FR2480047A1 - Amplificateur a double mode de fonctionnement, lineaire et non lineaire - Google Patents

Abstract

-CIRCUIT, COMPRENANT UN AMPLIFICATEUR A DOUBLE MODE DE FONCTIONNEMENT, POUR REPRODUIRE UN COURANT CONTROLE A TRAVERS UNE IMPEDANCE. -CE CIRCUIT COMPREND UNE BOBINE D'IMPEDANCE L AINSI QU'UN AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL 10 ET UN PRE-AMPLIFICATEUR 20; UNE DIODE D1 COUPLEE A UN CONDENSATEUR DE RETOUR DU SPOT C1 ET QUI FONCTIONNE DE FACON AUTOMATIQUE POUR CONNECTER CE CONDENSATEUR EN RESONANCE PARALLELE AVEC LA BOBINE L CHAQUE FOIS QUE LA TENSION INDUITE DANS CELLE-CI DEPASSE UN NIVEAU PRE-ETABLI, CE QUI FAIT COMMUTER LE CIRCUIT D'UN MODE LINEAIRE A UN MODE NON LINEAIRE. IL EST PREVU UN SECOND JEU DE CONDENSATEUR C2 ET DIODE D2 POUR PERMETTRE LE TRAITEMENT SYMETRIQUE DES SIGNAUX DE SENS TANT POSITIF QUE NEGATIF. -APPLICATION NOTAMMENT AUX SYSTEMES DE DEVIATION ELECTROMAGNETIQUE D'UN TUBE A RAYONS CATHODIQUES.

Description

L'invention a trait à des moyens destinés à produire un cou-

rant contr8lé à travers une inductance, et plus particulièrement à travers une bobine d'impédance d'un système électromagnétique de

déviation pour tube à rayons cathodiques.

Ainsi qu'il est connu dans l'art, la présentation ou forma- tion d'une image d'analyse -totale de la trame sur l'écran d'affichage

d'un tube à rayons cathodiques exige la déviation d'un faisceau d'é-

lectrons dans le sens transversal de l'écran, et ce dans deux di-

rections perpendiculaires entre elles: une première direction à une

cadence d'une fois par champ ou ligne d'image, et une seconde di-

rection à une cadence d'une fois par ligne de trame. Au terme de chaque champ ou ligne, le faisceau, généralement supprimé pour

empêcher toute interférence visuelle avec l'image produite sur l'é-

cran, est dévié vers l'arriere ce qui correspond au retour du spot, en travers de!lécran d'affichage, jusqu'à un point de départ pour le champ ou ligne suivant. De nombreux circuits ont été conçus pour assurer cette déviation en arrière, vers un nouveau point de départ, dans tun laps de temps compatible avec les limites normales de la puissance disponible et avec la puissance nominale des composantso Des exemples de tels circnits sont bien connus des spécialistes et comprennent, pour ce qui concerne l'analyse de retour horizontal os du spot, ceux décrits dans les brevets américains n 3 739 224 délivré à Morrey, 3 727 096 délivré à Wilcox, 3 529 206 délivré à Rodal, 3 449 622 délivré à t'heatley, 3 444 424 délivré à Ushikubo et al, 3 430 096 délivré à Hansen et al, et 3 428 856 délivré a Jones Plus récemment, il est apparu évident qu'il était possible d'obtenir un retour rapide du spot de la manière la plus efficace en utilisant un amplificateur à double mode, capable d'être commuté pour passer d'un mode linéaire, pour le fonctionnement en analyse

de sens avant, à un mode résonant non-linéaire, pour le fonctionne-

ment en retour de spot. Des exemples de tels circuits ont été dé-

crits par Hilburn (brevet américain no 3 786 303) et Spencer ( bre-

vet américain no 3 816 792). Dans le circuit proposé par Hilburn, un condensateur dit de retour du spot est branché en parallèle avec

la bobine de déviation horizontale, et un transistor reliant ce con-

densateur et la bobine à une source de potentiel négatif est commuté, sous le contrôle d'un signal de synchronisation distinct du signal -2- d'entrée de déviation, afin de produire l'alternance inter-modale désirée. Le circuit Spencer est analogue, sauf que le condensateur

de retour du spot est commuté (également sous le contr8le d'un si-

gnal distinct de synchronisation) de manière à être en circuit seu-

lement pendant le fonctionnement en retour du spot. Un inconvénient majeur de ces deux circuits (Hilburn et

Spencer) est qu'ils exigent la génération d'un signal de synchroni-

sation en plus du signal classique d'entrée de déviation, et aussi l'incorporation de circuits spéciaux de commutation pour produire l'alternance inter-modale. Un autre inconvénient est que ni l'un, ni l'autre de ces circuits est capable de traiter un signal d'entrée de déviation dont la forme serait autre que celle classique de

l'analyse de sens avant positif/retour inverse de sens négatif.

La présente invention a pour objet un circuit destiné à contrôler l'écoulement du courant à travers la bobine d'impédance

d'un système de déviation électromagnétique d'un tube à rayons ca-

thodiques. Plus particulièrement, le circuit suivant la présente invention comprend un amplificateur à déviation symétrique capable de réaliser automatiquement la commutation entre un mode linéaire et un mode non-linéaire uniquement en réponse à une cadence de changement d'une forme d'onde. Dans l'environnement à balayage répétitif d'un dispositif classique de déviation pout tube à rayons cathodiques, le circuit fonctionne selon le mode linéaire pendant

l'analyse de sens avant par le faisceau, et selon le mode non-li-

néaire pendant le retour du spot dans le sens arrière. Dans le cas le plus fréquent, le circuit fonctionne selon le mode linéaire aussi longtemps que le taux de changement de l'onde d'entrée est

inférieur à une valeur-limite pré-établie, et selon le mode non-

linéaire chaque fois que la forme d'onde d'entrée change à une cadence supérieure à cette valeur-limite. La commutation entre les deux modes s'effectue uniquement en réponse à des changements qui interviennent dans la forme d'onde, et elle ne nécessite aucune stimulation ou excitation distincte, telle que, par exemple, celle

produite à partir d'un signal de synchronisation y afférent.

Le fonctionnement du circuit dans un environnement à balaya-

ge répétitif est caractérisé par la commutation automatique d'un condensateur de retour du spot qui est mis en connexion résonante

parallèle par rapport à la bobine d'impédance du système électro-

magnétique de déviation uniquement pendant le laps de temps qui -3correspond au retour de spot du faisceau, ou chaque fois que le

signal d'entrée change à une cadence suffisamment élevée pour in-

duire une tension dans la bobine jusqu'à un niveau suffisant pour polariser dans le sens positif ou en avant une diode normalement à polarisation inverse qui relie ledit condensateur au restant du circuit. Un second condensateur de retour du spot et la diode y associée sont prévus pour permettre un traitement symétrique des

signaux de déviation tant de sens positif que de sens négatif.

Par conséquent, l'un des principaux buts de la présente in-

vention consiste à prévoir un circuit de déviation électromagnéti-

que capable d'assurer automatiquement la commutation entre un premier

mode linéaire de fonctionnement et un mode de fonctionnement non-

linéaire, mais cela uniquement en réponse au taux de changement

d'une forme d'onde d'entrée.

Un autre but de la présente invention consiste à prévoir un

circuit de déviation capable d'assurer automatiquement la commuta-

tion entre un mode linéaire et un mode non-linéaire chaque fois qu'une forme d'onde d'entrée change à une cadence supérieure à

une valeur-limite pré-établie.

Une des caractéristiques de la présente invention consiste à prévoir un circuit de déviation capable de traiter des signaux

de déviation aussi bien d'allure positive que d'allure négative.

Les buts, caractéristiques et avantages sus-indiqués de l'in-

vention ressortiront plus clairement à la lecture de la description

détaillée qui suit, si l'on se réfère aux dessins annexés, sur les-

quels La FIGURE 1 est une représentation schématique simplifiée du circuit suivant la présente invention; Les FIGURES 2 et 3 montrent schématiquement certaines formes

d'ondes présentes dans le circuit de la Figure 1 pendant le fonc-

tionnement de celui-ci.

Si l'on se réfère tout d'abord à la Figure 1 du dessin, on y voit le schéma simplifié d'un circuit auquel on a incorporé les caractéristiques nouvelles de la présente invention. Ainsi qu'il a été exposé plus haut, ce circuit comprend, avec une disposition

sensiblement symétrique, un amplificateur différentiel 10, un pré-

amplificateur 20, deux transistors Qi et Q2, quatre diodes (ou au-

tres dispositifs appropriés pour la conduction unidirectionnelle du courant), désignées en Dl, D2, D3 et D4, deux condensateurs -4- de retour du spot Cl et C2, une impédance L représentant la bobine d'inductance du système électromagnétique de déviation d'un tube à rayons cathodiques, et une résistance R, tous ces composants étant branchés de la façon représentée entre une source 30 de potentiel continu positif +V et une source 40 de potentiel continu négatif -Vs. La seule entrée de signaux du circuit est constituée par une tension classique en dents de scie eiN appliquée à une borne 12 de l'amplificateur différentiel 10. Le but de ce circuit est de fournir un courant à travers l'impédance L qui épouse autant que possible

la formé d'onde de la tension d'entrée.

L'amplificateur différentiel 10 peut être de tout type clas-

sique capable d'engendrer à sa borne de sortie 14 une tension re-

présentative de la différence entre le signal d'entrée eiN et une seconde tension appliquée à la seconde borne d'entrée 16. D'une manière analogue, le pré-amplificateur 20 peut être de tout type classique capable de fournir à une première borne de sortie 22 un signal positif qui varie en raison inverse des changements produits dans le signal différentiel, et à une seconde borne de sortie 24

un signal négatif subissant les m9mes variations. Une représenta-

tion symbolique de ce dernier amplificateur 20 est contenue dans l'encadré au centre de la Figure 1. Des exemples-types de ces deux amplificateurs sont bien connus des spécialistes et sont constamment

disponibles dans le commerce. Les deux résistances Rl, R2 sont uti-

lisées comme indiqué sur la Figure pour assurer que les signaux appliqués aux transistors Qi, Q2 par le pré-amplificateur 20 ne

seront pas affectés, par rapport aux deux transistors, par des chan-

gements intervenant éventuellement dans les tensions appliquées aux émetteurs de ces transistors, par exemple par suite de changement produits dans les charges engendrées dans les deux condensateurs Cl, C2. Les quatre diodes Dll, D12, D13 et D14 sont comprises dans ce circuit et leur r8le, selon le mode habituel, consiste à faire

en sorte que les deux transistors Ql et Q2 ne deviennent pas sa-

turés pendant des excursions extrêmes de leur tension de collecteur.

Dans un but de clarté, on a omis du schéma de circuit de la Figure 1 les composants classiques normalement prévus pour être incorporés à un circuit dans un mode de réalisation pratique. Ces composants et leur disposition conventionnelle dans le circuit sont

bien connus des spécialistes, ce qui rend inutile leur description

détaillée pour la compréhension de l'invention.

-

Si l'on considère maintenant les trois formes d'onde représen-

tées sur les diagrammes de la Figure 2 du dessin, on voit que la première forme d'onde eiN à partir du haut représente le signal de tension d'entrée, lequel est appliqué à la borne d'entrée 12 de l'amplificateur différentiel 10 et représente une tension d'entrée

en dents de scie utilisée dans un système électromagnétique de dé-

viation pour produire la déviation horizontale d'un faisceau d'é-

lectrons en travers de l'écran d'affichage d'un tube à rayons ca-

thodiques. Dans un environnement d'affichage de trame analysée, un signal analogue, en dehors de sa grandeur et de sa durée dans le

temps, sert à produire la déviation du faisceau dans le sens ver-

tical; cependant, aux fins de la présente description, on peut sup-

poser sans limitation que la déviation du faisceau s'effectue uni-

quement dans le sens horizontal. Comme le montre la Figure 2, le signal e N s'élève de façon linéaire à partir d'une valeur négative d'entrée e à l'instant t1 (point 50) jusqu'à une valeur maximale e2 à l'instant t3 (point 2), pour retomber ensuite brusquement en e1 (point 54). La partie du signal qui se trouve entre le point 50 et le point 52 s'appelle la partie d'analyse en avant, et la partie qui se trouve entre le point 52 et le point 54 s'appelle la partie

de retour du spot ou de retour en arrière. La grandeur de la ten-

sion initiale e1 est égale à la grandeur de la tension maximale e2, et le potentiel central, tant de la partie d'analyse en avant

que de la partie de retour du spot, est nul.

La seconde courbe de la Figure 2 représente schématiquement

le courant iL qui circule à travers la bobine L en réponse à la ten-

sion d'entrée e iN' Ainsi qu'on l'a déjà indiqué plus haut, iL s'élè-

ve également d'une façon sensiblement linéaire à partir d'une valeur initiale négative iINaT à l'instant t (point 60) et jusqu'à une

INIT 1

valeur positive maximale ia à l'instant t3 (point 62) pour ensui-

MAX te retomber d'une manière sinusoYdale sensiblement résonante à la valeur initiale i à l'instant t4 (point 64). Le temps t moins

INIT 43

t1 est défini comme étant le temps de balayage tTi et le temps t4 moins t3 est défini comme étant le temps de retour du spot tRT*

La troisième forme d'onde de la Figure 2 représente la ten-

sion eL produite dans la bobine L en réponse au courant iL qui cir-

cule dans celle-ci. La forme d'onde du bas représente le signal différentiel e14 produit à la borne de sortie 14 de l'amplificateur différentiel 10. Les caractéristiques de ces deux dernières formes -6 -

d'onde seront davantage mises en évidence au cours de la description

du mode de fonctionnement du circuit qui est faite ci-après.

L'on se réfère maintenant conjointement au circuit de la Fi-

gure 1 et aux quatre formes d'onde de la Figure 2 pour décrire le fonctionnement du circuit, On supposera tout d'abord, pour clari- fier l'exposé, que la valeur initiale du signal d'entrée eiN est e1, et que celle du courant iL est iINIT' Dans ces conditions, il se

produit aux bornes de la résistance R un potentiel négatif eR, pro-

portionnel au courant iL, lequel est transmis et renvoyé par le con-

ducteur 72 à la seconde borne d'entrée 16 de l'amplificateur diffé-

rentiel 10. (On remarquera que, pendant le fonctionnement effectif du circuit, le potentiel eR produit aux bornes de la résistance R suit exactement la courbe du courant iL; de là, en supposant qu'un

potentiel initial eR soit inférieur à e1, découle la courbe diffé-

rentielle e14' En pratique, les excursions extrêmes du signal dif-

férentiel sont limitées, comme l'indique la ligne en tirets de la courbe e14, par la portée dynamique de l'amplificateur utilisé en particulier). Le signal différentiel négatif résultant e14 produit

à la borne de sortie 14 de l'amplificateur 10 a pour effet, en pas-

sant par le pré-amplificateur 20, de rendre non-conducteur le tran-

sistor Ql et de rendre conducteur le transistor Q2, ce qui engendre au point 70 du circuit la tension légèrement négative eL indiquée

par le troisième diagramme de la Figure 2. Le courant initial cir-

cule par conséquent à travers le circuit dans le sens négatif à partir de la masse, à travers la résistance R, la bobine L, le

transistor Q2 et la diode D4, jusqu'à la source négative 40. Le tran-

sistor Ql étant maintenu à l'état non-conducteur, la diode D2 est

polarisée dans le sens inverse, ce qui isole effectivement le conden-

sateur C2 du circuit.

A l'instant t1, la tension d'entrée eiN commence sa montée linéaire, ce qui crée un état de déséquilibre entre cette tension et la tension de réaction eR. Ce déséquilibre, entretenu par la

montée continue de la tension d'entrée, produit une montée analo-

gue de la tension différentielle e14 à la borne de sortie 14 de l'amplificateur différentiel 10, ce qui a pour effet de rendre le

transistor Q2 progressivement non-conducteur, et de réduire pro-

gressivement le courant i circulant dans le sens négatif à travers la bobine L. A l'instant t2, la tension d'entrée eiN et la tension

de réaction eR passent toutes deux par la valeur zéro, ce qui pola-

-7 - rise le transistor Q2 en le rendant non-conducteur et le transistor Ql en le rendant conducteur, A mesure que la tension d'entrée eiN

augmente positivement entre l'instant t2 et l'instant t3, le tran-

sistor Qi est progressivement rendu davantage conducteur, ce qui augmente le courant iL à travers la bobine L. A l'instant t3, la tension d'entrée eiN tombe brusquement à sa valeur initiale e1, ce qui entra ne la tension différentielle e14 vers une valeur négative limitée par la portée dynamique de l'amplificateur différentiel 10,

comme cela a été indiqué plus haut, de manière à rendre le transis-

tor Ql non-conducteur.

On remarquera que, pendant le laps de temps t3 moins t1, le courant iL qui traverse la bobine L suit la tension d'entrée eiN

d'une façon linéaire et que, attendu que la tension d'entrée elle-

m8me change de façon linéaire et que la tension eL aux bornes de la

bobine est définie par la relation connue eL= LdiL/dt, eL possède-

une grandeur positive constante. Entre l'instant t 1 et l'instant t2, la tension eL est maintenue par la partie négative décroissante

du courant iLî et entre l'instant t2 et l'instant t3, elle est-main-

tenue par la partie positive croissante du m9me courant.

A l'instant t3 o le signal d'entrée eiN chute du point 52 au point 54 sur la Figure 2, jusqu'à reprendre sa valeur initiale e1, la valeur du courant iL est iMAX et l'énergie emmagasinée dans la bobine est Li MAX/2. En interrompant la circulation du courant à travers le transistor Qi, la tension eL induite dans la bobine d'impédance L subit une inversion de polarité et sa grandeur croit

jusqu'à un niveau sensiblement supérieur à celui de la source néga-

tive 40. La diode D2 est ainsi rendue conductrice alors que la dio-

de D4 est polarisée dans le sens inverse, ce qui relie le condensa-

teur C2 de retour du spot au circuit et permet de transférer d'une façon résonante sinusoïdale l'énergie emmagasinée dans la bobine L

de cette bobine au condensateur. Ce phénomène est représenté sché-

matiquement par les formes d'onde iL et eL de la Figure 2, o 1'6n

voit que le courant traversant la bobine L diminue de façon sinu-

soldale à partir du point 62, jusqu'à atteindre une valeur nulle au point 68, tandis que la tension aux bornes de cette bobine subit une brusque inversion pour passer de sa valeur positive antérieure à une valeur négative sensiblement plus élevée. Au point 68 de la forme d'onde iL' l'énergie emmagasinée dans la bobine L a été entièrement transférée au condensateur C2, la diode D2 est de nouveau polarisée -8- en sens-inverse, et le condensateur commence à se décharger dans le

sens contraire à travers la résistance R, la bobine L et le transis-

tor Q2 maintenant polarisé dans le sens conducteur, jusqu'à ce que la tension induite dans la bobine atteine un niveau propre à rétablir la polarisation de la diode D4 dans le sens conducteur et le circuit dans son état de fonctionnement linéaire, comme l'indique la forme d'onde iL entre les points 70 et 64. Ainsi qu'il est connu dans l'art, le temps nécessaire pour que le courant iL chute de la valeur imm à la valeur iINIT est approximativement t X/. Normalement, dans un environnement de balayage répétitif et à un instant pré-fixé qui dépend de la cadence de balayage, le signal à tension d'entrée e N

recommence son accroissement linéaire, comme l'indique la ligne in-

clinée en tirets 76 de la Figure 2, et le fonctionnement décrit ci-

dessus se répète.

Il convient de souligner le fait que si la tension d'entrée e N change à une cadence suffisamment lente au cours du temps de retour du spot, le courant iL suivra d'une façon linéaire. Comme on l'a indiqué plus haut, le point auquel le condensateur est inséré dans le circuit est celui o la diode D2 devient conductrice, ce

qui se produit dès que la tension eL induite dans la bobine L de-

vient davantage négative qu'environ -Vs, qui est le potentiel néga-

tif de la source 40. Attendu que la tension eL est définie par

LdiL/dt, et que iL est directement proportionnel à e , tout chan-

gement intervenant dans la pente de la forme d'onde de la tension d'entrée entraînera un changement proportionnel du niveau de la tension induite. Si la cadence de retour du spot est suffisamment lente, la tension eL, bien que négative, sera moins négative que celle de la source 40. Lorsque la tension induite devient davantage

négative que le potentiel d'environ -V de la source 40, c'est-à-

dire, lorsque le taux de retour du spot dépasse une valeur-limite préétablie, la diode D2 est polarisée dans le sens conducteur ou en avant, et le circuit fonctionne de façon non-linéaire comme il a été décrit plus haut. Pendant la phase à courant positif décroissant de ce fonctionnement non-linéaire, le courant qui traverse la diode D2 charge le condensateur C2 jusqu'à une tension négative supérieure à celle de la source 40. Au cours de la phase de courant négatif croissant, le condensateur C2 détermine en cours de sa décharge un taux plus rapide de changement du courant iL de la bobine que le taux qu'autoriserait la seule source 40. Dès que le condensateur 9 9- C2 s'est suffisamment déchargé, la tension eL approche celle de la source 40 et le circuit revient au fonctionnement linéaire qui a été

décrit antérieurement.

Ainsi, on peut constater que la disposition particulière de la diode D2 et du condensateur C2 dans le circuit de la Figure 1 per-

met à celui-ci de commuter automatiquement entre un mode de fonction-

nement linéaire, pendant la partie d'analyse en avant d'une forme

d'onde de déviation, et un mode de fonctionnement résonant non-

linéaire pendant une partie de retour du spot d'une telle forme d'onde. Comme on l'a décrit ci-dessus, cela s'obtient uniquement en

réponse à des changements de la forme d'onde d'entrée, et ne néces-

site ni génération, ni synchronisation de signaux complémentaires

quelconques de synchronisation.

Un avantage inhérent au-circuit de la présente invention réside dans le fait que, en incorporant une seconde diode Dl et un

second condensateur Cl de retour de spot, ce circuit peut fonction-

ner de manière symétrique. Autrement dit, il se commutera automa-

tiquement de lui-même entre son mode linéaire et son mode non-li-

néaire, que la forme d'onde d'entrée eiN soit en cours d'incrément à partir d'une valeur négative et vers une valeur positive, ou qu'elle soit en cours de décrément entre une valeur positive et une valeur négative. Ce dernier cas est d'ailleurs représenté par les quatre formes d'onde de la Figure 3 o des points pertinents de chaque forme d'onde ont été désignés par les m9mes chiffres de

référence que les formes d'onde correspondantes que montre la Fi-

gure 2, mais en y ajoutant le signe "prime" ('). Le fonctionnement du circuit de la Figure 1 selon les formes d'ondes de la Figure 3 appara tra clairement à tout spécialiste dans l'art, sans qu'il soit

nécessaire d'ajouter des explications supplémentaires.

Bien que le circuit suivant la présente invention ait été décrit dans ce qui précède en se référant à un système de déviation électromagnétique d'un type particulier, il est bien entendu que

le but de l'invention n'est nullement limité à cette seule disposi-

tion. Plus précisément, il n'est pas indispensable que l'impédance L soit constituée par une bobine de déviation, et le circuit peut par conséquent être utilisé de la façon indiquée pour produire un

courant contr8lé à travers n'importe quelle inpédance.

Les termes et expressions utilisés dans la description qui

précède l'ont été uniquement dans un but d'illustration et non pas

- 10 -

de limitation, et par ailleurs il est évident que de nombreux mo-

difications, changements et applications pourront être envisagés par l'homme de l'art sans s'écarter cependant des principes de base de l'invention.

- *11 -

Claims (8)

R E V E N D I C A T I O N S

1. Un circuit pour contrôler l'écoulement du courant à tra-

vers une impédance, caractérisé en ce qu'il comprend a) une bobine d'impédance (L); b) un moyen pour recevoir un signal variable d'entrée (eiN); c) un moyen amplificateur (10, 20) pour produire dans ladite bobine d'impédance (L) un courant contrôlé représentatif

dudit signal d'entrée, ce moyen amplificateur étant capa-

ble de fonctionner soit selon un mode linéaire, soit selon un mode nonlinéaire, et

d) un moyen (Cl, Dl) qui n'est sensible qu'au taux de change-

ment dudit signal variable d'entrée pour commuter ce moyen amplificateur entre ledit mode linéaire et ledit

mode non-linéaire chaque fois que le signal d'entrée pré-

cité change à une cadence supérieure à une cadence-limite pré-établie.

2. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication

1, caractérisé en ce que ledit moyen sensible au taux de changement

du signal d'entrée comprend un condensateur (Cl) et un moyen con-

ducteur unidirectionnel du courant (Dl), pour assurer le couplage sélectif dudit condensateur (Cl) en condition de résonance parallèle

avec ladite bobine d'impédance (L).

3. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication 2, caractérisé en ce que ledit moyen amplificateur comprend une

source (30) de potentiel de courant continu, et que le moyen sen-

sible au taux de changement du signal variable d'entrée comprend un composant destiné à activer ce moyen conducteur afin de relier le condensateur (Cl) à l'impédance chaque fois qu'un potentiel produit aux bornes de la bobine dépasse la valeur de celui de ladite

source de potentiel (30).

4. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication

3, caractérisé en ce que ledit moyen amplificateur comprend en ou-

tre un moyen pour désactiver le moyen conducteur (Dl) afin de décon-

necter le condensateur (Cl) de l'impédance (L) chaque fois que le-

dit potentiel d'impédance est inférieur à celui de ladite source (30).

5. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication

1, caractérisé en ce que ladite impédance comprend la bobine de dé-

viation (L) d'un système électromagnétique de déviation d'un tube

à rayons cathodiques.

6. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication 3, caractérisé en ce que ledit potentiel (40) de courant continu est de sens négatif et que ledit moyen conducteur fonctionne de manière à relier le condensateur (Cl) à la bobine d'impédance (L) chaque fois que le potentiel d'impédance est davantage négatif que ledit poten-

tiel de source.

7. Le circuit de contr8le du courant selon la Revendication 6, caractérisé en ce que le moyen amplificateur-comprend en outre une seconde source de potentiel de courant continu, et que ledit moyen sensible au taux de changement du signal d'entrée comprend un

second condensateur (C2) et un second moyen conducteur unidirection-

nel (D2) de courant pour coupler ce second condensateur (C2) en con-

nexion résonante parallèle avec ladite impédance (L) chaque fois que ledit potentiel d'impédance est davantage positif que ledit

potentiel de ladite seconde source (40).

8. Le circuit de contrôle du courant selon la Revendication 2, caractérisé en ce que ledit potentiel d'impédance est fonction

du taux de changement dudit signal d'entrée.