FR2568429A1 - Convertisseur tension-frequence utilisant un circuit monostable de grande precision et procede correspondant. - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES CONVERTISSEURS TENSION-FREQUENCE DE PRECISION. UN CONVERTISSEUR TENSION-FREQUENCE COMPORTE NOTAMMENT UN CIRCUIT MONOSTABLE DE TRES GRANDE PRECISION2 QUI DETERMINE DE FACON PRECISE LA DUREE DE LA PERIODE DE RESTAURATION D'UN SIGNAL EN DENTS DE SCIE QUE PRODUIT UN CIRCUIT D'INTEGRATION6, 8. LE CIRCUIT MONOSTABLE UTILISE DES CIRCUITS A TRANSISTORS NON SATURES POUR ETABLIR UNE TENSION INITIALE TRES PRECISE SUR UN CONDENSATEUR26, AINSI QUE POUR DECONNECTER LE CONDENSATEUR DE LA SOURCE DE TENSION INITIALE, AFIN DE PERMETTRE UNE DECHARGE LINEAIRE DU CONDENSATEUR. APPLICATION AUX CIRCUITS D'ACQUISITION DE GRANDEURS ANALOGIQUES.

Description

i

La présente invention concerne des circuits mono-

stables et des circuits convertisseurs tension-fréquence qui

utilisent des circuits monostables de grande précision.

Il existe un marché important pour un circuit con-

vertisseur tension-fréquence de grande précision. Un conver- tisseur tension-fréquence de type caractéristique réagit à une tension d'entrée analogique en modifiant le courant qu'un condensateur intégrateur doit fournir à une entrée de masse virtuelle d'un amplificateur à gain élevé. Une source de courant à commutation qui absorbe un courant supérieur au courant fourni par l'application de la tension analogique d'entrée aux bornes d'une résistance d'entrée, est connectée à l'entrée de-masse virtuelle de l'amplificateur. Un circuit

monostable est connecté de façon caractéristique à un compa-

rateur destiné à comparer le signal en dents de scie avec un seuil fixé à l'avance, pour déterminer la durée de la pente positive du signal en dents de scie. La durée de la pente négative du signal en dents de scie est déterminée par le

niveau de la tension d'entrée analogique, et est variable.

Par conséquent, le signal de sortie produit par le circuit monostable a une largeur d'impulsion qui est déterminée par

des composants internes du circuit monostable, et une fré-

quence de répétition qui est déterminée par la tension

d'entrée analogique; on réalise donc une conversion tension-

fréquence. Une limitation importante de la précision de con-

vertisseurs tension-fréquence de ce type réside dans la pré-

cision des circuits monostables précités qui sont utilisés.

Malheureusement, les circuits monostables disponibles à l'heure actuelle n'ont pas le niveau élevé de précision

reproductible qui est nécessaire pour certains convertis-

seurs tension-fréquence de très grande précision. Des cir-

cuits monostables caractéristiques comprennent un condensa-

teur qui est chargé initialement à une première tension de référence, ou tension de référence initiale, et sous l'effet du front avant de l'impulsion de déclenchement

d'entrée qui est appliquée au circuit monostable, le conden-

sateur est déchargé de façon linéaire par une source de cou-

rant, vers un second niveau de tension de référence, ou niveau de tension de référence final. Le front avant de l'impulsion de déclenchement d'entrée positionne une bascule dont le signal de sortie est également le signal de sortie du circuit monostable. Lorsque le condensateur est déchargé au-delà du second niveau de seuil, un comparateur produit un signal de comparaison qui restaure la bascule, ce qui met

fin à l'impulsion de sortie du circuit monostable.

Les erreurs de tels circuits monostables découlent

des erreurs sur la tension de référence initiale, ou premiè-

re tension de référence,à laquelle le condensateur est char-

gé, et des erreurs sur le second niveau de seuil, ou niveau de seuil final, auquel le condensateur est déchargé, ainsi que des erreurs portant sur la linéarité de la décharge du condensateur. On utilise de façon caractéristique un circuit

employant des transistors bipolaires fonctionnant en satura-

tion pour fixer l'un des-niveaux de tension de référence, ou les deux niveaux entre lesquels le condensateur est chargé et déchargé. A titre d'exemple, la tension VCE(sat) d'un

transistor caractéristique n'est définie de façon caracté-

ristique qu'à environ 100 millivolts près. En outre, bien que la source de courant constant qu'on utilise de façon caractéristique pour décharger le condensateur du circuit

monostable puisse avoir une excellente linéarité, le cir-

cuit à transistors saturés qui est associé à la fixation du niveau de tension de référence initial et/ou au découplage du condensateur par rapport au circuit qui fixe le niveau de tension de référence initial, détourne une partie du courant provenant de la source de courant, pour décharger des capacités de diffusion de transistors saturés, avant qu'une décharge véritablement linéaire du condensateur du circuit monostable puisse avoir lieu. La précision avec

laquelle on peut reproduire des circuits monostables anté-

rieurs dans des processus de fabrication de circuits intégrés classiques n'est donc pas suffisamment grande pour procurer

le niveau de précision nécessaire pour certains circuits con-

vertisseurs tension-fréquence caractéristiques, du fait que la précision du convertisseur ne peut pas être supérieure à

la précision du circuit monostable utilisé dans celui-ci.

Il existe donc un besoin qui n'est actuellement pas satisfait, portant sur un circuit monostable intégré ayant des impulsions de sortie considérablement améliorées et très

reproductibles, le circuit monostable lui-même étant repro-

ductible avec une excellente précision. Il demeure un besoin supplémentaire non satisfait portant sur un convertisseur

tension-fréquence économique et de grande précision.

Un but de l'invention est donc de procurer un cir-

cuit monostable amélioré ayant une largeur d'impulsion de sortie qui est plus précise et plus reproductible de circuit

en circuit, que ce qui est possible pour des circuits inté-

grés monostables antérieurs.

Un autre but de l'invention est de procurer un convertisseur tensionfréquence perfectionné qui évite des erreurs dues à la composante de la fréquence produite qui

est établie par un circuit monostable.

Un autre but de l'invention est de procurer un circuit monostable perfectionné dans lequel le point initial et le point final de la décharge d'un condensateur dans le circuit monostable sont déterminés de façon plus précise et

plus reproductible que dans l'art antérieur.

Un autre but de l'invention est de procurer un circuit monostable perfectionné dans lequel on évite des non-linéarités dans la décharge d'un condensateur dans le

circuit monostable qui sont dues à des composantes de capa-

cité parasite de transistors saturés.

Brièvement, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure un circuit monostable de grande précision qui comprend un condensateur connecté entre

un premier conducteur et un conducteur de référence, un cir-

cuit à transistors non saturés connecté à un second conduc-

teur pour produire une première tension de référence précise, un circuit non saturé destiné à produire une seconde tension de référence, une première source de courant connectée au premier conducteur pour décharger le condensateur de façon

linéaire si le circuit non saturé n'est pas connecté au pre-

mier conducteur, et un circuit de comparaison destiné à com-

parer la tension sur le second conducteur avec la seconde tension de référence, pour produire un signal de comparaison

si la tension sur le condensateur présente une relation pré-

déterminée avec la seconde tension de référence, le signal

de comparaison produisant une terminaison immédiate et pré-

cise de l'impulsion de sortie du circuit monostable. Dans le

mode de réalisation de l'invention qui est décrit, la pre-

mière tension de référence est produite sur le premier con-

ducteur par un premier transistor à charge d'émetteur, dont la base est connectée au second conducteur qui est maintenu

à la première tension de référence par un circuit qui com-

prend une paire de transistors à couplage d'émetteurs, le premier de ces transistors ayant sa base connectée à une tension égale à la première tension de référence et son émetteur connecté à une seconde source de courant, tandis que le second transistor est un transistor connecté en diode dont la base et le collecteur sont connectés à une troisième source de courant dont l'intensité est exactement égale à la moitié de celle de la seconde source de courant. La base et le collecteur du second transistor sont également connectés au second conducteur. La seconde tension de référence est produite par un second transistor à charge d'émetteur. La sortie d'un circuit de comparaison, sur laquelle apparaît le

signal de comparaison, est connectée à l'entrée de restaura-

tion d'une bascule RS, dont la sortie produit l'impulsion de sortie du circuit monostable. L'entrée de positionnement de la bascule RS est connectée à un conducteur d'entrée auquel un signal de déclenchement est appliqué pour déclencher l'apparition du signal de sortie du circuit monostable. Une

quatrième source de courant est connectée au second conduc-

teur par l'intermédiaire d'un élément de commutation à tran-

sistor non saturé. L'intensité du courant de la quatrième source de courant est supérieure à celle du courant de la

troisième source de courant, ce qui fait que lorsque la bas-

cule est positionnée, la quatrième source de courant décon-

necte le premier transistor à charge d'émetteur par rapport au premier conducteur, et la première source de courant

décharge le condensateur de façon linéaire de son point ini-

tial jusqu'à son point final. La précision du point initial de la décharge du condensateur est égale à la précision des tensions base- émetteur des premier et second transistors à couplage d'émetteurs. La précision du point final de la

décharge du condensateur est égale à la précision de la ten-

sion base-émetteur du premier transistor à charge d'émetteur

et du second transistor à charge d'émetteur, et à la préci-

sion de la tension de décalage du comparateur. L'absence de

tout transistor fonctionnant en saturation évite l'appari-

tion de non-linéarités dans la décharge du condensateur par la première source de courant, ainsi que les variations d'un transistor à un autre qu'on constate pour la tension de saturation de la plupart des transistors bipolaires. Dans le

mode de réalisation préféré de l'invention, le circuit mono-

stable précédent est incorporé dans un circuit convertisseur

tension-fréquence dont l'étage d'entrée comprend un intégra-

teur qui génère une tension en dents de scie qui est appli-

quée à l'entrée d'un comparateur pour produire la tension de déclenchement qui est appliquée à l'entrée de positionnement du circuit monostable. La sortie de la bascule commande un circuit de courant à commutation qui-est connecté à un noeud de sommation d'un amplificateur contenu dans la partie d'intégration du circuit tension-fréquence, pour commander avec précision la durée de la partie en pente croissante de

la tension en dents de scie que produit le circuit intégra-

teur.

D'autres caractéristiques et avantages de l'inven-

tion seront mieux compris à la lecture de la description qui

va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma de circuit d'un mode de réalisation de l'invention; et la figure 2 présente un certain nombre de signaux

qui sont utiles à la description du fonctionnement du cir-

cuit convertisseur tension-fréquence de la figure 1.

En considérant maintenant la figure 1, on voit un convertisseur tensionfréquence 1 qui comporte un circuit intégrateur comprenant un amplificateur 6, un condensateur d'intégration 8, une résistance 4, un conducteur 3 auquel est appliquée une tension d'entrée analogique VENTREE, un

circuit de commutation de courant 12 et une source de cou-

rant constant 15. Le circuit convertisseur tension-fréquence

i comprend également un circuit monostable de grande préci-

sion 2.

En considérant tout d'abord la partie de circuit d'intégration du convertisseur tension-fréquence 1, on note que le conducteur d'entrée analogique 3 est connecté à un conducteur 5 par la résistance 4. La tension V1 apparaît sur le conducteur 5 et est maintenue à un niveau de masse virtuelle, du fait de l'action de l'amplificateur à gain élevé 6, comme l'homme de l'art le notera. L'entrée positive

de l'amplificateur 6 est connectée au conducteur de masse 7.

L'entrée négative de l'amplificateur 6 est connectée au con-

ducteur 5. Les circuits particuliers utilisés pour réaliser l'amplificateur 6 n'ont pas d'importance dans le cadre de l'invention et l'homme de l'art pourra aisément prévoir des

circuits appropriés.

Le condensateur d'intégration 8 est connecté entre

le conducteur 5 et le conducteur 9 qui est connecté à la sor-

tie de l'amplificateur 6. La tension V2 apparaît sur le con-

ducteur 9.

Le conducteur 9 est connecté à une borne 14 d'un circuit de commutation de courant 12. La borne 13 du circuit de commutation de courant 12 est connectée au conducteur 5.

L'élément de commutation unipolaire 12A du circuit de commu-

tation 12 est connecté à une borne d'un circuit de source à

courant constant 15, dont l'autre borne est connectée à -V.

La valeur du courant produit par le circuit de source de

courant 15 est I1. Une entrée de commande du circuit de com-

mutation de courant 12 est connectée au conducteur 16. La tension sur le conducteur 16 détermine la borne, 13 ou 14, à laquelle est connecté l'élément de commutation unipolaire

12A du circuit de commutation 12. Le conducteur 14 du cir-

cuit de commutation 12 est connecté au conducteur 9 afin de maintenir une charge de courant constante à la sortie de

l'amplificateur 6.

Le conducteur 16 est connecté à la sortie d'une

bascule RS 17 qui est contenue dans le circuit monostable 2.

Le conducteur 9, c'est-à-dire le conducteur sur

lequel apparaît le signal de sortie 41 de la figure 2, pro-

duit par le circuit intégrateur à signal en dents de scie,

est connecté à l'entrée négative d'un comparateur 10.

L'entrée positive du comparateur 10 est connectée à un con-

ducteur auquel est appliquée la tension VSEUIL. La sortie du comparateur 10 est connectée au conducteur 11 sur lequel apparaît une tension Vs, indiquée par le signal 42 sur la figure 2. La bascule RS 17 produit la tension VSORTIE sur sa sortie Q, c'est-à-dire sur le conducteur 18. La référence

43 sur la figure 2 désigne le signal VSORTIE.

On va maintenant décrire la structure détaillée du

circuit monostable de grande précision 2 de l'invention.

L'entrée de positionnement de la bascule RS 17 est connectée au conducteur VS 11. L'entrée de restauration de la bascule 17 est connectée à la sortie d'un comparateur 20 au moyen d'un conducteur 19. L'entrée négative du comparateur 20 est connectée par le conducteur 25 à une borne du condensateur 26 dont l'autre borne est connectée au conducteur de masse 7. Une borne d'un circuit de source de courant constant 28 est connectée au conducteur 25 et une autre borne est con- nectée à -V. La source de courant constant 28 fournit un courant Ix. Le conducteur 25 est également connecté à l'émetteur du transistor NPN 27, dont le collecteur est connecté à +V et dont la base est connectée au conducteur 29. L'entrée positive du comparateur 20 est connectée

par le conducteur 21 à l'émetteur du transistor NPN 23.

L'émetteur du transistor 23 est également connecté à la source de courant 22, qui est traversée par un courant approprié IX. La base du transistor 23 est connectée par le conducteur 24 à une tension de référence stable ayant une valeur VREF2. Le collecteur du transistor 23 est connecté à +V. Le transistor 23 et la source de courant 22 constituent ainsi un circuit à charge d'émetteur qui applique sur le conducteur 21 une tension de seuil précise égale à VREF2 - VBE(23), avec laquelle la tension VC présente sur le

conducteur 25 est comparée pour produire le signal de res-

tauration VR sur le conducteur 19. Le signal VR est désigné par la référence 45 sur la figure 2. Le signal de tension

VC est désigné par la référence 44 sur la figure 2.

Le conducteur 25 est connecté à l'émetteur du transistor NPN 27, dont la base est connectée au conducteur 29. Le conducteur 29 est connecté à une borne d'une source de courant constant 30, dont l'autre borne est connectée à

+V. La source de courant constant 30 produit un courant IW.

Le conducteur 29 est également connecté au collecteur et à la base d'un transistor NPN 35 connecté en diode, dont l'émetteur est connecté au conducteur 39. Le conducteur 39 est également connecté à l'émetteur d'un transistor NPN 36, qui est apparié de façon précise avec le transistor 35. La base du transistor 36 est connectée au conducteur 37,

auquel est appliquée une tension de référence stable VREF1.

Le collecteur du transistor 36 est connecté à +V. Une borne

d'une source de courant constant 38 est connectée au conduc-

teur 39, et son autre borne est connectée à -V. La source de

courant 38 fournit un courant 2IW.

Une diode de fixation de niveau est réalisée au moyen d'un transistor NPN 40 dont l'émetteur est connecté au

conducteur 29 et dont la base et le collecteur sont connec-

tés au conducteur 24, auquel est appliquée la tension VREF2.

Le conducteur 29 est également connecté à une bor-

ne 33 d'un circuit de commutation unipolaire à deux posi-

tions 32, de type commandé. L'élément de commutation unipo-

laire 32A du circuit de commutation 32 est "accouplé" à

l'élément de commutation unipolaire 12A du circuit de com-

mutation 12, comme l'indique la ligne en pointillés 52. tne

borne 34 du circuit de commutation 32 est connectée au con-

ducteur de masse 7.

On peut aisément concevoir les circuits particu-

liers utilisés pour réaliser la bascule 17 et les compara-

teurs 10 et 20, du fait que l'homme de l'art connaît un

grand nombre de modes de réalisation pratiques de ces cir-

cuits. Il faut cependant noter que le comparateur 20 doit

avoir un niveau de courant de polarisation d'entrée négli-

geable vis-à-vis de IX, un niveau de décalage d'entrée fai-

ble, inférieur à l'erreur prévue pour le circuit monostable, et un temps de propagation minimal. L'homme de l'art connaît

de nombreux circuits comparateurs appropriés.

L'homme de l'art peut également réaliser aisément les circuits de commutation unipolaires à deux positions 12 et 13. Il peut par exemple utiliser un circuit consistant en

une paire de transistors NPN connectés de manière différen-

tielle.

Après avoir décrit la structure du circuit conver-

tisseur tension-fréquence 1, y compris la structure précise

du circuit monostable 2, on va décrire en détail le fonc-

tionnement des circuits, en se référant aux diagrammes

séquentiels de la figure 2.

On décrira tout d'abord le fonctionnement fonda-

mental du circuit convertisseur tension-fréquence 1, d'une manière suffisamment détaillée pour permettre de comprendre comment le circuit monostable 2 commande la durée de la pente croissante de V2. On décrira ensuite le fonctionnement

précis du circuit monostable 2, en insistant sur les carac-

téristiques originales qui lui donnent sa très grande préci-

sion. La meilleure façon d'expliquer le fonctionnement

du circuit convertisseur tension-fréquence consiste proba-

blement à supposer initialement que le circuit de commuta-

tion 12 est dans la position indiquée par la référence 14 et

que le circuit de commutation 32 est dans la position indi-

quée par la référence 34. Cet état apparaît lorsque le signal de la sortie Q de la bascule 17, c'est-à-dire

VSORTIE, est à l'état logique "zéro". Dans ce mode de fonc-

tionnement, un courant entre dans le noeud de sommation 5 du fait que le courazent VENTREE/R4 (R4 est la valeur de la résistance 4) doit être absorbé par le condensateur 8, puisque V1 est nécessairement maintenu à un niveau de masse virtuelle par l'amplificateur 6. Le condensateur 8 ne peut

absorber ce courant que si V2 varie avec une pente descen-

dante, comme il est indiqué en 41D sur le signal V2 de la

figure 2.

La variation de V2 avec une pente descendante sur

le conducteur 9 se poursuit jusqu'à ce que V2 devienne légè-

rement inférieur à VSEUIL, et à cet instant le comparateur change d'état, ce qui produit l'impulsion 42A, comme l'indique le signal VS, 42, sur la figure 2. L'impulsion de VS est appliquée à l'entrée de positionnement de la bascule 17 qui, après le retard indiqué par la référence 55 sur la figure 2, fait commuter VSORTIE d'un niveau "zéro" indiqué

par la référence 56 vers le niveau "un" indiqué par la réfé-

rence 57.

Ceci commute les circuits de commutation 12 et 32 vers les états qui sont respectivement indiqués par les références 13 et 33. Cette commutation du circuit de commu- tation 12 a pour effet de connecter le noeud de sommation 5 à la source de courant 15. Du fait que la valeur de I est toujours supérieure au courant VENTREE/R4, un courant

résultant sort du noeud de sommation 5, et donc du condensa-

teur 8. La sortie de l'amplificateur 6 doit donc produire sur le conducteur 9 une tension qui varie avec une pente

ascendante, pour fournir au noeud de sommation 5 la diffé-

rence de courant résultante. La référence 41A sur le signal V2 de la figure 2 désigne cette variation de V2 avec une

pente ascendante.

D'autre part, le passage du circuit de commutation 32 de l'état indiqué par la référence 34 vers l'état indiqué par la référence 33 déclenche le fonctionnement du circuit monostable 2, comme on l'expliquera ultérieurement. A la fin

d'une durée qui est déterminée de façon précise par le cir-

cuit monostable 2, conformément à l'invention, la bascule 17

est restaurée, ce qui ramène les deux circuits de commuta-

tion 12 et 32 dans leurs états initiaux, et met donc fin à la variation de V2 avec une pente ascendante 41A (figure 2), et déclenche une autre variation de V2 avec une pente descendante, comme l'indique la référence 41B sur la figure 2. L'inclinaison, et donc la durée, des pentes descendantes,

comme les pentes 41D et 41B sur la figure 2, sont détermi-

nées par la valeur du signal d'entrée analogique VENTREE, du fait que la capacité du condensateur 8 et la valeur de la résistance 4 sont fixes. La valeur présente de VENTREE

détermine donc la fréquence présente du circuit convertis-

seur tension-fréquence 1, la fréquence présente étant l'inverse de la somme d'une durée fixe correspondant à une pente ascendante, comme la pente 41A (qui est constante et déterminée par la durée de l'impulsion de sortie produite par le circuit monostable 2), et d'une durée de pente descendante variable, comme la pente 41B, qui résulte de la valeur présente de VENTREE appliquée au conducteur d'entrée 53.

On peut donc voir que la précision du convertis-

seur tension-fréquence 1 ne peut pas être supérieure à la

précision de la durée de la pente ascendante 41A, c'est-à-

dire la durée des impulsions de sortie, telles que les

impulsions 57, produites par le circuit monostable 2.

On va maintenant décrire le fonctionnement du circuit monostable 2. Il faut noter pour commencer qu'on obtient la précision élevée du circuit monostable 2 en fixant une valeur initiale 46 (figure 2) très précise pour

VC (la tension aux bornes du condensateur 26), en établis-

sant une variation en pente descendante 47 (figure 2) très linéaire pour VC, lorsque la source de courant constant 28 décharge le condensateur 26 et, enfin, en établissant un

niveau final 48 (figure 2) très précis destiné à être com-

paré avec la variation en pente descendante de VC. Comme l'homme de l'art le notera aisément, aucun des transistors , 36, 27 ou 23 du circuit monostable 2 n'est jamais

saturé. Il faut noter ensuite que la précision de l'appa-

riement entre les tensions base-émetteur du transistor con-

necté en diode 35 et du transistor 36 est élevée et repro-

ductible avec une tolérance d'environ un demi-millivolt,

dans l'état actuel de la technique de fabrication des cir-

cuits intégrés. Au-contraire, la précision ou la reproduc-

tibilité de tensions de saturation collecteur-émetteur pour des transistors NPN bipolaires, dans l'état actuel de la technique de fabrication des circuits intégrés, est de

l'ordre de 100 millivolts.

On voit ainsi que la valeur initiale produite sur le conducteur 29 par le fait que le transistor connecté en diode 35 et le transistor 36 sont polarisés de façon égale

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en sens direct, est une valeur très stable et reproductible,

qui est égale à VREFlavec une tolérance d'environ un demi-

millivolt. Cette tension est décalée vers le bas d'une

valeur égale à la tension base-émetteur VBE(27) du transis-

tor 27, ce qui fait que le point de départ initial 46 (figu-

re 2) du condensateur 26 du circuit monostable est précisé-

ment égal à VREF1- VBE(27)

Comme mentionné ci-dessus, l'impulsion Vs 42 pro-

duite par le comparateur 10 déclenche le fonctionnement du circuit monostable 2 en positionnant la bascule 17, qui connecte à son tour la source de courant 31 à la borne 33 du circuit de commutation 32, ce qui polarise immédiatement en inverse le transistor connecté en diode 35, et poiarise

également en inverse la jonction base-émetteur du transis-

tor 27. Du fait que l'intensité 2TW de la source de courant 31 est notablement supérieure à l'intensité I de la source de courant 30, la tension du conducteur 29 est rapidement

diminuée pour 9tre fi:xée aà un niveau égal à VREF2 -

VBE(40)o La source de courant 28 décharge donc de façon linéaire le condensateur 26 du circuit monostable à une vitesse égale à Ix/C, en désignant par C la capacité du

condensateur 26 du circuit monostable.

Sur la figure 2,3 la référence 47 désigne la variation avec une pente extrêmement linéaire qu'on obtient depuis le point initial 46 jusqu'au point de seuil 48 du

* comparateur 20, dans l'opération de décharge du condensa-

teur du circuit monostable, en négligeant la très faible excursion négative de VC au-dessous de la tension de seuil sur le conducteur 21, qui est nécessaire pour provoquer la commutation du comparateur 20. La référence 51 désigne une

variation en pente non linéaire qui aurait lieu si on uti-

lisait un circuit monostable de l'art antérieur; la non-

linéarité résulterait de retards qui apparaîtraient du fait

que le courant IX devrait décharger des capacités "parasi-

tes", comme la capacité de diffusion d'un transistor saturé, en plus du condensateur 26. De tels écarts apparaissant dans les circuits monostables de l'art antérieur n'ont pas une

stabilité suffisante ni une bonne reproductibilité d'un cir-

cuit à un autre, en particulier dans le cas de circuits fabriqués sur des tranches de semiconducteur différentes

dans un processus de fabrication.

Une fois que la décharge du condensateur 26 du circuit monostable a été déclenchée, VC continue à varier avec une pente descendante, comme l'indique la pente 47 du signal VC sur la figure 2, jusqu'à ce qu'il atteigne le point 48 (avec un très léger dépassement dans le sens néga-

tif au-dessous du niveau du conducteur 21). Le niveau du conducteur 21 est égal à VREF2 - VBE(23) et est galement

très précis, sa tolérance étant d'environ un demi-millivolt.

Ceci provoque la commutation du comparateur 20, ce qui pro-

duit l'impulsion 58 sur le conducteur 19, comme l'indique le

signal VR 45 de la figure 2.

Ceci restaure la bascule 17, avec un retard fai-

ble et très reproductible qui est indiqué par la référence 59 sur le signal VR 45 de la figure 2, et met donc fin à l'impulsion VSORTIE 57. La bascule 17 peut être une bascule RS rapide classique. L'homme de l'art peut aisément mettre

en oeuvre un tel circuit.

Sur-la figure 2, la référence 49 désigne la tolé-

rance de plus ou moins un demi-millivolt du point 46, et la

référence 50 indique la tolérance de plus ou moins un demi-

millivolt du point 48.

Le rétablissement rapide à VREF de la tension sur le conducteur 29 qui se produit lorsque la bascule 17 est restaurée et lorsque le circuit de commutation 32 passe de l'état 33 à l'état 34 fait que le transistor à charge d'émetteur 27 fait rapidement monter VC vers son niveau de départ d'origine, comme l'indique la référence 53 sur le

signal VC de la figure 2.

Il va de soi que de nombreuses modifications peu-

vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans

sortir du cadre de l'invention.

REV[TDICATIONS

1. Circuit monostable de grande précision, ayant un

conducteur d'entrée (11) et un conducteur de sortie (18), ca-

ractérisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un cir-

cuit de sortie (17) qui réagit à lun signal d'entrée présent

sur le conducteur d'entrée (11) en faisant apparaître une im-

pulsion de sortie (VSORTIE) sur le conducteur de sortie (18), et qui réagit également à un signal de comparaison (VR) en mettant fin à l'impulsion de sortie; (b) un condensateur

(26) connecté entre un premier conducteur (25) et un conduc-

teur de tension de référence (7); (c) un premier circuit à transistors non saturé (30, 31, 32, 35, 36, 38, 40) connecté

à un second conducteur (29) pour produire sur ce second con-

ducteur une première tension de référence précise (VREF1);

(d) des moyens de commutation non saturés (27) qui fonction-

nent sous la dépendance du signal de comparaison (VR) de façon à connecter de manière commandée le second conducteur

(29) au premier conducteur (25), pour produire un niveau ini-

tial précis sur le condensateur (26) et pour déconnecter le second conducteur (29) du premier conducteur (25), afin de permettre la décharge du condensateur (26); (e) une source de courant (28) connectée au premier conducteur (25) pour décharger le condensateur (26) de façon linéaire, lorsque les moyens de commutation non saturés (27) ne connectent pas le premier conducteur (29) au second conducteur (25); (f) un second circuit à transistors non saturé (23), connecté à

un troisième conducteur (21) pour produire une seconde ten-

sion de référence précise (VREF2-VBE) sur le troisième conduc-

teur (21); et (g) un circuit de comparaison (20) connecté aux premier et troisième conducteurs (25, 21) pour produire

le signal de comparaison (VR) si la tension (Vc) sur le pre-

mier conducteur (25) présente une relation prédéterminée avec la seconde tension de référence, pour faire en sorte que le circuit de sortie (17) mette fin à l'impulsion de sortie (VSORTIE) et pour faire également en sorte que les moyens de commutation non saturés (27) appliquent à nouveau la première tension de référence (VREF1) présente sur le

second conducteur (29).

2. Circuit monostable de grande précision selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de commu- tation non saturés (27) réagissent indirectement au signal de comparaison (VR) et réagissent directement au signal de

sortie (VsoRTIE) de façon à reconnecter le premier conduc-

teur (25) au second conducteur (29).

3. Circuit monostable de grande précision selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de sortie comprend une bascule (17) dont la sortie (Q) est connectée

au conducteur de sortie (18) et dont une entrée de restaura-

tion (R) réagit au signal de comparaison (VR)o 4. Circuit monostable de grande précision selon la revendication 3, caractérisé en ce que le premier circuit à

transistors non saturé comprend des premier et second tran-

sistors (35, 36) dont les émetteurs sont connectés à une première source de courant (38), le collecteur et la base

du premier transistor (35) étant connectés au second con-

ducteur (29) et à une seconde source de courant (30) qui fournit moins de courant que la première source de courant (28)9 et la base du second transistor (36) étant connectée à une première source de tension (37) ayant un niveau qui est

précisément égal à la première tension de référence (VREF1).

5. Circuit monostable de grande précision selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier circuit à transistors non saturé comprend également une troisième source de courant (31) qui fournit davantage de courant que la seconde source de courant (30), et des premiers moyens de commutation de courant (32) qui sont connectés entre la troisième source de courant (31) et le second conducteur

(29) et qui réagissent au signal de sortie (VSORTIE) en ef-

fectuant ladite déconnexion du premier conducteur (25) par

rapport au second conducteur (29).

6. Circuit monostable de grande précision selon la

revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de commu-

tation non saturés comprennent un troisième transistor (27) dont la base est connectée au second conducteur (29) et dont l'émetteur est connecté au premier conducteur (25). 7. Circuit monostable de grande précision selon la revendication 6, caractérisé en ce que le second circuit à transistors non saturé comprend un quatrième transistor (23) dont l'émetteur est connecté au troisième conducteur (21) et dont la base est connectée à une seconde source de tension (24). 8. Circuit monostable de grande précision selon la

revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de compa-

raison comprend un circuit comparateur (20) destiné à pro-

duire le signal de comparaison (VR).

9. Circuit monostable de grande précision selon la

revendication 8, caractérisé en ce que le conducteur d'en-

trée (11) est connecté à une entrée de positionnement (S) de

la bascule (17).

10. Circuit convertisseur tension-fréquence, carac-

térisé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) un circuit d'intégration (4, 6, 8, 12) ayant une entrée analogique (3) et une entrée de commande (16), pour produire un signal en dents de scie répétitif (V2) ayant une première pente qui est déterminée par un signal analogique (VENIREE) qui est appliqué à l'entrée analogique (3), et une seconde pente

adjacente dont la durée est déterminée par un signal de sor-

tie (VSORTIE) du circuit convertisseur tension-fréquence qui est appliqué à l'entrée de commande (16); (b) des moyens comparateurs (10) qui réagissent au signal en dents de scie (V2) en produisant un second signal (V5) lorsque le signal en dents de scie (V2) présente une relation prédéterminée avec une première tension de seuil (VsEUIL); (c) un circuit monostable de grande précision (2) ayant un conducteur de sortie (18) et comprenant: (1) un circuit de sortie (17)

qui réagit au second signal (V5) en faisant apparaître l'im-

pulsion de sortie (VSORTIE) sur le conducteur de sortie (18) et qui réagit également à un signal de comparaison (VR) en

mettant fin à l'impulsion de sortie (VSORTIE), (2) un con-

densateur (26) connecté entre un premier conducteur (25) et un conducteur de tension de référence (29), (3) un premier circuit à transistors non saturé (30, 31, 32, 35, 36, 38, ) connecté à un second conducteur (29) de façon à produire

une première tension de référence précise (VREF1) sur le se-

cond conducteur (29), (4) des moyens de commutation non sa-

turés (27) qui fonctionnent sous la dépendance du signal de commande (VR) en connectant de façon commandée le second conducteur (29) au premier conducteur (25), pour produire un niveau de tension initial précis sur le condensateur (26) et

pour déconnecter le second conducteur (29) du premier con-

ducteur (25) afin de permettre la décharge du condensateur (26), (5) une source de courant (28) connectée au premier conducteur (25) afin de décharger le condensateur (26) de

façon linéaire, lorsque les moyens de commutation non satu-

rés (27) ne connectent pas le premier conducteur (25) au second conducteur (29, (6) un second circuit à transistors non saturé (23, 22) connecté à un troisième conducteur (21) pour produire une seconde tension de référence précise

(VREF2-VBE) sur le second conducteur (21); et (7) un cir-

cuit de comparaison (20) connecté aux premier (25) et troi-

sième (21) conducteurs, pour produire le signal de compa-

raison (VR) si la tension sur le premier conducteur (25) présente une relation prédéterminée par rapport à la seconde tension de référence (VREF2-VBE), pour faire en sorte que le circuit de sortie (17) mette fin à l'impulsion de sortie (VSORTIE) et pour faire également en sorte que les moyens de

commutation non saturés (27) appliquent à nouveau la premiè-

re tension de référence (VREF1) au second conducteur (29).

11. Circuit convertisseur tension-fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que les moyens de

commutation non saturés (27) réagissent indirectement au si-

gnal de comparaison (VR) et réagissent directemert a signl de sortie (VSORTIE) de façon'à reconnecter le premier conducteur (25)

au second conducteur (29).

12. Circuit convertisseur tension-fréquence selon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit de

sortie comprend une bascule (17) dont la sortie (Q) est con-

nectée au conducteur de sortie (18) et dont une entrée de

restauration (R) réagit au signal de comparaison (VR).

13. Circuit convertisseur tension-fréquence selon

la revendication 12, caractérisé en ce que le premier cir-

cuit à transistors non saturé comprend des premier et second transistors (35, 36) dont les émetteurs sont connectés à une première source de courant (38), le collecteur et la base du premier transistor (35) étant connectés au second conducteur (29) et à une seconde source de courant (30) qui fournit moins de courant que la première source de courant (28), et la base du second transistor (36) étant connectée à une

première source de tension (37) ayant un niveau qui est pré-

cisément égal à la première tension de référence (VREFI).

14. Circuit convertisseur tension-fréquence selon

la revendication 13, caractérisé en ce que le premier cir-

cuit à transistors non saturé comprend également une troi-

sième source de courant (31) qui fournit davantage de cou-

rant que la seconde source de courant (30), et des premiers moyens de commutation de courant (32)-qui sont connectés

entre la troisième source de courant (31) et le second con-

ducteur (29) et qui réagissent au signal de sortie (VsoRTIE) en effectuant ladite déconnexion du premier conducteur (25) par rapport au second conducteur (29) 15. Circuit convertisseur tension-fréquence selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens de commutation non saturés comprennent un troisième transistor (27) dont la base est connectée au second conducteur (29)

et dont l'émetteur est connecté au premier conducteur (25).

16. Circuit convertisseur tension-fréquence selon la revendication 15, caractérisé en ce que le second circuit à transistor non saturé comprend un quatrième transistor (23) dont l'émetteur est connecté au troisième conducteur (21) et dont la base est connectée à une seconde source de

tension (24).

17. Circuit convertisseur tension-fréquence selon la revendication 16, caractérisé en ce que le circuit de comparaison comprend un circuit comparateur (20) destiné à

produire le signal de comparaison (VR).

18, Procédé pour produire une impulsion de sortie (VSoRTIE) ayant une largeur très précise, sous l'effet d'une impulsion d'entrée (V5), caractérisé en ce qu'il comprend les opérations suivantes. on applique une première tension de référence (VREF) à la base dl-mun premier transistor (36)

dont l'émetteur est connecté à l'émetteur d'un second tran-

sistor (35) et à une première source de courant (38); on fait en sorte qu'un courant provenant d'une seconde source de couranat (30) d'intensité inférieure a celle de la première source de courant (38) circule dans un premier conducteur (29) auquel sont connectes la base et le collecteur du second transistor (55), pour reproduire ainsi la première tension de référence (VR1,) sur le premier conducteur (29); on appli= que la première tension de référence (VRI) reproduite sur

le premier conducteur (29) à la base d'un troisième transis-

tor (27) dont l'émetteur est connecté à un second conducteur (25) et à une troisième source de courant (28), pour produire ainsi un niveau de tension initial précis sur un condensateur (26); on applique une seconde tension de référence (VREF2) différente de la première tension de référence (VE1) à la

base d'un quatrième transistor (23) dont l'émetteur est con-

necté à un troisième conducteur (21) et à une quatrième source de courant (22) pour produire ainsi une troisième tension de référence (VREF2-VBE), sur le troisième conducteur

(21); on applique un signal d'entrée (V5) à l'entrée de po-

sitionnement (S) d'une bascule (17), pour commuter ainsi vers un premier état une sortie (Q) de la bascule (17); on fait en sorte qu'un circuit de commutation de courant (32) connecte au premier conducteur (29) une cinquième source de courant (31), d'intensité supérieure à celle de la seconde source de courant (30), sous l'effet de la commutation vers le premier

état, pour polariser en inverse les second et troisième tran-

sistors (35, 27), et pour permettre ainsi à la troisième sour-

ce de courant (28) de décharger le condensateur (26) d'une manière linéaire, à une vitesse qui est déterminée précisément

par la capacité du condensateur (26) et par la troisième sour-

ce de courant (28); on compare la troisième tension de réfé-

rence à la tension présente sur le second conducteur (25) et on produit un signal de comparaison (VR) lorsque la tension

sur le second conducteur (25) présente une relation prédéter-

minée avec la troisième tension de référence; on applique le signal de comparaison (VR) à une entrée de restauration (R)

de la bascule (17) pour faire passer à un second état la sor-

tie (Q) de la bascule (17); et on fait en sorte que le cir-

cuit de commutation de courant (32) déconnecte la cinquième source de courant (31) du premier conducteur (29), sous l'effet du passage au second état, pour permettre à la seconde source de courant (30) de recharger le premier conducteur (29) à une tension précisément égale à la première tension de

référence (VREFI).