ES2295851T3 - Metodo y disposicion para el ensayo de bucle de una linea perturbada. - Google Patents

Abstract

Un método de ensayo de bucle en un solo terminal, SELT, de una línea de señales (2), incluyendo el método: - conectar (401) un equipo de comunicaciones 83) a un terminal remoto de la línea de señales; - conectar (402) un dispositivo de ensayo (TD1) a un terminal cercano de la línea de señales; - realizar una medida SELT, en el que el equipo de comunicaciones (3) está transmitiendo (403) señales de saludo (HS1) intermitentes en la línea de señales (2), caracterizado porque, el método incluye también los pasos de: - detectar (404) las señales de saludo (HS1) en el dispositivo de ensayo (TD1); - detener (405) las señales de saludo durante al menos un intervalo de tiempo (TI1) de duración predeterminada; - realizar (406) la medida SELT en dicho al menos un intervalo de tiempo (TI1).

Description

Método y disposición para el ensayo de bucle de una línea perturbada.

Campo técnico del invento

El presente invento se refiere a un método y a una disposición en el área del ensayo de un terminal de una línea de señal que está sometida a perturbaciones desde un dispositivo terminal remoto.

Descripción de la técnica relacionada

En las telecomunicaciones de hoy día es esencial, desde un punto de vista económico, usar los cables de cobre existentes para transmisión en banda ancha. Estos cables de cobre, a menudo denominados bucles pares de cables trenzados de cobre o líneas de acceso de cobre, tienen entre ellas propiedades muy diferentes desde un punto de vista de la banda ancha. Los operadores de telecomunicaciones, por lo tanto, tienen un gran interés en ensayar las propiedades de las líneas para ser capaces de utilizar al máximo su capacidad de transmisión. Lo anteriormente mencionado es discutido en un artículo por Walter Goralski: "Cualificación y ensayo de bucles xDSL", IEEE Communications Magazine, May 1999, páginas 79-93. El artículo discute también las posibilidades de ensayo y el equipo de ensayo.

Las propiedades de transmisión de las líneas de cobre están descritas más a fondo en un artículo por José E. Schutt-Ainé: "Caracterización de alta frecuencia de pares de cables trenzados", IEEE Transactions on Communications, Vol. 49, Nº 4, Abril 2001. Los parámetros de propagación de cables de pares trenzados digitales de abonado de velocidad binaria alta están sacados mediante un modelo del método de propagación de ondas. Se estudian la dependencia de la frecuencia en las propiedades de la línea de transmisión y la influencia del efecto pelicular en éstos.

El ensayo de las propiedades de transmisión de una línea puede realizarse enviando una señal de prueba desde un terminal de la línea y medirlo en el otro terminal, que se denomina ensayo en los dos terminales. Este método requiere mucha mano de obra y es caro. Un método que se usa más frecuentemente consiste en enviar una señal de prueba desde un terminal de la línea y medirla en el impulso reflejado, denominado Ensayo de bucle en un solo terminal, SELT. En un artículo de Stefano Galli y David L. Waring: "Identificación de puesta a punto de bucle mediante ensayo en un solo terminal: Más allá de la cualificación simple de bucle", IEEE Journal on Selected Areas in Communication, Vol. 20, Nº 5, Junio 2002, se discute la influencia de los diferentes tipos de discontinuidades de línea y los ecos generados en conexión ensayo en un solo terminal. Se expone un método matemático para tratar los ecos y también una validación experimental del método.

Es una elección obvia desde un punto de vista técnico usar un dispositivo de medida de tipo laboratorio para realizar un SELT. Sin embargo, es caro usar tal dispositivo. Independientemente de esto, la medida puede verse influida por perturbaciones que se producen cuando un Equipo en las Instalaciones del Cliente (CPE), que está conectado al terminal remoto de la línea, está tratando de realizar un procedimiento de saludo. El procedimiento de saludo hace difícil analizar la respuesta eco-frecuencia medida y el ruido normal en la línea.

En el ensayo en un solo terminal es ventajoso, en lugar del dispositivo de laboratorio, usar un transceptor como una parte de un dispositivo de medida para el bucle en ensayo. El transceptor de comunicación en banda ancha no es, sin embargo, un generador de voltaje perfecto ya que introduce distorsión en la medida. Cómo eliminar esta distorsión se discute en un trabajo de normalización por Thierry Pollet: "¿Cómo es el G.selt para especificar S_{11} (medidas calibradas)?", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OJ-091; Osaka, Japón 21-25 Octubre, 2002. Se expone un método de calibrado, basado en un parámetro S_{11} de dispersión de puerta, que incluye parámetros del transceptor que se generan durante un calibrado. También en un trabajo de normalización de Thierry Pollet: "Información mínima para ser pasada entre unidad de medida e interpretación", ITU Telecommunication Standardization Sector, Temporary Document OC-049; Ottawa, Canadá, 5-9 Agosto, 2002, se discute el parámetro S_{11} de dispersión de una puerta. También, cuando se usa el transceptor para el SELT, el CPE remoto puede perturbar la medida tratando de realizar un procedimiento de saludo.

Resumen del invento

El presente invento se refiere al problema anteriormente mencionado de cómo evitar la influencia de un procedimiento de saludo en un ensayo en un solo terminal de una línea de acceso de cobre conectada a un CPE. En tanto que la línea permanece inactivada, el CPE alimentado tratará de realizar un procedimiento de saludo transmitiendo señales de saludo intermitentes. Debido a estas señales de saludo es difícil analizar una respuesta de frecuencia de eco medida cuando el módem de CPE conectado está conectado.

Otro problema surge cuando se utiliza un transceptor en el ensayo en un solo terminal de la línea. El problema consiste en cómo compensar también la influencia en la medida SELT del transceptor propiamente dicho.

Otro problemas más es cómo generar y almacenar los valores del transceptor para la compensación.

El problema se resuelve de la siguiente manera. En el procedimiento de saludo el CPE transmite señales intermitentes de banda estrecha, tonos de saludo, de frecuencias predeterminadas. Los tonos de saludo son detectados por el dispositivo que realiza la medida SELT y los tonos de saludo son detenidos durante un intervalo de tiempo. Durante este intervalo se realiza la medida SELT, si fuera necesario después de paradas repetidas de los tonos de saludo.

Cuando se usa el transceptor para la medida SELT los problemas en conexión con él se resuelven calibrando un transceptor de ensayo, que es un transceptor típico de comunicación de banda ancha, y se generan valores del modelo de transceptor. Estos valores son almacenados y son usados en el transceptor para fines de comunicación, el cual está conectado al bucle que se ensaya. Una señal de prueba, reflejada por el bucle, es medida en el transceptor de comunicación, dando un resultado de ensayo de bucle. La influencia sobre este resultado por el transceptor propiamente dicho se compensa con la ayuda de los valores del modelo de transceptor almacenados.

Un objeto del presente invento es mejorar la medida SELT de la línea de acceso, cuando el CPE envía sus señales de saludo intermitentes.

Otro objeto del presente invento es compensar la influencia de un transceptor en el ensayo SELT de la línea.

Otro objeto más es generar y almacenar valores del transceptor para la compensación.

Una ventaja del presente invento consiste en que la medida SELT de la línea de acceso puede ser realizada cuando el CPE envía sus señales de saludo intermitentes.

Otra ventaja del invento consiste en que la influencia del transceptor sobre la medida SELT de una línea de acceso de cobre puede ser compensada.

Una ventaja posterior consiste en que los valores del transceptor para la compensación pueden ser generados y almacenados y pueden ser aplicados a todos los transceptores de banda ancha normales con base en el mismo equipo físico que el ensayado. Por lo tanto, se eliminará un procedimiento costoso de calibrado de un transceptor real.

Otra ventaja más consiste en que los valores del transceptor generados tienen un sentido fácilmente entendible.

Otra ventaja más consiste en que el transceptor del ensayo puede ser uno de los transceptores usados para fines de comunicación.

A continuación se describirá el invento con más detalle con la ayuda de realizaciones y haciendo referencia a los dibujos anejos.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un esquema de bloques simple sobre un dispositivo de ensayo y una línea de transmisión;

la Figura 2 muestra un diagrama de frecuencia con tonos de saludo;

la Figura 3 muestra un diagrama de tiempos con secuencias periódicas de saludo;

la Figura 4 muestra un diagrama de flujos de medida SELT;

la Figura 5 muestra un esquema de bloque simple de un transceptor y la línea;

la Figura 6 muestra un esquema de bloques de alguna manera más detallado de una parte del transceptor y la línea;

la Figura 7 muestra un esquema de bloques del transceptor conectado a una impedancia de valor conocido;

la Figura 8 muestra un diagrama de flujos para generar valores característicos del transceptor; y

la Figura 9 muestra un diagrama de flujos para generar un valor de impedancia de la línea.

Descripción detallada de las realizaciones

La Figura 1 muestra un esquema de bloques simple de un dispositivo de ensayo TD1 en una oficina central, conectado a un dispositivo remoto 3 en las instalaciones del cliente a través de una línea 2 digital de abonado (DSL). La línea está vista desde el terminal del dispositivo de ensayo, y este terminal se denomina e terminal más cercano de la línea, mientras que el otro terminal en el dispositivo 3 es denominado el terminal remoto. La línea 2 es una línea de cobre convencional de una longitud L, que tiene ciertas propiedades, tales como la atenuación de la señal en intervalos de frecuencia diferentes. El dispositivo de ensayo tiene un dispositivo emisor SD1, un dispositivo receptor RE1 y un dispositivo sincronizador SH1. El último está conectado al dispositivo emisor SD1, que a su vez está conectado a la línea 2 y al dispositivo receptor RE1.

Como se ha mencionado anteriormente, es esencial para un operador de red ser capaz de utilizar la línea de cobre 2 ya existente para la transmisión en banda ancha. Por lo tanto, el operador debe conocer las propiedades de la línea, tales como la longitud L, la atenuación de la señal y la capacidad de transmisión. Estas propiedades pueden ser determinadas normalmente después de una medida, que es realizada ventajosamente desde el terminal más cercano de la línea como un denominado Ensayo en un Solo Terminal, SELT. Los parámetros están relacionados con una impedancia de entrada de la línea Z_{1n}(f) que puede ser evaluada usando las señales de prueba transmitida y reflejada.

El dispositivo de ensayo TD1 transmite una señal de prueba, una señal S1 de ensayo de bucle en banda ancha, que es reflejada por el dispositivo remoto 3 y es medida por el dispositivo de ensayo como una señal reflejada S2. Con la ayuda de un cociente S2/S1 se pueden determinar los parámetros de la línea 2, como se describirá con detalle más adelante. Sin embargo, la medida de la señal reflejada puede verse perturbada por el dispositivo remoto 3, que trata de realizar un procedimiento de saludo. Para evitar esta perturbación primeramente se debe detectar la presencia de una señal de saludo.

Durante el procedimiento de saludo, el dispositivo remoto 3 envía de forma intermitente una señal de saludo en banda estrecha HS1 que puede interferir con la señal S2 y hacer más dificultosa la medida de la línea. La señal de saludo que interfiere puede, no obstante, ser detectada. La señal S1 de ensayo de bucle usada en la presente realización tiene una frecuencia del orden de 0-1104 kHz o más alta. Tiene como base una señal de medida que tiene varios puntos de frecuencia ortogonal que coinciden con la denominada señal discreta multitonal. Esta señal se usa con fines de modulación en la norma de ADSL ITU-T G.992.1. El dispositivo de ensayo, que mide la señal reflejada S2 en este intervalo de frecuencia de 0-1104 kHz, puede por tanto ser usada para la detección de la señal de saludo. Una señal de ruido en el intervalo de 0-276 kHz o mayor ha de ser medida también por el dispositivo de ensayo, y también esta medida puede ser usada para detectar la señal de saludo HS1. Los tonos de saludo en la transmisión normalizada DSL, debido a la norma ITU-T G.994.1 usan señales de banda estrecha modulados con un esquema DPSK directo. Debido a su ancho de banda limitado es muy fácil distinguir la posición de la frecuencia individual de estas señales de saludo. Por ejemplo, en ADSL hay res conjuntos de tonos de saludo en sentido ascendente obligatorios, con base en una frecuencia f_{0} = 4,3125 kHz:

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ADSL Anejo A : N = [9, 17, 25]

ADSL Anejo B : N = [37, 45, 53]

ADSL Anejo C : N = [7, 9]

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Los tonos de saludo tienen una frecuencia F = N x f_{0}. Uno o más de los tonos anteriores pueden ser transmitidos durante el saludo para el establecimiento de un anejo específico.

Las señales de saludo anteriores pueden ser observadas como perturbación de banda estrecha en una medida de ruido, que da un valor mínimo del valor medio del ruido a lo largo de la frecuencia. En la figura 2 se muestra la perturbación del tono de saludo en tal medida de ruido. La figura es un diagrama con la frecuencia f en kHz en las abscisas y el nivel de la señal A en dBm/Hz en las ordenadas. En un intervalo de frecuencias desde aproximadamente 200 kHz y mayores el ruido NS1 tiene un nivel más bien constante. En el intervalo de 0-200 kHz la señal de saludo HS1 puede ser observada. La figura muestra que el dispositivo remoto particular 3 conectado tiene cuatro tonos activos durante el saludo. Identificando estos tonos de frecuencia en los espectros parece que es un conjunto ADSL Anejo A que cumple el conjunto obligatorio de los tonos de saludo y con un tono adicional opcional del Anejo B.

Además, los tonos de saludo se transmiten siguiendo un esquema de tiempo de normalización. Las señales no son continuas sino que son enviadas a intervalos periódicos dejando la línea en silencio entre ellos. Por ejemplo, la norma ITU-T G994.1 establece:

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"Si un mensaje NAK-EF es recibido en cualquier estado, la estación receptora volverá inmediatamente al estado G.994.1 inicial (R-SILENT0 para un HSTU-R, C-SILENT1 para un HSTU-C) y permanecerá en silencio durante un período mínimo de 0,5 s. Entonces podrá iniciarse otra sesión G.994.1".

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Esto significa que si un operador desea realizar una medida SELT de la línea 2 desde el dispositivo de ensayo TD1, se puede detener el procedimiento de saludo desde el dispositivo remoto 3. Las señales de saludo HS1, por ejemplo las descritas en la figura 2, están indicadas por el dispositivo receptor RE1. El dispositivo sincronizador SH1 ordena al dispositivo emisor SD1 enviar el mensaje NAK-EF, que detiene los tonos de saludo HS1 durante un intervalo de tiempo de al menos 0,5 segundos. Durante este intervalo la señal S1 de ensayo de bucle es enviada desde el dispositivo emisor por orden del dispositivo sincronizador SH1, y la señal reflejada S2 es recibida en el dispositivo receptor RF1. Para conseguir información total sobre la línea 2 puede ser necesario volver a enviar la señal S1 de ensayo de bucle y repetir el procedimiento de medida SELT. La medida completa seguirá entonces la figura 3, que es un diagrama con el tiempo T en las abscisas, que muestra la medida SELT sincronizada con las señales de saludo. La figura muestra las señales de saludo HS1 seguidas por el mensaje NAK-EF e intercalando intervalos de tiempo TI1 usados para la medida SELT. Se debería tener en cuenta que es solamente la medida SELT la que debe ser realizada en los intervalos de tiempo TI1.
Los cálculos relativos a las propiedades de la línea basados en la medida SELT pueden seguir de forma continua.

Como una alternativa a la norma ITU-T G.994.1 existe una norma ADSL ANSI T1E1.413.413 que usa un método diferente para el saludo.

El método de medida SELT descrito antes se resumirá en conjunción con un diagrama de flujos en la figura 4. En un paso 401 el equipo de las instalaciones del cliente CPE, el dispositivo terminal remoto 3, está conectado al terminal remoto de la línea 2. El dispositivo de ensayo está conectado al terminal cercano de la línea en un paso 402, y en un paso 403 las señales de saludo HS1 son transmitidas desde el CPE. En un paso 404 las señales HS1 están indicadas en el dispositivo receptor RE1. Las señales de saludo son detenidas durante durante el intervalo de tiempo TI1 de duración predeterminada en un paso 405. En un paso próximo 406 se realiza la medida SELT, y en un paso 407 se investiga si la medida SELT está disponible. En una alternativa NO1 el paso 404 del método se repite con una indicación de las señales de saludo. Entonces, los pasos 405, 406, y 407 del método se repiten hasta que la alternativa YES1 después del paso 407 es el real y el procedimiento termina en el paso 408.

A continuación se describirá en una realización cómo se realiza el ensayo de bucle en un solo terminal, el SELT.

En la figura 5 se muestra un transceptor 1 conectado al dispositivo remoto 3 a través de la línea 2. El transceptor es adecuado para fines de comunicación y está descrito de tal forma que la medida SELT puede ser explicada. El transceptor 1 incluye una parte digital 41, un codificador-descodificador 42, y una parte analógica 43, el denominado Terminal Frontal Analógico AFE. La parte digital incluye, a su vez, un generador 13 de señales digitales y un dispositivo de cálculo 11 interconectado con un dispositivo de memoria 12. El transceptor 1 también tiene una entrada 63 y una salida 64. El generador, que está conectado al dispositivo de cálculo 11, envía una señal de entrada de ensayo de bucle en banda ancha v_{in} al dispositivo remoto 3 a través del codificador-descodificador 42, la parte analógica 43 y la línea 2. Una señal reflejada de ensayo de bucle en banda ancha v_{out} es recibida en el dispositivo de cálculo desde la línea 2 a través de la parte analógica y el codificador-descodificador.

La señal de ensayo de bucle en banda ancha v_{in}, enviada para tales fines de medida, es reflejada sobre la línea 2 y es considerada como la señal de ensayo de bucle en banda ancha v_{out}. Como se describirá más adelante, las señales v_{in} y v_{out} son usadas en la determinación de las propiedades de la línea 2.

Lo que el operador necesita en realidad es conocer la impedancia de entrada Z_{in}(f) de la línea 2 que incluye el dispositivo remoto 3, medida desde una interfaz 5 de transceptor y que es independiente del transceptor 1 propiamente dicho. Un primer paso en la consecución de las propiedades de la línea requeridas es generar una función de transferencia de eco H_{echo}(f) de la línea real 2. Ésta se calcula realizando una traslación de frecuencia de las señales de banda ancha v_{in} y v_{out}, que da lugar a señales v_{in}(f) y v_{out}(f) en el dominio de las frecuencias. La función de transferencia es generada por las relaciones:

1

en la que f representa la frecuencia.

Naturalmente, la función H_{echo}(f) incluye propiedades del transceptor 1. A continuación se describirá mediante un ejemplo cómo se pueden obtener las propiedades requeridas de la línea 2 con la ayuda de la función de transferencia de eco H_{echo}(f) que depende de la frecuencia. Primeramente, la parte analógica 43 del transceptor se describirá de alguna forma con más detalle en conjunción con la figura 6. Esto se hace para arrojar luz sobre las dificultades en la caracterización del transceptor 1 de una forma sencilla.

La figura 6 es un diagrama de bloques simplificado de la parte analógica 43 del transceptor y de la línea 2 de la figura 5, de alguna manera algo más detallada que en esa figura. La parte analógica 43 incluye un bloque amplificador 6, un bloque híbrido 7, un resistor de detección RS y un transformador de línea 8. El bloque amplificador 6 tiene un activador 61 con su entrada conectada al generador digital 13 a través del codificador-descodificador 42, no mostrado. También tiene un receptor 62 que recibe señales de la línea 2 y que tiene su salida conectada a la parte digital 41 del transceptor, no mostrada. La salida del activador está conectada al resistor de detección RS, cuyos terminales están conectados al bloque híbrido 7. El último tiene cuatro resistores R1, R2, R3 y R4, y está conectado a las entradas del receptor 62. El transformador de línea 8 tiene un bobinado primario L1 y dos bobinados secundarios L2 y L3 interconectados por un condensador C1. El bobinado primario L1 está conectado al resistor de dirección RS y los bobinados secundarios L2 y L3 están conectados a la línea 2. La impedancia de entrada de la línea, que depende de la frecuencia en la interfaz 5 está representada por Z_{in}(f), y la impedancia de entrada en el lado primario del transformador está representada por ZL. La terminación del terminal lejano de la línea 2, el dispositivo remoto 3, está representado por una impedancia ZA.

La señal v_{in}, ahora en forma analógica desde el codificador-descodificador 42, es amplificada en el bloque activador 61. La impedancia de salida del activador es sintetizada por el bucle de retroalimentación del resistor de detección RS. El transformador de línea 8 tiene un elevador del voltaje desde el activador hasta el bucle. El condensador C1 tiene una función de bloqueo de corriente continua. El transformador y el condensador actúan como un filtro de paso alto entre el activador 61 / receptor 62 y el bucle 2, 3 con una frecuencia de corte de alrededor de 30 kHz. No es posible un acceso galvánico posible al bucle en este caso.

En la presente descripción se usa un modelo de dominio de frecuencia de la función de transferencia de eco H_{echo}(f) para calcular la impedancia de entrada Z_{in}(f) dependiente de la frecuencia de los bucles 2 y 3, visto desde el transceptor 1 en la interfaz 5. La impedancia de entrada puede entonces ser usada para calcular varios parámetros de cualificación de bucle. Este modelo de dominio de frecuencia de la función de transferencia de eco H_{echo}(f) incluye tres parámetros Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y Z_{in}(f) que se relacionan con el transceptor 1. Los parámetros, valores del modelo de transceptor, describen totalmente el transceptor desde este punto de vista.

Los parámetros Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y Z_{in}(f) son deducidos originalmente de forma analítica a partir de los circuitos del transceptor. Aunque en el análisis sólo se han hecho pequeñas simplificaciones, el modelo ha resultado ser muy exacto. En el Apéndice 1 anejo, "Simulación de la función de transferencia de eco para DAFE708" se ha mostrado cómo de deduce el modelo de la función H_{echo}(f).

Los valores de los parámetros normalmente no se calculan directamente a partir de los valores componentes del transceptor, sino que son generados a partir de medidas en un proceso de calibrado, como se describirá más adelante.

En el trabajo de normalización antes mencionado "¿Cómo se especifica s_{11} con G.selt (medidas calibradas)?" el parámetro de dispersión s_{11} es expresado con tres parámetros C1, C2 y C3 para el transceptor. Estos parámetros no deberían ser confundidos con los valores Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f) de la presente descripción. Los parámetros C1, C2 y C3 son cantidades adimensionales y no tienen significado concreto alguno, a pesar de que se usan con éxito en el modelo del transceptor. Los valores del modelo del transceptor de la presente descripción son reconocidos en el análisis y pueden ser interpretados directamente.

El valor H_{in}(f) es la función de transferencia de eco dependiente de la frecuencia para el transceptor 1 con conexión abierta a la línea 2, es decir cuando la impedancia de la línea es de magnitud ilimitada.

El valor Z_{hyb}(f) es la impedancia del transceptor medida en la conexiones a la línea 2, es decir la impedancia del transceptor en la interfaz 5 vista desde el lado de la línea.

El valor Z_{o}(f) puede expresarse como Z_{0}(f) = H_{0}(f). Z_{hyb}(f), en donde el valor H_{0}(f) es la función de transferencia de eco dependiente de la frecuencia para el transceptor 1 con las conexiones a la línea 2 en cortocircuito, y el valor
Z_{hyb}(f) está definido antes.

Se debe observar que los valores del modelo de transceptor no son medidos directamente, sino que son generados en un proceso como se describirá más adelante.

La función de transferencia de eco H_{echo}(f) de la ecuación (1) puede expresarse como:

2

donde

Z_{in}(f) es la impedancia de entrada de la línea 2 mencionada antes como una función de la frecuencia f; y

Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f) son vectores complejos y son los valores del modelo de transceptor mencionados antes.

Después de una medida de calibrado de una cierta versión de transceptor se pueden determinar sus vectores. Estos vectores, los valores del modelo de transceptor, son después guardados previamente en, por ejemplo, el equipo lógico de los transceptores de la versión medida, por ejemplo en la memoria 12 del transceptor 1. Los valores del modelo son después usados para el ensayo de bucle de la línea 2 con sus propiedades desconocidas iniciales.

En conjunción con la figura 7 se mencionará cómo se realiza la medida de calibrado. La figura muestra un transceptor de ensayo 31, al que están conectadas las impedancias 9 de ensayo de los diferentes valores predeterminados en la interfaz 5 de la línea 2. Un dispositivo de medida 32 con una memoria 33 está conectado en la entrada 63 y en la salida 64 del transceptor de ensayo. El dispositivo de medida 32 envía una señal de control VC1 al transceptor de ensayo 31 y lo inicia para generar una señal de banda ancha vt_{in} de ensayo de transceptor, una para cada valor de la impedancia de ensayo 9. Una de salida reflejada de ensayo vt_{out} del transceptor es recibida en el transceptor de ensayo, que envía una señal de control correspondiente VC2 al dispositivo de medida. Una medida completa requiere la medida de tres valores de impedancia seleccionados. La función de transferencia de eco H_{echo}(f) es entonces generada de acuerdo con la relación (1).

Usando tres valores de impedancia para el calibrado es suficiente para generar los valores del transceptor. Para conseguir valores más precisos, se pueden usar más de tres impedancias. Esto da lugar a un sistema de ecuaciones sobredeterminado. Un ejemplo de un conjunto de valores normales de la impedancia de ensayo 9 para el calibrado es un circuito abierto, un circuito en cortocircuito y un valor de impedancia correspondiente a un valor esperado para el bucle, por ejemplo 100 ohmios. Se debería considerar que un valor para un componente puramente resistivo es normalmente válido solamente hasta una frecuencia limitada, por ejemplo 1 MHz. Para frecuencias más altas se recomienda medir el valor de la impedancia del componente "resistivo".

La generación de los tres vectores complejos Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f) para el transceptor medido 31 se realiza de la siguiente forma. El modelo de la función de transferencia de eco es las relaciones (2) se puede expresar como:

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3

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o de forma equivalente Ax = b, en donde

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4

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La solución general del sistema Ax = b es

5

Usando los valores de la función de transferencia H_{echo}(f), medidos como se describe antes con diferentes tipos de las terminaciones de entrada 9, el vector x puede ser resuelto. Los valores de calibrado así generados del vector x se almacenan, por ejemplo, en la memoria 33 del dispositivo de medida 32 o en la memoria 12 de los transceptores de la versión medida. Se tiene que tener en cuenta que A, x y b normalmente son complejos valorados y dependientes de la frecuencia.

Después de una medida de la función de transferencia de eco H_{echo}(f), de la línea real desconocida 2, su impedancia de entrada vista por el transceptor 1 en la interfaz 5 puede ser generada como:

6

En resumen, primeramente se calibra un cierto equipo físico para transceptores como el transceptor 1. Esto se realiza para el transceptor de ensayo 31 con la ayuda de las impedancias 9 y las señales de ensayo de transceptor vt_{in} y vt_{out}. El vector x se calcula, y los valores del vector x se almacenan y pueden ser usados para cualquier transceptor con el mismo soporte físico. La función de transferencia H_{echo}(f) es después medida por el transceptor 1 para la línea 2, que tiene propiedades desconocidas, con la ayuda de las señales de ensayo de bucle v_{in} y v_{out}. Después es generada la impedancia Z_{in}(f) de la línea 2, vista desde la interfaz 5 del transceptor.

En la realización descrita anteriormente, tanto las señales de ensayo del transceptor, vt_{in} y vt_{out}, y las señales del ensayo de bucle, vt_{in} y vt_{out}, han sido señales de banda ancha. Es posible usar señales de cualquier ancho de frecuencia deseada tanto para el calibrado como para la medida de la línea. El ensayo de calibrado y de bucle, por lo tanto, será válido solamente para el intervalo de frecuencia seleccionado. Se ha mencionado que los valores del modelo de transceptor están almacenados en la memoria 12 del transceptor 1. Una alternativa obvia es almacenar los valores en la memoria 33 o en una memoria en algún ordenador central y transmitirlos al transceptor 1 cuando sean requeridos para la generación de, por ejemplo, la impedancia de entrada Z_{in}(f) de la línea 2. También, en la descripción ha sido mencionado el transceptor 31 de ensayo y el transceptor 1 para fines de comunicación. El transceptor 31 de ensayo puede ser uno cualquiera de un conjunto de transceptores que tienen base en uno y con el mismo soporte físico. El transceptor de ensayo puede de forma obvia ser usado para los fines de comunicación.

La anterior generación de valores del modelo de transceptor y la generación del valor de la impedancia para la línea 2 se describirán brevemente en conjunción con los diagramas de flujos de las figuras 8 y 9.

En la figura 8 se muestra la generación y el almacenamiento de los valores del modelo de transceptor. El método comienza en un paso 601 con la selección del transceptor 31 para fines de ensayo. En un paso 602 se selecciona una impedancia 9 con un valor predeterminado, y en un paso 603 la impedancia es conectada a la conexión de la línea del transceptor 31 de ensayo. En un paso 604 la señal vt_{in} de ensayo de transceptor es enviada a través del transceptor 31 a la línea 2. Para conseguir los valores del modelo de transceptor, que pueden ser usados para un amplio conjunto de aplicaciones, la señal de prueba es una señal de banda ancha. La señal es reflejada por el dispositivo remoto 3 y después del paso del transceptor 31 es recibida como la señal de ensayo de transceptor vt_{out} en un paso 605. En un paso 606 se genera la función de transferencia de eco H_{echo}(f) en el dispositivo de cálculo 32 de la impedancia real 9, después de primero haber transformado las señales vt_{in} y vt_{out} en el dominio de frecuencia. En un paso 607 se investiga si se han hecho las medidas de un número suficiente de las impedancias 9, de forma que se puedan generar los valores del modelo de transceptor Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f). En una alternativa NO1, en el paso 602 se slecciona una impedancia adicional 9. Para una alternativa YES1, los valores Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f) del modelo de transceptor se generan en un paso 608. En un paso 609, el vector x, es decir los valores del modelo de transceptor, son almacenados en la memoria 33. A continuación, el transceptor 1, para fines de comunicación, es seleccionado en un paso 610. En un paso 611 los valores Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f) y H_{\infty}(f) del modelo de transceptor son transmitidos al transceptor seleccionado 1 y son almacenados en la memoria 12.

La Figura 9 muestra la generación de la impedancia Z_{in}(f) de entrada de línea dependiente de la frecuencia en la interfaz 5 del transceptor con la línea 2. En un paso 701 el transceptor 1 para fines de comunicación está conectado a la línea 2 con el dispositivo remoto 3. La señal v_{in} de ensayo de bucle es enviada en un paso 702. La señal v_{out} de ensayo de bucle, reflejada por la línea 2, es recibida por el transceptor y es medida en un paso 703. En un paso 704 la función de transferencia de eco H_{echo}(f), que depende de la frecuencia, es generada en el dispositivo de cálculo 11. El valor Z_{in}(f) de la impedancia que depende de la frecuencia, de la línea 2, es generado en el dispositivo 11 con la ayuda de los valores del modelo de transceptor almacenados y la función de transferencia de eco, paso 705. Esta generación se realiza de acuerdo con la relación (4).

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Apéndice 1

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1. Introducción

La unidad DAFE 708 contiene el conjunto de chips Broadcom Blade Runner (DSP y CODEC) y 10 interfaces de línea analógicos. Las interfaces de línea están diseñadas alrededor del activador/receptor de línea Infineon PBM 39714. Para ensayar los algoritmos de ensayo de bucle en un terminal (SELT) e investigar las características de los ensayos de fabricación podría ser útil tener un modelo de simulación del terminal frontal analógico. Con esto es fácil examinar el efecto de cambio de la carga externa o bucle conectado con la interfaz de línea así como los componentes internos en el PCB.

En lo que sigue se desarrolla un modelo basado en expresiones simbólicas para la parte analógica del DAFE 708. El objeto principal es deducir expresiones que puedan ser usadas para la evaluación de la función de transferencia de eco H_{echo}.

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El circuito en cuestión es mostrado en la Figura 1. La parte analógica está separada en tres bloques - el activador /
receptor / anulador de eco PBM 39714, el filtro de supresión de ruido fuera de banda y el transformador de línea. Supuestamente la salida CODEC es una fuente de voltaje constante e_{in}. Están insertados dos condensadores en serie entre la salida CODEC y el activador de la línea. La función de transferencia de eco está definida como H_{echo} = v_{out}/e_{in}, en donde v_{out} es el voltaje de salida recibido en la entrada CODEC. La entrada CODEC tiene una impedancia de carga diferencial de 24 k\Omega. Los condensadores mostrados C4, C5 y C6 están insertados para realizar algún filtro de paso bajo y de paso alto de la salida del receptor.

A continuación se analiza cada bloque y se formulan expresiones simbólicas. Finalmente, estas expresiones pueden ser combinadas para generar la función de transferencia de eco. Antes de que H_{echo} pueda ser evaluada hay que calcular la impedancia de entrada Z_{in} del bucle de abonado. Esto requiere el conocimiento de las constantes primarias del cable, de la longitud del bucle y de la terminación del terminal lejano.

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2. Modelo de simulación de análisis simbólico 2.1 Cable del abonado

La impedancia de entrada del bucle del abonado se calcula usando las expresiones del Anejo A de Ref [1] de las constantes primarias de bucles ETSI. Cuando se han encontrado las constantes primarias, las constantes secundarias están dadas por

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La matriz en cadena de un bucle con la longitud d está entonces dada por

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Con una terminación de terminal lejano dada Z_{T}, la impedancia de entrada Z_{IN} puede ser calculada usando la expresión

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2.2 Transformador de línea

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En la Figura 2 se muestra el transformador de línea junto con el condensador en serie C1. Los cuatro bobinados L1, L2, L3 y L4 están situados en el mismo núcleo magnético y están acoplados muy cerca apretadamente. Supuestamente, el número de vueltas de L1 y L2 es igual y el mismo para L3 y L4.

Al considerar solamente señales de puerta diferenciales equilibradas el esquema del transformador puede ser simplificado con el fin de hacer más fácil la deducción de las características.

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El transformador simétrico de cuatro bobinados está dividido en dos transformadores simples como se ve en la Figura 3. Cada transformador está sustituido por un circuito equivalente, el cual consta de un transformador ideal y de dos inductores L1 (L2) y L1s (L2s). El transformador ideal tiene, a su vez, una relación entre vueltas N igual a la del transformador original. El transformador ideal impone limitaciones en los voltajes y corrientes del transformador indicados en la Figura 3.

El inductor L1 (L2) representa la inductancia principal en el lado de la línea, y la inductancia es realmente la mitad de la inductancia del circuito abierto medida en el lado de la línea. L1s (L2s) representa la inductancia de fuga, y es la mitad de la inductancia del cortocircuito medida en el lado de la línea (ambos con C1 en cortocircuito).

Con el fin de encontrar la matriz en cadena del transformador de línea, se consideran los voltajes de puerta y las corrientes mostrados en la Figura 3. Las ecuaciones del circuito son:

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Si suponemos que los dos transformadores de líneas son idénticos (L1 = L2) entonces tenemos i_{4} = i_{3} y V_{4} = V_{3}. Esto, junto con las ecuaciones 3 a 6, puede ser usado para eliminar V_{3}, V_{4}, i_{3}, i_{4} de las ecuaciones 1 y 2.

La segunda ecuación da después de las sustituciones:

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Esta expresión se introduce en la primera ecuación junto con las sustituciones. Después de hacer esto el resultado es:

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La matriz cadena es definida como:

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Comparando con las dos últimas expresiones tenemos que los parámetros en cadena del transformador de línea:

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en donde hemos introducido L_{m} = L_{1} + L_{2} y L_{1} = L_{1S} + L_{2S} como la inductancia principal total y la inductancia de fuga total medidas respectivamente en el lado de la línea (con C_{1} en cortocircuito).

Los valores componentes reales para la edición R1.1 son:

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La magnitud de los cuatro parámetros en cadena con estos valores se muestra en la Figura 4.

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2.3 Filtro fuera de banda

Con el fin de suprimir el ruido y los armónicos de la distorsión sobre la banda ADSL ha sido necesario introducir un filtro fuera de banda entre el activador de la línea y el transformador de línea. El filtro OOB tiene la siguiente configuración mostrada en la Figura 5.

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La impedancia de las ramas en serie es Z_{1} = Z_{2} = sL_{F1} suponiendo que L_{F1} = L_{F2}. La impedancia de la rama en derivación es

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Con i_{2} = 0 y un voltaje v_{1} aplicado tenemos:

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Si las expresiones de las impedancias son sustituidas en la ecuación, el resultado es:

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Con i_{2} = 0 y una corriente i_{1} aplicada tenemos v_{2} = Z_{3}i_{1} o i_{1} = v_{2}/Z_{3}

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Con v_{2} = 0 y un voltaje v_{1} aplicado tenemos i_{2} = v_{1}/2L_{F1}s o

27

Con v_{2} = 0 y una corriente aplicada tenemos i_{2} = i_{1} o i_{1} = i_{2}.

La matriz en cadena se define como:

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Comparando las expresiones deducidas antes tenemos los parámetros en cadena del filtro OOB:

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Los valores componentes reales para la edición R1.1 son:

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En la Figura 6 se muestra la magnitud de los cuatro parámetros en cadena con estos valores.

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Si la impedancia de la entrada del bucle del abonado Z_{IN} es conocida, la impedancia Z_{L} de carga del activador de la AFE mostrada en la Figura 1 puede ser hallada a partir de

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Los cuatro coeficientes se obtienen por multiplicación de la matriz en cadena del filtro OOB con la matriz en cadena del transformador de línea.

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Si el bucle de abonado es sustituido por un resistor de 100 \Omega la impedancia de carga Z_{L} resulta ser como está ilustrado en la Figura 7.

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En el caso ideal Z_{L} debería estar dada por 100 \Omega/N^{2} = 25 \Omega, que es visto solamente como el caso entre 100 kHz y 1 MHz aproximadamente. La formación de picos a bajas frecuencias es causada por el transformador de línea y el condensador en serie en el lado de la línea. El circuito de resonancia en serie del filtro OOB es responsable del mínimo a 2 MHz.

2.4 Activador/receptor de línea

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El terminal frontal analógico (AFE) consta, aparte del transformador de línea y del filtro OOB, del activador/recep-
tor de la línea PBM 39714 y de unos pocos componentes externos. El PBM 39714 es un activador y receptor de línea en un modo diferencial que incluye un puente anulador de eco. Un modelo adecuado del dispositivo se muestra en la Figura 8. Los terminales de entrada son TVP y TVN con los resistores de entrada RA6 y RB6. La señal de transmisión amplificada aparece entre los terminales DR1 y DR2 de salida del activador. Una red Z_{s} de la red de impedancia de detección que consta de RSA, CSA y RSHA (RSB, CSB y RSHB) está colocada en serie con la salida del activador. Los voltajes en los terminales de la red de impedancia de detección son convertidos en corrientes a través de los dos resistores de 3 k\Omega en los terminales SA1 y SB1 (SA2 y SB2). Las corrientes son sustraídas por las dos fuentes de corriente controladas FA1 y FA2 (FB1 y FB2). La diferencia de corriente representa el voltaje a través de la red de impedancia de detección o la corriente de salida del activador multiplicada por Z_{s}. Esta corriente es retroalimentada para controlar el voltaje de salida del activador. El resultado es que la impedancia de salida del activador es igual a Z_{s} multiplicado por un factor de escala real K. Se usa un segundo camino de retroalimentación a través de la fuente controlada FA3 (FB3) para establecer la ganancia de transmisión de la etapa de salida del activador.

El anulador de eco consta de un puente resistor RA7, RA8, RB7 y RB8. Si la impedancia de carga Z_{L} es comparada con la impedancia de detección K^{*}Z_{s}. La señal de eco entre los terminales de salida RP y RN será idealmente cero con el cociente del resistor seleccionado del puente.

El camino de recepción es puramente pasivo. La señal recibida a través del transformador de línea es detectada a través de los resistores de puente RA8 y RB8, en donde aparece entre los terminales RP y RN. Sin embargo, el anulador de eco también afecta a la señal recibida. El condensador paralelo CR y los dos condensadores en serie CRP y CRN constituyen un filtro de salida juntamente con la impedancia de salida del receptor y la impedancia de entrada del CODEC.

Con el fin de deducir una expresión simbólica para la función de transferencia de eco, se usa el modelo simplificado, no equilibrado de la línea activador/receptor de la Figura 9. En la Ref [2] se expone un análisis detallado del circuito.

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La función de transferencia de eco H_{echo}(f) viene dada por H_{echo} = v_{out}/e_{in}. Esto también puede ser escrito como:

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en donde v_{out}/v'_{out} es la función de transferencia del filtro de salida.

Las siguientes ecuaciones se aplican al circuito de la Figura 9 (véase también la sección 2.3 de la Ref.[2]).

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Por sustitución es posible deducir:

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Ahora es posible eliminar v_{2} y encontrar v_{3} expresado por la ecuación:

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Usando la primera relación entre v_{2} y v_{3} es posible expresar v_{2} como:

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Las dos últimas expresiones son ahora sustituidas en la ecuación para que v'_{out} dé:

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Si suponemos que R_{5} = R_{8} y R_{7} = R_{6}, se puede expresar como:

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Se ha visto que v'_{out} = 0 si R_{8}/R_{6} = 1 + Z_{s}/Z_{L1} (anulación de eco).

La función de transferencia de eco v'_{out}/e_{in} también puede expresarse como:

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Los coeficientes pueden ahora ser identificados comparando las dos últimas expresiones. Entonces tenemos:

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Para hallar la función de transferencia de eco necesitamos deducir la función de transferencia del filtro de salida H_{out}/v'_{out}. Considerando el circuito del filtro de la Figura 9 es posible calcular la función de transferencia:

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Si escribimos la función de transferencia de eco H_{echo} de la siguiente forma:

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vemos que el multiplicador es G = G_{1}*H_{out} mientras que los otros coeficientes permanecen inalterados.

Para cálculos con la expresión de H_{echo} necesitamos las cantidades dependientes de la frecuencia Z_{1}, Z_{s} y \mu.

Z_{1} viene dada por:

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La impedancia de detección Z_{s} viene dada por:

55

La ganancia \mu del bucle abierto está determinada por la ganancia \mu_{0} CC y la frecuencia de corte está dada por el resistor R_{\mu} y el condensador C_{\mu}.

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Teniendo en cuenta estas modificaciones los coeficientes de H_{echo} pueden ahora por fin ser identificados de la siguiente forma:

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en donde

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Los valores del componente reales en la edición R1.1 son:

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Si la impedancia de carga Z_{L1} es conocida, la función de transferencia de eco puede ser calculada a partir de:

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Hay que tener en cuenta que Z_{L1} en esta expresión no solamente será la mitad de la impedancia Z_{L} calculada en la sección 2.31. Esto es debido a que la expresión de H_{echo} está basada en la versión no equilibrada del circuito AFE.

Para el caso en el que el bucle de abonado sea sustituido por un resistor de 100 \Omega a continuación se muestra la correspondiente la función de transferencia de eco.

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El procedimiento para calcular la función de transferencia de eco puede ahora ser planteado de la siguiente forma:

1.

Se buscan los parámetros de cable primarios del tipo de cable seleccionado (R, L, G, C), la longitud del cable (d) y la impedancia de terminación del terminal más alejado (Z_{T}). Se calcula la impedancia de entrada del bucle Z_{IN}.

2.

Se calcula la impedancia de carga del activador Z_{L} usando la matriz en cadena combinada del transformador de línea y las secciones de filtro OOB y la impedancia del bucle Z_{IN}.

3.

Con la impedancia de carga Z_{L1} = Z_{L}/2 ahora puede calcularse la función de transferencia de eco usando la expresión H_{echo} del activador/receptor PBM 39714 de la línea.

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3. Función de transferencia de eco e impedancia de bucle

En la sección 2.4 precedente se estableció la función de transferencia de eco como:

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y la impedancia de carga Z_{L} está relacionada con la impedancia de entrada Z_{IN} del bucle de abonado, como se muestra en la sección 2.3:

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Si ésta se sustituye en la expresión de H_{echo}, tenemos después de algunos cálculos:

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Si escribimos H_{echo} de la siguiente forma:

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tenemos la identificación:

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Si Z_{IN} \rightarrow \infty \Rightarrow H_{echo} \rightarrow H_{\infty} Y_{1}/Y_{2}, que es la función de transferencia de eco si el bucle de abonado es sustituido por un circuito abierto.

Si Z_{IN} = 0 \Rightarrow H_{echo} = H_{0} = M_{1}/M_{2} que es la función de transferencia de eco si el bucle de abonado es sustituido por un cortocircuito.

Dividiendo por Y_{2}, H_{echo} puede también ser escrito de la siguiente forma:

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en donde Z_{hyb} = M_{2}/Y_{2} y Z_{ho} = M_{1}/Y_{2}.

Usando los valores reales de los componentes se pueden calcular las cuatro funciones destacadas. A continuación se muestran los resultados.

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La última expresión del eco puede escribirse también de la siguiente forma:

H_{echo} Z_{IN} + H_{echo} Z_{hyb} - H_{\infty} Z_{IN} - Z_{ho} = 0

Si la función de transferencia de eco H_{echo} se mide con un conjunto de terminaciones apropiadas Z_{IN} es posible resolver los coeficientes desconocidos Z_{hyb}, Z_{ho} y H_{\infty} considerando la expresión como un conjunto de ecuaciones. Esto se describe con detalle en la Ref.[3]. El coeficiente H_{\infty} puede ser determinado directamente por una sola medida con Z_{IN} \rightarrow \infty. Con las dos terminaciones resistivas sería posible hallar los restantes coeficientes Z_{hyb} y Z_{ho}. Estos parámetros caracterizan completamente el terminal frontal incluyendo el transformador de línea, ya que H_{echo} siempre tiene que ser una función bilineal en Z_{IN}.

Con el bucle de abonado real conectado al modem ADSL ahora es posible deducir la impedancia de entrada del bucle Z_{IN}. Esto se hace invirtiendo la expresión H_{echo}:

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Este enfoque se describe más tarde en la Ref.[3].

El procedimiento puede ser descrito de la siguiente forma:

1.

Se mide la función de transferencia de eco con los terminales de la línea abiertos y se guarda el resultado com H_{\infty}.

2.

Se mide la función de transferencia de eco con al menos dos terminaciones resistivas (más medidas pueden mejorar la precisión).

3.

Se resuelven los parámetros Z_{hyb} y Z_{ho} y se guardan los resultados. Esto concluye el procedimiento de calibrado.

4.

Se mide la respuesta de eco con el bucle real conectado al modem ADSL y se calcula la impedancia de entrada Z_{IN}.

5.

La impedancia de entrada Z_{IN} puede usarse a continuación para identificar el bucle de abonado.

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4. Respuesta de impulso de eco

La función de transferencia de eco puede usarse para deducir la correspondiente respuesta de impulso de eco. Usualmente la función de transferencia de eco solamente es medida en un número finito de frecuencias discretas. Si se supone que H_{echo} es la banda limitada anterior, se puede considerar la frecuencia de Nyquist como un período de la función de transferencia de eco de un sistema discreto de tiempo. H_{echo} se muestrea en 2^{N} puntos de frecuencia, para dar H_{echo}(kF), en donde F es la distancia entre las muestras. Si H_{echo}(kF) se expande alrededor de f=0 con simetría conjugada compleja un IFFT realizado en él generará la correspondiente respuesta de impulso de eco discreta de tiempo H_{echo}(kT).

Para un bucle de abonado típico H_{echo} tiene una forma de onda de tipo impulso con un gran pico en el instante t cercano a cero. Este impulso es seguido por una oscilación amortiguada causada principalmente por la sección del transformador de línea. De algún modo en esta curva es visible otra forma de onda de tipo impulso. Ésta representa la reflexión de la forma de onda de impulso inicial desde el terminal lejano del bucle.

Midiendo la distancia en tiempo entre la ocurrencia del primer impulso y el segundo, se puede hallar el intervalo de tiempo hacia adelante y hacia atrás en el bucle real del abonado. Si se conoce la velocidad de propagación del cable se puede calcular la longitud física d del cable.

El cociente entre la energía en los impulsos primero y segundo podría ser usado para estimar la pérdida en el cable ya que el cociente sería exp(-2\alphad) aproximadamente. Esta parte es más convenientemente realizada con una versión con filtro de paso de banda de la respuesta de eco con el fin de evaluar la pérdida en el cable a una frecuencia determinada. Véase Ref.[4] para más detalles.

La presencia del anulador de eco analógico en el AFE tiende, no obstante, a hacer esta aproximación cuestionable como se describe más adelante.

Lo que se necesita en la determinación de la longitud del cable y de la pérdida en el cable es la forma de onda de impulso reflejada en tiempo en la entrada en el bucle de abonado. Sin embargo, la información disponible es la respuesta del impulso de eco medida en los terminales de salida del receptor. Por lo tanto, es necesario "transformar" la respuesta de impulso medida desde la salida del receptor hasta los terminales de la línea o, lo que es lo mismo, a la entrada al transformador de línea. Esto se ilustra en la Figura 11 y en la Figura 12 a continuación.

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De la Ref.[2], 2.3 o las ecuaciones de la sección 2.4 tenemos la función de transferencia del voltaje v_{3}' de salida del AFE al voltaje de entrada del CODEC v_{0ut}' con e_{line} = 0 y e_{in} \neq 0.

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que puede disponerse de la siguiente forma:

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El voltaje de entrada al CODEC v_{out}'' con e_{line} \neq 0 y e_{in} = 0 se puede escribir también como (véase también la Ref.[2], sección 2.4).

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Con e_{in} = 0 tenemos:

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Este v_{2} puede ser eliminado, y la función de transferencia es entonces:

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Ambas funciones H_{inc} y H_{rfl} serán multiplicadas con la función H_{out} de transferencia de filtro de salida. Como solamente estamos interesados en el cociente entre las funciones, esto se puede omitir.

Se puede tener en cuenta que mientras que H_{rfl} es independiente de la impedancia de carga Z_{L1}, la función de transferencia de la señal incidente H_{inc} es dependiente de Z_{L1} o la impedancia del bucle de abonado. Ambas funciones son dependientes de la frecuencia.

Si consideramos las envolventes de los impulsos filtrados del paso de banda, que se producen en H_{ech0}(t), se supone que las envolventes en el transformador de línea pueden ser halladas como:

Forma de onda incidente:

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Forma de onda reflejada:

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La pérdida en el cable estimada es:

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El último término es el logaritmo del factor de escala |H_{rfl}/H_{inc}|. Usando los valores componentes reales el factor de escala puede calcularse en los casos en los que el bucle de abonado es un cable PE de 0,4 mm y de 0,5 mm. A continuación se muestra el resultado. Los gráficos muestran que el factor de escala depende de la frecuencia, pero también depende de la impedancia característica del bucle de abonado. Por lo tanto, no es posible encontrar un único factor de escala que cubra todos los casos.

El análisis demuestra que el anulador de eco disminuye la energía de la onda incidente con relación a la de la onda reflejada - ésta es de hecho la idea de un anulador de eco. La ventaja es que el intervalo dinámico de recuperación de los ecos débiles no está probado cuando se ha suprimido el eco en el terminal cercano. La desventaja es que la energía de la onda incidente no puede ser hallada directamente a partir de la respuesta de eco medida.

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La Ref.[4] demuestra cómo la estimación de la pérdida en el cable llega a ser errónea si no se tiene en cuenta el término de corrección del factor de escala.

Nuevamente, para ilustrar la importancia del factor de escala, se usa el modelo de simulación para estimar la pérdida en el cable a 300 kHz para un cable PE de 0,4 mm a longitudes diferentes. Aquí se aplica el procedimiento descrito en la Ref.[4]. En la Figura 14 la pérdida en la envolvente es la pérdida basada en el cociente entre las envolventes de la onda incidente y reflejada. De la Figura 13 el factor de escala a 300 kHz para el cable PE de 0,4 mm es aproximadamente 12,5 o 10,9 dB. Si el factor de escala de esta magnitud se añade a la pérdida en la envolvente aparece la pérdida en el cable. Finalmente, también en la Figura 4, se muestra la pérdida nominal en el cable para comparación.

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Es posible en el modelo de simulación desactivar el anulador de eco. Si se hace esto, se producen los siguientes resultados de la pérdida estimada en el cable. Esto ilustra claramente el efecto del anulador de eco en las envolventes.

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Anejo A

Verificación del modelo de simulación

Con el fin de verificar el modelo de simulación se han realizado medidas en una unidad DAFE 708. Los condensadores en serie entre el CODEC y la línea activador/receptor están desconectados en el lado del CODEC. Se aplica la señal de transmisión e_{in} a los condensadores a través de un transformador de equilibrio 50/100 \Omega. Los condensadores en serie en el lado de recepción tienen un terminal conectado a tierra a través de dos resistores de 12 k\Omega para simular la impedancia de entrada del CODEC. El voltaje de salida v_{out} es medido con un amplificador de ensayo diferencial de alta impedancia. Un simulador de cable está conectado a la interfaz de línea para simular bucles diferentes.

Para las medidas se ha usado el siguiente equipo:

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La función de transferencia de eco se mide con el analizador de red. La impedancia de entrada del bucle simulado se mide con el conjunto de accesorios de parámetro S unido al analizador de red.

Primero se compara la impedancia Z_{IN} de entrada del simulador de cable con la misma impedancia calculada a partir de las fórmulas de la línea. A continuación, en la Figura 6 se muestra el resultado para un cable PE de 0,5 mm (ETSI bucle #2) con una longitud de 500 m con terminales abiertos. Parece haber un acuerdo razonable entre los resultados medidos y calculados casi hasta 1 MHz (ángulo de fase solamente hasta 500 kHz). Se han observado resultados similares en otras longitudes de bucle.

En la Figura 17, que viene a continuación, la impedancia de carga de activador Z_{L} se simula usando las expresiones de la matriz en cadena combinadas del transformador de línea y del filtro OOB. Se comparan dos casos 1) Z_{L} calculada a partir de la versión de Z_{IN} de línea de transmisión, y 2) Z_{L} calculada a partir de la impedancia Z_{IN} de entrada medida. Nuevamente los dos conjuntos de resultados están claramente cerca unos de otros.

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Ahora la función H_{echo} de transferencia de eco se simula usando la expresión deducida en la sección 2.4. Los dos resultados de la impedancia de carga del activador Z_{L} mencionados antes se usan en el cálculo de H_{echo}. Las versiones simuladas de H_{echo} se comparan con la función de transferencia de eco medida con el analizador de red. El resultado puede ser encontrado en la Figura 18. Los tres gráficos están cerca entre sí hasta 1 MHz. Esto se hace probablemente más evidente en la Figura 19, en la que H_{echo} está dibujado a una escala lineal.

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Los resultados parecen indicar que el modelo de simulación proporciona una función de transferencia de eco que está razonablemente cerca de lo que puede ser medido en la unidad DAFE 708. Sin embargo, si se aumenta la longitud de bucle el acuerdo entre las versiones medida y simulada de H_{echo} se hace menos satisfactorio, como se ve en la Figura 19 y en la Figura 20. La razón real de esta discrepancia no está totalmente aclarada. Una explicación podría ser que cuando aumenta la longitud de bucle la impedancia de carga Z_{L} se acerca a la impedancia de detección K*Z_{s} a escala, que conduce a una pérdida de eco creciente. Con una pérdida de eco alta H_{echo} se hace muy sensible incluso con pequeños cambios en los valores de los parámetros del activador/receptor de la línea. El modelo de simulación de PBM 39714 es solamente un micromodelo, que probablemente no caracteriza totalmente al dispositivo.

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Referencias

[1] ETSI TS 101 388

Transmisión y multiplexado (TM); Acceso a sistemas de transmisión en cables de acceso; Línea digital asimétrica de abonado (ADSL) - Requerimientos específicos europeos, 2002-05.

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[2] ANA2812B

Terminal frontal analógico para ADSL con PBM 39714.

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[3] 4/0363-FCP 105 581

Ecuaciones deducidas durante el Ensayo de Bucle y Seminario de Cualificación 2002-03-21.

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[4] ANA 3255 A

SELT usando la Respuesta de Impulso de Eco.

Claims (11)

1. \global\parskip0.930000\baselineskip

   1. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal, SELT, de una línea de señales (2), incluyendo el método:

   -

   conectar (401) un equipo de comunicaciones 83) a un terminal remoto de la línea de señales;

   -

   conectar (402) un dispositivo de ensayo (TD1) a un terminal cercano de la línea de señales;

   -

   realizar una medida SELT,

   en el que el equipo de comunicaciones (3) está transmitiendo (403) señales de saludo (HS1) intermitentes en la línea de señales (2),

   caracterizado porque, el método incluye también los pasos de:

   -

   detectar (404) las señales de saludo (HS1) en el dispositivo de ensayo (TD1);

   -

   detener (405) las señales de saludo durante al menos un intervalo de tiempo (TI1) de duración predeterminada;

   -

   realizar (406) la medida SELT en dicho al menos un intervalo de tiempo (TI1).

2. 2. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 1, en el que las señales de saludo (HS1) son detenidas repetidamente.
3. 3. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con las reivindicaciones 1 ó 2, en el que el dispositivo de ensayo es un transceptor (1) con fines de comunicación.
4. 4. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 3, en el que se realiza un proceso de calibrado del transceptor (1) para fines de comunicación, incluyendo el método:

   -

   seleccionar (601) un transceptor (31) que tiene el mismo tipo de soporte físico que dicho transceptor para fines de comunicación y que incluye el transceptor con fines de comunicación;

   -

   conectar (603) al menos tres impedancias (9), cada una de un valor predeterminado, a una conexión (5) de línea del transceptor seleccionado (31);

   -

   generar (606) para el transceptor seleccionado (31) funciones de transferencia de eco (H_{echo}(f)) dependientes de la frecuencia utilizando dichas al menos tres impedancias (9) y las señales de prueba (vt_{in}, vt_{out}); y

   -

   generar (608) valores del modelo de transceptor (Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f), H_{\infty}(f)) con la ayuda de dichas funciones de transferencia de eco (H_{echo}(f)) y los correspondientes valores de la impedancia (9), incluyendo dichos valores del modelo una función una función de transferencia de eco (H_{\infty}(f)) para tal transceptor de ensayo (21) con la conexión de línea abierta (5), un valor de impedancia del transceptor (Z_{hyb}(f) visto desde el lado de la línea (2) y un producto (Z_{ho}(f)) de dicho valor de impedancia del transceptor (Z_{hyb}(f)) y una función de transferencia de eco (H_{0}(f)) del transceptor (31) con conexión de línea en cortocircuito (5).

5. 5. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 4, que incluye almacenar (609) los valores del modelo de transceptor (Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f), H_{\infty}(f)) para realizar el proceso de calibrado.
6. 6. Un método de ensayo de bucle en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con las reivindicaciones 4 ó 5, que incluye almacenar (611) los valores del modelo de transceptor (Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f), H_{\infty}(f)) en dicho transceptor (1, 12) con fines de comunicación.
7. 7. Una disposición en un ensayo de bucle en un solo terminal, SELT, de una línea de señales (2), incluyendo la disposición:

   -

   un dispositivo de ensayo (TD1) que tiene conexiones (5) de un terminal cercano de la línea de señales;

   -

   un dispositivo receptor (RE1) en el dispositivo de ensayo, que está dispuesto para detectar señales de saludo (HS1) intermitentes recibidas en la línea de señales (2) desde un equipo de comunicaciones (3) en un terminal remoto de la línea de señales;

   -

   un dispositivo emisor (SH1, SD1) en el dispositivo de ensayo, que está dispuesto para transmitir un mensaje con detenciones (NAK-EF) a la línea de señales (2), deteniendo el mensaje con detenciones las señales de saludo desde el equipo de comunicaciones (3) durante al menos un intervalo de tiempo (TI1) de una duración predeterminada;

   -

   estando dispuesto el equipo emisor (SD1) para transmitir una señal (S1) de ensayo de bucle a la línea de señales (2), y estando el dispositivo receptor (RE1) dispuesto para recibir una señal reflejada (S2) desde la línea de señales (2), estando dispuesto el dispositivo de ensayo para realizar la medida SELT en dicho al menos un intervalo de tiempo (TI1).

8. 8. Una disposición en un ensayo de bucle, SELT, en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 7, en la que el dispositivo emisor (SH1, SD1) en el dispositivo de ensayo está dispuesto para transmitir un mensaje con detenciones (NAK-EF) repetidamente a la línea de señales (2).
9. 9. Una disposición en un ensayo de bucle, SELT, en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con las reivindicaciones 7 u 8, en la que el dispositivo de ensayo (TD1) es un transceptor (1, 31) apropiado para fines de comunicación.
10. 10. Una disposición en un ensayo de bucle, SELT, en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 9, incluyendo la disposición en un modo de calibrado:

    -

    un dispositivo de medida (32) para generar, en un proceso de calibrado, valores de calibrado del transceptor con la ayuda de al menos tres impedancias (9) y señales de prueba (vt_{in}, vt_{out}), teniendo cada una de las impedancias (9) un valor predeterminado y estando conectada a la conexión (5) de la línea del transceptor (1, 31);

    -

    estando el dispositivo de medida (32) dispuesto para generar una función de transferencia de eco (H_{echo}(f)) del transceptor de ensayo; y

    -

    estando el dispositivo de medida (32) dispuesto para generar valores del modelo de transceptor (Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f), H_{\infty}(f)) con la ayuda de dicha función de transferencia de eco (H_{echo}(f)) y los correspondientes valores (9) de la impedancia, incluyendo dichos valores del modelo una función de transferencia de eco (H_{\infty}(f)) del transceptor (1, 31) con conexión (5) de línea abierta, un valor de impedancia del transceptor (Z_{hyb}(f)) visto desde el lado de la línea (2) y un producto de dicho valor de impedancia del transceptor (Z_{hyb}(f)) y una función de transferencia de eco (H_{0}(f)) del transceptor (1, 31) con conexión (5) de línea en cortocircuito.

11. 11. Una disposición en un ensayo de bucle, SELT, en un solo terminal de una línea de señales (2) de acuerdo con la reivindicación 10, incluyendo la disposición una memoria (12, 33) para almacenar los valores del modelo de transceptor (Z_{ho}(f), Z_{hyb}(f), H_{\infty}(f)).