CN111903102A

CN111903102A - Fbmc发射机中的伪保护间隔***

Info

Publication number: CN111903102A
Application number: CN201980017637.2A
Authority: CN
Inventors: J·纳达尔; C·阿卜杜勒努尔; A·巴格达迪
Original assignee: Imt Atlantic National College Of Mining And Telecommunications Brittany Loire Region
Current assignee: Imt Atlantic National College Of Mining And Telecommunications Brittany Loire Region
Priority date: 2018-03-08
Filing date: 2019-02-28
Publication date: 2020-11-06
Anticipated expiration: 2039-02-28
Also published as: EP3537678A1; US11356312B2; EP3537678B1; US20210014094A1; WO2019170519A1; CN111903102B

Abstract

一种用于调制FBMC/OQAM信号的方法和设备，该设备包括：至少一个QAM映射器(710、720)，将二进制流映射成复数符号；第一(701)和第二(702)传输链。每个链包括：预编码器(730、731)，将各个符号集转置为频域实/虚样本，将相位正交键控应用于所述样本的相位旋转器(512、513)，FBMC调制器(523、533)，用于将相位旋转器的输出调制为FBMC符号。该设备进一步包括第一传输链的输出与第二传输链的延迟(514)的输出的加法器(540)，并且被配置为将保护间隔序列***二进制流(715、725)或***由预编码器处理的符号(711、721)。对应的无线电通信设备、计算机程序和可读介质。

Description

FBMC发射机中的伪保护间隔***

技术领域

本公开总体上涉及无线无线电通信，并且更具体地涉及FBMC(滤波器组调制载波的缩写)传输。

背景技术

预计即将出现的移动通信***将在所有情况下提供无处不在的连接性和无缝的服务交付。大量的设备以及以人为中心和预期的机器类型应用程序的共存将导致通信场景和特性的很大的多样性。在这种情况下，许多先进的通信技术正在被研究。

在那些技术中，一种是基于滤波器组多载波通信原理的。FBMC传输技术基于众所周知的正交频分复用传输技术(OFDM)，其中调制符号映射到不同的子载波上，并通过快速傅里叶逆变换(IFFT)转置到时域中以进行传输，但是包括在传输之前进行滤波的附加步骤。滤波由原型滤波器进行操作，原型滤波器是一种有限脉冲响应滤波器，它遵循在信号的时域表示上应用的奈奎斯特准则，从而提高了传输的频谱效率。

在接收机侧，传输的信号通过传播通道被卷积，并且可能需要由均衡器进行处理，以补偿传播通道所引入的影响：每个子载波衰减和相位旋转、符号间和载波间干扰，从而最大化信噪比。有利地，该均衡器可以在频域中操作。为了由低复杂度的频域均衡器进行处理，要均衡的信号的子载波必须正交，也就是说，在发射信号中不存在载波间干扰和符号间干扰。有利地，信号必须表现出一定的循环平稳性，以便接收机可以处理没有符号间和载波间干扰的信号。

在OFDM中，携带复值的数据的子载波是正交的，因为每个子载波都表现出主窦(cardinal sinus)内的频谱，并且子载波以恒定频率(称为子载波间隔)间隔开，因此它们在频谱中的位置对应于每个主窦信号的零值位置。通过在发射机端使用IFFT实现此属性。另外，***循环前缀以满足循环平稳性要求。通过在每个OFDM符号的开始处添加其结尾的重复来获得循环前缀。这也可以通过***由空符号序列组成的保护间隔来实现。因此，在接收机侧，可以容易地实现均衡器以消除由于传播环境的多径反射而引起的符号间干扰。

在FBMC中，子载波不是正交的：要传输的M个样本组首先被因子K过采样，然后被称为原型滤波器的滤波器滤波，以给出KM大小的FBMC符号，其中M对应于分配给传输的子载波总数，包括专用于数据符号映射的有用子载波、导频子载波、保护子载波和零填充(未使用)子载波。因此，不会由于过采样而降低传输吞吐量，后续的FBMC符号不会一个接一个地传输，而是在被M个样本延迟后相加：这称为重叠。与OFDM中一样，在过采样和滤波阶段之后或之前，FBMC符号被转置到时域。由于所有这些处理，特别是滤波和重叠，在要传输的符号中没有正交性。

图1表示在FBMC传输中对符号进行过采样、原型滤波和重叠的步骤，这是本领域技术人员众所周知的。该图涉及一种实现，其中在过采样和原型滤波之前完成向时域的转置。在图1中，FFT块#1 101是IFFT变换的输出，它由M个样本组成，被过采样K次(102、103和104)，其中包括对所有FFT块#1样本重复K次，在示例中为K＝4。因此，在通过原型滤波器110对过采样的样本进行滤波之后，FBMC符号#1的大小为KM。对于FFT块#2、#3和#4执行相同的操作。FBMC符号#1、#2、#3和#4分别被M个样本延迟并相加。原型滤波器和过采样因子的选择至关重要，因为它会直接影响信号的性能(对多个反射路径的鲁棒性)和频谱形状，还会影响传输的延时和发射机和接收机侧所要求的算法的实现复杂性。

在下文中，符号由映射在特定星座上的一个复值样本组成，该特定星座通常是QAM星座(正交幅度调制的缩写)，在这种情况下是QAM符号。在FBMC调制器中，QAM符号由M个符号块处理，并且一旦在FBMC中调制就形成FBMC符号。

除了具有非正交的子载波之外，由重叠的FBMC符号组成的空中传输的FBMC信号也没有表现出一定的循环平稳性。确实，与OFDM相反(在OFDM中，将每个OFDM符号的结尾复制到符号的开头)，在FBMC中，由于多种原因，不可能引入循环前缀：

·在符号中引入特定序列进行调制(例如，符号重复或保护间隔)是不可能的，因为一方面信号会转置到时域，另一方面是滤波和重叠会完全改变这些序列：FBMC调制会完全破坏信号中引入的要调制的属性；

·在FBMC调制符号中引入特定序列，例如通过重复调制符号的某些部分或像OFDM中那样***零填充序列，将完全消除原型滤波的效果，因为它将在信号中引入一些不连续性，并且因此会劣化其频谱并降低调制的信号干扰比。

因此，没有已知的方法将循环平稳性引入到FBMC信号中而不降低其频谱或降低信号干扰比。

另外，例如像在OFDM中那样通过在符号的开始处复制符号的末尾来在调制符号中引入特定序列将不是有效率的，因为循环前缀的位置将不适合于FBMC传输。这一点将在下文中更详细地讨论。

但是，在FBMC传输中抵消了缺少循环平稳性，这是因为重复了符号(通常是四次)并对其进行了滤波。由于先前的FBMC符号对当前FBMC符号的符号间干扰的影响因此受到限制，因为即使传播信道的延迟扩展很高，过采样和滤波也可以减少符号间干扰的影响。

为了使FBMC传输具有某种正交性，并使得在接收机侧实现低复杂度均衡器成为可能，已知使用一种名为FBMC的调制方案，该方案具有偏移正交幅度调制(FBMC/OQAM，也称为OFDM/OQAM或交错调制多音-SMT)。根据该调制方案，不在QAM复值符号上映射数据，而是以两个相邻子载波(在时间或频率上)具有等于π/2的相位差的方式在纯实或纯虚符号上映射数据。为了补偿由于仅使用子载波的实部或虚部进行传输而造成的传输吞吐量损失，将连续FBMC符号之间的时间延迟减少了一半。另外，选择原型滤波器，以使双相邻子载波之间的干扰也是纯实的(或是纯虚的)。因此，受制于接收机中子载波的相移，相邻子载波在实(或虚)域中是正交的，因此可以在接收机中实现低复杂度均衡器。

这种FBMC/OQAM方案由于其良好的频谱形状、灵活性、对多径传播的鲁棒性以及对实现低复杂度的均衡器的便利性，被认为是未来灵活的5G(表示第五代移动网络的缩写)空中接口的关键推动力。

在FBMC/OQAM调制器中，FBMC符号在两个传输链中成对传输。这些符号在OQAM中的映射如下：

·要传输的位由QAM映射器映射，

·输出QAM映射器的M个复数符号组被分成两个符号块：

o通过选择符号组的实部而获得的第一符号块，以及

o通过选择符号组的虚部而获得的第二符号块，

·相位正交键控，即一个π/2(或-π/2)相位旋转，被应用于每个符号块中具有不同奇偶性的两个以上符号的一个符号。也就是说，例如，如果将相位正交键控应用于第一块中的偶数符号，则将其应用于第二块中的奇数符号，或者相反。

·第二符号块被延迟M/2个样本。

第二符号块的相位正交键控和延迟保证了在将它们转置到时域之前，在时间或频率上相邻的两个相邻的子载波不会携带具有相同奇偶性的样本，如棋盘格图案。然后，由第一和第二传输链分别对大小为M的第一和第二符号块进行FBMC调制，并对两个传输链的输出相加。这是最常见的实现方式，但其他等效实现方式也是可能的。在下文中，将称为第一传输链和第二传输链，但是很明显，以两倍采样率处理数据的单个传输链可以同时发挥第一传输链和第二传输链的作用。

图2表示当在过采样和原型滤波之前执行到时域的转置时，FBMC符号在FBMC/OQAM传输中的排序，其示例过采样因子K＝4。第一符号块由IFFT处理。然后，将被称为IFFT块#1的IFFT的输出以因子K进行过采样，并由原型滤波器210进行滤波以形成FBMC符号#1。类似地，第二符号块由另一个IFFT处理。对IFFT的输出(称为IFFT块#2)进行过采样和滤波，以形成FBMC符号#2。第一和第二符号块来自同一组M个符号。由于第二块相对于第一块延迟了M/2，因此FBMC符号#2相对于FBMC符号#1也延迟了M/2。将第一和第二FBMC符号相加，并且将它们与重叠的FBMC符号#3至#2K相加。

与OFDM传输相比，FBMC(包括FBMC/OQAM)传输呈现出更低的带外功率泄漏，这是因为由于原型滤波器进行的滤波使得在FBMC符号之间没有突然的过渡。它们也对多径反射不太敏感，因为FBMC符号通常比OFDM符号长，这在传播信道具有频率选择性时会简化信号均衡，并减少由于多径反射而引起的符号间干扰。FBMC传输的吞吐量更高，因为不需要循环前缀，并且对于相同的带宽占用，与OFDM相比，可以减少保护频率的数量，因为滤波可以降低带外功率泄漏。但是，FBMC传输的另一个缺点来自传输延时。实际上，此延时直接取决于过采样因子的大小(以及原型滤波器的长度)。

为了减小延时，从现有技术中已知，例如J.Nadal，C.Nour和A.Baghdadi，“Low-complexity pipelined architecture for FBMC/OQAM transmitter(用于FBMC/OQAM发射机的低复杂度流水线架构)”，IEEE Trans.on Circuits and Syst.II:Express Briefs，第PP卷，第99期，第1-1页，2015年，使用短原型滤波器。与标准(长)原型滤波器相反，此类短原型滤波器通常带有1，有时是2的过采样因子，而标准(长)原型滤波器与等于或大于四的过采样因子相关联。通过使用短原型滤波器，可以限制传输延时。

设计短原型滤波器是众所周知的，该原型滤波器保留了良好的频谱形状的属性和针对FBMC调制的载波频率偏移的鲁棒性。另外，使用短原型滤波器可降低收发机的实施成本。但是，FBMC传输对符号间干扰的固有鲁棒性会随着原型滤波器的长度而降低，尤其是当多径反射表现出高延迟扩展时，受干扰影响的样本数与FBMC符号的样本总数之比增加。因此，当使用短原型滤波器时，当原型滤波器长度较长时可以忽略的符号间干扰可能会严重影响FBMC传输的性能。

因此，需要这样一种解决方案，其有助于减轻FBMC/OQAM传输中的符号间干扰，特别是当该传输使用短原型滤波器时。

如前所述，与OFDM相反，无法通过在调制信号中***循环前缀或通过在FBMC调制阶段之前将已知序列(例如重复符号的特定部分)引入符号中进行调制来解决此问题。

发明内容

本公开的目的是提供一种方法和相应的设备，以减轻FBMC传输中，尤其是FBMC/OQAM传输中的符号间干扰。

为此，本公开涉及一种FBMC/OQAM调制器，用于调制来自二进制流的FBMC/OQAM信号。公开的FBMC/OQAM调制器包括至少一个QAM映射器，以将所述二进制流映射到复数符号、第一传输链和第二传输链的至少一个时域表示中。第一和第二传输链分别包括：

-预编码器，被配置为将从所述复数符号获得的第一符号集和相应地第二符号集转置为实样本、相应地虚样本的频域表示，

-相位旋转器，被配置为对输出解码器的样本应用相位正交键控，以及

-FBMC调制器，被配置为将相位旋转器的输出调制为FBMC符号的时域表示。

公开的FBMC/OQAM调制器还包括加法器，用于将第一传输链的输出与第二传输链的输出的延迟版本相加。它还被配置为将保护间隔序列***输入QAM映射器的二进制流或由预编码器处理的时域表示形式的符号中。

根据一个实施例，在公开的FBMC/OQAM调制器中，所述第一和第二符号集由与输出到所述QAM映射器的所述复数符号不同的符号构成。所述第一和第二传输链的预编码器被配置为至少通过以下方式分别处理第一和第二符号集：

-通过将符号集的复共轭的翻转形式连接到所述符号集来对符号集重新排序，

-对重新排序的符号执行傅立叶变换，以及

-将

线性相移应用于输出傅里叶变换的样本，其中N是输出傅里叶变换的样本数，k是被应用了相位旋转的样本的索引。

根据另一个实施例，在公开的FBMC/OQAM调制器中，所述第一(和相应地第二)符号集由输出到QAM映射器的所述复数符号的实部(相应地虚部)组成。第一传输链的预编码器和第二传输链的预编码器被配置为对各个符号集执行直接余弦变换(1012、1022)。

在公开的FBMC/OQAM调制器中，第一传输链和第二传输链的FBMC调制器被配置为通过至少执行以下操作来调制来自频域表示中的样本的FBMC符号的时域表示：

-以大于或等于1的因子K进行过采样，

-通过原型滤波器进行滤波，以及

-傅立叶逆变换。

在FBMC调制的过采样因子K大于1的实施例中，调制的FBMC/OQAM信号与K-1个其他FBMC/OQAM信号重叠。

有利地，***保护间隔序列，以便将其定位在包括基本上位于由所述FBMC调制器生成的FBMC符号的前一半的末尾的样本的样本上。

有利地，保护间隔序列是空序列。

本公开进一步涉及一种无线电通信设备，包括至少一个根据本公开的FBMC/OQAM调制器。

另外，本发明涉及一种调制来自二进制流的FBMC/OQAM信号的方法。该方法包括以下步骤：

-对所述二进制流执行QAM映射，以获得复数符号的时域表示，

-从所述复数符号中计算出第一符号集和第二符号集，

-通过第一处理链处理第一符号集，并通过第二处理链处理第二符号集。

第一处理链对第一符号集执行的处理以及第二处理链对第二符号集执行的处理包括：

-预编码符号集，以将其转置为实样本、相应的虚样本的频域表示，

-将相位正交键控应用于样本的频域表示，

-将FBMC调制应用于复数样本的旋转后频域表示。

所公开的方法还包括：

-延迟第二处理链的样本，

-将第一处理链的输出与第二处理链的输出相加。

还包括以下步骤：将保护间隔序列***到二进制流或由预编码器处理的时域表示的符号中。

本公开进一步涉及适于实现所公开的方法的计算机程序，以及包含该计算机程序的计算机可读介质。

附图说明

通过以下对多个示例性实施例及其附图的描述，将更好地理解本公开，并且其各种特征和优点将从中得到显现，这些示例性实施例及其附图仅用于说明目的，其中：

-图1表示在FBMC传输中过采样、原型滤波和重叠符号的步骤，

-图2表示FBMC/OQAM传输中FBMC符号的排序，

-图3表示FBMC/OQAM传输中的符号间干扰源，

-图4表示根据实施例的由FBMC/OQAM调制器发送的FBMC符号的结构，

-图5a和图5b表示根据现有技术的FBMC/OQAM调制器的两种实现方式，

-图6a和图6b表示根据现有技术的单载波FBMC/OQAM调制器的两种实现方式，

-图7a、图7b、图7c和图7d表示基于傅里叶变换的，根据本公开的FBMC/OQAM调制器的实现方式的四个示例性实施例，

-图8是根据本公开的由符号调制器发送的FBMC/OQAM信号的示例性图示，

-图9更详细地描述了根据一个实施例的在FBMC/OQAM调制器中的保护间隔***，

-图10a、图10b、图10c和图10d表示基于直接余弦变换的，根据本公开的FBMC/OQAM调制器的实现方式的其他四个示例性实施例，

-图11是根据本公开的包括FBMC/OQAM调制器的发射机的示意图，

-图12a和图12b示出了根据本公开的用于调制包括保护间隔序列的FBMC/OQAM信号的方法的两个示例性实施例。

在本说明书中公开的示例仅是本公开的一些实施例的说明。

具体实施方式

本公开试图通过将由空序列或已知序列构成的保护间隔***待调制符号中使得它们在空中传输的FBMC/OQAM信号中具有预期属性来克服FBMC/OQAM传输中的符号间干扰和缺乏循环平稳性的问题，特别是当所述传输基于短原型滤波器时。为此，必须解决两个问题：

-保护间隔序列必须***哪里，以及

-如何在K>1时知道要传输的样本已过采样，滤波，转置到时域，与另一个FBMC符号相加并与其他FBMC/OQAM信号重叠的情况下，将保护间隔序列***空中传输的FBMC符号中。

关于保护间隔的位置，图3表示FBMC/OQAM传输中符号间干扰源。为了说明和简化目的，在图3和随后的附图中，所考虑的FBMC调制具有过采样因子K＝1，但是本公开内容完全相同地应用于较高的K值(例如，对于K＝4，这是标准原型滤波器的典型情况)。

在图3中，即使是由相位正交移位的实符号构成的符号块n，n-2，n+2由第一传输链进行FBMC调制以提供FBMC符号，而由相位正交移位和延迟的虚样本构成的符号块n-1，n+1由第二传输链进行FBMC调制。FBMC调制包括在K>1时对符号块进行过采样，并使用原型滤波器对其进行滤波。滤波窗口在图3的301到305中进行了示意性表示。

与信号的多径反射有关的符号间干扰可以分为两类：

·同一传输链的FBMC符号之间的干扰310、311、312，例如由于符号n-2的最后样本的延迟路径而导致的FBMC符号n上的干扰310。由于原型滤波，符号n-2的最后一个样本(其可能会被传播信道延迟以干扰符号n)具有较低的功率电平。因此，除了高度扩展的传播信道之外，由相同传输链调制的符号之间产生的干扰不明显；

·不同传输链的FBMC符号之间的干扰321、322、323，例如由于符号n-1的样本的延迟路径而对符号n造成的干扰321。由于OQAM调制引入的(M/2)延迟，导致符号间干扰的样本是恰好位于符号n-1中间之前的样本。符号干扰的数量取决于传播信道延迟扩展。由于基本上位于符号n-1的中间之前，这些符号没有被原型滤波304衰减，因此在符号n被原型滤波器衰减的地方，开始干扰FBMC符号n。因此，这些干扰的权重很大。

因此，与OFDM相反，干扰FBMC符号(FBMC符号n)的样本不是由同一传输链(FBMC符号n-2)或另一条传输链(FBMC符号n-1)调制的前一个符号的最后样本，但样本312恰好位于另一个传输链(FBMC符号n-1)调制的前一个FMBC符号的中间之前。在优选实施例中，本公开提出在这些样本的位置处***保护间隔，以减少或控制它们所产生的符号间干扰。

此外，由于原型滤波器会衰减位于信号边界的样本，因此孤立地获取的FBMC符号n几乎是循环平稳的。由于符号n-2上传播信道的影响而引起的符号间干扰不会破坏这种循环平稳性，因为来自符号n-2的干扰样本也会被原型滤波器衰减。然而，当与从另一传输链调制的各个符号相加时，由于符号n-1上的传播信道的影响而引起的符号间干扰321不会被原型滤波器衰减，并且破坏了准循环平稳性。

保护间隔的位置可以进行一定程度的修改，只要它包括基本上位于FBMC符号的前半部分末尾的样本即可。例如，其中保护间隔序列将被定位在FBMC符号的前半部分的末尾但将排除该间隔的最后几个样本的FBMC调制器的实施例将不如优选实施例那样有效，但与现有技术相比，仍然减少了符号间干扰。此外，可以容易地修改所公开的调制器以添加附加的保护间隔序列，而这些附加的序列将不会对符号间干扰的减小产生影响。

图4表示根据实施例的由FBMC/OQAM调制器发送的FBMC符号的结构，其中保护间隔401至405(GI)被***到FBMC符号中以解决符号间干扰的问题。保护间隔的样本代表附加信号，因此减少了数据有效载荷。

通过在保护间隔内发送空序列，可以完全消除符号间干扰。但是，空样本的传输可能会稍微增加峰均功率比(PAPR)，这可能会成为一个问题。实际上，由于功率放大器的非线性，随着功率放大器的效率随着PAPR的增加而降低，因此高PAPR是一个问题。

还可以在保护间隔内发送序列，因为可以轻松消除由这些序列和传播信道卷积产生的符号间干扰。这些序列可以是调制低数据速率信息的QAM序列，也可以是具有特定属性的序列，只要在帧的每个FBMC符号中传输的序列相同即可。特定序列可以是本领域技术人员公知的序列，例如以低PAPR的属性而闻名的CAZAC序列(恒定振幅零自相关)。在接收机侧，当它们已知时，这些序列可以用于改善信道估计，例如以估计载波频率偏移。

保护间隔***的另一个结果是，它给传输的FBMC符号带来了一定的循环平稳性。实际上，一个传输链上的保护间隔的位置与另一传输链上的滤波窗口边界的位置匹配。因此，虽然一个传输链传输保护间隔，但另一传输链传输的信号几乎为空。因此，由两个传输链调制的信号之和产生的传输的信号几乎是循环平稳的，这简化了其均衡。箭头410表示必须考虑来解调符号n的窗口。保护间隔402和404确保该符号的循环平稳性。

保护间隔序列的长度是一个实现问题，它是性能和吞吐量之间折衷的结果，这必须考虑传播环境和数据速率要求来完成。

本公开解决的另一个问题是在FBMC/OQAM信号中***这种保护间隔序列的方式。图5a和5b表示根据现有技术的FBMC/OQAM调制器的两种实现方式。

图5a表示基于滤波器组的FBMC/OQAM调制器，称为FBMC多相网络(PPN)调制器。该PPN-FBMC/OQAM调制器包括OQAM映射器510，该OQAM映射器510包括映射CN比特的二进制流的QAM映射器511，N是有用子载波的数量，即用于传输有用数据的子载波的数量，以及C是星座顺序(例如，使用16QAM映射器，位数为4N)。在N≠M的情况下，可以恰好在数据映射之后将要在导频和保护子载波上映射的符号***到复数样本中。由于该***不是本公开的一部分，并且在电信领域的技术人员中是众所周知的，因此在下文中不涉及该***。

OQAM映射器510还包括相位旋转器512和513，以分别在所映射符号的实部和虚部上执行π/2相移键控。相移键控应用于实和虚符号的各个块，也就是说，当将相移应用于符号块的第一，第三，…符号时，将其应用于另一符号块的第二，第四，…虚部。QAM映射器还包括延迟线514，用于将一个符号块相对于另一符号块延迟M/2。输出OQAM映射器的符号由两个独立的FBMC调制器523和533处理。根据此实现，FBMC调制器依次包含M大小的快速傅立叶逆变换521、531，以及多相网络522、532，该多相网络会在K>1时立即对每个信号进行全部过采样，并通过原型滤波器进行其滤波窗口。使用加法器540合并两个处理链的输出。

图5b表示了另一种已知的FBMC/OQAM调制器，称为频率扩展(FS)实现，描述于M.Bellanger，“FS-FBMC:an alternative scheme for filter bank based multicarriertransmission(FS-FBMC：基于滤波器组的多载波传输的替代方案)”，Proceedings of the5th International Symposium on Communications,Control and Signal Processing,ISCCSP 2012，罗马，意大利，2012年5月2-4日。它包括执行与图5a完全相同的处理的OQAM映射器510。然后，由两个不同的FBMC调制器553和563处理输出OQAM映射器的两个符号块。根据此实现，FBMC调制器依次包含一个上采样和滤波551、561，它们将每个符号块按比例放大系数K(在每个连续的QAM符号之间***K-1个零)，并通过原型滤波器的频率响应(通过循环卷积)对上采样的信号进行滤波。然后，通过快速傅立叶逆变换块552、562将信号转置到时域中。两个处理链的输出由加法器540合并。

输出图5a和图5b的每个实现的FBMC/OQAM信号相似。

这样的调制器不允许通过在符号块中添加特定的样本序列以在FBMC调制之前进行发送来引入保护间隔，因为这些保护间隔将被FBMC调制修改，并且不会显示出预期的特性。由于本公开，在FBMC调制之前(也就是说，在时域中对信号进行转置，过采样，滤波和重叠的阶段之前)***了在下采样时域中(即在FBMC调制之前的时域中)执行的保护间隔***的附加步骤。该***之后应在频域中进行转置，以便可以以与已知实现方式相似的方式对结果信号进行FBMC调制。

从现有技术的单载波FBMC调制器已知，类似于已知的单载波OFDM，其包括在IFFT之前在时域中执行的预备预编码阶段。这样的实现方式在OFDM中出于PAPR降低的目的是已知的，因为可以在预编码之前的时域中调整信号的PAPR。实际上，PAPR是关于多载波调制的主要问题之一，这是由于以下事实：所发送的信号是从具有不同幅度和相位的符号以不同频率调制的多个子载波的总和。一旦转置到时域，这些子载波的总和可能对某些样本具有建设性，而对另一些样本则具有破坏性。因此，信号的幅度变化很大。OFDM调制的典型PAPR值约为10或12dB，而单载波调制的典型PAPR值约为0至3dB。通过在时域中添加初始预编码阶段，即使当使用大量子载波，FBMC调制也接近单载波传输的性能，从而降低了PAPR。

从国际专利申请WO 2014/124661 A1已知，在OFDM调制器的最终IFFT之前的时域中***零序列。但是，由于保护序列的位置与OQAM的特性不符(在OFDM中，保护间隔序列位于样本的开头，而不是中间)，因此这些教导无法应用于FBMC/OQAM调制器中。另外，两个传输链中的分离，分别处理由QAM符号的实部和虚部组成的块，以及第二条传输链的延迟，成为将该解决方案实施到从现有技术已知的单载波FBMC/OQAM调制器中的障碍。

图6a和6b表示根据现有技术的单载波FBMC/OQAM调制器的两种不同实现。图6a涉及具有单载波预编码的PPN-FBMC/OQAM调制器。QAM映射器511在时域中映射大小为CN的二进制流，并通过执行傅立叶变换610(例如可以是大小为N的离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT))的预编码器将其转置到频域。为了遵守OQAM映射，将相位正交键控512应用于输出DFT的样本的实部。然后，样本由FBMC调制器523处理，该FBMC调制器523在该实施方式中由IFFT 521和执行过采样和原型滤波的多相网络522组成。相位正交键控513应用于输出DFT 610的样本的虚部。然后通过延迟线512处理样本，将其延迟M/2，并且由FBMC调制器533进行调制，包括通过IFFT 531将其转置为时域表示，并由多相网络532对其处理。这两个FBMC符号由加法器540合并以形成FBMC/OQAM信号。

图6b涉及具有单载波预编码的FS-FBMC/OQAM调制器。对于PPN-FBMC/OQAM调制器，要发送的数据比特由QAM映射器511在下采样的时域中进行调制，并由大小为N的预编码DFT或FFT 610转置为频域表示。为了执行OQAM映射，输出DFT的样本的实部由相位正交键控512和FBMC调制器553处理，该FBMC调制器553包括由原型滤波器551进行的上采样和滤波的阶段以及通过大小为KM的IFFT 552向时域表示转置的阶段。输出DFT的样本的虚部由相位正交键控513处理，由延迟线512延迟M/2，并由FBMC调制器563调制，包括上采样和滤波561以及通过大小为KM的IFFT 562转置为时域表示。然后由加法器540将这两个符号相加。

已知图6a和图6b的实现有助于减小FBMC传输的PAPR，因为要传输的信号的时域表示是在预编码DFT 610之前生成的信号的时域表示的图像。因此，要发送的信号的PAPR直接取决于QAM调制器生成的样本的PAPR和分配给传输的子载波的数量。

但是，由于输出预编码DFT 610的样本的实部和虚部都是独立处理的，尤其是通过不同的IFFT(521和531、552和562)进行处理的，要传输的信号的时域表示不再是预编码DFT之前的信号的时域表示的图像。因此，这些实现方式不允许在每个传输链的输出处恢复在FBMC调制之前***到时域表示中的特定保护间隔序列(即，***到QAM映射器511之前的二进制数据流中或由QAM映射器输出的复数符号中)。

因此，所公开的FBMC/OQAM调制器修改了已知的FBMC/OQAM调制器的结构，保持了预编码DFT的思想，该思想使得可以通过以可以***保护间隔的方式并行处理两个传输链来在时域中对FBMC调制器上游的信号进行整形。为此，根据一个实施例的FBMC/OQAM发射机处理预编码DFT的上游的样本，使得DFT的输出是纯实的(或虚的)。因此，根据本公开的FBMC/OQAM发射机允许在FBMC调制器的输出处获得输入预编码DFT的样本的上采样版本。根据本公开的FBMC/OQAM发射机包括两个传输链，每个传输链包含包括DFT的预编码器730、731：

·一个链被配置为处理输出QAM映射器的复数样本，以使预编码DFT之后的样本输出完全是纯实的，并且

·一个链被配置为处理输出QAM映射器的复数样本，以使第二个预编码DFT之后的样本是纯虚的(或纯实的，然后是±π/2位移，可以与相位正交键控的相继步骤合并)。

然后如在现有技术的FBMC/OQAM调制器中所做的那样调制两个传输链。

图7a和7b表示根据本公开的FBMC/OQAM调制器的两个图示实施例。如前所述，这些实现方式与K＝1的过采样因子有关。在根据本公开的FBMC/OQAM调制器中，过采样因子K大于1，如图1和图2所描述的，图7a和图7b的输出将与相对于重叠符号的传输链的输出相加。

图7a基于PPN-FBMC/OQAM调制器实现。该示例性实施例实现包括两个传输链701和702，其中，预编码级的输出分别是纯实和纯虚样本，然后进行并行FBMC调制，延迟和相加。在该实施例中，PPN-FBMC/OQAM调制器包括两个QAM映射器(710、720)，每个映射器处理大小为CN'比特的二进制流，其中N′＝N/2-L_GI，L_GI是分配给保护间隔序列的传输的子载波的数量。例如，考虑到16QAM映射，要映射的比特流的大小为4N′。在QAM映射器的输出处然后是第一组和第二组复数符号。

在下采样的时域中，相对于保护间隔序列711的复数符号被引入到这些组复数符号中。然后将每组符号发送到第一(701)和相应地第二(702)传输链。每个传输链包括预编码器(730、740)，该预编码器以确保输出预编码器的样本是实样本、相应的虚样本的方式将这些符号从时域表示转置为频域表示。为此，将构成保护间隔序列的复数样本***(711、721)在符号集中的特定位置，然后对其进行重新排序，重新排序阶段(712、722)包括将复数符号与这些复数样本的复共轭的翻转版本连接在一起。然后，通过大小为N的傅立叶变换(713、724)(例如快速傅立叶变换或DFT)，将重新排序的复数样本转置到频域中。然后在频域中的样本上执行线性相位旋转(714、724)。

重新排序(712、722)和线性相位旋转(714、724)阶段的目标是对由预编码器处理的数据进行整形，以便其输出是纯实或虚的，这是从OQAM调制器的输出期望的形式。稍后将更详细地描述这些步骤。如果需要，可以在相位旋转器的输出处添加先导样本。

输出相位旋转器(714、724)的样本是实样本、相应地虚样本。考虑到两个传输链中的不同样本，将相位正交键控(512、513)(±π/2的相位旋转)应用于两个样本上的一个样本。然后，在这些样本上处理FBMC调制(523、533)，其包括大小为M的IFFT变换(521、531)，以将样本转置为时域表示形式；以及多相网络(522、532)，就像在已知的调制器中一样。

另外，在第二传输链702中，预编码器731包括附加的π/2相位旋转，该附加的π/2相位旋转被施加到输出DFT 723的样本，以便使预编码器的输出纯为虚样本。有利地，该附加的旋转可以与相位旋转724或与相位正交键控513合并。输出预编码器731的虚样本被进一步延迟(514)M/2个样本，但是该延迟可以在传输链的任何其他阶段执行，来相对于输出第一传输链的样本延迟输出第二传输链的样本。

两个传输链的输出由加法器540合并。

本领域技术人员可以容易地对图7a和图7b中描述的调制器实施方式进行一些变化。例如，在图7a和图7b中，保护间隔序列可以被***(711、721)在预编码器的入口处，但是它们也可以在重新排序阶段(712、722)之后被***而不会在预编码器中产生任何偏见，只要此***是在频域中的信号转置之前执行的，也就是说在傅立叶变换713和723之前执行的。对于电信领域的技术人员来说，很明显，仅使用一个QAM映射器映射整个二进制流，并将映射的样本的一半分别输入到第一和第二传输链，或修改延迟线514的位置。

在图7c中表示的另一实施例中，保护间隔序列采取***到作为QAM映射器710和720的输入的数据(715、725)中的二进制流的形式。在那种情况下，QAM映射器710和720将大小为CN/2＝C.(N′+L_GI)的二进制流作为输入，包括要调制的输入数据和保护间隔序列两者。其余的传输链与图7a中描述的类似。在替代实施例中，可以在QAM映射之前直接在包括保护间隔序列的二进制流上执行符号的重新排序(712)。

这些***的序列可以由空样本组成，也可以是复数样本的预定义序列。在后一种情况下，可以从存储器中以调制样本或必须在***之前通过QAM映射器进行处理的比特流的形式取回预定义序列。使用空序列会降低功耗，但会稍微使发射信号的PAPR失真。因此，序列的选择是一个必须考虑设备和操作条件来完成的实施问题。

为了使伪保护间隔***成为可能，根据本公开对已知的FBMC/OQAM调制器做出的演进可以适用于任何FBMC调制器实施方式(FS或PPN)。例如，图7b表示基于FS-FBMC/OQAM调制器的实现方式的根据本公开的FBMC/OQAM调制器的另一实施例。它包括两个QAM映射器(710、720)，映射与FBMC符号的数据有效载荷相对应的比特流的每一半，伪保护序列的***(711；721)，以及两个传输链(703、704)，传输链分别包括：

-预编码器(730、731)，包括数据重新排序(712、722)、傅立叶变换(713、723)和相位旋转(714、724)，

-相位正交键控(512、513)，以及

-FBMC调制器(732、733)，包括符号(551、561)的上采样和滤波以及傅立叶逆变换(552、562)。

第二传输链还包括将输出预编码器的样本延迟M/2(514)。

传输链的输出然后由加法器(540)合并。

同样地，图7d表示根据本公开的基于FS-FBMC/OQAM调制器实现方式的FBMC/OQAM调制器的另一实施例，其中在QAM映射(710、720)之前***保护间隔序列(715、725)。

由于根据本公开的FBMC/OQAM调制器实施方式，一些序列可以被***到数据中而不会降级所发送的信号的频谱占用。它们以信号的时域表示被***，转置到频域中以映射到子载波上，并通过最终的IFFT在时域中转回，从而可以控制其最终形状。但是，当预编码FFT和最终IFFT的大小不同时，发送的保护间隔可能与在预编码阶段***的保护间隔略有不同。因此，这些序列称为伪保护间隔。

图8是根据本公开的由符号调制器发射的FBMC/OQAM信号的示例性图示，其中***了伪保护间隔。在该图示中，示出了根据以下参数调制的发射信号801：K＝1，M＝512，映射＝16QAM，L_GI＝10。***到时域表示样本中的保护间隔序列为空序列，这使它们更易于观察。

可以在810、811、812和813中观察到由空序列构成的伪保护序列。调制后的样本并非完全是空样本，而是接近，从而限制了符号间干扰，并可能实现低复杂度的频域均衡器处理接收机中没有符号间干扰的数据。

图9更详细地描述了本公开的一个实施例，其中伪保护间隔被***输入预编码器的复数符号中。预编码器的目的是从样本的时域表示中以频域表示形式生成实/虚符号。如图7a和7b中所述，这是通过傅立叶变换903、在傅立叶变换之前执行的符号重新排序902以及在傅立叶变换之后执行的线性相位旋转904来实现的。由于重新排序和线性相位旋转阶段，输出预编码器的样本是频域中的实样本，并且可以轻松进行转换以符合OQAM映射器输出中所期望的内容。它们包含***符号块中的伪保护序列，其被格式化为使得其在FBMC调制器的输出处具有期望的形状和位置。

在该示例性实施例中，在QAM调制之后***保护间隔序列，但是发射机的技术人员将容易地使其适应于通过添加到输入到QAM映射器的数据比特流中的比特序列***保护间隔序列的用例，如图7c和7d所示。保护序列的位置、傅立叶变换的大小以及所有其他参数仅出于说明目的而提供，并且可以被技术人员容易地修改。

在图9的示例中，预编码DFT的大小N等于12，而伪保护序列的长度是L_GI＝2。结果，要由QAM映射器映射的符号的数目N’为N/2-L_GI＝4。PGI(l)是索引为l∈[0,L_GI-1]的伪保护序列，并且可以是任何复值样本，c_n(i)是输出QAM映射器的符号编号i，其中i∈[0,N′-1]。

第一阶段901涉及将伪保护间隔***到由QAM映射器映射的N’个符号的块中。为了恰好出现在发送的FBMC符号的中间之前，应恰好在N个符号块的四分之一之后***保护间隔样本。对于c_PGI(k)，伪保护序列***后的符号k∈[0,N/2-1]，c_PGI(k)遵循以下规则：

在将伪保护序列***输入到QAM映射器的二进制流中时，其必须以类似的方式放置，以便它们恰好出现在输出QAM映射器的样本的前四分之一之后。

第二阶段902涉及输入到DFT 903的符号的重新排序。为此，符号c_PGI(n)被复制。重复的符号被翻转，也就是说它们的顺序被翻转，并且翻转的重复符号的复共轭被连接到初始符号c_PGI(n)。因此，在l∈[0,N-1]的情况下，输出重新排序阶段的符号v(l)遵循以下规则：

第三阶段903涉及通过诸如DFT或FFT的傅立叶变换将这些符号转置为频域表示。

对于X(k)，输出DFT 903的样本：

在第四阶段904中，将

的线性相位旋转应用于傅立叶变换的输出，其中k∈[0,N-1]。输出相移旋转器的样本Z(k)等于：

当

时，得出：

因此，输出线性相移旋转器904的符号Z(k)是纯实的。为了使它们是纯虚的，应在每个子载波上增加±π/2的附加相移。

应当注意，在步骤901，在样本N/4和样本N/4+L_GI-1之间完成伪保护序列的***，使得在线性相位旋转器714和724的输出处，它们被安置为恰好在要调制的符号中间之前。这是由于伪保护***的实现方式导致的。实际上，如果将N设置为等于M，以收敛到单载波设置，则在IFFT的输出上获得的信号y的数学表达式(在图7a的实现中进行多相滤波和上采样之前)为：

等式(等式6)可以等效地重写为：

其中

表示圆形卷积算子，Z(n)是线性相位旋转项

的IFFT。Z(n)的绝对值具有采样的正弦基数形状。因此，循环移位M/4个样本的信号y对应于输出重新排序阶段的符号v，该符号由正弦基数卷积。这种卷积的作用是“扩展”符号v，从而“伪”***。但是，这种扩展效果不会改变符号位置。

因此，如果从

发送到

则

至

包含伪序列。

副作用是，***了两个伪序列：一个伪序列***FBMC符号的开头(由于该部分已被原型滤波器衰减，因此很难看到)，第二个伪序列***FBMC符号的前半部分的末尾。当N<M时，扩展效果增加，但是符号位置保持不变。

图10a和图10b表示根据本公开的FBMC/OQAM调制器的两个其他示例性实施例。在这些实施例中，通过直接余弦变换(DCT)1012和1022来确保预编码阶段。DCT是傅立叶相关的变换，类似于离散傅立叶变换，但是仅使用实数(或虚数)。因此，使用DCT是将复信号从时域转置到频域的另一种方法，该方法将实(或虚)样本作为输入，并输出实(或虚)样本。然而，由于其实现复杂度较高(特别是由于每个DCT变换都包含两个傅立叶变换的处理这一事实)，它不如直接或快速傅立叶变换使用得那么普遍。

在这些实施例中，FBMC/OQAM调制器包括单个QAM映射器1001，以映射大小为2CN′比特的二进制流。例如，考虑到16QAM映射，要映射的位流的大小为8N'。在该实施例中，形成第一组和第二组符号，来自复数符号的实部的第一组，以及来自复数符号的虚部的第二组。保护间隔序列被***(1011、1021)到第一和第二组符号中，该保护间隔序列具有实或相应地虚符号的形式。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，对这些附图的实施方式进行适配，使得在生成第一和第二组符号之前，将保护序列以复数符号的形式***复数符号中，或者***到作为QAM映射器的输入的二进制流中，如图10c和图10d所示。

保护间隔序列的样本***到的位置是FBMC符号中的期望的位置，也就是说，在过采样因子K＝1的区间[N/2+1,N/2+L_GI]中。

可以使用以下步骤来计算实际输入矢量v的类型2DCT：

1)分离v的偶数索引和奇数索引，并将偶数部分连接到翻转的奇数部分，以获得新的矢量，

2)在此矢量上应用大小为N的FFT，

3)应用线性相位旋转项

并取实部以获得DCT输出。

在图10a和图10b的实施例中，第一(1002)和第二(1003)传输链分别处理包括保护间隔序列的第一组和第二组符号。在第一传输链中，实符号集合由预编码DCT 1012处理。因此，DCT 1012的输出X(k)可以表示为：

其中

应当注意，在本说明书中，取N等于M以简化演示，但结果与N与M不同是相似的。在FBMC调制器的IFFT 521的输出处：

已知的关系是IFFT(x(l))＝FFT(x(N-l))。因此，以上关系可以重写为：

IFFT(W)和IFFT(W^*)的绝对值均具有采样的正弦基数形状。如果通过脉冲近似此形状(3个样本后，当考虑N＝512时，该值低于峰值的10％)，则我们有：

y(n-N/4)≈v′(n)+v′(N-n) (等式12)

注意，由于IFFT的周期属性，所以v′(N)＝v′(0)。因此：

如果以区间

***空序列，并假设L_GI<N/4(这是一个现实的假设)，则

且

表明在FBMC符号的前半部分的末尾***了空序列。

因此，输出到DCT 1012的样本是实样本的频域表示。

类似地，输入到第二传输链1003的预编码器1031的包括保护间隔序列的一组虚符号由配置成处理虚符号的直接余弦变换1022处理。输出第二传输链的预编码器1031的样本是虚样本的频域表示。

然后，由相应的FBMC调制器523和533或553和563处理输出第一/第二传输链的预编码级的实/虚样本，在将第二传输链的输出延迟M/2之后，对输出进行相加(514)，这是OQAM映射所要求的。

在图10b的实施例中，考虑到FS结构，第一和第二传输链(1004、1005)执行FBMC调制。

图10c和图10d示出了另外两个实施例，其中保护间隔***1032在QAM映射器1033之前执行。

所公开的FBMC/OQAM调制器旨在在无线电发射机中实现，并且可以在多种软件架构上实现。

图11是包括所公开的FBMC/OQAM调制器的发射机的示意表示。考虑到发射机从上通信层(媒体访问控制层)取回二进制输入数据，该表示仅限于OSI(开放***互连)物理层处理。发射机1101包括软件资源1102，该软件资源1102被要求考虑到传输参数(基于各种信息，例如，所需的吞吐量、所需的链路预算、传播信道条件等)来格式化要发送的数据分组。其中，由这些软件资源执行的处理可以包括数据错误编码、校验和***等。

发射机还包括根据本公开的任何实施例的FBMC/OQAM调制器1103，以将由资源1102递送的二进制流调制为FBMC/OQAM基带或中频信号。调制信号以一系列复数符号的形式出现。当所实施的FBMC/OQAM方案的过采样因子K大于1时，发射机应包括根据本公开的FBMC/OQAM调制器的K次迭代，用于调制相应的二进制流，将FBMC/OQAM调制器的输出相加以执行重叠功能。发射机可以进一步包括数模转换器1104，用于对复数符号的系列进行过采样并将其转换为模拟信号，然后由无线电链1105对其进行处理，以负责将该信号转换为载波频率，以及在将其发送到RF天线1106之前将其放大。

根据本公开的任何实施例的FBMC/OQAM调制器还可以被嵌入为独立设备，该独立设备被配置为将二进制流作为输入，并且提供基带或中频FBMC/OQAM信号以发送到执行模拟转换、无线电处理和传输的后续步骤的另一接收设备。

在根据本公开的FBMC/OQAM调制器1103的各种可能的实现方式中，所需的各种处理(QAM映射器、傅立叶和傅立叶逆变换、过采样器、原型滤波器等)可以通过一个或多个计算机器来实现，例如软件可重新编程的计算机器(微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、图形处理单元(GPU)…)、专用计算机器(现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)…)、其组合或任何其他适当的设备。

它还可以借助于计算机应用程序或服务、作为应用程序编程接口(API)、库和/或其他计算机程序产品或此类实体的任意组合来实现。

根据本公开的FBMC/OQAM调制器包括两个传输链，每个传输链包括预编码器、相位旋转器和FBMC发射机。当然，对于本领域技术人员而言显而易见的是，仅从处理两倍比特率的数据的一个传输链中执行所需的计算，和/或使用单个预编码器和/或在两个传输链之间共享一些资源。

本公开的主题包括本文所公开的各种过程、***和配置以及其他特征、功能、动作和/或属性的所有新颖且非显而易见的组合和子组合，及其任何和所有等同物。

公开的FBMC/OQAM调制器允许调制FBMC符号，该FBMC符号包括保护间隔序列，其中，一旦被调制，所述保护间隔序列非常接近期望的序列。这在信号中引入了循环平稳性，从而简化了接收机侧均衡器的实现并提高了其性能。由于保护间隔是在FBMC调制本身之前***FBMC调制器中的，因此不会影响FBMC调制的频谱形状。保护间隔的长度可以通过调整发送的有用比特数来动态地适应信道传播条件，而无需修改波形及其参数，这与OFDM相反，在OFDM中更改循环前缀的长度需要修改波形(尤其是符号持续时间)，因此通常仅限于几个循环前缀长度。

由根据本公开的设备发送的FBMC/OQAM信号符合短原型滤波器，并且保持使FBMC/OQAM调制方案成为5G电信标准中的标准化的良好候选者的所有属性：

-低延时，

-带外发射低，

-灵活性(可以通过修改各种参数来实现多种方案，例如QAM调制的顺序、子载波的数量、过采样因子和原型滤波器的大小、保护间隔序列的大小…)。

除了FBMC/OQAM调制器单元和包括所述调制器单元的发射机之外，本公开还解决了对应的方法，用于将保护间隔***到FBMC/OQAM传输中。

图12a和图12b是根据本公开的用于调制包括保护间隔序列的FBMC/OQAM信号的方法的不同实施例。

图12a涉及如在图7a至7d的实施例中描述的调制器。该方法的第一步包括对二进制流执行QAM调制以便在时域表示中调制2N'个复数符号，该二进制流的大小取决于QAM调制阶数C。为了生成大小为2N'的QAM符号流，然后将其分为两部分，可以中立地通过单个QAM调制处理来实现此步骤，或者通过两个QAM调制处理(1201、1211)从要发送的二进制流的相应一半生成每个N'个QAM符号流来实现此步骤。

大小为N'的两个QAM符号块分别由第一处理链1202和第二处理链1212处理。每个链依次包括，执行：

·步骤(1203、1213)，将保护间隔序列***QAM符号的时域表示中并对其进行预编码，以便分别在第一处理链和第二处理链中获得频域表示中的实和虚样本。为此，预编码包括对包括保护间隔序列的符号进行重新排序，即，将它们与这些符号的经翻转和共轭的版本连接起来，如图9所示。伪保护***和重新排序的步骤可以以任何顺序进行处理。预编码还包括对重新排序的样本执行傅立叶变换(或傅立叶逆变换)以及

的线性相位旋转，其中k为样本索引，k∈[0,N-1]。作为重新排序、傅立叶变换和线性相位旋转的结果，预编码器的输出为实样本。将

或

的附加相位旋转应用于第二传输链的样本，以获得虚样本；

·步骤(1204、1214)，对输出预编码器的两个样本中的一个样本应用一个π/2相位正交键控，其中应用了相移键控的第二处理链的样本对应于没有应用相移键控的第一处理链的样本，如现有的OQAM调制器所公知的；

·步骤(1215)，将第二处理链的样本延迟M/2个样本，M是分配给传输的子载波的总数。该步骤可以中立地在第二处理链的任何阶段处理。

·步骤(1206、1216)，对输出相移键控和/或延迟线的样本执行FBMC调制。该步骤可以例如通过随后是多相网络的IFFT来实现，或者通过对样本的上采样和滤波，然后是IFFT来实现。

根据一个实施例的方法的最后步骤在于将两个处理链的输出相加(1207)以形成FBMC/OQAM信号。在调制的过采样因子K大于1的情况下，该信号与关于2K-1个其他FBMC符号调制的信号重叠。

在图12b中表示并对应于图7c和图7d的本公开的方法对象的替代实施例中，将保护间隔序列***(1221)到由QAM映射(1222)阶段处理的二进制流中。在那种情况下，QAM映射是在CN个比特上完成的，然后将其分成两个分别发送到第一和第二处理链的N/2个复数样本流。替代地，可以将二进制流分成大小为CN/2的两个相应的二进制流，在每个流中***保护间隔序列，对其分别应用QAM映射，以生成N/2个QAM符号，这些符号将馈入第一和第二处理链。

图12b还示出了根据本公开的方法的另一实施例，其对应于在图10c至图10d中描述的FBMC/OQAM调制器。

在该实施例中，该方法包括以下步骤：

·将保护序列***(1221)到二进制流中以调制大小为CN'的比特；

·在包括保护序列的二进制流上处理QAM映射(1222)；

·通过第一(1223)处理链处理输出QAM映射阶段的N个符号的实部，并通过第二(1233)处理链处理N个符号的虚部；

·对第一和第二处理链的输出相加(1207)。

在第一和第二处理链中对输出QAM映射的实/虚符号的处理包括：

·预编码(1224、1234)实/虚符号的步骤，该预编码包括执行直接余弦变换，

·步骤(1204、1214)，将π/2相位正交键控应用于在预编码步骤中计算出的样本中的两个样本上的一个样本，

·步骤(1215)，将第二处理链的样本延迟M/2个样本，以及·步骤(1206、1216)，对输出相移键控和/或延迟线的样本执行FBMC调制。

保护间隔序列***和QAM映射的步骤可以颠倒。在那种情况下，与保护序列相对应的样本被***到发送到第一和第二处理链的预编码器的样本的时域表示中，并且在CN比特上处理QAM映射。

根据本公开的任何实施例的方法可以在多个软件架构上实现，特别是借助于计算机应用程序或服务、作为应用程序编程接口(API)、库和/或其他计算机程序产品或此类实体的任意组合来实现。它可以采取可从计算机可用或计算机可读介质访问的计算机程序产品的形式，其提供由计算机或指令执行***使用或与其结合使用的程序代码。计算机可用或计算机可读的可以是可以包含、存储、通信、传播或传输由指令执行***、装置或设备使用或与其结合使用的程序的任何装置。介质可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体***(或装置或设备)或传播介质。

虽然已经通过各种示例的描述示出了本公开的实施例，并且尽管已经相当详细地描述了这些实施例，但是申请人并非意图将所附权利要求的范围限缩或以任何方式限制于此类细节。因此，本公开在其更广泛的方面不限于所示出和描述的具体细节、代表性方法以及说明性示例。

Claims

1.一种FBMC/OQAM调制器，用于调制来自二进制流的FBMC/OQAM信号，所述FBMC/OQAM调制器包括至少一个QAM映射器(710、720、1001)，用于将所述二进制流映射到复数符号、第一传输链(701、1002)和第二传输链(702、1003)的至少一个时域表示，每个传输链包括：

-预编码器(730、731、1030、1031)，被配置为将从所述复数符号获得的第一符号集和相应地第二符号集转置为实样本、相应地虚样本的频域表示，

-相位旋转器(512、513)，被配置为对输出解码器的样本应用相位正交键控，以及

-FBMC调制器(523、533、553、563)，被配置为将所述相位旋转器的输出调制为FBMC符号的时域表示，

所述FBMC/OQAM调制器还包括加法器(540)，用于将所述第一传输链的输出与所述第二传输链的输出的延迟版本(514)相加，

其中，所述FBMC/OQAM调制器还被配置为将保护间隔序列***输入QAM映射器的二进制流中(715、725、1032)或***由所述预编码器处理的时域表示中的符号中(711、721、1011、1021)。

2.根据权利要求1所述的FBMC/OQAM调制器，其中，所述第一和第二符号集由与输出到所述QAM映射器的所述复数符号不同的符号构成，并且其中，所述第一传输链和所述第二传输链(701、702)的预编码器(730、731)被配置为至少通过以下方式分别处理所述第一符号集和所述第二符号集：

·通过将所述符号集的复共轭的翻转版本连接到所述符号集来对所述符号集重新排序(712、722)，

·对重新排序的符号执行傅立叶变换(713、723)，以及

·将

线性相移(714、724)应用于输出傅里叶变换的样本，其中N是输出所述傅里叶变换的样本数，并且k是被应用了相位旋转的样本的索引。

3.根据权利要求1所述的FBMC/OQAM调制器，其中，所述第一符号集和相应地第二符号集由输出到所述QAM映射器的所述复数符号的实部和相应地虚部构成，并且其中，所述第一传输链(1002)的预编码器(1030)和所述第二传输链(1031)的预编码器(1031)被配置为对相应的符号集执行直接余弦变换(1012、1022)。

4.根据任一前述权利要求所述的FBMC/OQAM调制器，其中，所述第一传输链和所述第二传输链的所述FBMC调制器(523、533、553、563)被配置为通过至少执行以下操作来调制来自频域表示中的样本的FBMC符号的时域表示：

·由大于或等于1的因子K进行过采样，

·通过原型滤波器进行滤波，以及

·傅立叶逆变换(521、531、551、561)。

5.根据任一前述权利要求所述的FBMC/OQAM调制器，其中，所述FBMC调制的过采样因子K大于1，并且其中，所调制的所述FBMC/OQAM信号与K-1个其他FBMC/OQAM信号重叠。

6.根据任一前述权利要求所述的FBMC/OQAM调制器，其中，***所述保护间隔序列，以便将其定位在包括实质上位于由所述FBMC调制器生成的FBMC符号的前一半的末尾处的样本的样本上。

7.根据任一前述权利要求所述的FBMC/OQAM调制器，其中，所述保护间隔序列是空序列。

8.一种无线电通信设备，包括根据权利要求1至7中的一项所述的至少一个FBMC/OQAM调制器。

9.一种用于调制来自二进制流的FBMC/OQAM信号的方法，包括以下步骤：

·对所述二进制流执行QAM映射(1201、1211、1222)，以获得复数符号的时域表示，

·从所述复数符号中计算出第一符号集和第二符号集，

·通过第一处理链(1202、1223)处理所述第一符号集，并通过第二处理链(1212、1233)处理第二符号集，其中每个处理包括：

o预编码(1203、1213、1224、1234)符号集，以将其转置为实样本、相应地虚样本的频域表示，

o将相位正交键控(1204、1214)应用于样本的频域表示，

o将FBMC调制(1206、1216)应用于复数样本的旋转后频域表示，

·延迟(1215)所述第二处理链的样本，

·将所述第一处理链的输出与所述第二处理链的输出相加(1207)，

该方法还包括以下步骤：将保护间隔序列***到所述二进制流中(1221)或***到由预编码器处理的时域表示中的符号中(1203、1213)。

10.一种适于实现权利要求9的方法的计算机程序。

11.一种包含了权利要求10的计算机程序的计算机可读介质。