EP3583658A1 - Antennenvorrichtung und antennenarray - Google Patents

Antennenvorrichtung und antennenarray

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Publication number
EP3583658A1
EP3583658A1 EP18708335.7A EP18708335A EP3583658A1 EP 3583658 A1 EP3583658 A1 EP 3583658A1 EP 18708335 A EP18708335 A EP 18708335A EP 3583658 A1 EP3583658 A1 EP 3583658A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
dielectric body
antenna
resonant frequency
frequency range
dielectric
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP18708335.7A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Vollmer
Maximilian GÖTTL
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Kathrein SE
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kathrein SE filed Critical Kathrein SE
Publication of EP3583658A1 publication Critical patent/EP3583658A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/20—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements characterised by the operating wavebands
    • H01Q5/28—Arrangements for establishing polarisation or beam width over two or more different wavebands
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/02—Refracting or diffracting devices, e.g. lens, prism
    • H01Q15/08—Refracting or diffracting devices, e.g. lens, prism formed of solid dielectric material
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/06—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using refracting or diffracting devices, e.g. lens
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
    • H01Q25/001—Crossed polarisation dual antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0485—Dielectric resonator antennas
    • H01Q9/0492—Dielectric resonator antennas circularly polarised
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H01Q1/246—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for base stations
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/24—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave constituted by a dielectric or ferromagnetic rod or pipe

Definitions

  • the invention relates to an antenna device according to the preamble of
  • Patent claim 1 and a corresponding antenna array.
  • Antenna arrays with multiple transceivers can not prevail on a large scale for the following reasons.
  • the many active components are a big challenge in terms of cost and reliability.
  • the high insertion losses of the duplex filters of up to 3 dB and the low efficiency of the amplifiers in the low power range of 0.2..2 W make the overall efficiency of the active antenna arrays very poor.
  • MIMO multiple-in-multiple-out
  • dielectric resonator antennas These are usually based on radiators, in which a dielectric body with high relative permittivity is excited. They allow very compact array antennas due to the high integration density by radiator miniaturization, which is particularly advantageous in antennas with multiple radiator systems and / or bands, e.g. with active antennas and / or multiband / multiport antennas. High transmission rates are also possible due to low individual radiator distances, in particular for beamforming and / or MIMO applications. However, due to the high relative permittivity of the dielectric resonator and / or the radiator miniaturization and / or resulting low radiator volume, they achieve only low directivity and
  • Resonator antennas for dual polarized antennas are e.g. from the publication "IEEE: Dual-Linearly Polarized Dielectric Resonator Antenna Array for L and S band applications” by Ayaskanta Panigrahi; S.K. Behera (in Microwave, Optical and
  • dielectric bodies can be used as dual polarized bar emitters and can have characteristics of a traveling wave based emitter, which can be found in the hitherto unpublished German patent application DE 10 2016 002 588.3 and in the publication "Wideband Dual Circularly-Polarized Dielectric Rod Antenna for Applications in V-band Frequencies from MW Rousstia et al. and for the ICT Proceedings of 27-28.1 1 .2013 ".
  • the invention is advantageous in the field of mobile communications
  • a compact antenna hereinafter referred to as antenna device, with orthogonal polarization and a plurality of resonance frequency ranges.
  • This has at least two dielectric bodies.
  • the first dielectric body predominantly generates the resonant frequency ranges and the second dielectric body increases or equalizes the bandwidth of the resonant frequency ranges Directivity (far field diagrams) of the lower resonance frequency range to the upper resonance frequency range.
  • Antenna device thus have properties of a dielectric resonator antenna and properties of a dielectric rod antenna.
  • the configuration of the dielectric body allows the resonant frequency ranges to be increased to such an extent that they overlap.
  • the antenna device has spaced apart resonant frequency ranges, when predominantly designed as a dielectric resonator antenna, and overlapping ones
  • Resonance frequency ranges when predominantly designed as a dielectric rod radiator.
  • a high 3dB half width can be more advantageous than a high directivity.
  • the half-width (HPBW or 3dB opening angle) defines the angle range in which the
  • Directivity of the antenna drops to half the maximum value (factor 0.5 ⁇ 3dB).
  • Characteristic is the very high difference in the relative permittivity between the two dielectric bodies.
  • An antenna device comprising a printed circuit board, and at least one antenna radiator arranged on the printed circuit board and excitable by the printed circuit board or a coupling window arranged thereon, which is formed such that it has at least two polarizations, which are preferably orthogonal to each other, and at least two contiguous or one another having different and spaced resonant frequency ranges, wherein the
  • Antenna radiator comprising: at least one designed as a resonator first arranged on the printed circuit board dielectric body, comprising a first relative
  • At least one second dielectric body embodied as having a second relative permittivity, wherein the first relative permittivity is greater than the second relative permittivity, and wherein the second dielectric body is shaped to overlie the at least one first dielectric body is arranged so that it bundles or scatters the electric field in a plane orthogonal to the main beam direction at least in one of the resonant frequency ranges.
  • Figures 1 a and 1 b show an exploded view of and a section through the antenna device according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 2a and 2b show an exploded view of and a section through the components of the antenna device according to another embodiment of the present invention.
  • Figures 3a to 3b show an illustration of the printed circuit board for a single
  • Antenna radiator and for two interconnected antenna radiator according to an embodiment of the present invention.
  • Figures 4 to 13 show electrical values for a design with and without a second dielectric body.
  • Figs. 14a to 14b show a view of and a section through one
  • Antenna array according to an embodiment of the present invention.
  • Figs. 15a to 15b show antenna diagrams for a design with and without a second dielectric body.
  • 16a to 16c show a view of and a section through a
  • 17a to 17e show dimensions of an antenna device according to different embodiments of the present invention.
  • Figure 17f shows a vertical section of a rod radiator according to an embodiment of the present invention.
  • Figures 18a to 18d show a section through differently shaped and mechanically abutted second dielectric bodies according to another embodiment of the present invention.
  • FIGS. 19 to 20 each show a view of and a section through an antenna array according to different embodiments of the present invention.
  • Fig. 21 shows a section through an antenna array according to another
  • FIGS. 22a and 22b show antenna diagrams for different thicknesses of the rod radiators of the antenna array shown in FIG.
  • An antenna device 10 has at least two polarizations, preferably orthogonal polarizations, as well as at least two contiguous or mutually different and spaced-apart, i. at least two non-contiguous resonant frequency ranges.
  • Resonant frequency range of a radiator is preferably one each
  • Wavelength data ⁇ is typically the center frequency of the lowest resonant frequency range of the radiators.
  • Figures 1 a, 1 b, 2 a and 2 b each show an exploded view of
  • Antenna device 10 and a section through the antenna device 10 of two different embodiments of the invention A first part of a printed circuit board 100 arranged on a carrier 101, which is not necessarily assigned to the antenna device, and a second part to be arranged on the first part are shown. On the second part of the printed circuit board 100, a first dielectric body 1 is arranged.
  • a second dielectric body 2 Arranged above this first dielectric body 1 is a second dielectric body 2, which acts as an integrated lens or as a propagating wave emitter and / or as a dielectric rod emitter, for the bundling of radiation and / or for the decoupling of emitters and / or for the resonance frequency widening .
  • Traveling Wave Antenna (TWA) emitters are antennas that use a traveling wave on a guiding structure as their main emitting mechanism. A subcategory of this
  • Antenna group are the surface wave antennas, referred to in English as Surface Wave Antenna (SWA), which include dielectric rod radiators.
  • SWA Surface Wave Antenna
  • the first dielectric body 1 is either received, ie integrated, directly in contact with the second dielectric body 2, as shown in FIG. 17a, or with an air gap, in particular with it Dimensions of less than 0.15 of the wavelengths in
  • Wave propagation direction as shown in Figure, electromagnetically coupled, as shown in Figures 17b or 17f (described in more detail later) shown.
  • the second dielectric body 2 can also have an air slot or a material recess 21.
  • the printed circuit board 100 is preferably a multilayer printed circuit board, but may also be designed in a different way.
  • the above-mentioned first and second parts serve to excite a first dielectric body 1 arranged on the printed circuit board 100, more particularly its second part, and designed as a resonator.
  • Figure 3a topmost representation, the first and the second part of the conductor plate 100 already connected to each other.
  • FIG. 3a middle illustration, is a top view of the printed circuit board 100 shown, wherein the (carrier) substrate is not shown.
  • FIG. 3 a, bottom view is a bottom view of the printed circuit board 100 shown, whereby via regions 1 1 1 are to be seen here, that is to say regions which contain plated-through holes in other layers of the printed circuit board 100. Further vias may also be used in particular at the end and / or in the vicinity of the open microstrip line in order to adapt the antenna and / or the coupling of the
  • FIG. 3b shows a printed circuit board 100 designed to realize an interconnection of two individual radiators (antenna radiators 10) in microstrip line technology 103. This serves to ensure that far-field focusing in the plane of the
  • the printed circuit board 100 shown in FIG. 3 a (and also in FIG. 3 b) comprises an optional slot 12 between the
  • the slot may be selected to excite and / or radiate the first dielectric body 1 or the second dielectric body 2 in a desired resonant frequency range, thus providing a contribution to the electrical characteristics of the antenna radiator 10.
  • the carrier 101 (see, for example, Figures 1 a and 1 b) of
  • Printed circuit board 100 is preferably made of metal, but may also be a dielectric. This carrier 101 can be used in an optional embodiment, the
  • dielectric body 1 and / or 2 e.g. by being screwed or glued to it or otherwise attached.
  • waveguides in microstrip line technology and a coupling window 102 for example, designed as a slot on the substrate top side
  • waveguides of the CPW type Coplanar Waveguide
  • CSL Coplanar Stripline
  • SIW Substrate Integrated Waveguide
  • a cheaper Duallayer printed circuit board is conceivable instead of a multilayer printed circuit board 100. Line crossings can be realized in this case, for example via an air bridge (Airbridge).
  • the above-mentioned first dielectric body 1 is preferably disposed on the second part of the circuit board 100 such that the excitation of the first dielectric body 1 through the circuit board 100 is symmetrical with respect to the center of its cross section.
  • the dielectric body 1 is excited symmetrically via the printed circuit board 100 and in particular via a coupling window 102, which is preferably designed as a slot, in the printed circuit board 100.
  • the dielectric body 1 covers
  • the first dielectric body 1 further preferably has a relative permittivity of 8r1> 12, more preferably 8r1> 15.
  • the first dielectric body 1 is not limited to being formed in one piece, but may be formed of a plurality of parts having the respective required relative permittivity. This means in particular that a material mixture is possible.
  • the first dielectric body 1 consists of glass, glass ceramic or another suitable material or a suitable material mixture which has the required relative permittivity.
  • the above-mentioned second dielectric body 2 is disposed above the first dielectric body 1 as an integrated lens or rod radiator or dielectric, i. it accommodates or is completely surrounded by the first dielectric body 1 (except for the part thereof which rests on the printed circuit board 100)
  • the second dielectric body 2 preferably has a relative permittivity of 2 8 8r 2 ⁇ 5, more preferably 2 8 8r 2 ⁇ 3.5.
  • the second dielectric body 2 is likewise not limited to being made of a Piece is formed, rather, it may be formed of several parts, which have a total of the corresponding required relative permittivity. This means in particular that a material mixture is possible.
  • the second dielectric body 2 consists of a plastic or a glass, a glass ceramic, a mixture thereof, or another suitable material or a suitable material mixture, which has the required relative permittivity.
  • Filter effect can be realized so that normally required subsequent filters can be omitted or can be replaced by less selective filter. Thus, not only costs are saved, but it also takes less space.
  • Material composition preferably such that with the aid of the second dielectric body 2, at least one resonant frequency range experiences an increase and / or increase in directivity and / or an increase in the half-width, or at least two resonant frequency ranges increase and / or
  • FIGS. 18a to 18d Alternative forms of the second dielectric body 2 are shown by way of example in FIGS. 18a to 18d, wherein here also an air recess or material recess 21 is shown, the shape of which is chosen according to the application, e.g. with constant extension or non - constant extension perpendicular to
  • the second dielectric body 2 can also without
  • Air inlet or a material recess 21 may be formed, as two similar
  • Antenna diagrams in two different resonance frequency ranges without air inlet or a material recess 21 can be achieved.
  • air entrainment or material recess 21 has, among other advantages, that the antenna patterns of the two resonance frequency ranges are realized with a simple shape of the second dielectric body 2, and the first dielectric body 1 can be more easily used or integrated.
  • a third dielectric body 3 may additionally be used to change the antenna pattern, as shown in FIG.
  • the shape and length or the volume of the third dielectric body 3 depend inter alia on its relative permittivity and the application.
  • the antenna pattern is slightly changed by the (at least) one air slot or the (at least) a material recess 21, wherein the lowermost resonant frequency range is less affected with respect to main beam direction gain than the upper resonant frequency range (s).
  • FIGS. 18 a to 18 d further show a mechanical impact 22 within the second dielectric body 2 serving to fix the first dielectric body 1 to fix in it.
  • a holder or fixture integrated in the second dielectric body 2 may be present.
  • the mechanical abutment 22 may be formed integrally with the second dielectric body 2, but may also be fixed as a separate insert therein, for example.
  • the surface of the first dielectric body 1 or the inside of the second dielectric body 2 may be e.g. be metallized to generate a parasitic resonance, thereby extending at least one resonant frequency range or partially blocking a resonant frequency range.
  • the surface of the second dielectric body 2 may be e.g. metallized to change the antenna pattern for certain frequencies and in particular to increase or decrease the directivity in certain frequency ranges.
  • the second dielectric body 2 is formed, for example, as an integrated lens, or the first dielectric body 1 is directly embedded in the second dielectric body 2, as shown in FIGS. 17a and 17c, which include at least one
  • the lens may be similar in cross section to a hyperhemispheric integrated lens or elliptical integrated lens. Furthermore, it may be similar in cross section to a converging lens or Fresnel lens or an index gradient lens, as well as have at least two different relative permittivities in cross section, wherein the
  • Difference preferably caused by different material compaction and more preferably by material recesses (air).
  • a second dielectric body 2 having no lens curvature may be used as shown in Figs. 17b or 17d, 17e or 17f so that, for example, only the rod member is used or the first dielectric body 1 is directly embedded in the second dielectric body 2, such as shown in Figure 17f.
  • an air gap between the first dielectric body 1 and the second dielectric body 2 so as to be electromagnetically coupled as described above.
  • the second dielectric body 2 degenerates, as it were, from a dielectric (integrated) lens to a dielectric rod radiator.
  • the thickness D may vary over the height H, with the maximum thickness D and the height H of the second dielectric body 2 being related to the wavelength ⁇ of the center frequency of the lowest resonant frequency range of the antenna and the effective relative permittivity £ r2 of the second dielectric body 2 consists of:
  • the shape of the second dielectric body 2 may also be chosen such that so-called “hybrid beamforming” can take place, that is to say a
  • the second dielectric body 2 is designed such that it accommodates two antenna radiators 10, see e.g. the embodiments in Figures 14a and 14b or 16a to 16c. As can be seen from the figures, can
  • the second dielectric body 2 may be formed such that a plurality of second dielectric bodies 2 are bonded to each other to provide simplified mounting and packing density, as shown in Figs. 19a, 19b.
  • Figs. 19a, 19b For low individual radiator distances, ie distances between individual antenna radiators of an array, in particular at
  • a plurality of antenna radiators 10 can thus be arranged with one another and next to one another, ie in rows and columns, preferably offset from one another. This allows a further increase of the packing density and also a better decoupling between the columns.
  • the distance in the horizontal direction referred to as A1 in FIGS. 19a and 20a, may be smaller than the distance in the vertical direction, designated as A2 in FIGS. 19a and 20a.
  • the distance A1 and / or A2 between the rows and / or columns is preferably less than or equal to 0.75
  • FIG. 19a shows an embodiment for resonant frequency ranges from 2.3 GHz to 2.7 GHz and 3.4 GHz to 3.8 GHz.
  • a column pitch corresponds to A1 of e.g. 45mm about 0.39A at the center frequency of the lowest used
  • FIG. 20a shows an embodiment for resonant frequency ranges from 2.3 GHz to 2.7 GHz and 3.4 GHz to 3.8 GHz. Again, a column spacing of A1 of about 45 mm is selected. In both versions, the line spacing A2 can be selected at approx. 70 mm. Also, resonant frequency ranges from 2.5 GHz to 2.7 GHz and 3.4 GHz to 3.6 GHz can be covered with these embodiments.
  • the shape of the second dielectric body 2 is to be selected according to the application.
  • the aim is a very compact design, in particular very low Einzelstrahlerabments in array antennas, the second dielectric body 2 at a Einzelstrahlerabstand of ⁇ 0.7 ⁇ , more preferably ⁇ 0.5 ⁇ as a dielectric rod radiator and / or dielectric for bundling and / or Resonant frequency extension can be formed.
  • an antenna array is shown, wherein the second dielectric body 2 is designed as a bar radiator, which is a sub-form of radiators with advancing waves.
  • the second dielectric bodies 2 do not touch each other, ie they are arranged at a distance from one another.
  • the bar radiators have a height H and a thickness or width D, wherein in the case shown here the thickness D corresponds to the diameter of the beam
  • FIGS. 22a and 22b show antenna diagrams for the embodiment shown in FIG. 21, wherein the bar emitters in FIG. 22a have a height H of 80 mm and a thickness D of 30 mm at 2.6 GHz (left-hand representation) and at 3.5 GHz (right-hand representation).
  • the rod radiators have a height H of 80 mm and a thickness D of 40 mm at 2.6 GHz (left-hand representation) and at 3.5 GHz (right-hand representation).
  • the left-hand illustration in FIGS. 22a and 22b shows the antenna diagram for 2.6 GHz at port 1 (P1) in useful polarization for the double block with environment.
  • the right-hand illustration in FIGS. 22a and 22b shows this
  • the electromagnetic coupling of the second dielectric body 2 can be used selectively to change the directivity and the half width and using the thickness D or more generally the shape of the body 2 between two resonance frequency ranges and / or more similar antenna patterns in at least two
  • the second dielectric body 2 may be fused in a group arrangement into a single part or overlapped with it, e.g. shown in Figures 14, 16 and 19. Furthermore, it can serve as a carrier or fixation of the first dielectric body 1. Since the second dielectric bodies 2 can fuse into one body, they can be made of one part and can support the first dielectric bodies 1. Furthermore, the printed circuit board 100 and the printed circuit board carrier 101 can be manufactured from a single part. In particular, the printed circuit board carrier 101 can also serve as a fixation and fastening of the second dielectric body 2.
  • FIGS. 15a and 15b show 3D far-field representations, ie the absolute value of the directivity, of interconnected (see FIG. 3b) or coupled ones
  • Fig. 15b shows the antenna diagrams of the second dielectric body 2 arrangement. It can clearly be seen that in FIG. 15b an alignment of the antenna diagrams takes place through the use of the second dielectric body 2.
  • the second dielectric body 2 may also be connected to the first dielectric body 2
  • Printed circuit board carrier 101 and / or the printed circuit board 100 e.g. by screw connector and / or connectors and / or adhesive.
  • the second dielectric body 2 may have a
  • Air inlet or a material recess 21 have. This allows one
  • Resonance frequency ranges are considered to be particularly advantageous in 4G / 5G transmission methods, for example when a base station is assigned to a user, ie a user Person or object, assigns two bands, such as in the LTE carrier
  • two similar antenna patterns may also be used in two different resonant frequency ranges without air pocket 21, e.g. through more complex lens shapes. Because air incision or
  • Air inlet or material recess 21 are not absolutely necessary and also applications are available in which maximum profit instead of similar profit in two bands is required or advantageous, the air inlet or material recess 21 is an optional feature.
  • the air inlet or the material recess allows an alignment of the antenna gain and / or antenna diagram in two different
  • the air inlet or the material recess 21 include the fact that the antenna patterns of the two resonance frequency ranges can be realized with a simple shape of the second dielectric body 2. Furthermore, material recesses reduce material losses, since the wave attenuation of
  • Electromagnetic waves in the free space is less than in lossy material, and the first dielectric body 1 can be easily inserted into or fused with the second dielectric body 2.
  • FIGS. 4 a to 4 c show electrical values of an antenna radiator 10 without the second dielectric body 2
  • FIGS. 5 a to 5 c show corresponding electrical values of an antenna radiator 10 with the second dielectric body 2 and an air recess or material recess 21.
  • S2,1 and S1, 2 become
  • Figures 4b and 4c and 5b and 5c show in the Smith chart the magnitude and phase of the S parameters.
  • S1, 1 and S2,2 are called complex antenna impedance and show the bandwidth as well as the bandwidth potential of the antenna.
  • Figures 4b and 5b show a frequency range of 2.2 to 2.7 GHz and Figures 4c and 4c testify a frequency range of 3.4 to 3.8 GHz.
  • the more compact and centered the curve is around the value of 1 the better the matching, and the more compact the curve on a circle is around 1, the higher the bandwidth potential.
  • the SD far field image shows the absolute value of the directivity.
  • P1 denotes the excited port
  • Phi the azimuth angle
  • theta the angle
  • Elevation angle It can be seen that alignment of the antenna patterns by the use of the second dielectric body 2 has marked improvements.
  • FIGS. 7a and 7b show electrical values of the directivity in the horizontal and vertical antenna diagram section, ie the value of the useful polarization component (+/- 45 °) of the directivity in the main beam direction, again without (FIG. 7a) and with (second) dielectric body 2 (FIG. 7b) and air inlet or material recess 21.
  • Figures 8a and 8b show the corresponding value of the half width, i. the angle range in which the directivity has decreased by 3dB in the horizontal and vertical antenna diagram section, again without (FIG. 8a) and with (FIG. 8b) second dielectric body 2 and air recess or material recess 21.
  • the first dielectric body 1 is preferably used in all
  • the combination of first and second dielectric bodies 1, 2 preferably carries the HEM1 1 mode, HEM12 mode or HEM21 mode.
  • the HEM12 mode and HEM21 mode is particularly interesting for a further, third resonant frequency range.
  • the excited HEM modes fall into one of the following
  • Frequency ranges F: F (n, f0) (n + 1) * 0.5 * f0 ⁇ 0.15 * (n + 1) * 0.5 * f0, where n is a natural number (1, 2,3, 4 ...) and fO is the center frequency of the lowest preferred resonant frequency range in GHz.
  • the lowest resonant frequency range is excited with the HEM1 1 1 mode and the next higher resonant frequency range with the HEM1 12 mode.
  • Particularly preferred for an excitation of the HEM mode via a slot 12 in the printed circuit board 100 is a cylindrical body shape of the first dielectric body 1.
  • the excitation with the HEM1 1 field distribution (mode) results in a directional and linearly polarized antenna pattern with a high directivity in the main beam direction, ie orthogonal to the E and H field component.
  • the first dielectric body 1 has a cylindrical shape and is preferably excited in all resonance frequency ranges with a hybrid field distribution, the HEM1 1 field distribution (mode) or at least two of the resonant frequency ranges used are excited with a HEM1 1 mode. Particularly preferably, the lowest resonant frequency range is excited with the HEM1 1 1 mode and the next higher resonant frequency range with the HEM1 12 mode.
  • the last index n in the HEM1 1 n nomenclature in the present case indicates the number of half wavelengths and / or the number of E-field half-arcs in the plane orthogonal to the H-field plane.
  • HEM1 12 / HEM1 13 mode (Fig. 10b) and HEM1 13 mode (Fig. 10a) (at 3.5 GHz and 0 ° phase) without (Fig.10a) and with (10b) second dielectric body 2 and air inlet or Material recess 21 shown.
  • the first dielectric body 1 acts by means of the second dielectric body 2, in particular in the lower resonant frequency range electrically smaller.
  • Figure 13 shows electrical values, especially the 3D far field at 3.6 GHz and the
  • Resonant frequency ranges generated, and the second dielectric body 2 with low relative permittivity 8r2 increases the bandwidth of the two resonance frequency ranges and the directivity, so the far field diagrams of the lower
  • Resonant frequency range adapts to the upper resonant frequency range.
  • various shapes and sizes of the second dielectric body 2 various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various shapes and sizes of the second dielectric body 2, various
  • Bandwidths and directional effects are realized, the higher the bandwidth and / or directivity, the lower the filtering effect and / or
  • compact array antennas i. Antenna arrays with small
  • 1 and 2 respectively first and second dielectric body

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Abstract

Vorgeschlagen wird eine Antennenvorrichtung mit einer Leiterplatte, und zumindest einem auf der Leiterplatte angeordneten und durch die Leiterplatte oder ein darauf angeordnetes Kopplungsfenster anregbaren Antennenstrahler, der derart gebildet ist, dass er mindestens zwei Polarisationen, die bevorzugt orthogonal zueinander sind, und mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche aufweist, wobei der Antennenstrahler aufweist: mindestens einen als Resonator ausgeführten ersten auf der Leiterplatte angeordneten dielektrischen Körper, aufweisend eine erste relative Permittivität, mindestens einen als ausgeführten zweiten dielektrischen Körper, aufweisend eine zweite relative Permittivität, wobei die erste relative Permittivität größer ist als die zweite relative Permittivität, und wobei der zweite dielektrische Körper derart geformt ist, dass er über dem mindestens einen ersten dielektrischen Körper derart angeordnet ist, dass er mindestens in einem der Resonanzfrequenzbereiche das elektrische Feld in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt oder streut. Ferner wird ein Antennenarray vorgeschlagen.

Description

Antennenvorrichtung und Antennenarray
Die Erfindung betrifft eine Antennenvorrichtung gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1 , sowie ein entsprechendes Antennenarray.
Im Mobilfunk werden immer neuere Funktechniken entwickelt, so dass man bei passiven Antennensystemen immer schneller an die technischen Grenzen, vor allem an die Kapazitätsgrenzen, des Systems stößt. Eine Lösung ist es, ein Array von mehreren Einzelstrahlern mit mehreren Sende- und Empfangsverstärkern auszustatten um dadurch steuerbare Antennen für Strahlsteuerung und Strahlformung, im Englischen als Beamsteering and Beamforming bezeichnet, oder auch für MIMO-Betrieb zu realisieren. Die Verwendung von mehreren Sende- und Empfangsmodulen im MIMO- Betrieb ist vor allem in Situationen vorteilhaft, wenn kein direkter Sichtkontakt zwischen Sender und Empfänger besteht. Die Verwendung von aktiven Antennen wird seit einigen Jahren als Lösung für viele der Probleme im Bereich Kapazität, Übertragung,
Steigerung der Datenrate etc. im Mobilfunk gesehen. Bisher haben sich aktive
Antennenarrays mit mehreren Transreceivern nicht in großem Umfang aus folgenden Gründen durchsetzen können. Die vielen aktiven Komponenten sind in Fragen Kosten und Zuverlässigkeit eine große Herausforderung. Des Weiteren ist durch die hohen Einfügedämpfungen der Duplexfilter von bis zu 3 dB und dem niedrigen Wirkungsgrad der Verstärker im niedrigen Leistungsbereich von 0,2..2 W der Gesamtwirkungsgrad der aktiven Antennenarrays sehr schlecht. Auch sind derzeit keine Lösungen für
Mehrbandbetrieb ohne hohen Filteraufwand bekannt, so dass für reduzierten
Filteraufwand z.B. jedes Sende- und Empfangsband separate aktive Antennenarrays realisiert werden müssen. Dies liegt an der oftmals fehlenden Möglichkeit, die Strahler für die verschiedenen Bänder auch aus Platzgründen heraus physikalisch voneinander zu trennen.
Die höheren Generationen der Netztechnologie wie die für die LTE-Technologie eingeführte MIMO -Technik (aus dem Englischen multiple-in-multiple-out) erzeugt nun weitere Probleme im Hinblick auf HF-Eigenschaften, da immer höhere Datenraten etc. übertragen werden müssen. Bei MIMO werden mehrere baugleiche Antennen oder Antennenmodule eingesetzt, die Übertragung erfolgt in den Dimensionen Frequenz, Zeit und Raum. Zum Einen erhält der Sender und Empfänger durch das Senden und Empfangen eines Signals über mehrere, bevorzugt orthogonal polarisierte Antennen eine sogenannte Signaldiversität, also weitere Information über das gesendete Signal, so dass eine höhere Leistung des Systems erzielt wird. Andererseits erhält der Sender und Empfänger durch die Zusammenschaltung und Ausrichtung mehrerer Antennen ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis, wodurch ebenfalls eine höhere Leistung des Systems erzielt wird. Durch diese Technik können die Qualität und die Datenrate einer drahtlosen Verbindung deutlich erhöht werden. MIMO wird bereits beim 4G Standard eingesetzt und wird in Zukunft auf einen nächsten Level gehoben, was als Massive MIMO bezeichnet wird.
Ein zu lösendes Problem stellt die Bereitstellung kompakter breitbandiger
Gruppenantennen mit hoher Richtwirkung dar. Hierfür sind bereits suboptimale
Lösungen bekannt, z.B. dielektrische Resonatorantennen. Diese basieren üblicherweise auf Strahlern, bei denen ein dielektrischer Körper mit hoher relativer Permittivität angeregt wird. Sie erlauben sehr kompakte Gruppenantennen aufgrund der hohen Integrationsdichte durch Strahlerminiaturisierung, was insbesondere bei Antennen mit mehreren Strahlersystemen und/oder Bändern von Vorteil ist, z.B. bei aktiven Antennen und/oder Multiband/Multiport-Antennen. Auch sind hohe Übertragungsraten durch niedrige Einzelstrahlerabstände, insbesondere bei Beamforming- und/oder MIMO- Anwendungen möglich. Allerdings erzielen sie aufgrund der hohen relativen Permittivität des dielektrischen Resonators und/oder der Strahlerminiaturisierung und/oder daraus resultierendem niedrigem Strahlervolumen nur niedrige Richtwirkungen und
Bandbreiten, insbesondere im Dual-Pol-Dual-Band Betrieb.
Resonatorantennen für dual polarisierte Antennen sind z.B. aus der Veröffentlichung "IEEE: Dual-Iinearly polarized dielectric resonator antenna array for L and S band applications" von Ayaskanta Panigrahi; S. K. Behera (in Microwave, Optical and
Communication Engineering (ICMOCE), 2015 International Conference on 18-20 Dec. 2015, Seiten 13 - 16, DOI: 10.1 109/ICMOCE.2015.7489679) bekannt. Ferner ist bekannt, dass durch Verwendung einer dielektrischen Linse eine Verbesserung der Richtwirkung erreicht werden kann. Eine solche ist z.B. bei der im europäischen Patent Nummer EP 0871239 B1 offenbarten Antennenvorrichtung, die eine planare
dielektrische Übertragungsleitung und einen damit gekoppelten dielektrischen Resonator aufweist, gezeigt. Weiter bekannt ist, dass dielektrische Resonatorantennen in Interleaved-Anordnung den Filteraufwand reduzieren können, wie in dem
europäischen Patent Nummer
EP 1908147 B1 veröffentlicht.
Auch bekannt ist, daß dielektrische Körper als dual polarisierte Stabstrahler verwendet werden können und Eigenschaften eines auf fortschreitenden Wellen basierenden Strahlers haben können, was aus der bisher noch nicht veröffentlichten deutschen Patentanmeldung DE 10 2016 002 588.3, sowie der Veröffentlichung„Wideband Dual- Circularly-Polarized Dielectric Rod Antenna for Applications in V-band Frequencies von M.W. Rousstia et al. und für die ICT Proceedings vom 27-28.1 1 .2013" hervorgeht.
Allerdings ist bisher keine Lösung bekannt, bei der im Mehrbandbetrieb hohe
Richtwirkungen, hohe Bandbreiten und eine kompakte Anordnung realisiert werden können.
Deshalb ist es eine Aufgabe dieser Erfindung, eine Antennenvorrichtung und
entsprechendes Array bereitzustellen, durch die verbesserte Antennendiagramme und Bandbreiten im Dual-Pol-Dual-Band-Betrieb in einer kompakten Anordnung
bereitgestellt werden. Die Erfindung ist vorteilhaft im Bereich des Mobilfunks
anwendbar, und hier insbesondere bei einer Mobilfunk-Basisstationsantenne im
Frequenzbereich 0,3Ghz-15Ghz, und hier insbesondere im Frequenzbereich von 0,5GHz-6Ghz.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen
Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Vorgeschlagen wird eine kompakte Antenne, nachfolgend als Antennenvorrichtung bezeichnet, mit orthogonaler Polarisation und mehreren Resonanzfrequenzbereichen. Diese besitzt mindestens zwei dielektrische Körper. Der erste dielektrische Körper erzeugt überwiegend die Resonanzfrequenzbereiche und der zweite dielektrische Körper erhöht die Bandbreite der Resonanzfrequenzbereiche oder gleicht die Richtwirkung (Fernfelddiagramme) des unteren Resonanzfrequenzbereichs an den oberen Resonanzfrequenzbereich an.
Je nach Ausgestaltung des zweiten dielektrischen Körpers kann die
Antennenvorrichtung somit Eigenschaften einer dielektrischen Resonatorantenne und Eigenschaften einer dielektrischen Stabantenne haben. Insbesondere können durch die Ausgestaltung des dielektrischen Körpers die Resonanzfrequenzbereiche soweit vergrößert werden, dass sie überlappen. Typischerweise hat die Antennenvorrichtung voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche, wenn überwiegend als dielektrische Resonatorantenne ausgeführt, und überlappende
Resonanzfrequenzbereiche, wenn überwiegend als dielektrischer Stabstrahler ausgeführt.
Je nach Anwendung, also Beamforming und/oder Beamsteering, kann eine hohe 3dB Halbwertsbreite vorteilhafter sein als eine hohe Richtwirkung. Als Halbwertsbreite (HPBW oder 3dB-Öffnungswinkel) wird der Winkelbereich definiert, in dem die
Richtwirkung der Antenne auf die Hälfte des Maximalwertes abfällt (Faktor 0,5 ~ 3dB).
Charakteristisch ist der sehr hohe Unterschied in der relativen Permittivität zwischen den beiden dielektrischen Körpern.
Vorgeschlagen wird eine Antennenvorrichtung mit einer Leiterplatte, und zumindest einem auf der Leiterplatte angeordneten und durch die Leiterplatte oder ein darauf angeordnetes Kopplungsfenster anregbaren Antennenstrahler, der derart gebildet ist, dass er mindestens zwei Polarisationen, die bevorzugt orthogonal zueinander sind, und mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche aufweist, wobei der
Antennenstrahler aufweist: mindestens einen als Resonator ausgeführten ersten auf der Leiterplatte angeordneten dielektrischen Körper, aufweisend eine erste relative
Permittivität, mindestens einen als ausgeführten zweiten dielektrischen Körper, aufweisend eine zweite relative Permittivität, wobei die erste relative Permittivität größer ist als die zweite relative Permittivität, und wobei der zweite dielektrische Körper derart geformt ist, dass er über dem mindestens einen ersten dielektrischen Körper derart angeordnet ist, dass er mindestens in einem der Resonanzfrequenzbereiche das elektrische Feld in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt oder streut.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger
Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.
Fig.en 1 a und 1 b zeigen eine Explosionsansicht der und einen Schnitt durch die Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 2a und 2b zeigen eine Explosionsansicht der und einen Schnitt durch die Komponenten der Antennenvorrichtung gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 3a bis 3b zeigen eine Darstellung der Leiterplatte für einen einzelnen
Antennenstrahler sowie für zwei zusammen geschaltete Antennenstrahler gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 4 bis 13 zeigen elektrische Werte für eine Ausführung mit und ohne zweiten dielektrischen Körper.
Fig.en 14a bis 14b zeigen eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen
Antennenarray gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 15a bis 15b zeigen Antennendiagramme für eine Ausführung mit und ohne zweiten dielektrischen Körper.
Fig.en 16a bis 16c zeigen eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen
Antennenarray gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. Fig.en 17a bis 17e zeigen Dimensionierungen einer Antennenvornchtung gemäß unterschiedlichen Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 17f zeigt einen Vertikalschnitt eines Stabstrahlers gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 18a bis 18d zeigen einen Schnitt durch unterschiedlich geformte und mit einem mechanischen Anstoß versehene zweite dielektrische Körper gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 19 bis 20 zeigen jeweils eine Ansicht eines und einen Schnitt durch einen Antennenarray gemäß unterschiedlichen Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig. 21 zeigt einen Schnitt durch einen Antennenarray gemäß einer weiteren
Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Fig.en 22a und 22b zeigen Antennendiagramme für unterschiedliche Dicken der Stabstrahler des in Fig. 21 gezeigten Antennenarrays.
In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Eine erfindungsgemäße Antennenvorrichtung 10 weist mindestens zwei Polarisationen, bevorzugt orthogonale Polarisationen, sowie mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete, d.h. mindestens zwei nicht zusammenhängende, Resonanzfrequenzbereiche auf. Als
Resonanzfrequenzbereich eines Strahlers wird bevorzugt jeweils ein
zusammenhängender Bereich mit einer Rückflussdämpfung von besser als 6 dB und bevorzugt besser als 10 dB und weiter bevorzugt besser als 14dB definiert. Bei
Wellenlängenangaben Λ handelt es sich typischerweise um die Mittenfrequenz des niedrigsten Resonanzfrequenzbereiches der Strahler. Figuren 1 a ,1 b, 2a und 2b zeigen jeweils eine Explosionsansicht der
Antennenvorrichtung 10 und einen Schnitt durch die Antennenvorrichtung 10 zwei unterschiedlicher Ausführungen der Erfindung. Gezeigt sind ein auf einem Träger 101 , der nicht unbedingt der Antennenvorrichtung zuzuordnen ist, angeordneter erster Teil einer Leiterplatte 100, sowie ein zweiter auf dem ersten Teil anzuordnender Teil. Auf dem zweiten Teil der Leiterplatte 100 wird ein erster dielektrischer Körper 1 angeordnet. Über diesem ersten dielektrischen Körper 1 wird ein zweiter dielektrischer Körper 2 angeordnet, der als integrierte Linse oder als Strahler mit fortschreitenden Wellen und/oder als dielektrischer Stabstrahler wirkt, zum Bündeln von Strahlung und/oder zum Entkoppeln von Strahlern und/oder zur Resonanzfrequenzerweiterung geeignet ist. Strahler mit fortschreitenden Wellen, im Englischen als Traveling Wave Antenna (TWA) bezeichnet, sind Antennen, die eine fortschreitende Welle auf einer Führungsstruktur als ihren Hauptabstrahlmechanismus nutzen. Eine Unterkategorie dieser
Antennengruppe sind die Oberflachenwellenantennen, im Englischen als Surface Wave Antenna (SWA) bezeichnet, zu denen auch dielektrische Stabstrahler zählen.
Wie in den Figuren 17c und 17d gezeigt, ist der erste dielektrische Körper 1 in dem zweiten dielektrischen Körper 2 entweder aufgenommen, also integriert, steht mit diesem direkt in Kontakt, wie in Figur 17a gezeigt, oder ist mit diesem über einen Luftspalt, insbesondere mit Abmessungen von kleiner 0,15 der Wellenlängen in
Wellenausbreitungsrichtung, wie in Figur gezeigt, elektromagnetisch verkoppelt, wie in Figuren 17b oder 17f (später genauer beschrieben) gezeigt.
Wie in den Figuren 2a bzw. 2b zu sehen, kann der zweite dielektrische Körper 2 auch einen Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 aufweisen. Die einzelnen
Komponenten und ihre Funktionsweise werden nachfolgend detailliert beschrieben.
Leiterplatte
Der Aufbau der Leiterplatte 100 wird nachfolgend mit Bezug auf Figuren 3a bis 3b erläutert. Wie in Figuren 3a bis 3b gezeigt, ist die Leiterplatte 100 bevorzugt eine Multilayer-Leiterplatte, kann aber auch in anderer Art ausgeführt sein. Die oben erwähnten ersten und zweiten Teile dienen dazu, einen auf der Leiterplatte 100, genauer deren zweiten Teil, angeordneten und als Resonator ausgeführten ersten dielektrischen Körper 1 anzuregen. In Figur 3a, oberste Darstellung, sind der erste und der zweite Teil der Leiterpatte 100 bereits miteinander verbunden. Hier ist zu sehen, dass in der Mitte ein kreuzförmiger Bereich ausgespart ist, der mit Leiterbahnen bzw. Mikrostreifenleitung versehen ist, so dass hier eine symmetrische Anregung des ersten dielektrischen Körpers 1 erfolgen kann. Figur 3a, mittlere Darstellung, ist eine Ansicht der gezeigten Leiterpatte 100 von oben, wobei das (Träger-)Substrat nicht gezeigt ist. Figur 3a, unterste Ansicht, ist eine Unteransicht der gezeigten Leiterpatte 100, wobei hier Via-Bereiche 1 1 1 zu sehen sind, also Bereiche, die Durchkontaktierungen in andere Schichten der Leiterplatte 100 enthalten. Weitere Durchkontaktierungen können auch insbesondere am Ende und/oder im Umfeld der offenen Mikrostreifenleitung eingesetzt werden, um die Anpassung der Antenne und/oder die Kopplung der
Mikrostreifenleitung mit dem z.B. in Figur 1 a und 2a gezeigten und bevorzugt als zwei zueinander orthogonale Schlitze ausgeführten Kopplungsfenster 102, zu verbessern.
Figur 3b zeigt eine Leiterplatte 100, die ausgeführt ist, um eine Zusammenschaltung von zwei Einzelstrahlern (Antennenstrahler 10) in Mikrostreifenleitungstechnik 103 zu realisieren. Dies dient dazu, dass eine Fernfeldbündelung in der Ebene der
Zusammenschaltung erfolgt.
Wie auch z.B. in Figuren 1 a und 2a zu sehen, umfasst die in Figur 3a (und auch in Figur 3b) gezeigte Leiterplatte 100 einen optionalen Schlitz 1 12 zwischen der
Leiterplattenmetallisierung und dem metallischem Leiterplattenträger. Der Schlitz kann so gewählt werden, dass er den ersten dielektrischen Körper 1 oder den zweiten dielektrischen Körper 2 in einem gewünschten Resonanzfrequenzbereich angeregt und/oder mitstrahlt und somit einen Beitrag zu den elektrischen Eigenschaften des Antennenstrahlers 10 liefert. Der Träger 101 (siehe z.B. Figuren 1 a und 1 b) der
Leiterplatte 100 ist bevorzugt aus Metall, kann aber auch ein Dielektrikum sein. Dieser Träger 101 kann in einer optionalen Ausführung dazu verwendet werden, die
dielektrischen Körper 1 und/oder 2 zu fixieren, z.B. indem sie daran festgeschraubt oder festgeklebt oder in anderer Art und Weise befestigt werden.
Anstatt einem Wellenleiter in Mikrostreifenleitungstechnik und einem z.B. als Schlitz ausgeführten Kopplungsfenster 102 auf der der Substratoberseite sind auch andere Wellenleiter und Körperanregungen denkbar. Insbesondere sind z.B. Wellenleiter vom Typ CPW (Coplanar Waveguide), CSL (Coplanar Stripline), SIW (Substrat Integrated Waveguide) denkbar, jeweils mit oder ohne Kopplungsfenster 102 auf der Substratoberseite. Außerdem ist anstatt einer Multilayer-Leiterplatte 100 auch eine günstigere Duallayer-Leiterplatte denkbar. Leitungskreuzungen können in diesem Fall z.B. über eine Luftbrücke (Airbridge) realisiert werden. erster dielektrischer Körper
Der oben erwähnte erste dielektrische Körper 1 wird bevorzugt derart auf dem zweiten Teil der Leiterplatte 100 angeordnet, dass die Anregung des ersten dielektrischen Körpers 1 durch die Leiterplatte 100 symmetrisch bezüglich des Mittelpunkts seines Querschnitts erfolgt. Dies gilt für alle verwendbaren Formen, wobei einfache Formen bzw. Querschnitte wie Zylinder, Quader etc. aus Kostengründen bevorzugt sind. Der dielektrische Körper 1 wird über die Leiterplatte 100 und insbesondere über ein bevorzugt als Schlitz ausgeführtes Kopplungsfenster 102 in der Leiterplatte 100 symmetrisch angeregt. Vorteilhafterweise bedeckt der dielektrische Körper 1
mindestens 75%, weiter bevorzugt mindestens 90% der Fläche des Kopplungsfensters, da je größer die Überdeckung ist, desto besser ist auch die Anregung.
Der erste dielektrische Körper 1 weist ferner bevorzugt eine relative Permittivität von 8r1 > 12, weiter bevorzugt 8r1 > 15 auf. Der erste dielektrische Körper 1 ist dabei nicht darauf beschränkt, dass er aus einem Stück gebildet ist, vielmehr kann er aus mehreren Teilen gebildet sein, die insgesamt die entsprechende geforderte relative Permittivität aufweisen. Das heißt insbesondere, dass auch eine Materialmischung möglich ist. Beispielsweise besteht der erste dielektrische Körper 1 aus Glas, Glaskeramik oder einem anderen geeigneten Material oder einer geeigneten Materialmischung, welches die geforderte relative Permittivität aufweist. zweiter dielektrischer Körper
Der oben erwähnte zweite dielektrische Körper 2 wird über dem ersten dielektrischen Körper 1 als integrierte Linse oder Stabstrahler oder Dielektrikum angeordnet, d.h. er nimmt den ersten dielektrischer Körper 1 in sich auf bzw. umgibt ihn vollständig (bis auf den Teil davon, der auf der Leiterplatte 100 aufliegt) oder ist direkt daran
angeschlossen, d.h. in Kontakt damit. Der zweite dielektrische Körper 2 weist bevorzugt eine relative Permittivität 2 > 8r2 < 5, weiter bevorzugt 2 > 8r2 < 3,5 auf. Der zweite dielektrische Körper 2 ist dabei ebenfalls nicht darauf beschränkt, dass er aus einem Stück gebildet ist, vielmehr kann er aus mehreren Teilen gebildet sein, die insgesamt die entsprechende geforderte relative Permittivität aufweisen. Das heißt insbesondere, dass auch eine Materialmischung möglich ist. Beispielsweise besteht der zweite dielektrische Körper 2 aus einem Kunststoff oder einem Glas, einer Glaskeramik, einer Mischung daraus, oder einem anderen geeigneten Material oder einer geeigneten Materialmischung, welches die geforderte relative Permittivität aufweist. Durch die Wahl des Materials, genauer durch Wahl des geeigneten 8r wird die Bandbreite eingestellt. Somit kann zwischen den Resonanzfrequenzbereichen auch gleichzeitig eine
Filterwirkung realisiert werden, so dass normalerweise benötigte nachfolgende Filter entfallen können oder durch weniger selektive Filter ersetzt werden können. Somit werden nicht nur Kosten gespart, sondern es wird auch weniger Platz benötigt.
Um eine effektive Permittivität, also eine Gesamtpermittiviät beider dielektrischer Körper 1 und 2 von 8r=20 zu erreichen, d.h. dass 8r = |8r1 - 8r2| = 20 ist, sind z.B. folgende Varianten denkbar: einer der Körper weist eine relative Permittivität von 8r=10 auf, der andere Körper weist eine relative Permittivität von mit 8r=30, z.B. zusätzlich durch Luftlöcher, Materialaussparungen, unterschiedliche Materialverdichtung, etc. auf. Auch können beide dielektrische Körper 1 und 2 zu einem einzelnen Körper
zusammengefasst werden, d.h. sogar aus demselben Material bestehen, wobei die relative Permittivität in diesem Fall über einen unterschiedlich starken Lufteinschluß variiert wird. Auch eine Kombination eines Materials mit einem eingespritzten Granulat ist denkbar, um die relative Permittivität zu variieren. Außerdem können mehrere dielektrische Körper mit unterschiedlichem 8r geschichtet, sozusagen als
Zwiebelaufbau, verwendet werden, um die erforderliche relative Permittivität zu erzielen.
Generell ist die Ausführung des zweiten dielektrischen Körpers 2 bzgl. Form und
Materialzusammensetzung bevorzugt so, dass mithilfe des zweiten dielektrischen Körpers 2 mindestens ein Resonanzfrequenzbereich eine Vergrößerung und/oder Steigerung der Richtwirkung und/oder eine Vergrößerung der Halbwertsbreite erfährt, oder mindestens zwei Resonanzfrequenzbereiche eine Vergrößerung und/oder
Steigerung und/oder Angleichung der Richtwirkung und/oder Antennendiagramme erfahren, und/oder der unterste Resonanzfrequenzbereich in Hauptstrahlrichtung eine höhere Steigerung der Richtwirkung und/oder des Antennengewinns erfährt als der/die obere(n) Resonanzfrequenzbereich(e), und/oder Antennendiagrannnn des untersten Resonanzfrequenzbereichs eine höhere Ähnlichkeit mit dem Antennendiagramm des/der oberen Resonanzfrequenzbereich(e) aufweist. Diese Voraussetzungen sind durch geeignete Kombination des Materials und der Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 realisierbar, wie in den Ausführungen gezeigt.
Alternative Formen des zweiten dielektrischen Körpers 2 sind beispielhaft in Figuren 18a bis 18d gezeigt, wobei hier auch ein Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 gezeigt ist, dessen Form je nach Anwendung entsprechend gewählt wird, z.B. mit konstanter Ausdehnung oder nicht konstanter Ausdehnung senkrecht zur
Abstrahlebene, wie z.B. in Figur 18b gezeigt.
Wie oben bereits erwähnt, kann der zweite dielektrische Körper 2 auch ohne
Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 gebildet sein, da zwei ähnliche
Antennendiagramme in zwei verschiedenen Resonanzfrequenzbereiche auch ohne Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 erreicht werden können. Der
Lufteinschnitt bzw. die Materialaussparung 21 haben jedoch unter anderem die Vorteile, dass die Antennendiagramme der beiden Resonanzfrequenzbereiche mit einer einfachen Form des zweiten dielektrische Körpers 2 realisiert werden und der erste dielektrische Körper 1 kann leichter eingesetzt oder integriert werden.
Ferner kann optional zusätzlich ein dritter dielektrischer Körper 3 verwendet werden, um das Antennendiagramm zu ändern, wie in Figur 16 gezeigt. Die relative Permittivität des dritten dielektrischen Körpers 3 ist dabei dann derart zu wählen, dass 8r3 = 8r2 ±5. Die Form und Länge bzw. das Volumen des dritten dielektrischen Körpers 3 hängen dabei unter anderem von dessen relativer Permittivität sowie der Anwendung ab.
Außerdem wird durch den (mindestens) einen Lufteinschnitt bzw. die (mindestens) eine Materialaussparung 21 das Antennendiagramm leicht verändert, wobei der unterste Resonanzfrequenzbereich bezüglich Gewinn in Hauptstrahlrichtung weniger betroffen ist als der/die obere(n) Resonanzfrequenzbereich(e).
Figuren 18a bis 18d zeigen ferner einen mechanischen Anstoß 22 innerhalb des zweiten dielektrischen Körpers 2, der dazu dient, den ersten dielektrischen Körper 1 darin zu fixieren. Alternativ kann eine im zweiten dielektrischen Körper 2 integrierte Halterung oder Befestigung vorhanden sein. Der mechanische Anstoß 22 kann einstückig mit dem zweiten dielektrischen Körper 2 gebildet sein, aber auch z.B. als separates Einlegeteil darin befestigt werden.
Außerdem ist eine teilweise Metallisierung von mindestens einer Körperoberfläche oder das Einbringen von Metallobjekten in mindestens einen der dielektrischen Körper 1 oder 2 denkbar.
Die Oberfläche des ersten dielektrischen Körpers 1 oder die Innenseite des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann z.B. metallisiert werden, um eine parasitäre Resonanz zu erzeugen, und dadurch mindestens einen Resonanzfrequenzbereich zu erweitern oder einen Resonanzfrequenzbereich teilweise zu sperren. Die Oberfläche des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann z.B. metallisiert werden, um das Antennendiagramm für bestimmte Frequenzen zu verändern und insbesondere die Richtwirkung in bestimmten Frequenzbereiche zu erhöhen oder zu senken.
Der zweite dielektrische Körper 2 ist beispielsweise als integrierte Linse gebildet oder der erste dielektrische Körper 1 ist direkt in dem zweiten dielektrischer Körper 2 eingebettet, wie in Figuren 17a und 17c gezeigt, welche mindestens einen
Resonanzfrequenzbereich in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt. Die Linse kann im Querschnitt einer hyperhemisphärischen integrierten Linse oder einer elliptischen integrierten Linse ähneln. Ferner kann sie im Querschnitt einer Sammellinse oder Fresnellinse oder einer Index-Gradient-Linse ähneln, sowie im Querschnitt mindestens zwei unterschiedliche relative Permittivitäten aufweisen, wobei der
Unterschied bevorzugt durch unterschiedliche Materialverdichtungen und weiter bevorzugt durch Materialaussparungen (Luft) entsteht.
Auch kann ein zweiter dielektrischer Körper 2 ohne Linsenkrümmung verwendet werden, wie in Figuren 17b oder 17d, 17e oder 17f gezeigt, so dass z.B. lediglich der Stabteil verwendet wird, oder der erste dielektrische Körper 1 direkt in dem zweiten dielektrischer Körper 2 eingebettet ist, wie in Figur 17f gezeigt. Hier ist ein Luftspalt zwischen dem ersten dielektrischen Körper 1 und dem zweiten dielektrischen Körper 2, so dass diese elektromagnetisch verkoppelt sind, wie oben beschrieben. In diesem Fall degeneriert der zweite dielektrische Körper 2 sozusagen von einer dielektrischen (integrierten) Linse zu einem dielektrischen Stabstrahler. Hierfür ist zu beachten, dass sich die Dicke D über die Höhe H ändern kann, wobei für die maximale Dicke D und die Höhe H des zweiten dielektrischen Körpers 2 folgende Beziehung zu der Wellenlänge λ der Mittenfrequenz des untersten Resonanzfrequenzbereiches der Antenne und der effektiven relativen Permittivität £r2 des zweiten dielektrischen Körpers 2 besteht:
und/oder
Vorteilhafterweise besteht folgende Beziehung zwischen der maximalen Dicke (D) und der Höhe (H): D = (1 ,0 ± 0,5) x H, falls als Linse oder Strahler ausgeführt, und/oder D = (0,5 ± 0,25) x H, falls als Strahler ausgeführt. Somit kann eine kompakte
Abmessung der Antennenvorrichtung erreicht werden.
Ferner kann die Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 auch derart gewählt sein, dass sogenanntes„Hybrid Beamforming" erfolgen kann, d.h. es erfolgt eine
Zusammenschaltung von bevorzugt zwei Antennenstrahlern 10, bei dem die vertikale Bündelung hauptsächlich durch die Zusammenschaltung von Einzelstrahlern und die horizontale Bündelung hauptsächlich durch mindestens einen zweiten dielektrischen Körper 2 erfolgt, wobei der zweite dielektrische Körper 2 so gestaltet ist, dass er lediglich eine Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt. Hierfür ist es vorteilhaft, wenn der zweite dielektrische Körper 2 derart gestaltet ist, das er zwei Antennenstrahler 10 in sich aufnimmt, siehe z.B. die Ausführungsbeispiele in Figuren 14a und 14b oder 16a bis 16c. Wie aus den Figuren ersichtlich, können
unterschiedlichste Formen für den zweiten dielektrischen Körper 2 gewählt werden, je nachdem welche Anforderungen gestellt werden. Auch kann der zweite dielektrische Körper 2 bei nicht zusammengeschalteten bzw. gekoppelten Antennenstrahlern 10 derart gebildet sein, dass mehrere zweite dielektrische Körper 2 miteinander verbunden sind, so dass eine vereinfachte Montage und größere Packungsdichte erzielt wird, wie auch in Figuren 19a, 19b gezeigt. Für geringe Einzelstrahlerabstände, also Abstände zwischen einzelnen Antennenstrahlern eines Arrays, insbesondere bei
Gruppenantennen mit kleinen Spaltenabständen, kann es allerdings von Vorteil sein, dass sich die zweiten dielektrischen Körper 2 nicht oder kaum berühren, wie in dem in Figur 20a/20b und 21 beispielhaft gezeigten Ausführungsbeispielen. Wie in den unterschiedlichen Ausführungsbeispielen in Figuren 19a/19b, 20a/20b und 21 gezeigt, können also mehrere Antennenstrahler 10 untereinander und nebeneinander, also in Reihen und Spalten, angeordnet sein, bevorzugt versetzt zueinander. Dies ermöglicht eine weitere Erhöhung der Packungsdichte und auch eine bessere Entkopplung zwischen den Spalten. Beispielsweise kann der Abstand in horizontaler Richtung, in Figuren 19a und 20a als A1 bezeichnet, kleiner sein als der Abstand in vertikaler Richtung, in Figuren 19a und 20a als A2 bezeichnet. Der Abstand A1 und/oder A2 zwischen den Reihen und/oder Spalten ist bevorzugt kleiner oder gleich 0,75
Wellenlängen und weiter bevorzugt kleiner oder gleich 0,5 Wellenlängen der
Mittenfrequenz des untersten verwendeten Resonanzfrequenzbereiches.
In Figur 19a ist eine Ausführung für Resonanzfrequenzbereiche von 2,3 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz gezeigt. Hier entspricht ein Spaltenabstand A1 von z.B. 45 mm etwa 0,39A bei der Mittenfrequenz des untersten verwendeten
Resonanzfrequenzbereichs (2600MHz) und 0,52A bei der Mittenfrequenz des nächst höheren verwendeten Resonanzfrequenzbereichs (3600MHz). Als idealen Abstand für Beamforming-Anwendungen sowie Beamsteering-Anwendungen mit hohem
Schwenkbereich der Hauptkeule wird ein Einzelstrahlerabstand von < 0,50λ angesehen, da dann sekundäre Hauptkeulen (Grating-Lobes) vermieden werden. In Figur 20a ist eine Ausführung für Resonanzfrequenzbereiche von 2,3GHz bis 2,7GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz gezeigt. Auch hier ist ein Spaltenabstand von A1 von ca. 45 mm gewählt. Bei beiden Ausführungen kann der Zeilenabstand A2 bei ca. 70 mm gewählt werden. Es können auch Resonanzfrequenzbereiche von 2,5 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,6 GHz mit diesen Ausführungen abgedeckt werden.
Wie in Figuren 19a und 20a zu sehen, ist die Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 entsprechend der Anwendung zu wählen. Ziel ist eine sehr kompakte Bauweise, insbesondere sehr niedrige Einzelstrahlerabstände in Gruppenantennen, wobei der zweite dielektrische Körper 2 bei einem Einzelstrahlerabstand von < 0,7 λ, weiter bevorzugt < 0,5 λ als dielektrischer Stabstrahler und/oder Dielektrikum zum Bündeln und/oder zur Resonanzfrequenzerweiterung ausgebildet sein kann. In Figur 21 ist ein Antennenarray gezeigt, wobei der zweite dielektrische Körper 2 als Stabstrahler, welcher eine Unterform von Strahlern mit fortschreitenden Wellen darstellt, ausgeführt ist. Wie auch in Figuren 20a/20b gezeigt, berühren sich die zweiten dielektrischen Körper 2 nicht, d.h. sie sind voneinander beabstandet angeordnet. Wie auch in Figur 17e gezeigt, weisen die Stabstrahler eine Höhe H und eine Dicke bzw. Breite D auf, wobei im hier gezeigten Fall die Dicke D dem Durchmesser des
Stabstrahlers entspricht. Auch hier können Resonanzfrequenzbereiche von 2,3 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,8 GHz bzw. von 2,5 GHz bis 2,7 GHz und 3,4 GHz bis 3,6 GHz abgedeckt werden. Figuren 22a und 22b zeigen Antennendiagramme für die in Figur 21 gezeigte Ausführung, wobei die Stabstrahler in Figur 22a eine Höhe H von 80mm und eine Dicke D von 30mm bei 2,6 GHz (linke Darstellung) und bei 3,5 GHz (rechte Darstellung) aufweisen, und die Stabstrahler in Figur 22b eine Höhe H von 80mm und eine Dicke D von 40mm bei 2,6 GHz (linke Darstellung) und bei 3,5 GHz (rechte Darstellung) aufweisen. Die linke Abbildung in Figuren 22a bzw. 22b zeigt das Antennendiagramm für 2,6GHz an Port 1 (P1 ) bei Nutzpolarisation für den Doppelblock mit Umgebung. Die rechte Abbildung in Figuren 22a bzw. 22b zeigt das
Antennendiagramm für 3,5GHz und Port 1 (P1 ) bei Nutzpolarisation für den
Doppelblock mit Umgebung.
Es fällt auf, dass sich die Hauptkeule und die erste Nebenkeule im SD- Fernfelddiagramm je nach Dicke D des zweiten dielektrischen Körpers 2 verändert. In Figur 22a hat die obere Frequenz bei 3,5GHz eine verzerrte Hauptkeule sowie hohe Nebenkeulen, während in Figur 22b die untere Frequenz bei 2,6Ghz eine verzerrte Hauptkeule sowie hohe Nebenkeulen hat. Die verzerrten Hauptkeulen sowie die ersten Nebenkeulen, die in einer zur Strahlbündelung alternativen Ebene liegen, lassen sich auf die elektromagnetische Verkopplung von mehreren zweiten dielektrischen Körpern 2 zurückführen, wie in Fig. 22 anhand des E-Felds (obere Darstellungen) in der
Schnittebene der Strahlerzusammenschaltung und Strahlbündelung gezeigt.
Die elektromagnetische Verkopplung des zweiten dielektrischen Körpers 2 kann gezielt verwendet werden, um mithilfe der Dicke D oder allgemeiner der Form des Körpers 2 zwischen zwei Resonanzfrequenzbereichen die Richtwirkung sowie die Halbwertsbreite zu ändern und/oder ähnlichere Antennendiagramme in mindestens zwei
zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche zu erhalten. Insbesondere können somit in einer Ebene der Strahlbündelung oder Strahlerzusammenschaltung, typischerweise der horizontalen und/oder vertikalen Ebene, ähnlichere und/oder nebenkeulenoptimierte
Antennendiagramme erzeugt werden.
Der zweite dielektrische Körper 2 kann in Gruppenanordnung zu einem einzigen Teil verschmelzen bzw. mit diesem überlappen, wie z.B. in Figuren 14, 16 und 19 gezeigt. Ferner kann er als Träger bzw. Fixierung des ersten dielektrischen Körpers 1 dienen. Da die zweiten dielektrischen Körper 2 zu einem Körper verschmelzen können, können diese aus einem Teil gefertigt werden und die ersten dielektrischen Körper 1 tragen bzw. integrieren. Des Weiteren kann die Leiterplatte 100 sowie der Leiterplattenträger 101 aus einem Einzelteil gefertigt werden. Insbesondere kann der Leiterplattenträger 101 auch als Fixierung und Befestigung des zweiten dielektrischen Körpers 2 dienen.
Figuren 15a und 15b zeigen 3D-Fernfelddarstellungen, also den Absolut-Wert der Richtwirkung, von zusammengeschalteten (siehe Figur 3b) bzw. gekoppelten
Antennenstrahlern 10 wie in Figur 14/14b gezeigt, wobei Figur 15a die
Antennendiagrammeder Anordnung ohne zweiten dielektrischen Körper 2 und Figur 15b die Antennendiagramme der Anordnung mit zweitem dielektrischem Körper 2 zeigt. Es ist deutlich zu sehen, dass in Figur 15b eine Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 erfolgt.
In einer Ausgestaltung kann der zweite dielektrische Körper 2 auch mit dem
Leiterplattenträger 101 und/oder der Leiterplatte 100 verbunden werden, z.B. durch Schraubverbinder und/oder Steckverbinder und/oder Kleber.
Lufteinschnitt
Wie in Figuren 2a und 2b gezeigt, kann der zweite dielektrische Körper 2 einen
Lufteinschnitt bzw. eine Materialaussparung 21 aufweisen. Diese erlaubt eine
Angleichung des Antennengewinns und/oder Antennendiagramms in zwei
verschiedenen Resonanzfrequenzbereiche. Ein sehr ähnlicher Antennengewinn und/oder ein ähnliches Antennendiagramm in zwei verschiedenen
Resonanzfrequenzbereichen werden insbesondere in 4G/5G Übertragungsverfahren als vorteilhaft angesehen, zum Beispiel wenn eine Basisstation einem Nutzer, d.h. einer Person oder einem Objekt, zwei Bänder zuweist, wie z.B. in der LTE - Carrier
Aggregation Technik.
Allerdings können auch zwei ähnliche Antennendiagramme in zwei verschiedenen Resonanzfrequenzbereichen ohne Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 , z.B. durch komplexere Linsenformen, erreicht werden. Da Lufteinschnitt bzw.
Materialaussparung 21 nicht unbedingt nötig sind und auch Anwendungen vorhanden sind, in denen maximaler Gewinn anstatt ähnlicher Gewinn in zwei Bändern gefordert bzw. von Vorteil ist, ist der Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 ein optionales Merkmal. Der Lufteinschnitt bzw. die Materialaussparung erlaubt eine Angleichung des Antennengewinns und/oder Antennendiagramms in zwei verschiedenen
Resonanzfrequenzbereiche.
Vorteile des Lufteinschnitts bzw. der Materialaussparung 21 sind unter anderem, dass die Antennendiagramme der beiden Resonanzfrequenzbereiche mit einer simplen Form des zweiten dielektrischen Körpers 2 realisiert werden können. Ferner verringern Materialaussparungen Materialverluste, da die Wellendämpfung von
elektromagnetischen Wellen im Freiraum geringer ist als in verlustbehaftetem Material, und der erste dielektrische Körper 1 kann einfach in den zweiten dielektrischen Körpers 2 eingesetzt oder damit verschmolzen werden.
Figuren 4a bis 4c zeigen elektrische Werte eines Antennenstrahlers 10 ohne den zweiten dielektrischen Körper 2, und Figuren 5a bis 5c zeigen korrespondierende elektrische Werte eines Antennenstrahlers 10 mit dem zweiten dielektrischen Körper 2 und einem Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 . zeigen den Betrag der S- Parameter, wobei S1 ,1 und S2,2 Rückflußdämpfung (Anpassung) genannt werden und den Resonanzfrequenzbereich der Antenne aufzeigen. S2,1 und S1 ,2 werden
Transmission genannt und zeigen die Verkopplung/Entkopplung der beiden
Antennenports auf.
Figuren 4b bzw. 4c und 5b bzw. 5c zeigen im Smith-Diagramm den Betrag und die Phase der S-Parameter. S1 ,1 und S2,2 werden komplexe Antennenimpedanz genannt und zeigen die Bandbreite sowie das Bandbreitenpotential der Antenne auf. Figuren 4b und 5b zeigen einen Frequenzbereich von 2,2 bis 2,7 GHz und Figuren 4c und 4c zeugen einen Frequenzbereich von 3,4 bis 3,8 GHz. Allgemein gilt, je kompakter und zentrierter die Kurve um den Wert 1 ist, desto besser ist die Anpassung, und je kompakter die Kurve auf einem Kreis um 1 ist, desto höher das Bandbreitenpotential. Wie aus dem Vergleich zwischen den Figuren 4 und 5 zu sehen, verbessert die
Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 sowohl Anpassung als auch
Bandbreitenpotential. Dies ist auch aus den Figuren 6a (ohne zweitem dielektrischem Körper 2) und 6b (mit zweitem dielektrischem Körper 2) wiederum für zwei
unterschiedliche Frequenzen, 2,6 GHz und 3,5GHz, zu sehen. Die SD-Fernfelddarstellung zeigt den Absolut-Wert der Richtwirkung. In 3D-Fernfelddiagrammen bezeichnen P1 den angeregten Port, Phi den Azimuthwinkel und Theta den
Elevationswinkel. Es ist zu sehen, dass Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 deutliche Verbesserungen aufweist.
Figuren 7a und 7b zeigen elektrische Werte der Richtwirkung im horizontalen und vertikalen Antennendiagrammschnitt, also den Wert den Nutzpolarisationsanteil (+/-45°) der Richtwirkung in Hauptstrahlrichtung, wiederum ohne (Fig. 7a) und mit (Fig. 7b) zweitem dielektrischem Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 .
Figuren 8a und 8b zeigen den entsprechenden Wert der Halbwertsbreite, d.h. der Winkelbereich, in dem sich die Richtwirkung um 3dB verringert hat, im horizontalen und vertikalen Antennendiagrammschnitt, wiederum ohne (Fig. 8a) und mit (Fig. 8b) zweitem dielektrischem Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 .
Wiederum ist zu sehen, dass die Angleichung der Antennendiagramme durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 deutliche Verbesserungen aufweist.
Der erste dielektrische Körper 1 wird bevorzugt in allen verwendeten
Resonanzfrequenzbereichen durch einen Schlitz und eine zylindrischen Form mit einer Hybrid-Feldverteilung, der HEM1 1 mit direktionalem Antennendiagramm, angeregt. Die Kombination aus erstem und zweitem dielektrischen Körper 1 , 2 trägt bevorzugt die HEM1 1 -Mode, HEM12-Mode oder HEM21 -Mode. Die HEM12-Mode und HEM21 -Mode ist insbesondere interessant für einen weiteren, dritten Resonanzfrequenzbereich.
Vorteilhafterweise fallen die angeregten HEM-Moden in einen der folgenden
Frequenzbereiche F: F(n, fO) = (n+1 ) * 0,5 * f0 ± 0,15 * (n+1 ) * 0,5 * f0, wobei n eine natürliche Zahl (1 ,2,3,4...) ist und fO die Mittenfrequenz des untersten bevorzugten Resonanzfrequenzbereichs in GHz. In einer vorteilhaften Ausführung wird der unterste Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 1 1 Mode angeregt und der nächst höhere Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 12 Mode. Besonders bevorzugt für eine Anregung der HEM-Mode über einen Schlitz 1 12 in der Leiterplatte 100 ist dabei eine zylindrische Körperform des ersten dielektrischen Körpers 1 . Durch die Anregung mit der HEM1 1 Feldverteilung (Mode) ergibt sich ein direktionales und linear polarisiertes Antennendiagramm mit einer hohen Richtwirkung in Hauptstrahlrichtung, d.h. orthogonal zur E- und H-Feldkomponente.
In einer Ausführung weist der erste dielektrische Körper 1 eine zylindrische Form auf und wird bevorzugt in allen Resonanzfrequenzbereichen mit einer Hybrid- Feldverteilung, der HEM1 1 Feldverteilung (Mode) angeregt bzw. zumindest zwei der verwendeten Resonanzfrequenzbereiche werden mit einer HEM1 1 -Mode angeregt. Besonders bevorzugt wird der unterste Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 1 1 Mode angeregt und der nächst höhere Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 12 Mode. Der letzte Index n in der HEM1 1 n Nomenklatur gibt im vorliegenden Fall die Anzahl an halben Wellenlängen und/oder die Anzahl an E-Feld-Halbbögen in der Ebene orthogonal zur H-Feld-Ebene an.
In Figuren 9a und 9b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten
Nutzpolarisation mit der HEM1 1 1 Mode (Fig.9b) und HEM1 1 1 Mode (Fig.9a) (bei 2,6 GHz und 0° Phase) ohne (Fig.9a) und mit (9b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt und in Figuren 10a und 10b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten Nutzpolarisation mit der
HEM1 12/HEM1 13 Mode (Fig. 10b) und HEM1 13 Mode (Fig. 10a) (bei 3,5 GHz und 0° Phase) ohne (Fig.10a) und mit (10b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt.
In Figuren 1 1 a und 1 1 b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten
Nutzpolarisation mit der HEM1 1 1 Mode (Fig.1 1 b) und HEM1 1 1 Mode (Fig.1 1 a) (bei 2,6 GHz und 90° Phase) ohne (Fig.1 1 a) und mit (1 1 b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt und in Figuren 12a und 12b ist das das E-Feld in der Schnittebene der angeregten Nutzpolarisation mit der
HEM1 12/HEM1 13 Mode (Fig. 12b) und HEM1 13 Mode (Fig. 12a) (bei 3,5 GHz und 90° Phase) ohne (Fig.12a) und mit (12b) zweiten dielektrischen Körper 2 und Lufteinschnitt bzw. Materialaussparung 21 gezeigt.
Hier ist zu sehen, dass ein deutlich definierteres, d.h. weniger verteiltes E-Feld resultiert, wenn der zweite dielektrische Körper 2 verwendet wird. Insbesondere bei der oberen Frequenz konzentriert sich das E-Feld im Lufteinschnitt. Des Weiteren ist zu sehen, dass durch die Verwendung des zweiten dielektrischen Körpers 2 die
Feldverteilung im ersten dielektrischen Körper 1 geändert wird, insbesondere im unteren Resonazfrequenzbereich. Der erste dielektrische Körper 1 wirkt mithilfe des zweiten dielektrischen Körpers 2 insbesondere im unteren Resonanzfrequenzbereich elektrisch kleiner.
Figur 13 zeigt elektrische Werte, speziell das 3D-Fernfeld bei 3,6GHz sowie die
Richtcharakteristik R einer erfindungsgemäßen Antennenvorrichtung 10 mit einem Antennenstrahler 10 mit Lufteinschnitt 21 (oben/unten links) und ohne Lufteinschnitt 21 (oben/unten rechts), wie z.B. in Figur 1 a bzw. 2a gezeigt.
Aus den elektrischen Werten kann die Schlussfolgerung gezogen werden, dass der erste dielektrischen Körper 1 mit hoher relativer Permittivität 8r1 die beiden
Resonanzfrequenzbereiche erzeugt, und der zweite dielektrische Körper 2 mit niedriger relativer Permittivität 8r2 die Bandbreite der beiden Resonanzfrequenzbereiche erhöht und die Richtwirkung, also die Fernfelddiagramme, des unteren
Resonanzfrequenzbereichs an den oberen Resonanzfrequenzbereich anpasst. Je nach Form und Größe des zweiten dielektrischen Körpers 2 können verschiedene
Bandbreiten und Richtwirkungen realisiert werden, wobei je höher die Bandbreite und/oder Richtwirkung, desto niedriger die Filterwirkung und/oder
Einzelstrahlerabmessungen und umgekehrt. Hierdurch ist ein modulares Konzept möglich, indem lediglich der zweite dielektrische Körper 2 ausgetauscht bzw. verändert wird, um bestimmte Bandbreiten und Richtwirkungen zu erhalten.
Durch die vorliegenden Ausführungen der Antennenvorrichtung können kompakte Gruppenantennen bzw. Antennenarrays, d.h. Antennenarrays mit kleinen
Spaltenabständen, realisiert werden, die gleichzeitig eine hohe Bandbreite und sehr gute Richtwirkung aufweisen. Bezugszeichenliste
10 Antennenstrahler
1 bzw. 2 erster bzw. zweiter dielektrischer Körper
21 Lufteinschnitt
22 mechanischer Anstoß
100 Leiterplatte
101 Träger
102 Kopplungsfenster
103 Mikrostreifenleitungstechnik
1 1 1 Via-Bereich
1 12 Schlitz
HPBW Halbwertsbreite oder 3dB-Öffnungswinkel
R Richtwirkung

Claims

Patentansprüche
1 . Antennenvornchtung, mit
- einer Leiterplatte (100), und
- zumindest einem auf der Leiterplatte (100) angeordneten und durch die
Leiterplatte (100) oder ein darauf angeordnetes Kopplungsfenster (102) anregbaren Antennenstrahler (10), der derart gebildet ist, dass er mindestens zwei Polarisationen, die bevorzugt orthogonal zueinander sind, und mindestens zwei zusammenhängende oder voneinander unterschiedliche und voneinander beabstandete Resonanzfrequenzbereiche aufweist, wobei der Antennenstrahler (10) aufweist:
mindestens einen als Resonator ausgeführten ersten auf der Leiterplatte (100) angeordneten dielektrischen Körper (1 ), aufweisend eine erste relative Permittivität (Cr1 ),
mindestens einen als ausgeführten zweiten dielektrischen Körper (2), aufweisend eine zweite relative Permittivität (8r2), wobei
die erste relative Permittivität (8r1 ) größer ist als die zweite relative
Permittivität, und wobei
der zweite dielektrische Körper (2) derart geformt ist, dass er über dem mindestens einen ersten dielektrischen Körper (1 ) derart angeordnet ist, dass er mindestens in einem der Resonanzfrequenzbereiche das elektrische Feld in einer Ebene orthogonal zur Hauptstrahlrichtung bündelt oder streut.
2. Antennenvorrichtung nach Anspruch 1 , wobei für die erste relative Permittivität (8r1 ) und für die erste zweite Permittivität (8r2) gilt:
|Cr1 - Cr2| > 10, bevorzugt |Cr1 )- Cr2| > 15 und/oder wobei für die erste relative Permittivität (Sri ) gilt: 8r1 > 12, bevorzugt 8r1 > 15, und wobei für die zweite relative Permittivität (Cr2) gilt: 2 > Cr2 < 5, bevorzugt 2 > Cr2 < 3,5.
3. Antennenvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der zweite dielektrische Körper (2) als integrierte Linse oder als Strahler mit fortschreitenden Wellen und/oder als dielektrischer Stabstrahler ausgeführt ist.
4. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei für wobei für die maximale Dicke (D) und die Höhe (H) des zweiten dielektrischen Körpers (2) folgende Beziehung zu der Wellenlänge (λ) der Mittenfrequenz des untersten
Resonanzfrequenzbereiches der Antenne und der effektiven relativen Permittivität ( r2) des zweiten dielektrischen Körpers (2) besteht:
und/oder
5. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei für die maximale Dicke D und die Höhe H des zweiten dielektrischen Körpers (2) bevorzugt folgende Beziehung zwischen der maximalen Dicke (D) und der Höhe (H) besteht:
D = (1 ,0 ± 0,5) * H, falls als Linse oder Strahler ausgeführt,
oder
D = (0,5 ± 0,25) * H, falls als Strahler ausgeführt.
6. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Anregung des ersten dielektrischen Körpers (1 ) symmetrisch bezüglich des Mittelpunkts seines Querschnitts erfolgt.
7. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Leiterplatte (100) ein Kopplungsfenster (102) aufweist und wobei der erste dielektrische Körper (1 ) mindestens 75%, bevorzugt mindestens 90% des Kopplungsfensters (102) bedeckt.
8. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite dielektrische Körper (2) mindestens einen von seiner Oberseite bis zur Unterseite durchgehenden Lufteinschnitt (21 ) aufweist, der derart gebildet und angeordnet ist, dass er den ersten dielektrischen Körper (1 ) darin aufnimmt.
9. Antennenvorrichtung nach Anspruch 8, wobei in dem Lufteinschnitt (21 ) ein mechanischer Anstoß (22) derart angeordnet ist, dass der erste dielektrische Körper (1 ) nach Montage zwischen Leiterplatte (100) und Oberseite des Lufteinschnitts (21 ) fixiert ist.
10. Antennenvorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei ein dritter dielektrischer Körper (3) in den Lufteinschnitt (21 ) eingebracht ist und gebildet ist, um das
Antennendiagramm zu ändern.
1 1 . Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite dielektrische Körper (2) derart geformt ist, dass
- mindestens ein Resonanzfrequenzbereich eine Vergrößerung und/oder
Steigerung der Richtwirkung und/oder Vergrößerung der Halbwertsbreite erfährt, oder
- mindestens zwei der Resonanzfrequenzbereiche eine Vergrößerung und/oder Steigerung und/oder Angleichung der Richtwirkung und/oder der Antennendiagramme erfahren, und/oder
- der unterste Resonanzfrequenzbereich in Hauptstrahlrichtung eine höhere Steigerung der Richtwirkung und/oder des Antennengewinns erfährt als ein oberer Resonanzfrequenzbereich; und/oder
- das Antennendiagramm des untersten Resonanzfrequenzbereichs eine höhere Ähnlichkeit mit dem Antennendiagramm des zumindest einen oberen
Resonanzfrequenzbereichs aufweist.
12. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der zweite dielektrische Körper (2) über mindestens 75% und weiter bevorzugt über mindestens 90% seiner Höhe (H) die Form eines Quaders und/oder Zylinders und/oder Kegels und/oder Kegelstumpfs aufweist.
13. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste dielektrische Körper (1 ) eine Zylinderform aufweist und in Kombination mit dem zweiten dielektrischen Körper (2) in mindestens zwei bevorzugten Resonanzfrequenzbereichen mit einer HEM1 1 -Mode und/oder HEM12-Mode und/oder HEM21 -Mode angeregt wird, und/oder alle bevorzugt angeregten HEM-Moden in einen der folgenden
Frequenzbereiche F fallen: F(n, fo) = (n+1 ) * 0,5 * fo ± 0,15 * (n+1 ) * 0,5 * fo,
wobei n eine natürliche Zahl ist und fo die Mittenfrequenz des untersten bevorzugten Resonanzfrequenzbereichs in GHz.
14. Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste dielektrische Körper (1 ) eine Zylinderform aufweist und zumindest zwei der
verwendeten Resonanzfrequenzbereiche mit einer HEM1 1 -Mode angeregt werden, wobei bevorzugt der unterste Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 1 1 -Mode angeregt wird und der nächst höhere Resonanzfrequenzbereich mit der HEM1 12-Mode angeregt wird.
15. Antennenarray, gebildet aus mindestens einer Antennenvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die in einem vorgegebenen Abstand (A1 ; A2) in Reihen und/oder Spalten angeordnet sind, wobei der Abstand (A1 ; A2) zwischen den Reihen und/oder Spalten bevorzugt <0,75 Wellenlängen und weiter bevorzugt <0,5 Wellenlängen der Mittenfrequenz des untersten verwendeten
Resonanzfrequenzbereiches beträgt.
16. Antennenarray nach Anspruch 15, wobei jeweils zwei Antennenstrahler (10) zu einem Doppelblock derart zusammen geschaltet sind, dass eine horizontale oder eine vertikale Strahlbündelung erfolgt, und die Strahlbündelung in die korrespondierende Gegenrichtung hauptsächlich durch die über den ersten dielektrischen Körpern (1 ) angeordneten zweiten dielektrischen Körper (2) erfolgt.
17. Antennenarray nach Anspruch 15 oder 16, wobei mehrere zweite dielektrische Körper (2) miteinander körperlich verbunden oder elektromagnetisch verkoppelt sind.
18. Antennenarray nach Anspruch 17, wobei die zweiten dielektrischen Körper (2) so miteinander verbunden oder verkoppelt sind, dass in der Ebene der
Strahlerzusammenschaltung oder in der Ebene der Strahlbündelung und/oder Ebene der Hauptstrahlschwenkung, insbesondere in der vertikalen und/oder horizontalen Ebene,
- mindestens ein Resonanzfrequenzbereich eine Vergrößerung und/oder Steigerung der Richtwirkung und/oder Vergrößerung der Halbwertsbreite erfährt, oder - mindestens zwei der Resonanzfrequenzbereiche eine Vergrößerung und/oder Steigerung und/oder Angleichung der Richtwirkung und/oder der Antennendiagramme erfahren, und/oder
- das Antennendiagramm des untersten Resonanzfrequenzbereichs eine höhere Ähnlichkeit mit dem Antennendiagramm des zumindest einen oberen
Resonanzfrequenzbereichs aufweist; und/oder
- die Antennendiagramme von mindestens einem Resonanzfrequenzbereich optimierte Nebenkeulen aufweisen.
19. Antennenarray nach Anspruch 17 oder 18, wobei jeder der zweiten dielektrischen Körper (2) seinen zugehörigen ersten dielektrischen Körper (1 ) trägt und/oder mit der Leiterplatte (100) verbunden ist.
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