ES2209300T3 - Sistema para regular las revoluciones de motores de corriente alterna. - Google Patents
Sistema para regular las revoluciones de motores de corriente alterna.Info
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Abstract
Sistema para el control de la velocidad de revoluciones de motores de CA, por ejemplo, para controlar ventiladores o bombas, que tiene una unidad de control diseñada para variar la tensión del motor CA con respecto a la frecuencia fundamental y/o la amplitud por medio de la dirección de fase. El sistema tiene un conmutador controlado electrónicamente (2) conectado antes del motor que está controlado por una unidad de control (4) de forma que se produzca una tensión variable del motor CA (UM) a partir de una tensión CA de entrada sinusoidal (UN) para variar la velocidad de las revoluciones. La unidad de control está diseñada para variar la tensión del motor CA con respecto a su frecuencia fundamental y/o amplitud por medio de la dirección de la fase.
Description
Sistema para regular las revoluciones de motores
de corriente alterna.
El presente invento hace referencia a un sistema
para el control de revoluciones de motores asincrónicos de corriente
alterna, en especial motores de condensador o motores de polo
partido, en que un sistema de conmutación controlable
electrónicamente, previamente conectado al motor, es gobernado por
una unidad de control de tal manera que, a partir de una tensión
alterna de entrada de forma sinuosidad, se genera una tensión
alterna para variar el número de revoluciones del motor, estando la
unidad de control conformada de tal modo que la tensión alterna del
motor puede cambiarse respecto a su frecuencia y/o amplitud básicas
por medio del recorte de fases, y en que a través de la unidad de
control se bloquean totalmente determinadas semiondas u ondas
completas de la tensión alterna de entrada de forma sinuosidad,
mediante la formación de huecos de tensión.
Generalmente los motores de condenador o de polos
paridos funcionan con redes de corriente alterna monofásicas y se
emplean, por ejemplo para el funcionamiento de ventiladores, bombas
o similares. En tales impulsiones, por ejemplo en los ventiladores,
con frecuencia es necesario disponer de diversas prestaciones
(capacidades de aire), normalmente en determinadas etapas, para
estados de funcionamiento variables. Así, por ejemplo, debe ser
posible cambiar el número de revoluciones de ventiladores (aumento o
reducción) en los extractores de vahos a fin de variar las
prestaciones. También en las instalaciones de climatización,
recuperadores térmicos o en los impulsores de ventiladores y bombas
(turbinas) - en general - a menudo es necesario un ajuste, sobre
todo escalonado, del número de revoluciones.
Para ello, en el caso de pequeñas potencias,
todavía es usual conmutar en serie varias grandes resistencias en el
circuito amperimétrico del motor a través de un interruptor
escalonado, para reducir así la tensión del motor y con ello
conseguir un cambio del número de revoluciones. Sin embargo, este
procedimiento es muy poco económico, puesto que la tensión desechada
por la resistencia produce una pérdida de potencia, es decir, se
convierte en calor, que en muchos casos también hay que
eliminar.
A través de la patente
DE-4.222.431 A1 se conoce un conmutador de devanados
escalonados para motores eléctricos monofásicos, por medio del cual
pueden conmutarse varias bobinas auxiliares por medio de varios
triacs o tiristores al objeto de cambiar el número de revoluciones.
Sin embargo, este conmutador de devanados es caro puesto que hay que
realizar los inicios y finales de bobina para las conexiones. Además
hay que prever un elemento de conexión especial (triac, tiristor)
para cada etapa de conexión.
Se conoce un sistema de la clase citada antes a
través de la patente DD-94.666. Dicha publicación
describe concretamente un procedimiento para el ajuste del número de
revoluciones de motores de inducción sin conmutador, en especial de
motores asincrónicos con inducido en cortocircuito. Para ello hay un
dispositivo de conexión en forma de dos tiristores conectados
antiparalelamente en serie al motor o el devanado del motor, los
cuales son gobernados por un sistema de control de manera que se
limita o liberan (dejan pasar) semiondas u ondas completas,
respectivamente, de la tensión de la red. Así puede cambiarse la
frecuencia de la tensión del motor. No obstante, se ha puesto de
manifiesto que tal sistema de control tiene como consecuencia un
rendimiento relativamente malo.
Se conocen procedimientos similares a través de
las patentes DD-216.586 y
DE-2.842.391 respectivamente, que en todo caso son
de especial aplicación para motores de corriente alterna trifásica.
Pero también en este caso se limitan o dejan pasar ondas completas
de la tensión de la red como corriente para el motor.
La patente DE-3.830.196 A1
describe un procedimiento para aprovechar el control de las entradas
de fase como convertidor de frecuencia. También en este caso se
limitan ondas completas de la tensión de la red, en que siempre se
proporciona un ángulo de ataque más estacionario (más constante) del
tamaño correspondiente. Por tanto, no se trata propiamente de un
control de la entrada de fase en el sentido convencional, puesto que
las ondas individuales se dejan pasar o no en su totalidad, pero
nunca son sólo parcialmente recortadas. Mediante un cambio de ritmo
entre semiondas liberadas y bloqueadas se crea un proceso de tensión
que contiene la frecuencia útil deseada como frecuencia básica.
Por otro lado, ahora también se conoce, a través
de la patente DE-3.427.479 A1, un procedimiento para
el control de entrada de las semioscilaciones de tensión de un
puesto de corriente alterna con dos circuitos amperimétricos que
pueden controlarse de manera antiparalela para cada fase, con
destino a un motor con rotor de jaula. Para ello, a fin de hacer
funcionar motores de corriente trifásica con número de revoluciones
escalonadas, según semiondas positivas y/o negativas de diversas
modelos, recortadas de tal modo que a partir de una frecuencia de
red, se consigue una distinta frecuencia para cambiar el
correspondiente número de revoluciones. Pero este procedimiento
concierne a motores de corriente trifásica pero no a motores de
corriente alterna, como motores de condensador o de polo
partido.
Todo estos conocidos sistemas de control tiene
principalmente el inconveniente de un rendimiento relativamente
malo. En parte, también producen molestos ruidos.
A través de la patente
GB-1.404.019 también se conoce un sistema para el
control de las revoluciones de motores asincrónicos de corriente
alterna, en el cual se controla el dispositivo de control
electrónico de una unidad de gobierno conecta en serie al motor, de
modo que a partir de una tensión alterna de entrada de forma
sinuosoide se obtiene una tensión alterna para el motor que sirve
para variar el número de revoluciones, estando la unidad de control
conformada de tal modo que la tensión alterna del motor se varia a
través del recorte de fase respecto a su frecuencia y/o amplitud
básicas, y en que se limitan totalmente a través de la unidad de
control determinadas semiondas u ondas completas de la tensión
alterna de entrada en forma sinusoidal para establecer huecos de
tensión.
El presente invento tiene por objeto crear un
sistema de control del tipo citado, por medio del cual se consiga un
óptimo funcionamiento del motor, con poco ruido, en especial con un
mejor rendimiento y par de giro, a través de una gran amplitud de
número de revoluciones, así como que, ventajosamente, no dependa de
la carga. Para ello, el control debe además hacerse con medios
técnicamente más sencillos y de coste más favorable.
De acuerdo con el invento, esto se consigue por
el hecho de que, en el recorte de fase, las semiondas no limitadas
presentan diferentes ángulos de encendido que se repiten
periódicamente, y que en un hueco de tensión, las siguientes
semiondas del ángulo de recorte de fase, la primera semionda son
mayores que el ángulo de recorte de fase de la segunda semionda o
semiondas siguientes, y por cierto de manera que la corriente para
el motor resultante de la tensión alterna así conseguida corre
esencialmente simétrica a la línea cero.
Así, la longitud del periodo determina la
frecuencia básica. Por tanto, de acuerdo con el invento es posible
generar, a partir de la tensión alterna de entrada - normalmente la
tensión de la red - casi cualquier tensión alterna de motor deseada
diferente en lo que respecta a la frecuencia básica y/o el recorrido
de la curva, de manera que puede conseguirse siempre un
funcionamiento óptimo del motor, en especial con un rendimiento más
favorable y con un alto momento de arranque.
La frecuencia básica puede variarse - de modo ya
conocido - por el hecho de que a través de la unidad de control se
limita el paso de determinadas semiondas u ondas completas de la
tensión alterna de entrada mediante la formación de huecos de
tensión, mientras se dejan pasar otras determinadas ondas. De
acuerdo con el invento, y en combinación con el mismo, se lleva a
cabo un recorte de fase de semiondas de tensión consecutivas con
diversos ángulos de recorte de fase "asimétrica" (ángulos de
encendido). En este caso se trata de un control por recorte de fase
dinámico. En una forma de realización especialmente ventajosa del
invento - por ejemplo para una frecuencia básica de 25 Hz - se ha
previsto que en una onda total, que en un hueco de tensión sigue el
ángulo de recorte de fase, la primera semionda sea mayor que el
ángulo de recorte de fase de la segunda semionda siguiente, y por
cierto en especial con tal relación que la corriente para el motor
resultante de la tensión alterna así conseguida corra esencialmente
simétrica a la línea cero. Esta medida de acuerdo con el invento se
basa en el conocimiento de que, en los procedimientos conocidos, en
cuyos huecos de tensión, gracias a la limitación de ondas completas,
al aparecer la onda que sigue un hueco de tensión, primero se
produce un empinado aumento de corriente, y por cierto a causa de la
fuerza electromotriz contraria que en este momento aún falta en el
devanado del motor. Pero a continuación la corriente se reduce
debido a la fuerza electromotriz necesaria para la fluctuación, de
manera que se produce un recorrido asimétrico de la corriente con
respecto a la línea cero; entonces la corriente tiene un porcentaje
de tensión continua, porque se desplaza con respecto a la línea
cero, lo cual tiene como consecuencia un mal rendimiento. Gracias al
control por recorte de fase dinámico de acuerdo con el invento, se
compensa ventajosamente esta asimetría de la corriente del motor, de
manera que puede alcanzarse un recorrido simétrico de la corriente
del motor con respecto a la línea cero, sin parte de tensión
continua. Así mejora el rendimiento y se reduce el consumo de
energía.
Otras características de formas de realización
ventajosas del invento aparecen en las reivindicaciones
complementarias, así como en la siguiente descripción.
A continuación se explican exactamente los
fundamentos técnicos del invento con ayuda de los dibujos adjuntos.
En los mismos:
La figura 1 es un gráfico de tiempo para el
recorrido de tensión, corriente y potencia de un conocido control
por recorte de fase según el estado actual de la técnica;
La figura 2 es un gráfico de la curva
característica del motor para uno de tales conocidos sistemas de
control;
La figura 3 es un gráfico de tiempo análogo al de
la figura 1, también de un sistema de control ya conocido, en que se
limitan ondas completas sin el recorte de fase respectivo;
La figura 4 es un gráfico de tiempo análogo al de
las figuras 1 y 3, respectivamente, de un sistema de control de
acuerdo con el actual estado de la técnica;
La figura 5 es un esquema de bloques del sistema
de control de acuerdo con el invento, en una primera variante de
conmutación;
La figura 6 es un gráfico de tiempo análogo al de
la figura 4, para una forma de realización preferida del sistema de
control de acuerdo con el invento;
La figura 7 es un gráfico de la curva
característica del motor similar a la figura 2, pero para el control
de acuerdo con el invento;
La figura 8 es un esquema de bloques de una
segunda variante del sistema de acuerdo con el invento;
La figura 9 muestra curvas de tensión y de
corriente para la segunda variante de conmutación según la figura
8;
La figura 10 es una rejilla característica del
par de giro mesurada para la conmutación según la figura 8, en
comparación con la curva característica de un motor accionado
directamente de la red, sin sistema de control;
La figura 11 es un esquema de bloques de una
tercera variante de conmutación, como alternativa a las figuras 5 y
8; y
La figura 15 es un gráfico para la forma de
realización según la figura 11.
En las diferentes figuras del dibujo, las mismas
piezas siempre vienen designadas con las mismas referencias y por
consiguiente, en general, tan sólo se describirán una vez.
Según la figura 5, hay un sistema de conmutación,
controlable electrónicamente, conectado en serie a un motor de
corriente alterna M. Preferiblemente, el dispositivo de conmutación
2 está formado por conmutadores electrónicos de potencia, formados
especialmente a base de triacs y tiristores, de modo que entre la
unidad de control 4 y el conmutador de potencia también puede
preverse un paso excitador adicional. En este caso, el motor M está
conformado como motor de condensador, que tiene un devanado de
trabajo AW y, paralelamente al mismo, un conmutador en serie de un
devanado auxiliar HW con un condensador C. El motor M también puede
estar conformado como motor de polo partido, de modo que se
prescinde de devanado auxiliar HW y del condensador C. El
dispositivo de conmutación 2 es gobernado por una unidad de control
4 de manera que, a partir de una tensión alterna de entrada de forma
sinusoidal (tensión de la red) U_{N}, se obtiene una tensión
alterna U_{M} variable para cambiar el número de revoluciones del
motor.
Antes de entrar más en el invento, conviene
explicar los procedimientos conocidos con ayuda de las figuras 1 a
3.
En un conocido sistema de control por recorte de
fase - véase la figura 1 - se retrasa un elemento de conmutación
(triac o tiristor) montado en serie al motor, es decir se conecta
primero con determinado ángulo de fase o encendido \varphi según
los puntos de anulación normal de la tensión alterna de entrada
U_{N}. Con este retraso del encendido puede controlarse la
amplitud de la tensión alterna del motor U_{M}, mientras cambia el
ángulo de encendido. En la figura 1 se ha representado, a modo de
ejemplo, el estado en el caso de un ángulo de encendido \varphi =
117º. Dado que un motor con condensador suele trabajar con un gran
cos \varphi, con un control de recorte de fase se comporta de
manera parecida a una carga óhmica. Esto significa que el elemento
de conmutación vuelve a desconectarse automáticamente cerca del
puntos de anulación de tensión y vuelve a conectarse de nuevo en el
siguiente impulso de encendido. El cambio de amplitud de la tensión
del motor, que depende del ángulo de encendido \varphi, causa un
correspondiente cambio del número de revoluciones del motor. En un
sistema de control de esta clase la frecuencia de sincronización del
motor no varía; se realiza un denominado control deslizante del
número de revoluciones, el cual comporta un aumento de pérdida de
potencia. La potencia cedida de este modo queda pues reducida,
puesto que parte de la potencia del entre hierro se transforma en
calor en el rotor. El control deslizante del número de revoluciones
no cambia el número de revoluciones en vacío, sino las
características de revoluciones-momento de giro, de
manera que a medida que aumenta el ángulo de encendido se consigue
características más planas.
En la figura 2 se han representado las
características correspondientes del motor, que se consiguen a
partir de diferentes ángulos de encendido. Tal como se manifiesta
claramente con ello, por ejemplo cambia el número de revoluciones,
al pasar de una primera curva característica de carga L_{1} a una
segunda curva característica de carga L_{2}, en el supuesto punto
de trabajo A_{1} a L_{1} claramente entorno a \Deltan, es
decir, en el ejemplo supuesto entorno a unas 170 rpm. La amplitud el
número de revoluciones también depende en gran medida de la curva
característica de carga. En todo caso, tal sistema de control no
sólo varía la amplitud de la corriente del motor, sino que también
genera ondas superiores. En tal caso la tercera onda superior
constituye la mayor parte, con 150 Hz. Las ondas superiores producen
pérdidas adicionales, y por tanto empeoran el rendimiento. Además
aumentan la ondulación del momento de giro y el nivel sonoro.
En la figura 3 se muestra el funcionamiento
básico de otro conocido sistema de control, en que se limitan o
dejan pasar ondas completas de la tensión alterna de entrada
U_{N}. Gracias a este recorte de semiondas u ondas completas se
varía la frecuencia básica del motor; por tanto funciona de manera
similar a un convertidor de frecuencia. Con una frecuencia
determinada de red de 50 Hz, en el ejemplo representado en la figura
3, se consigue una frecuencia de 25 Hz, con la cual funciona el
motor. Luego, la corriente de motor I_{M} resultante ya no tiene
forma sinusoidal. Tal como puede verse claramente en la figura 3,
ambas semiondas presentan una fuerte asimetría. Se sabe que el
motivo de ello es que se reduce el flujo durante las dos semiondas
limitadas. Por consiguiente, la fuerza electromotriz contraria
durante la primera semionda liberada es esencialmente menor que
durante la segunda semionda siguiente. Esto hace que la corriente
sea mayor en la primera semionda de la tensión. Esta asimetría
produce un porcentaje de corriente continua en la corriente del
motor (desplazamiento en el punto cero), que por un lado frena el
motor y por otro lado, además de pérdidas adicionales en el
devanado, también provoca una carga de la red de corriente alterna.
Otro inconveniente de este conocido principio de control es que esta
forma de tensión puede causar la saturación del motor, lo cual
empeora notablemente el rendimiento. Por tanto, la potencia
absorbida por el motor en esta fase de trabajo es claramente mayor
que en un control por recorte de fase convencional.
Tal como ahora puede verse en la figura 4, se ha
previsto otro sistema de control adecuado para ambos conocidos
procedimientos, en combinación. Esto significa que, por un lado
puede cambiarse la frecuencia básica, mediante lo cual la unidad de
control 4 limita determinadas ondas de la tensión alterna de entrada
de forma sinusoidal U_{N} al formar huecos de tensión L, mientras
deja pasar otras determinadas ondas. Por otro lado, puede llevarse a
cabo un recorte de fase de las semiondas restantes de tensión
positiva y negativa consecutivas con un determinado ángulo de
recorte de fase \varphi.
En una forma de realización del sistema de
control de acuerdo con el invento, según la figura 5, se ha previsto
en la figura 6 que, en una onda completa que sigue un hueco de
tensión L, se recorten sus dos semiondas con diferentes ángulos de
recorte de fase \varphi_{1} y \varphi_{2}. Concretamente el
ángulo de recorte de fase \varphi_{1} de la primera semionda es
mayor que el ángulo de recorte de fase \varphi_{2} de la segunda
semionda siguiente, y por cierto en especial de modo que la
corriente de motor I_{M} conseguida a partir de la tensión alterna
del motor U_{M} corre esencialmente simétrica a la línea cero.
Para ello, en la primera variante de conmutación
de acuerdo a la figura 5 se ha previsto que la unidad de control 4
gobierne el sistema de control 2 en función de los pasos cero de la
tensión alterna de entrada U_{N} obtenida mediante un dispositivo
de generación de puntos de anulación 6. A tal objeto, el dispositivo
de generación de puntos de anulación 6 está unido de tal modo con la
tensión alterna de entrada U_{N} y está dispuesto de manera que
cada punto de anulación de la tensión produce un impulso de gobierno
que se envía a la unidad de control 4 a través de una línea de señal
8. Este impulso de gobierno sirve para activar el ángulo de recorte
de fase. De este modo, la unidad de control 4 puede proporcionar un
determinado modelo de ángulo de fase o encendido, generado por el
dispositivo electrónico de control 2, así como los huecos de tensión
L mediante el bloqueo de determinadas ondas, y también el respectivo
recorte de las ondas restantes. Para un total bloqueo de una
semionda se aplica a la misma un ángulo \varphi = 180º.
Ventajosamente, en este caso es posible un cambio
dinámico del modelo del ángulo de encendido, de acuerdo a la figura
6. Partiendo de una frecuencia básica de por ejemplo 25 Hz (por
bloqueo de cada segunda onda completa) se recortan las respectivas
semiondas positivas y negativas de modo diferente. Para ello es
fundamental que el ángulo de encendido de cada primera semionda sea
mayor que el ángulo de encendido de la segunda semionda a
continuación. Tal como se ha representado a modo de ejemplo en la
figura 6, esto significa: Las semiondas de la tensión alterna de
entrada U_{N} se indican con las cifras 1 a 10. La primera
semionda se controla con un ángulo de encendido \varphi_{1} de,
por ejemplo 113º, la segunda semionda con un menor ángulo de
encendido \varphi_{2} de por ejemplo 79º. Ahora siguen dos
semiondas, que se bloquean de modo que no se gobierna el sistema de
conmutación 2. Esto se consigue mediante un ángulo de encendido fijo
de 2 x 180º. El aumento según el invento del ángulo de encendido de
la respectiva primera semionda según un hueco de tensión L produce
una simetría de las semiondas de la corriente del motor I_{M}.
Dado que - tal como se ha indicado antes - se reduce el flujo
durante el hueco de tensión, la fuerza electromotriz contraria
durante la primera semionda liberada es esencialmente más pequeña,
lo cual comporta una mayor corriente para el motor. Gracias al
siguiente mayor ángulo de encendido \varphi se consigue reducir la
amplitud de la tensión del motor, lo cual comporta una corriente más
reducida durante este ángulo de flujo de corriente. Mediante la
adaptación adecuada de la relación del ángulo de encendido de las
semiondas positivas y negativas puede conseguirse por lo menos una
simetría de corriente de motor y potencia absorbida.
Gracias al sistema de control de acuerdo con el
invento también se cambia el numero de revoluciones sincrónico. Así,
de acuerdo con la ecuación = f/p, en un motor cuatripolar con un par
polar de p = 2, y una frecuencia básica de 25 Hz, se consigue
teóricamente un número de revoluciones sincrónico de 750 rpm.
En el gráfico de la figura 7 se han representado
curvas del momento de giro para diferentes frecuencias básicas,
entre 10 y 50 Hz. Tal como puede verse claramente, se obtienen
diferentes números de revoluciones sincronizados. Determinadas
frecuencias básicas, como por ejemplo 30 y 40 Hz, no podrían
conseguirse mediante los procedimientos conocidos en el actual
estado de la técnica. Con el sistema de acuerdo con el invento,
puede alcanzarse por ejemplo una frecuencia básica de, por ejemplo,
40 Hz con los siguientes modelos de fases y ángulos de encendido:
0º, 45º, 90º, 135º, 180º, 180º, 180º, 180º, 45º, 45º. A continuación
se consigue una repetición cíclica de este modelo de ángulo de
encendido. Tal como ya se ha citado antes, un ángulo de 180º
significa que en este ángulo de fase no se conecta el sistema de
conmutación 2 de la unidad de control 4. Si ahora, en la multitud de
curvas de la figura 7, observamos el punto de trabajo indicado con
A_{1}, que se ajusta para un motor con una frecuencia básica de 25
Hz sobre la curva característica de carga L_{1}, puede verse que
al cambiar la curva característica de carga de L_{1} a L_{2}, el
punto de trabajo A_{1} pasa al nuevo punto de trabajo A_{2}.
Puede observarse que el número de revoluciones del motor varia sólo
muy poco. Por tanto podemos hablar de que el alcance de ajuste de
revoluciones casi es independiente de la curva característica de
carga.
Otra ventaja del sistema de gobierno de acuerdo
con el invento es ver una clara mejora del momento de arranque, el
cual, con respecto a los convencionales sistemas de control con
recorte de fase, puede alcanzar valores dobles para la misma
potencia absorbida. Pero eligiendo adecuadamente el modelo del
ángulo de encendido, también es posible alcanzar un consumo
energético esencialmente más reducido para el mismo momento de
arranque.
Tal como ya se ha dicho con referencia el control
convencional del número de revoluciones mediante recorte de fase, en
los devanados de trabajo y auxiliar se forman ondas superiores, en
que la tercera onda superior forma la mayor parte con 150 Hz. Con el
sistema de control del invento se consiguen otros espectros de
corriente. Así por ejemplo, en una conmutación de gobierno que
trabaja con una frecuencia de funcionamiento de 25 Hz, se obtienen
esencialmente partes de 25 Hz, 50 Hz y 75 Hz. Conjuntamente con la
mecánica, pueden generarse diversos espectros de diferentes ruidos
acústicos, los cuales pueden minimizarse mediante la elección
correcta de modelos de ángulo de encendido especiales. Gracias a
esta posibilidad adicional de optimizar ruidos, puede evitarse los
típicos pitidos a 100 Hz de los sistemas de control con recorte de
fase convencionales.
Tal como se desprende de la figura 5, en este
ejemplo de forma de realización, el sistema de conmutación
electrónico 2 está formado preferiblemente por un triac 10,
conectado en serie al motor M, y cuya puerta G es gobernada desde la
unidad de control 4 - en especial un micro controlador o ASIC - a
través de un conducto de gobierno 12. Según la figura 5, a tal
objeto se ha previsto un gobierno común del devanado de trabajo AW y
del devanado auxiliar HW a través de un mismo triac 10.
En la segunda variante de conexión, según la
figura 8, el sistema de conmutación 2 comprende dos interruptores de
potencia individuales, preferiblemente triacs 10a y 10b, cuyas
puertas G_{1} y G_{2} son gobernadas desde la unidad de control
4 por separado, a través de los conductos de gobierno 12a, 12b.
Entre la unidad de control 4 y el interruptor de potencia también
puede preverse una etapa de excitación adicional. Este control
también se realiza en función de los puntos de anulación de la
tensión alterna de entrada U_{N}. Mientras que en la primera
variante, según la figura 5, la corriente en el devanado de trabajo
y el devanado auxiliar siempre se produce al mismo tiempo, y por
tanto poco después del encendido no existe ningún desplazamiento de
fase entre el devanado de trabajo y el auxiliar, ahora en el sistema
de conmutación de la figura 8, ambos devanados son controlados por
separado. La corriente del devanado auxiliar empieza antes y forma
el flujo, que se elimina de nuevo en el hueco de tensión, en función
de la contante de tiempo del rotor, de manera que la corriente
también puede alcanzar un inmediato momento de giro en el devanado
de trabajo. Otra ventaja consiste en el hecho de que los valores de
las corrientes pueden ajustarse independientemente uno de otro en
los devanados de trabajo y auxiliar. Estos efectos permiten otra
mejora del rendimiento. Para una conmutación de este tipo puede
utilizarse, por ejemplo, un modelo de ángulo de gobierno que genere
una frecuencia básica de 25 Hz y que trabaje con un ángulo de
gobierno \varphi_{1} y \varphi_{2}, 180º, 180º para el devanado
auxiliar, así como con 180º, \varphi_{3}, \varphi_{4}, 180º para
el devanado de trabajo (\varphi_{1} hasta \varphi_{4},
variable).
En la figura 9 se representa, a modo de ejemplo,
un modelo de gobierno especial. Para ello, el devanado auxiliar
trabaja con valores \varphi_{1} = 92º, \varphi_{1} = 99º, 180º,
180º, mientras que el devanado de trabajo es gobernado con 180º,
\varphi_{3} = 88º, \varphi_{4} = 99º, 180º. En la figura 9a se
muestra la tensión alterna de entrada U_{N} de este ejemplo
concreto, mientras en la figura 9b aparece la tensión U_{AW} en el
devanado de trabajo y en la figura 9c la tensión U_{HW} en el
devanado auxiliar. En las figuras 9c y 9e se han representado las
corrientes correspondientes I_{AW} a través del devanado de
trabajo e I_{HW} a través del devanado auxiliar. Tal como aparece
en las figuras 9d y 9e, partiendo del punto de tiempo t_{1},
primero se conecta el devanado auxiliar al punto de anulación de la
tensión de entrada U_{N} en la figura 9a, con un ángulo de
encendido \varphi_{1}, de manera que puede fluir una corriente
I_{NW}a través del devanado auxiliar. En este momento el devanado
de trabajo todavía no está conectado. En el siguiente punto de
anulación de la tensión de entrada, en el punto de tiempo t_{2},
se alimenta el devanado de trabajo con un ángulo de encendido
\varphi_{3} así como el devanado auxiliar con un ángulo de
encendido \varphi_{2}. En el momento t_{3}, o sea en el
siguiente punto de anulación de la tensión de entrada, vuelve a
producirse la conexión del devanado de trabajo con un ángulo de
encendido \varphi_{4}, mientras el devanado auxiliar no es
encendido. En el siguiente punto de anulación de la tensión en el
momento t_{4}, no se enciende ninguno de ambos triacs, de modo que
las corrientes quedan bloqueadas a través de los devanados de
trabajo y auxiliar. En el momento t_{5} se repiten los modelos de
encendido descritos. La corriente del motor I_{M}, según la figura
9f, se obtiene de la suma de las corrientes de devanado I_{AW} e
I_{HW}.
Mediante un cambio del modelo del ángulo de
encendido pueden ajustarse las corrientes del devanado de trabajo y
del devanado auxiliar con independencia uno del otro, de manera que
puede influirse favorablemente tanto en la curva característica del
momento de giro como también en la potencia absorbida por el motor.
Así, gracias a la posibilidad de mantener la amplitud de corriente
en el devanado auxiliar más grande y alcanzar una posición de fase
más favorable de las corrientes del devanado auxiliar, también se
consigue un mejor rendimiento.
En la figura 10 se ha representado una curva
característica del número de revoluciones-momento de
giro A de un motor que funciona directamente conectado a la red, sin
sistema de control, en comparación con la correspondiente curva
característica B de un motor que funciona, de acuerdo con el
invento, mediante el gobierno separado del devanado de trabajo y
auxiliar. De acuerdo con el invento se ha previsto un modelo de
encendido, que por ejemplo ajusta una frecuencia básica del motor de
16 2/3 Hz. Para este ejemplo ha demostrado ser espacialmente
favorable, para el rendimiento y comportamiento del momento de giro,
un modelo de encendido para el devanado de trabajo AW con ángulos de
encendido de 0º, 180º, 180º y para el devanado auxiliar HW de 180º,
180º, 97º. El cambio de la altura o del recorrido del momento de
giro, tal como se ha representado en la rejilla de la curva B de la
figura 10, pueden conseguirse variando el primer ángulo de encendido
del devanado de trabajo, de manera que el cambio del ángulo de
encendido influye en la amplitud de la tensión del motor. Gracias a
la separación, pero según el invento ajustadas una a otra, de
conexión del devanado de trabajo y auxiliar, en esta forma de
realización también mejora claramente el momento de arranque del
motor y también aquí alcanza valores casi dobles del valor con
respecto a los controles de recorte de fase convencionales. Además,
es posible, sin hardware adicional, es decir cambiando sólo el
modelo del ángulo de encendido, variar el sentido del numero de
revoluciones. Han demostrado ser especialmente favorables para el
devanado de trabajo ángulos de encendido de 30º, 180º, 180º, y para
el devanado auxiliar de 180º, 120º, 180º.
Junto a las ventajas ya citadas, en la variante
de la figura 8, también es posible influir favorablemente en los
ruidos acústicos del motor. Tal como se ha determinado
prácticamente, en un aparato que accionado por el respectivo motor
se produzcan vibraciones, mediante la variación del modelo del
ángulo de encendido de la corriente del motor puede conseguirse
reducir, cuando no eliminar, las vibraciones molestas.
Para ambas versiones, según las figuras 5 y 8, la
posibilidad más sencilla y económica es averiguar empíricamente los
ángulos de encendido óptimos, y por cierto para optimizar el
rendimiento y/o momento de arranque y/o comportamiento de
vibraciones y/o ruidos y/o la curva característica del momento de
giro-número de revoluciones. Los resultados así
obtenidos pueden guardarse en forma de tablas en medios de
almacenaje de la unidad de control 4. Los modelos de encendido
guardados puede proporcionarse para repetirlos cíclicamente por
parte del dispositivo de conmutación 2. Pero si la unidad de control
4 dispone de potencia suficientemente elevada gracias a un micro
controlador o un procesador de señales digitales (DSP), puede
realizase una optimización del motor también en un funcionamiento
On-Line. En este caso, las señales de salida de
sensores apropiados, como por ejemplo, sensores del numero de
revoluciones, de corriente, de potencia, de temperatura, de volumen
de aire, de presión de aire, de velocidad de aire, de humedad de
aire y/o de vibraciones son valorados en la unidad de control 4 y se
tienen en cuenta para elegir el ángulo de encendido.
Ahora, en lo que respecta a la tercera variante
de conmutación de la figura 11, el sistema de conmutación
electrónica 2 está formado por un controlador de corriente alterna
modulada por PWN, que está montada y se gobierna de tal modo que se
consigue básicamente la "reproducción" del modo de
funcionamiento de las formas de realización de las figuras 5 y/o 8,
a fin de optimizar también el rendimiento y/o el momento de arranque
y/o la curva característica del momento de
giro-número de revoluciones. La construcción interna
de tal controlador de corriente continua ya es conocida y por tanto
no ha sido representado con detalle en la figura 11.
En uno de tales controladores de corriente
continua, también denominado troceador de corriente alterna, puede
variarse de manera continua la amplitud de la tensión del motor,
puesto que se utilizan interruptores de potencia desconectables,
como por ejemplo transistores bipolares, MOS-FETs,
EGBTs, etc., que - al contrario de los triacs y tiristores - pueden
interrumpir la corriente de manera activa. La consecuencia de ello
es normalmente un funcionamiento cíclico del interruptor de potencia
con una frecuencia de 18 a 20 kHz, es decir con una frecuencia que
se halla fuera de la capacidad auditiva humana.
En un controlador de corriente alterna se
obtienen, con una buena alimentación, corrientes de motor de forma
sinusoidal con una frecuencia básica correspondiente a la frecuencia
de la red, es decir normalmente de 50 ó 60 Hz, de modo que en
comparación con un control de recorte de fase genera claramente
menos armónicos superiores. Esto es ciertamente favorable para los
ruidos acústicos, pero como el ajuste del número de revoluciones
actúa, igual que en los controles de recorte de fase convencionales,
como puro control deslizante, tiene el inconveniente de una alta
pérdida de potencia. A menudo esto conlleva problemas térmicos, peor
rendimiento y fuerte calentamiento del ventilador, lo cual, por
ejemplo de modo especial cambiadores de calor, empeora además el
rendimiento general de la instalación.
Mediciones efectuadas han puesto de manifiesto
que el controlador de corriente alterna, comparando las soluciones
representadas en las figuras 5 y 8, presenta en parte un consumo de
energía del orden del 60% más. Por tanto, la solución representada
en la figura 11 tiene la misión de llevar a cabo el gobierno de un
controlado de corriente alterna de manera que pueda alcanzar un
rendimiento superior con respecto al de las figuras 5 y 8.
De acuerdo con el invento, este controlador de
corriente alterna es gobernado por la unidad de control 4 con una
relación PWM variable; con lo cual - de manera análoga a las formas
de realización de las figuras 5 y 8 - puede conseguirse el
correspondiente recorrido de la tensión del motor U_{M}. Por
ejemplo, si hay que bloquear todas las semiondas u ondas completas
de la tensión de entrada, así para el correspondiente ángulo de fase
de 180º para la semionda se obtiene una relación PWM del 0% (véase
la figura 12). Una relación PWM del 100% significa que la tensión de
entrada ha sobrepasado todo el ángulo respectivo. Por consiguiente
también es posible una "sección de fase", hasta que se produzca
en ángulo de fase o de encendido \varphi de 0% PWM y a
continuación de 100% PWM.
También en este caso, la unidad de control 4
suministra las señales de gobierno para el conmutador de potencia
del control de corriente continua gracias a los puntos de anulación
obtenidos por el sistema de alistamiento 6.
En las figuras 12a y b puede verse como influir
en la tensión del devanado de trabajo y auxiliar con un control PWM.
En los momentos t_{1}, t_{3}, t_{5}, en que deben conectarse
los conmutadores de potencia, se emite el 100% de la señal PWM, de
modo que el motor recibe toda la tensión alterna de entrada U_{N}.
Con el 0% de PWM, la tensión del motor es cortocircuitada a través
de un circuito libre en los momentos t_{2}, t_{4}, de manera que
la tensión del motor es cero. Para reproducir todavía mejor las
relaciones de las variantes de conmutación antes descritas con
referencia a las figuras 5 y 8, en lugar del 0% de PWM también puede
proporcionarse una relación PWM que sea ligeramente superior a la
correspondiente fuerza electromotriz.
En el ejemplo de forma de realización
representada en la figura 12b, se alcanza una frecuencia básica de
25 Hz. Pero mediante la correspondiente modulación de la señal PWM
también pueden conseguirse otras frecuencias básicas (por ejemplo de
16 2/3 Hz, 30 Hz, 40 Hz, etc.) lo cual tiene como consecuencia una
optimización del punto de trabajo. De este modo pueden mejorarse
todavía más el rendimiento, la curva característica del momento de
arranque y/o del momento de giro.
Asimismo es posible, conmutar entre la clase de
control propuestas y el sistema de control convencional con una
relación PWM constante. Así puede conseguirse un funcionamiento más
silencioso, bien mediante las mejoras arriba citadas o bien con una
relación PWM constante con corriente de forma aproximadamente
sinusoidal. El funcionamiento más silencioso puede tener sentido,
por ejemplo, durante la noche o en puntos de trabajo con un bajo
numero de revoluciones. En cambio, en el ventilador con elevadas
revoluciones suele destacar el ruido de la corriente por encima del
ruido del motor. Por tanto, en este punto de trabajo tiene sentido
utilizar el sistema de control propuesto para, por ejemplo,
minimizar el consumo de energía.
En todo caso, el invento no se limita a un
sistema de control con valores PWM de 0 ó 100%, respectivamente, o
la reproducción de una conmutación triac, sino que se trata más bien
de una solución general para aprovechar los controles de la
corriente alterna como convertidores de frecuencia. Para el cambio
de la frecuencia básica se regulan bien sea la señal PWM o
directamente se va repitiendo periódicamente el momento de conexión
y desconexión del conmutador de potencia en el control de corriente
alterna. El grado de libertad que se alcanza puede aprovecharse para
optimizar el rendimiento, el momento de arranque, la reducción de
ruidos acústicos y/o mejorar el comportamiento EMV.
Claims (13)
1. Sistema para el control de revoluciones de
motores asincrónicos de corriente alterna, en especial motores de
condensador o motores de polo partido, en que un sistema de
conmutación (2) controlable electrónicamente, previamente conectado
al motor (M), es gobernado por una unidad de control (4) de tal
manera que, a partir de una tensión alterna de entrada de forma
sinusoidal (U_{N}) se genera una tensión alterna (U_{M}) para
variar el número de revoluciones del motor, estando la unidad de
control (4) conformada de tal modo que la tensión alterna del motor
(U_{M}) puede cambiarse respecto a su frecuencia y/o amplitud
básicas por medio del recorte de fases, y en que a través de la
unidad de control (4) se bloquean totalmente determinadas semiondas
u ondas completas de la tensión alterna de entrada (U_{N}) de
forma sinusoidal, mediante la formación de huecos de tensión (L)
caracterizado por el hecho de que las semiondas no limitadas
por el recorte de fase presentan diferentes ángulos de encendido que
se repiten periódicamente, y que en un hueco de tensión (L) las
siguientes semiondas del ángulo de recorte de fase (\varphi_{1}),
la primera semionda es mayor que el ángulo de recorte de fase
(\varphi_{2}) de la segunda semionda o semiondas siguientes, y por
cierto de manera que la corriente para el motor (I_{M}) resultante
de la tensión alterna (U_{M}) así conseguida corre esencialmente
simétrica a la línea cero.
2. Sistema de acuerdo con la reivindicación 1,
caracterizado por el hecho de que la unidad de control (4)
gobierna el sistema de conmutación (2) en función de los pasos cero
de la tensión alterna de entrada (U_{N}) conseguida por medio de
un dispositivo de obtención de puntos de anulación (6).
3. Sistema de acuerdo con la reivindicación 1 ó
2, para el control de un motor de condensador, que presenta un
devanado de trabajo (AW) y, paralelamente al mismo, un devanado
auxiliar (HW) montado en serie con un condensador (C)
caracterizado por el hecho de que el devanado de trabajo (AW)
y el devanado auxiliar (HW) son gobernados conjuntamente por la
unidad de control (4).
4. Sistema de acuerdo con la reivindicación 1 ó
2, para el control de un motor de condensador, que presenta un
devanado de trabajo (AW) y un devanado auxiliar montado en serie con
un condensador (C) caracterizado por el hecho de que el
devanado de trabajo (AW) y el devanado auxiliar (HW) son gobernados
por conmutadores de potencia independientes.
5. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado por el hecho de que el
dispositivo de conmutación electrónico (2) presenta como conmutador
de potencia por lo menos un triac o tiristor (10; 10a, 10b) montado
en el circuito de corriente del motor, cuya puerta (G; G_{1},
G_{2}) es gobernada por la unidad de control (4) a través de un
conducto de gobierno (12) con una modelo de ángulo de encendido
variable.
6. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado por el hecho de que
entre la unidad e control (4) y el dispositivo conmutador (2) va
interconectado un excitador.
7. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 6, caracterizado por el hecho de que
como unidad de control (4) se utiliza un microprocesador o micro
controlador, o un procesador de señales digitales o un ASIC.
8. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 7, caracterizado por el hecho de que la
unidad de control (4) tiene medios de almacenaje para guardar tablas
de diferentes modelos de ángulo de encendido para diversos puntos de
trabajo.
9. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 8, caracterizado por el hecho de que
existe por lo menos un sensor de revoluciones y/o de potencia y/o de
temperatura y/o de volumen de aire y/o de presión de aire y/o de
velocidad del aire y/o de humedad del aire y/o de vibraciones, para
que la unidad de control (4) adapte en funcionamiento el modelo de
ángulo de encendido mediante la valoración de las señales del
sensor.
10. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 9, caracterizado por el hecho de que
puede variarse el sentido de giro del motor eligiendo adecuadamente
el modelo de encendido.
11. Sistema de acuerdo con la una de las
reivindicaciones 1 a 10, caracterizado por el hecho de que el
dispositivo de conmutación electrónica (2) está formado por un
controlador de corriente alterna con modulación PWM.
12. Sistema de acuerdo con la reivindicación 11,
caracterizado por el hecho de que la unidad de control
electrónico (4) o bien proporciona la relación PWM del controlador
de corriente alterna o gobierna directamente el estado de
conmutación del conmutador de potencia.
13. Sistema de acuerdo con la reivindicación 11 ó
12, caracterizado por el hecho de que la unidad de control
(4) puede variarse entre la clase de gobierno con frecuencia básica
variable y puro gobierno deslizante.
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