ES2536284T3

ES2536284T3 - Lámpara de retroadaptación de LED

Info

Publication number: ES2536284T3
Application number: ES11776565.1T
Authority: ES
Inventors: Carsten Deppe; Georg Sauerländer; Harald Josef Günther RADERMACHER; Haimin Tao; William Peter Mechtildis Marie Jans
Original assignee: Koninklijke Philips NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2010-10-19
Filing date: 2011-10-11
Publication date: 2015-05-22
Anticipated expiration: 2031-10-11
Also published as: WO2012052875A3; EP2630842B1; JP5850941B2; CN103181241A; US9095023B2; WO2012052875A2; US20130221867A1; JP2013543642A; TW201230861A; CN103181241B; EP2630842A2

Abstract

Lámpara de retroadaptación de LED (1), adaptada para su funcionamiento con una corriente alterna y con un balasto de lámpara reactivo (26, 26', 26"), que comprende por lo menos - una unidad de LED (7, 7', 7", 7'"), - un circuito de compensación con un dispositivo de conmutación controlable (9, 9'), conectado en paralelo a dicha unidad de LED (7, 7', 7", 7'") para proporcionar una trayectoria de corriente alternativa, y - una unidad de control (10, 10', 10"), que está adaptada para controlar dicho dispositivo de conmutación en un modo de compensación, modo en el que 10 dicho dispositivo de conmutación (9) se ajusta a un estado de conducción durante el tiempo que dure un periodo de derivación en cada semiciclo de dicha corriente alterna durante una fase reactiva de dicha corriente alterna, y que está configurada para adaptar el consumo de potencia de la unidad de LED (7, 7', 7", 7'") a un valor de compensación previamente definido, comprendiendo la unidad de control una circuitería de realimentación para medir una corriente y / o tensión de dicha lámpara de LED y que está adaptada para controlar la duración de dicho periodo de derivación de acuerdo con dicha corriente y / o tensión medida; caracterizada por que, la unidad de control (10, 10', 10") está adaptada además para funcionar en un primer modo de detección, modo en el que - el dispositivo de conmutación (9, 9") se acciona con un primer conjunto de parámetros de control de temporización, de tal modo que un tiempo de fin de derivación de dicho periodo de derivación se corresponda con un paso por cero de dicha corriente alterna, - se determina la corriente de dicha unidad de LED (7, 7', 7", 7'"), - el dispositivo de conmutación (9, 9') se acciona con por lo menos un segundo conjunto de parámetros de control de temporización, de tal modo que dicho tiempo de fin de derivación no se corresponda con un paso por cero de dicha corriente alterna, - se determina de nuevo la corriente de dicha unidad de LED (7, 7', 7", 7'") y - en el caso de que la corriente determinada de acuerdo con dicho primer conjunto sea menor que la corriente determinada de acuerdo con dicho segundo conjunto, el dispositivo de conmutación (9, 9') se acciona con dicho primer conjunto de parámetros de control de temporización en lugar de continuar el funcionamiento con el segundo conjunto de parámetros de control de temporización.

Description

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estado de conducción durante una fase reactiva de dicha corriente alterna. Debido a que la potencia efectiva se transfiere de, por ejemplo, la red eléctrica de distribución al balasto durante una fase activa, por lo tanto es posible disminuir, de forma ventajosa, la disipación de potencia del balasto, de tal modo que la presente realización proporciona una generación de calor reducida en el balasto y la lámpara; dando como resultado una pérdida reducida de forma correspondiente.

De acuerdo con una realización preferida adicional de la invención, el dispositivo de conmutación se controla de tal modo que un tiempo de inicio de derivación o un tiempo de fin de derivación de dicho periodo de derivación se corresponde con un paso por cero de dicha corriente alterna.

En el contexto de la presente invención, las expresiones “tiempo de inicio de derivación” y “tiempo de fin de derivación” hacen referencia al momento del cambio de estado del dispositivo de conmutación desde el estado de no conducción al estado de conducción y desde el estado de conducción al de no conducción, respectivamente, es decir, la temporización de inicio y de fin del periodo de derivación en el semiciclo de la corriente alterna. La expresión “paso por cero” hace referencia a un momento de sustancialmente nada de flujo de corriente en cada semiciclo, es decir, cuando la corriente alterna se aproxima a un punto nulo, por ejemplo, dentro de un intervalo de +- 1 ms antes o después del paso por cero de la corriente alterna.

La presente realización es particularmente ventajosa debido a que por lo menos un cambio de estado del dispositivo de conmutación en cada semiciclo se lleva a cabo en un momento, en el que la corriente es sustancialmente nula, dando como resultado una vida útil más alta del dispositivo de conmutación y una compatibilidad electromagnética mejorada de la lámpara de LED. Además, la presente configuración permite una configuración de circuito adicionalmente simplificada y, por lo tanto, más rentable.

Por ejemplo, el dispositivo de conmutación puede comprender un dispositivo de conmutación de autoenclavamiento, que se ajusta al estado de no conducción cuando la corriente se encuentra por debajo de una corriente de mantenimiento definida, por ejemplo, casi nula y, por lo tanto, puede hacerse referencia al mismo como detector de paso por cero. El dispositivo de conmutación de autoenclavamiento, por ejemplo, puede comprender por lo menos un tiristor o triac, que tras la activación proporciona un restablecimiento de accionamiento automático cuando la corriente alterna se aproxima a dicho paso por cero. Por lo tanto, el control y la configuración correspondiente del circuito se simplifican adicionalmente.

En el caso particular de una conexión de la lámpara a una fuente de alimentación reactiva que tiene una inductancia en serie, tal como, por ejemplo, en un balasto de lámpara inductivo, se prefiere que el dispositivo de conmutación se controle de tal modo que dicho tiempo de fin de derivación se corresponde con el paso por cero de dicha corriente alterna para disminuir adicionalmente la disipación de potencia en el balasto. El consumo de potencia y la duración del periodo de derivación se controlan a continuación por la unidad de control, por ejemplo, por un control correspondiente de la temporización del tiempo de inicio de derivación. Por lo tanto, también se hace referencia al presente control como “control de flanco de subida”.

En el caso de un balasto compensado en serie de forma capacitiva, es decir, un balasto capacitivo, tal como se usa por ejemplo en algunas luminarias de lámpara fluorescente “duo” típicas para una de las lámparas en una rama capacitiva del circuito, se prefiere que el dispositivo de conmutación se controle de tal modo que dicho tiempo de inicio de derivación se corresponde con dicho paso por cero de dicha corriente alterna.

Debido a que, en el presente caso, el desfase de la capacidad en serie da lugar a que la corriente vaya por delante de la tensión, el control de acuerdo con la presente realización es ventajoso para disminuir la disipación de potencia en dicho balasto capacitivo. En lo sucesivo, también se hace referencia al presente control como “control de flanco de bajada”.

Para ajustar los modos preferidos de funcionamiento que se han analizado en lo que antecede, la unidad de control puede comprender un conmutador correspondiente, de tal modo que un instalador puede ajustar el modo de control del dispositivo de conmutación o bien al control de flanco de subida en el caso de un balasto inductivo o bien al modo de control de flanco de bajada en el caso de un balasto capacitivo. Como alternativa o adicionalmente, preferiblemente la unidad de control puede adaptarse para funcionar en uno o más modos de detección para determinar de forma automática el método de control lo más adecuado, que en lo sucesivo se analiza con referencia a una realización preferida adicional de la invención.

De acuerdo con una realización preferida, un circuito de control de tensión se conecta en paralelo a la unidad de LED y el circuito de compensación para adaptar la tensión directa de la unidad de LED, por ejemplo, con dependencia de la corriente a través de la unidad de LED. El circuito de control de tensión, por ejemplo, puede proporcionar una reducción de la tensión directa global de la unidad de LED mediante una derivación controlable de una parte de los LED. Por lo tanto, es posible proporcionar un control adicionalmente potenciado del consumo de potencia de la unidad de LED mediante una reducción correspondiente de la tensión directa. El circuito de control de tensión, por ejemplo, comprende un conmutador adecuado para activar un circuito adicional, derivando por lo menos uno de los LED de la unidad de LED, pero con la condición de que por lo menos uno de los LED siga estando

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La figura 2a muestra un diagrama de circuitos esquemático de una realización típica de una luminaria de lámpara fluorescente 20. La luminaria 20 comprende unos terminales 21 para la conexión con una fuente de alimentación de red de distribución 22, tal como una línea de suministro de CA de 110 / 220 V. Para la conexión de una lámpara, tal como la lámpara de LED 1, se proporcionan dos zócalos 27, que de acuerdo con el presente ejemplo son de tipo G13. Los zócalos 27 y, por lo tanto, una lámpara 1 instalada se conectan con la fuente de alimentación de red de distribución 22 a lo largo del balasto de lámpara 26. El balasto de lámpara 26 comprende una inductancia en serie 25, por ejemplo, una bobina adecuada, que por lo general se emplea para limitar la corriente en el caso de que se instale una lámpara fluorescente en la luminaria 20 debido a que del comportamiento de impedancia negativa de las lámparas fluorescentes. En lo sucesivo, también se hace referencia al balasto de lámpara 26 como “balasto reactivo”.

Debido a que la inductancia en serie 25 da lugar a un desfase cuando se acciona con una corriente alterna, tal como puede verse a partir de la figura 5a, un circuito de corrección de factor de potencia (PFC) 28 se conecta en paralelo a la disposición de una inductancia y la lámpara 1 en serie, es decir, por lo tanto se hace referencia al balasto 20 como un “balasto inductivo o magnético” compensado en paralelo.

El circuito de PFC 28 comprende un condensador 23 adecuado de tal modo que el desfase puede corregirse, es decir, para obtener un factor de potencia lo bastante alto. Tal como puede verse a partir de la figura 2a, los balastos de lámpara fluorescente 26 típicos están provistos con un circuito de PFC 28 en paralelo. Por lo tanto, para proporcionar un factor de potencia alto, la corriente a través de la inductancia en serie 25 y, por lo tanto, es necesario que la lámpara 1 se haga coincidir con el diseño del circuito de PFC 28, es decir, la carga nominal del balasto 26 y, por lo tanto, la luminaria 20.

El balasto 26 comprende además un circuito auxiliar 24, que se emplea para encender una lámpara fluorescente acoplada a la luminaria 20. Cuando se usa la luminaria 20 con la lámpara de LED 1 de la invención, el circuito auxiliar no es necesario pero puede dejarse intacto, debido a que el circuito 24 no obstaculiza el funcionamiento de la lámpara de LED 1.

Una segunda realización de una luminaria de lámpara fluorescente 20’ típica se muestra en la figura 2b en un dibujo esquemático. La luminaria de lámpara 20’ está adaptada para sujetar dos lámparas 1 y, en consecuencia, está equipada con un primer par de zócalos 27 y un segundo par de zócalos 27’ correspondientes. El primer par de zócalos 27 se conectan con la alimentación a lo largo de la inductancia en serie 25, tal como se ha analizado en lo que antecede. El segundo par de zócalos 27’ se conectan con la alimentación en serie con una inductancia 25’ adicional y un condensador 23’ en serie. De acuerdo con el presente ejemplo, el condensador 23’ se elige con una capacidad lo bastante alta de tal modo que se compensa la potencia inductiva de ambas inductancias 25, 25’. Por lo tanto, un circuito de PFC 28 dedicado, tal como se muestra en la figura 2a, puede omitirse con este diseño de circuito.

En consecuencia, el balasto reactivo 26’ comprende una rama inductiva, en concreto el circuito de la inductancia 25 y los zócalos 27, y una rama capacitiva, es decir, el circuito del condensador 23’, la inductancia 25’ y los zócalos 27’. Mientras se está en la rama inductiva, el ajuste de fase se corresponde con la figura 5a, es decir, la corriente 51 va por detrás de la tensión 52, en la rama capacitiva, el ajuste de fase se corresponde con la figura 13, es decir, en el presente caso la corriente 51 va por delante de la tensión 52. Por lo tanto, una lámpara 1 que está conectada a los zócalos 27 está provista con un balasto inductivo, mientras que una lámpara 1 adicional que está conectada a los zócalos 27’ está provista con un balasto capacitivo, de tal modo que las corrientes a través de ambas lámparas 1 se compensan una a otra, con la condición de que la corriente y, por lo tanto, el consumo de potencia en ambas lámparas 1 sustancialmente se correspondan entre sí. Por razones de claridad, los circuitos auxiliares 24 correspondientes para encender las lámparas fluorescentes, que están conectadas a los zócalos 27 y 27’ se han omitido en la figura 2b.

La figura 3 muestra la luminaria 20 de acuerdo con la figura 2a con una lámpara de LED 1 conectada de acuerdo con la figura 1. Para no complicar los aspectos principales de la presente explicación, todos los meros componentes mecánicos, tal como el alojamiento 2 de la lámpara de LED 1 o los zócalos 27 de la luminaria 20 se han retirado en el diagrama esquemático de la figura 3.

Tal como puede verse a partir de la figura, el circuito de lámpara 4 de la lámpara de LED 1 está conectado a la fuente de alimentación de red de distribución 22 a lo largo de la inductancia en serie 25. Tal como se ha descrito en lo que antecede, el circuito auxiliar 24 no se usa en la presente realización. El circuito eléctrico 4 de la lámpara de LED 1 comprende un rectificador 8, que convierte la corriente alterna de entrada 51, que se muestra en la figura 5a, en una corriente de salida 53 de una polaridad constante, tal como se muestra en la parte superior de la figura 5b. La salida del rectificador está conectada a una unidad de LED 7, que comprende, en la presente realización, varios LED de alta (o de media) potencia, conectados en serie.

La unidad de LED 7 se conecta en paralelo a un circuito de compensación que tiene un dispositivo de conmutación controlable 9. El dispositivo de conmutación controlable 9 se acciona por una unidad de control 10 para cortocircuitar de forma temporal la unidad de LED 7 durante el tiempo que dure un periodo de derivación 57 en cada semiciclo de

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la corriente alterna 51 que se aplica a la lámpara 1. Por lo tanto, el circuito de lámpara 4 permite adaptar el consumo de potencia de la unidad de LED 7, independiente del nivel de tensión directa de los LED.

Por lo tanto, la lámpara 1 es particularmente ventajosa cuando se emplea en combinación con un balasto reactivo compensado en paralelo 26, tal como se muestra en la figura 2a, debido a que en el presente caso es importante que la corriente a través de la lámpara 1 cumpla con la carga nominal de la luminaria 20 para conseguir un factor de potencia alto. No obstante, debido a que la propia lámpara 1 no da lugar a desfase sustancial alguno, la lámpara 1 también puede utilizarse con un balasto magnético no compensado (que no se muestra), debido a que no se añade potencia reactiva alguna. Por lo tanto, la lámpara de LED 1 es sumamente versátil.

Una realización detallada del circuito de lámpara 4 se muestra en la figura 4 en un diagrama esquemático. El circuito 4 se conecta a través de los zócalos 27 (que no se muestran en la figura 4) de la lámpara 1 por medio de los terminales 40 correspondientes. Los terminales están conectados al rectificador 8, que de acuerdo con la presente realización es un rectificador en puente de onda completa que comprende cuatro diodos 41. Un condensador 43 se dispone para reducir la interferencia electromagnética. La corriente de entrada 51, que se aplica al circuito 4 cuando se acciona la lámpara 1 en, por ejemplo, la luminaria 20 se muestra en el diagrama de temporización de la figura 5a junto con la tensión de línea 52 de la luminaria 20 en los terminales 21 durante un ciclo completo de la corriente 51. La corriente de salida 53 del rectificador 8 se muestra en la parte superior de la figura 5b.

La salida del rectificador 8 está conectada al circuito en paralelo del dispositivo de conmutación 9, la unidad de control 10 y la unidad de LED 7. Tal como se muestra, la unidad de LED 7 comprende varios LED de alta potencia

44. La tensión directa total de los LED 44 es 100 V y, por lo tanto, aproximadamente coincide con la tensión operativa de las lámparas fluorescentes típicas.

Además, la unidad de LED 7 comprende un condensador de alisado 45 conectado en paralelo y un diodo 46 para evitar la descarga del condensador 45 cuando el dispositivo de conmutación 9 cortocircuita la unidad de LED 7.

De acuerdo con la presente realización, el dispositivo de conmutación 9 está formado por un tiristor 47, es decir, un dispositivo de autoenclavamiento, cuyo terminal de puerta está conectado a un DIAC 48 de la unidad de control 10. El DIAC 48 sirve como un dispositivo de umbral para proporcionar una temporización definida del inicio del periodo de derivación 57 con respecto al paso por cero 55 de la corriente 51. La unidad de control comprende además un condensador de temporización 49 y una resistencia 50 correspondiente. El condensador 49 y la resistencia 50 forman un circuito de RC para proveer al DIAC 48 con una señal de accionamiento de temporización, de tal modo que la disposición del DIAC 48, el condensador 49 y la resistencia 50 forma un “circuito de temporización”. Tal como se analiza en lo sucesivo, la señal de accionamiento sigue la corriente 51, pero debido a las características del circuito de RC, proporciona un periodo de retardo dado después de cada paso por cero 55 hasta que se alcanza la tensión de umbral del DIAC 48.

El funcionamiento del circuito de lámpara 4 durante el uso se explica en lo sucesivo en el presente documento con referencia a la figura 5a y 5b.

Tal como ya se ha analizado, las figuras 5a y 5b muestran unos diagramas de temporización de la corriente alterna de entrada 51 y la corriente de salida 53 en la salida del rectificador 8. Debido a la potencia reactiva de la inductancia en serie 25, la tensión de línea 52 se desfasa con respecto a la corriente de entrada 51. En consecuencia, la corriente de entrada 51 proporciona las fases reactivas 54, tal como se indica en la figura 5a. Durante una fase reactiva 54, no se transfiere potencia efectiva alguna de la fuente de alimentación 22 a la conexión en serie de la inductancia 25 y la lámpara 1.

Comenzando con el momento de un paso por cero 55 de la corriente - o con referencia a la corriente de salida 53 que se muestra en la figura 5b un “punto nulo” - el condensador de temporización 49 se carga a lo largo de la resistencia 50. Debido a que la tensión durante esta fase es aproximadamente constante al nivel de la tensión directa de los LED 44, la carga del condensador 49 es aproximadamente una rampa unidad lineal, se alcanza la tensión de umbral del DIAC 48. Cuando la tensión alcanza la tensión de umbral del DIAC 48, una corriente fluye al interior del terminal de puerta del tiristor 47, controlando el tiristor 47 a un estado de conducción. En consecuencia, la unidad de LED 7 se cortocircuita. Debido a las características del tiristor 47, el dispositivo se restablece a sí mismo tras el siguiente paso por cero 55 de la corriente alterna. El estado del tiristor 47 y la temporización correspondiente del periodo de derivación 57, es decir, un tiempo de inicio de derivación y de fin de derivación, se muestran en la parte inferior de la figura 5b, en la que “0” representa el estado de no conducción y “1” el estado de conducción del tiristor 47.

Tal como será evidente a partir de la figura 5a y 5b, el control del tiristor 47 usando el DIAC 48 y el circuito de RC proporciona un periodo de retardo después de cada paso por cero de la corriente 51. De acuerdo con el presente ejemplo, el periodo de derivación 57 se ajusta para corresponderse con la fase reactiva 54. Por lo tanto, durante el estado de conducción, la disipación de potencia en el balasto 26, 26’ no aumenta sustancialmente. No obstante, la unidad de LED 7 se cortocircuita durante el periodo de derivación 57, de tal modo que no se aplica tensión alguna a

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condensador 45 puede elegirse relativamente pequeña. El condensador 45 reduce el “rizado” de la tensión, que se suministra a la unidad de LED 7”. Una segunda fase de filtro está formada por el transistor Darlington 131, las resistencias 133, 134 y el condensador 132. La resistencia 133 y el condensador 132 forman un filtro de paso alto de RC, dimensionado con una capacidad relativamente pequeña y una resistencia alta, posibilitando de este modo el uso de componentes pequeños y económicos. La tensión de salida de rizado bajo de esta fase de filtro se amplifica por el transistor 131 al nivel de corriente de LED pleno. El dimensionado de la resistencia 134 ajusta la carga máxima en la salida de filtro de RC. En la fase en la que la tensión de entrada está disminuyendo, la salida de la resistencia 133 y el condensador 132 da como resultado que el transistor de amplificación 131 no puede seguir funcionando. La corriente fluye desde el condensador 132 a través de la resistencia 134 y el transistor 131 a los LED

44. Esto reduce la tensión en el condensador 132 a un valor de tal modo que esta fase se minimiza y el transistor 131 se mantiene en un intervalo de tensión de funcionamiento la mayor parte del tiempo. Un diodo Zener 130 adicional evita unos niveles altos de tensión en el condensador 45 durante la puesta en marcha. Debido a que el condensador 132 no se carga en el primer ciclo después de una puesta en marcha, el transistor 131 no es conductivo y no fluye corriente alguna a los LED 44, por lo tanto el condensador 45 se carga con la tensión de red de distribución completa. Por esta vez, el diodo 130 proporciona una segunda trayectoria de corriente y posibilita un flujo de corriente inmediato tan pronto como la tensión alcanza la tensión Zener del diodo 130. Durante el funcionamiento normal, la tensión máxima a lo largo del diodo 130 es aproximadamente la tensión de rizado en el condensador 45 y, por lo tanto, se ajusta a un estado de no conducción.

El circuito de control de tensión 99 permite reducir la tensión directa global de la unidad de LED 7” mediante una derivación controlable de una parte de los LED 44 por el transistor 110. Por lo tanto, es posible proporcionar un control adicionalmente potenciado del consumo de potencia de la unidad de LED 7” mediante una reducción correspondiente de la tensión directa. Transistor 110 se controla por la corriente a través de los LED 44. Si la corriente a través de los LED 44 aumenta por encima de un umbral, definido por la resistencia 111, por ejemplo, si la tensión en la resistencia 111 aumenta por encima de 0,7 V, el transistor 110 se ajusta a conductivo y cortocircuita dicha parte de los LED 44 a través del diodo 112. De forma simultánea, el transistor 113 se activa a través de las resistencias 114 y 115. La corriente correspondiente a través de la resistencia 116 mantiene el transistor 110 en el estado de conducción, mientras que la tensión a lo largo de la resistencia 111 se reduce a cero, debido a que ahora la corriente fluye a través del transistor 110. El estado enclavado del circuito 99 prevalece hasta que la lámpara 1 se conmuta a apagado, por lo tanto una vez que se ha detectado una corriente elevada, el circuito 4”” conmuta a un modo de “corriente elevada” y se enclava en este modo.

Mientras que las realizaciones que se han mencionado en lo que antecede permiten un diseño de circuito relativamente simple y, por lo tanto, sumamente rentable, el control ciertamente se limita debido al tiristor 47, lo que vincula el tiempo de fin del periodo de derivación 57 con el paso por cero 55 de la corriente alterna 51.

Con referencia a las figuras 10 - 18, la invención se dilucida en lo sucesivo en el presente documento.

La figura 10 muestra una realización de un circuito de lámpara 4’”” de la invención, que permite un control sumamente flexible. De acuerdo con la presente realización, el dispositivo de conmutación 9’ comprende un MOSFET 101 para derivar por lo menos de forma temporal la unidad de LED 7’. El terminal de puerta del MOSFET 101 está conectado a un microprocesador 102 usando una unidad de accionamiento de puerta 103 adecuada. El microprocesador 102 comprende un circuito de realimentación, que está conectado a los detectores de corriente 104 y 120, que pueden ser, por ejemplo, unas resistencias de detección simples tal como se explica con referencia a la figura 6. Un sensor de temperatura 105 está conectado además al microprocesador 102 para proporcionar una protección frente a sobrecalentamiento. Además, un detector de tensión 106 detecta la tensión de la salida del rectificador 8. Una fuente de alimentación de baja tensión 109 proporciona una tensión adecuada a la unidad de accionamiento de puerta 103, el microprocesador 102 y el sensor de temperatura 105. Tal como se ha analizado en lo que antecede, la realización de acuerdo con la figura 10 permite un control más flexible de la temporización y la duración del periodo de derivación 57 de tal modo que la presente realización permite de forma ventajosa un intervalo de control más grande. El microprocesador 102 está provisto con una programación adecuada de acuerdo con la aplicación. Por ejemplo, el microprocesador 102 puede programarse con un primer y un segundo temporizador para ajustar el tiempo de inicio de derivación de acuerdo con un primer periodo de retardo en respuesta a un paso por cero 55 de la corriente 53. La duración del periodo de derivación y, por lo tanto, la cantidad de reducción de potencia a continuación se ajusta por dicho segundo temporizador, que controla el tiempo de fin de derivación después para ajustarse a un segundo periodo de retardo después de que el periodo de derivación haya comenzado.

Tal como se muestra en el diagrama de temporización de la figura 11, de este modo la presente realización permite controlar el periodo de derivación 57 de tal modo que el tiempo de inicio de derivación se ajusta al paso por cero 55 de la corriente 51. Como alternativa, es posible además ajustar el tiempo de fin de derivación al paso por cero 55, tal como se muestra en la figura 11 mediante las líneas de puntos. Además, es posible controlar el periodo de derivación 57, de tal modo que el tiempo tanto de inicio de derivación como de fin de derivación son diferentes del paso por cero 55, tal como se muestra en la parte inferior de la figura 17. Por lo tanto, el periodo de derivación 57 puede ubicarse con libertad dentro de dicho semiciclo de la corriente 51, a lo que también se hace referencia como “control de flanco doble”, por ejemplo, comenzar en un primer semiciclo y finalizar en un semiciclo subsiguiente para

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La figura 14 muestra un diagrama de flujo del funcionamiento del circuito 4””” de la figura 12 durante el primer modo de detección. Tal como se ha analizado en lo que antecede, el primer modo de detección comienza con la etapa 140 tras la conexión de la lámpara de LED 1 con una luminaria 20, 20’. El microprocesador 102’ controla el dispositivo de conmutación 9’ en la etapa 141 de acuerdo con un primer conjunto de parámetros de control, de tal modo que el tiempo de fin de derivación se corresponde con un paso por cero 55 de la corriente alterna, es decir, en un modo de control de flanco de subida. El presente control se mantiene a lo largo de una pluralidad de ciclos de la corriente alterna 51, de tal modo que la potencia de lámpara se estabiliza. En la etapa 142, el segundo detector de corriente 120 determina la corriente de lámpara promedio y el microprocesador 102’ determina de forma correspondiente el consumo de potencia promedio de la lámpara 1.

Posteriormente en la etapa 143, el microprocesador 102’ acciona el dispositivo de conmutación 9’ con un segundo conjunto de parámetros de control. Tal como puede verse al lado derecho de la figura 14, el periodo de derivación 57 de acuerdo con el funcionamiento de la etapa 143 está desplazado con respecto al funcionamiento en la etapa 141, por ejemplo, por 2 ms. Después de algunos ciclos de la corriente alterna, se determina de nuevo la corriente promedio usando el segundo detector de corriente 120 en la etapa 144.

El microprocesador 102’ a continuación determina en la etapa 145 si la corriente determinada de la etapa 142 es menor que la corriente que se determina en la etapa 144. Si este es el caso, se determina un balasto inductivo. En consecuencia, el dispositivo de conmutación 9’ se controla en la etapa 146, de tal modo que dicho fin del periodo de derivación se corresponde con el paso por cero 55 de la corriente alterna, es decir, el control de flanco de subida. Por lo tanto, se asegura que el periodo de derivación 57 se ajuste a la fase reactiva de la corriente 51, de tal modo que la corriente en la bobina de inductancia 25 no aumenta sustancialmente cuando se cortocircuita la unidad de LED 7’. Por lo tanto, el control proporciona una pérdida de balasto reducida.

Por otro lado, si la corriente, que se mide en la etapa 142 es más alta que la corriente de la etapa 144, se determina un balasto capacitivo. En el presente caso, el dispositivo de conmutación 9’ se controla en la etapa 147, de tal modo que el tiempo de inicio de derivación se corresponde con el paso por cero 55 de la corriente alterna, es decir, un modo de control de flanco de bajada. En consecuencia, de nuevo el periodo de derivación 57 se ajusta a la fase reactiva de la corriente 51 cuando se acciona la lámpara 1 con un balasto capacitivo.

El primer modo de detección a continuación finaliza y el dispositivo de conmutación 9’ se acciona con el modo de control determinado. La duración del periodo de derivación 57 se controla de acuerdo con el consumo de potencia medido de la unidad de LED 7’, tal como se explica con referencia a la figura 10. De acuerdo con la realización que se ha analizado en lo que antecede, la corriente a través de la lámpara se determina para seleccionar el método de control de temporización que se corresponde con el tipo de balasto respectivo. En el caso de que la corriente, que se mide en las etapas 142 y 144, no difiera sustancialmente una con respecto a la otra, un criterio adicional para seleccionar el método de control apropiado es determinar la temporización del paso por cero 55, tal como se ha analizado en lo que antecede con referencia a la figura 10. Por lo tanto, el microprocesador 102’ adicionalmente o como alternativa puede adaptarse para determinar el instante en el tiempo de los pasos por cero 55 subsiguientes en las etapas 142 y 144 para determinar qué conjunto de parámetros de control de acuerdo con las etapas 141 y 143 proporciona la menor distorsión en la corriente alterna 51 y controla a continuación el dispositivo de conmutación 9’ en consecuencia.

La figura 15 muestra una octava realización de un circuito de lámpara 4’””” de una lámpara de LED 1 en un diagrama esquemático adicional. La realización de la figura 15 se corresponde con la realización de la figura 10 con la excepción de un conmutador de carga de MOSFET 150 adicional, conectado con el microprocesador 102” a lo largo de una unidad de accionamiento de puerta (que no se muestra). El conmutador 150 permite controlar la conexión de la lámpara de LED 7’” con la alimentación y permite determinar la tensión en un estado de reposo usando el detector de tensión 106. Ciertamente la unidad de accionamiento de puerta, a pesar de que no se muestra, se conecta con la fuente de alimentación de baja tensión 109 durante el funcionamiento.

De acuerdo con la presente realización, el microprocesador 102” está programado para funcionar en un segundo modo de detección, por ejemplo, tras la conexión de la lámpara de LED 1 con la fuente de alimentación 22. El funcionamiento de acuerdo con dicho segundo modo de detección es particularmente ventajoso cuando se acciona la lámpara 1 con la luminaria 20” de acuerdo con la figura 16, que comprende un balasto de arranque rápido de lámpara doble 26”, tal como se usa por lo general en sistemas de red eléctrica de distribución de 60 Hz.

La luminaria 20” de acuerdo con la figura 16 está adaptada para sujetar dos lámparas 1 y, por lo tanto, se corresponde en general con la configuración de la luminaria 20’, que se muestra en la figura 2b. No obstante, tal como será evidente a partir de la figura, los zócalos 27, 27’ correspondientes se disponen, de tal modo que las lámparas 1 se conectan en serie una con otra. Además de la inductancia en serie 25 que se ha mencionado en lo que antecede y el condensador 23’, el balasto de tipo de arranque rápido 26” comprende además un condensador de arranque 160, que en combinación con el autotransformador 161 y los circuitos de calentamiento de cátodo auxiliares 162 permite encender lámparas fluorescentes cuando están acopladas a la luminaria 20”.

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Mientras que en la realización de acuerdo con la figura 2b las lámparas de LED 1 pueden funcionar de forma independiente de una de otra, debido a la conexión en serie de las lámparas de LED 1 de acuerdo con la configuración de la luminaria 20” un funcionamiento simultáneo de los MOSFET 101 de ambas lámparas 1 instaladas y, por lo tanto, deberían evitarse unos periodos de derivación 57 con superposición para potenciar el factor de potencia de la configuración global.

Por lo tanto, en el segundo modo de detección, se determina, si la lámpara 1 está conectada a los zócalos 27 (el lado derecho en la figura 16) o a los zócalos 27’ (el lado izquierdo) y para controlar la lámpara o bien de acuerdo con un tercer conjunto de parámetros de control de temporización o bien con un cuarto conjunto de parámetros de control de temporización para evitar un funcionamiento simultáneo de los MOSFET 101 de ambas lámparas 1 instaladas y, por lo tanto, una derivación simultánea.

La figura 18 muestra un diagrama de flujo del funcionamiento del circuito 4’””” durante el segundo modo de detección. El funcionamiento en el segundo modo de detección comienza en la etapa 180 tras la conexión de la lámpara de LED 1 con la luminaria 20”, es decir, con la fuente de alimentación 22. El microprocesador 102” controla a continuación el conmutador de carga 150 y el dispositivo de conmutación 9’ al estado abierto no conductivo en la etapa 181. Posteriormente, el microprocesador 102” interroga al detector de tensión 106 después de algunos ciclos de la corriente alterna en la etapa 182 para determinar la tensión de reposo en la lámpara de LED 1 sin que la unidad de LED 7’” esté conectada con la alimentación y, por lo tanto, en dicho estado de reposo. El conmutador de carga 150 se cierra a continuación, es decir, se lleva a un estado conductivo en la etapa 183.

El microprocesador 102” determina en la etapa 184, si la tensión de reposo, que se determina en la etapa 182 es igual a o más alta que un umbral de tensión de 175 V, ajustado de acuerdo con el presente ejemplo del balasto de arranque rápido 26”. En el caso de que la tensión de reposo sea igual a o más alta que el umbral de tensión, se determina que la lámpara 1 está conectada a los zócalos 27 de la luminaria 20”, es decir, el lado derecho de la figura

16. De acuerdo con el presente ejemplo, en el presente caso el dispositivo de conmutación 9’ se acciona de acuerdo con dicho tercer conjunto de parámetros (la etapa 186) de tal modo que el tiempo de inicio de derivación se corresponde con el paso por cero 55 de la corriente alterna, es decir, un control de flanco de bajada.

En el otro caso respectivo de que la tensión de reposo sea más baja que el umbral de tensión, se determina que la lámpara 1 está conectada a los zócalos 27’ de la luminaria 20” y, por lo tanto, el lado izquierdo de la figura 16. En el presente caso, el dispositivo de conmutación 9’ se acciona de acuerdo con dicho cuarto conjunto de parámetros (la etapa 185) con un control de flanco doble, es decir, el tiempo tanto de inicio de derivación como de fin de derivación no se corresponden con el paso por cero 55. El segundo modo de detección a continuación finaliza y el dispositivo de conmutación 9’ se acciona de acuerdo con el conjunto determinado de parámetros de control.

En un caso de acuerdo con lo anterior, dos lámparas 1 se accionan de forma correspondiente de acuerdo con el segundo modo de detección en una luminaria de tipo de arranque rápido de lámpara doble 10” de acuerdo con la figura 16, resulta que una de las lámparas 1 se acciona con un control de flanco de bajada y la otra lámpara respectiva se acciona con un control de flanco doble. En consecuencia y, tal como puede verse a partir del diagrama de temporización de la figura 17, el periodo de derivación 57a de dicha primera lámpara 1 no se superpone con el periodo de derivación 57b de dicha segunda lámpara 1 en cada semiciclo de la corriente operativa 51 o la corriente de salida 53 correspondiente del rectificador 8, que se muestra en la figura 17. Por lo tanto, la presente realización proporciona un factor de potencia alto cuando la lámpara 1 se acciona en un balasto de tipo de arranque rápido 26”.

A pesar de que el funcionamiento anterior en el primer modo de detección de acuerdo con la figura 14 y el segundo modo de detección de acuerdo con la figura 18 se han descrito por separado por razones de claridad, sin embargo es posible accionar la invención en una realización en la que ambos modos de detección se emplean para obtener una lámpara de LED 1 sumamente versátil.

En el presente caso, un instalador puede ajustar el modo de detección respectivo, usando una interfaz de usuario o un conmutador. Como alternativa o adicionalmente y a la vista de que el tipo anterior de balasto de arranque rápido de lámpara doble se emplea por lo general en redes eléctricas de 60 Hz mientras que los tipos inductivo / capacitivo se usan en redes eléctricas de 50 Hz, preferiblemente la unidad de control 10’ puede comprender además un detector de frecuencia, de tal modo que la unidad de control 10’ y el microprocesador 102” funcionan de acuerdo con dicho primer modo de detección en el caso de que se determine una corriente alterna de 50 Hz y de acuerdo con dicho segundo modo de detección en el caso de que se determine una corriente alterna de 60 Hz.

La invención se ha ilustrado y descrito con detalle en los dibujos y la descripción anterior. Tales ilustración y descripción han de considerarse ilustrativas o a modo de ejemplo y no restrictivas; la invención no se limita a las realizaciones divulgadas. Por ejemplo, puede ser posible accionar la invención de acuerdo con una realización en la que:

-: la unidad de LED 7, 7’, 7”, 7’” solo comprende un único LED 44,

-: la unidad de LED 7, 7’, 7”, 7’” comprende un OLED o un diodo de láser como elemento emisor de luz,

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Claims

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