ES2597750T3 - Procedimiento de ecualización de modulaciones de multi-portadoras de bancos de filtros (FBMC) - Google Patents

Abstract

Procedimiento de ecualización de modulaciones de multi-portadoras basadas en bancos de filtros, que comprende las etapas de: a.- convertir, de serie a paralelo, la señal recibida, en un convertidor de serie a paralelo (421), en una primera pluralidad (M) de flujos paralelos de sub-portadoras; b.- procesar cada sub-portadora de la primera pluralidad (M) de las señales de sub-portadora paralelizadas, por una pluralidad (K) de bancos de filtros paralelos (422, 422', 422", ...); y c.- ponderar la salida de dichos K bancos de filtros paralelos con las ponderaciones (430, 431, ...) con el fin de formar un nuevo conjunto de M señales.

Description

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DESCRIPCION

Procedimiento de ecualizacion de modulaciones de multi-portadoras de bancos de filtros (FBMC)

Campo de la invencion

La presente invencion se refiere a un procedimiento de ecualizacion de senales en comunicaciones de multi- portadoras basadas en bancos de filtros, que es especialmente util en las comunicaciones a traves de canales sumamente selectivos en frecuencia.

Estado de la tecnica

Las modulaciones de multi-portadoras de bancos de filtros (FBMC) se han propuesto como alternativas espectralmente eficaces a la clasica modulacion del multiplexado por division ortogonal de frecuencia de prefijo cfclico (CP-OFDM). Dos son las principales ventajas de las modulaciones de FBMC con respecto al OFDM: por un lado, no requieren la presencia de un prefijo cfclico; por el otro, se pueden combinar con la modelacion de impulsos, lo que garantiza una ocupacion espectral bien localizada y evita las emisiones fuera de banda. Estas dos caracterfsticas dan como resultado una modulacion de multi-portadoras mucho mas eficaz, que hace un mejor uso de los recursos espectrales disponibles.

Desafortunadamente, las modulaciones de FBMC presentan un importante inconveniente que ha evitado tradicionalmente su aplicacion generalizada en escenarios inalambricos, es decir, su falta de robustez frente a la selectividad en frecuencia del canal [B. L. Floch, M. Alard y C. Berrou, "Multiplexado por division ortogonal de frecuencia codificada," Actas del IEEE, vol. 83, pags. 982 a 996, 1995]. Es bien sabido que la multi-trayectoria genera interferencia entre sfmbolos y entre portadoras en el receptor, y este efecto no puede ser compensado por ecualizadores de toma unica por sub-portadora (como es el caso en el OFDM tradicional).

Hasta ahora, una gran cantidad de investigacion se ha dedicado al estudio de las tecnicas de ecualizacion especfficas para diferentes arquitecturas de multi-portadoras de bancos de filtros; vease, por ejemplo, [T. Ihalainen, T.H. Stitz, M. Rinne y M. Renfors "Ecualizacion de canal en la modulacion de multi-portadoras basadas en bancos de filtros para las comunicaciones inalambricas", Revista de EURASIP sobre Avances en Procesamiento de Senales, vol. 2007, pags. 1 a 18, 2007], [H. Lin, C. Lele y P. Siohan, "Ecualizacion con cancelacion de interferencia para un sistema hermitiano simetrico de OFDM / OQAM", en Actas del Simposio Internacional del IEEE sobre Comunicaciones de Lfnea de Potencia y sus aplicaciones, ISPLC 2008, pags. 363 a 368] , [L. Baltar, D. Waldhauser y J. Nossek, "Ecualizacion de retro-alimentacion de decisiones del sub-canal de MMSE para un sistema de multi- portadoras basadas en bancos de filtros", en Actas del Simposio Internacional del IEEE sobre Circuitos y Sistemas, ISCAS 2009, 2009, pags. 2802 a 2805] o [P. Siohan, C. Siclet y N. Lacaille, "Analisis y diseno de sistemas de OFDM / OQAM basados en la teorfa de bancos de filtros", Transacciones del IEEE sobre Procesamiento de Senales, vol. 50, n° 5, pags. 1170 a 1183, mayo de 2002]. Sin embargo, la mayorfa de todos los transceptores actuales para modulaciones de multi-portadoras basadas en bancos de filtros (FBMC) obvian esta distorsion y simplemente actuan como si siempre se cumplieron las condiciones de reconstruccion perfecta. Aquf, proponemos un ecualizador que supera efectivamente las limitaciones de los ecualizadores actuales de bancos de filtros.

La ecualizacion de las senales de FBMC es un tema que ha sido explorado ampliamente en la bibliograffa. Los enfoques clasicos se han basado en la aplicacion directa de los esquemas tradicionales de ecualizacion al modelo de senales de FBMC en toda su generalidad de tiempo-frecuencia: esquemas de filtrado lineal en el dominio de tiempo-frecuencia [S. Sandberg y M. Tzannes, "Modulacion solapada discreta de multi-tonos para las comunicaciones por cable de cobre de alta velocidad", Revista del IEEE sobre areas seleccionadas en las comunicaciones, vol. 13, n° 9, pags. 1571 a 1585, diciembre de 1995], [T.Wiegand y N. Fliege, "Ecualizadores para trans-multiplexadores en la transmision multiple de datos de portadoras ortogonales", en Actas de la Conferencia Europea de Procesamiento de Senales, Trieste, Italia, 1996], [B. Farhang-Boroujeny y L. Lin, "Analisis de ecualizadores pos-combinadores en sistemas trans-multiplexadores basados en bancos de filtros modulados por cosenos", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 51, n° 12, pags. 3249 a 3262, diciembre de 2003], “Ecualizadores lineales y de realimentacion por decisiones, fraccionalmente espaciados, en la entrada del receptor” [L. Vandendorpe, L. Cuvelier, F. Deryck, J. Louveaux y O. van de Wiel, "Detectores lineales y de realimentacion por decision, fraccionalmente espaciados, para trans-multiplexadores", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 46, n° 4, pags. 996 a 1.010, abril de 1998], “Realimentacion por decisiones antes de la deteccion” [H. Lin, C. Lele y P. Siohan, "Ecualizacion con cancelacion de interferencia para sistemas simetricos hermitianos de OFDM / OQAM", en Actas del Simposio Internacional del IEEE sobre Comunicaciones de Lfnea de Potencia y sus Aplicaciones, 2008, pags. 363 a 368], entre otros. Estos enfoques acusan tfpicamente una alta complejidad de calculo debido al hecho de que la senal debe ser procesada o filtrada a lo largo de ambos dominios de frecuencia y tiempo. Para superar esto, estudios mas recientes han propuesto la ecualizacion por sub-portadora, basada en bancos de filtros que funcionan independientemente en cada sub-portadora pero, por lo general, disenados teniendo en cuenta el efecto de las sub-portadoras adyacentes [T. Ihalainen, T. H. Stitz, M. Rinne y M. Renfors, "Ecualizacion de canal en la modulacion de multi-portadoras basada en bancos de filtros para comunicaciones inalambricas", Revista de EURASIP sobre Avances en el Procesamiento de Senales, vol. 2007, pags. 1 a 18, 2007], [D. Waldhauser, L. Baltar y J. Nossek, "Ecualizacion de sub-portadoras de MMSE para sistemas

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de multi-portadoras basados en bancos de filtros", en Actas del 9° Taller del IEEE sobre Avances en el Procesamiento de Senales en las comunicaciones inalambricas, 2008, pags. 525 a 529], [L. Baltar, D. Waldhauser y J. Nossek, "Ecualizacion de realimentacion por decision de sub-canales de MMSE para sistemas de multi-portadoras basados en bancos de filtros", en Actas del Simposio Internacional del IEEE sobre Circuitos y Sistemas, ISCAS 2009, pags. 2802 a 2805], [S. Nedic y N. Popovic, "DFE por contenedor para sistemas avanzados de transmision inalambrica de datos de portadoras multiples, basados en OQAM", en Actas del Seminario Internacional de Zurich sobre comunicaciones de banda ancha, 2002, pags. 38-1 a 38-6].

El documento

D1 MAURICE BELLANGER: "FS-FBMC: Un esquema alternativo para la transmision de multi-portadoras basada en bancos de filtros", CONTROL DE COMUNICACIONES Y PROCESAMIENTO DE SENALES (ISCCSP), 5° SIMPOSIO INTERNACIONAL de 2012, IEEE, 2 de mayo de 2012 (2012-05-02), paginas 1 a 4, XP032188167, DOI: 10.1109 / ISCCSP.2012.6217776 ISBN: 978-1-4673-0274-6.

divulga una FBMC de dispersion de frecuencia (FS-FBMC) que se basa en la FFT. Ofrece un enfoque alternativo para la implementacion de las FBMC, explotando las opciones del dominio de la frecuencia.

Estos enfoques son mucho mas asequibles desde el punto de vista del calculo, pero son inherentemente sub- optimos debido a que no consideran la estructura completa del modelo de senales de tiempo-frecuencia.

Sumario de la invencion

Es un primer objeto de la presente invencion proporcionar un procedimiento de ecualizacion de senales de modulaciones de multi-portadoras, basadas en bancos de filtros (FBMC), caracterizado porque comprende las etapas de:

a. - conversion de serie a paralelo de la senal recibida, en un convertidor de serie a paralelo, en una primera pluralidad (M) de flujos paralelos de sub-portadoras;

b. - procesamiento de cada sub-portadora de la primera pluralidad (M) de las senales de sub-portadoras paralelizadas, por una pluralidad (K) de bancos de filtros paralelos; y

c. - ponderacion de la salida de dichos K bancos de filtros paralelos con ponderaciones, con el fin de formar un nuevo conjunto de M senales.

Segun una caracterfstica adicional de la presente invencion, dicho procesamiento de las senales de sub-portadoras se lleva a cabo utilizando un derivado sucesivo, del dominio del tiempo, de un filtro original en cada banco de filtros correspondiente, en lo sucesivo denominado "prototipo".

En una realizacion de la presente invencion, los bancos de filtros paralelos se construyen utilizando una aproximacion a los derivados del dominio del tiempo del prototipo original.

Preferentemente, cada banco de filtros se construye utilizando una red polifasica que emplea una operacion de FFT o IFFT.

De acuerdo a otra caracterfstica de la presente invencion, el procedimiento comprende la etapa de procesamiento y / o ecualizacion adicional de las senales que resultan despues de combinar las salidas de los K bancos de filtros paralelos. Dicha ecualizacion asociada a una sub-portadora puede consistir en: una operacion de filtrado; una multiplicacion de toma unica por una ponderacion adecuada; y / o una multiplicacion de toma unica por el inverso de la respuesta de frecuencia de canal en la frecuencia de sub-portadora.

En este ultimo caso, las ponderaciones utilizadas para combinar la salida desde los K bancos de filtros paralelos (422, 422', 422",...) de las M senales en cada uno estan fijadas por un banco de filtros y tienen asignado un valor definido por la expresion:

imagen1

para el k-esimo banco generico de filtros, en el que H(fm) indica la respuesta de frecuencia de canal en la m-esima frecuencia de sub-portadora, y H (k) (fm) indica el k-esimo derivado del dominio de la frecuencia de la respuesta del canal en la m-esima frecuencia de sub-portadora.

Aquf, H(fm) y H (k) (fm), k = 1, ..., K, pueden ser reemplazados por las estimaciones o aproximaciones de los mismos. La salida de la sub-portadora m del k-esimo banco de filtros puede ser multiplicada por la ponderacion a k (m), k = 1, ..., K, m = 1, .., M, y donde se anaden las senales resultantes por cada sub-portadora.

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De acuerdo a una forma de realizacion, la pluralidad (K) de bancos de filtros paralelos se fija de antemano de acuerdo a la respuesta de frecuencia del canal.

La presente invencion es capaz de superar los procedimientos de ecualizacion tradicionales (ya sea basados en la ecualizacion de FIR por sub-portadora o basados en esquemas de filtrado lineal en el dominio de tiempo-frecuencia), logrando una reduccion significativa, tanto en la complejidad de calculo como en la potencia de distorsion de salida.

Como se indica, el procedimiento propuesto de ecualizacion de senales de FBMC comprende el procesamiento de lo recibido en un cierto numero de bancos de filtros en paralelo, siendo este numero indicado en adelante como "K". Cada etapa funciona independientemente en paralelo y, basicamente, filtra la senal de entrada utilizando un banco de filtros construido a partir de los derivados del pulso prototfpico original de recepcion en el dominio del tiempo. La salida de todas estas etapas es luego reducida en frecuencia (por ejemplo, transformada mediante una FFT / iFFT) y combinada adecuadamente en el nivel de sub-portadora. La arquitectura propuesta es capaz de recuperar la senal sin distorsion, dentro de un error muy pequeno, mucho menor que el error obtenido por otros procedimientos tradicionales de ecualizacion de FBMC.

El procedimiento propuesto para ecualizar la senal de FBMC comprende las etapas de: recibir una senal y distribuirla en K etapas paralelas; procesar la senal en cada etapa paralela, por un banco de filtros especffico de la etapa; reducir la frecuencia de la senal en cada etapa paralela; combinar las senales en las K etapas usando un conjunto adecuado de ponderaciones y aplicar, optativamente, un ecualizador tradicional de FBMC.

La presente invencion tambien proporciona un sistema que comprende medios adaptados para llevar a cabo las etapas del procedimiento, asf como un programa de ordenador que comprende medios de codigo de programa informatico, adaptados para realizar las etapas del procedimiento cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de senales digitales, una formacion de compuertas programables en el terreno, un circuito integrado especffico de la aplicacion, un microprocesador, un micro-controlador o cualquier otra forma de hardware programable.

De acuerdo a un segundo aspecto de la presente invencion, se divulga un programa informatico, que comprende medios de codigo de programa informatico adaptados para realizar las etapas del procedimiento precitado, cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de senales digitales, una formacion de compuertas programables en el terreno, un circuito integrado especffico de la aplicacion, un microprocesador, un micro- controlador o cualquier otra forma de hardware programable.

Las ventajas de la invencion propuesta resultaran evidentes en la descripcion que sigue.

Breve descripcion de los dibujos

Para completar la descripcion y con el fin de proporcionar una mejor comprension del procedimiento de la presente invencion, se proporciona un conjunto de dibujos adjuntos. Dichos dibujos son parte integral de la descripcion e ilustran un modo de realizacion preferente de la invencion, que no deberfa interpretarse como una restriccion del alcance de la invencion, sino solo como un ejemplo de como se puede realizar la invencion. En los dibujos adjuntos:

la Fig. 1 muestra un diagrama de bloques del tfpico escenario de comunicacion al que podrfa aplicarse la presente invencion;

la Fig. 2 muestra un diagrama de bloques de una realizacion preferente del modulador de comunicaciones de multi- portadoras basadas en bancos de filtros (FBMC) de la Fig. 1, de acuerdo a la presente invencion;

la Fig. 3 muestra la estructura tfpica del banco de filtros, construido a partir de un filtro prototfpico P(f), mostrado en la Fig. 2;

la Fig. 4 representa la respuesta espectral de los multiples flujos de sfmbolos paralelos a la salida del modulador de comunicaciones de multi-portadoras basado en bancos de filtros (FBMC) y la respuesta aproximada a un canal selectivo en frecuencia, de acuerdo a la presente invencion;

la Fig. 5 muestra un diagrama de bloques del demodulador convencional de FBMC, segun la tecnica anterior.

la Fig. 6 muestra un diagrama de bloques del demodulador de FBMC propuesto de la Fig. 1, de acuerdo a la presente invencion; y

la Fig. 7 es un grafico que muestra el rendimiento de un ecualizador de acuerdo a la presente invencion, en terminos de la tasa de errores de sfmbolos, como una funcion de la razon entre senal y ruido para diferentes valores del numero de etapas paralelas.

Descripcion de los modos de realizacion preferentes de la invencion

La implementacion de la presente invencion puede llevarse a cabo de acuerdo a la configuracion ilustrada en la Fig. 1:

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1. En la entrada de un transmisor (100), un flujo de bits (150) se codifica de acuerdo a algun libro de codigos (110) y luego se convierte, de flujo en serie a flujo en paralelo, en M diferentes ramas en el convertidor de S / P (120).

2. Para cada una de estas M ramas, el flujo de bits es correlacionado con una secuencia de sfmbolos complejos obtenidos a partir de una determinada constelacion en un bloque de correlacion (130). La constelacion seleccionada puede ser diferente para cada rama, y la constelacion nula tambien puede ser usada (en cuyo caso, no se asigna ningun bit a una rama particular). Ademas, cada flujo de sfmbolos se pondera con un factor de amplificacion que puede ser diferente en cada rama. La decision sobre que constelacion y que factor de potencia se utiliza para cada una de las M ramas se toma de acuerdo a alguna informacion de estado de canal que se obtiene en el receptor.

3. Los M flujos de sfmbolos paralelos obtenido en la operacion anterior (x 1 (n),..., x m (n)) se modulan luego de acuerdo a una modulacion de multi-portadoras de bancos de filtros (FBMC) en el modulador de FBMC (140) y la senal resultante es enviada a traves de un medio de transmision (200).

4. En el receptor (400), se llevan a cabo las operaciones inversas. En primer lugar, la senal se desmodula en el demodulador de FBMC (420) en M flujos de sfmbolos en paralelo (y 1 (n), ..., y m (n)) que, en condiciones ideales, coincidirfan con el flujo original de sfmbolos x 1 (n) , ..., x m (n). Sin embargo, debido a la presencia de ruido y de un canal no ideal, estos sfmbolos seran versiones distorsionadas de los originales.

5. A la salida del demodulador de FBMC (420) los M flujos de sfmbolos paralelos (y 1 (n), ..., y m (n)) se someten a una conversion de paralelo a serie en el convertidor de de P / S (440) y la senal en serie que sale del mismo se somete a decodificacion suave en el decodificador (450).

La estructura del modulador de FBMC (140) y del demodulador clasico (420) se muestran, respectivamente, en la Fig. 2 y la Fig. 5. Como se muestra en la Fig. 2, el modulador de FBMC (140) consiste en los siguientes bloques:

1. Un bloque de etapa de pre-procesamiento (141), que prepara a los sfmbolos complejos de entrada (x 1 (n), ..., x m (n)) para su traslacion de frecuencia. Por ejemplo, si se emplea la modulacion OQAM, esta etapa escalonarfa las partes real e imaginaria de los sfmbolos transmitidos en el dominio del tiempo, que luego podrfan multiplicarse por una ponderacion compleja adecuada; vease tambien [P. Siohan, C. Siclet y N. Lacaille, "Analisis y diseno de sistemas de OFDM / OQAM basados en la teorfa de bancos de filtros", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 50, n° 5, pags. 1170 a 1183, mayo de 2002].

2. Un bloque de operacion de traslacion de frecuencia (142), que aumenta la frecuencia de las muestras en cada una de las M ramas hasta un conjunto de M frecuencias distintas, indicadas aquf como f1, f2, ..., fM. Este bloque de operacion de traslacion de frecuencia (142) se implementa habitualmente con una operacion de IFFT.

3. Un primer banco de filtros (143), que consiste en M filtros paralelos que implementan la modelacion de impulsos.

4. Una red de reconstruccion (144), que consiste basicamente en operaciones de retardo y suma y diezmado, que transforman la senal en un flujo adecuado a transmitir.

Existen varias opciones en la tecnica con el fin de construir estos diferentes bloques (141, 142, 143, 144). En cualquier caso, el objetivo del modulador de FBMC es siempre la generacion de una senal digital que consiste en una combinacion lineal de los flujos de sfmbolos de entrada (x 1 (n), ..., x m (n)) de tal manera que la respuesta de frecuencia efectiva experimentada por el m-esim° flujo de bits sea proporcional a P(f-fn), donde P(f) es una respuesta prototfpica fijada por el sistema y fn es la frecuencia utilizada para el aumento en frecuencia del n-esimo flujo de sfmbolos en la operacion de traslacion de frecuencia (142).

La fig. 3 muestra la estructura del primer banco de filtros (143), implementado a partir del conjunto paralelo de filtros P 1 (f), P 2 (f), ... (143). Habitualmente, el k-esimo filtro P k (f) se obtiene como una version diezmada de un original - mencionado como "prototipo" en la tecnica e indicado aquf por P(f) - despues de la traslacion a la k-esima frecuencia de sub-portadora fk, es decir, P k (f) es una version diezmada de P(ffk). Si se usan modulaciones OQAM en (130), el factor de diezmado es generalmente igual a la mitad del numero de sub-portadoras (M / 2).

La fig. 4 representa la respuesta espectral tfpica experimentada por los multiples flujos de sfmbolos paralelos (x 1 (n),..., x m (n)) y se mide a la salida del modulador de FBMC (140). El n-esimo flujo de sfmbolos atraviesa un canal lineal cuya respuesta de frecuencia es proporcional a P(f- fn), que es igual a una respuesta de frecuencia prototfpica P(f) centrada en la frecuencia f = fn.

La fig. 5 representa la estructura tfpica del demodulador de FBMC (bloque 420). Despues de una etapa de reconstruccion de serie a paralelo en el bloque 421, que, basicamente, implementa la inversa de la red del bloque de reconstruccion (144), se implementa un segundo banco de filtros (422) edificado a partir de un conjunto de M filtros paralelos (no mostrados). Cada uno de estos M filtros paralelos esta implementando esencialmente el filtro coincidente de la rama correspondiente en el primer banco de filtros (143). En otras palabras, si P m (f) indica la respuesta de frecuencia del m-esimo filtro de rama en el primer banco de filtros (143), el filtro correspondiente en la m-esima rama del segundo banco de filtros (422) tiene una respuesta de frecuencia proporcional a P m *(f), donde ()* indica el conjugado complejo.

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Tras dicho segundo banco de filtros (422), un modulo de reduccion de frecuencia (423), implementado habitualmente mediante una operacion de FFT / IFFT, convierte los multiples flujos de sfmbolos en sus equivalentes de banda base. La etapa de pos-procesamiento final (424) prepara las muestras recibidas para el ecualizador, y basicamente invierte algunas de las operaciones realizadas por la etapa de pre-procesamiento (141). Cabe senalar que existen maneras eficaces, en terminos de calculos, de implementar el demodulador de FBMC (420); muy destacadamente, la "implementacion polifasica" construida mediante una FFT / IFFT, como se muestra en el artfculo de [P. Siohan, C. Siclet, y N. Lacaille, "Analisis y diseno de sistemas de OFDM / OQAM basados en la teorfa de bancos de filtros", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 50, n° 5, pags. 1170 a 1183, mayo de 2002].

La respuesta de frecuencia prototfpica P(f) esta habitualmente disenada de forma que la concatenacion del modulador de FBMC (140), seguido por el demodulador de FBMC (420), no produzca ninguna distorsion o diafonfa entre las M diferentes ramas del sistema. En otras palabras, las respuestas de frecuencia de filtro Pm(f), m = 1, ..., M, son implementadas para asegurarse de que, en presencia de un canal ideal sin distorsion en los medios de transmision (200), las senales de salida y1 (n), ..., y m (n) sean proporcionales a las de entrada X1 (n), ..., x m (n). Estas se mencionan, por lo general, como condiciones de reconstruccion perfecta. Cuando P(f) es par y de valor real y M es un numero par, puede obtenerse un conjunto universal de condiciones de reconstruccion para multiples tipos de modulaciones de bancos de filtros (tales como modulaciones de bancos de filtros por cosenos [T. Q. Nguyen, R.D. Koilpillai, "La teorfa y el diseno de bancos de filtros y ondfculas, modulados por cosenos de longitud arbitraria, que satisfacen la reconstruccion perfecta", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 44, pags. 473 a 483, marzo de 1996], Modulaciones de DFT modificadas [T. Karp, N. J. Fliege, "Bancos de filtros de MdFT con reconstruccion perfecta", Actas del Simposio Internacional del IEEE sobre Circuitos y Sistemas, vol. 1, Seattle, WA, abril de 1995, pags. 744 a 747] o Modulaciones de OFDM / OQAM [P. Siohan, C. Siclet y N. Lacaille, "Analisis y diseno de sistemas de OFDM / OQAM basados en la teorfa de bancos de filtros", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 50, n° 5, pags. 1170 a 1183, mayo de 2002]). Cuando el mismo pulso prototfpico se utiliza a ambos lados del sistema de comunicacion, el pulso esta disenado para presentar simetrfa par y el factor de diezmado es la mitad del numero de sub-portadoras (M / 2); estas condiciones se pueden formular como:

(1) Pm(f) Pm*(-f)+ Pm+M/2(f) Pm+M/2*(-f)=1 ,

Consideraremos aquf que se satisfacen las condiciones de reconstruccion perfecta, de modo que en presencia de un canal ideal, sin ruido y libre de distorsion, las senales en la salida del demodulador de FBMC (420) sean proporcionales a las de la entrada del modulador de FBMC (140).

La situacion es muy diferente en presencia de un canal ruidoso no ideal, selectivo en la frecuencia. Sea H(f) la respuesta de frecuencia de canal de los medios de transmision (200). Si el numero de portadoras M es suficientemente grande y P(f) es suficientemente estrecha en el dominio de la frecuencia (vease la Fig. 4), tendremos aproximadamente

(2) P(f-fm) P (f-fk)=0

para k # m. En esta situacion, el efecto del canal sobre cada uno de los M flujos paralelos sera aproximadamente equivalente a la multiplicacion por una ponderacion compleja, dada por la respuesta del canal a la frecuencia correspondiente. Mas concretamente, tendremos aproximadamente

(3) ym(n)“H(fm) xm(n) + wm(n)

donde w m (n) es un termino de ruido causado por los medios de transmision (200). En este caso, los ecualizadores (425) se pueden implementar de una manera muy sencilla mediante la multiplicacion por el inverso del coeficiente correspondiente, a saber, H "1 (fm). En otras palabras, la salida del m'esim° ecualizador de rama se obtendra mediante

(4) zm(n) =H:1 (fm) ym(n) = xm(n) + H‘1 (fm) wm(n)

que es igual a los sfmbolos transmitidos x m (n) mas algun termino de ruido.

Desafortunadamente, las aproximaciones en (2) a (3) solamente valen para un M muy alto y una P(f) muy estrecha. En la practica, tendremos P(f-fm)P(f-fk) # 0 y, por lo tanto, la salida del demodulador de FBMC sera aproximadamente igual a

(5) ym(n)~H(frn)xm(n)+ em(n) + wm(n)

donde e m (n) es un termino adicional que contiene interferencia entre sfmbolos y entre portadoras, y que depende del canal H(f) y del prototipo P(f). Este termino desaparecera cuando M aumenta hasta el infinito, pero en la practica presentara una muy alta magnitud para valores moderados de M, como es el caso en situaciones practicas. De

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hecho, la presencia de este termino ha estimulado una gran cantidad de investigacion sobre sistemas de ecualizacion alternativos que intentan anular su contribucion.

La invencion propuesta consiste en una arquitectura de demodulador / ecualizador para modulaciones de FBMC en canales selectivos en frecuencia. La arquitectura del ecualizador se compone de varias etapas paralelas que se combinan linealmente por cada sub-portadora. El tradicional ecualizador por sub-portadora de toma unica se obtiene como un caso especial del ecualizador propuesto cuando el numero de etapas se fija en uno. Tanto los estfmulos como las predicciones analfticas indican que pueden obtenerse ganancias de alto rendimiento complementando sencillamente el tradicional ecualizador por sub-portadora de toma unica con una etapa adicional en paralelo, es decir, usando solo K = 2 etapas.

La arquitectura propuesta de demodulador-ecualizador se muestra en la Fig. 6. Se corresponde con el bloque 420 en la Fig. 1. La arquitectura del receptor consiste en K etapas paralelas, donde K es un numero natural. El receptor tradicional en la Fig. 5 corresponde al caso K = 1, por lo que, en general, consideramos K> 1. Como en el receptor convencional, la senal de entrada se pasa a traves de un convertidor de serie a paralelo (421), y el resultado es filtrado por los K segundos bancos de filtros (422, 422', 422") en paralelo. Cada segundo banco de filtros (422) se construye utilizando un filtro prototfpico diferente. El primero de los segundos bancos de filtros (422) se construye utilizando el conjugado del filtro prototfpico original utilizado en el transmisor en el dominio de la frecuencia (P*(f)). Los otros segundos bancos de filtros (422') se construyen de la misma manera, pero usando los derivados sucesivos en el dominio del tiempo del pulso prototfpico original. Por lo tanto, por ejemplo, el segundo de los segundos bancos de filtros (422') se construye utilizando como prototipo el filtro -j2nfP*(f) en el dominio de la frecuencia, en donde j es la unidad imaginaria. De manera similar, el segundo banco de filtros (422") utilizado en la k'esima rama paralela se construye utilizando el prototipo (-j2nf)(k-1)*P(f).

Despues del filtrado por los K diferentes segundos bancos de filtros (422, 422', 422"), la senal en cada rama paralela se reduce en frecuencia (habitualmente, usando una operacion de FFT), en los reductores de frecuencia (423). Despues, la senal se combina sub-portadora a sub-portadora, usando algunos coeficientes que se definiran a continuacion. El resultado es entonces optativamente pos-procesado en el pos-procesador (424), que es exactamente el mismo bloque que se utilizarfa en el demodulador convencional.

Para combinar las senales procedentes de las K diferentes etapas paralelas, el sistema propuesto utiliza algunos coeficientes a k (m), k = 1, ..., K, m = 1, ..., M, de manera que la m-esima sub-portadora en la k-esima etapa paralelo se multiplique por el coeficiente a k (m). Los coeficientes utilizados para combinar las senales procedentes de la sub- portadora m pueden ser elegidos de forma recursiva, segun lo siguiente: Inicializacion: a1(m) = 1 (como en el

H Urn)

tradicional ecualizador de toma unica por cada sub-portadora) Para k = 2:K,

imagen2

Donde H (k) (f m) indica el k-esimo derivado del canal (en el dominio de la frecuencia) evaluado a la frecuencia f m.

La Tabla I presenta una evaluacion de la complejidad de calculo del receptor de FBMC (400), que incluye varios tipos de ecualizadores en terminos de multiplicaciones y sumas de valores reales, suponiendo que el numero de portadoras M es una potencia de dos y que la implementacion polifasica en [P. Siohan, C. Siclet y N. Lacaille, "Analisis y diseno de sistemas de OFDM / OQAM basados en la teorfa de bancos de filtros", Transacciones del IEEE sobre procesamiento de senales, vol. 50, n° 5, pags. 1170 a 1183, mayo de 2002] se utiliza para implementar los bancos de filtros de recepcion (422, 422', 422").

Tabla I

Ecualizador

Multiplicaciones de valores reales Sumas de valores reales

Toma unica por sub-portadora

M (log 2 (M / 2) + 2k + 2) + 4 M (3log 2 (M / 2) + 2k) +.4

Propuesta (K> 1 etapas)

M (log 2 (/ 2) + 2k + 2 M) K + 4K M (3log 2 (M / 2) + 2k + 2) K - 4M + 4K

FIR (Ntomas), por cada sub-portadora

M (log 2 (/ 2) + 2k + 4Ntomas + 2 M) K + 4 M (3log 2 (M / 2) + 2k + 4Ntomas-2) K +4

FIR (Ntomas), multi-banda (Nf bandas)

M (log 2 (M / 2) + 2k + 4nF ■ Ntomas + 2) + 4 K M (3log 2 (M / 2) + 2k + 4NF ■ Ntomas- 2) K + 4

Tabla 1 - Complejidad de calculo del algoritmo propuesto en la implementacion polifasica y comparacion con las tecnicas clasicas. Aquf k es el factor de superposicion del pulso prototfpico, definido como el cociente entre su longitud en el dominio del tiempo y la longitud de un sfmbolo de multi-portadora, M es el numero de sub-portadoras y K el numero de etapas paralelas del sistema propuesto.

5

10

15

20

25

30

35

Estos valores pueden ser facilmente obtenidos observando que cada operacion de FFT puede llevarse a cabo con M(log 2 (M / 2) - 2) +4 multiplicaciones y 3M (log 2 (M / 2) -2) +4 sumas; vease ademas [P. Duhamel y M. Vetterli, "Transformaciones Rapidas de Fourier: Una revision tutorial y un estado de la tecnica", Procesamiento de Senales, vol. 19, pags. 259 a 299, 1990]. Aparte del ecualizador por sub-portadora de toma unica y el ecualizador propuesto (con K> 1 etapas), la Tabla I tambien incluye la complejidad de calculo correspondiente a dos algoritmos de ecualizacion estandar para modulaciones de FBMC: un ecualizador por cada sub-portadora que utiliza un filtro de respuesta de impulso finita (FIR) en cada sub-portadora, y un ecualizador de multi-banda que procesa Nf sub- portadoras con Nf filtros FIR. En ambos casos, se supuso que todos los filtros FIR consisten en un total de Ntomas coeficientes complejos. Se ilustra a continuacion que, de acuerdo a la Tabla I, el algoritmo de ecualizacion propuesto presenta una complejidad de calculo mucho menor para valores practicos de K, M, Ntomas y Nf.

La fig. 7 representa la tasa media de errores de sfmbolos que es lograda por diferentes sistemas de ecualizacion en un sistema de multi-portadoras de bancos de filtros con 256 portadoras con pulsos prototfpicos, que tiene condiciones de reconstruccion perfectas y que emplea una modulacion de 1024-QAM en cada sub-portadora. La respuesta de impulso de canal fue generada de forma aleatoria con una respuesta de impulso finita de 20 tomas, que tiene un perfil de retardo de potencia exponencialmente menguante (constante de mengua igual a 0,3).

Aparte de las prestaciones del procedimiento de ecualizacion propuesto para diferentes valores de K (K = 1, 2, 3, en el que K = 1 corresponde al ecualizador por sub-portadora de toma unica, lfnea continua sin marcadores), la Fig. 7 muestra tambien las prestaciones de un complejo ecualizador por sub-portadora de FIR con Ntomas = 8 coeficientes (lfnea continua con marcadores estrellados), asf como las prestaciones de una FIR compleja de multi-banda que procesa las dos sub-portadoras adyacentes, a saber, Ntomas = 8, Nf = 3 (lfnea continua con marcadores circulares). Para el ecualizador de FIR por sub-portadora, los coeficientes de los filtros fueron elegidos para ecualizar perfectamente un total de Ntomas puntos equidistantes de la respuesta de frecuencia de la sub-portadora. Para el ecualizador de FIR de multi-banda, los coeficientes se eligieron de modo que se minimice la distorsion total en la salida del ecualizador, evaluada en Ntomas puntos equidistantes de cada ancho de banda de sub-portadora. Observese que el procedimiento propuesto con K = 2 (lfnea continua con marcadores estrellados) y K = 3 (lfnea de trazos y puntos con marcadores triangulares) supera en prestaciones a ambos esquemas clasicos y funciona muy cerca del ecualizador perfecto (lfnea punteada sin marcadores).

Debe senalarse que, de acuerdo a la Tabla I, la complejidad de calculo del ecualizador de FIR por sub-portadora con Ntomas = 8 es aproximadamente el doble de la complejidad del enfoque propuesto con K = 2 etapas, en el numero total de operaciones algebraicas. La ventaja de calculo es aun mayor en el caso del esquema de ecualizacion de FIR de multi-banda, que necesita un numero total de operaciones aproximadamente tres veces mayor que las que necesita el esquema propuesto con K = 2 etapas. De todo esto, se concluye que la arquitectura de ecualizacion propuesta representa una clara mejora con respecto a los enfoques estandar, en terminos tanto de un mejor rendimiento como de una menor complejidad de calculo.

Claims (13)

1. 5

   10

   15

   20

   25

   30

   35

   40

   REIVINDICACIONES

   1. Procedimiento de ecualizacion de modulaciones de multi-portadoras basadas en bancos de filtros, que comprende las etapas de:

   a. - convertir, de serie a paralelo, la senal recibida, en un convertidor de serie a paralelo (421), en una primera pluralidad (M) de flujos paralelos de sub-portadoras;

   b. - procesar cada sub-portadora de la primera pluralidad (M) de las senales de sub-portadora paralelizadas, por una pluralidad (K) de bancos de filtros paralelos (422, 422', 422", ...); y

   c. - ponderar la salida de dichos K bancos de filtros paralelos con las ponderaciones (430, 431, ...) con el fin de formar un nuevo conjunto de M senales.
2. 2. Procedimiento segun la reivindicacion 1, en el que dicho procesamiento de las senales de sub-portadora se lleva a cabo utilizando un derivado sucesivo del dominio del tiempo de un filtro original en cada banco de filtros correspondiente (422, 422', 422", ...), denominado en lo sucesivo como "prototipo".
3. 3. Procedimiento segun las reivindicaciones 1 y 2, en el que los bancos de filtros paralelos (422, 422', 422", ...) se construyen utilizando una aproximacion a los derivados del dominio del tiempo del prototipo original.
4. 4. Procedimiento de acuerdo a cualquier reivindicacion precedente, en el que cada banco de filtros (422', 422", ...) se construye utilizando una red polifasica que emplea una operacion de FFT o IFFT.
5. 5. Procedimiento segun la reivindicacion 1, que comprende ademas la etapa de procesamiento y / o ecualizacion adicional de las senales que resultan despues de combinar las salidas de los K bancos de filtros paralelos.
6. 6. Procedimiento segun la reivindicacion 5, en el que la ecualizacion asociada a una sub-portadora consiste en una operacion de filtrado.
7. 7. Procedimiento segun la reivindicacion 5, en el que la ecualizacion asociada a una sub-portadora consiste en una multiplicacion de toma unica por una ponderacion adecuada.
8. 8. Procedimiento segun la reivindicacion 5, en el que la ecualizacion asociada a una sub-portadora consiste en una multiplicacion de toma unica por la inversa de la respuesta de frecuencia de canal a la frecuencia de sub-portadora.
9. 9. Procedimiento segun la reivindicacion 8, en el que las ponderaciones utilizadas para combinar la salida desde los K bancos de filtros paralelos (422, 422', 422", ...) de las M senales en cada uno estan fijadas para un banco de filtros y tienen asignado un valor definido por la expresion:

   imagen1

   para el k- esimo banco generico de filtros, en la que H(fm) indica la respuesta de frecuencia de canal en la m-esima frecuencia de sub-portadora, y H (k) (fm) indica el k-esimo derivado del dominio de la frecuencia de la respuesta del canal en la m-esima frecuencia de sub-portadora.
10. 10. Procedimiento segun la reivindicacion 9, en el que H(fm) y H (k) (fm), k = 1, ..., K, son reemplazados por estimaciones o aproximaciones de los mismos.
11. 11. Procedimiento segun las reivindicaciones 9 o 10, en el que la salida de la sub-portadora m del k-esimo banco de filtros se multiplica por la ponderacion a k (m), k = 1, ..., K, m = 1, ..., M, y en el que las senales resultantes se agregan sub-portadora a sub-portadora.
12. 12. Procedimiento segun cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la pluralidad (K) de bancos de filtros paralelos se fija de antemano de acuerdo a la respuesta de frecuencia del canal.
13. 13. Un programa de ordenador que comprende medios de codigo de programa de ordenador, adaptados para realizar las etapas del procedimiento de la reivindicacion 1 cuando dicho programa se ejecuta en un ordenador, un procesador de senales digitales, una formacion de compuertas programables en el terreno, un circuito integrado especffico de la aplicacion, un micro- procesador, un micro-controlador o cualquier otra forma de hardware programable.