CN105874734A - 发送装置、接收装置以及通信*** - Google Patents

Abstract

具有：数据符号生成部(1)，其按照每个块生成1个块的数据符号；存储以及处理部(3)，其将1个块的数据符号中的第1位置的数据符号作为复制符号进行存储；符号***部(2)，其以在1个块的数据符号的第2位置***存储于存储以及处理部(3)中的复制符号的方式配置数据符号和复制符号而生成块符号；时间/频率转换部(5)，其将块符号转换成频域信号；插值处理部(8)，其对频域信号进行插值处理；以及CP***部(9)，其对插值处理后的信号进行循环前缀的***而生成块信号。

Description

发送装置、接收装置以及通信***

技术领域

本发明涉及发送装置、接收装置以及通信***。

背景技术

在数字通信***中，由于发送信号在建筑物等处反射而引起的多径衰落或由于终端的移动而引起的多普勒变动，产生传输路径的频率选择性和时间变动。在这样的多径环境中，接收信号成为发送符号与经过了延迟时间而到达的符号干扰后的信号。

在这样的具有频率选择性的传输路径中，为了获得最好的接收特性，近年来单载波块传输方式正在受到关注(例如参照下述的非专利文献1)。单载波(Single Carrier：SC)块传输方式与作为多载波(Multiple Carrier：MC)块传输的OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing：正交频分复用)传输方式(例如参照下述的非专利文献2)相比，能够降低峰值功率。

在进行SC块传输的发送机中，例如通过进行如下这样的传输而执行多径衰落对策。首先，在“Modulator(调制解调器)”中生成作为数字调制信号的PSK(Phase ShiftKeying：相移键控)信号或QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交幅度调制)信号后，通过预编码器和IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform：离散傅里叶逆变换)处理部将数字调制信号转换成时域信号。之后作为多径衰落对策，在CP(CyclicPrefix：循环前缀)***部中***CP。在CP***部中，复制时域信号后面的规定数量的采样而附加到发送信号的开头。除此之外，作为多径衰落对策手段，进行在数据的开头或者结尾的部分***零的ZP(Zero Padding：零***)。

另外，为了抑制发送峰值功率，在进行SC传输的发送机中，预编码器一般进行DFT(Discrete Fourier Transform：离散傅里叶变换)处理。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：N.Benvenuto，R.Dinis，D.Falconer and S.Tomasin，“Single Carrier Modulation With Nonlinear Frequency Domain Equalization：An IdeaWhose Time Has Come-Again”，Proceedings of the IEEE，vol.98，No.1，Jan.2010，pp.69-96.

非专利文献2：J.A.C.Bingham，“Multicarrier Modulation For DataTransmission：An Idea Whose Time Has Come”，IEEE Commun.Mag.，vol.28，No.5，May 1990，pp.5-14.

发明内容

发明要解决的课题

根据上述现有的SC块传输的技术，降低了多径衰落的影响并且抑制了发送峰值功率。然而，在SC块传输中，因为SC块间的相位和振幅不连续，因此发生带外频谱或者频带外泄漏。带外频谱成为相邻信道的干扰。因此，需要抑制带外频谱。另外，在一般的通信***中规定有频谱遮蔽(spectral mask)，需要抑制带外频谱以满足遮蔽。

本发明就是鉴于上述情况而完成的，其目的在于获得能够抑制带外频谱的发送装置、接收装置以及通信***。

用于解决课题的手段

为了解决上述的课题实现目的，本发明提供发送包含多个数据符号的块信号的发送装置，其特征在于，该发送装置具有：数据符号生成部，其按照每个块生成1个块的数据符号；存储部，其将由所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号中的第1位置的数据符号作为复制符号进行存储；符号***部，其以在所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号的第2位置***存储于所述存储部中的前一个块的所述复制符号的方式配置所述数据符号和所述复制符号，生成块符号；时间频率转换部，其将所述块符号转换成频域信号；插值处理部，其对所述频域信号进行插值处理；以及CP***部，其对插值处理后的信号进行Cyclic Prefix的***而生成所述块信号。

发明效果

根据本发明，实现能够抑制带外频谱的效果。

附图说明

图1是示出实施方式1的发送装置的功能结构例的图。

图2是示出CP***的一例的图。

图3是示出在现有的SC块传输中SC块间的相位和振幅不连续的一例的图。

图4是示出实施方式1的时间/频率转换部和插值处理部的结构例的图。

图5是示出实施方式1的保护频带处理的一例的图。

图6是示出符号***部、存储以及处理部、符号选择部、DFT部的处理例的图。

图7是示出实施方式1的块信号的结构的一例的图。

图8是示出实施方式1的数据处理例的图。

图9是示出使不同的调制符号共存的例子的图。

图10是示出实施方式2的接收装置的功能结构例的图。

图11是示出实施方式3的发送装置的功能结构例的图。

图12是示出实施方式3的数据符号与导频信号的配置例的图。

图13是示出实施方式3的信号的结构例的图。

图14是示出包含保护频带的情况下的实施方式3的信号的结构例的图。

图15是示出实施方式4的接收装置的功能结构例的图。

图16是示出实施方式5的发送装置的处理例的图。

图17是示出实施方式5的N_L＝1、N_R＝2的情况下的处理例的图。

图18是示出使用了实施方式5的QPSK符号的具体例的图。

图19是示出实施方式5中的第i个块的数据结构例的图。

图20是示出实施方式5中的3个块的块信号的数据结构例的图。

图21是示出实施方式6的发送装置的处理例的图。

图22是示出实施方式7的发送装置的处理例的图。

图23是示出64QAM星座图的图。

图24是使用64QAM星座图示出在N_L＝1、N_R＝2的情况下的符号配置例的图。

图25是示出实施方式10的发送装置的结构例的图。

图26是示出连续1个块将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号的例子的图。

图27是示出连续2个块将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号的例子的图。

图28是示出实施方式10的***部的动作例的流程图。

图29是示出实施方式11的发送装置的结构例的图。

图30是示出每隔1个块复制第1组和第2组的例子的图。

图31是示出2个块连续复制第1组和第2组的例子的图。

图32是示出实施方式11的***部的动作例的流程图。

图33是示出实施方式12的发送装置的结构例和处理例的图。

图34是示出实施方式12的符号选择部4a的结构例的图。

图35是示出使用了所有的QPSK情况下的功率调整部的结构例的图。

具体实施方式

下面，根据附图详细地说明本发明的发送装置、接收装置以及通信***的实施方式。另外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1是示出本发明的发送装置的实施方式1的功能结构例的图。如图1所示，本实施方式的发送装置具有：符号生成部1(数据符号生成部)、符号***部2、存储以及处理部3(存储部)、符号选择部4、时间/频率转换部5、波形整形滤波部(波形整形部)6、保护频带***部7、插值处理部8以及CP***部9。此外，在图中，将存储以及处理部3省略为存储和处理部3。

符号生成部1生成数据符号(例如，PSK(Phase Shift Keying：相移键控)符号、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)符号等)。符号生成部1将生成的数据符号输入到符号***部2。

符号***部2针对所输入的数据符号将存储于存储以及处理部3中的1个以上的符号***到由表示符号的***位置(第2位置)的信息即符号***位置信息所指定的位置。向符号***部2的输入为符号***位置信息以及来自存储以及处理部3的输出。符号选择部4将由符号***部2***符号后的符号组输入到时间/频率转换部5，并且从该符号组中选择1个以上的符号(复制符号)，对所选择的符号进行复制并发送到存储以及处理部3。符号选择部4选择的符号的位置(第1位置)由符号选择位置信息指定。存储以及处理部3存储从符号选择部4输入的符号。关于存储以及处理部3，当进行下个块的处理时，向符号***部2输出存储于存储以及处理部3中的符号(复制符号)。或者，当符号***部2进行下个块的处理时，也可以读出存储于存储以及处理部3中的符号。

时间/频率转换部5将从符号选择部4输出的时域信号(符号组)转换成频域信号。波形整形滤波部6对频域信号进行期望的滤波处理。保护频带***部7对滤波处理后的频域信号实施保护频带***处理。一般来说，为了在频域上防止来自相邻信号的干扰造成的信号质量恶化而***保护频带。插值处理部8对保护频带***处理后的频域信号进行插值处理，并将插值处理后的频域信号转换成时域信号。CP***部9对从插值处理部8输出的时域信号***CP。图2是示出CP***的一例的图。CP***部9复制块内的最后的M_CP采样并将其配置于块的开头。***CP后的信号作为SC块信号(块信号)发送。关于插值处理部8，只要是在插值处理后的时域信号中，将以在块内的最后的符号与块内的最开始的符号之间内插的方式进行插值的点设定为块的最后的采样的插值处理方法即可，也可以使用任意的插值处理方法。即，只要是在插值处理后的时域信号中、插值处理后的最后的采样(通过插值追加的点)成为圆滑地与块内的最开始的采样的值连接的点那样的插值处理即可。

在此，对现有的SC块传输进行说明。在SC块传输中，SC块间的相位和振幅不连续。图3是示出在现有的SC块传输中SC块间的相位和振幅不连续的一例的图。在图3的例子中，由于第k(k是整数)个块与第k+1个块之间的相位不连续性，发生带外频谱或者频带外泄漏。这样的带外频谱成为相邻信道的干扰。在本实施方式中，通过将前一块的规定位置的符号***到数据符号间，由此使带外频谱降低。

图4是示出本实施方式的时间/频率转换部5以及插值处理部8的结构例的图。在图4中，示出由过采样处理部81和IDFT部82构成插值处理部8的例子。时间/频率转换部5为DFT部5。符号生成部1、符号***部2、存储以及处理部3、符号选择部4、保护频带***部7以及CP***部9与图1的结构例相同。根据图4的结构例对本实施方式的动作进行说明。

例如，设符号选择部4将要选择的符号数为1个、符号***部2将要***的符号数为1个。在这种情况下，设由符号***部2***符号后的符号数为N、符号选择部4的符号选择位置为n(0≤n≤N-1)(即，符号选择部4选择将输入的符号组的第n个符号)。在生成第k个SC块信号的处理中，设所生成的第i个符号为d_i ^(k)。另外，设符号***部2***符号的位置为m(0≤m≤N-1)(即，设为在第(m-1)个数据符号与第m个数据符号之间***符号)。在生成第k个SC块信号之前在前一块(第(k-1)个SC块信号)的处理中，由符号选择部4复制d_m ^(k-1)而存储于存储以及处理部3。此时，符号***部2的输出如下式(1)所示。

[式1]

$d^{\left(k\right)}={\[d_0^{\left(k\right)},d_1^{\left(k\right)},\mathrm{...},d_{m-1}^{\left(k\right)},d_n^{(k-1)},d_{m+1}^{\left(k\right)},\mathrm{...}{d}_{N-1}^{\left(k\right)}\]}^T\mathrm{...}\left(1\right)$

此外，存储以及处理部3也可以如下式(2)所示那样，对所存储的符号施加相位旋转并输出到符号***部2。

[式2]

$d^{\left(k\right)}={\[d_0^{\left(k\right)},d_1^{\left(k\right)},\mathrm{...},d_{m-1}^{\left(k\right)},\mathrm{\β}\·d_n^{(k-1)},d_{m+1}^{\left(k\right)},\mathrm{...}{d}_{N-1}^{\left(k\right)}\]}^T\mathrm{...}\left(2\right)$

其中，β是复数，是β＝αe^jf那样的值。在此，j是虚数单位(j＝√(-1))，α是振幅调整值，f是相位旋转量。相位旋转量是根据零***方法而改变的值。

在DFT部5中，对从符号选择部4输出的时域信号实施DFT处理，输出信号如下式(3)所示那样成为频域信号。如式(3)那样矢量表示的频域信号称为频域信号矢量。

[式3]

$s^{\left(k\right)}={\[s_0^{\left(k\right)},s_1^{\left(k\right)},\mathrm{...},s_{N-1}^{\left(k\right)}\]}^T\mathrm{...}\left(3\right)$

波形整形滤波部6对上述的频域信号矢量s(粗体字)^(k)进行去除期望频域以外的信号的滤波处理。保护频带***部7对滤波处理后的频域信号实施保护频带***处理。图5是示出本实施方式的保护频带处理的一例的图。保护频带***部7作为保护频带***处理，在频域中在信号的两侧***零。设***零后的总采样(点)数量为N_ALL。此外，在图5中，为了简化说明而省略了波形整形滤波部6的图示。

过采样(over sampling)处理部81对保护频带***处理后的频域信号通过例如零***等而进行过采样处理。具体地说，例如使用在“B.Porat，“A Course in DigitalSignal Processing”，John Wiley and Sons Inc.，1997”(以下称为Porat文献)所记载的信号插值式等，进行过采样处理(一般来说是提高采样率，即，缩窄采样间隔的处理)，对输入的信号进行每个符号的采样点为L个那样的过采样。即，对输入进行使采样率成为L倍那样的过采样。其中，过采样率是表示过采样后的采样率是输入的采样率的几倍的值。

IDFT部82通过IDFT处理将过采样处理后的频域信号转换成时域信号。通过IDFT处理，在符号间追加了插值后的采样点。利用在上述Porat文献中说明的IDFT输出的循环性，追加于最后的符号后的插值点是在最后的符号与最开始的(第一个)符号之间插值的点。

如上述那样，为了以保持块间的相位连续性的方式进行CP***，只要使IDFT处理后的信号的规定位置的相位接近期望的值即可。具体地说，当在各块中进行CP***时，以使得在复制的区域的开头、与前一块的最后的采样点的相位连续的方式，决定在CP***时复制的采样的个数(图2的M_CP)。

为了使IDFT处理后的信号的规定位置的相位接近期望的值(将规定位置的相位固定)，例如使用满足下式(4)那样的正整数μ、χ来决定符号的配置位置。其中，设定0≤a≤N/χ-1。

[式4]

$\frac{a\mathrm{\μ}}{N_{ALL}}=\frac{a\mathrm{\χ}}{N}\mathrm{...}\left(4\right)$

作为上述的a可以使用任意的值，a是决定CP长度的参数。CP长度由存在于传输路径中的多径导致的延迟时间来决定。即在设定a的值的情况下，设定CP长度M_CP为(N_ALL-aμ)L，以(N_ALL-aμ)L比传输路径中的最大延迟时间长的方式进行设定。

例如，在N＝24、N_ALL＝32的情况下，μ＝4、χ＝3成立。若0≤a≤24/3-1，则在L＝1(无过采样)的情况下，IDFT部82的第aμ个采样的相位与施加相位旋转后的DFT部5的输入的第aχ(0≤aχ≤N-1)个采样(符号)的相位接近(与第aχ个采样对应的采样)。因而，在符号***部2将d_n ^(k-1)配置到第aχ个的情况下，IDFT部82的输出的第aχ个采样的相位与施加相位旋转后的d_n ^(k-1)的相位接近。

例如，设L＝1，省略波形整形滤波部6的处理，如下式(5)那样实施保护频带***。

[式5]

$s_Z={\[0_{1,(N_{ALL}-N)/2},s_0,s_1,\mathrm{...},s_{N-1},0_{1,(N_{ALL}-N)/1}\]}^T\mathrm{...}\left(5\right)$

在这种情况下，IDFT部82的输出成为下式(6)。

[式6]

$\begin{array}{cc}{r}_1=\frac{e^{j\mathrm{\π}(1-\frac{N}{N_{ALL}})1}}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{d}_n\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{j2\mathrm{\π}k(\frac{1}{N_{ALL}}-\frac{n}{N})}& 0\≤1\≤N_{ALL}-1\end{array}\mathrm{...}\left(6\right)$

即，在上述的例子中，成为下式(7)。

[式7]

r_aμ＝d_aχe^jπa(μ-χ)…(7)

在N＝24、N_ALL＝32的情况下，IDFT部82的第aμ个输出信号成为以下这样。

r₀＝d₀，r₄＝-d₃，r₈＝d₅，r₁₂＝-d₉，r₁₆＝d₁₂，r₂₀＝-d₁₅，r₂₄＝d₁₈，r₂₈＝-d₂₁

例如，在将r₂₈设定为d₀ ^(k-1)的情况下，只要设β＝-1、以d₂₁＝-1·d₀ ^(k-1)的方式进行设定即可。

在过采样率是L倍的情况下，IDFT部82的输出的第Laμ个相位与施加相位旋转后的数据符号内的第aχ个相位接近。因而，当决定前一块的符号的配置时，为了使CP***后的块的开头的符号(即，在CP***中被复制的位置的最开始的符号)成为与前一块的最后的采样的相位接近的采样，只要在第aχ个处配置前一块的最开始的符号而将CP长度M_CP设定为(N_ALL-aμ)L即可。

另外，配置于第k个块的第aχ个符号d_n ^(k-1)相对于第k个块来说是前1块的第k-1个块内的第n个符号。为了保持块间的相位，只要进行根据以下的设定条件的参数选择即可。

设计条件1：将M_CP设定为(N_ALL-aμ)L

设计条件2：设n＝0，将第aχ个符号设为β·d₀ ^(k-1)

即，第k个块内的第aχ个符号是第k-1个块内的第0个符号。图6是示出符号***部2、存储以及处理部3、符号选择部4、DFT部5的处理例的图。图7是示出本实施方式的块信号的结构的一例的图。块间相位如以下这样连接。如图6所示，根据在上述Porat文献中说明的IDFT输出的循环性，时域中的第k-1个块的最后的采样与d₀ ^(k-1)的相位接近。根据上述的设计条件2，因为第k个块的CP的开头的符号是d₀ ^(k-1)，因此第k-1个的最后的采样的相位与第k个块的CP的开头的采样的相位连接。

使用附图说明具体示例。图8是示出本实施方式的数据处理例的图。图8中的“复制”表示CP***部9中的将各块末尾的M_CP采样复制到开头的处理。在图8的例子中，设N＝24、N_ALL＝32、M_CP＝32、过采样率是8倍。设μ＝4、χ＝3、a＝7，成为M_CP＝(32-7·4)·8＝32。另外，在块符号内，只要设定为d₂₁ ^(k)＝β·d₀ ^(k-1)即可。在图8中，调制方式使用了BPSK(Binary Phase Shift Keying：二进制相移键控)。为了简化说明，仅示出CP***部9的输出的真(Real)值。

根据图8得知，相当于第K+1个块的CP部分的采样(3)被设定成与第K个块的第1个采样(1)为相同相位。因为第K个块的最后(插值处理后的最后的采样(通过插值追加的点))的采样是与采样(1)之间圆滑地连接的点，因此与采样(1)的相位接近。而且，因为第K+1个块的CP部分的开头与(1)的相位(采样(3)的相位)相同，因此第K个块与第K+1个块间的相位连接。同样可知，相当于第K+2个块的CP位置的采样(4)被设定成与第K+1个块的第1个采样(2)为相同相位。因为第K+1个块的最后的采样与采样(2)的相位接近，第K+2个块的CP部分的开头与采样(2)的相位(采样(4)的相位)相同，因此块间的相位连接。为了简化，在本例中省略了波形整形滤波部6的处理。

以满足以上的设定条件1、2的方式来决定a、μ、χ，由此能够预先决定符号选择位置信息(第0个位置)和符号***位置信息(第aχ个位置)。另外，符号选择位置信息、符号***位置信息既可以从外部输入，也可以事先对发送装置设定。另外，也可以设为能够在事先设定后进行变更。

另外，d_n ^(k-1)的多值调制数不需要与其它符号的多值调制数相同。图9是示出使不同的调制符号共存的例子的图。例如在设定为l≠n且d_l ^(k-1)是QPSK符号的情况下，d_n ^(k-1)也可以设定16QAM符号或者64QAM等具有QPSK以上的多值数的符号。例如，在上述的例子中，若设d₀ ^(k-1)为16QAM符号，且l≠0、l≠aχ，则d_l ^(k-1)也可以设定成QPSK符号。

在使不同的调制符号共存的情况下，能够获得如下的效果。例如在d₀ ^(k-1)是QPSK符号的情况下，块内的1个符号是来自前一块的符号的复制，因此每1块的发送符号比特数为2(N-1)比特。通过将d₀ ^(k)设定为16QAM符号，从而每一块的发送符号比特数为2N比特，成为与发送N个QPSK符号时同等的比特数。因为d₀ ^(k)在下个块中表示，因此与其它的符号相比解调精度变高。因此，能够使d₀ ^(k-1)的符号的多值调制值设定地比其它的符号高，而能够增加发送比特数。

如以上那样，在本实施方式中，将前一块的规定的选择位置的数据符号保持于存储以及处理部3，符号***部2向所生成的数据符号的规定位置将保持于存储以及处理部3的数据符号***于规定的***位置处。而且，以块的最开始的采样的相位与前一块的最后的采样的相位连续的方式决定规定的选择位置和规定的***位置。因此，能够抑制带外频谱。

此外，在本实施方式中，实施了保护频带***处理，但也可以不实施保护频带***处理。

实施方式2.

图10是示出本发明的接收装置的实施方式2的功能结构例的图。本实施方式的接收装置接收由在实施方式1中说明的发送装置发送的SC块信号。

如图10所示，本实施方式的接收装置具有：CP去除部13、DFT部14、传输路径估计部15、频域均衡部16、欠采样(under sampling)处理部17、IDFT部18、符号选择部19、存储以及处理部20(存储部)、解调部21以及解码部22。

接收信号被CP去除部13去除CP后，输入到DFT处理部14。DFT处理部14将接收信号转换成频域信号。传输路径估计部15根据频域信号进行传输路径估计，且将传输路径估计值输入到频域均衡部16。频域均衡部16使用频域信号和传输路径估计值进行均衡处理。欠采样处理部17对均衡处理后的信号进行欠采样处理(下采样(down sampling)处理)，提取出包含信息的频率成分。IDFT部18将由欠采样处理部17提取出的频率成分转换成时域信号。符号选择部19选择从IDFT部18输出的时域信号的第n个符号，将其存储于存储以及处理部20。当进行下个块的解调时，存储于存储以及处理部20的符号被解调部21读出。解调部21实施N个符号的解调。此时，为了提高解调精度，当使用第m个时域信号进行解调时能够使用存储于存储以及处理部20的符号。例如，当使用在实施方式1中说明的例子时，n＝0，在解调部21中使用第aχ个时域信号进行前一块的时域信号的第0个信号的解调。

例如设从接收侧的IDFT部18输出的时域信号为下式(8)。

[式8]

$v^{\left(k\right)}={\[v_0^{\left(k\right)},v_1^{\left(k\right)},v_2^{\left(k\right)},\mathrm{...},v_{N-1}^{\left(k\right)}\]}^T\mathrm{...}\left(8\right)$

此时，例如能够按照下式(9)进行解调。

[式9]

$\begin{array}{cc}{\hat{d}}_i^{\left(k\right)}=\underset{d_i^{\left(k\right)}\∈D}{\arg \min }|v_i^{\left(k\right)}-d_i^{\left(k\right)}{|}^2& 0\≤i\≤N-1,i\≠a\mathrm{\χ}\end{array}\mathrm{...}\left(9\right)$

在上述式(9)中，D成为符号d(^)₀ ^(k)的值的候选。例如，在BPSK的情况下成为下式(10)，在QPSK的情况下成为下式(11)。

[式10]

D∈{+1，-1}…(10)

[式11]

$D\∈\{\frac{1+j}{\sqrt{2}},\frac{1-j}{\sqrt{2}},\frac{-1+j}{\sqrt{2}},\frac{-1-j}{\sqrt{2}}\}\mathrm{...}\left(11\right)$

在i＝aχ的情况下，也可以使用v_aχ ^(k)利用以下的式(12)所示的方法实施前一块的第0个符号的解调。

[式12]

${\hat{d}}_0^{(k-1)}=\underset{d_0^{(k-1)}\∈D}{\arg \min }|v_{\mathrm{\α}\mathrm{\χ}}^{\left(k\right)}-\mathrm{\β}\·d_0^{(k-1)}{|}^2+|v_0^{(k-1)}-d_0^{(k-1)}{|}^2\mathrm{...}\left(12\right)$

其中，在本实施方式中，假定d₀ ^(k-1)为i≠0时的与d_i ^(k-1)相同的多值数的符号，如在实施方式1中说明的那样，d₀ ^(k-1)也可以使用与d_i ^(k-1)不同的多值数的符号。

如以上那样，在本实施方式的接收装置中，将IDFT部18输出的时域信号的第n个符号存储于存储以及处理部20，当进行下个块的解调时解调部21使用存储于存储以及处理部20的符号实施解调。因此，在接收从实施方式1的发送装置发送的信号的情况下，能够对发送的数据符号进行解调，并且当使用第m个时域信号进行解调时通过使用存储于存储以及处理部20的符号能够提高解调精度。

实施方式3.

图11是示出本发明的发送装置的实施方式3的功能结构例的图。如图11所示，除了向实施方式1的图4中示出的发送装置追加了导频信号生成部10、波形整形滤波部11以及频域上配置部(频域配置部)12以外，与在实施方式1的图4中示出的发送装置相同。对于与实施方式1具有相同功能的结构要素，标注与实施方式1相同的标号而省略重复的说明。对与实施方式1不同的部分进行说明。

在SC块传输中，导频信号有时用于传输路径估计和同步处理，在频域中进行导频信号和进行了DFT处理的数据符号的配置。在本实施方式中，对像这样在频域中配置导频信号的例子进行说明。

数据符号生成部1与实施方式1的数据符号生成部1同样地生成数据符号，每一块生成的数据符号数是N-N_T(N_T是每一块的导频符号数)。

导频信号生成部10生成时域的导频信号(导频信号(时域信号))和频域的导频信号(导频信号(频域信号))，将导频信号(时域信号)输入到符号***部2，将导频信号(频域信号)输入到波形整形滤波部11。波形整形滤波部11对输入的导频信号(频域信号)进行波形整形并输入到频域上配置部12。

符号***部2与实施方式1同样，将存储于存储以及处理部3的符号(前一块的符号)***到数据符号，但此时，该符号***部2根据导频信号(时域信号)对***的符号进行修正而进行***。频域上配置部12在频域配置从波形整形滤波部6输出的频域的数据符号和从波形整形滤波部11输出的导频信号(频域信号)，输出到保护频带***部7。

作为具体例，设1块内的总符号数为N，1块内的导频信号的符号数为N_T＝N/2，1块内的数据符号数为N_D＝N/2。图12是示出上述条件中的数据符号和导频信号的配置例的图。图12中的s₀、s₁、…、s_N/2-1表示频域的数据符号(DFT部5的输出)，p₀、p₁、…、p_N/2-1表示导频信号。在图12中，数据符号和导频信号交替地配置。图12仅是一例，导频信号的配置位置和个数不限于图12的例子。

在本实施方式中，因为在频域导频符号和数据符号被复用，因此在作为IDFT部82的输出的时域信号中在将第aμ个采样设定为d_n ^(k-1)的情况下，需要考虑导频符号的时域信号。当设导频信号的时域信号为q₀、q₁、…、q_NALL-1，设aχ(k′)为时域中的符号***位置，b和c为作为IDFT部82的输出的时域信号的规定位置的符号成为d_n ^(k-1)那样的相位旋转和振幅调整时，如下式(13)那样设定d_aχ ^(k)。

[式13]

$d_{a\mathrm{\χ}}^{\left(k\right)}={\mathrm{cd}}_n^{(k-1)}-{\mathrm{bq}}_{a\mathrm{\μ}+N/2}\mathrm{...}\left(13\right)$

b和c的值是复数或者实数，由频域中的导频***位置和前一块的符号配置位置决定。

以下示出具体例。为了简化说明，设导频符号数为N_T＝N/2，数据符号数为N_D＝N/2。另外，设N_ALL＝N。用下式(14)表示在频域中配置的导频符号，用下式(15)表示DFT矩阵。

[式14]

$p_z={\[0,p_0,0,p_1,0,\mathrm{...},0,p_{N_T-1}\]}^T\mathrm{...}\left(14\right)$

[式15]

${\[W_N\]}_{m,n}=\frac{e^{-j2\mathrm{\π}mn/N}}{\sqrt{N}},0\≤n\≤N-1,0\≤m\≤N-\mathrm{1...}\left(15\right)$

此时，时域中的导频符号为下式(16)。

[式16]

$q={\[q_1^T,-q_1^T\]}^T=W_N^H{p}_z\mathrm{...}\left(16\right)$

在上述的式(16)中，A(粗体字)^H表示矩阵A(粗体字)的Hermitian Transpose(厄米特转置)。另外，当使配置于频域的DFT处理后的数据信号(波形整形滤波部6的输出)成为下式(17)时，数据信号的时域信号成为下式(18)。

[式17]

$s_z={\[s_0,0,s_1,0,s_2,0,\mathrm{...},0,s_{N_D-1},0\]}^T\mathrm{...}\left(17\right)$

[式18]

$t={\[\frac{t_1^{-T}}{\sqrt{2}},\frac{t_1^T}{\sqrt{2}}\]}^T=W_N^H{s}_z\mathrm{...}\left(18\right)$

其中，t(粗体字)₁如下式(19)所示那样是N_D个数据符号的矢量。另外，s(粗体字)是在下式(20)中所示的矢量。

[式19]

$t_1={\[d_0,d_1,\mathrm{...},d_{N_D-1}\]}^T\mathrm{...}\left(19\right)$

[式20]

$s={\[s_0,s_1,\mathrm{...},s_{N_D-1}\]}^T=W_{N/2}{t}_1\mathrm{...}\left(20\right)$

在频域中复用了导频信号和DFT处理后的数据信号的信号成为下式(21)，该复用的信号的时域信号成为下式(22)。

[式21]

r＝p_z+s_z…(21)

[式22]

$y=W_N^{H}r=W_N^H(p_z+s_z)=t+q\mathrm{...}\left(22\right)$

设M_CP为(N_ALL/2-aμ)，与在实施方式1中说明的例子相同，将CP开头的信号设定给前一块的第0个符号。在此，设为不进行过采样，设L＝1。另外，设波形整形滤波部6为信号频带部分的方波滤波器(Rectangular filter：矩形滤波器)。在将d_n ^(k-1)配置到第aχ个的情况下，需要以IDFT部82的输出的第aμ个采样的相位与d_n ^(k-1)的相位接近的方式进行设定。为了简化，设N_ALL＝N。在设N为偶数，且0≤a≤N/(2μ)-1的情况下，下式(23)成立。

[式23]

$\frac{2a\mathrm{\μ}}{N}=\frac{a\mathrm{\χ}}{N/2}\mathrm{...}\left(23\right)$

在上述的例子中，在设定y_aμ+N/2(k)＝d₀ ^(k-1)的情况下，只要生成在下式(24)中所示的信号即可。图13是示出本实施方式的信号的结构例的图。

[式24]

$d_{ax}^{\left(k\right)}=\sqrt{2}(d_0^{(k-1)}-q_{a\mathrm{\μ}+N/2})\mathrm{...}\left(24\right)$

其中，因为y_aμ ^(k)如下式(25)那样，因此当选择导频信号(导频序列)p₀、p₁、…、p_N/2-1时，优选选择y_aμ ^(k)中的峰值功率未被放大的导频序列。

[式25]

$y_{a\mathrm{\μ}}^{\left(k\right)}=d_0^{(k-1)}-q_{a\mathrm{\μ}+N/2}+q_{a\mathrm{\μ}}\mathrm{...}\left(25\right)$

为了抑制y_aμ ^(k)的峰值功率，只要使用例如以下的式(26)所示的评价式检索导频序列即可。在下式(26)中，设定Q为导频序列的候选，E[·]表示平均，设为对d₀ ^(k-1)符号的所有候选进行平均。例如在BPSK的情况下，使上述式(10)所示的所有候选进行平均化，在QPSK的情况下使用式(11)的所有候选进行平均化。

[式26]

$\underset{q\∈Q}{q*=\arg \min }E\[|d_0^{(k-1)}-q_{a\mathrm{\μ}+N/2}+q_{a\mathrm{\μ}}|\]\mathrm{...}\left(26\right)$

在上述的例子中，示出了不包含保护频带的例子，在包含保护频带的情况下，只要求出满足以下的式(27)、(28)的μ和χ即可。在以下的式(27)、(28)中，0≤a≤N_D/a-1成立。

[式27]

$\frac{2a\mathrm{\μ}}{N_{ALL}}=\frac{a\mathrm{\χ}}{N_D}\mathrm{...}\left(27\right)$

[式28]

$d_{ax}^{\left(k\right)}={\mathrm{cd}}_0^{(k-1)}-{\mathrm{bq}}_{a\mathrm{\μ}+N/2}\mathrm{...}\left(28\right)$

与上述的例子同样，为了不发生峰值功率的增加，只要使用以下的式(29)求出导频序列即可。图14是示出包含保护频带的情况下的本实施方式的信号的结构例的图。

[式29]

$\underset{q\∈Q}{q*=\arg \min }E\[|d_0^{(k-1)}-q_{a\mathrm{\μ}+N/2}+q_{a\mathrm{\μ}}|\]\mathrm{...}\left(29\right)$

如以上那样，在本实施方式中，在频域中复用导频信号的情况下，与实施方式1同样，将前一块的规定的选择位置处的数据符号保持于存储以及处理部3，符号***部2考虑导频信号的时域信号，在数据符号的规定位置处将保持于存储以及处理部3中的数据符号***到规定的***位置。而且，以块的最开始的采样的相位与前一块的最后的采样的相位连续的方式决定规定的选择位置、规定的***位置。因此，在复用导频信号的情况下，与实施方式1同样，能够抑制带外频谱。

实施方式4.

图15是示出本发明的接收装置的实施方式4的功能结构例的图。本实施方式的接收装置接收由在实施方式3中说明的发送装置发送的SC块信号。

如图15所示，本实施方式的接收装置具有：CP去除部13、DFT部14、传输路径估计部15、频域均衡部16、欠采样处理部17、导频信号去除部23、IDFT部181、符号选择部191、存储以及处理部201(存储部)、解调部211以及解码部221。对于与实施方式2的接收装置具有相同的功能的结构要素，标注与实施方式2相同的标号而省略重复的说明。

导频信号去除部23对欠采样处理后的信号进行导频信号的去除。IDFT部181将去除导频信号后的信号转换成时域信号。符号选择部191选择第n个符号存储于存储以及处理部201。当进行下个块的解调时存储于存储以及处理部201中的符号被解调部211读出。解调部211实施N个符号的解调。此时，为了提高解调精度，当使用第m个时域信号进行解调时能够使用存储于存储以及处理部201中的符号。例如，当使用在实施方式1中说明的例子时，n＝0，在解调部21中使用第aχ个时域信号进行前一块的时域信号的第0个信号的解调。具体地说，在i＝aχ的情况下，使用v_aχ ^(k)，使用下式(30)进行解调。

[式30]

${\hat{d}}_0^{(k-1)}=\underset{d_0^{(k-1)}\∈D}{\arg \min }|v_{\mathrm{\α}\mathrm{\χ}}^{\left(k\right)}-c\·d_0^{(k-1)}+{\mathrm{bq}}_{a\mathrm{\μ}+N/2}{|}^2+|v_0^{(k-1)}-d_0^{(k-1)}{|}^2\mathrm{...}\left(30\right)$

如以上那样，在本实施方式的接收装置中，利用导频信号去除部23在频域中去除导频信号，与实施方式2的接收装置相同，将从IDFT部181输出的时域信号的第n个符号存储于存储以及处理部201，当进行下个块的解调时，解调部211使用存储于存储以及处理部201中的符号实施解调。因此，在接收从实施方式3的发送装置发送的信号的情况下，能够对发送的数据符号进行解调，并且当使用第m个时域信号进行解调时通过使用存储于存储以及处理部201的符号能够提高解调精度。

在以上的实施方式中，对进行SC块传输的例子进行了说明，但本发明不限于该方式，也能够应用于包含有线在内的各种方式的发送装置和接收装置。另外，使用DFT和IDFT处理进行了说明，但不限于这些方式，也能够使用FFT(Fast FourierTransform：快速傅里叶变换)或IFFT(Inverse FFT：快速傅里叶逆变换)，也可以组合多个方法。另外，发送装置和接收装置的结构不限于各实施方式所示的装置结构。另外，发送装置和接收装置的结构不限于各实施方式所示的装置结构。

另外，通过将实施方式1中的仅包含数据符号的块和实施方式3中的数据符号和导频符号被复用的块组合起来进行使用，能够获得带外频谱抑制效果。

另外，在以上的实施方式中，示出了作为保护间隔***CP的例子，但也可以使用CP以外作为保护间隔。在这种情况下，也只要将前一块的符号配置于当前块的规定位置处即可。

实施方式5.

图16是示出本发明的发送装置的实施方式5的处理例的图。本实施方式的发送装置的结构与实施方式1相同。以下说明与实施方式1不同的部分。

在实施方式1中，如式(1)和式(2)所示那样，当设d_m ^(k)＝d_n ^(k-1)，且使块内第(Y+1)个符号作为CP而成为复制的部分的开头时，作为具体示例，通过设定成m＝Y、n＝0，而示出了能够实现带外频谱降低的情况(Y＝N_D-X_CP)。当使用实施方式1的标记时，成为X_CP＝N_D-aχ，且Y＝aχ。在本实施方式中，如以下那样，不仅配置设为m＝Y、n＝0的符号，还通过在该符号的前后配置使前一块的符号相位旋转后的符号，由此实现带外频谱的降低。例如，当设总符号数为N_D时，通过进行以下式(31)所示的设定，能够进一步实现带外频谱抑制。其中，β_j、β_-j、β₀表示相位旋转。设N_L为构成基准符号的左侧(比基准符号靠前)的符号组的符号的个数，N_R为基准符号的右侧(比基准符号靠后)的符号组的个数。

[式31]

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{d}_{Y-j}^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_{-j}{d}_{N_{D-j}}^{(k-1)}& j=1,\mathrm{...},N_L\end{array}\\ d_Y^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_0{d}_0^{(k-1)}\\ \begin{array}{cc}{d}_{Y+j}^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_j{d}_j^{(k-1)}& j=1,\mathrm{...},N_R\end{array}\end{array}\mathrm{...}\left(31\right)$

β_j，β_-j，β₀是相位旋转。另外，在上述的式(31)中，将与j＝1、2、…、N_L对应的符号称为第2符号组，将与j＝0、1、…、N_R对应的符号称为第1符号组。在本实施方式中，当设定成N_R＝N_L＝0时，成为在实施方式1中说明的符号配置。

如图16所示，当生成第k个块时，符号***部2在符号生成部1生成的符号的第Y-N_L个符号与下一个符号之间***使前一块的符号组相位旋转后的符号。即，在从第0个到第Y-N_L-1个的符号位置配置有d₀ ^(k)、d₁ ^(k)、…、d_Y-NL-1 ^(k)，之后***使从存储以及处理部3读出的前一块的符号组相位旋转后的符号即第1符号组和第2符号组。而且，之后配置(N_D-1-Y-N_R)个d_Y+NR+1 ^(k)、…、d_ND-1 ^(k)。其中，d_Y-NL-1 ^(k)、d_Y+NR+1 ^(k)、d_ND-1 ^(k)中的下标文字的NL、NR、ND表示N_L、N_R、N_D。

另外，符号选择部4将由符号***部2配置的符号输出到DFT部5，并且将从第0个到第N_R个的符号d₀ ^(k)、d₁ ^(k)、…、d_NR ^(k)、和从第(N_D-N_R)个到第(N_D-1)个的符号d_ND-NL ^(k)、d_ND-NL+1 ^(k)、…、d_ND-1 ^(k)存储到存储以及处理部3。当生成第(k+1)个块信号时，读出存储于存储以及处理部3中的这些符号。当生成第(k+1)个块信号时，符号***部2根据从存储以及处理部3读出的符号生成第1符号组和第2符号组，与上述同样地***到由符号生成部1生成的第Y-N_L个符号与下一个符号之间。

接着，对将数值设定给N_L和N_R的具体示例进行说明。图17是示出设N_L＝1、N_R＝2的情况下的处理例的图。在这种情况下，第1符号组和第2符号组成为下式(32)。

[式32]

$\begin{array}{c}{d}_{Y-1}^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_{-1}{d}_{N_D-1}^{(k-1)}\\ d_Y^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_0{d}_0^{(k-1)}\\ d_{Y+1}^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_1{d}_1^{(k-1)}\\ d_{Y+2}^{\left(k\right)}={\mathrm{\β}}_2{d}_2^{(k-1)}\end{array}\mathrm{...}\left(32\right)$

图18是示出使用了QPSK符号的具体例的图。当将s(粗体字)_i作为DFT部5的输出时，s(粗体字)_i成为下式(33)。L是过采样率，N表示总载波数，0(粗体字)_i表示i个零。

[式33]

$s_z={\[s_0,s_1,\mathrm{...},s_{\frac{N_D}{2}-1},0_{N-N_D+N(L-1)},s_{N_D/2},s_{\frac{N_D}{2}+1},\mathrm{...},s_{N_D-1}\]}^T\mathrm{...}\left(33\right)$

图19是示出本实施方式中的第i个块的数据结构例的图。如图19所示，在作为CP复制的部分的开头即第Y(＝N_D-X_CP)+1个符号之后，配置使前一块的符号相位旋转后的第1符号组。另外，以使第Y个符号成为第2符号组的最后的方式配置第2符号组。

图20是示出本实施方式中的3个块的块信号的数据结构例的图。在图20中，记载为“复制”的箭头表示前一块的符号在下个块中被相位旋转而进行配置的部分。

如在实施方式1中说明的那样，时域中的第k-1个块的最后的采样与d₀ ^(k-1)的相位接近。因为第k个块的CP的开头的符号是d₀ ^(k-1)，因此第k个块的CP开头的采样的相位与第k-1个块的最后的采样的相位连接。在本实施方式中，该CP的开头的符号的前后的符号组也向前一块的符号施加相位旋转。此外，在本实施方式中，向前一块的符号施加相位旋转而生成第1符号组和第2符号组，但也可以不施加相位旋转。

如以上那样，在本实施方式中，在作为CP的被复制部分的开头的符号之后配置第1符号组，以作为CP是被复制部分的开头的符号的前1个符号成为第2符号组的末尾的方式配置第2符号组。而且，根据前一块的开头部分生成第1符号组，根据前一块的末尾部分生成第2符号组。因此，与实施方式1相比，能够进一步降低带外频谱。

实施方式6.

图21是示出本发明的发送装置的实施方式6的处理例的图。本实施方式的发送装置的结构与实施方式3相同。以下说明与实施方式3不同的部分。

在实施方式5中，从前一块复制多个符号而不是1个符号，将基于从前一块复制的符号的符号组配置于作为CP的被复制部分的开头位置和该开头位置的前后。该方法也能够应用于导频符号被复用的情况。

如图21所示，通过从作为CP而被复制部分的开头的符号减去由导频信号生成部10输出的导频符号的时域成分，从而即使在被导频复用的情况下也能够抑制带外频谱。导频符号的时域成分的去除只要使用实施方式3的式(28)所记载的方法即可。

实施方式7.

图22是示出本发明的发送装置的实施方式7的处理例的图。本实施方式的发送装置的结构与实施方式1相同。以下说明与实施方式1不同的部分。

如在实施方式1中说明的那样，也可以使不同于第5实施方式中说明的第1符号组和第2符号组的调制多值数共存进行使用。图22示出使不同于第1符号组和第2符号组的调制多值数共存进行使用的例子。如图22所示，例如利用16QAM对d_i ^(k)中的i＝0、1、…、N_R和d_ND-i ^(k)中的i＝0、1、…、N_L的符号进行调制，且利用QPSK调制其它的符号。另外，也可以使d_i ^(k)中的i＝0、1、…、N_R和d_ND-i ^(k)中的i＝0、1、…、N_L的符号的调制方式分别不同。例如，当设N_L＝1、N_R＝2时，可以将d₀ ^(k)设为64QAM，将d₁ ^(k)设为QPSK，将d₂ ^(k)设为16QAM等。

实施方式8.

接着，对实施方式8的接收装置进行说明。本实施方式的接收装置接收由在实施方式5中说明的发送装置发送的SC块信号。本实施方式的接收装置的结构与第2实施方式的接收装置相同。

如第5实施方式中说明的那样，在配置第1符号组和第2符号组的情况下，跨越2个块表示第1和第2符号组。因此，在接收装置中，能够使用2个块的接收信号实施解调。例如，当以下式(34)表示接收装置的IDFT部18的输出时，能够利用式(35)所示的解调方法。在下式中D_j是d_j的符号候选。

[式34]

$r^{\left(k\right)}={\[r_0^{\left(k\right)},r_1^{\left(k\right)},\mathrm{...},r_{N_D-1}^{\left(k\right)}\]}^T\mathrm{...}\left(34\right)$

[式35]

[第1符号组]

$\begin{array}{cc}{\hat{d}}_j^{(k-1)}=\underset{{\hat{d}}_j^{(k-1)}\∈D_j}{\arg \min }|r_{Y+j}^{\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_j{\hat{d}}_j^{(k-1)}{|}^2+|r_Y^{(k-1)}-{\hat{d}}_j^{(k-1)}{|}^2& 0\≤j\≤N_R-1\end{array}\mathrm{...}\left(35\right)$

[第2符号组]

$\begin{array}{cc}{\hat{d}}_{N_D-j}^{\left(k\right)}=\underset{{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}\∈D_{N_D-j}}{\arg \min }|r_{Y-j}^{\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_{-j}{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}{|}^2+|r_{N_D-j}^{(k-1)}-{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}{|}^2& 1\≤j\≤N_L-1\end{array}$

即使在接收从第6实施方式、第7实施方式的发送装置发送的SC块信号的接收装置中，也能够使用相同的解调方法。

实施方式9.

接着，对实施方式9的发送装置进行说明。本实施方式的发送装置的结构与实施方式5相同。以下说明与实施方式5不同的部分。

在实施方式5中，在块的符号的一部分中使用了前一块的符号，但也可以在块的符号的一部分中使用成为与前一块的符号同象限的符号的符号。例如也可以进行下式(36)所示那样的符号设定。

[式36]

在上述的式(36)中，同象限(A)表示与符号A同象限的符号。对本实施方式的具体例进行说明。图23示出64QAM星座图的图。图24是示出使用64QAM星座图设为N_L＝1、N_R＝2的情况下的符号配置例的图。为了简化说明，在图24中使用图23的64QAM符号的比特进行示出。如图24所示，在第(k+1)个块中，符号编号Y的符号的前两个比特是“00”，与第k个块的符号编号0的符号的前两个比特相同。同样，在第(k+1)个块中，符号编号(Y+1)的符号的前两个比特是“10”，与第k个块的符号编号1的符号的前两个比特相同。

如图24的具体示例那样，通过使前面的比特固定，由此设定为同象限符号，因此与实施方式5相比，能够发送的比特数增加。在图24的例子中，与使用了相同符号而不是同象限符号的情况相比，在1个块中能够多发送4×(1+2+1)＝16比特。

实施方式10.

图25是示出本发明的发送装置的实施方式10的结构例的图。本实施方式的发送装置的结构除了将符号***部2替换成符号***部2a以外与实施方式1的发送装置相同。符号***部2a具有***部101。以下说明与实施方式1不同的部分。

***部101起到跨越几块将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号的作用。图26是示出连续1个块将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号的例子的图。图27是示出连续2个块将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号的例子的图。

图28是示出本实施方式的***部101的动作例的流程图。***部101首先实施初始化处理(步骤s1)，接着设k＝1(步骤S2)。k＝0的块在初始化处理中生成。接着，***部101设m＝0(步骤S3)，接着设定成m＝m+1(步骤S4)。而且，***部101判断m是否在块数M以上中连续***过去符号(步骤S5)。在m为M以下的情况下(步骤S5的是)，将d₀ ^(k-1)***到第k个帧的第0个符号位置(步骤S6)。接着，设k＝k+1(步骤S7)，判断k是否比最大块数MaxBlock小(步骤S8)。在k不比MaxBlock小的情况下(步骤S8的否)，结束处理。

在步骤S8中，在k比最大块数MaxBlock小的情况下(步骤S8的是)，进入步骤S4。在步骤S5中，在m比M大的情况下(步骤S5的否)，将d₀ ^(k)***到第k个帧的第0个符号位置(步骤S9)，进入步骤S3。此外，当将过去符号d₀ ^(k-1)***到第0个符号时，也可以对d₀ ^(k-1)施加相位旋转而进行***。接着，设k＝k+1(步骤s10)，判断k是否比最大块数MaxBlock小(步骤s11)。在k不比MaxBlock小的情况下(步骤s11的否)，结束处理。

实施方式11.

图29是示出本发明的发送装置的实施方式11的结构例的图。本实施方式的发送装置的结构除了将符号***部2替换成符号***部2b以外与实施方式5的发送装置相同。符号***部2b具有***部101-1、101-2。以下说明与实施方式5不同的部分。

在实施方式10中说明的跨越多个块复制符号的方法能够对在实施方式5中说明的第1符号组和第2符号组使用。***部101-1跨越多个块***第1符号组，***部101-2跨越多个块***第2符号组。

图30是示出每隔1个块复制第1组和第2组的例子的图。图31是示出2个块连续复制第1组和第2组的例子的图。

图32是示出本实施方式的***部101-1、101-2中的动作例的流程图。图32的步骤S1～步骤S5与实施方式10相同，在步骤S5中，在m为M以下的情况下(步骤S5的是)，***部101-1，101实施下式(37)所示的复制处理(步骤S12)，进入步骤S7。步骤S7、S8、S10、S11与实施方式10相同。

[式37]

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{d}_{N_D-j}^{\left(k\right)}=d_{N_{D-j}}^{(k-1)}& j=1,\mathrm{...},N_L\end{array}\\ d_0^{\left(k\right)}=d_0^{(k-1)}\\ \begin{array}{cc}{d}_j^{\left(k\right)}=d_j^{(k-1)}& j=1,\mathrm{...},N_R\end{array}\end{array}\mathrm{...}\left(37\right)$

在步骤S5中，在m比M大的情况下(步骤S5的否)，***部101-1、101-2不实施复制处理(步骤S13)而进入步骤S10。在不实施复制处理的情况下，将从数据符号生成部1输出的符号***到d_i ^(k)(从i＝0到i＝N_R)和d_ND-i ^(k)(从i＝1到i＝N_L)。

实施方式12.

图33是示出本发明的实施方式12的发送装置的结构例和处理例的图。本实施方式的发送装置将实施方式3的符号***部2和符号选择部4作为1个符号***/选择部2a构成。这样，在实施方式3中，也可以融合符号***部2和符号选择部4。考虑了导频信号的时域信号的处理也可以在实施方式3所记载的位置的数据符号以外进行处理。图33所示的处理除了实施方式3的处理以外，成为融合了符号***部2和符号选择部4的处理的处理。在本实施方式中，也可以追加例如下式(38)所示的处理。

[式38]

$d_0^{\left(k\right)}=c_2{d}_0^{\left(k\right)}-c_1{q}_0\mathrm{...}\left(38\right)$

在上式中，c₁和c₂与式(28)的b和c同样，是复数或者实数的系数。也可以以块的最开始的采样的相位与前一块最后的采样的相位连续的方式决定规定的选择位置、规定的***位置。因此，在复用导频信号的情况下，与实施方式1同样，也能够抑制带外频谱。

另外，在发送装置侧进行上述的处理的情况下，记载于实施方式4中的接收装置的接收方式成为进行下式(39)所示的处理的方式。

[式39]

${\hat{d}}_0^{(k-1)}=\underset{d_0^{(k-1)}\∈D}{\arg \min }|v_{\mathrm{\α}\mathrm{\χ}}^{\left(k\right)}-{\mathrm{cd}}_0^{(k-1)}+{\mathrm{bq}}_{a\mathrm{\μ}+N/2}{|}^2+|v_0^{(k-1)}-c_2{d}_0^{(k-1)}+c_1{q}_0{|}^2\mathrm{...}\left(39\right)$

实施方式13.

接着，对实施方式13的发送装置进行说明。如实施方式7那样，在不同的复用符号共存的情况下，也可以在符号选择部内进行功率调整。图34是示出本实施方式的符号选择部4a的结构例的图。如图34所示，在符号选择部4a内具有功率调整部41。在功率调整部41内对输入值进行功率调整。例如，当设功率调整部41的输入数和输出数为N时，也可以如下式(40)那样进行调整。

[式40]

在上述的式(40)中，g_k是功率调整用系数(0.5或1.2等)。若不改变功率分配，则设定为g_k＝1即可。以使总输入功率与总输出功率相等的方式调整g_k。g_k的设定方法也可以使用任意方法。在图34所示的具体例的情况下，通过使用16QAM，平均误比特特性比QPSK恶化，因此对使用16QAM的符号即从d₀ ^(k)到d_NR ^(k)、从d_ND-1 ^(k)到d_ND-NL ^(k)、从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)(在图34内被圆圈出的位置)设定比使用QPSK的符号大的功率，以总功率恒定的方式降低使用QPSK的符号的功率，只要设定为防止符号判定错误率(Symbol Error Rate)、比特判定错误率(Bit Error Rate)、或者块符号判定错误率(Block Error Rate)、或者分组判定错误率(Packet Error Rate)的恶化的值即可。另外，当设定为0≤k≤N_D-1时，也可以使用N_D、N_R、N_L的值来计算g_k。与本实施方式对应的接收机中的处理的一例如下式(41)那样。

[式41]

[第1符号组]

$\begin{array}{cc}{\hat{d}}_j^{(k-1)}=\underset{{\hat{d}}_j^{(k-1)}\∈D_j}{\arg \min }|r_{Y+j}^{\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_j{g}_j{\hat{d}}_j^{(k-1)}{|}^2+|r_Y^{(k-1)}-g_j{\hat{d}}_j^{(k-1)}{|}^2& 0\≤j\≤N_R\end{array}$

[第2符号组]

$\begin{array}{cc}{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}=\underset{{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}\∈D_{N_D-j}}{\arg \min }|r_{Y-j}^{\left(k\right)}-{\mathrm{\β}}_{-j}{g}_{N_D-j}{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}{|}^2+|r_{N_D-j}^{(k-1)}-g_{N_D-j}{\hat{d}}_{N_D-j}^{(k-1)}|& 1\≤j\≤N_L\end{array}\mathrm{...}\left(41\right)$

另外，即使在全部使用了相同的调制方式的情况下，也能够通过进行功率调整来防止特性恶化。因为规定位置的符号被重复几次，因此也可以提高某个位置的功率而降低其它位置的功率。作为具体例，在图35中示出一例。图35是示出全部使用了QPSK的情况下的功率调整部41的结构例的图。因为从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)使用了前一块的符号，因此在将前一块作为解调对象时，设定给从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)的符号出现2次。因此，也可以将从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)的符号的功率、和复制到从d_Y-NL ^(k+1)到d_Y+NR ^(k+1)的符号(即从d₀ ^(k)到d_NR ^(k)、从d_ND-NL ^(k)到d_ND-1 ^(k)的符号)的符号功率设定得比从d₀ ^(k)到d_NR ^(k)、从d_ND-NL ^(k)到d_ND-1 ^(k)、从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)以外的符号的功率低。也可以与从d₀ ^(k)到d_NR ^(k)、从d_ND-NL ^(k)到d_ND-1 ^(k)、从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)的符号的功率设定降低相应地，使从d₀ ^(k)到d_NR ^(k)、从d_ND-NL ^(k)到d_ND-1 ^(k)、从d_Y-NL ^(k)到d_Y+NR ^(k)以外的符号的功率设定得增大相应的量。此时，需要以使1个块内(N_D符号)的总输出功率相等的方式进行功率设定。设定成防止符号判定错误率、比特判定错误率、或者块符号判定错误率、或者分组判定错误率恶化的值即可。另外，在设定为0≤k≤N_D-1时，也可以使用N_D、N_R、N_L的值来计算g_k。

产业上的可利用性

如以上那样，本发明的发送装置、接收装置以及通信***在进行SC块传输的通信***中有用，尤其适用于进行CP***的通信***。

标号说明

1：符号生成部；2：符号***部；2a：符号***/选择部；3：存储以及处理部；4、4a：符号选择部；5：时间/频率转换部、DFT部；6、11：波形整形滤波部；7：保护频带***部；8：插值处理部；9：CP***部；10：导频信号生成部；12：频域上配置部；13：CP去除部；14：DFT部；15：传输路径估计部；16：频域均衡部；17：欠采样处理部；18、82、181：IDFT部；19、191：符号选择部；20、201：存储以及处理部；21、211：解调部；22、221：解码部；23：导频信号去除部；41：功率调整部；81；过采样处理部；101、101-1、101-2：***部。

Claims (16)

1.一种发送装置，其发送包含多个数据符号的块信号，其特征在于，

该发送装置具有：

数据符号生成部，其按照每个块生成1个块的数据符号；

存储部，其将由所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号中的第1位置的数据符号作为复制符号进行存储；

符号***部，其以在所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号的第2位置***存储于所述存储部中的前一个块的所述复制符号的方式配置所述数据符号和所述复制符号，生成块符号；

时间频率转换部，其将所述块符号转换成频域信号；

插值处理部，其对所述频域信号进行插值处理；以及

CP***部，其对插值处理后的信号进行循环前缀的***而生成所述块信号。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述插值处理部具有：

过采样处理部，其对所述频域信号进行使数据点数增加的过采样处理；以及

傅里叶逆变换部，其对所述过采样处理后的频域信号进行傅里叶逆变换。

3.根据权利要求1或2所述的发送装置，其特征在于，

将所述第1位置设为1个块的所述数据符号的开头位置，

将所述第2位置设为作为循环前缀而被复制的所述数据符号的开头位置，

所述插值处理部以在所述块符号的最后符号与CP***后的所述块符号的开头符号之间进行插值的插值点被追加到所述最后符号之后的方式，实施所述插值处理。

4.根据权利要求1、2或3所述的发送装置，其特征在于，该发送装置具有：

波形整形部，其对所述频域信号进行波形整形处理；以及

保护频带***部，其对所述波形整形处理后的所述频域信号进行保护频带***处理，

所述插值处理部对所述保护频带***处理后的所述频域信号进行所述插值处理。

5.一种发送装置，其发送包含多个数据符号的块信号，其特征在于，

该发送装置具有：

数据符号生成部，其按照每个块生成1个块的数据符号；

存储部，其将由所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号中的第1位置的数据符号作为复制符号进行存储；

导频符号生成部，其生成频域的导频信号和所述导频信号的时域信号；

符号***部，其根据所述时域信号来修正存储于所述存储部中的前一个块的所述复制符号，以在所述数据符号生成部生成的1个块的所述数据符号的第2位置***修正后的所述复制符号的方式配置所述数据符号和修正后的所述复制符号，生成块符号；

傅里叶变换部，其对所述块符号进行傅里叶变换处理；

频域配置部，其生成在频域上复用了所述傅里叶变换处理后的数据和所述导频信号的配置数据；

过采样处理部，其对所述配置数据进行使数据点数增加的过采样处理；以及

傅里叶逆变换部，其对所述过采样处理后的数据进行傅里叶逆变换。

6.根据权利要求5所述的发送装置，其特征在于，

将所述第1位置设为1个块的所述数据符号的开头位置，

将所述第2位置设为作为循环前缀而被复制的所述数据符号的开头位置。

7.根据权利要求1到6中的任意一项所述的发送装置，其特征在于，

对所述复制符号分别施加相位旋转和振幅调整中的一项以上。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的发送装置，其特征在于，

将所述第1位置的所述数据符号的调制方式设为与所述第1位置以外的所述数据符号中的1个以上所述数据符号的调制方式不同的方式。

9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的发送装置，其特征在于，

将所述第1位置设为1个块的所述数据符号的开头位置，

将所述第2位置设为作为循环前缀而被复制的所述数据符号的开头位置，

所述存储部将所述数据符号的开头的第1个数的符号即第1符号组、和所述数据符号的最后的第2个数的符号即第2符号组作为所述复制符号进行存储，

所述符号***部生成由与存储于所述存储部中的构成前一个块的所述第1符号组的各符号同象限的同象限符号构成的第1同象限符号组，以所述第1同象限符号的开头成为所述第2位置的方式配置所述第1同象限符号组，并且生成由与存储于所述存储部中的构成前一个块的所述第2符号组的各符号同象限的同象限符号构成的第2同象限符号组，以所述第2同象限符号组的最后的符号成为所述第2位置的前1个符号的方式配置所述第2同象限符号组。

10.根据权利要求9所述的发送装置，其特征在于，

该发送装置使用存储于所述存储部中的前一个块的所述第1符号组作为所述第1同象限符号组，使用存储于所述存储部中的前一个块的所述第2符号组作为所述第2同象限符号组。

11.根据权利要求9或10所述的发送装置，其特征在于，

所述符号***部对存储于所述存储部中的前一个块的所述第1同象限符号组施加相位旋转而生成第1同象限符号组，对存储于所述存储部中的前一个块的所述第2同象限符号组施加相位旋转而生成第2同象限符号组。

12.根据权利要求9、10或11所述的发送装置，其特征在于，

构成所述第1同象限符号组和所述第2同象限符号组的符号中的至少1个符号的调制方式与构成所述第1同象限符号组和所述第2同象限符号组的其它符号不同。

13.根据权利要求1到12中的任意一项所述的发送装置，其特征在于，

所述符号***部对连续的规定数量的块配置所述复制符号。

14.一种接收装置，其将从权利要求2所述的发送装置发送的信号作为接收信号进行接收，其特征在于，

该接收装置具有：

CP去除部，其从所述接收信号去除循环前缀；

DFT处理部，其通过对去除循环前缀后的所述接收信号进行DFT处理而生成频率信号；

传输路径估计部，其根据所述频域信号进行传输路径估计；

均衡处理部，其根据所述频域信号和所述传输路径估计的结果进行均衡处理；

采样处理部，其对所述均衡处理后的信号进行欠采样处理；

IDFT处理部，其对所述欠采样处理后的信号进行IDFT处理；

符号选择部，其从所述IDFT处理后的信号中选择第1位置的数据符号；

存储部，其存储由所述符号选择部选择出的选择符号；以及

解调部，其根据所述IDFT处理后的信号对第2位置的数据符号以外的数据符号进行解调，并使用所述第2位置的数据符号和存储于所述存储部中的所述选择符号对所述第2位置的数据符号进行解调。

15.一种接收装置，其将从权利要求5所述的发送装置发送的信号作为接收信号进行接收，其特征在于，

该接收装置具有：

CP去除部，其从所述接收信号去除循环前缀；

DFT处理部，其通过对去除循环前缀后的所述接收信号进行DFT处理而生成频率信号；

传输路径估计部，其根据所述频域信号进行传输路径估计；

均衡处理部，其根据所述频域信号和所述传输路径估计的结果进行均衡处理；

采样处理部，其对所述均衡处理后的信号进行欠采样处理；

采样处理部，其从所述欠采样处理后的信号中去除导频符号；

IDFT处理部，其对去除所述导频符号后的信号进行IDFT处理；

符号选择部，其从所述IDFT处理后的信号中选择第1位置的数据符号；

存储部，其存储由所述符号选择部选择出的选择符号；以及

解调部，其根据所述IDFT处理后的信号对第2位置的数据符号以外的数据符号进行解调，并使用所述第2位置的数据符号和存储于所述存储部中的所述选择符号对所述第2位置的数据符号进行解调。

16.一种通信***，其特征在于，

该通信***具有：

权利要求1到13中的任意一项所述的发送装置；以及

接收从所述发送装置发送的信号的接收装置。