ES2226770T3 - Circuito electronico. - Google Patents

Abstract

Un circuito para la generación y distribución de señales de regulación de secuencia temporal, el cual comprende un recorrido de señal (15), formado por al menos un primer lazo o bucle (15a) y un segundo bucle (15b), de tal manera que los primer y segundo bucles forman una línea de transmisión y están enlazados entre sí para constituir un único recorrido conductor continuo para la energía, que logra la inversión de la fase de la señal, y en el cual se han conectado medios activos regenerativos asociados (21), entre dichos primer y segundo bucles (15a, 15b).

Description

Circuito electrónico.

La invención se refiere a circuitos electrónicos relativos a señales de regulación de secuencia temporal y a su producción y distribución; a osciladores como fuentes de suministro de dichas señales de regulación de secuencia temporal; y a comunicaciones de acuerdo con señales de regulación de secuencia temporal.

Los circuitos y sistemas para el procesamiento de datos electrónicos digitales requieren señales de regulación de secuencia temporal para sincronizar las actividades del tratamiento de los datos. De manera habitual, tales señales de regulación de secuencia temporal incluyen una señal principal de regulación de secuencia temporal, de la cual pueden obtenerse otras señales de regulación de secuencia temporal. Se hace referencia por lo común a dicha señal principal de regulación de secuencia temporal como señal "de reloj". A menudo resulta deseable tener una señal de reloj que esté disponible en más de una fase.

Un ejemplo de señal de reloj de dos fases es el caso en que las señales de reloj disponibles tienen una diferencia de fases de 180 grados, tales como las que se emplean a menudo para los circuitos lógicos dinámicos y los circuitos de registro de desplazamiento. Un ejemplo de señal de reloj de cuatro fases es el caso en que las señales de reloj disponibles presentan diferencias de fases sucesivas entre sí de 90 grados. Los circuitos integrados de semiconductores (ICs -"Integrated Circuits"- o chips) son entornos de soporte típicos, con frecuencia constituidos por chips o circuitos integrados a muy alta escala (VLSI -"very large scale integrated"), tales como los empleados en microprocesadores y memorias.

Históricamente, las modestas frecuencias de reloj de funcionamiento de hasta aproximadamente 50 MHz se satisfacían con el uso de un oscilador de reloj de cuarzo no integrado en el chip, con una distribución de señal sencilla de integración punto a punto en el chip. En la actualidad, a unas frecuencias de funcionamiento mucho más elevadas, que típicamente se encaminan al intervalo entre 300 MHz y 1 GHZ, los problemas inherentes a la distribución de una manera integrada en el chip, asociados a la reflexión y a la distorsión o sesgo, han llegado a ser altamente significativos, puesto que las anchuras/duraciones de la señal binaria ya no son mucho más cortas que los impulsos de la señal de reloj. La progresión natural de los diseños de ICs significará que los chips lleguen a ser físicamente mayores y funcionalmente más complejos, lo que se añadirá a estos problemas.

La generación de la señal de reloj se realiza típicamente en la actualidad por medio de la multiplicación en frecuencia partiendo de osciladores de reloj de cristal no integrado en el chip que utilizan circuitos de control de bucle bloqueado en fase (PLL -"phase locked loop") y de integración en el chip, los cuales ocupan una valiosa área en el chip, consumen una potencia considerable y adolecen de problemas asociados a las reflexiones de la señal, a la formación de cargas capacitivas y a la disipación de la potencia, que limitan en la práctica la frecuencia máxima de funcionamiento. La distribución de la señal de reloj relativa a lo anterior comprende por lo habitual la disposición en árbol de circuitos operacionales provistos de cadenas de registros de almacenamiento intermedio para la amplificación o reforzamiento de la señal de reloj, a ciertos intervalos. Incluso así, la variabilidad de los parámetros de procesamiento de los semiconductores, incluyendo el interior de los registros de almacenamiento intermedio, lleva consigo unos retardos de fase indeseables e impredecibles (distorsión) en diferentes posiciones del chip, lo que puede, en consecuencia, afectar negativamente a un funcionamiento sincrónico fiable y a la comunicación, incluso entre las áreas vecinas de un chip. Como consecuencia de ello, los ICs tienen a menudo que hacerse funcionar a unas velocidades menores que las máximas velocidades de transmisión para las que han sido diseñados. De hecho, los fabricantes de ICs están incluso invirtiendo las tendencias largamente aceptadas con el uso de tamaños de chip más pequeños en sus últimos ICs.

El desarrollo de chips "de sistemas integrados sobre silicio" más sencillos está viéndose obstaculizado por la falta de soluciones viables para una sincronización fiable mediante señal de reloj de chips de alta densidad con una gran área. Es digno de mencionarse el hecho de que las velocidades de transmisión de las señales de reloj tienden a limitarse a menos que aproximadamente 1 gigahercio, a pesar de que las características de los transistores para ICs del tipo MOSFET les permiten conmutar a 25 gigahercios (GHz) o más.

Esta invención surge básicamente de la búsqueda de alguna solución alternativa que reduzca, al menos, las exigencias de superficie y/o de consumo de potencia de las disposiciones de PLL de construcción integrada en el chip, y que, de manera adicional, acometa y resuelva en algún grado útil, en la medida de lo posible, los problemas asociados a la distribución de las señales de reloj.

Desde un punto de vista o enfoque amplio, esta invención reside en la concepción y realización de un método y de unos medios para integrar eficazmente o combinar de una forma sinérgica la distribución de impulsos repetitivos o señales cíclicas con medios activos para producir y mantener estas señales. Se proporciona una estructura compuesta electromagnética/de semiconductores que genera y distribuye de forma simultánea señales de regulación de secuencia temporal que incluyen una señal de reloj principal. Un camino adecuado para dicha señal exhibe una continuidad electromagnética sin fin o que se cierra sobre sí misma, lo que permite realizar la inversión de fase de señal en una señal del tipo de onda electromagnética, con la intermediación, de forma conveniente, de medios regenerativos asociados al recorrido.

De acuerdo con la presente invención, como se reivindica en ella, se han proporcionado una señal de regulación de secuencia temporal y un circuito de distribución que comprende un recorrido de señal formado por al menos un primer lazo o bucle y un segundo bucle, en el cual los primer y segundo bucles forman una línea de transmisión y están conectados entre sí para constituir un recorrido o camino "único de conducción continua de energía", lo que permite la inversión de la fase de la señal, y en el cual se han conectado, entre dichos primer y segundo bucles, medios regenerativos activos asociados.

La presente invención proporciona adicionalmente unos circuitos electrónicos que comprenden al menos dos circuitos integrados de semiconductores (Ics -"integrated circuits"), cada uno de los cuales está destinado, de acuerdo con la invención, a una de dichas señales de regulación de secuencia temporal similares entre sí, así como una interconexión de circuitos integrados, dispuesta entre los recorridos de señal de cada uno de los ICs, a lo largo de una longitud eléctrica y en ciertas posiciones de los recorridos de señal, a fin de coordinar la coherencia en frecuencia y en fase de uno de los ICs con respecto al otro de los ICs.

Se ha desarrollado con éxito un aspecto racionalmente fundamentado de la invención que aquí se expone, según el cual la constante de tiempo de un impulso repetitivo o de señales cíclicas guarda relación con la longitud eléctrica de dicho recorrido de señal de los medios de distribución de señal, y viene definida en la práctica por la misma. Se prefiere una onda electromagnética en desplazamiento y que circula electromagnéticamente y en ciclos indefinidos, de manera continua a través de dicho recorrido o camino de señal, cuando su tiempo de tránsito por el recorrido de señal determina dicha constante de tiempo.

Se ha encontrado, de manera interesante y bastante sorprendente, que esto conduce a una producción directa particular e inventiva de señales cíclicas con forma de impulso que tienen inherentemente unas características de elevación y descenso bruscos o rápidos, es decir, que son ya "cuadradas" desde su generación, en lugar de tener que recurrir a una acción de "cuadratura" sobre una señal de base con una forma intrínseca substancialmente sinusoidal, tal como era la práctica convencional hasta el presente. En efecto, dicha definición o determinación racionalmente fundamentada de la longitud eléctrica/constante de tiempo de tránsito de la señal, de la invención que aquí se expone, conduce, de forma conveniente y ventajosa, al hecho que dicha longitud eléctrica, o uno de dichos tránsitos de señal, define eficazmente, en primer lugar, un trayecto de señal unipolar de medio ciclo y, a continuación, o subsiguientemente a dicho tránsito de señal, completa efectivamente la definición de un ciclo completo bipolar que comprende dos trayectos opuestos de medio ciclo. Dicha longitud eléctrica corresponde, de esta forma, a 180 grados para cada uno de los dos trayectos de impulso sucesivos de dicho ciclo bipolar completo.

Con respecto a esto, se considera que los aspectos inventivos específicos que conducen a dicha fundamentación racional implican señales de una naturaleza de onda viajera o en desplazamiento en el recorrido de distribución de señal que se considera, el cual presenta para ello una naturaleza propagante adecuada, típicamente con la forma de una línea de transmisión de ciclo cerrado o sin fin, que presenta adicionalmente un efecto transponedor y produce una acción inversora asociada a los ciclos de recirculación de las señales deseadas.

En un aspecto inventivo específico referente a esto, las señales cíclicas y repetitivas deseadas comprenden medios para la propagación de ondas viajeras en recirculación, con los que se consigue de forma eficaz la rotación alrededor de los mismos de una onda viajera deseada y que establecen o determinan la duración de cada trayecto de la señal, con la intermediación de medios de regeneración activos que pueden ser de una naturaleza conmutadora y amplificadora, de forma conveniente, un amplificador inversor bidireccional o en ambos sentidos, y que aportan la energía necesaria y establecen una elevación y un descenso relativamente cortos en los extremos de cada trayecto de señal.

Se proporciona como ejemplo de medios de propagación de onda en desplazamiento o viajera adecuados, que presentan un efecto transponedor deseado con respecto a los medios de inversión activos, según son vistos por la onda viajera en tránsito, una anchura física retorcida a lo largo de su longitud y destinada a conectarse por sus lados opuestos a la entrada y a la salida de los medios de inversión, tal como, por ejemplo, una banda o cinta de Moebius, y provista incluso de bloques de circuitos funcionales en una o en ambas caras de la misma, o que abracen a modo de horquilla sus disposiciones o elementos para la propagación de la onda viajera. Al menos en ese caso, la integración de los elementos para la inversión y la propagación de la onda viajera de los medios de señal cíclica que aquí se describen, podría darse hasta un grado en el que la totalidad de su longitud fuese de una naturaleza de inversor de semiconductor continuo, al menos con el uso de tecnología CMOS.

Sin embargo, con vistas a una implementación plana de los medios de propagación de la onda viajera, una forma típica de línea de transmisión se sirve de elementos conductores separados entre sí y que siguen un cierto recorrido, consiguiéndose el anteriormente mencionado efecto de torsión de tipo Moebius sin necesidad de más que un cruzado unos sobre otros, y de forma aislada entre sí, de estos elementos conductores separados. Una alternativa sería el uso de un transformador de inversión de línea de transmisión en, o en asociación con, una forma de línea de transmisión diferente para los medios de propagación de desplazamiento.

Un aspecto inventivo de una implementación ejemplar relacionada con esto se sirve de disposiciones o elementos conductores separados a modo de formaciones de traza o pista, cada uno de los cuales tiene substancialmente la misma longitud y está transpuesto en el camino entre la entrada y la salida de al menos una disposición o elemento inversor conectado a, y preferiblemente entre, estas pistas conductoras. En la práctica, al menos en el caso de que el elemento inversor tenga una extensión menor que aproximadamente el 1% a lo largo de los elementos conductores, existirá, preferiblemente, una pluralidad de elementos inversores separados a lo largo de los elementos conductores o pistas -a menos que esta invención esté destinada a funcionar como un oscilador de onda estacionaria.

Los medios inversores preferidos son de naturaleza bidireccional, tal como un par de inversores opuestos dispuestos lado con lado o apoyándose el uno en el otro por sus partes posteriores; y dicha disposición facilita la generación simultánea y directa de componentes de señal cíclica substancialmente idénticas y en oposición de fase.

Los resultados particularmente interesantes y ventajosos que se obtienen de esta invención incluyen el hecho de proporcionar una señal de regulación de secuencia temporal con un consumo de potencia extremadamente bajo que puede limitarse en la práctica a las pérdidas en la línea de transmisión y en la acción inversora, es decir, a un máximo o límite superior prácticamente despreciable a través de la disposición o disposiciones inversora(s), así como el hecho de que la extracción hacia el circuito operacional se realiza fácilmente, por ejemplo, por medio de unos caminos de conexión ligeros bidireccionales o en ambos sentidos, de naturaleza resistiva pasiva y/o capacitiva y/o inductiva, o a modo de línea de transmisión, o bien unidireccionales, por ejemplo, con el uso de diodos o inversores, etc., como se describirá con más detalle.

Otro de los resultados que se obtienen de ella es que, al menos en principio y en ausencia de imperfecciones de fabricación, el suministro de señal cíclica que en ella se hace no tiene ninguna preferencia intrínseca en ninguna de las direcciones de desplazamiento o sentidos de rotación de la propagación de la onda viajera, si bien puede preestablecerse o imponerse alguna por medio de dichos espacios de separación preestablecidos o de otras diferencias entre los medios inversores o dentro de los mismos.

Los propósitos y aspectos inventivos de lo que aquí se expone, por lo que respecta a los generadores de impulsos y a los osciladores como tales, incluyen estructuras de línea de transmisión que utilizan capas de metal conductor y de dieléctrico aislante de una forma que es compatible con la fabricación de ICs en general y, en particular, con los circuitos regenerativos asociados a la línea de transmisión como tal, típica y convenientemente formados por debajo y conectados a través de aberturas de paso; las disposiciones en cruce y aisladas o las partes de transformación de línea de transmisión separadas que se requieren se forman, de la misma manera, con facilidad, con la inclusión de elementos tales como conexiones de salto de abertura de paso para las disposiciones en cruce; la interconexión inestable de CC (corriente continua), de resultado ventajoso, de los terminales de elementos tales como los inversores bidireccionales, empleados como los medios regenerativos; la detección sincrónica y la acción de rectificación en puente de los inversores bidireccionales preferidos; el reforzamiento de la acción secuencial de dichos inversores bidireccionales, incluyendo el reciclado de la energía eléctrica por lo que respecta a las fuentes de suministro; etc.

Además, existen aspectos inventivos de la invención en lo que respecta a la interconexión/interacoplamiento, o acoplamiento mutuo, de los circuitos de generación y de distribución de señales de regulación de secuencia temporal de la misma, ya sea por conexión directa o a través del intercambio o compartición de campos magnéticos y/o eléctricos; y a la realización de esto mismo sobre la base de una auto-sincronización, que se hace extensiva a diferentes frecuencias, particularmente con una relación de harmónicos impares. El acoplamiento mutuo y la coordinación entre las ICs tienen, de por sí, y también en combinación con la transferencia de los datos, un mérito innovador e inventivo importante.

Otros aspectos y características de la presente invención se pondrán de manifiesto más adelante en esta Descripción y/o se establecen en las reivindicaciones independientes o dependientes, cuyo texto se ha de considerar como incorporado a lo que aquí se expone.

Con el fin de lograr una comprensión satisfactoria de la invención, se describirá a continuación una realización práctica específica de la invención, proporcionada a modo de ejemplo y que se ilustra haciendo referencia a los dibujos esquemáticos que se acompañan, en los cuales:

la Figura 1 es un esbozo de diagrama de una estructura de línea de transmisión de acuerdo con la invención;

la Figura 2 muestra una cinta de Moebius;

la Figura 3 es un esbozo de diagrama de circuito correspondiente a un oscilador de onda viajera de acuerdo con la invención;

la Figura 4 es otro de diagrama de circuito esquemático de un oscilador de onda viajera de acuerdo con la invención;

las Figuras 5a y 5b son circuitos equivalentes para modelos eléctricos distribuidos de una porción de una línea de transmisión de acuerdo con la presente invención;

la Figura 6a muestra unos gráficos idealizados de respectivas formas de onda de salida diferenciales de acuerdo con la invención;

la Figura 6b ilustra la relación existente entre el retardo de propagación, la longitud eléctrica y la longitud física de una línea de transmisión de acuerdo con la invención;

\newpage

las Figuras 7(i)-7(ix) son gráficos idealizados que ilustran la fase de formas de onda de señal de acuerdo con la invención;

la Figuras 8a-8c ilustran una puesta en fase instantánea de una forma de onda en un oscilador de línea de transmisión de acuerdo con la presente invención;

la Figura 9 es una vista en sección transversal de una parte de una línea de transmisión comprendida en un IC;

las Figuras 10a y 10b son un circuito esquemático y gráficos idealizados para una versión de onda estacionaria;

la Figura 11 es un esbozo de un fragmento de una línea de transmisión, provisto de un transformador de inversión;

la Figura 12 muestra un par de inversores en configuración de espalda con espalda o adosada, a través de una porción de una línea de transmisión;

las Figuras 13a y 13b son unos diagramas esquemático y de circuito equivalente de unos inversores de CMOS en configuración de espalda con espalda;

la Figura 14a detalla elementos de condensador o capacitivos de una línea de transmisión, conjuntamente con transistores de CMOS;

la Figura 14b representa un diagrama de circuito equivalente al de la Figura 14a;

la Figura 15 muestra conexiones de sección adaptadora de líneas capacitiva en una línea de transmisión;

la Figura 16 muestra una conexión para osciladores de línea de transmisión de auto-sincronización;

las Figuras 17a-17c muestran otras conexiones para osciladores de línea de transmisión de auto-sincronización;

la Figura 18 es una representación esquemática equivalente de la Figura 13a;

las Figuras 19a y 19b muestran la conexión de cuatro osciladores de línea de transmisión;

las Figuras 20 y 21 muestran osciladores de línea de transmisión auto-sincronizados y acoplados magnéticamente;

la Figura 22 muestra tres osciladores de línea de transmisión auto-sincronizados y acoplados magnéticamente;

la Figura 23 muestra la conexión de osciladores de líneas de transmisión de auto-sincronización, que funcionan a diferentes frecuencias;

la Figura 24 muestra un ejemplo de una red de distribución de reloj para un IC monolítico;

la Figura 25 muestra una implementación en 3 dimensiones para los sistemas de regulación de secuencia temporal de acuerdo con la invención;

las Figuras 26a y 26b muestran ejemplos de puntos de toma de extracción de fase doble;

la Figura 27 muestra tres osciladores de línea de transmisión dispuestos concéntricamente;

las Figuras 28a y 28b muestran una línea de transmisión que tiene una conexión de lazo o bucle cruzado;

la Figura 29a muestra una configuración de línea de transmisión para señales de cuatro fases;

la Figura 29b muestra formas de onda de señal de cuatro fases resultantes idealizadas;

la Figura 30 muestra una conexión de línea de transmisión terminada en extremo abierto;

la Figura 31 guarda relación con la coordinación de frecuencia y fase para dos ICs;

la Figura 32a se refiere a la transferencia de datos para los ICs coordinadas en frecuencia y en fase;

las Figuras 32b-32e ilustran circuitos de retención o mantenimiento de datos para el sistema de la Figura 32a;

la Figura 33 muestra condensadores dispuestos en derivación y seleccionables digitalmente, del tipo de MOSFET; y

la Figura 34 ilustra la carga capacitiva y el encaminamiento de los datos y/o de la potencia a través de una línea de transmisión.

Descripción detallada de las realizaciones que se ilustran

Las líneas de transmisión conocidas pueden inscribirse, en un sentido amplio, en dos categorías, por cuanto que son, bien de extremo abierto o bien con una terminación específica, ya sea parcial o totalmente. Las líneas de transmisión, tal como aquí se proponen, son diferentes, ya que ni están dotadas de terminación ni son de extremo abierto. Ni siquiera son carentes de terminación, en el sentido en que podría interpretarse esta expresión hasta el presente; y se consideran aquí, en cuanto al hecho de que carecen de terminación, como constitutivas de un aspecto estructural de la invención, incluyendo la razón de que permiten que un recorrido de señal presente una continuidad electromagnética de ciclos indefinidos o sin fin.

La Figura 1 muestra una tal línea de transmisión 15 como una estructura que, por lo demás, se observa que es cerrada o sin fin y que comprende específicamente una única formación conductora "inicial" continua 17, la cual se muestra formando dos pistas paralelas y, en general, separadas apropiadamente entre sí, constituidas como bucles 15a, 15b con un cruce indicado por la referencia numérica 19, que no comprende ninguna conexión eléctrica local del conductor 17. En ella, la longitud del conductor inicial o de partida 17 se toma como S, y corresponde a dos "vueltas" de la línea de transmisión 15, según se definen como comprendidas entre las pistas en bucle separadas 15a y 15b, y a través del cruce 19.

Esta estructura de la línea de transmisión 15 tiene una equivalente plana en una banda de Moebius, véase la Figura 2, en la cual una banda sin fin con un único retorcimiento o torsión de 180º tiene la notable propiedad topológica de transformar efectivamente una banda de partida de dos lados y dos bordes, pero que se ha retorcido y unido por sus extremos, de modo que tenga tan solo un lado y un borde; véanse las flechas que siguen de forma indefinida la línea central de la banda. Desde cualquier posición a lo largo de la banda, el retorno se hará con los bordes de partida izquierdo y derecho dados la vuelta, invertidos o transpuestos. Lo mismo será cierto para cualquier número impar de dichos retorcimientos a lo largo de la longitud de la banda. Dicha banda de material conductor tendrá el comportamiento que se requiere para los recorridos de señal de las realizaciones de esta invención, y constituye otro aspecto estructural de la invención. Un substrato flexible permitirá la implementación de una verdadera estructura de línea de transmisión de banda de Moebius, es decir, con una torsión gradual o progresiva que podría resultar ventajosa en comparación con el cruce equivalente plano 19. Se forma así una placa de circuito impreso flexible que, con sus ICs montados en ella, es considerada como una propuesta factible.

La Figura 3 es un diagrama de circuito de un generador de impulsos, en realidad, un oscilador, que utiliza la línea de transmisión 15 de la Figura 1, y que tiene adicionalmente, de manera específica, una pluralidad de medios de regeneración activos separados entre sí, convenientemente en la forma de unos circuitos conmutadores/amplificadores, de inversión y bidireccionales 21, conectados entre las pistas conductoras en bucle 15a, 15b. Los circuitos 21 se ilustran adicionalmente en esta realización particular como comprendiendo dos inversores 23a, 23b que están conectados en configuración de espalda con espalda o adosada. La alternativa la constituyen medios regenerativos que se basan en una resistencia negativa, en una capacidad negativa, o que son, de otra forma y convenientemente, no lineales y regenerativos (tales como los diodos de Gunn), o bien son de la naturaleza de una línea de transmisión. Se prefiere que los circuitos 21 sean varios y estén distribuidos a lo largo de la línea de transmisión 15, y, de forma adicionalmente preferida, uniformemente o substancialmente uniformemente; también se prefiere que se dispongan en un gran número, por ejemplo, de hasta 100 ó incluso más, prefiriéndose adicionalmente que sean tantos, y cada uno sea tan pequeño, como sea razonable en la práctica.

Los inversores 23a, 23b de cada amplificador de conmutación 21 tendrán las conexiones operativas habituales a los carriles o barras de alimentación relativamente positiva y negativa, por lo común V+ y GND (tierra -"ground"), respectivamente. Los respectivos terminales de entrada/salida de cada circuito 21 se muestran conectados a la línea de transmisión 15 entre los bucles 15a y 15b, con una separación que es substancialmente máxima a lo largo del conductor efectivamente individual 17, de tal manera que cada uno de ellos se encuentra substancialmente a medio camino con respecto al otro en torno a la línea de transmisión 15.

La Figura 4 es otro diagrama de circuito de un oscilador que se sirve de una estructura de línea de transmisión de acuerdo con la invención, si bien provista de tres cruces 19a, 19 y 19c, y, por tanto, de la misma propiedad volteadora/inversora/transponedora a modo de banda de Moebius que se aplica en la Figura 3.

Las formas rectangular y circular mostradas para la línea de transmisión 15 se dan por razón de la conveniencia de la ilustración. Pueden ser de cualquier forma, incluyendo una forma geométricamente irregular, siempre y cuando tengan una longitud apropiada para la frecuencia de funcionamiento deseada, es decir, de modo que una señal que abandona un amplificador 21 llegue de vuelta invertida, después de completar una "vuelta" a la línea de transmisión 15, es decir, que, efectivamente, la distancia de separación entre los bucles 15a, b más el cruce 19, atravesada en un tiempo Tp, defina, en efecto, una anchura de impulso o tiempo de oscilación de medio ciclo de la frecuencia de funcionamiento.

Las ventajas de una distribución uniforme de los amplificadores 21 a lo largo de la línea de transmisión 15 son dobles. En primer lugar, al repartir la capacidad parásita que se acumula o concentra en la práctica en los amplificadores asociados 21 para una mejor y más fácil absorción al interior de la línea de transmisión, se reduce de esta forma la impedancia característica Zo y los efectos de reflexión de señal, y se mejora una definición defectuosa de la forma de la onda. En segundo lugar, la amplitud de la señal, determinada por las tensiones de alimentación V+ y GND, será substancialmente más constante a lo largo de toda la línea de transmisión 15, con lo que se compensarán mejor las pérdidas asociadas a los materiales conductores y dieléctricos de las líneas de transmisión. Una línea de transmisión 15 en bucle cerrado y continuo, y provista de medios de conmutación regenerativos 21, distribuidos de una forma substancialmente uniforme y conectados, puede asemejarse estrechamente a una estructura substancialmente uniforme que tiene la misma apariencia en cualquier punto. Una buena regla es que la capacitancia y la inductancia elementales (Ce y Le) asociadas a cada uno de los medios de conmutación regenerativos y que forman un circuito resonante de LC de depósito o acumulación en derivación, presenten una frecuencia de resonancia de ½\cdotpi\cdotraíz(Le\cdotCe) que sea mayor que la frecuencia de oscilación auto-sostenida F (F3, F5, etc.) de la línea de transmisión 15.

La Figura 5a es un circuito o modelo eléctrico equivalente y distribuido de una porción de una línea de transmisión 15 de acuerdo con la presente invención. En ella se muestran unos elementos resistivos (R) e inductivos (L), distribuidos en posiciones alternas y conectados en serie, es decir, R_{0} está conectado en serie con L_{1}, que, a su vez, está conectado en serie con R_{2}, y así sucesivamente para una porción de bucle 15a, mostrándose L_{0} conectado en serie con R_{1}, que está, a su vez, conectado en serie con L_{2}, y así sucesivamente para la porción adyacente del bucle 15b; y se ilustran los elementos capacitivos distribuidos C_{0} y C_{1} conectados en paralelo a través de la línea de transmisión 15, y, de esta forma, a los bucles 15a y 15b, entre los elementos resistivo/inductivo R_{0}/L_{1} y los elementos inductivo/resistivo L_{0}/R_{1}, respectivamente para C_{0}, y entre los elementos inductivo/resistivo L_{1}/R_{2} y los elementos resistivo/inductivo R_{1}/L_{2}, respectivamente para C_{1}; de tal manera que se mantienen substancialmente las identidades R0 = R1 = R2, L1 = L2 = L3 y C0 = C1, y el modelo ilustrado de RLC distribuido se extiende a lo largo de toda la longitud de la línea de transmisión 15. Aunque no se muestra, existirá en realidad un elemento resistivo parásito en paralelo con cada elemento capacitivo C, en concreto, su material dieléctrico.

La Figura 5b es un circuito o modelo eléctrico equivalente y distribuido, adicionalmente simplificado y alternativo, que no tiene en cuenta la resistencia, como se observa por el reemplazo de las que aparecen en la Figura 5a por una distribución adicional de elementos inductivos dispuestos en serie y que tienen la mitad (L/2) de su valor (L) en la Figura 5a. Este modelo resulta de utilidad para comprender los principios básicos del funcionamiento de las líneas de transmisión que incorporan la invención.

En el curso de una fase de "puesta en marcha", una vez que se ha aplicado potencia a los amplificadores 21, se iniciará la oscilación a partir de la amplificación del ruido intrínseco dentro de los amplificadores 21, por lo que será substancialmente caótica, aunque se estabilizará rápidamente en una oscilación a la frecuencia fundamental F, típicamente dentro de unos nanosegundos. Para cada amplificador 21, las señales respectivas procedentes de sus inversores 23a y 23b llegan de vuelta invertidas, después de haber experimentado un retardo en su propagación Tp alrededor de la línea de transmisión 15. Este retardo de propagación Tp es una función de los parámetros inductivo y capacitivo de la línea de transmisión 15; lo cual, expresado en henrios por metro (L) y en faradios por metro (C) con el fin de incluir toda la acumulación de carga capacitiva en la línea de transmisión, conduce a una impedancia característica Zo = SQR(L/C) y a una velocidad de tránsito de línea o de propagación o de fase Pv = 1/SQR(L/C). El reforzamiento, es decir, la amplificación selectiva, de las frecuencias para las que el retardo Tp es un sub-divisor entero de un tiempo de medio ciclo favorece a la frecuencia dominante más baja, es decir, la frecuencia fundamental F = 1/(2\cdotTp), para la cual se satisface la condición de sub-divisor. Todos los restantes múltiplos enteros de esta frecuencia satisfacen también esta condición de sub-divisor, pero la ganancia de los amplificadores 21 "cae", es decir, disminuye, para las frecuencias mayores, de tal forma que la línea de transmisión 15 se estabilizará rápidamente en la oscilación fundamental a la frecuencia F.

La línea de transmisión 15 presenta una continuidad electromagnética sin fin o indefinida, lo cual, conjuntamente con los rápidos tiempos de conmutación de los transistores preferidos contenidos en los inversores 23a y 23b, conduce a una forma o perfil de onda fuertemente cuadrado que contiene harmónicos impares de la frecuencia fundamental F en una oscilación efectivamente reforzada. A la frecuencia de oscilación fundamental F, e incluyendo las frecuencias de los harmónicos impares, los terminales de los amplificadores 21 aparecen substancialmente descargados, debido a que la línea de transmisión 15 se ha dispuesto en "bucle cerrado" sin forma de terminación alguna, lo que tiene como consecuencia muy deseable una baja disipación de la potencia y una escasa demanda de excitación. La inductancia y la capacitancia por unidad de longitud de la línea de transmisión 15 pueden ser alteradas de forma independiente, como puede ser también deseable y ventajoso.

La Figura 6a muestra una forma de onda idealizada para un amplificador de conmutación 21 que está provisto de inversores 23a y 23b. Las componentes de forma de onda de la oscilación, \Phi_{1} y \Phi_{2}, aparecen en los terminales de entrada/salida del amplificador 21 poco después de la fase de "puesta en marcha", y continúan durante el funcionamiento normal. Estas formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} son substancialmente cuadradas y diferenciales, es decir, presentan dos fases opuestas o inversas, al estar desfasadas 180 grados. Estas formas de onda diferenciales \Phi_{1} y \Phi_{2} cortan substancialmente por el punto medio (V+/2) de la amplitud máxima de la señal (V+). Este punto medio (V+/2) puede considerarse como el punto del "cero", puesto que en el instante en que ambas formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} se encuentran al mismo potencial, no está presente ningún flujo de corriente de desplazamiento ni se produce ninguna tensión diferencial entre las pistas de bucle conductor 15a y 15b. Para el aspecto preferido de esta invención referente a la onda viajera en recirculación, este punto de cero barre efectivamente las inmediaciones de la línea de transmisión 15 con unos tiempos de subida y de descenso muy rápidos y con definición muy "limpia" de forma de onda cuadrada. Este punto de cero constituye también, de forma eficaz, una tensión de referencia para los recorridos opuestos de una señal de reloj bipolar de ciclo completo.

Para la línea de transmisión 15, es conveniente considerar tanto las vueltas completas, según son recorridas por una onda en desplazamiento o viajera, como también la longitud total S de la pista conductora inicial o de partida 17, en términos de "longitud eléctrica". La Figura 6b ilustra las relaciones existentes entre el retardo de propagación o tiempo de tránsito (Tp), la longitud eléctrica en grados y la longitud física (S) de la línea/pista conductora de partida 17. Para cada una de las formas de onda en desfase \Phi_{1} y \Phi_{2}, y según se observa por una onda viajera que atraviesa repetidamente la línea de transmisión 15, cada recorrido de onda substancialmente cuadrado corresponde a una vuelta completa, esto es, a un tiempo de tránsito Tp, y los recorridos de onda opuestos sucesivos requieren dos vueltas consecutivas, es decir, dos tiempos de tránsito (2 x Tp). Una vuelta a la línea de transmisión 15 tiene, por tanto, una longitud eléctrica de 180 grados, y se necesitan dos vueltas para tener un ciclo de señal bipolar completo de 0º a 360º, es decir, correspondiente a las longitudes completas del conductor inicial 17.

A modo de ejemplo, podría formarse una longitud eléctrica de 180º correspondiente a una vuelta y a media longitud de onda a 1 GHz, a partir de una línea de transmisión de 50 mm que tuviese una velocidad de fase (Pv) que fuera el 30% de la velocidad de la luz (c), es decir, Pv = 0,3\cdotc, o bien de 5 mm y en la que Pv = 0,03\cdotc, o bien de 166 mm y en el espacio libre, es decir, en el que Pv = 1\cdotc.

Las Figuras 7(i) - 7(ix) muestran formas de onda \Phi_{1}, \Phi_{2} a través de un ciclo completo, hasta el comienzo del siguiente ciclo, específicamente a ocho distancias de separación de igual longitud eléctrica de 45º entre las posiciones de muestreo, a lo largo de la línea o pista conductora 17. Se presentan en la Figura 7(i) unas indicaciones de fase que pueden darse, como tales, en cualquier parte a lo largo de la pista 17, esto es, dos veces en torno a la línea de transmisión 15, y se han indicado de forma arbitraria los 0/360 grados correspondientes a la subida/caída de las formas de onda \Phi_{1}, \Phi_{2} 15. Tomando la Figura 7(i) como el instante t0, la Figura 7(ii) muestra las formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} en el instante t0 + (0,25Tp), después de recorrer un octavo (0,125S) de la longitud total S de la línea 17, y de atravesar, por tanto, un cuarto de la línea de transmisión 15, y una longitud eléctrica de 45º. Puede observarse fácilmente, de manera evidente de por sí, que los instantes t0 + (0,5Tp), t0 + (0,75Tp), t0 + (0,75Tp), ..., t0 + (2Tp), para los que se recorren 0,25S, 0,375S, 0,5S,..., 1,0S y 90, 135, 180,..., 360 grados, se aplican, respectivamente, a las Figuras 7(iii)-(ix).

Las Figuras 8a y 8b muestran esbozos esquemáticos del recorrido de la polaridad (mostrado con símbolos inscritos en círculos), del sentido de desplazamiento del flujo de corriente (mostrado con pequeñas flechas sobre la pista), así como de la fase instantánea en una posición arbitraria de 0 a 360 grados sobre la línea de transmisión electromagnéticamente cíclica o sin fin 15, cubriéndose dos vueltas de la misma (y, en consecuencia, la totalidad de la longitud del conductor continuo de partida 17). Tan solo se muestra una forma de onda electromagnética (EM) viajera y diferencial (por ejemplo, \Phi1) de la Figura 7, pero de modo que se propaga en rotación en torno a la línea de transmisión 15, en uno de los dos sentidos opuestos, es decir, en sentido horario (el sentido de giro de las agujas del reloj) o en sentido anti-horario (el sentido contrario al giro de las agujas del reloj). La otra forma de onda (\Phi_{2}) estará, naturalmente, desfasada 180º con respecto a la forma de onda que se ilustra (\Phi_{1}). El sentido real de rotación de la onda EM vendrá dado por el vector de Poynting, es decir, el producto vectorial de los vectores eléctrico y magnético. La región de cruce 19 no produce ninguna perturbación significativa en las señales \Phi_{1} o \Phi_{2} conforme la onda EM atraviesa esta región 19. En efecto, las rápidas transiciones de subida/descenso se desplazan en torno a la línea de transmisión a la velocidad de fase Pv, y los amplificadores de conmutación 21 sirven para amplificar las transiciones durante la primera conmutación entre los niveles de tensión de alimentación.

Las fases de las formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} pueden, para una línea de transmisión 15 de acuerdo con la invención, determinarse con precisión a partir de cualquier punto de referencia arbitrario de la línea de transmisión 15, por lo que tienen, en consecuencia, una fuerte coherencia y estabilidad de fase.

Unos amplificadores de conmutación 21 adecuados (ciertamente preferidos por lo que respecta a la tecnología de fabricación y puesta en práctica actuales de los ICs) para el funcionamiento bidireccional o en ambos sentidos, se basan en inversores del tipo MOSFET en configuración de espalda con espalda, 23a, b, para los cuales es posible proporcionar, a lo largo de las longitudes típicas de las estructuras de línea de transmisión de acuerdo con la presente invención, hasta bastante más de 1.000 pares de amplificadores inversores de conmutación.

La acción inversora bidireccional de los amplificadores de conmutación 21 es de una naturaleza de rectificación sincrónica. Los tiempos de subida y de descenso de las formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} son ciertamente muy rápidos en comparación con las señales de regulación de secuencia temporal convencionales hasta el presente, y están basados en el tiempo de tránsito de los electrones en los transistores de tipo MOSFET preferidos de los inversores 23a, b. Además, el reforzamiento está relacionado con el hecho de que la línea de transmisión 15 tiene una impedancia menor que cualquier transistor "conectado", en los inversores de los amplificadores de conmutación bidireccionales preferidos 21, si bien para una disposición totalmente en paralelo es, de forma ventajosa, del mismo orden. La conmutación de dichos inversores significa que cada amplificador 21 contribuye a la polaridad de la onda resultante a través de un pequeño impulso de energía, el cual, por simetría, debe propagarse en ambos sentidos, de tal manera que el impulso de onda EM dirigido hacia delante contribuye, por tanto, de la forma deseada. El impulso de onda EM en sentido inverso que se desplaza hacia atrás hasta el amplificador 21 previamente conmutado, tiene la misma polaridad que la que ya está presente en él, por lo que refuerza el estado conmutado que ya existía. Los recorridos óhmicos o resistivos entre los carriles o barras de alimentación de potencia y la línea de transmisión 15, a través de transistores "conectados" de los inversores o amplificadores preferidos 21, garantizan que la energía de dichos impulsos de onda electromagnética de sentido inverso es absorbida por estas barras de alimentación de potencia V+ y GND, es decir, se produce una útil conservación de la potencia.

Es de apreciar el hecho de que la realización práctica podría ser de un tipo distinto al de CMOS, por ejemplo, con el uso de dispositivos de inyección de canal N, dispositivos de extracción de canal P, transistores bipolares, dispositivos de resistencia negativa, tales como los diodos de Gunn, dispositivos de tipo MESFET, etc.

Con respecto a las líneas de transmisión 15 en sí mismas, un medio adecuado que es fácilmente aplicable a los ICs y PCBs, así como a las interconexiones, recibe generalmente el nombre de micro-banda, o guía de ondas coplanaria o línea de banda, y es un hecho bien conocido que puede conformarse litográficamente, es decir, mediante la conformación con un cierto diseño de elementos resistentes y el ataque superficial. Los dieléctricos utilizables en la práctica para una línea de transmisión integrada en un IC incluyen el dióxido de silicio (SiO_{2}), al que a menudo se hace referencia como óxido de campo, dieléctricos intermetálicos y los dieléctricos de substrato (los cuales pueden utilizarse al menos en estructuras semi-aislantes, por ejemplo, del tipo de aislante sobre silicio).

La Figura 9 es un corte transversal tomado a través de una porción de una formación de línea de transmisión integrada en el IC y proporcionada a modo de ejemplo, que comprende tres capas metálicas 56, 58 y 60, y dos capas dieléctricas 62 y 64. La capa metálica intermedia 58 se ilustra comprendiendo las dos pistas conductoras 15a y 15b de bucle de línea de transmisión, las cuales son, al menos nominalmente, paralelas. La capa de metal superior 60 puede utilizarse como un plano "de tierra" de corriente alterna (AC), y puede conectarse a la tensión de alimentación positiva V+, siendo el metal inferior 56 un plano "de tierra" que puede ser conectado a la tensión de alimentación negativa GND. Las capas dieléctricas 62 y 64 situadas entre las pistas metálicas de la línea de transmisión, indicada por la referencia 58, y los planos "de tierra" 56 y 58, se forman típicamente utilizando dióxido de silicio (SiO_{2}). La estructura completa ilustrada se considera como preferible, si bien puede no ser esencial en la práctica, es decir, por lo que respecta a la inclusión, ya sea de los planos "de tierra" o de las capas dieléctricas 62 y 64, o de ambos elementos. La separación física 66 existente entre las pistas conductoras 15a, 15b afecta a los modos diferencial y común de la propagación de las señales, los cuales deberán tener, preferiblemente, velocidades iguales o substancialmente iguales con el fin de lograr una mínima dispersión del campo electromagnético a partir de la separación 66. Las propiedades de apantallamiento o aislamiento se mejoran con el uso de "planos de tierra", como ocurre también con la capacidad de la estructura para excitar cargas no simétricas, es decir, desequilibradas, que se apliquen a las pistas conductoras 15a, 15b.

Las capas dieléctricas intermetálicas que se emplean en un procesador típico de CMOS de IC son delgadas, típicamente con un espesor en torno a 0,7 \mum, de modo que los elementos de línea de transmisión de micro-banda con bajas pérdidas de señal habrán de tener una baja impedancia característica Zo (como ocurre hasta el presente en las líneas carentes de terminación, parcialmente terminadas o terminadas en serie, con el fin de reducir las reflexiones de la señal hasta un nivel manejable). Las líneas de transmisión 15 auto-sostenidas, carentes de terminación y en bucle cerrado de acuerdo con la presente invención presentan, intrínsecamente, un consumo muy bajo de potencia para mantener la oscilación de la onda electromagnética en desplazamiento, ya que las pérdidas en el dieléctrico y en el conductor que se han de contrarrestar son típicamente bajas. De la observación de la Figura 5b puede apreciarse que, si no se produjeran pérdidas resistivas asociadas a la línea de transmisión 15 y a los amplificadores 21, la línea de transmisión 15 requeriría una energía no mayor que la que se necesita inicialmente para "cargar" los elementos inductivo Le y capacitivo Ce de las líneas de transmisión. La onda electromagnética se desplazaría de forma continua en torno a la línea de transmisión, de tal modo que toda la energía contenida en la línea de transmisión 15 se transfiriese o reconvirtiese sencillamente entre sus campos eléctrico y magnético, y, de esta forma, entre sus elementos capacitivo Ce e inductivo Le. Si bien deben existir algunas pérdidas resistivas asociadas a la línea de transmisión 15 y a los amplificadores 21, véanse en la Figura 5a los elementos resistivos R_{0} - R_{2} de la línea de transmisión, la resistencia es típicamente baja y las pérdidas resistivas asociadas serán también bajas. No se produce ninguna penalización derivada de la presente invención por el uso de líneas de transmisión de baja impedancia 15, e incluso resulta ventajoso el hecho de que se vean menos afectadas por las cargas capacitivas, lo que da lugar a una excitación más "rígida" en las puertas lógicas.

Puede realizarse en la práctica un cruce 19 en un IC mediante el uso de "aberturas de paso" entre las capas metálicas, preferiblemente de tal manera que cada abertura de paso se extiende sólo en una pequeña fracción de la longitud total de la línea de transmisión 15.

Puede disponerse de una variante según la cual una línea de transmisión 15 de acuerdo con la presente invención tiene tan solo un amplificador 21 conectado a la línea de transmisión y la onda electromagnética ya no se desplaza alrededor de la línea de transmisión 15, de tal manera que se tiene como resultado una oscilación de onda estacionaria; véase la Figura 10a para un único amplificador 21, y la Figura 10b para formas de onda diferenciales. Dicho amplificador no debe extenderse a lo largo de más que aproximadamente 5º de longitud eléctrica de la línea de transmisión 15. Si el amplificador único 21 no queda nunca completamente "activado" ("on") o "desactivado" ("off"), entonces se tendrá como resultado una oscilación de onda senoidal estacionaria en la línea de transmisión 15, la cual tendrá una amplitud variable pero con las mismas fases en las mismas posiciones, incluyendo dos regiones estacionarias de valor nulo.

Se sigue de ello que se podrá tener el funcionamiento con onda viajera si se utilizan unas pocas formaciones de inversores bidireccionales del tipo CMOS separadas entre sí, o bien una sola formación de inversores bidireccionales de tipo CMOS relativamente extensa, si bien una pluralidad de inversores pequeños producirá resultados más suaves y rápidos. Las formaciones descentradas de los amplificadores 21, o incluso únicamente de sus terminales de entrada/salida, pueden predisponer una onda para que se dirija en un recorrido de un determinado sentido en la línea de transmisión, como podría hacerlo un circuito iniciador específico, tal como el que se basa en forzar un primer impulso, y, poco después, un segundo impulso, en posiciones diferentes de la línea de transmisión, o en la incorporación de algún acoplador direccional de microondas conocido.

Es posible utilizar transformadores de línea de transmisión inversores en lugar de los cruces (19), y obtener todavía una línea de transmisión que tiene continuidad electromagnética de recirculación indefinida o sin fin; véase en la Figura 11 el fragmento recortado que se indica con la referencia 21T.

La Figura 12 muestra un par de inversores en configuración de espalda con espalda 23a y 23b, que están provistos de conectadores para la línea de alimentación y de indicaciones de los elementos distribuidos inductivos (L/2) y capacitivo (C) de una línea de transmisión como la representada en la Figura 5b. La Figura 13a muestra la implementación de dispositivos MOSFET de canal N y de canal P en los inversores dispuestos espalda con espalda, 14a y 14b; entiéndanse transistores de los tipos NMOS y PMOS.

La Figura 13b muestra un diagrama de circuito equivalente para los transistores NMOS (N1, N2) y PMOS (P1, P2), conjuntamente con sus capacidades parásitas. Los terminales de puerta de los transistores P1 y N1 están conectados a la pista conductora 15a y a los terminales de drenaje de los transistores P2 y N2. Análogamente, los terminales de puerta de los transistores P2 y N2 están conectados a la pista conductora 15b y a los terminales de drenaje de los transistores P2 y N2. Las capacidades entre puerta y fuente de PMOS, CgsP1 y CgsP2, las capacidades entre puerta y drenaje de PMOS, CgdP1 y CgdP2, y las capacidades entre drenaje y fuente y de substrato de PMOS, CdbP1 y CdbP2, así como también las capacidades entre puerta y fuente de NMOS, CgsN1 y CgsN2, las capacidades entre puerta y drenaje de NMOS, CgdN1 y CgdN2, y las capacidades entre drenaje y fuente y de substrato de NMOS, CdbN1 y CdbN2, se absorben efectivamente en la impedancia Zo de la línea de transmisión, de modo que tienen un efecto mucho menor en los tiempos de tránsito de los transistores NMOS y PMOS individuales. La subida y el descenso de las formas de onda \Phi_{1} y \Phi_{2} son, por tanto, mucho más rápidos que para los circuitos anteriores.

En aras de la claridad, las Figuras 12-14 omiten los elementos resistivos relacionados (R). La Figura 23a muestra tan solo los elementos capacitivos (como en las Figuras 12 y 13b) de la línea de transmisión 15, conjuntamente con los de los transistores N/PMOS. La Figura 14b ilustra otro diagrama de circuito equivalente al de la Figura 14a, el cual incluye los elementos inductivos distribuidos (L/2) de la línea de transmisión, así como la capacidad efectiva Ceff, dada por:

Ceff = C + CgdN + CgdP + [(CgsN + CdbN + CgsP + CdbP)/4];

donde:

CgdN = CgdN1 + CgdN2;

CgdP = CgdP1 + CgdP2;

CgsN = CgsN1 + CgsN2;

CdbN = CdbN1 + CdbN2;

CgsP = CgsP1 + CgsP2; y

CdbP = CdbP1 + CdbP2.

Las cargas capacitivas originadas por las capacidades de las uniones de puerta, drenaje, fuente y substrato se distribuyen, preferiblemente, como se ha mencionado en lo anterior.

Una ventaja de disponer de una línea de transmisión de modo diferencial y de modo común reside en el hecho de que las capacidades "parásitas" inherentes a los transistores del tipo MOSFET pueden ser absorbidas dentro de la impedancia de la línea de transmisión Zo, tal y como se ilustra en las Figuras 14a y 14b, y, en consecuencia, pueden ser utilizadas para la transferencia y el almacenamiento de energía. Las capacidades entre la puerta y la fuente (Cgs) de los transistores NMOS y PMOS se presentan entre las pistas conductoras de señal 15a y 15b y sus respectivas barras de alimentación de tensión, y pueden ser compensadas eliminando la cantidad apropiada de la capacidad respectiva de las conexiones de la línea de transmisión 15 a las barras de alimentación de tensión, por ejemplo, al hacer más delgadas las pistas conductoras 15a, 15b en la magnitud apropiada. La capacidad entre puerta y drenaje (Cgd) de los transistores NMOS y PMOS se presenta entre las pistas conductoras 15a y 15b, y puede ser compensada incrementando proporcionalmente la distancia de separación 66 entre las pistas conductoras 15a y 15b en las conexiones a los transistores NMOS y PMOS de los inversores 23a/b.

A modo de ejemplo carente de resistencias, en un procesador del tipo CMOS de 0,35 micras, una señal de reloj sin superposición y utilizable a 5 GHz deberá dar como resultado, con una longitud de bucle de línea de transmisión (S/2) de 9 mm, una velocidad de fase del 30% de la velocidad de la luz, tal como se determina por las constantes de distribución de la carga capacitiva en derivación, y dieléctrica, siendo por lo tanto la longitud total (S) del conductor 17 de 18 mm.

Las capacidades de la unión de substrato (Cdb) de los transistores NMOS y PMOS podrían reducirse drásticamente con el uso de tecnologías de procesamiento del tipo de semi-aislamiento o de aislamiento sobre silicio.

Existe un recorrido o camino continuo de CC (corriente continua) que conecta directamente los terminales de cada uno de los amplificadores 21, es decir, los respectivos terminales de entrada/salida de todos y cada uno de los inversores 23a, 23b, si bien este recorrido se caracteriza por no tener ningún punto de funcionamiento de CC estable. Esta inestabilidad en corriente continua resulta ventajosa por lo que respecta a la acción regenerativa de cada uno de los amplificadores respectivos 21_{1} - 21_{4} y a su acción de retroalimentación positiva.

Las líneas de transmisión 15 de acuerdo con la presente invención pueden ser encaminadas alrededor de bloques lógicos funcionales, en la forma de bucles cerrados que son "intervenidos" para obtener las señales de reloj "locales". Es posible utilizar inversores CMOS como amplificadores de "intervención" en una sección adaptadora capacitiva a la línea de transmisión 15, la cual puede "hacerse resonar hacia fuera" al eliminar una magnitud equivalente de capacidad "local" de las líneas de transmisión, por ejemplo, haciendo localmente más delgadas las pistas conductoras (15a/15b), como en lo anterior. Pueden repartirse "secciones adaptadoras de líneas para señal de reloj" de una forma substancialmente uniforme a lo largo de una línea de transmisión 15 de acuerdo con la presente invención, con la consideración debida, por razones de diseño, a sus distancias de separación, las cuales, si son menores que la longitud de onda de la señal oscilante, tenderán a ralentizar la propagación de la onda electromagnética y a disminuir la impedancia característica Zo de la línea de transmisión (15), pero aún darán como resultado unas buenas características de transmisión de señal.

Con unos bloques lógicos funcionales que son pequeños con respecto a la longitud de onda de la señal de reloj, las interconexiones carentes de terminación trabajarán adecuadamente para la sincronización con la señal de reloj en coherencia de fase; véase la Figura 15. En aras de la claridad, los pares de conexiones a la línea de transmisión 15 se muestran ligeramente desplazados o desalineados, si bien serán típicamente opuestos entre sí en la práctica. Disposiciones alternativas para la intervención de extracción incluyen conexiones bidireccionales ligeras de naturaleza pasiva resistiva, inductiva o de línea de transmisión, o bien conexiones unidireccionales o inversoras, incluyendo en gran medida lo que se describirá a continuación con respecto a la interconexión de las propias líneas de transmisión 15.

Es posible conectar operativamente o acoplar entre sí, de manera sencilla, varios osciladores y líneas de transmisión 15, también de un modo inventivo, lo que incluye la sincronización unos con otros, tanto en términos de fase como de frecuencia, siempre y cuando cualquier desajuste de frecuencia nominal que se produzca no sea demasiado grande. Las conexiones/acoplamientos resistivos, capacitivos, inductivos o de línea de transmisión directa de longitud correcta, o bien cualquier combinación de los mismos, pueden proporcionar unas buenas interconexiones bidireccionales de señal. La conexión o acoplamiento de señal entre líneas de transmisión puede también lograrse con el uso de técnicas de acoplamiento conocidas, tales como las utilizadas en los circuitos de micro-banda de microondas, que implican generalmente el hecho de compartir del flujo magnético y/o eléctrico entre las líneas de transmisión adyacentes. Pueden resultar también ventajosas las conexiones unidireccionales o en un solo sentido. Los conectadores y los acoplamientos de acuerdo con la presente invención son capaces de mantener la sincronización y la coherencia de una pluralidad de osciladores de línea de transmisión a través de un sistema grande, ya sea dentro de los ICs o entre ICs, por ejemplo, en las placas de circuito impreso (PCBs).

Las reglas de la conexión/acoplamiento de dos o más líneas de transmisión y las reglas de la conexión cruzada son similares a la ley de corriente de Kirchoff, si bien se basan en el hecho de que la energía que entra en una unión, es decir, una conexión o un acoplamiento, de cualquier número de líneas de transmisión, es igual a la energía que sale de la misma unión, es decir, que no se produce acumulación de energía en la unión. Cuando la tensión de alimentación V+ es constante, la regla es, por supuesto, precisamente la ley de corriente de Kirchoff. A modo de ejemplo práctico, si existe una unión común a tres líneas de transmisión, la solución más sencilla, si bien no la única, es que una de las líneas de transmisión tenga la mitad de impedancia característica que las otras dos líneas de transmisión. En el caso de que exista cualquier número par de líneas de transmisión acopladas, sus respectivas impedancias características pueden ser todas ellas iguales. Sin embargo, existe un número infinito de combinaciones de impedancias que satisfarán la ley de corriente de Kirchoff. La regla de la conexión cruzada, dentro de una línea de transmisión, es la misma que las reglas para el acoplamiento de dos o más líneas de transmisión que se han descrito anteriormente.

Se obtendrán formas de onda de señal \Phi_{1} y \Phi_{2} diferenciales de alta calidad, en términos de fase y de amplitud, en todos los puntos alrededor de una red de línea de transmisión 15 cuando se satisfagan los criterios siguientes:

(i) las líneas de transmisión tienen longitudes eléctricas substancialmente coincidentes;

(ii) se satisfacen las anteriores leyes relativas a la potencia similares a las leyes de Kirchoff;

(iii) se produce inversión de fase.

Existe, por supuesto, un número infinito de diseños de acoplamiento de red y de tensiones de alimentación que satisfacen los tres criterios anteriores, tales como, por ejemplo: secciones cortas de líneas de transmisión lentas, de baja impedancia, que se acoplan a líneas de transmisión largas y rápidas, de impedancia elevada; así como estructuras de una y/o de tres dimensiones, etc. Sin embargo, para obtener las mejores formas de onda y las pérdidas de potencia parásitas más bajas, las velocidades de fase del modo común y del modo diferencial, es decir, los modos par e impar, deberán ser substancialmente la misma. Es posible obtener por diseño, dentro de un sistema, velocidades de fase iguales, o substancialmente iguales, mediante la variación de las capacidades de las líneas de transmisión.

La tensión de alimentación V+ no tiene que ser constante a través del sistema, siempre y cuando se mantengan las anteriores relaciones de potencia / impedancia semejantes a las leyes de Kirchoff, lo que da como resultado un sistema de transformación de tensión intrínseca que, cuando se combina con la rectificación sincrónica inherente a los inversores 23a y 23b, permite que las distintas partes del sistema funcionen con tensiones de alimentación diferentes, y se transfiera la potencia bidireccionalmente o en ambos sentidos entre dichas partes diferentes del sistema.

La Figura 16 muestra dos osciladores de línea de transmisión substancialmente idénticos y de acuerdo con la presente invención, los cuales están conectados operativamente de tal forma que son substancialmente auto-sincrónicos en términos de frecuencia y fase. Las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2} se muestran en configuración "siamesa", de tal manera que la parte en común de sus pistas conductoras de bucle satisface la anterior regla de potencia/impedancia similar a la ley de Kirchoff, por razón de que su impedancia es la mitad de las impedancias (20) del resto de las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2}, debido a que las partes comunes portan energía de onda rotativa o en circulación por ambas líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2}. Como se ha destacado anteriormente, la longitud S de la pista inicial o de partida de una línea de transmisión es uno de los factores a la hora de determinar la frecuencia de oscilación, de tal manera que las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2}, que utilizan el mismo medio y tienen substancialmente la misma longitud S, tendrán substancialmente la misma frecuencia de oscilación F y serán substancialmente coherentes en fase. En la Figura 10, las respectivas ondas electromagnéticas se desplazarán y recircularán según sentidos opuestos alrededor de las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2}; véanse las flechas indicadas por 1L y 2L (o ambas en sentidos opuestos), de una forma similar a ruedas engranadas. Dicha conexión siamesa de las líneas de transmisión puede extenderse fácilmente, de forma secuencial, a un número cualquiera de dichos osciladores de línea de transmisión "engranados".

La Figura 17a muestra otro ejemplo de dos osciladores de línea de transmisión substancialmente idénticos, de tal manera que sus líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2} están conectadas operativamente de modo que sean substancialmente auto-sincrónicas en frecuencia y en fase, a través de conexiones directas situadas en dos posiciones discretas 40 y 42. La Figura 17b muestra dichas conexiones directas efectuadas a través de elementos pasivos 44, 46 que podrían ser resistivos, capacitivos o inductivos, o bien cualquier combinación viable de los mismos. La Figura 17c muestra dichas conexiones directas a través de medios unidireccionales 48 que podrían consistir en dos inversores 50_{1} y 50_{2}. Los medios unidireccionales 48 garantizan que no existe acoplamiento o reflexión de señal de vuelta desde una de las líneas de transmisión (15_{2}) al interior de la otra (15_{1}), es decir, únicamente en el sentido inverso. Los sentidos de desplazamiento de las ondas electromagnéticas en recirculación se indican, de nuevo, por las flechas 1L y 2L, que son sólidas o continuas, pero arbitrarias, para el oscilador de línea de transmisión 15_{1}, y son líneas de trazos para el 15_{2}, de conformidad con lo que se espera para un par de líneas de transmisión acopladas en paralelo y que mantienen o soportan ondas que se desplazan en sentidos contrarios. La Figura 18 es una representación convenientemente simplificada de los dos osciladores de línea de transmisión auto-sincronizados de la Figura 17a, y se utilizarán representaciones similares en las siguientes figuras.

La Figura 19a muestra cuatro osciladores de línea de transmisión auto-sincronizados 15_{1} - 15_{4}, conectados entre sí básicamente como se ilustra en las Figuras 17a - 17c, si bien de tal manera que se consiga adicionalmente una quinta fuente central de señal de regulación de secuencia temporal de línea de transmisión, de acuerdo con esta invención, con lo que se obtiene una onda electromagnética viajera y en recirculación según las direcciones indicadas de circulación de onda electromagnética, 1L - 4L, de los cuatro osciladores de línea de transmisión 15_{1} - 15_{4}. Como se muestra, el quinto oscilador central de línea de transmisión comprende físicamente partes de cada uno de los otros cuatro, y tiene un sentido de recorrido o circulación 5L que es opuesto al de los otros, específicamente en el sentido horario para un sentido anti-horario de los 1L-4L. Se apreciará que esta forma de conectar entre sí osciladores de línea de transmisión puede también extenderse a cualquier número deseado y a cualquier variedad deseada de configuración global, a fin de cubrir cualquier área que se desee.

Una alternativa se muestra en la Figura 19b, en la cual el quinto oscilador central de línea de transmisión no es del tipo de recirculación, pero, pese a todo, resulta de utilidad y podría ser ventajoso en lo que se refiere al acceso a fases deseadas de las señales de regulación de secuencia temporal.

La Figura 20 muestra dos osciladores auto-sincrónicos con sus líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2} no conectadas físicamente entre sí, sino, antes bien, acopladas operativamente de forma magnética; propósito para el cual puede resultar ventajoso el uso de líneas de transmisión alargadas con el fin de lograr un mayor5 y mejor acoplamiento magnético. La Figura 21 muestra otro ejemplo de osciladores auto-sincrónicos acoplados magnéticamente, con líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2} generalmente como se muestra en la Figura 20, pero que disponen de una banda ferromagnética 52 para la mejora del acoplamiento, la cual se ha situado operativamente entre las partes adyacentes que se han de acoplar magnéticamente.

La Figura 22 muestra tres osciladores auto-sincrónicos con sus líneas de transmisión 15_{1}, 15_{2} y 15_{3}, magnéticamente acopladas por medio de una primera banda ferrosa 52, situada entre las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{2}, y una segunda banda ferrosa 54, situada entre las líneas de transmisión 15_{2} y 15_{3}. Como fuente para las señales oscilantes, la línea de transmisión 15_{2} no necesita de ninguna disposición regenerativa 21, siempre y cuando se disponga de la suficiente energía para la oscilación, que se transfiera por acoplamiento desde las otras líneas de transmisión 15_{1} y 15_{3}, que sí que se han completado con disposiciones 21. Se considera de utilidad práctica para la línea de transmisión 15_{2} el hecho de que sea más larga y circunscriba un área mayor, pero no que necesite ni que tenga disposiciones regenerativas 21, ni tampoco un cruce 19; y es entonces preferible un múltiplo impar (3S, 5S, 7S, etc.) de la longitud (S), o bien al menos que la longitud eléctrica sea como mínimo una de las de las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{3}. Esto, por supuesto, tiene implicaciones adicionales por lo que respecta al bloqueo en frecuencia y en fase de la auto-sincronización de osciladores (por ejemplo, con el uso de las líneas de transmisión 15_{1} y 15_{3}) que están separados entre sí a una considerable distancia.

Otras alternativas adicionales incluyen el uso de un material dieléctrico (no ilustrado), que se sitúa recubriendo por encima y/o por debajo las porciones de las pistas conductoras que han de ser acopladas electromagnéticamente.

Es factible y de utilidad práctica el hecho de sincronizar los osciladores de línea de transmisión que funcionan a frecuencias diferentes. En la Figura 24, las líneas de transmisión de dos osciladores auto-sincrónicos tienen diferentes longitudes eléctricas. Específicamente, con el uso de los mismos materiales/estructuras de línea de transmisión, la primera línea de transmisión 15_{1} presenta una longitud conductora total S para una frecuencia de oscilación fundamental F = F1, y se conecta operativamente y sincroniza con una segunda línea de transmisión 15_{2} que tiene una longitud conductora total que es un tercio de la de la primera línea de transmisión 15_{1}, es decir, S/3, y, por tanto, una frecuencia de oscilación de valor 3F. Las líneas de trazos provistas de flechas indican la dirección de rotación de las ondas electromagnéticas. La conexión operativa se realiza como en las Figuras 17a-c, si bien podría utilizarse cualquier otra técnica. La auto-sincronización es debida a la presencia, anteriormente mencionada, en la primera señal de línea de transmisión altamente cuadrada, de un fuerte tercer harmónico (3F). Pueden obtenerse resultados similares para harmónicos de orden impar superiores, es decir, a frecuencias de 5F, 7F, etc.

El acoplamiento preferido entre las líneas de transmisión de osciladores que trabajan a dichas frecuencias diferentes y relacionadas de harmónicos impares, es unidireccional, de tal manera que la línea de frecuencia naturalmente más baja (15_{1}) no es obligada a tratar de sincronizarse con la línea de frecuencia naturalmente más alta (15_{2}). Es posible conectar entre sí y sincronizar, de la forma que aparece en la Figura 24, un número cualquiera de osciladores de línea de transmisión de diferentes frecuencias de harmónicos impares relacionadas.

Los osciladores de línea de transmisión en recirculación de acuerdo con la presente invención pueden utilizarse en y para la generación y distribución de señal(es) de regulación de secuencia temporal de referencia, es decir, señal(es) de regulación de secuencia temporal de reloj, en, y de, un circuito integrado semiconductor (IC -"Integrated Circuit"); y son también de aplicación en una placa de circuito impreso (PCB), por ejemplo, en la medida en que sirve para montar e interconectar circuitos que pueden incluir varios ICs, o, ciertamente, en cualquier otro aparato/sistema adecuado en el que se requiera(n) una señal (o varias señales) de referencia de regulación de secuencia temporal.

Para los ICs como tales, las simulaciones que se sirven de las técnicas SPICE convencionales en la industria muestran la capacidad de suministrar señales de reloj con frecuencias verdaderamente muy elevadas, de hasta varias decenas de GHz, dependiendo del procedimiento de fabricación del IC empleado y de las expectativas para su desarrollo. La generación y la distribución puede producirse efectivamente en, y servir a, todas las partes de un IC que tengan fases predecibles en dichas partes y que muestren relaciones de fase entre las mismas, incluyendo múltiples señales de reloj que tengan la misma o diferentes frecuencias. Es más, los principios de funcionamiento de los osciladores de línea de transmisión de acuerdo con la presente invención, así como de su acoplamiento mutuo auto-sincrónico, se extienden o conducen fácilmente, no sólo a un servicio fiable de las señales de regulación de secuencia temporal en circuitos operacionales contenidos en cualquier IC concreto y entre varios ICs, sino también, y, según se cree, de forma asimismo importante e inventiva, a la transferencia de datos entre ICs, etc.

La totalidad de la estructura y de la red de línea de transmisión 15 que comprende circuitos regenerativos 21 oscila. La línea de transmisión 15 funciona sin estar dotada de una terminación, es decir, la línea de transmisión forma un bucle cerrado. La impedancia característica Zo de la línea de transmisión es baja y tan sólo se requiere una energía adicional o "de refresco" para mantener la oscilación.

La impedancia entre las dos pistas conductoras 15a y 15b está distribuida, preferiblemente, de manera uniforme y, por tanto, bien equilibrada, lo que contribuye a conseguir formas de onda de señales diferenciales (\Phi_{1}, \Phi_{2}) bien definidas. La oscilación coherente se produce cuando las señales \Phi_{1}, \Phi_{2} de la línea de transmisión 15 satisfacen este requisito de desplazamiento de fase de 180º, o substancialmente de 180º, para todos los amplificadores inversores 21 conectados a la línea de transmisión 15, es decir, cuando todos los amplificadores 21 funcionan de una forma coordinada, con relaciones de fase conocidas entre todos los puntos a lo largo de la línea de transmisión 15. La energía de la señal se transmite al interior de la línea de transmisión 15 de forma tanto inductiva como capacitiva, es decir, tanto magnética como eléctricamente, entre los conductores de señal 15a, 15b para el modo diferencial, y también entre cada conductor de señal y la referencia de tierra para los dos modos individuales en común (que no están presentes en el caso de que no existan los planos "de tierra" superior e inferior, ni tampoco cuando las conexiones se han realizado a través de cables de par trenzado sin blindar o apantallar).

Los inversores de tipo CMOS, como elementos no-lineales que conmutan operativamente y que constan de circuitos amplificadores, presentan bajas pérdidas de la corriente de conducción cruzada, ya que las capacidades de "entrada" en la puerta y de "salida" en el drenaje de los transistores, que normalmente presentan altas pérdidas, son absorbidas en la impedancia característica Zo de la línea de transmisión 15, conjuntamente con las capacidades del substrato de los transistores, de tal manera que el consumo de potencia ya no está sujeto a la fórmula habitual 1/2CV^{2}.

Se supone bastante a menudo que la disipación de potencia debida a la acumulación de carga y a la descarga capacitivas de las puertas de los transistores de tipo MOS, por ejemplo, es inevitable. Sin embargo, la naturaleza oscilatoria auto-sostenida de la línea de transmisión 15 es capaz de "excitar" los terminales de puerta de los transistores con unas pérdidas de potencia pequeñas. Esto se debe al hecho de que la energía de "excitación" requerida está alternando entre el campo electrostático, es decir, el campo capacitivo de las capacidades de la puerta del MOS, y el campo magnético, es decir, los elementos de campo inductivo de la línea de transmisión 15. En consecuencia, la energía contenida en la línea de transmisión 15 no está siendo completamente disipada. De hecho, se está reciclando. El ahorro de energía se aplica a todas las puertas de transistor conectadas operativamente de la línea de transmisión 15.

Se contempla el hecho de que el rendimiento de bajas pérdidas del oscilador de línea de transmisión de acuerdo con la presente invención bien podría utilizarse para "sincronizar en señal de reloj" los ICs de muchos sistemas lógicos que en el pasado fueron de uso común pero que desde entonces se han visto relegados o abandonados como opciones no viables por razones atribuidas a los problemas asociados a la distorsión de la señal de reloj, a la distribución de la señal de reloj, al consumo de potencia, etc. Ejemplos no exhaustivos de dichas disposiciones lógicas incluyen lógica de múltiples fases y la recuperación de carga, o lógica de conmutación adiabática, siendo dichas disposiciones lógicas del conocimiento de los expertos de la técnica.

La Figura 24 muestra una posible red de distribución de señal de reloj de acuerdo con la presente invención, aplicada a un IC monolítico 68 (que no está a escala como lo están otras figuras de la presente invención). El IC 68 tiene una pluralidad de líneas de transmisión de acuerdo con la presente invención, las cuales se muestran como bucles 1L- 13L, de los cuales los bucles 1L-10L y 13L tienen todos ellos las mismas longitudes efectivas (como, por ejemplo, S, al igual que en lo anterior) y oscilan a una frecuencia F, y los bucles 11L y 12L presentan, cada uno de ellos, una longitud de bucle más corta (como por ejemplo S/3, al igual que en lo anterior) y oscilan a una frecuencia de valor 3F. Los bucles 1L-8L y 11L-13L son osciladores completos de línea de transmisión, completados con medios regenerativos, y los bucles 9L y 10L se configuran como partes de cuatro de las primeras líneas de transmisión, a saber, las 1L, 3L, 4L y 5L; y las 4L, 5L, 6L y 8L, respectivamente.

La línea de transmisión (15) del bucle 13L es alargada, y uno de sus lados mayores se ha dispuesto cercano al borde (es decir, la línea de trazos) del IC 68, de tal manera que es posible acoplarlo a otro IC monolítico independiente de instalación similar, de modo que queden interacoplados, o acoplados entre sí, con el uso de una tecnología de chip de volcado o basculamiento para el bloqueo en frecuencia y en fase, tal como por acoplamiento magnético, como se ha descrito en lo anterior. El bloqueo en fase y en frecuencia de los ICs monolíticos independientes puede resultar de gran utilidad en dichos sistemas híbridos.

La Figura 25 indica la viabilidad de una red tridimensional de osciladores de línea de transmisión interconectados, de acuerdo con la presente invención, y destinados a la distribución de señal, específicamente para una disposición piramidal simple, si bien sería posible servirse de cualquier otra estructura si se desea, sin importar su complejidad, siempre y cuando se satisfagan las reglas de interconexión de acuerdo con la presente invención por lo que respecta a la longitud eléctrica, a la coincidencia de las impedancias y a cualesquiera requisitos de puesta en fase de la transferencia de los datos, etc.

Los ICs de acuerdo con la presente invención pueden diseñarse de forma que dispongan de todo lo que se pueda desear hasta lograr un bloqueo o acoplo total en frecuencia y en fase, y también en la coherencia de fase, incluyendo en, o entre, dos o más osciladores de línea de transmisión auto-mantenidos, a fin de facilitar en gran medida el control y el funcionamiento sincrónicos de las actividades de tratamiento de datos en, y entre, todos los diversos bloques lógicos y de tratamiento asociados a dicho IC.

La Figura 26a muestra un ejemplo de una intervención o conexión de extracción de fase doble con el uso de un par de inversores del tipo CMOS 70_{1} y 70_{2}, conectados, respectivamente, a las pistas conductoras 15a y 15b de línea de transmisión, a fin de proporcionar un acoplamiento de reloj local y/o de modo que sea distribuido alrededor de un bloque lógico 72_{1}. Si bien el bloque lógico 72_{1} se muestra dispuesto "encerrado" en el interior de la línea de transmisión 15, otras alternativas incluyen la disposición de éste en el exterior de cualquier área encerrada por la línea de transmisión 15, tal como ocurre con el bloque lógico 72_{2} y con sus inversores asociados 70_{3} y 70_{4}, y/o de forma que éste abarque las pistas conductoras 15a y 15b de la línea de transmisión 15. Si se desea, por ejemplo, en el caso de que se utilicen bloques lógicos de gran tamaño 72_{1} y/o 72_{2}, pueden disponerse varios pares de inversores 70 "interviniendo" la línea de transmisión 15, lo que incluye cualquier puesta en fase deseada que se precise localmente en el bloque lógico 72; véase la línea discontinua. La capacidad para seleccionar de forma precisa la fase de las señales de reloj oscilantes \Phi_{1} y \Phi_{2} permite el diseño y el control operativos de una lógica de conducción o transmisión y de una lógica de múltiples fases (véase la Figura 29 más adelante) complejas.

La Figura 26b difiere por el hecho de que los bloques lógicos 71_{1} y 72_{2} han sido reemplazados por respetivos elementos de tratamiento 73_{1} y 73_{2}, si bien podrían existir más, y para los cuales podrían utilizarse una o más líneas de transmisión, con el fin de sincronizar en señal de reloj uno o más de los elementos de tratamiento. Es posible que dos o un mayor número de elementos de tratamiento operen de forma independiente o conjuntamente, es decir, en paralelo, con el fin de lograr ICs/sistemas de tratamiento de datos muy rápidos y potentes.

La Figura 27a muestra líneas de transmisión 15_{1} - 15_{3} dispuestas concéntricamente y con longitudes físicas progresivamente decrecientes. Sin embargo, cada una de las tres líneas de transmisión 15_{1} - 15_{3} puede confeccionarse de tal forma que todas ellas oscilen a la misma frecuencia, con independencia de que, por razones de su estructura, o por las respectivas velocidades de las ondas electromagnéticas que giran alrededor de cada una de las líneas de transmisión más cortas 15_{2} y 15_{3}, se vean adecuadamente retardadas en virtud del incremento de su inductancia y/o de su capacitancia por unidad de longitud. Es más, las líneas de transmisión 15_{1} - 15_{3} pueden tener, opcionalmente, una o más conexiones operativas 70 y 72 que sirvan para sincronizar las tres líneas de transmisión 15_{1} - 15_{3}. Las ventajas, aparte de la sincronía, de tener estas conexiones 70 y 72 son que las líneas de transmisión 15_{1} - 15_{3} realizarán, o podrán realizar, lo siguiente:

(i) se comportarán como una única línea de transmisión de múltiples filamentos;

(ii) tendrán pistas conductoras más pequeñas (15a, 15b);

(iii) cubrirán un área de sincronización en señal de reloj más grande;

(iv) producirán pérdidas de efecto superficial más pequeñas; y

(v) producirán una menor diafonía y acoplamiento.

La Figura 28a muestra una línea de transmisión que tiene una conexión de bucle cruzado entre las posiciones A, B, C y D, la cual comprende una línea de transmisión adicional 15c, 15d que tiene, en este ejemplo particular, una longitud eléctrica de 90º con el fin de coincidir con la distancia de separación de las posiciones A, B y C, D. Podría escogerse otra longitud eléctrica para la conexión cruzada, en cuyo caso se conectaría operativamente a distancias de separación correspondientemente diferentes de las posiciones A, B y C, D. Las conexiones de bucle cruzado permiten la existencia de posiciones de intervención para extracción adicionales dentro del área abarcada por la línea de transmisión 15. La parte 15d de la línea de transmisión se muestra conectada en paralelo, entre los puntos A y C, con la parte de la línea de transmisión 15 representada por la línea 74. De la misma manera, la parte 15c de la línea de transmisión se muestra conectada en paralelo, entre los puntos B y D, con la parte de la línea de transmisión 15 representada por la línea 76. Las partes de línea de transmisión 15c, 15d, 74 y 76 resultarán satisfactorias si cada una de ellas tiene una impedancia que es la mitad de la asociada con el resto de la línea de transmisión 15, como en lo anterior. Las líneas de transmisión 15 y 15c, d dispondrán de amplificadores 21 conectados operativamente. La Figura 28b muestra la conexión en bucle cruzado 15c, d y las posiciones A, B, C y D establecidas en relación con las partes 78 y 80 de la línea de transmisión 15, es decir, las que sustituyen, respectivamente, a las partes 74 y 76; pero de tal modo que una nueva aplicación de las leyes análogas a las leyes de Kirchoff dé lugar a que las partes 15c, 15d, 78 y 80 tengan una impedancia que sea la mitad de la asociada al resto de la línea de transmisión 15. Es factible la introducción de una pluralidad de líneas de transmisión adicionales, tales como las 15c, d, a través de la línea de transmisión 15, en caso de que se
requiera.

La Figura 29a muestra una forma de generar señales de reloj de cuatro fases. En efecto, una línea de transmisión 15 realiza un doble recorrido con su contorno de transporte de señal, que se muestra como rectangular, y recorridos adicionales repetidos podrán producir aún más fases. En el ejemplo que se muestra, las posiciones A1, A2, B1 y B2 proporcionarán señales de reloj de cuatro fases localizadas, de la misma forma que lo harán las posiciones C1, C2, D1 y D2. Los repetidos recorridos de contorno se proporcionarán con un espaciamiento/separación adecuada entre ellos, en la línea de transmisión 15, a fin evitar su interacoplamiento o acoplamiento mutuo. La Figura 29b muestra formas de onda de señal de cuatro fases idealizadas en los puntos A1, A2, B1 y B2, y en los puntos C1, C2, D1 y D2.

La Figura 30 muestra la adición de una línea de transmisión pasiva de extremo abierto (15e, 15f), conectada a la línea de transmisión 15 de bucle cerrado y que tiene las características de presentar una longitud eléctrica de 180º, no producir ningún efecto adverso en el punto de intervención, ya que actúa como una sección adaptadora de oscilación en circuito abierto. Los osciladores 21 no estarán presentes a lo largo de esta línea de extremo abierto 15e, f, si bien los inversores 23 podrían constituir extremos distantes de cada una de las pistas 15c y 15d, con el fin de reducir los riesgos de oscilaciones espurias. Verdaderamente, una oscilación invertida en dichas secciones adaptadoras 15e, f puede tener efectos regenerativos de utilidad en la línea de transmisión 15 y, de esta forma, servir a propósitos de reforzamiento y/o estabilidad.

Pueden utilizarse conexiones de línea de transmisión pasivas a las que no se exija ningún requisito particular en cuanto a coincidencia de impedancias, para conectar entre sí líneas de transmisión oscilantes con la misma, o substancialmente la misma, frecuencia, siempre y cuando se establezcan, al menos, las suficientes interconexiones entre los dos sistemas, en posiciones de conexión de las redes conectadas que tienen las mismas fases relativas. Dichas conexiones pueden contribuir a la sincronización de señales digitales de alta velocidad entre ICs y sistemas, debido a que las señales no sincronizadas con señal de reloj (es decir, las líneas de datos del IC/sistema) presentarán características de retardo similares en el caso de que sean incorporadas al mismo encaminamiento (por ejemplo, un cable de cinta o plano, un par trenzado, una línea de transmisión) que las conexiones para señal de reloj, haciendo de esta forma los datos y la sincronización de señal de reloj coherentes entre sistemas diferentes.

La Figura 31 muestra un ejemplo de funcionamiento coherente en frecuencia y en fase de dos redes de distribución de señal de reloj pertenecientes a dos ICs monolíticos 68_{1} y 68_{2}, cada uno de los cuales tiene una generación y una distribución de señal de reloj de conformidad con la presente invención, así como pares de conexiones entre ICs, indicados por E, F y por G, H. Los dos ICs considerados funcionarán de forma coherente, es decir, a la misma frecuencia y con las mismas relaciones de fase, y en ellos cada una de las conexiones tiene una longitud eléctrica que es substancialmente 180 grados, o bien un múltiplo de acuerdo con la expresión 360º\cdotn + 180º, donde n es cero o un número entero.

Un único par de conexiones entre ICs (E, F o G, H) dará lugar a un "bloqueo" en frecuencia y en fase. Más de un par de conexiones entre ICs (E, F y G, H, como se muestra) dará lugar, de forma adicional, a un bloqueo o fijación del sentido o la rotación de la onda de señal de reloj.

También se muestran en la Figura 31 unas primera y segunda conexiones de "sección adaptadora" 82 y 83, si bien pueden existir más de una de ellas o de las dos. La primera conexión de sección adaptadora o de acometida 82 tiene una longitud eléctrica total de 180º, con el fin de contribuir a la operación de estabilización. La segunda conexión de sección adaptadora 83 es de extremo abierto y tiene también una longitud eléctrica de 180º, lo que la hace también útil para la estabilización. Dichas secciones adaptadoras 82, 83 pueden ser particularmente útiles en aplicaciones de la invención en las que no existen ICs, en las cuales la definición de pista conductora puede ser menos precisa que para los ICs.

La impedancia de los pares de conexiones E, F y G, H y de las conexiones 82, 83 puede tomar cualquier valor, puesto que, en funcionamiento normal y una vez que estas conexiones son activadas con energía, no se producirá ningún flujo neto de potencia en ellas, con el fin de obtener una correcta puesta en fase de las mismas. Se prefiere, sin embargo, que la impedancia de estas conexiones E, F y G, H, así como de las 82, 83, sea mayor que la de las líneas de transmisión de oscilador 15 a las cuales están conectadas. Estas conexiones soportarán una onda electromagnética estacionaria, en lugar de una onda electromagnética en desplazamiento.

Dichas interconexiones mostradas en la Figura 31 pueden aplicarse de forma igualmente satisfactoria dentro de un mismo IC, entre ICs, entre un IC y una PBC, y/o en cualquier dispositivo carente de ICs, es decir, en conexiones de sistemas PCB-PCB.

La Figura 32a muestra dos ICs monolíticos interconectados 68_{1} y 68_{2}, los cuales están bloqueados o acoplados en fase y en rotación, y tienen adicionalmente una pluralidad de circuitos bidireccionales 84 de retención o mantenimiento de datos, y de enlaces 86 entre ellos, que logran, de manera inventiva, que la conexión de un sistema de tratamiento de datos independiente se comporte como una estructura coherente por lo que respecta a la puesta en fase y, adicionalmente, a la transferencia de datos. Las posiciones de interconexión de las líneas de transmisión 15 consideradas aquí tienen substancialmente una diferencia de fases de 180º entre los extremos J y K de cada conexión de línea entre ICs, si bien existe habitualmente una tolerancia de al menos 1º. La pluralidad de conexiones 86 entre ICs puede ser del tipo de "par trenzado", que se conecta entre las líneas de transmisión correspondientes 15 de los dos ICs 68_{1} y 68_{2}. Las impedancias de estas conexiones 86 entre ICs son, de nuevo, preferiblemente más altas que las asociadas a las líneas de transmisión 15 de generación de señal de reloj.

No es necesario que éstas sean valores coincidentes para las conexiones de señal de reloj/fase y de datos. Es más, los medios de transmisión 86 de datos y de señal de reloj son de la misma longitud y se encuentran en coincidencia eléctrica, de tal forma que ambos exhiben los mismos retardos de propagación, lo cual resulta ventajoso. La diferencia de fases nominal de 180º representa un semiciclo de señal de reloj, es decir, Tp, de tal forma que un impulso de datos transmitido desde uno de los ICs al otro por el borde creciente de la forma de onda de señal de reloj \Phi_{1} será recibido durante el borde creciente de la forma de onda de señal de reloj \Phi_{2}, o justo después del mismo.

La Figura 32b muestra el circuito de retención o mantenimiento de datos 84 preferido, de acuerdo con la invención, que se ilustra en la Figura 32a, como un bloque. El circuito de mantenimiento de datos 84 se dispara o activa por acción de borde con las señales de reloj diferenciales \Phi_{1} y \Phi_{2}, para la transmisión (TX) y para la recepción (RX); y está provisto de líneas de entrada/salida diferenciales y bidireccionales, líneas de control de impulsos de datos, indicadas con Datos de TX y Datos de RX, así como las formas de onda de señal de reloj \Phi_{1} y \Phi_{2}.

Las técnicas de acuerdo con la presente invención facilitan en gran medida que los circuitos de mantenimiento de datos 84 pertenecientes a los diferentes ICs 68_{1} y 68_{2} y que se comunican entre sí, se sincronicen en la misma señal de reloj y presenten la misma puesta en fase relativa. Además, la Figura 32a indica que los respectivos pares de circuitos de mantenimiento 84 en comunicación se disparan o activan en fases diferentes, lo que da lugar a una transferencia de datos en múltiples fases plenamente ventajosa que elimina la necesidad de una conmutación simultánea de las líneas de transmisión 86, llevando de esta forma consigo una reducción de la "reflexión en tierra" y de las caídas en la tensión de alimentación positiva.

En la transferencia de datos semi-dúplex que aquí se considera, se transfieren dos bits de datos, uno en cada sentido, durante cada ciclo de señal de reloj. Para la transferencia de datos (TX) de uno de los ICs al otro, y para el control lógico local en el que \Phi_{1} = 1, \Phi_{2} = 0, y un 1 lógico = V+ y un 0 lógico = GND, los circuitos de mantenimiento correspondientes 84 de cada uno de los ICs transmiten, ambos, un único bit de datos durante el periodo en el que \Phi_{1} = 1, de manera que uno de los bits de datos va del IC 68_{1} al IC 68_{2}, y el otro bit de datos va del IC 68_{2} al IC 68_{1}, en cada semiciclo. Las señales de datos pasan cada una de ellas conjuntamente con la otra por la línea de transmisión 86, y no interfieren entre sí gracias a la naturaleza de par trenzado de la línea de transmisión 86. La última señal de datos recibida es utilizable en este semiciclo. Cuando las \Phi_{1} y \Phi_{2} se encuentran separadas 180º, respectivamente, de alcanzar su punto alto o bajo, se reciben los datos y los estados lógicos locales son \Phi_{1} = 0 y \Phi_{2} = 1. Los mismos circuitos de mantenimiento 84 de cada uno de los dos ICs reciben ahora, ambos, un único bit de datos que fue enviado durante el semiciclo anterior, cuando \Phi_{2} = 1.

La Figura 32c muestra un circuito para la realización práctica del circuito de mantenimiento de datos 84. Unos transistores P1, N1, P5 y N5 se disponen y controlan operativamente para producir las señales de salida diferenciales, y únicamente están activos, es decir, conectados ("on"), cuando \Phi_{1} = 1. Uno de entre el P1 y el N5 se activa para una señal de salida diferencial positiva, o bien el P5 y el N1 se activan para una señal de salida diferencial negativa. Unos transistores N4, P4, N8 y P8 se disponen y controlan operativamente con el fin de permitir a los transistores P1, N1, P5 y N5 conmutar a "conexión" únicamente cuando \Phi_{1} = 1, es decir, durante el tiempo de transmisión. Unos transistores P2, N2, P6 y N6 se disponen y controlan operativamente de modo que conmutan a "desconexión" los transistores de salida P1, N1, P5 y N5 cuando \Phi_{2} = 1, es decir, durante el tiempo de recepción.

El transistor N3 se dispone y controla operativamente por la señal de control Datos de TX, de tal manera que su salida bidireccional diferencial asociada se haga positiva, esto es, V+, a través de los transistores N4 y P1, cuando la señal de control Datos de TX es un 1 lógico. El transistor P3 se dispone y controla operativamente por la señal de control Datos de TX, de tal manera que su salida bidireccional diferencial asociada se haga negativa, esto es, GND, a través de los transistores P4 y N1, cuando la señal de control Datos de TX es un 0 lógico. El inversor 11 se dispone y controla operativamente de tal forma que produce el estado lógico inverso al de la señal de control Datos de TX.

El transistor N7 se dispone y controla operativamente por la señal de control Datos de TX, de tal manera que su salida bidireccional diferencial asociada se haga positiva, a través de los transistores N8 y P5, cuando la señal de control Datos de TX es un 0 lógico. El transistor P7 se dispone y controla operativamente por la señal de control Datos de TX, de tal manera que su salida bidireccional diferencial asociada se haga negativa, a través de los transistores P8 y N5, cuando la señal de control Datos de TX es un 1 lógico.

El transistor N13 se dispone y controla operativamente de tal manera que proporcione una terminación correcta a la línea de transmisión diferencial 86 durante la recepción (RX) de una señal de datos. El transistor T13 tiene una "resistencia de conexión" operativa que iguala aproximadamente a la impedancia característica de la línea de transmisión 86.

Los transistores N1-8 y P1-8, conjuntamente con el inversor 11, constituyen el circuito de transmisión TX1 del circuito de mantenimiento bidireccional 84.

Los transistores N9 y N10 están dispuestos y controlados operativamente de modo que realizan un "muestreo" durante todo un semiciclo, en el condensador C1, de la señal diferencial durante la recepción (RX) de una señal de datos. Los transistores N11 y N12 están dispuestos y controlados operativamente de modo que conmutan o hacen pasar la muestra de carga almacenada del condensador C1 al convertidor dotado de terminación de diferencial a única, dispuesto y controlado operativamente. Este convertidor dotado de terminación de diferencial a única está constituido por los inversores I2, I3, dispuestos y controlados operativamente, y por el condensador C2. El inversor I3 y el condensador C3 se han dispuesto operativamente como referencia de tensión, y el inversor I2 se ha dispuesto y se controla operativamente de tal forma que se comporta como un registro de almacenamiento intermedio/amplificador de salida lógica dotado de terminación única con respecto a la señal de datos recibida y muestreada (RX'd).

Los transistores N9-N11 y los inversores I2 e I3, conjuntamente con los condensadores C1 y C2, constituyen los circuitos de recepción RX1 del circuito de mantenimiento o retención bidireccional 84.

Lo que sigue es una tabla de verdad que resume el funcionamiento del circuito de mantenimiento de datos 84 durante la transmisión (TX) y la recepción (RX) de las señales de datos.

1

Es de destacar que, para las líneas de transmisión 86 de enlace de datos que tienen una longitud eléctrica dada por la expresión 360º\cdotn + 180º, existe una latencia adicional de n ciclos (retardo), si bien los datos subsiguientes se reciben uno por cada ciclo. Además, la puesta en fase podría ser ligeramente diferente de una diferencia de 180º para los circuitos de TX y RX contenidos en el circuito de mantenimiento 84 de datos de I/O (entrada/salida), a fin de mejorar la regulación de secuencia temporal, y, en consecuencia, los "tiempos de mantenimiento", etc., de los circuitos de mantenimiento de datos 84, de modo que, como consecuencia de ello, se compensen en cierta medida los retardos de conmutación.

El diagrama de circuito que se ilustra en la Figura 32c no incluye circuitos adicionales para el conformado de onda, que bien podrían requerirse en la práctica pero que podrían ser de una naturaleza bien conocida.

Con unas formas de onda diferenciales claras o "limpias", los problemas de inductancia de paquete se minimizan, puesto que no surgen las corrientes de conexión de paquete de GND y de V+ a través de la acción de conmutación de la salida de las líneas de transmisión 86, ya que las corrientes de retorno se producen a través de la señal opuesta del par diferencial, y no a través de las patillas de alimentación. Resulta, por tanto, más fácil la coincidencia de la impedancia de paquete con las líneas de transmisión 86.

La Figura 32d muestra un IC con conexiones internas y que tiene una pluralidad de circuitos de mantenimiento de datos de recepción y transmisión unidireccionales, véanse las referencias 85 y 87. Un primer par de circuitos de mantenimiento de transmisión y recepción unidireccionales, 87_{1}, 85_{1}, están conectados operativamente a dos líneas de transmisión diferentes con el fin de transmitir operativamente datos desde una línea de transmisión a la otra. El primer circuito de mantenimiento de recepción 85_{1} tiene una "corrección de retardo mediante emplazamiento" de 45º; donde 45º representa la longitud eléctrica de las respectivas conexiones de señal de reloj a los circuitos de mantenimiento 87_{1} y 85_{1}.

Dos pares de circuitos de mantenimiento de transmisión/recepción unidireccionales, 85_{2}, 87_{2} y 85_{3} y 87_{3}, funcionan de la misma manera que los 87_{1} y 85_{1}, a excepción de que su corrección de retardo mediante emplazamiento es de 10º, los cuales representan la longitud eléctrica de sus conexiones de señal de reloj.

La Figura 32e muestra unos circuitos de mantenimiento de transmisión y recepción unidireccionales, 85 y 87, que son capaces de transmitir y recibir dos bits de datos por cada ciclo de reloj en el caso de que estos circuitos de mantenimiento 85 y 87 comprendan, respectivamente, dos circuitos de transmisión o de recepción en coincidencia de fase, respectivamente TX1 y RX1, en oposición a la situación en la que cada uno de ellos tiene un circuito de transmisión y recepción TX1 y RX1.

La Figura 33 ilustra unos condensadores en derivación, seleccionables digitalmente, que se han formado sin utilizar transistores del tipo MOSFET.

Los condensadores en derivación seleccionables digitalmente que se ilustran en la Figura 33 pueden conectarse operativamente a la línea de transmisión 15 y controlarse de tal forma que la onda electromagnética viajera se vea ligeramente retardada, es decir, puede controlarse la frecuencia de oscilación. Dichos retardos resultan de utilidad para el ajuste o sintonización fina de la frecuencia de una o más líneas de transmisión. Como se muestra, se han implementado ocho condensadores en derivación por medio de transistores del tipo MOSFET. Los transistores
MOSFET M1, M2, M5 y M6 son transistores PMOS, y los transistores MOSFET M3, M4, M7 y M8 son transistores
NMOS.

Los MOSFETs M1, M3, M5 y M7 tienen sus terminales de drenaje y de fuente conectados al conductor de línea de transmisión "interior" 15a, por ejemplo, y los MOSFETs M2, M4, M6 y M8 tienen sus terminales de drenaje y de fuente conectados al conductor de línea de transmisión "exterior" 15b. Los terminales de substrato de los MOSFETs M1, M2, M5 y M6 están conectados a la barra de alimentación positiva V+, y los terminales de substrato de los MOSFETs M3, M4, M7 y M8 están conectados a la barra de alimentación negativa GND.

Los terminales de puerta de los MOSFETs M1 y M2 están conectados entre sí y se controlan por medio de una señal de control CS0, y los terminales de puerta de los MOSFETs M3 y M4 están conectados entre sí y se controlan por medio de la inversa de la señal de control CS0. Análogamente, los terminales de puerta de los MOSFETs M5 y M6 están conectados entre sí y se controlan por medio de una señal de control CS1, y los terminales de puerta de los MOSFETs M7 y M8 están conectados entre sí y se controlan por medio de la inversa de la señal de control
CS1.

La siguiente tabla de verdad muestra qué condensadores en derivación del tipo MOSFET (M1-M8) contribuyen a la capacitancia, es decir, "MOSFETs activados" ("on"), de la línea de transmisión 15.

2

Se prefiere que los respectivos tamaños y números de los condensadores en derivación conectados a las pistas conductoras 15a y 15b de líneas de transmisión "interior" y "exterior" sean los mismos, es decir, estén equilibrados. Si bien se muestran ocho condensadores en derivación del tipo MOSFET M1-M8, es posible utilizar cualquier número de condensadores de tipo MOSFET en derivación que tengan tamaños, y, por tanto, capacidades, adecuados, siempre y cuando la línea de transmisión 15 esté equilibrada, como ocurre en la Figura 33.

Existen otras configuraciones para obtener condensadores en derivación controlables digitalmente, que pueden o no estar constituidos con el uso de transistores de tipo MOSFET. Un ejemplo conocido, de nuevo utilizando MOSFETs, podría ser el uso de, por ejemplo, el uso de condensadores de tipo MOSFET ponderados de forma binaria. Otras alternativas a los condensadores del tipo MOS con las que se logra una capacidad variable incluyen, por ejemplo, los varactores y los diodos P/N.

Puede resultar ventajoso que se repitan las "matrices o bancos de condensadores" a intervalos regulares alrededor de la línea o líneas de transmisión, con el fin de distribuir la impedancia.

La Figura 34 muestra cómo encaminar los datos y/o la potencia a través de una línea de transmisión 15 y cómo alterar su carga capacitiva con el uso de formaciones 88 que se asemejan a durmientes de vía de ferrocarril, depositadas, preferiblemente, a intervalos regulares o uniformes por debajo de las pistas conductoras 15a, 15b. Alternativamente, podrían depositarse formaciones tales como la 88 por encima y/o por debajo de las pistas conductoras 15a, 15b de las líneas de transmisión. Como puede observarse en la vista en corte transversal, las pistas 15a, 15b se encuentran preferiblemente sobre una capa metálica que está aislada de la formación 88, por ejemplo, por medio de una capa de dióxido de silicio 92. Estas formaciones 88 tienen el efecto de incrementar la capacidad de las líneas de transmisión, y pueden, en consecuencia, ser utilizadas para alterar la impedancia de la línea de transmisión y, por tanto, la velocidad de la onda electromagnética viajera. Una ventaja del encaminamiento de los datos y/o de la potencia por 99, como se ilustra, es que, puesto que las señales de reloj \Phi_{1} y \Phi_{2} que discurren por la línea de transmisión 15 son diferenciales, estas señales de reloj \Phi_{1} y \Phi_{2} no tienen ningún efecto sobre las señales de datos y/o de potencia encaminadas.

Los conmutadores bidireccionales (21) que utilizan inversores 23a, 23b, actúan inherentemente como rectificadores sincrónicos de la frecuencia de la señal de reloj, y pueden ser derivados por el recorrido óhmico que va desde la barra de alimentación más negativa de estos inversores hasta GND, y desde su barra de alimentación más positiva hasta V+. En consecuencia, los transistores NMOS y PMOS que constituyen los inversores en configuración de espalda con espalda 23a y 23b (véase la Figura 22b), siempre serán conmutados por una onda electromagnética incidente en desplazamiento por la línea de transmisión 15, hasta un estado en el que los dos transistores "activados" (un NMOS y un PMOS, respectivamente) conectarán la pista conductora más negativa de la línea de transmisión a la alimentación de GND local para un transistor NMOS y a la alimentación de V+ local para un transistor PMOS. Los dos pares de transistores NMOS/PMOS se alternan conforme se invierte la polaridad de la señal de onda electromagnética incidente, para obtener una oscilación a modo de puente rectificador que es sincrónica y que constituye un ejemplo de la bidireccionalidad del modo de conversión DC-AC-DC (corriente continua - corriente alterna - corriente continua) implicado. La línea de transmisión 15 es, de esta forma, capaz de extraer y redirigir la potencia bidireccionalmente o en ambos sentidos, con el fin de suministrar potencia a la línea de transmisión 15 cuando la tensión en la barra de alimentación local es mayor que la tensión en la línea de transmisión, y de extraer potencia cuando la tensión en la barra de alimentación local es menor que la tensión en la línea de transmisión, y la línea de transmisión 15 se comporta en este modo como un conductor de potencia; véase la siguiente tabla:

3

Este reciclaje de potencia resulta particularmente apropiado en tecnologías de tratamiento con ICs en las que la longitud de puerta es menor que aproximadamente 0,1 micras, en cuyo caso la "resistencia en activación" en paralelo será comparable a la resistencia en serie en corriente continua de las conexiones de alimentación. Dicha rectificación sincrónica puede actuar como la base de la alimentación de potencia en la ausencia o imposibilidad de encaminar o tender una alimentación de potencia a ciertas áreas de un IC, y, en particular, puede emplearse en circuitos de "bombeo de carga", es decir, en la conversión de potencia de corriente continua a corriente continua (DC-DC). Existe también una capacidad intrínseca para transformar la conversión de potencia de corriente continua a corriente alterna, y viceversa. Por su puesto, de forma alternativa, es posible emplear transformadores integrados sobre chip conocidos.

Se contempla la posibilidad de alcanzar las frecuencias de funcionamiento más altas posibles que sean consistentes con la conmutación desconectable de circuitos lógicos, incluyendo la tecnología de fabricación de semiconductores que se pretende desarrollar.

En efecto, las propias formaciones de las líneas de transmisión deberán guardar la escala con la tecnología de procesamiento basada en ICs, de tal manera que unas formaciones de transistores más pequeñas y rápidas conduzcan de forma natural a osciladores de línea de transmisión más cortos y rápidos que funcionen a frecuencias de señal de reloj aún más altas.

Otras posibilidades incluyen mantener un consumo de potencia bajo con independencia de las aplicaciones, que podrían estar en relación con cualquier disposición resonante de conexiones capacitivas e inductivas a una línea de transmisión, o con un uso específico relativo a elementos tales como registros de desplazamiento o lógica de "precarga"/"evaluación".

Si bien existe una ventaja evidente en el hecho de no tener que utilizar una referencia externa de regulación de secuencia temporal, tal como un cristal de cuarzo, ni tampoco técnicas de PLL, pueden existir situaciones y aplicaciones en las que esta invención se aplique en combinación con dichos cristales externos de regulación de secuencia temporal, etc.

Si bien la explicación detallada de acuerdo con la presente invención se ha proporcionado dentro del contexto de la tecnología de CMOS dominante en la actualidad para los ICs, se apreciará por parte de los expertos en la técnica que existen principios implicados que son también aplicables a otras tecnologías de semiconductores, por ejemplo, las de silicio-germanio (Si-Ge) y de arseniuro de galio (Ga-As), etc.

Finalmente, además de la utilidad altamente beneficiosa por lo que respecta a la superación de los problemas asociados a la sincronización con señal de reloj a elevada frecuencia, por ejemplo, cuando F > 1 GHz, no se puede excluir del ámbito pretendido para la presente invención ninguna otra aplicación de la generación de señales de regulación de secuencia temporal, combinada con la distribución de las mismas, por ejemplo, en sistemas y aparatos destinados a funcionar a frecuencias menores que 1 GHz.

Claims (53)

1. Un circuito para la generación y distribución de señales de regulación de secuencia temporal, el cual comprende un recorrido de señal (15), formado por al menos un primer lazo o bucle (15a) y un segundo bucle (15b), de tal manera que los primer y segundo bucles forman una línea de transmisión y están enlazados entre sí para constituir un único recorrido conductor continuo para la energía, que logra la inversión de la fase de la señal, y en el cual se han conectado medios activos regenerativos asociados (21), entre dichos primer y segundo bucles (15a, 15b).

2. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 1, en el cual cada uno de dichos recorridos de señal proporciona un único camino continuo conductor de la electricidad.

3. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 1 ó la reivindicación 2, en el cual los medios activos regenerativos tienen una acción conmutadora con respecto a dos niveles de tensión de alimentación.

4. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 3, en el cual los medios activos regenerativos (21) tienen una acción amplificadora durante dicha conmutación.

5. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual los medios activos regenerativos (21) tienen una acción inversora con respecto a señales de regulación de secuencia temporal en el recorrido de señal.

6. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual los medios activos regenerativos son de naturaleza bidireccional o de doble sentido, de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal presentará componentes diferenciales bipolares disponibles en cualquier parte a lo largo del recorrido de la señal, con un desfase de 180º.

7. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 6, en el cual el recorrido de la señal describe más de un bucle en su continuidad electromagnética sin fin o de ciclos indefinidos, de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal está disponible en componentes de múltiples fases, las cuales incluyen la cuadratura para un bucle adicional del mismo sentido.

8. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual los medios activos regenerativos (21) se encuentran localizados físicamente en una posición a lo largo de la longitud del recorrido de la señal, de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal tendrá una naturaleza de onda esta-
cionaria.

9. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 8, tomada conjuntamente con la reivindicación 6, en el cual los medios activos bidireccionales no alcanzan nunca sus estados completamente "activado" ni completamente "desactivado", de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal de onda estacionaria es substancialmente sinusoidal.

10. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual se ha dispuesto una pluralidad de medios activos regenerativos (21) entre dichos primer y segundo bucles (15a, 15b), distribuidos físicamente a lo largo de la longitud del recorrido de señal, de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal tendrá una naturaleza de onda viajera que se desplaza en recirculación.

11. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 10, en el cual los medios activos regenerativos comprenden una pluralidad de amplificadores inversores, separados entre sí a lo largo del recorrido de señal.

12. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 11, tomada conjuntamente con la reivindicación 6, en el cual los medios de conmutación bidireccionales alcanzan sus estados completamente "activado" y completamente "desactivado" en porciones relativamente cortas del tiempo que le toma a dicha señal de regulación de secuencia temporal de onda viajera atravesar el recorrido de la señal, de tal forma que dicha señal de regulación de secuencia temporal es substancialmente rectangular.

13. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 10 a 12, en el cual los medios activos regenerativos distribuidos tienen terminales de entrada/salida conectados a través del recorrido de la señal, con lo que se logra una continuidad electromagnética sin fin o de recirculación indefinida de la interconexión de corriente continua de los terminales con un punto de funcionamiento en corriente continua no estable.

14. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual dicha señal de regulación de secuencia temporal tiene una forma de onda electromagnética transversal.

15. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual los medios regenerativos sirven para compensar o reponer las bajas pérdidas de energía producidas en la pequeña impedancia de dicho recorrido de señal electromagnéticamente indefinido o sin fin.

16. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual el recorrido de señal incluye unos medios transformadores de línea de transmisión que logran dicha inversión de fase.

17. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual el recorrido de señal comprende formaciones conductoras paralelas y generalmente separadas entre sí, dispuestas sobre un substrato, con una conexión cruzada de las formaciones conductoras con la que se consigue una única longitud conductora de ciclos indefinidos o sin fin.

18. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 17, en el cual el recorrido de señal de línea de transmisión es una estructura de naturaleza de micro-banda/micro-banda coplanarias.

19. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 18, en el cual la estructura de línea de transmisión comprende pistas conductoras separadas entre sí e intercaladas o emparedadas entre capas de dieléctrico, con las que se consiguen dichas señales de regulación de secuencia temporal de modo diferencial.

20. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 19, en el cual las capas de dieléctrico están intercaladas o emparedadas entre capas conductoras, con lo que se logra el aislamiento o apantallamiento y/o se posibilita el modo en común de dichas señales de regulación de secuencia temporal.

21. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 19 ó la reivindicación 20, en el cual la reactancia capacitiva y/o inductiva del recorrido de señal de línea de transmisión viene determinada por la geometría particular de las pistas conductoras y por su separación a lo largo de sus longitudes.

22. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 16 a 21, en el cual el recorrido de señal tiene una longitud eléctrica substancialmente de 180º, y los medios regenerativos son de una naturaleza conmutadora inversora bidireccional, y amplificadora.

23. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 22, en el cual los medios regenerativos comprenden inversores en configuración adosada o de espalda con espalda.

24. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 23, en el cual los inversores son circuitos de tipo MOSFET de canal N y de canal P.

25. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 24, en el cual los inversores conmutan secuencialmente en uno de los sentidos alrededor del recorrido de señal y están conectados a líneas de tensión de alimentación para el paso por ellas de la energía recibida desde la conmutación del siguiente inversor, de tal forma que se refuerza el tránsito en recirculación del recorrido de señal por dicha señal de regulación de secuencia
temporal.

26. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual el recorrido de señal tiene una conexión cruzada que también es activa para dichas señales de regulación de secuencia temporal y que tiene una longitud eléctrica que es substancialmente la mitad de la del recorrido de señal.

27. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, el cual comprende adicionalmente conexiones eléctricas sobre el recorrido de señal, destinadas a suministrar, durante el uso, las señales de regulación de secuencia temporal a circuitos operacionales.

28. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 27, en el cual las conexiones se realizan por medio de secciones adaptadoras o de acometida capacitivas, desde el recorrido de señal.

29. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 28, en el cual las secciones adaptadoras capacitivas están separadas entre sí regular o uniformemente a lo largo del recorrido de señal.

30. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 27, tomada conjuntamente con la reivindicación 24, en el cual las conexiones se realizan por medio de inversores del tipo MOSFET.

31. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, que comprende una pluralidad de recorridos de señal.

32. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 31, en el cual cada uno de dichos recorridos de señal comprende al menos un primer bucle y un segundo bucle, enlazados entre sí para formar un recorrido continuo de señal, conductor de la energía.

33. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 31 ó la reivindicación 32, en el cual al menos dos de dichos recorridos de señal están interacoplados, o acoplados mutuamente, con el fin de funcionar sincrónicamente al compartir los campos magnético y/o eléctrico.

34. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 33, en el cual dos de dichos recorridos de señal tienen una parte que es común a ambos y que tiene una impedancia que es substancialmente la mitad de la de las partes restantes de los dos recorridos de señal.

35. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 31, en el cual al menos dos de dichos recorridos de señal están interconectados con el fin de operar sincrónicamente.

36. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 35, en el cual la interconexión de auto-sincronismo entre dichos recorridos de señal destinados a operar substancialmente a la misma frecuencia, se realiza a través de medios de circuito pasivos que logran un acoplamiento bidireccional ligero.

37. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 36, en el cual la interconexión de auto-sincronización entre dichos recorridos de señal destinados a operar a frecuencias diferentes que tienen una relación de harmónicos impares, se realiza a través de medios inversores polarizados contra la frecuencia más alta y que afectan a la frecuencia más baja.

38. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 35 a 37, en el cual dichos recorridos de señal interconectados tienen impedancias destinadas a garantizar una coincidencia substancial de la energía que entra y que sale de la interconexión considerada.

39. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 35 a 38, en el cual la interconexión o el acoplamiento mutuo se realiza con ambos conductores separados del recorrido de señal, en posiciones coincidentes a lo largo de las longitudes eléctricas de sus bucles, con respecto a medios para imponer la inversión de fase en dicha regulación de secuencia temporal de las señales.

40. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 37 a 39, en el cual se interconectan directamente una pluralidad de dichos recorridos de señal en longitudes eléctricas de coincidencia mutua que son múltiplos de 45 grados.

41. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 36 a 40, en el cual los recorridos de señal se han dispuesto uno dentro de otro y tienen diferencias paramétricas que armonizan el tiempo de tránsito empleado por dichas señales de regulación de secuencia temporal correspondientes a cada uno, y, por tanto, sus frecuencias fundamentales.

42. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 31 a 39, en el cual al menos uno de dichos recorridos de señal está conectado a otro o a una matriz o conjunto ordenado de ellos, a través de al menos una conexión de línea de transmisión que tiene una longitud eléctrica nominal o de diseño de 180 grados o un múltiplo impar de este valor, con el fin de garantizar el bloqueo en frecuencia y en fase.

43. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual se realiza al menos una conexión con el recorrido de señal que tiene una naturaleza de cortocircuito, con una longitud eléctrica substancialmente de 90 grados.

44. Un circuito electrónico de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 42, en el cual al menos una de las conexiones realizadas con uno de dichos recorridos de señal tiene una naturaleza de circuito abierto, con una longitud eléctrica substancialmente de 180 grados.

45. Un circuito electrónico que comprende un circuito de generación y distribución de señales de regulación de secuencia temporal, de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, un circuito de operación, de naturaleza conmutadora activa, el cual requiere señales de regulación de secuencia temporal, y medios conductores destinados a distribuir las señales de regulación de secuencia temporal generadas a dicho circuito de operación.

46. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 45, que comprende un circuito integrado semiconductor que tiene un área activa con rasgos o elementos que presentan los circuitos de operación y los medios de distribución de señal de regulación de secuencia temporal, incluyendo el recorrido de señal y sus medios activos regenerativos asociados, que, conjuntamente, sirven como fuente de dichas señales de regulación de secuencia
temporal.

47. Un circuito electrónico que comprende al menos dos circuitos integrados (ICs -"Integrated Circuits") semiconductores, cada uno de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, para dichas señales de regulación de secuencia temporal similares, y una conexión entre ICs, entre los recorridos de señal de cada uno de los ICs a lo largo de una longitud eléctrica y en posiciones de los recorridos de señal que coordinen la coherencia en frecuencia y en fase de uno de los ICs con respecto al otro de los ICs.

48. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 47, en el cual la interconexión entre ICs tiene una longitud eléctrica que es substancialmente la misma que la de los recorridos de longitud de señal, o un múltiplo impar de la misma.

49. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 47 ó la reivindicación 48, en el cual dichas posiciones interconectadas en uno y otro de los ICs tienen una diferencia de fase que se corresponde con la longitud eléctrica de dichos recorridos de señal de los mismos.

50. Un circuito electrónico de acuerdo con una de las reivindicaciones 47 a 49, en el cual una segunda de dichas interconexiones entre ICs diferente sirve adicionalmente para establecer sentidos de desplazamiento de dichas señales de regulación de secuencia temporal a lo largo de dichos recorridos de señal de los mismos.

51. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 50, que comprende adicionalmente medios de transferencia de datos bidireccionales en cada IC, coordinados adicionalmente con las señales de regulación de secuencia temporal.

52. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 51, en el cual los medios de transferencia de datos comprenden circuitos de mantenimiento o retención de datos bidireccionales, controlados por dichas señales de regulación de secuencia temporal coordinadas, bipolares y diferenciales de dos fases, de tal forma que cada uno de ellos transmita un bit de datos al otro durante el mismo semiciclo de las señales de regulación de secuencia temporal, y ambos reciban esos bits de datos en el siguiente semiciclo de las señales de regulación de secuencia temporal.

53. Un circuito electrónico de acuerdo con la reivindicación 52, el cual comprende dichas conexiones realizadas con cable de par trenzado.