie du détecteur de phase sur la ligne 40 est proportionnelle à la valeur de la distorsion'de phase du signal numérique présent sur la ligne 34. Dans le mode de réalisation préféré, cette fréquence de commutation

correspond à la cadence des transitions du signalIbista-

ble sur la sortie 40 de la bascule 32. Par conséquent, conformément à un aspect de l'invention, on contrôle la

fréquence du signal de sortie sur la ligne 40 pour détec-

ter la valeur de la dispersion de phase dans les données

présentes sur la ligne 34. Selon un autre aspect de l'in-

vention, on règle l'égaliseur 24 de la figure 1 pour mini-

miser cette fréquence de commutation contrôlée, afin de

minimiser ainsi la dispersion de phase.

Dans le mode de réalisation préféré de la figure 2, on utilise un circuit détecteur de fréquence analogique 44 pour contrôler la fréquence de commutation, de la manière suivante. Le détecteur de fréquence 44 est consti- tué de préférence par un générateur d'impulsions d'aire

constante 48 et par un intégrateur 50. Un voltmètre diffé-

rentiel 46 est connecté à une sortie de l'intégrateur 50.

Le générateur d'impulsions d'aire constante 48 comprend deux transistors 52, 53, par exemple du type 2N2222, qui sont connectés de façon à fonctionner en interrupteur à mode de courant, de la manière suivante. Les émetteurs des transistors 52, 53 sont connectés à une source de tension

continue négative par l'intermédiaire d'une résistance 55.

Le collecteur d'un transistor 52 est connecté à la masse et le collecteur de l'autre transistor 53 est connecté à

une borne d'une inductance 54 dont l'autre borne est con-

nectée à la masse. La base du transistor 52 reçoit le signal de sortie mentionné précédemment, sur la ligne 40, provenant de la bascule 32. La base du transistor 53 est connectée à une tension de polarisation continue qui a une valeur médiane dans la plage des niveaux logiques de la bascule 32. On obtient cette valeur médiane à un point de connexion entre deux résistances série 95, 96 qui sont connectées entre la tension de polarisation continue et la masse. Le point de connexion 58 entre le collecteur du transistor 53 et l'inductance 54 est connecté à une entrée

d'une diode 57.

En fonctionnement, le générateur d'impulsions

d'aire constante 48 reçoit les impulsions de sortie prove-

nant de la bascule 32 par la ligne 40. Lorsque la tension sur la ligne 40 est négative, le transistor 52 ne conduit

pas et l'inductance 54 est chargée par un courant qui cir-

cule par le transistor 53. Lorsque la tension sur la ligne 40 est positive, le transistor 52 conduit tandis que le transistor 53 est bloqué. Le courant emmagasiné dans l'inductance 54 se décharge ensuite vers l'intégrateur 50 par la diode 57. Par conséquent, chaque fois qu'il y a sur la ligne 40 un changement de tension d'une valeur ngative à une valeur positive, une pointe de tension

positive apparait au point de connexion 58, en correspon-

dance avec la décharge de l'inductance 54. Ces pointes de tension représentent des impulsions d'aire constante. La diode 57 redresse le signal présent au point de connexion 58, de façon que seules les pointes de tension positives

soient appliquées à l'intégrateur 50.

L'intégrateur 50 comporte une résistance série

61 connectée entre une résistance parallèle 60 et un con-

densateur parallèle 62. Les autres bornes de la résistan-

ce 60 et du condensateur 62 sont connectées à la masse. Le

point de connexion entre les résistances 60, 61 est con-

necté à une sortie de la diode 57. L'intégrateur 50 reçoit

les impulsions de sortie d'aire constante mentionnées pré-

cédemment, par l'intermédiaire de la diode 57, et il applique sur la ligne 63 un signal de sortie continu dont le niveau est proportionnel à l'aire moyenne par unité de

temps de ces impulsions d'aire constante. Du fait que cha-

que impulsion a une aire constante, le niveau du signal de

sortie sur la ligne 63 est proportionnel au nombre d'appa-

ritions de ces impulsions par unité de temps, c'est-à-dire

à la fréquence de ces impulsions, comme il est bien connu.

Pour détecter le niveau du signal de sortie sur la ligne 63 provenant de l'intégrateur 50, on utilise de préférence un voltmètre différentiel classique, par exemple du type

825A fabriqué par Fluke Manufacturing Company. Le voltmè-

tre produit une tension correspondant au niveau du signal sur la ligne 63, qui est lui-même proportionnel à la cadence des transitions binaires, ou à la fréquence de

commutation, à la sortie 40 du détecteur de phase 32.

A titre d'exemple, dans le mode de réalisation l1 préféré de l'invention, la fréquence du signal de sortie présent sur la ligne 36 et provenant de l'OCT 30 a été

choisie égale à 66 MHz, et la fréquence du signal de sor-

tie sur la ligne 40 provenant du détecteur de phase 32 est de façon caractéristique de 1,3 MHz. - Conformément au mode de réalisation préféré des figures 1 et 2, le signal de sortie de l'intégrateur 50, qui correspond à la cadence des transitions du signal bistable sur la ligne 40, est contrôlé par le voltmètre différentiel 46. On peut régler l'égaliseur 24 de la figure 1 par l'intermédiaire de ses lignes de commande 25 et 27, pour minimiser le signal contrôlé. Comme il a été

décrit précédemment, une valeur minimale du signal con-

trôlé correspond à une dispersion de phase minimale, et donc à un taux d'erreur de bit minimal du train de données

de reproduction égalisé sur la ligne 34.

La figure 6 montre un exemple illustrant le fonctionnement précédent, et on voit sur cette figure une caractéristique 65 de valeurs de signal contrôlées par le

voltmètre différentiel 46 de la figure 2, cette caracté-

ristique étant fonction du réglage de l'égaliseur 24 de

la figure 1. Le point A sur la caractéristique 65 corres-

pond à une tension minimale indiquée sur le voltmètre 46

et donc à une dispersion de phase minimale du signal éga-

lisé sur la ligne 34.

Il résulte de la description précédente que dans

le mode de réalisation préféré des figures-1 et 2, on minimise le taux d'erreur de bit en contrôlant laieadence des transitions binaires à la sortie du détecteur de phase 32, au moyen du détecteur de fréquence 44, et en réglant l'égaliseur 24 de façon correspondante pour maintenir cette cadence à un minimum. A titre d'exemple, dans le

mode de réalisation préféré, on obtient une plage de ten-

sion caractéristique de 10 millivolts, entre des valeurs

de tension maximale et minimale B et C de la caractéristi-

Z576731

que 65.

Les figures consécutives 5A et 5B, qu'on décrira ci-après, montrent un exemple d'un schéma de circuit détaillé comprenant l'égaliseur 24, le limiteur- 26, le circuit de synchronisation de bit 28 et le détecteur de fréquence 44. Dans le mode de réalisation préféré des figures 5A, 5B, l'égaliseur 24 comprend un égaliseur

d'amplitude en cosinus commandé par tension 152 et un éga-

liseur de phase réglable 171. L'égaliseur d'amplitude com-

mandé par tension constitue le sujet de la demande de bre-

vet précitée, et il est décrit en détail dans cette der-

nière. Le circuit des figures 5A et 5B fonctionne de la manière suivante. Une borne d'entrée 31 de la figure 5A, qui correspond à la ligne 31 de la figure 1, est connectée

de façon à recevoir un signal de sortie provenant du pré-

amplificateur 22 de la figure 1, obtenu sous la forme d'un signal de reproduction résultant d'un signal numérique

enregistré de façon magnétique, comme décrit précédemment.

Le signal d'entrée sur la ligne 31 est isolé par un ampli-

ficateur séparateur classique 155, comprenant des transis-

tors 156, 157, pour obtenir une faible impédance d'attaque

pour l'égaliseur d'amplitude 152 placé à la suite.

L'égaliseur en cosinus commandé par tension 152

comprend une ligne à retard 126 et un amplificateur diffé-

rentiel 122 constitué par des transistors 136, 137, dont les collecteurs sont connectés à une source de tension -positive par l'intermédiaire de résistances respeCtives 201 et 138. Ces collecteurs correspondent à des sorties'

différentielles 144, 244 de l'égaliseur. Chacun des émet-

teurs des transistors 136, 137 est connecté par une résis-

tance série 139, 140 à une borne d'une source de courant

142. L'autre borne de la source de courant 142 est connec-

tée à une source de tension d'alimentation continue néga-

tive. La base du transistor 136 fo'me une entrée non inver-

seuse 124, tandis que la base du transistor 137 forme une

entrée inverseuse 134 de l'amplificateur différentiel 22.

La source de courant 142 est réalisée d'une

manière bien connue par un transistor 160 dont le collec-

teur est connecté aux émetteurs des transistors 136, 137,

par l'intermédiaire des résistances respectives 139, 140.

L'émetteur du transistor 160 est connecté à une source de

tension d'alimentation continue négative par l'intermé-

diaire d'une résistance série 163. -La base du transistor O10 160 est connectée à cette source de tension d'alimentation par l'intermédiaire d'un diviseur de tension formé par des

résistances série 161 et 162, parmi lesquelles la résis-

tance 161 est connectée à la masse.

La ligne à retard 126 est connectée à l'entrée non inverseuse 124 de l'amplificateur différentiel 122. Un diviseur de tension comprenant une résistance 200 en série

avec un potentiomètre 132 et une résistance 153 est con-

necté à l'entrée de la ligne à retard 126. L'entrée inver-

seuse 134 de l'amplificateur différentiel 122 est connec-

tée à un curseur du potentiomètre 132.

Un amplificateur commandé par tension 146 est connecté en parallèle sur la voie de signal- formée par

l'entrée inverseuse 134 et la sortie 144, 244 de l'ampli-

ficateur différentiel 122. L'amplificateur commandé par

tension comporte deux transistors 148, 149 dont les émet-

teurs sont connectés ensemble à une source de tension d'alimentation continue négative par l'intermédiaire d'un transistor de commande 150. La base du transistorl149 est connectée au diviseur de tension 132, 153. La base du transistor 148 est connectée à la masse. Le collecteur du transistor 148 est connecté au collecteur du transistor

136. Le collecteur du transistor 149 est connecté au col-

lecteur du transistor 137. Les collecteurs des transistors 136, 148 et 137, 149 représentent la sortie différentielle 144, 244, mentionnée précédemment, de l'égaliseur 152. Le collecteur du transistor de commande 150 est connecté de façon à interconnecter les émetteurs des transistors 148, 149, et son émetteur est connecté à la source de tension d'alimentation continue négative par l'intermédiaire d'une résistance de réglage de courant 151. La base du transistor de commande 150 constitue une entrée de commande 25 destinée à recevoir une tension de commande Vc. En faisant varier la tension de commande Vc qui est appliquée à l'entrée de commande 25, on fait

varier la valeur du courant qui circule dans les transis-

tors 148 et 149 de l'amplificateur commandé par tension 146. On commande ainsi par cette tension de commande le

gain de l'amplificateur 146. Les signaux de sortie diffé-

rentiels respectifs de l'amplificateur différentiel 122 et de l'amplificateur commandé par tension 146 sont sommés au niveau des sorties 144, 244 de l'égaliseur d'amplitude

commandé par tension 152. Le signal de sortie de l'égali-

seur 152 qui est ainsi obtenu sur les lignes 144, 244 pré-

* sente une suramplification variable de la caractéristique

de réponse en fréquence, qui dépend de la tension de com-

mande en 25. La tension de commande présente sur la ligne peut être appliquée à partir d'un emplacement éloigné,

ou par exemple automatiquement sous la commande d'un ordi- nateur, comme on le décrira ultérieurement. On sélectionne les transistors

136, 137 et 148, 149 de façon que les retards des signaux dans les voies de signal respectives passant par les transistors 136, 137 soient pratiquement égaux aux retards produits par la voie parallèle passant par les transistors 148 et 149. On obtient ainsi des caractéristiques temporelles résultantes appropriées pour

les signaux qui sont sommés sur les sorties 144, 244.

Dans le mode de réalisation préféré de la figure A, la ligne à retard 126 est constituée par une ligne à

retard de 15 nanosecondes du type MD015ZlO0, et les tran-

sistors 136, 137, 148, 149, 150 et 160 sont du type

2N4259.

La plage de réglage du circuit d'égalisation de la figure 5 qui peut être commandée par tension est fixée par un choix approprié des valeurs des résistances 200, 132, 151 et 153. Le fait de diminuer le rapport des valeurs de résistance R2/R1, en désignant par R1 la valeur combinée des résistances 132, 200 et par R2 la valeur de la résistance 153, ou bien le fait de diminuer la valeur

R3 de la résistance 51, augmente la plage qu'il est possi-

ble de commander par tension. Cependant, dans la plupart

des applications, iL est souhaitable de limiter cette pla-

ge pour éviter une distorsion harmonique produite par l'amplificateur commandé par tension 146. La limitation de

la plage pouvant être commandée par tension évite égale-

ment de régler accidentellement le système à un point trop

éloigné de son réglage correct.

En fonctionnement, on peut télécommander la suramplification de l'égaliseur en cosinus 152 en faisant varier la tension Ve sur l'entrée de commande 25. En plus

de la télécommande, on peut également commander manuelle-

ment la suramplification, par le potentiomètre 132. On peut par exemple régler le potentiomètre 132 pour obtenir une valeur grossière d'une suramplification désirée, et on peut effectuer un réglage fin de la suramplification par la tension de commande appliquée en 25. On peut choisir la plage de réglage grossier de la suramplification de façon qu'elle soit supérieure d'un ordre de grandeur à la plage

de réglage fin. La description précédente montre Sue le

gain de l'amplificateur commandé par tension 146 dépend du courant fourni par le transistor 150, qui est lui-même

commandé par sa tension de base Vc.

L'égaliseur de phase 171 mentionné précédemment est connecté à l'égaliseur d'amplitude 152 par des lignes 144, 244, chacune d'elles étant connectée au collecteur d'un transistor 136, 137 de l'amplificateur différentiel

- 16:

122, comme décrit précédemment. L'égaliseur de phase 171 est d'un type bien connu. On règle la caractéristique de phase en fonction de la fréquence de l'égaliseur de

phase en faisant varier la tension de commande sur l'en-

trée 27, qui fait elle-même varier la tension de polari- sation et donc la capacité de diodes de type varactor

204, 205.

Le signal de sortie résultant de l'égaliseur 24 de la figure 5A, égalisé en amplitude et en phase et présent sur la ligne 182, est appliqué àun amplificateur séparateur 183, constitué par des transistors 184, 185 et 186 connectés en série. L'amplificateur séparateur 183 procure une impédance stable pour attaquer un filtre

passe-bas 188.

Le signal de sortie de l'amplificateur sépara-

teur 183 sur la ligne 187, est applique au filtre passe-

bas 188, qui est de structure-classique, et-qui comprend un certain nombre d'étages de filtre consécutifs, pour éliminer du signal égalisé des fréquences supérieures à la gamme de signal utile, comme il est bien connu dans la technique.

En considérant de façon plus détaillée la figu-

re 5B, on note que le signal ainsi filtré provenant du filtre passe-bas 188 est appliqué par la ligne 189 au -limiteur 26 qui a une structure classique. Le limiteur 26 comprend un amplificateur différentiel 190 dont une

entrée est connectée de façon à recevoir le signal égali-

sé sur la ligne 189, et dont une autre entrée estlconnec-

tée à une tension de-référence prédéterminée. Le signal limité en amplitude résultant sur la ligne 34 provenant du limiteur 26 est appliqué à l'entrée d'horloge de la bascule 32, comme décrit-précédemment en relation avec la

figure 2.

La figure 5B montre également de façon plus

détaillée l'oscillateur commandé par tension 30 de la figu-

re 2, encore appelé OCT 30. L'OCT 30 fait partie de la boucle de verrouillage de phase 28 qui est représentée

sur les figures 2 et 4.

La figure 3 montre un exemple d'un circuit de réduction de dispersion de phase conforme à l'invention, dans lequel on utilise un circuit de commande 70 pour réaliser un réglage optimal de l'égaliseur 24, afin d'obtenir une dispersion de phase minimale. Le circuit

de commande 70 est de préférence constitué par un micro-

processeur et un circuit de mémoire. Il comporte une entrée qui reçoit par la ligne 74 un signal de sortie provenant du détecteur de fréquence 44. Ce détecteur de fréquence peut être constitué par un circuit analogique, comme le circuit 44 de la figure 2. Selon une variante, il peut être constitué par un circuit numérique, comme il est représenté en 71 sur la figure 4 et comme on le

décrira ci-après.

Le détecteur de fréquence numérique 71 de la

figure 4 reçoit sur la ligne 40 un signal de sortie pro-

venant du détecteur de phase numérique 32, décrit précé-

demment, dont la fréquence de commutation doit être détectée. Le signal présent sur la ligne 40 est appliqué

à une entrée d'une porte ET 75. L'autre entrée de la por-

te ET 75 est connectée de façon à recevoir un signal de commande sur la ligne 76. Le signal de commande est

appliqué de façon à ouvrir la porte 75 pendant un inter-

valle de temps prédéterminé, par exemple 100 millisecon-

des. Pendant cet intervalle, les transitions du signal bistable présent sur la ligne 40 sont transmises à la sortie 78 de la porte ET 75. Le signal présent sur la ligne 78 est appliqué à un compteur numérique 72, qui

fournit un compte correspondant au nombre total de tran-

sitions obtenues pendant l'intervalle de temps prédéter-

miné. Le signal de sortie sur les lignes de sortie parallèles 74 provenant du compteur 72 correspond à la

fréquence de commutation du détecteur de phase numéri-

que 32. Ainsi, le signal présent sur les lignes 74 correspond à la valeur de la dispersion de phase du signal égalisé. En considérant à nouveau la figure 3, on note que le signal de sortie du compteur 72, sur les lignes 74, est appliqué au microprocesseur/circuit de mémoire

70. Le compteur 72 est ensuite remis à zéro par l'inter-

médiaire de la ligne 80 représentée sur la figure 4, et il est prêt à être mis en fonction pendant un autre intervalle prédéterminé, sous l'effet d'un signal de

commande appliqué sur la ligne 76. Le cycle de fonction-

nement précédent peut être continu ou peut se répéter

par intermittence.

Selon une variante, lorsqu'on utilise le détecteur de fréquence analogique 44, le circuit 70 peut comprendre un convertisseur analogique- numérique connu (non représenté), pour convertir en un signal numérique le signal analogique présent sur la ligne 74, d'une

manière bien connue.

Du fait que la caractéristique de la fréquence du signal de sortie du détecteur de phase 32 en fonction

du réglage de l'égaliseur n'est pas une fonction monoto-

ne, comme le montre la figure 6, il est nécessaire de déterminer un certain nombre de valeurs de réglage d'essai, de façon à pouvoir déterminer une valeur de réglage optimale qui correspond à une dispersion Ne phase

minimale. On peut réaliser ceci en appliquant successive-

ment un certain nombre devaleurs designal de réglage discrètes aux entrées de commande 25, 27 de l'égaliseur 24, dans une plage sélectionnée de valeursde réglage, de façon à pouvoir déterminer un réglage optimal désiré. La valeur du

réglage optimal correspond au point A de la caractéristi-

que de la figure 6, comme il a été décrit précédemment.

Un exemple de fonctionnement du circuit de la

figure 3 est décrit ci-dessous en relation avec un orga-

nigramme représenté sur la figure 7. Comme l'indique la case 220 de la figure 7, des valeurs prédéterminées de tension de commande de réglage d'essai, comprises dans

une plage de tension de commande sélectionnée, sont enre-

gistrées par le circuit 70 et sont appliquées par ce der-

nier à'l'égaliseur 24, par la ligne 25. Une entrée de commande d'un égaliseur d'amplitude commandé par tension, tel que celui qui a été décrit précédemment et qui est représenté en 152 sur la figure 5A, reçoit la tension

présente sur la ligne 25. Le signal de sortie correspon-

dant du détecteur de fréquence 44 ou 71 pour chaque valeur

de tension de commande présente sur la ligne 25 est détec-

té, et la valeur détectée est transmise par la ligne 74

et est enregistrée dans une mémoire dans le microproces-

seur/circuit de mémoire 70. Comme le montre la case 221

de l'organigramme, les valeurs de signal de sortie enre-

gistrées sont comparées mutuellement de façon à trouver-

une valeur enregistrée minimale. Si une valeur enregis-

trée minimale valide est trouvée, correspondant à un point d'inflexion représenté en A sur la courbe caractéristique

de la figure 6, comme l'indique la case 222 de l'orga-

nigramme, une valeur de tension de commande optimale qui correspond à la valeur enregistrée minimale valide est ensuite appliquée par la ligne 25 de façon à régler l'égaliseur 24. Si une telle valeur minimale valide n'est pas trouvée, l'opération décrite ci-dessus est rébétée

pour un ensemble différent de valeursde tension de comman-

de Vc dans une plage différente, comme l'indique la case

223, jusqu'à ce que la valeur minimale valide soit déter-

minée. Le microprocesseur est de préférence programmé d'une manière bien connue pour accomplir l'opération

décrite ci-dessus. Après avoir déterminé une valeur opti-

maie pour le réglage de l'égaliseur, le microprocesseur

règle automatiquement l'égaliseur 24 à cette valeur opti-

male, par l'intermédiaire de l'entrée de commande 25,

comme l'indique la case 224 sur la figure 7.

Dans le cas o l'égaliseur comporte plus d'une entrée de commande réglable, comme une entrée de commande

supplémentaire 27 représentée sur la figure 3, qui cor-

respond à l'entrée réglable de l'égaliseur de phase 171, l'opération décrite ci-dessus est répétée pour chaque entrée de commande supplémentaire, comme l'indique la

case 225.

Il résulte de la description précédente que

dans le mode de réalisation de la figure 3, le micropro-

cesseur est programmé de façon à détecter une valeur optimale de signal de commande pour régler l'égaliseur de façon à obtenir une valeur minimale de dispersion de phase. Le microprocesseur règle ensuite automatiquement

l'égaliseur à cette valeur détectée.

Selon une variante, le circuit de commande 70

de la figure 3 peut être supprimé, comme il est représen-

té sur les figures 1 ou 2, et le signal de sortie du détecteur de fréquence numérique 71 peut être contrôlé sur un dispositif de signalisation visuel ou audible. On peut ensuite régler manuellement l'égaliseur 24 par les lignes 25, 27, de la manière décrite précédemment en

relation avec la figure 1.

Il va de soi que diverses autres modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé

décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'inven-

tion.

Claims (16)

REVENDICATIONS

1. Dispositif destiné à détecter une dispersion de phase dans un signal numérique transmis par un canal, ayant une réponse d'amplitude non constante et/ou une réponse de phase non linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit d'égalisation (24) ayant une entrée connectée de façon à recevoir le signal transmis et une sortie, ce circuit d'égalisation étant connecté de façon

à fournir un signal égalisé et ayant une réponse qui com-

pense la réponse du canal; une boucle de verrouillage de phase (28) connectée de façon à produire un signal de référence en synchronisme avec le signal égalisé, cette boucle de verrouillage de phase comprenant un générateur de signal d'horloge de référence (30) ayant une sortie (36) connectée de façon à fournir un signal d'horloge de

référence, et un détecteur de phase (32)'ayant une premièe-

re entrée (D) connectée de façon à recevoir le signal

d'horloge de référence, et une seconde entrée (34) connec-

tée de façon à recevoir le signal égalisé, ce détecteur de phase (32) ayant une sortie (40) qui fournit un signal de sortie bistable correspondant à une différence de phase entre ses signaux d'entrée, cette sortie (40) du détecteur

de phase étant connectée à une entrée de commande du géné-

rateur de signal (30), afin de commander la fréquence du signal d'horloge de différence que produit ce générateur;

et un détecteur de fréquence (44; 71) connecté à la sor-

tie (40) du détecteur de phase (32), pour contrôler la

cadence des transitions du signal de sortie bistable.

2. Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le circuit d'égalisation (24) comporte une entrée de commande (25, 27) qui est connectée de façon à recevoir un signal de commande destiné à régler la réponse

d'amplitude ou de phase de ce circuit, ce dispositif com-

prenant en outre des moyens de commande (70) ayant une

entrée (74) connectée de façon à recevoir un signal de sor-

tie du détecteur de fréquence (44; 71) et ayant une sortie

connectée à l'entrée de commande (25, 27) du circuit d'éga-

lisation (24), et en ce que les moyens de commande (70) sont connectés de façon à détecter une valeur optimale de signal de commande correspondant à une valeur de signal d'entrée minimale provenant du détecteur de fréquence (44; -71), et à appliquer cette valeur optimale à l'entrée

de commande (25, 27) du circuit d'égalisation (24).

3. Dispositif selon la revendication 2, caracté-

risé en ce que.les moyens de commande consistent en un

microprocesseur programmable et en une mémoire (70).

4. Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le détecteur de fréquence (44) comprend un générateur d'impulsions d'aire constante (48) ayant une entrée connectée à la sortie (40) du détecteur de phase

(32), pour produire des impulsions d'aire constante cor-

respondant aux transitions de signal fournies par le détecteur de phase (32), et un intégrateur (50) ayant une entrée connectée de façon -à recevoir les impulsions d'aire constante, cet intégrateur (50) étant connecté de façon à fournir un signal de sortie proportionnel à la

fréquence des impulsions d'aire constante.

5. Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le détecteur de fréquence (71) comprend une porte (75) et un compteur (72), cette porte (75) comporte une première entrée (40) connectée de façon à recevoir le signal de sortie bistable du détecteur de phase (p2) et une seconde entrée (76) connectée de façon à recevoir un signal de commande,et cette porte (75)comrporte une sortie (78) connectée à une entrée du compteur (72), et en ce que la porte (75) est connectée de façon à appliquer le signal de sortie bistable au compteur (72) sous l'action d'un

signal de commande appliqué sur l'entrée de commande (76).

6. Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le circuit d'égalisation (24) comporte en outre une entrée de commande (25, 27) qui est connectée de façon à recevoir un signal de commande destiné à régler la réponse d'amplitude ou de phase de ce circuit, pour obtenir une cadence minimale des transitions du

signal bistable qui est contrôlé par le détecteur de fré-

quence (44; 71).

7. Dispositif selon la revendication 6, caracté-

risé en ce que le circuit d'égalisation (24) comprend un amplificateur commandé par tension(146) ayant une entrée de commande (25) qui correspond à une entrée de commande (25) du circuit d'égalisation (24), et en ce que le signal de commande (Vc) est appliqué de façon à régler le gain de l'amplificateur commandé par tension (146), pour

régler ainsi la réponse d'amplitude du circuit d'égalisa-

tion (24).

8. Dispositif selon la revendication 6, caracté-

risé en ce qu'il comprend en outre des moyens de commande (70) ayant une entrée (74) connectée de façon à recevoir un signal de sortie du détecteur de fréquence (44; 71), et ayant une sortie connectée à l'entrée de commande (25, 27) du circuit d'égalisation (24), ces moyens de commande (70) étant connectés de façon à appliquer des valeurs de signal de commande respectives à l'entrée de commande (25, 27) du circuit d'égalisation (24), et à détecter une valeur optimale de signal de commande, correspondant à une valeur minimale du signal fourni par le détecteur de fréquence (44; 71). i

9. Dispositif selon la revendication 8, caracté-

risé en ce que les moyens de commande (70) sont en outre connectés de façon à appliquer la valeur optimale détectée du signal de commande à l'entrée de commande (25, 27) du

circuit d'égalisation.

10. Dispositif destiné à réduire la dispersion de phase dans un signal numérique transmis par un canal ayant une réponse d'amplitude non constante et/ou une réponse de phase non linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit d'égalisation (24) ayant une entrée connectée de façon à recevoir le signal transmis, une sortie et une entrée de commande (25, 27), ce circuit d'égalisation étant connecté de façon à produire un signal égalisé et ayant une réponse qui compense la réponse du canal; une boucle de verrouillage de phase (28) connectée de façon à produire un signal de référence en synchronisme avec le signal égalisé, cette boucle de - verrouillage de phase (28) comprenant un générateur de signal d'horloge de référence (30) ayant une sortie (36) connectée de façon à fournir un signal d'horloge de

référence, et un détecteur de phase (32) ayant une pre-

mière entrée (D) connectée de façon à recevoir le signal

d'horloge de référence, et une seconde-entrée (34) con-

nectée de façon à recevoir le signal égalisé, ce détec-

teur de phase (32) ayant une sortie (40) qui fournit un signal de sortie bistable correspondant à une différence de phase entre ses signaux d'entrée, cette sortie (40) du détecteur de phase (32) étant connectée à une entrée de commande du générateur de signal (30) pour commander la fréquence du signal d'horloge de référence que produit

ce générateur; un détecteur de fréquence (44; 71) con-

necté à la sortie du détecteur de phase (32) pour contr8-

ler la cadence des transitions du signal de sortie bistable; et des moyens de commande (70) ayant une entrée (74) connectée de façon à recevoir un signal de sortie du détecteur de fréquence (44; 71) et ayant une

sortie connectée à l'entrée de commande (25, 27) du cir-

cuit d'égalisation (24), pour réler la réponse d'amplitu-

de et de phase de ce dernier, de façon à obtenir une cadence minimale des transitions du signal bistable que

contr8le le détecteur de fréquence (44; 71).

11. Dispositif selon la revendication 10, carac-

térisé en ce que les moyens de commande (70) sont connec-

tés de façon à appliquer des valeurs de signal de comman-

de respectives à l'entrée de commande (25, 27) du circuit d'égalisation (24), et à détecter et à enregistrer des D valeurs de signal de sortie respectives fournies par le détecteur de fréquence (44; 71) sous la dépendance des valeurs de signal de commande, et en ce que les moyens de commande (70) sont en outre connectés de façon à détecter une valeur optimale de signal de commande correspondant à une valeur minimale du signal de sortie provenant du détecteur de fréquence (44; 71), et à appliquer cette

valeur optimale du signal de commande à l'entrée de com-

mande (25, 27) du circuit d'égalisation (24).

12. Dispositif selon la revendication 10, carac-

térisé en ce que les moyens de commande consistent en un

microprocesseur programmable et une mémoire (70).

13. Procédé de détection de la dispersion de phase dans un signal numérique transmis par un canal ayant'une réponse d'amplitude non constante et/ou une réponse de phase non linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on égalise le signal transmis pour compenser la réponse du canal; on génère un signal d'horloge de référence synchronisé avec le signal égalisé, tout en détectant une différence de phase entre le signal d'horloge de référence et le signal égalisé, et

en produisant un signal de commande bistable qui corres-

pond à une polarité de cette différence de phase, et en appliquant ce signal de commande bistable sous lalforme d'un signal continu, pour commander la fréquence du signal d'horloge de référence;-et on contrôle la cadence des transitions du signal bistable, pour contrôler ainsi

la valeur de la dispersion de phase.

14. Procédé de réduction de la dispersion de phase dans un signal numérique transmis par un canal ayant une réponse d'amplitude non constante et/ou une réponse de phase non linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on égalise le signal transmis pour obtenir une réponse d'égalisation qui compense la réponse du canal; on génère un signal d'horloge de référence synchronisé avec le signal égalisé, tout en détectant une différence de phase entre le signal d'horloge de référence

et le signal égalisé, et en produisant un signal de com-

mande bistable qui correspond à une polarité de cette différence de phase, et on applique ce signal de commande bistable sous la forme d'un signal continu, pour commander

la fréquence du signal d'horloge de référence; on contrô-

le la cadence des transitions du signal bistable, pour contrôler ainsi la valeur de la dispersion de phase; et on applique un signal de commande variable pour faire varier la réponse d'égalisation afin de minimiser la

cadence contrôlée des transitions du signal bistable.

15. Procédé pour réduire la dispersion de phase dans un signal numérique transmis sur un canal ayant une réponse d'amplitude non constante et/ou une réponse de phase non linéaire, caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes: on égalise le signal transmis pour obtenir une réponse d'égalisation qui compense la réponse du canal; on génère un signal d'horloge de référence synchronisé avec le signal égalisé, tout en détectant une différence de phase entre le signal d'horloge de-référence

et le signal égalisé, et en produisant un signal de com-

mande bistable qui correspond à une polarité de cette différence de phase, et on applique ce signal de commande

bistable sous la forme d'un signal continu, pour comman-

der la fréquence du signal d'horloge de référence; on contrôle la cadence des transitions du signal bistable, pour contrôler ainsi la valeur de la dispersion de phase; on applique des valeurs de signal de commande variables pour faire varier la réponse d'égalisation et on contrôle les cadences de transition obtenues sous la dépendance de ces valeurs de signal de commande et on sélectionne une valeur optimale du signal de commande qui correspond à une cadence minimale des transitions contrôlées, et on applique cette valeur optimale du signal de commande pour régler la réponse d'égalisation.

16. Procédé selon-la revendication 15, caracté-

risé en ce que l'opération consistant à appliquer des valeurs de signal de commande comprend l'enregistrement dans une mémoire (70) des valeurs de signal de commande et des cadences de transition obtenues sous la dépendance de ces valeurs, et en ce que l'opération de sélection d'une valeur optimale du signal de commande comprend la comparaison des cadences de transition enregistrées et la sélection pour la valeur optimale du signal de ccmmande de la valeur qui correspond à une cadence de transition

enregistrée minimale.