ES2870571T3 - Método para convertidor flyback - Google Patents

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Ren-Huei Tzeng
Kuan-Sheng Wang
Wei-Chan Hsu
Chien-Chung Chang
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Abstract

Un método, adoptado por un circuito convertidor flyback (1) que incluye un transformador, que comprende: determinar una salida de tensión de salida (Vout) de un circuito secundario del transformador; alimentar una tensión de retroalimentación (VFB) basándose en la tensión de salida del circuito secundario a un circuito primario del transformador; y caracterizado por: aumentar un límite de corriente (Ilím) y una frecuencia de conmutación (Fsw) de una corriente primaria (IP) con la tensión de retroalimentación; suministrar la corriente primaria (IP) a un devanado primario (W1) del transformador; cuando la tensión de retroalimentación es menor que una primera tensión umbral (Vctlp), mantener la frecuencia de conmutación sustancialmente constante mientras se aumenta el límite de corriente con la tensión de retroalimentación; cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral (Vctlp), aumentar el límite de corriente y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación; y cuando la tensión de retroalimentación excede un segundo umbral de tensión (Vcp), mantener el límite de corriente sustancialmente constante mientras se aumenta la frecuencia de conmutación con la tensión de retroalimentación, en donde la segunda tensión umbral excede la primera tensión umbral (Vctlp), caracterizado por: cuando la tensión de retroalimentación excede una tercera tensión umbral (Vfp), mantener tanto el límite de corriente como la frecuencia de conmutación sustancialmente constantes, en donde la tercera tensión umbral (Vfp) excede la segunda tensión umbral (Vcp).

Description

DESCRIPCIÓN
Método para convertidor flyback
Antecedentes de la invención
Campo de la invención
La presente invención se refiere a sistemas de potencia y, en particular, a métodos para convertidores flyback. Descripción de la técnica relacionada
Los suministros de potencia de modo de conmutación (SMPS) o convertidores proporcionan una eficiencia de conversión de potencia superior. Esto se debe a que el dispositivo conmutador (transistor o MOSFET) en su fase de potencia funciona en la región de saturación (corriente alta, pero tensión cercana a cero) o región de corte (tensión alta, pero corriente cero) periódicamente con alta frecuencia, por lo que la pérdida del dispositivo conmutador es baja. Para convertidor lineal, el dispositivo semiconductor en la fase de potencia siempre funciona en la región activa con pérdida de potencia alta debido a que su tensión y corriente son altas durante la operación. Debido a su alta eficiencia, se ha descubierto que los convertidores de modo de conmutación son particularmente útiles en una variedad de dispositivos portátiles (por ejemplo, teléfonos móviles, cámaras digitales, tabletas, reproductores de música digital, reproductores multimedia, unidades de disco portátiles, consolas de juegos portátiles y otros dispositivos electrónicos de consumo portátiles) que funcionan con baterías internas limitadas, tales como las baterías de litio. El convertidor flyback generalmente se implementa para proporcionar regulación de tensión.
A medida que se desarrolla la tecnología, se incorporan más características y funciones en los dispositivos portátiles, lo que conduce a una mayor demanda en la administración de potencia del convertidor de potencia. En algunas aplicaciones, se requiere una corriente más alta durante un período corto de tiempo (requisito de impulso de potencia temporal durante un período corto de tiempo). Algunos ejemplos están en impresoras, motores, o para operaciones de impulso de CPU. La cantidad de potencia en exceso puede ser tan alta como el doble de la potencia máxima administrada en una operación normal, los convertidores convencionales no pueden administrar la cantidad de potencia sobrante sin agregar coste (transformador más grande para evitar la saturación). Las ventajas de los métodos mencionados anteriormente son:
Al aumentar la frecuencia de conmutación y la limitación de corriente pico primaria del transformador durante la condición de carga de sobretensión, no es necesario utilizar transformadores voluminosos para evitar la saturación del núcleo en condiciones de carga de sobretensión.
El documento de patente de la técnica anterior EP 2256 912 A1 divulga un método para un convertidor flyback con las características del preámbulo de la reivindicación independiente.
Se puede optimizar la eficiencia del suministro de potencia a carga nominal. La frecuencia de conmutación a la carga nominal es menor que la de la operación en modo de sobretensión, por lo que la pérdida de conmutación en la condición de carga nominal es menor y puede obtener una mejor eficiencia.
Breve sumario de la invención
Esta invención propone un método para aumentar la capacidad de administración de potencia de un convertidor durante un período corto para satisfacer la demanda de potencia de sobretensión sin agregar un coste, o mínimo si es necesario. También propone un método para mitigar los problemas relacionados con las condiciones de cortocircuito. Se da una descripción detallada en las siguientes realizaciones con referencia a los dibujos adjuntos. Se proporciona una realización de un método, adoptado por un circuito convertidor flyback que incluye un transformador, de acuerdo con la reivindicación independiente.
Breve descripción de los dibujos
La presente invención puede entenderse más completamente leyendo la descripción detallada posterior y los ejemplos con referencias hechas a los dibujos adjuntos, en donde:
La FIG. 1 es un diagrama de bloques de un convertidor flyback 1 de acuerdo con una realización de la invención. La FIG. 2 ilustra un diagrama de líneas que muestra un esquema de control 2 de los Vcs y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria Ip con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb de acuerdo con una realización de la invención.
La FIG. 3 es un diagrama de líneas que muestra las líneas 30 y 32a, b, c que representan otro esquema de control 3 de Vcs y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria Ip con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb del convertidor flyback 1 de acuerdo con otra realización de la invención.
La FIG. 4 es un diagrama de líneas que muestra otro esquema de control 4 de los Vcs y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria Ip con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb del convertidor flyback 1 de acuerdo con otra realización más de la invención.
La FIG. 5 ilustra la relación de la corriente primaria Ip y la corriente secundaria Is en el campo del tiempo a medida que aumenta la carga de salida de acuerdo con una realización de la invención.
La FIG. 6 es un diagrama de flujo de un método de control 6 de acuerdo con una realización de la invención.
La FIG. 7 es un diagrama de flujo de un método de control 7 en el modo de alta potencia de acuerdo con una realización de la invención.
La FIG. 8 es un diagrama de flujo de un método de control 8 de acuerdo con otra realización de la invención.
La FIG. 9 es un diagrama de flujo de un método de control 9 de acuerdo con aún otra realización de la invención.
Descripción detallada de la invención
La siguiente descripción es del modo mejor contemplado de llevar a cabo la invención. Esta descripción se hace con el propósito de ilustrar los principios generales de la invención y no debe tomarse en un sentido limitativo. El alcance de la invención se determina mejor por referencia a las reivindicaciones adjuntas.
Las FIGS. 1 a 9 ilustran las realizaciones del suministro de potencia en modo de conmutación (SMPS) que proporcionan una administración de potencia impulsada, controlabilidad de potencia aumentada y protección de cortocircuito, satisfaciendo las crecientes exigencias de potencia en los dispositivos informáticos actuales, dispositivos de red, dispositivos de comunicación, dispositivos móviles y otros dispositivos electrónicos y eléctricos.
La FIG. 1 es un diagrama de bloques de un SMPS de flyback 1 de acuerdo con una realización de la invención, incluyendo una fuente de potencia 12, un rectificador, un transformador, un circuito de detección de salida 14, acopladores ópticos Dopto1 y Dopto2, un controlador 10 y un transistor de conmutación Q. El SMPS de flyback 1 convierte la fuente de potencia de corriente alterna (CA) 12 en corriente continua (CC) y suministra una salida de potencia regulada Vfuera a una carga conectada (no mostrada) tal como un motor, una unidad central de procesamiento (CPU) o un microprocesador, lo que puede requerir una sobretensión de la administración de potencia temporalmente.
La fuente de potencia de entrada de CA de la fuente de potencia 12 se convierte en potencia de CC a través del rectificador, la fuente de potencia de CC suministrada al transformador está controlada por el transistor de conmutación Q. El transistor de conmutación Q y el transformador forman el corazón del SMPS de flyback 1. El transformador contiene un devanado primario W1, un devanado secundario W2 y un devanado auxiliar Waux. La fuente de potencia 12 se suministra al transistor de conmutación Q a través del devanado primario W1 del transformador. El transistor de conmutación Q actúa como un conmutador. Cuando se enciende el transistor de conmutador Q, conducido a la saturación y conductas, el conmutador está cerrado y proporciona un camino para una corriente primaria Ip (corriente primaria) para fluir a través del devanado primario W1 del transformador de pulso al cable de retorno de potencia, por tanto, la energía se almacena en el núcleo del transformador a través de la inductancia magnetizante del devanado primario W1. Cuando se apaga el transistor de conmutación Q, en una región de corte y no conduce, el conmutador se abre y la energía almacenada se administra a la carga a través del devanado secundario W2. Como consecuencia, la corriente no fluye simultáneamente en los devanados primario y segundo W1 y W2 del transformador.
Variando la frecuencia de conmutación (por Modulación de Tasa de Pulso, referido como PRM) o duración (por Modulación de Ancho de Pulso, referido como PWM) de la señal PWM Spwm resultará en una variación del ciclo de tarea de la entrada Ip y una regulación de salida correspondiente de la tensión de salida Vfuera. La regulación de la tensión de salida se proporciona a través de los acopladores ópticos Dopto1 y Dopto2. En una implementación, la tensión de salida Vfuera se detecta y se divide en una tensión Vdiv a través de una red de resistencias. La tensión Vdiv se utiliza para controlar el regulador de derivación T1 que genera una corriente, proporcional a la diferencia entre la tensión Vdiv y una tensión regulada interna, típicamente a 2,5 V, del regulador de derivación T1. La corriente generada por el regulador de derivación se convierte en una tensión de retroalimentación Vfb a través de los acopladores ópticos Dopto1 y Dopto2 que proporcionan aislamiento entre los circuitos primario y secundario del SMPS de flyback 1.
El SMPS de flyback 1 puede operar con un modo de control de corriente pico. En el convertidor de control de corriente pico, la tensión de retroalimentación Vfb se emplea para establecer el límite de corriente Ilím de la corriente pico de la corriente primaria Ip para cada ciclo de tarea. El controlador 10 puede detectar la corriente Ip a través del devanado primario W1 y la tensión de detección Vcs a través de la resistencia de detección Rs. El límite de corriente Ilím es controlado por el controlador 10 de acuerdo con el límite de tensión de detección Vcs_lím. Más específicamente, el controlador 10 está configurado para conectarse a la resistencia de detección Rs para detectar la tensión de detección Vcs y configura el límite de corriente Ilím para la corriente Ip de acuerdo con la Ecuación [1]:
Ilím = Vcs_lím/Rs Ecuación [ 1 ]
La tensión de detección Vcs es la tensión a través de la resistencia de detección Rs. Cuando la carga de salida consume cierta cantidad de potencia de salida, el límite de tensión de detección Vcs_lím se aumentará de acuerdo con una relación con la tensión de retroalimentación Vfb correspondiente a la potencia de salida, que a su vez es utilizada por el controlador 10 para controlar el transistor de conmutación Q para restringir la tensión de detección Vcs igualando el límite de tensión de detección Vcs_lím, imponiendo de este modo el límite de corriente Ilím sobre la corriente primaria Ip. Más específicamente, cuando el devanado primario W1 intenta extraer corriente para tener una tensión de detección Vcs que excede el límite de tensión de detección Vcs_lím, el controlador 10 está configurado para apagar el transistor de conmutación Q de modo que el "tiempo de ENCENDIDO" de la corriente primaria Ip se disminuya, restringiendo de este modo la tensión de detección Vcs dentro del límite de tensión de detección Vcs_lím. Por el contrario, cuando el devanado primario W1 consume corriente para tener una tensión de detección Vcs igual o menor que el límite de tensión de detección Vcs_lím, el controlador 10 está configurado para mantener el transistor de conmutación Q encendido de modo que el "tiempo de ENCENDIDO" de la corriente primaria Ip continúe, aumentando así la tensión de detección Vcs y administrando la potencia requerida al circuito secundario. Como se explica en el presente documento, el límite de tensión de detección Vcs_lím es directamente proporcional al límite de corriente Ilím, un aumento en el límite de corriente Ilím seguirá un aumento en el límite de tensión de detección Vcs_lím, y viceversa. De este modo, en las siguientes secciones, cuando se describe el comportamiento de solo uno de los dos términos, implicaría automáticamente que el comportamiento del otro término puede actuar de manera similar.
El SMPS de flyback 1 puede funcionar en modo de corriente continua (CCM) o en modo de corriente discontinua (DCM). La potencia de salida se puede derivar de la siguiente ecuación;
Figure imgf000004_0001
Ecuación [2]
Donde
ffmáx es la frecuencia máxima impulsada durante la duración de la potencia de sobretensión
f65kHz es la frecuencia de conmutación en la condición de carga nominal, aquí se asume que es 65 KHz Pfuera es la potencia de salida en condiciones de carga de sobretensión;
ip1 e ip2 son los dos puntos de corriente primaria del convertidor flyback, ip1 es más alto que ip2. Ip2 es cero si el convertidor flyback está en modo DCM.
De la Ecuación [2], se puede ver que la potencia de salida Pfuera simplemente se duplica en comparación con la potencia nominal incluso si la frecuencia de conmutación aumenta hasta el infinito. De este modo, para cumplir con la aplicación con mayor potencia pico, que no sea aumentar la frecuencia de conmutación, Ip1 también es necesario aumentarlo, para que la potencia de salida se pueda impulsar a más de dos veces más que el requisito nominal.
También se puede explicar con más detalle mediante la siguiente ecuación. Para operaciones de mayor potencia, es deseable operar el convertidor en modo CCM para una mejor eficiencia, la potencia de salida administrada en el circuito secundario se puede expresar como:
Figure imgf000004_0002
Ecuación [3]
donde:
Pfuera es la potencia de salida;
r| representa la eficiencia del SMPS 1;
Nrelación es una relación de giro del transformador, Np/Ns, en donde Np son giros del lado primario, Ns son giros del lado secundario;
Vfuera es la tensión de salida;
D es un ciclo de tarea de conmutación para la corriente primaria del transformador Ip;
Ilím es el límite de corriente para la corriente primaria del transformador Ip;
Lp es la inductancia del devanado primario del transformador; y
Fsw es la frecuencia de conmutación de la corriente primaria del transformador Ip.
Se puede observar en la Ecuación [2] y [3], aumentar la salida de potencia Pfuera, uno puede aumentar el límite de corriente Ilím y/o la frecuencia de conmutación Fsw. Aumentar el límite de corriente Ilím demasiado puede conducir a la condición de saturación del núcleo del transformador. Aumentará solo la frecuencia de conmutación Fsw resultará en un impulso de potencia limitado, desde el límite de corriente Ilím es el término dominante que afecta a la potencia de salida Pfuera.
En la realización de la invención, el controlador 10 usa la tensión de retroalimentación Vfb para controlar el ciclo de tarea y la frecuencia de conmutación de una señal PWM Spwm se conecta al transistor de conmutación Q, de tal modo que se logre una regulación adecuada de la tensión de salida. En algunas realizaciones, el controlador 10 está configurado para determinar una tensión de control Vctl (no mostrado), que es simplemente la tensión de retroalimentación Vfb o correlacionada positivamente con la tensión de retroalimentación Vfb, y luego utilizar la tensión de control Vctl o la tensión de retroalimentación Vfb para determinar un modo de operación para el SMPS de flyback 1. El modo de operación incluye un modo normal y un modo de alta potencia. El controlador 10 está configurado para generar el ciclo de tarea y una frecuencia de conmutación de la señal PWM Spwm de acuerdo con la tensión de retroalimentación Vfb. La señal PWM Spwm está conectada al transistor de conmutación Q, controlando de este modo un límite de corriente Ilím y una frecuencia de conmutación Fsw de la corriente de entrada Ip en el circuito primario y proporcionando tensión de salida regulado Vfuera en el circuito secundario.
En algunas realizaciones, el SMPS de flyback 1 está configurado para aumentar un límite de corriente Ilím a una tasa adaptable, evitando que el transistor de conmutación Q se apague bajo una tensión de corriente excesiva, como se ha representado en la FIG. 3.
En otras realizaciones, el SMPS de flyback 1 está configurado para limitar aún más el límite de corriente Ilím de la corriente primaria Ip en condiciones de cortocircuito a una corriente de cortocircuito Isc, evitando que el transistor de conmutación Q se apague, como se ha representado en la FIG. 4.
Si bien las realizaciones utilizan el modo de control de corriente pico para ilustrar la característica y el principio de la invención, sus aplicaciones pueden extenderse a un modo de corriente promediada, en el que el parámetro de corriente pico se reemplaza con un parámetro de corriente promediado.
El SMPS de flyback 1 proporciona una mayor administración de potencia en la salida al aumentar el límite de corriente Ilím y/o la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente de entrada primaria Ip en el circuito primario.
En consecuencia, el SMPS de flyback 1 puede operar en modo normal y en modo de alta potencia. La FIG. 2 ilustra un diagrama de líneas que muestra un esquema de control 2 de una curva límite Vcs 22 y una curva de frecuencia de conmutación 20, de acuerdo con una realización de la invención, incorporando el SMPS de flyback 1 en la FIG. 1. La curva límite Vcs 22 y la curva de frecuencia de conmutación 20 representan respectivamente un límite de corriente y una frecuencia de conmutación de la corriente primaria Ip con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb. En algunas realizaciones, el controlador 10 puede controlar el transistor de conmutación Q para imponer el límite Vcs y la frecuencia de conmutación en la corriente primaria Ip de acuerdo con la tensión de retroalimentación Vfb.
Con referencia a la curva límite Vcs 22 y la curva de frecuencia de conmutación 20 de la FIG. 2, cuando la tensión de retroalimentación Vfb es menor que una tensión de modo de potencia pico Vctlp (primera tensión umbral), el SMPS de flyback 1 opera en modo normal, el controlador 10 determina el límite de corriente de la corriente primaria Ip de acuerdo con la tensión de retroalimentación Vfb, mientras que la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip permanece sustancialmente constante o fijada, independiente de la tensión de retroalimentación Vfb. En el modo normal, a medida que aumenta la carga de salida, la tensión de retroalimentación Vfb aumenta, y el SMPS de flyback 1 aumenta la administración de potencia aumentando solo el límite de corriente de la corriente primaria Ip.
En particular, en el modo normal, como se muestra en la parte izquierda de la curva límite Vcs 22 y la curva de frecuencia de conmutación 20, respectivamente, cuando la tensión de retroalimentación Vfb aún no ha alcanzado una tensión de retroalimentación base Vfb_ b, el límite de corriente de la corriente primaria Ip y el límite de tensión de detección Vcs_lím puede permanecer constante para suministrar energía suficiente a la carga de salida. Cuando la tensión de retroalimentación Vfb iguala o excede la tensión de retroalimentación base Vfbjj, entonces el límite de corriente de la corriente primaria Ip y el límite de tensión de detección Vcs_lím debe aumentarse para suministrar energía suficiente a la carga de salida. En las realizaciones, cuando la tensión de retroalimentación Vfb iguala o excede la tensión de retroalimentación base VFB_b, entonces el límite de corriente de la corriente primaria Ip y el límite de tensión de detección Vcs_lím aumentan en proporción a la tensión de retroalimentación Vfb respectivamente. La tensión de modo de potencia pico Vctlp está determinado por el punto de saturación del núcleo del transformador, de tal modo que el transformador no resulte en la condición de saturación del núcleo cuando la frecuencia de conmutación Fsw permanece sustancialmente constante en Fnorm, y la corriente primaria Ip aumenta hasta Ilím1 (no se mostrado) como una primera tensión de detección Vcs aumenta a Vcs__iími. Si bien, en la presente realización, la curva límite Vcs 22 se eleva desde la tensión de retroalimentación base Vfb jj, en algunas implementaciones, la curva límite Vcs 22 no se eleva desde la tensión de retroalimentación base Vfb jj, sino que, por el contrario, aumenta constantemente desde el origen del gráfico en la FIG. 2.
Cuando la tensión de retroalimentación Vfb excede una tensión de modo de potencia pico Vctlp, el SMPS de flyback 1 opera en modo de alta potencia. En ciertas aplicaciones de circuito tales como impresoras, motores, o CPU, se requiere un límite de corriente más alto durante un corto período de tiempo para operaciones de potencia reforzada. La cantidad de exceso de potencia en el modo de alta potencia puede ser tan alta como dos o tres -cuatro veces la potencia máxima administrada en el modo normal. En el modo de alta potencia, a medida que aumenta la carga de salida, entonces la tensión de retroalimentación Vfb aumenta, y el SMPS de flyback 1 aumenta la administración de potencia al aumentar el límite de corriente de la corriente primaria Ip y/o la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente de entrada primaria Ip. Específicamente, el límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw se puede aumentar con la tensión de retroalimentación Vfb. La frecuencia de conmutación Fsw se aumenta para ampliar el intervalo de operación de la corriente de entrada Ip sin causar la condición de saturación del núcleo. Por tanto, aumentando la frecuencia de conmutación Fsw, el límite de corriente de la corriente primaria Ip se puede aumentar para impulsar la provisión de energía sin resultar en la condición de saturación del núcleo. En determinadas realizaciones, el límite de corriente de la corriente primaria Ip se puede aumentar con la tensión de retroalimentación Vfb a una tasa sustancialmente igual a la tasa creciente en el modo normal. En otras realizaciones, el límite de corriente de la corriente primaria Ip se puede aumentar a una tasa diferente a la del modo normal. Asimismo, en algunas realizaciones, la tasa creciente del límite de corriente de la corriente primaria Ip en el modo de alta potencia es adaptable mediante una configuración establecida en el controlador 10, como se ha representado en la FIG. 3.
En algunas realizaciones, el modo de alta potencia se implementa además en 3 zonas, ilustradas por las zonas A, B y C. La zona A está definida por un intervalo entre la tensión del modo de potencia pico Vctlp y una tensión del límite de tensión de control Vcp (tensión de segundo umbral). Cuando la tensión de retroalimentación Vfb está en la zona A, el límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw se aumenta en proporción a la tensión de retroalimentación Vfb. El límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw puede aumentarse en la misma tasa o en diferentes tasas. Cuando el límite de corriente de la corriente primaria Ip sigue aumentando elevó hasta el límite de tensión máxima VCS_máx es alcanzado, el transformador está cerca de la condición de saturación del núcleo a pesar del aumento en la frecuencia de conmutación Fsw, por tanto, el SMPS de flyback 1 entra en la zona B.
La zona B está definida por un intervalo entre la tensión del límite de tensión de control Vcp y una tensión del límite de frecuencia de conmutación Vfp (tercera tensión umbral). Cuando la tensión de retroalimentación Vfb está en la zona B, la frecuencia de conmutación Fsw aumentan en proporción a la tensión de retroalimentación Vfb mientras que el límite de corriente de la corriente primaria Ip permanece sustancialmente constante ya que la tensión de detección Vcs permanece en el límite máximo de tensión VCS_máx, independiente del cambio en la tensión de retroalimentación Vfb. En la zona B, la administración de potencia no aumenta mucho, porque cuando la frecuencia de conmutación Fsw se ha acercado a un valor relativamente grande, el recíproco de la frecuencia de conmutación Fsw en la Ecuación [3] es un término insignificante. Para un transformador que tiene un margen de saturación más bajo, la condición de saturación del núcleo se produce fácilmente cuando la tensión de retroalimentación Vfb se acerca la tensión del límite de tensión de control Vcp, un pequeño aumento en la corriente primaria Ip conducirá fácilmente a la saturación del núcleo del transformador. De este modo, la zona B sirve como una región de tampón para compensar la sobretensión aguda de la corriente del inductor cuando el diseño del transformador es marginal. Con referencia a la Ecuación [3], cuando la frecuencia de conmutación Fsw es el único parámetro que aumenta, el término recíproco de la frecuencia de conmutación Fsw en la Ecuación [3] se vuelve insignificante cuando la frecuencia de conmutación Fsw aumenta a un cierto nivel, un aumento adicional de la frecuencia de conmutación Fsw resultará en un aumento muy pequeño en la potencia de salida Pfuera. Por tanto, el SMPS de flyback 1 entra en la zona C.
La zona C está definida por un intervalo que excede la tensión del límite de frecuencia de conmutación Vfp. Cuando la tensión de retroalimentación Vfb está en la zona C, el límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw respectivamente permanecen sustancialmente constantes en Imáx (no mostrado, correspondiente a VCS_ máx) y F máx, respectivo del aumento de la tensión de retroalimentación Vfb. Dado que el límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw son ambos fijados, la potencia de salida Pfuera permanece sustancialmente igual. Si la potencia administrada sigue siendo insuficiente para la carga de salida y el transformador intenta extraer corriente adicional, el SMPS de flyback 1 entrará en un modo de cortocircuito o en un modo de sobrecarga, como se ha representado en la FIG. 4. Normalmente, un temporizador evitará que el controlador 10 opere en el modo de cortocircuito durante demasiado tiempo. Se activará un mecanismo de protección para apagar el SMPS de flyback 1 o permitir que el SMPS de flyback 1 entre en un estado de inicio automático.
Aunque la realización de la FIG. 2 ilustra el SMPS de flyback 1 incorporando las zonas A, B y C para el modo de alta potencia, los expertos en la técnica reconocerán que el SMPS de flyback 1 puede adaptarse para funcionar simplemente con la zona A, las zonas A y B, o las zonas A y C de acuerdo con la preferencia de diseño.
La realización de la FIG. 2 ilustra un SMPS de flyback que emplea el modo de alta potencia para adquirir una mayor administración de potencia.
La FIG. 3 es un diagrama lineal que contiene las curvas límite Vcs 32a, b, c que representan los límites de Vcs que corresponden a los límites de corriente de la corriente primaria Ip en tres modos de límite de corriente y la curva de frecuencia de conmutación 30 que representa la frecuencia de conmutación de la corriente primaria Ip con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb, representando otra realización de la invención, donde la tasa de cambio de la curva límite Vcs 32 es adaptable, evitando que el transistor de conmutación Q se apague bajo una tensión de corriente excesiva.
En el modo normal, las curvas límite Vcs 32a, b y c son idénticas y se fusionan en una línea, la línea de frecuencia de conmutación 30 permanece sustancialmente constante con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb, como se trata en la FIG. 2. Después de que el SMPS de flyback 1 pase del modo normal al modo de alta potencia, el SMPS de flyback 1 está configurado para seleccionar una de las curvas límite Vcs 32a, b y c, y ajustan el límite de corriente de la corriente primaria Ip de acuerdo con la curva límite de tensión seleccionada. La tasa de cambio adaptable del límite de corriente de la corriente primaria Ip permite que el SMPS de flyback 1 seleccione la curva límite Vcs 32c más suave cuando la corriente alta puede causar la saturación del núcleo en el transformador y/o la tensión de sobrecorriente en el transistor de conmutación Q, o seleccionar la curva límite Vcs 32a más pronunciada para proporcionar administración de potencia extensiva a la carga de salida, o seleccionar la curva límite Vcs original 32b cuando la carga de salida requiera una administración de potencia moderada, sin causar la saturación del núcleo en el transformador y el avance de corriente a través del transistor de conmutación Q.
En algunas implementaciones, el controlador 10 del SMPS de flyback 1 puede conmutar la curva límite Vcs en cualquier momento de acuerdo con un esquema de selección predefinido implementado por un circuito de hardware o códigos integrados en el controlador 10. Por ejemplo, el esquema de selección predefinido puede incluir que, cuando la administración de potencia requerida excede un umbral de administración de alta potencia, conmuta la curva límite Vcs seleccionada a la curva límite Vcs más pronunciada 32a; cuando el límite de corriente se acerca a la corriente de saturación del transformador, conmuta la curva límite Vcs seleccionada a la curva límite Vcs más suave 32c, al entrar por primera vez al modo de alta potencia, usa la curva límite Vcs original 32b como la curva límite Vcs por defecto. En otras implementaciones, el controlador 10 puede seleccionar la curva límite Vcs al entrar en el modo de alta potencia.
Las diferentes tasas de cambio 32a a 32c pueden implementarse mediante fuentes de corriente conectadas en paralelo, con un número creciente de fuentes de corriente conectadas en paralelo para proporcionar las tasas cambiantes 32a a 32c.
Aunque la realización solo muestra la zona A y la zona C en el modo de alta potencia, los expertos en la materia deben reconocer que otra combinación de las zonas A, B y C pueden incorporarse en el modo de alta potencia en la FIG. 3.
La realización de la FIG. 3 muestra el SMPS de flyback que incorpora una tasa de cambio adaptativa del límite de corriente para la corriente primaria Ip en el modo de alta potencia, ofreciendo una administración de potencia flexible y controlable.
La FIG. 4 es un diagrama de líneas que muestra otro esquema de control 4 del límite de corriente de la corriente primaria Ip y la frecuencia de conmutación Fsw con respecto a la tensión de retroalimentación Vfb de acuerdo con otra realización más de la invención.
El esquema de control 4 es diferente de los esquemas de control 2 y 3 en que se implementa una protección contra cortocircuitos en el diseño. Cuando la carga de salida extrae una cantidad extraordinaria de la potencia de salida del SMPS de flyback 1, la corriente grande puede saturar el transformador, dañar el transistor de conmutación Q, u otro componente del circuito interno en el SMPS de flyback 1. T Como consecuencia, el SMPS de flyback 1 está diseñado para estar protegido contra el consumo de corriente excesiva en la condición de cortocircuito. Cuando la tensión de retroalimentación Vfb excede o es igual a una tensión de cortocircuito Vsc, se identifica la condición de cortocircuito.
Para evitar que el SMPS de flyback 1 se queme por la condición de cortocircuito, el controlador 10 puede incluir un circuito temporizador (no mostrado) para limitar el tiempo que el sistema cae en la condición de cortocircuito. Cuando el temporizador alcanza su punto de ajuste, el controlador 10 entra en una zona de protección D que ajusta la salida PWM Spwm y el límite de corriente de la corriente primaria Ip a un nivel de protección de corriente de cortocircuito que corresponde a un límite de tensión Vcs_sc. En algunas implementaciones, el controlador 10 está configurado para reducir gradualmente el límite de corriente de la corriente primaria Ip a un límite de corriente de cortocircuito que corresponde a un límite de tensión de cortocircuito Vcs_sc. En otras implementaciones, el controlador 10 está configurado para reducir directamente el límite de corriente de la corriente primaria Ip a un límite de corriente de cortocircuito que corresponde a un límite de tensión de cortocircuito Vcs_sc por una función de etapa, sin la región de tampón decreciente intermedia (no mostrado). En algunas implementaciones, el controlador 10 está configurado para activar un mecanismo de reinicio cuando no se elimina la condición de cortocircuito. Si la condición de cortocircuito continúa, el SMPS de flyback 1 se apagará y se reiniciará nuevamente repetidamente hasta que se elimine la condición de cortocircuito.
La realización de la FIG. 4 representa el SMPS de flyback que incorpora una protección contra cortocircuitos, evitando el daño irreversible al SMPS de flyback bajo la condición de cortocircuito.
La FIG. 5 ilustra la relación de la corriente primaria Ip y la corriente secundaria Is del transformador en el dominio del tiempo a medida que aumenta la carga de salida de acuerdo con una realización de la invención.
Las realizaciones de las FIGS. 1 a 4 muestran el SMPS de flyback 1 que proporciona el modo de alta potencia que admite una administración de potencia extensa al aumentar la frecuencia de conmutación Fsw junto con el límite de corriente de la corriente primaria Ip de la corriente primaria del transformador Ip, conforme la tensión de retroalimentación Vfb excede la tensión del modo de potencia pico Vctlp. Las formas de onda de corriente en la FIG.
5 muestran los comportamientos de la corriente primaria de entrada Ip (mitad superior) y la corriente secundaria de salida Is (mitad inferior) a medida que aumenta la carga de salida. A medida que aumenta la carga de salida, las formas de onda de la corriente pico actual Ip, pico y la corriente de formas de onda de corriente media Ip, avg se aumentan en consecuencia, la corriente de salida media del secundario del transformador Is, avg también se aumenta, resultando en el aumento en la administración de potencia de salida en el circuito secundario.
La FIG. 6 es un diagrama de flujo de un método de control 6 de acuerdo con una realización de la invención, incorporación del SMPS de flyback 1 en la FIG. 1 y los esquemas de control 2, 3 o 4 representados en las FIGS. 2 a 4.
Al inicio, el SMPS de flyback 1 está energizado y opera en modo normal, donde el límite de corriente Ilím de la corriente primaria Ip aumenta con la tensión de retroalimentación Vfb, mientras que la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip permanece constante independientemente de la tensión de retroalimentación Vfb (S600), proporcionando así la tensión de salida Vfuera a través del devanado secundario W2 al circuito secundario cuando el transistor de conmutación Q está apagado. La red de resistencias en el circuito secundario determina la tensión de salida Vfuera (S602) para proporcionar la tensión de retroalimentación Vfb a través de los acopladores ópticos Dopto1 y Dopto2 al controlador 10 (S604). La tensión de retroalimentación Vfb se genera dividiendo en primer lugar la tensión de salida Vfuera por un circuito divisor de tensión para adquirir la tensión dividida Vdiv, alimentando la tensión dividida Vdiv al regulador de derivación T1 para producir una corriente generada por el regulador de derivación que es proporcional a la diferencia de la tensión dividida Vdiv y la tensión de referencia interna, convirtiendo la corriente generada por el regulador de derivación proporcionalmente a la tensión de retroalimentación Vfb a través de los acopladores ópticos Dopto1 y Dopto2, y proporcionando la tensión de retroalimentación Vfb al controlador 10 para controlar el límite de corriente y la frecuencia de conmutación de la señal PWM Spwm. Al recibir la tensión de retroalimentación Vfb, el controlador 10 compara la tensión de retroalimentación Vfb y la tensión de modo de potencia pico Vctlp y determina si la tensión de retroalimentación Vfb excede o es igual la tensión de modo de potencia pico Vctlp (S606). Cuando lo hace, la carga de salida exige una administración de potencia que exceda la capacidad de suministro de potencia admitida por el modo normal, por tanto, el controlador 10 conmuta el modo de operación del SMPS de flyback 1 del modo normal al modo de alta potencia (S610). En el modo de alta potencia, tanto el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip aumenta con la tensión de retroalimentación Vfb, por lo tanto, la densidad de flujo del transformador es menor, la corriente primaria máxima permitida del transformador se puede aumentar, posteriormente, el límite de corriente se puede elevar en consecuencia sin causar la condición de saturación de núcleo y suministrar más potencia a la carga de salida. El método adoptado en el modo de alta potencia se detalla en los métodos de control 7 a 9 en las FIGS. 7 a 9. Cuando la tensión de retroalimentación Vfb es menor que la tensión de modo de potencia pico Vctlp, el modo normal es capaz de manejar el requisito de potencia exigido por la carga de salida, entonces el controlador 10 permanece operando en el modo normal (S608).
El método de control 6 permite que el SMPS de flyback 1 opere en el modo normal y en el modo de alta potencia, aumentando la administración de potencia a la carga de salida en el modo de alta potencia aumentando al mismo tiempo el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip de acuerdo con el aumento de la tensión de retroalimentación Vfb.
La FIG. 7 es un diagrama de flujo de un método de control 7 en el modo de alta potencia de acuerdo con una realización de la invención, incorporando el SMPS de flyback 1 en la FIG. 1 y el esquema de control 2 de la FIG. 2.
Al iniciar el método de control 7, el SMPS de flyback 1 se ha conmutado al modo de alta potencia, por lo tanto, el controlador 10 controla la señal PWM Spwm para permitir que el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip aumenten con la tensión de retroalimentación Vfb (S700). Haciendo referencia a la FIG.
2, el modo de alta potencia contiene las zonas A, B y C. El controlador 10 determina si el SMPS de flyback 1 debe operar en la zona A o en la zona B para cumplir con el requisito de potencia de la carga de salida determinando si la tensión de retroalimentación Vfb excede o iguala la tensión del límite de tensión de control Vcp (S702).
Cuando la tensión de retroalimentación Vfb es menor que la tensión del límite de tensión de control Vcp, el controlador 10 mantiene el SMPS de flyback 1 en la zona A, el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip aumentan con la tensión de retroalimentación Vfb (S704), el controlador 10 vuelve a la Etapa 702 para determinar la zona A o la zona B para monitorear la tensión de Vfb (S704).
Si la tensión de retroalimentación Vfb excede o es igual a la tensión del límite de tensión de control Vcp, el controlador 10 mantiene entonces el SMPS de flyback 1 en la zona B, es decir, el límite de corriente Ilím se acerca a la corriente de saturación del transformador, en consecuencia, el controlador 10 aumenta la frecuencia de conmutación Fsw con la tensión de retroalimentación Vfb mientras mantiene un límite de corriente sustancialmente constante Ilím (S706). En la zona B, la administración de potencia no aumenta mucho con el aumento de la frecuencia de conmutación Fsw, dado que la frecuencia de conmutación Fsw se ha acercado a un valor relativamente grande, el término recíproco de la frecuencia de conmutación Fsw en la Ecuación [3] es insignificante, produciendo poco aumento en la potencia de salida.
Mientras el SMPS de flyback 1 está operando en la zona B, el controlador 10 determinará si el SMPS de flyback 1 debe permanecer en la zona B o entrar en la zona C por la Etapa S708, en el que el controlador 10 comprueba si la tensión de retroalimentación Vfb excede o iguala la tensión del límite de frecuencia de conmutación Vfp.
Cuando la tensión de retroalimentación Vfb es menor que la tensión del límite de frecuencia de conmutación Vfp, el controlador 10 mantiene el SMPS de flyback 1 en la zona B, el método de control 7 vuelve a la Etapa S706, aumentando la frecuencia de conmutación Fsw con la tensión de retroalimentación Vfb y mantiene un límite de corriente sustancialmente constante Ilím.
Cuando la tensión de retroalimentación Vfb excede o iguala el límite de frecuencia de conmutación Vfp, el controlador 10 conmuta el SMPS de flyback 1 a la zona B, es decir, tanto el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip permanece sustancialmente constante independientemente del cambio de la tensión de retroalimentación Vfb (S710). Si la tensión de retroalimentación Vfb sigue aumentando, la administración de potencia de salida sigue siendo insuficiente para la carga de salida y el transformador intenta extraer corriente adicional, el SMPS de flyback 1 entrará en modo de cortocircuito y se apagará o se reiniciará antes de que se elimine la condición de cortocircuito.
Después de la Etapa S710, el método de control 7 se completa y sale (S712). El método de control 7 permite que el SMPS de flyback 1 opere en las zonas A, B y C del modo de alta potencia, aumentando la administración de potencia de salida mientras se evita la saturación del núcleo del transformador.
La FIG. 8 es un diagrama de flujo de un método de control 8 de acuerdo con otra realización de la invención, incorporando el SMPS de flyback 1 en la FIG. 1 y el esquema de control 3 de la FIG. 3.
Al iniciar el método de control 8, el SMPS de flyback 1 se ha conmutado al modo de alta potencia, por lo tanto, el controlador 10 controla la señal PWM Spwm para permitir que el límite de corriente Ilím y la frecuencia de conmutación Fsw de la corriente primaria Ip aumenten con la tensión de retroalimentación Vfb (S800). Haciendo referencia a la FIG.
3, la curva Ilím límite de corriente es adaptable por el controlador 10 en función del requisito de potencia. El controlador 10 puede aumentar el límite de corriente Ilím con la tensión de retroalimentación Vfb a la tasa adaptable (S802). Al entrar por primera vez en el modo de alta potencia, el controlador 10 puede usar la curva límite Vcs 32b como una tasa adaptable por defecto, y cambia la tasa adaptable a la curva límite Vcs más suave 32c o la curva límite Vcs más pronunciada 32a basándose en si el transformador está cerca de la saturación de núcleo; la tensión de corriente a través del transistor de conmutación Q; y requisito de potencia por la carga de salida. En algunas implementaciones, la tasa adaptable se puede cambiar en cualquier momento durante el modo de alta potencia. El controlador 10 continúa verificando y determinando si se debe cambiar o no la tasa adaptable (S804). Si la tasa adaptable sigue siendo la misma, el controlador 10 volverá a la Etapa S802 y continuará restringiendo el límite de corriente Ilím de la corriente primaria Ip basándose en la tasa de corriente adaptable. Si se cambia la tasa adaptable, el controlador modificará el límite de corriente Ilím basándose en la tasa adaptable modificada (nueva) (S806). Cuando el controlador 10 detecta que la saturación de núcleo o la condición de tensión de corriente de transistor están a punto de ocurrir, la tasa adaptable se puede reducir. Cuando el controlador 10 detecta que la carga de salida exige el requisito de potencia de sobretensión, la tasa adaptable se puede aumentar. Cuando el controlador detecta que el requisito de potencia de la carga de salida se puede cumplir con la presente tasa de cambio, el controlador 10 mantendrá la presente tasa adaptable. Después de la Etapa S806, el método de control 8 se completa y sale (S808).
El método de control 8 permite que el SMPS de flyback 1 opere a una tasa adaptable en el modo de alta potencia, administrando potencia de salida de sobretensión mientras evita la saturación del transformador.
La FIG. 9 es un diagrama de flujo de un método de control 9 de acuerdo con aún otra realización de la invención, incorporando el SMPS de flyback 1 en la FIG. 1 y el esquema de control 4 de la FIG. 4.
Al iniciar el método de control 9, el SMPS de flyback 1 se ha conmutado al modo de alta potencia (S900). Cuando la carga de salida requiere una potencia de salida considerable que hace que la tensión de retroalimentación exceda el límite de frecuencia de conmutación Vfp, el controlador l0 está configurado para mantener la frecuencia de conmutación Fsw en el límite de frecuencia Fmáx y el límite actual Ilím en el límite de corriente Imáx. Después del punto de la tensión del límite de frecuencia de conmutación Vfp, El controlador 10 continúa verificando si la tensión de retroalimentación Vfb excede o es igual a la tensión de cortocircuito Vsc (S902). Cuando la tensión de retroalimentación Vfb excede o es igual a la tensión de cortocircuito Vsc, la carga de salida ha exigido más potencia de salida que la que puede proporcionar el SMPS de flyback 1. Como consecuencia, el controlador 10 está configurado para reducir el límite de corriente Ilím a la corriente de cortocircuito Isc que es menor que el límite de corriente Imáx (S904), para evitar que se extraiga una corriente excesiva en la corriente primaria de entrada Ip, de lo contrario, se producirá una saturación del transformador no deseada y condiciones de tensión por sobrecorriente del transistor Q de conmutación. A continuación, se completa y se sale del método de control 9 (S906).
El método de control 9 proporciona una protección contra cortocircuitos al SMPS de flyback 1, evitando que el SMPS de flyback 1 se dañe debido a la condición de sobrecarga.
Como se usa en el presente documento, el término "determinar" abarca el cálculo, computación, procesamiento, derivación, investigación, búsqueda (por ejemplo, búsqueda en una tabla, una base de datos u otra estructura de datos), cerciorar y similares. También, "determinar" puede incluir resolver, seleccionar, elegir, establecer y similares.
Los diversos bloques lógicos ilustrativos, módulos y circuitos descritos en conexión con la presente divulgación pueden implementarse o realizarse con un procesador de propósito general, un procesador de señal digital (DSP), un circuito integrado de aplicación específica (ASIC), una señal de matriz de puerta programable en campo (FPGA) u otro dispositivo lógico programable, puerta discreta o proceso lógico de transistor, componentes de hardware discretos o cualquier combinación de los mismos diseñados para realizar las funciones descritas en el presente documento. Un procesador de propósito general puede ser un microprocesador, pero en la alternativa, el procesador puede ser cualquier procesador, controlador, microcontrolador o máquina de estado disponible comercialmente.
Las operaciones y funciones de los diversos bloques lógicos, unidades, módulos, circuitos y sistemas descritos en el presente documento pueden implementarse mediante, pero sin limitación, hardware, firmware, software, software en ejecución y combinaciones de los mismos.
Si bien la invención se ha descrito a modo de ejemplo y en términos de las realizaciones preferentes, debe entenderse que la invención no se limita a las realizaciones divulgadas. El alcance de la invención se define por las reivindicaciones adjuntas.

Claims (11)

REIVINDICACIONES
1. Un método, adoptado por un circuito convertidor flyback (1) que incluye un transformador, que comprende:
determinar una salida de tensión de salida (Vout) de un circuito secundario del transformador;
alimentar una tensión de retroalimentación (VFB) basándose en la tensión de salida del circuito secundario a un circuito primario del transformador; y
caracterizado por:
aumentar un límite de corriente (Ilím) y una frecuencia de conmutación (Fsw) de una corriente primaria (IP) con la tensión de retroalimentación;
suministrar la corriente primaria (IP) a un devanado primario (W1) del transformador;
cuando la tensión de retroalimentación es menor que una primera tensión umbral (Vctlp), mantener la frecuencia de conmutación sustancialmente constante mientras se aumenta el límite de corriente con la tensión de retroalimentación;
cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral (Vctlp), aumentar el límite de corriente y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación; y
cuando la tensión de retroalimentación excede un segundo umbral de tensión (Vcp), mantener el límite de corriente sustancialmente constante mientras se aumenta la frecuencia de conmutación con la tensión de retroalimentación, en donde la segunda tensión umbral excede la primera tensión umbral (Vctlp),
caracterizado por:
cuando la tensión de retroalimentación excede una tercera tensión umbral (Vfp), mantener tanto el límite de corriente como la frecuencia de conmutación sustancialmente constantes, en donde la tercera tensión umbral (Vfp) excede la segunda tensión umbral (Vcp).
2. El método de la reivindicación 1, caracterizado , además, por:
cuando la tensión de retroalimentación excede un cuarto umbral de tensión (Vsc), reducir el límite de corriente a una corriente de sobrecarga constante;
en donde la cuarta tensión umbral excede la tercera tensión umbral; y la corriente de sobrecarga constante es menor que el límite de corriente sustancialmente constante.
3. El método de la reivindicación 1, en donde la etapa de aumento comprende:
cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, aumentar el límite de corriente a una tasa sustancialmente igual que la del límite de corriente aumentado cuando la tensión de retroalimentación es menor que la primera tensión umbral (Vctlp).
4. El método de la reivindicación 1, en donde la etapa de aumento comprende:
cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, adaptar una tasa creciente del límite de corriente.
5. El método de la reivindicación 1, caracterizado , además, por:
aumentar la frecuencia de conmutación de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación a una primera tasa fijada;
aumentar el límite de corriente de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación a una tasa adaptable; y suministrar la corriente primaria al devanado primario (W1) del transformador.
6. El método de la reivindicación 5, que comprende, además:
cuando la tensión de retroalimentación es menor que la primera tensión umbral (Vctlp), mantener la frecuencia de conmutación sustancialmente constante mientras se aumenta el límite de corriente con la tensión de retroalimentación a una segunda tasa fijada; y
en donde la etapa de aumento comprende, cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, aumentar el límite de corriente de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación a la tasa adaptable.
7. El método de la reivindicación 6, que comprende, además: ajustar la tasa adaptable para que sea menor que la segunda tasa fijada, que excede la segunda tasa fijada o es sustancialmente igual que la segunda tasa fijada.
8. El método de la reivindicación 1, caracterizado , además, por:
cuando la tensión de retroalimentación excede una tensión umbral de cortocircuito (Vsc), reducir el límite de corriente a una corriente de sobrecarga sustancialmente constante;
en donde la corriente de sobrecarga sustancialmente constante es menor que un límite de corriente máximo de la corriente primaria.
9. El método de la reivindicación 8, que comprende, además:
cuando la tensión de retroalimentación es menor que la primera tensión umbral (Vctlp), mantener la frecuencia de conmutación sustancialmente constante mientras se aumenta el límite de corriente con la tensión de retroalimentación a una tasa fijada;
en donde la etapa de aumento comprende, cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, aumentar el límite de corriente y la frecuencia de conmutación de la corriente primaria con la tensión de retroalimentación; y
la primera tensión umbral es menor que la tensión umbral de cortocircuito.
10. El método de la reivindicación 8, en donde la etapa de aumento comprende:
cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, aumentar el límite de corriente a una tasa sustancialmente igual que la del límite de corriente aumentado cuando la tensión de retroalimentación es menor que la primera tensión umbral;
en donde la primera tensión umbral es menor que la tensión umbral de cortocircuito.
11. El método de la reivindicación 10, en donde la etapa de aumento comprende:
cuando la tensión de retroalimentación excede la primera tensión umbral, aumentar el límite de corriente a una tasa adaptable; y
ajustar la tasa adaptable.
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