EP1441437A1 - Générateur de signaux en quadrature de phase et à asservissement de la fréquence de travail - Google Patents

Générateur de signaux en quadrature de phase et à asservissement de la fréquence de travail Download PDF

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EP1441437A1
EP1441437A1 EP03075206A EP03075206A EP1441437A1 EP 1441437 A1 EP1441437 A1 EP 1441437A1 EP 03075206 A EP03075206 A EP 03075206A EP 03075206 A EP03075206 A EP 03075206A EP 1441437 A1 EP1441437 A1 EP 1441437A1
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EP
European Patent Office
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phase
frequency
signals
signal generator
passive elements
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Thierry Melly
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs

Definitions

  • the present invention relates to a quadrature signal generator of phase used in particular in the field of transmissions, for applications such as image frequency rejection receivers or transmitters.
  • This signal generator comprises formed phase shift means passive elements for delivering quadrature phase signals from of an input signal received.
  • Such generators also called I-Q phase shifters (for Inphase and Quadrature), are known from the prior art.
  • the general principle is described in Figure 1 representing a generator whose phase shifter 1 uses a passive filter stage of the type RC-CR.
  • An input signal Vin is received at an input terminal 2 of the phase shifter.
  • This Vin signal is supplied to a first phase shifting circuit 3 comprising a resistor R1 connected between the input terminal 2 and a first output terminal 5 of the generator and a capacitor C1 connected between this output terminal 5 and a potential of reference, for example to mass.
  • the signal Vout_I delivered to the output terminal 5 of this first phase-shifting circuit 3 is phase-shifted with respect to the signal Vin supplied at the input.
  • This signal Vin is supplied in parallel to a second phase shifting circuit 4 comprising a capacitor C2 connected between input terminal 2 and a second output terminal 6 of the phase shifter 1 and a resistor R2 connected between this second output and the mass.
  • the signal Vout_Q delivered to the output terminal 6 is also phase-shifted by relation to the Vin signal supplied as input.
  • the Vout_I and Vout_Q signals are out of phase 90 ° to each other, which is why we speak of quadrature signals of phase.
  • Vout_I Vout_Q 1 j ⁇ .
  • R 1. VS 1+ R 1 Z 1 This type of generator is of increased interest when the quadrature phase signals Vout_I and Vout_Q have the same amplitude. For this, it is necessary that the transfer function explained above has a module worth 1.
  • Vout_I Vout_Q 1 j ⁇ . R . VS
  • the amplitudes of the output signals Vout_I and Vout_Q are therefore equal for a single frequency f 0 , also called cutoff frequency, whose corresponding pulsation ⁇ 0 is 1 / R. C.
  • this type of quadrature phase signal generator has some drawbacks. Indeed, as it was previously mentioned, the matching of the passive elements of a circuit cannot be ensured so acceptable only on the same wafer. For such circuits, the dispersion between the liabilities from one wafer to another wafer is relatively large, possibly being around ⁇ 30% for example for digital CMOS technology.
  • this dispersion represents a major drawback, in particular in applications of the image frequency rejection receiver type.
  • filtering means are provided to filter the entire range of frequencies likely to contain the image frequency to retain only that of the signals generated at the working frequency.
  • a first solution of the prior art consists in use a multi-stage passive polyphase filter using frequencies of different cut. The number of floors and the placement of the poles, defining the different cutoff frequencies, to assess the quality of the rejection of the frame rate as a function of the mismatch of the components and their value absolute. This solution has the drawback of reducing the amplitude of the signals to the exit of each floor.
  • the invention aims to overcome the aforementioned drawbacks of the art prior, in particular to limit the consumption of such a circuit and to obtain phase quadrature signals independent of passive circuit components.
  • the invention relates to a quadrature signal generator of phase as defined in the preamble, characterized in that it further comprises, between the phase shift means and the output terminals, transconducting means having a transconductance proportional to the passive elements, arranged so as to obtaining a transfer function between said first and second signals by phase quadrature delivered at output, independent of said passive elements.
  • the transconductive means comprise first and second transconductor circuits which each have a transconductance independent of temperature so as to obtain a transfer function between temperature independent quadrature phase signals.
  • the signals in phase quadrature are of the same amplitude at a given frequency and this frequency is dependent on a dynamically modifiable parameter, such as the frequency of a clocked signal.
  • the invention also relates to a receiver with image frequency rejection comprising signal reception means external at a given frequency, filtering means formed of passive elements, and conversion means comprising at least two mixers for delivering frequency shifted signals in phase quadrature at a shifted frequency; said receiver being characterized in that it comprises transconductive means having a transconductance proportional to the passive elements, arranged so as to obtain a transfer function between the frequency shifted signals, independent of said passive elements.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a signal generator in phase quadrature according to a preferred embodiment of the invention.
  • the input terminal 2 is connected to phase shift means comprising a first phase shifter circuit 3 and a second phase shifter circuit 4.
  • the circuits phase shifters are formed of passive elements.
  • the first phase shifting circuit 3 includes a resistor 7, of value R, connected between the input terminal 2 and a first control terminal 5 of the generator and a capacitor 8, of capacity C, connected between this control terminal 5 and a reference potential, typically ground
  • the second phase shifting circuit 4 comprises a capacitor 9, of capacitance C matched to that of capacitor 8, connected between input terminal 2 and a second control terminal 6 of the generator and a resistor 10, of value R matched to that of resistor 7, connected between this second terminal of command 6 and ground.
  • the generator further comprises means transconductors placed at the output of the phase shifting means.
  • the transconductive means comprise a first transconductive circuit 11 having a determined transconductance gm 1 , and a second transconductive circuit 12 having a determined transconductance gm 2 . These transconductances are determined so as to eliminate the dependence of the passive elements on the transfer function between the two output terminals Out_I and Out_Q.
  • the transconductance gm 1 is proportional to a capacitance value C 0
  • the transconductance gm 2 is proportional to a conductance value 1 / R 0 .
  • the values C 0 and R 0 are matched to the values of the passive elements R and C and this, in an almost perfect manner, all the passive elements being on the same wafer.
  • the first transconductive circuit 11 includes a transistor N 1 whose control terminal G 1 is connected to the first control terminal 5 via a coupling capacitor Cc whose current terminal D 1 , which corresponds to the first output terminal, is connected to a load 13, such as for example a resistor, and whose current terminal S 1 is connected to ground.
  • a current in such a form is obtained by using a current source proportional to the absolute temperature, called PTAT, which is a function of the capacitance value C 0 and of the signal clocked at the frequency f ck .
  • PTAT a current source proportional to the absolute temperature
  • An exemplary embodiment of such a current source is shown in FIG. 5B.
  • the current I N3 delivered by the current source PTAT 15, is mirrored by means of a current mirror formed by the transistors N 1 and N 3 . It should be noted that the ratio between the currents I N1 and I N3 can be chosen to be equal to 1 or possibly different from 1 as required by the dimensioning of the transistors N 1 and N 3 .
  • the second transconductive circuit 12 comprises a transistor N 2 , whose control terminal G 2 is connected to the second control terminal 6 via a coupling capacitor Cc, whose current terminal D 2 which corresponds to the second terminal of output is connected to a load 14 identical to load 13 and whose current terminal S 2 is connected to ground.
  • a current in such a form is obtained by using a current source of the PTAT type which is a function of the conductance value 1 / R 0 .
  • An exemplary embodiment of such a current source is shown in FIG. 5A.
  • the current I N4 delivered by the current source PTAT 16, is mirrored by means of a current mirror formed by the transistors N 2 and N 4 ; the ratio between the currents I N2 and I N4 being chosen as required.
  • I NOT 1 I NOT 2 f ck j ⁇ . VS 0 .R 0 VS . R . ⁇ 3 ⁇ 4
  • the working frequency f 0 for which the module of the transfer function is equal to 1, that is to say for which the output signals Out_I and Out_Q are of the same amplitude, depends on the frequency f ck of a clocked signal, which is, for example, a clock signal delivered by means of a quartz oscillator.
  • a clocked signal which is, for example, a clock signal delivered by means of a quartz oscillator.
  • this type of signal generator in quadrature phase can be integrated into a receiver with image frequency rejection as shown in FIGS. 3 and 3A.
  • the receiver in FIG. 3 is shown with signals in non-differential form.
  • Such a receiver 20 conventionally comprises means for receiving external signals, such as for example a radio frequency antenna 21, which can be connected to a bandpass filter not shown, then to a low noise amplifier 22.
  • the signal at the output of the low noise amplifier 22 is supplied to filtering means, for example to an IQ phase shifter 23 formed of passive elements making it possible to obtain signals in quadrature of phase I RF and Q RF .
  • These I RF and Q RF signals are offset in frequency by means of mixers 24 and 25.
  • These mixers can have a structure as detailed in FIG. 3A, the signals appearing, in this case, in differential form.
  • each mixer has two control terminals and an output terminal.
  • the mixer 24 receives at a control terminal the signal I RF and at the other control terminal a clock signal in phase I LO , and delivers, at its output terminal, a signal in phase Out_I shifted in frequency (RF -LO).
  • the mixer 25 receives at a control terminal the signal Q RF and at the other control terminal a clock signal in phase quadrature Q LO , and delivers at its output terminal a signal in phase quadrature Out_Q also shifted by frequency (RF-LO).
  • the clock signals I LO and Q LO are obtained from a local oscillator 26 delivering a clock signal at an optionally adjustable frequency (LO), combined with a 90 ° phase shifter, referenced 27. Note that it is also possible to use a local oscillator at a double frequency (2LO) combined with a frequency divider stage by 2 also making it possible to obtain the desired I LO and Q LO signals.
  • LO optionally adjustable frequency
  • FIG. 3A represents an exemplary embodiment of the mixer 24 of FIG. 3 in which the signals appear in differential form; the mixer 25 having a similar structure will not be shown in detail.
  • each of these mixers comprises a first control terminal 35 receiving an I RF signal, a second differential control terminal, 36- and 36+, receiving differential signals I LO - and I LO + and a differential output terminal, 37- and 37+, the output current of which is equivalent to the difference of the currents I 1 and I 2 .
  • the mixer notably comprises a first transistor 31, the control terminal 35 of which receives the signal I RF , the two current terminals of the transistor 31 being respectively connected to ground and to one of the current terminals 38 of a differential pair of second and third transistors, 32- and 32+, whose control terminals correspond to the differential control terminal, 36- and 36+, of the mixer receiving the signals I LO - and I LO +.
  • the differential output terminal, 37- and 37+, of the mixer delivering signals in phase opposition Out_I- and Out_I +, is connected, respectively to the other current terminal of the differential pair of transistors 32- and 32+.
  • the idea according to the invention is to be able to overcome the dispersion of passive elements during the suppression of the image frequency (RF + LO). For this, he provision is made to bias the transistor 31 by means of a current proportional to the absolute temperature and to one of the passive elements of the phase shifter I-Q 23. This current is obtained, as explained in the context of FIG. 2, by means of a source of current PTAT 34.
  • the output currents of the mixers, 24 and 25, are established so as to rendering the transfer function between the output terminals Out_I and Out_Q independent of the passive elements of the I-Q 23 phase shifter, as explained previously.
  • the mixer transistors already present at the receiver by adjusting their transconductance so as to overcome the dispersion of passive elements.
  • FIG. 4 represents a receiver at rejection of the image frequency having a structure different from that of the receiver of FIG. 3.
  • the receiver of FIG. 4 is represented with signals in non-differential form.
  • the receiver 40 comprises a similar reception stage comprising means for receiving external signals such as, for example, a radio frequency antenna 41, which can be connected to a bandpass filter not shown and then to a low noise amplifier 42.
  • the RF signal is then supplied at the input of a conventional frequency conversion stage comprising two mixers 44 and 45 similar to that detailed in FIG. 3A.
  • These two mixers 44 and 45 are respectively controlled by clock signals in quadrature phase I LO and Q LO supplied by a local oscillator 46 in combination with a 90 ° phase shifter referenced 47, and respectively supply signals at their output. quadrature of phase I IN and Q IN , shifted in frequency (RF-LO).
  • the signals I IN and Q IN are then filtered in a passive filter 50 such as, for example, a passive polyphase filter, the details of which are given in FIG. 4A, the signals appearing, in this case, in differential form.
  • a passive filter 50 such as, for example, a passive polyphase filter, the details of which are given in FIG. 4A, the signals appearing, in this case, in differential form.
  • This type of filter will allow, within the limit of the pairing of passive elements from one receiver to another, to suppress the image frequency (RF + LO) of the quadrature signals I OUT and Q OUT delivered as output.
  • FIG. 4A represents an example of a passive polyphase filter, in which the signals appear in differential form, usable for the receiver of the figure 4.
  • transconductive means having a transconductance similar to those presented in the context of figure 2.
  • transconductive means advantageously used elements already present such as, for example, transistors operating in amplifier mode.
  • FIG. 5A represents an exemplary embodiment of a current source proportional to the absolute temperature (PTAT) and proportional to a conductance value (1 / R 0 ).
  • the PTAT current source 60 comprises a first pair of NMOS transistors, M 1 and M 2 , a second pair of PMOS transistors, M 3 and M 4 , and a PMOS transistor M 5 , forming a current mirror with the transistor M 4 .
  • the transistor M 2 has a channel width K times greater than that of the transistor M 1 , and an equal length.
  • One of the current terminals of this transistor M 2 is connected to ground via a resistor R 0 paired with the resistors used in the passive phase shifting means described above.
  • I PTAT ⁇ .
  • FIG. 5B represents an exemplary embodiment of a current source proportional to the absolute temperature (PTAT) and proportional to a capacity value (C 0 ).
  • the current source PTAT 70 differs from the current source of FIG. 5A in that the resistor R 0 is replaced by a capacitor C 0 switched by means of two switches S 1 and S 2 controlled, respectively, by the signals CK and CK directly related to the frequency f ck of the clock signal.
  • I PTAT ⁇ .
  • U T .f ck .VS 0 by setting ⁇ InK.
  • a capacitor may be provided between the current terminal of the transistor M 2 delivering the current I and the ground in order to short-circuit the high-frequency elements resulting from the ground switches.
  • phase shifting or filtering means passive can be the subject of the present invention.

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  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

Un générateur de signaux en quadrature de phase comprend un déphaseur (1) qui reçoit à une borne d'entrée (2) un signal d'entrée (Vin) fourni à des moyens de déphasage (3, 4) formés d'éléments passifs, agencés pour délivrer à des première et deuxième bornes de sortie, des premier (Out_I) et deuxième (Out_Q) signaux en quadrature de phase. Ce générateur est caractérisé en ce qu'il comprend en outre, entre les moyens de déphasage et les bornes de sortie, des moyens transconducteurs (11, 12) ayant une transconductance proportionnelle aux éléments passifs, agencés de manière à obtenir une fonction de transfert entre lesdits premier et deuxième signaux en quadrature de phase indépendante desdits éléments passifs. <IMAGE>

Description

La présente invention est relative à un générateur de signaux en quadrature de phase utilisé notamment dans le domaine des transmissions, pour des applications telles que des récepteurs ou émetteurs à réjection de la fréquence image.
Ce générateur de signaux comprend des moyens de déphasage formés d'éléments passifs permettant de délivrer des signaux en quadrature de phase à partir d'un signal d'entrée reçu.
De tels générateurs, également appelés déphaseurs I-Q (pour Inphase et Quadrature), sont connus de l'art antérieur. Le principe général est décrit à la figure 1 représentant un générateur dont le déphaseur 1 utilise un étage de filtre passif du type RC-CR. Un signal d'entrée Vin est reçu à une borne d'entrée 2 du déphaseur. Ce signal Vin est fourni à un premier circuit déphaseur 3 comprenant une résistance R1 connectée entre la borne d'entrée 2 et une première borne de sortie 5 du générateur et un condensateur C1 connecté entre cette borne de sortie 5 et un potentiel de référence, par exemple à la masse. Le signal Vout_I délivré à la borne de sortie 5 de ce premier circuit déphaseur 3 est déphasé par rapport au signal Vin fourni en entrée. Ce signal Vin est fourni en parallèle à un deuxième circuit déphaseur 4 comprenant un condensateur C2 connecté entre la borne d'entrée 2 et une deuxième borne de sortie 6 du déphaseur 1 et une résistance R2 connectée entre cette deuxième sortie et la masse. Le signal Vout_Q délivré à la borne de sortie 6 est également déphasé par rapport au signal Vin fourni en entrée. Les signaux Vout_I et Vout_Q sont déphasés de 90° l'un par rapport à l'autre, c'est pourquoi l'on parle de signaux en quadrature de phase.
En considérant les impédances de sortie Z1 et Z2 associées aux bornes de sortie 5 et 6, on obtient comme fonction de transfert entre les signaux de sortie Vout_I et Vout_Q, l'équation suivante : Vout_I Vout_Q = 1 jω.R2.C2 - 1 + jω.R2.C2+ R2 Z2 1 + jω.R1.C1+ R1 Z1 Ce type de générateur présente un intérêt accru lorsque les signaux en quadrature de phase Vout_I et Vout_Q ont la même amplitude. Pour cela, il est nécessaire que la fonction de transfert explicitée ci-avant ait un module valant 1.
Ce type de circuit est intégré sur des plaquettes à gravure, appelées communément "wafers" suivant la terminologie anglo-saxonne. L'appariement des éléments passifs, comme les valeurs de résistance ou de capacité, peut être réalisé à un ordre de grandeur acceptable sur un même wafer, de l'ordre du %. Cet ordre de grandeur varie néanmoins suivant la technologie utilisée.
En admettant un appariement parfait des valeurs de résistance (R1 = R2 = R), des valeurs de capacité (C1 = C2 = C) et des valeurs d'impédance (Z1 = Z2), la fonction de transfert peut être simplifiée comme suit : Vout_I Vout_Q = 1 jω.R.C Les amplitudes des signaux de sortie Vout_I et Vout_Q sont donc égales pour une seule fréquence f0, appelée aussi fréquence de coupure, dont la pulsation correspondante ω0 vaut 1 / R.C.
Néanmoins ce type de générateur de signaux en quadrature de phase présente quelques inconvénients. En effet, comme il a été mentionné précédemment, l'appariement des éléments passifs d'un circuit ne peut être assuré de manière acceptable que sur un même wafer. Pour de tels circuits, la dispersion entre les éléments passifs d'un wafer à un autre wafer est relativement importante, pouvant être de l'ordre de ±30% par exemple pour une technologie CMOS digitale.
Ainsi la fréquence f0, qui dépend directement des valeurs de ces éléments passifs, varie largement d'un wafer à l'autre, ce qui pose de sérieux problèmes pour des applications utilisant une fréquence de travail donnée.
De plus, cette dispersion représente un inconvénient majeur, en particulier dans des applications du type récepteur à réjection de la fréquence image. Dans le cadre de telles applications, il est prévu des moyens de filtrage pour filtrer toute la gamme de fréquences susceptible de contenir la fréquence image pour ne retenir que celle des signaux engendrés à la fréquence de travail.
Certaines solutions ont déjà été proposées dans l'art antérieur pour éviter les inconvénients sus-mentionnés. Une première solution de l'art antérieur consiste à utiliser un filtre polyphasé passif à plusieurs étages utilisant des fréquences de coupure différentes. Le nombre d'étages et le placement des pôles, définissant les différentes fréquences de coupure, permettent d'évaluer la qualité de la réjection de la fréquence image en fonction du désappariement des composants et de leur valeur absolue. Cette solution présente l'inconvénient de diminuer l'amplitude des signaux à la sortie de chaque étage.
Une autre solution selon l'art antérieur consiste à réaliser un filtre polyphasé actif. La synthèse de ce type de filtre requiert l'utilisation de plusieurs transconducteurs à dynamique élevée. La consommation et la surface de ces filtres sont importantes.
Dans d'autres applications où l'amplitude des signaux n'est pas importante, car non porteuse d'information, on peut s'affranchir de l'erreur d'amplitude en utilisant, pour chacun des signaux en quadrature, un amplificateur à grand gain qui en limite l'amplitude, mais cela au prix d'une consommation importante.
On notera que chacune de ces solutions pénalise fortement la consommation du circuit et que la réjection de la fréquence image reste limitée dans tous les cas du fait du désappariement des composants utilisés d'un wafer à l'autre.
L'invention a pour but de pallier les inconvénients susmentionnés de l'art antérieur, notamment de limiter la consommation d'un tel circuit et d'obtenir des signaux en quadrature de phase indépendants des composants passifs du circuit.
Pour cela, l'invention concerne un générateur de signaux en quadrature de phase tel que défini en préambule, caractérisé en ce qu'il comprend en outre, entre les moyens de déphasage et les bornes de sortie, des moyens transconducteurs ayant une transconductance proportionnelle aux éléments passifs, agencés de manière à obtenir une fonction de transfert entre lesdits premier et deuxième signaux en quadrature de phase délivrés en sortie, indépendante desdits éléments passifs.
Selon un aspect de l'invention, les moyens transconducteurs comprennent des premier et deuxième circuit transconducteurs qui ont chacun une transconductance indépendante de la température de manière à obtenir une fonction de transfert entre les signaux en quadrature de phase indépendante de la température.
Selon un autre aspect de l'invention, les signaux en quadrature de phase sont de même amplitude à une fréquence donnée et cette fréquence est dépendante d'un paramètre modifiable dynamiquement, tel que la fréquence d'un signal cadencé.
Selon une application particulière, l'invention concerne également un récepteur à réjection de la fréquence image comprenant des moyens de réception de signaux externes à une fréquence donnée, des moyens de filtrage formés d'éléments passifs, et des moyens de conversion comprenant au moins deux mélangeurs pour délivrer des signaux décalés en fréquence en quadrature de phase à une fréquence décalée ; ledit récepteur étant caractérisé en ce qu'il comprend des moyens transconducteurs ayant une transconductance proportionnelle aux éléments passifs, agencés de manière à obtenir une fonction de transfert entre les signaux décalés en fréquence, indépendante desdits éléments passifs.
L'invention va être expliquée ci-dessous en détail pour un mode d'exécution donné uniquement à titre d'exemple, cette exécution étant illustrée par les dessins annexés dans lesquels :
  • la figure 1, déjà décrite, représente un générateur de signaux en quadrature de phase selon l'art antérieur ;
  • la figure 2 représente un générateur de signaux en quadrature de phase selon un mode de réalisation préféré de l'invention ;
  • la figure 3 représente un récepteur à réjection de la fréquence image intégrant un générateur de signaux en quadrature de phase selon l'invention ;
  • la figure 3A représente le détail d'un mélangeur utilisé à la figure 3 ;
  • la figure 4 représente un autre récepteur à réjection de la fréquence image ;
  • la figure 4A représente le détail d'un filtre polyphasé passif de la figure 4, et
  • les figures 5A et 5B représentent des exemples de réalisation de sources de courant proportionnel à la température absolue (PTAT).
La figure 2 représente un schéma de principe d'un générateur de signaux en quadrature de phase selon un mode de réalisation préféré de l'invention. On retrouve, comme dans le schéma du générateur de l'art antérieur présenté à la figure 1, un signal d'entrée Vin fourni à une borne d'entrée 2 du déphaseur 1.
La borne d'entrée 2 est reliée à des moyens de déphasage comprenant un premier circuit déphaseur 3 et un deuxième circuit déphaseur 4. Les circuits déphaseurs sont formés d'éléments passifs. Par exemple, le premier circuit déphaseur 3 comprend une résistance 7, de valeur R, connectée entre la borne d'entrée 2 et une première borne de commande 5 du générateur et un condensateur 8, de capacité C, connecté entre cette borne de commande 5 et un potentiel de référence, typiquement la masse, et le second circuit déphaseur 4 comprend un condensateur 9, de capacité C appariée à celle du condensateur 8, connecté entre la borne d'entrée 2 et une deuxième borne de commande 6 du générateur et une résistance 10, de valeur R appariée à celle de la résistance 7, connectée entre cette deuxième borne de commande 6 et la masse.
Les signaux Va et Vb, obtenus aux bornes de commande 5 et 6, sont déphasés de 90° l'un par rapport à l'autre. Comme il a été mentionné précédemment, il est possible d'obtenir un appariement quasi parfait des éléments passifs sur un même wafer. En admettant donc un appariement parfait des valeurs R des résistances 7 et 10, et des capacités C des condensateurs 8 et 9, la fonction de transfert entre les deux bornes de commande est simplifiée comme suit : Va Vb = 1 jω.R.C
L'idée selon l'invention est d'obtenir une fonction de transfert indépendante de ces éléments passifs afin d'assurer une fréquence de travail quasi identique d'un wafer à l'autre. Pour cela, le générateur comprend en outre des moyens transconducteurs placés en sortie des moyens de déphasage.
Les moyens transconducteurs comprennent un premier circuit transconducteur 11 ayant une transconductance déterminée gm1, et un deuxième circuit transconducteur 12 ayant une transconductance déterminée gm2. Ces transconductances sont déterminées de sorte à éliminer la dépendance des éléments passifs de la fonction de transfert entre les deux bornes de sortie Out_I et Out_Q. Pour cela la transconductance gm1 est proportionnelle à une valeur de capacité C0 et la transconductance gm2 est proportionnelle à une valeur de conductance 1/R0. Les valeurs C0 et R0 sont appariées aux valeurs des éléments passifs R et C et ce, de manière quasi parfaite, tous les éléments passifs étant sur un même wafer.
Les transconductances gm1 et gm2 sont respectivement sous les formes suivantes : gm1 = α1.fck .C 0 gm2 = α2 /R 0 où α1 et α2 représentent, chacun, un facteur de proportionnalité et fck représente une fréquence de référence, par exemple celle d'un quartz.
Selon une variante de réalisation particulière, le premier circuit transconducteur 11 comprend un transistor N1 dont la borne de commande G1 est connectée à la première borne de commande 5 via un condensateur de couplage Cc dont la borne de courant D1, qui correspond à la première borne de sortie, est connectée à une charge 13, comme par exemple une résistance, et dont la borne de courant S1 est connectée à la masse. La transconductance d'un tel transistor N1 est généralement donnée sous la forme suivante : gm1 = IN1.g(IC1)/(n.UT) où IN1 est le courant appliqué à la borne de courant D1 et g(IC1) représente la transconductance normalisée de N1.
On remarque notamment que cette transconductance dépend de la température. Afin de rendre la transconductance gm1 indépendante de la température et proportionnelle à la valeur de capacité C0, le courant IN1 doit être sous la forme suivante : IN1 = α3.UT.fck.C0
On obtient un courant sous une telle forme en utilisant une source de courant 15 proportionnel à la température absolue, appelée PTAT, fonction de la valeur de capacité C0 et du signal cadencé à la fréquence fck. Un exemple de réalisation d'une telle source de courant est représentée à la figure 5B. Le courant IN3, délivré par la source de courant PTAT 15, est miré au moyen d'un miroir de courant formé par les transistors N1 et N3. Il est à noter que le rapport entre les courants IN1 et IN3 peut être choisi égal à 1 ou éventuellement différent de 1 selon les besoins par le dimensionnement des transistors N1 et N3.
Avantageusement, le deuxième circuit transconducteur 12 comprend un transistor N2, dont la borne de commande G2 est connectée à la deuxième borne de commande 6 via un condensateur de couplage Cc, dont la borne de courant D2 qui correspond à la deuxième borne de sortie est connectée à une charge 14 identique à la charge 13 et dont la borne de courant S2 est connectée à la masse.
Afin de rendre la transconductance gm2 indépendante de la température et proportionnelle à la valeur de conductance 1/R0, le courant IN2 doit être sous la forme suivante : IN 2 = α4.UT R 0
On obtient un courant sous une telle forme en utilisant une source de courant du type PTAT fonction de la valeur de conductance 1/R0. Un exemple de réalisation d'une telle source de courant est représenté à la figure 5A. Le courant IN4, délivré par la source de courant PTAT 16, est miré au moyen d'un miroir de courant formé par les transistors N2 et N4; le rapport entre les courants IN2 et IN4 étant choisi selon les besoins.
Ainsi, on obtient une fonction de transfert entre les bornes de courant D1 et D2 des circuits transconducteurs 11 et 12 sous la forme suivante : IN 1 IN 2 = fck jω . C 0 .R 0 C.R .α3 α4
En considérant les éléments R0 et C0 appariés respectivement aux éléments R et C et en polarisant les transistors N1 et N2 en faible inversion, ce qui fait disparaítre la dépendance du facteur d'inversion g(IC), on obtient une fonction de transfert indépendante de la température et de la dispersion des éléments passifs du circuit, c'est-à-dire du produit RC dans cet exemple d'application.
Il est important de remarquer que la fréquence de travail f0 pour laquelle le module de la fonction de transfert vaut 1, c'est-à-dire pour laquelle les signaux de sortie Out_I et Out_Q sont de même amplitude, dépend de la fréquence fck d'un signal cadencé, qui est, par exemple, un signal d'horloge délivré au moyen d'un oscillateur à quartz. Ainsi, il est possible de modifier de manière dynamique la fréquence de travail du générateur en modifiant la fréquence du signal d'horloge utilisé.
Comme il a été mentionné en introduction, ce type de générateur de signaux en quadrature de phase peut être intégré dans un récepteur à réjection de la fréquence image comme représenté aux figures 3 et 3A. Par souci de simplification, le récepteur de la figure 3 est représenté avec des signaux sous forme non différentielle. Un tel récepteur 20 comprend classiquement des moyens de réception de signaux externes, comme par exemple une antenne radiofréquence 21, pouvant être connectés à un filtre passe-bande non représenté, puis à un amplificateur à faible bruit 22. Le signal en sortie de l'amplificateur à faible bruit 22 est fourni à des moyens de filtrage, par exemple à un déphaseur I-Q 23 formé d'éléments passifs permettant d'obtenir des signaux en quadrature de phase IRF et QRF. Ces signaux IRF et QRF sont décalés en fréquence au moyen de mélangeurs 24 et 25. Ces mélangeurs peuvent avoir une structure telle que détaillée à la figure 3A, les signaux apparaissant, dans ce cas, sous forme différentielle.
Comme il est visible sur la figure 3, chaque mélangeur comporte deux bornes de commande et une borne de sortie. Le mélangeur 24 reçoit à une borne de commande le signal IRF et à l'autre borne de commande un signal d'horloge en phase ILO, et délivre, à sa borne de sortie, un signal en phase Out_I décalé en fréquence (RF-LO). Le mélangeur 25 reçoit à une borne de commande le signal QRF et à l'autre borne de commande un signal d'horloge en quadrature de phase QLO, et délivre à sa borne de sortie un signal en quadrature de phase Out_Q également décalé en fréquence (RF-LO).
Les signaux d'horloge ILO et QLO sont obtenus à partir d'un oscillateur local 26 délivrant un signal d'horloge à une fréquence éventuellement ajustable (LO), combiné avec un déphaseur à 90°, référencé 27. A noter qu'il est également possible d'utiliser un oscillateur local à une fréquence double (2LO) combiné avec un étage diviseur de fréquence par 2 permettant également d'obtenir les signaux ILO et QLO désirés.
Ces signaux Out_I et Out_Q peuvent être ensuite sommés au moyen d'un sommateur 28 avant d'être traités par une unité de traitement non représentée sur la figure 3.
La figure 3A représente un exemple de réalisation du mélangeur 24 de la figure 3 dans lequel les signaux apparaissent sous forme différentielle ; le mélangeur 25 ayant une structure similaire ne sera pas représenté en détail. Comme il a été mentionné ci-avant, chacun de ces mélangeurs comprend une première borne de commande 35 recevant un signal IRF, une deuxième borne différentielle de commande, 36- et 36+, recevant des signaux différentiels ILO- et ILO+ et une borne différentielle de sortie, 37- et 37+, dont le courant de sortie équivaut à la différence des courants I1 et I2. Le mélangeur comprend notamment un premier transistor 31 dont la borne de commande 35 reçoit le signal IRF, les deux bornes de courant du transistor 31 étant respectivement connectées à la masse et à une des bornes de courant 38 d'une paire différentielle de deuxième et troisième transistors, 32- et 32+, dont les bornes de commande correspondent à la borne différentielle de commande, 36- et 36+, du mélangeur recevant les signaux ILO- et ILO +. La borne différentielle de sortie, 37- et 37+, du mélangeur délivrant des signaux en opposition de phase Out_I-et Out_I+, est reliée, respectivement à l'autre borne de courant de la paire différentielle de transistors 32- et 32+.
L'idée selon l'invention est de pouvoir s'affranchir de la dispersion des éléments passifs lors de la suppression de la fréquence image (RF+LO). Pour cela, il est prévu de polariser le transistor 31 au moyen d'un courant proportionnel à la température absolue et à un des éléments passifs du déphaseur I-Q 23. Ce courant est obtenu, comme explicité dans le cadre de la figure 2, au moyen d'une source de courant PTAT 34.
Les courants de sortie des mélangeurs, 24 et 25, sont établis de manière à rendre la fonction de transfert entre les bornes de sorties Out_I et Out_Q indépendante des éléments passifs du déphaseur I-Q 23, comme cela a été explicité précédemment.
On notera qu'avantageusement on a utilisé, comme moyens transconducteurs, les transistors des mélangeurs déjà présents au niveau du récepteur en réglant leur transconductance de manière à s'affranchir de la dispersion des éléments passifs.
La figure 4 représente un récepteur à réjection de la fréquence image ayant une structure différente de celle du récepteur de la figure 3. Dans le même souci de simplification, le récepteur de la figure 4 est représenté avec des signaux sous forme non différentielle. Le récepteur 40 comprend un étage de réception similaire comprenant des moyens de réception de signaux externes comme, par exemple, une antenne radiofréquence 41, pouvant être connectés à un filtre passe-bande non représenté puis à un amplificateur à faible bruit 42. Le signal RF est ensuite fourni en entrée d'un étage de conversion de fréquence classique comprenant deux mélangeurs 44 et 45 similaires à celui détaillé à la figure 3A. Ces deux mélangeurs 44 et 45 sont respectivement commandés par des signaux d'horloge en quadrature de phase ILO et QLO fournis par un oscillateur local 46 en combinaison avec un déphaseur à 90° référencé 47, et fournissent respectivement à leur sortie des signaux en quadrature de phase IIN et QIN, décalés en fréquence (RF-LO).
Les signaux IIN et QIN sont ensuite filtrés dans un filtre passif 50 comme, par exemple, un filtre polyphasé passif dont le détail est donné à la figure 4A, les signaux apparaissant, dans ce cas, sous forme différentielle. Ce type de filtre va permettre, dans la limite de l'appariement des éléments passifs d'un récepteur à un autre, de supprimer la fréquence image (RF+LO) des signaux en quadrature IOUT et QOUT délivrés en sortie.
La figure 4A représente un exemple de filtre polyphasé passif, dans lequel les signaux apparaissent sous forme différentielle, utilisable pour le récepteur de la figure 4.
Quatre résistances R appariées sont connectées entre les bornes, respectivement, IIN+ et IOUT+, QIN+ et QOUT+, IIN- et IOUT- et QIN- et QOUT-. Quatre condensateurs C appariés sont connectés entre les bornes, respectivement, IIN+ et QOUT +, QIN + et IOUT-, IIN- et QOUT- et QIN- et IOUT +. La fréquence de coupure d'un tel filtre est donnée par la relation suivante : fc = 1 / (2π.R.C)
Afin de s'affranchir de la dispersion des éléments passifs, il est prévu des moyens transconducteurs ayant une transconductance similaire à ceux présentés dans le cadre de la figure 2.
On notera que pour les moyens transconducteurs on utilise avantageusement des éléments déjà présents comme, par exemple, des transistors fonctionnant en mode amplificateur.
Il est à noter encore que les récepteurs présentés ci-dessus (figures 3 et 4) ne tiennent pas compte du caractère différentiel éventuel des signaux pour des raisons évidentes de simplification. L'invention reste bien entendu applicable avec de tels signaux quadriphasés.
La figure 5A représente un exemple de réalisation d'une source de courant proportionnel à la température absolue (PTAT) et proportionnel à une valeur de conductance (1/R0).
La source de courant PTAT 60 comprend une première paire de transistors NMOS, M1 et M2, une deuxième paire de transistors PMOS, M3 et M4, et un transistor PMOS M5, formant un miroir de courant avec le transistor M4.
Le transistor M2 présente une largeur de canal K fois supérieure à celle du transistor M1, et une longueur égale. L'une des bornes de courant de ce transistor M2 est connectée à la masse via une résistance R0 appariée aux résistances utilisées dans les moyens de déphasage passifs décrits précédemment. Le courant I présent à l'autre borne de courant de ce transistor M2 est de la forme suivante : I = UT R 0 .lnK
Le courant I est miré dans le miroir de courant formé par les transistors M4 et M5, ce qui permet d'obtenir un courant de sortie IpTAT de la forme désirée : IPTAT =α.UT R 0 en posant α = InK.
La figure 5B représente un exemple de réalisation d'une source de courant proportionnel à la température absolue (PTAT) et proportionnel à une valeur de capacité (C0).
La source de courant PTAT 70 diffère de la source de courant de la figure 5A en ce que la résistance R0 est remplacée un condensateur C0 commuté au moyen de deux interrupteurs S1 et S2 commandés, respectivement, par les signaux CK et CK directement liés à la fréquence fck du signal d'horloge.
Le courant I présent à l'autre borne de courant du transistor M2 est alors de la forme suivante : I=UT.fck.C0.lnK
Le courant I est miré dans le miroir de courant formé par les transistors M4 et M5, ce qui permet d'obtenir un courant de sortie IPTAT de la forme désirée : IPTAT =α. UT.fck.C 0 en posant α = InK.
Un condensateur, non représenté, peut être prévu entre la borne de courant du transistor M2 délivrant le courant I et la masse dans le but de court-circuiter les éléments haute-fréquence résultant des commutations à la masse.
Pour finir, il est à noter que si la description mentionne l'utilisation de transistors MOS, notamment pour la réalisation des sources de courant PTAT, il est toutefois possible d'envisager des sources au fonctionnement similaire réalisées avec des transistors bipolaires.
On remarquera également que les modes de réalisation présentés aux figures 2, 3 et 4, ne sont donnés qu'à titre d'exemple, et notamment que les sources de courant PTAT peuvent être substituées par tout moyen permettant de polariser les moyens transconducteurs du circuit de manière à obtenir une fonction de transfert indépendante des éléments passifs du circuit et de préférence de la température.
On remarquera encore que l'intégration d'un générateur de signaux en quadrature de phase selon l'invention a été donnée pour un récepteur, mais qu'il est tout à fait possible de l'intégrer dans un émetteur à réjection de la fréquence image.
Il est bien entendu que la description n'est donnée qu'à titre d'exemple et que d'autres modes de réalisation, en particulier des moyens de déphasage ou de filtrage passifs, peuvent faire l'objet de la présente invention.

Claims (9)

  1. Générateur de signaux en quadrature de phase comprenant un déphaseur (1) recevant à une borne d'entrée (2) un signal d'entrée (Vin) fourni à des moyens de déphasage (3, 4) formés d'éléments passifs, agencés pour délivrer à des première et deuxième bornes de sortie, des premier (Out_I) et deuxième (Out_Q) signaux en quadrature de phase, caractérisé en ce qu'il comprend en outre, entre les moyens de déphasage et les bornes de sortie, des moyens transconducteurs (11, 12) ayant une transconductance proportionnelle aux éléments passifs, agencés de manière à obtenir une fonction de transfert entre lesdits premier et deuxième signaux en quadrature de phase indépendante desdits éléments passifs.
  2. Générateur de signaux en quadrature de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de déphasage comprennent
    un premier circuit déphaseur (3) comprenant une première résistance (7) connectée entre la borne d'entrée et une première sortie (5) des moyens de déphasage et un premier condensateur (8) connecté entre la première sortie des moyens de déphasage et un potentiel de référence,
    un deuxième circuit déphaseur (4) comprenant un deuxième condensateur (9), apparié audit premier condensateur, connecté entre la borne d'entrée et une deuxième sortie (6) des moyens de déphasage et une deuxième résistance (10), appariée à ladite première résistance, connectée entre la deuxième sortie des moyens de déphasage et ledit potentiel de référence
    et en ce que lesdits moyens transconducteurs comprennent
    un premier circuit transconducteur (11 ) ayant une première transconductance (gm1) déterminée proportionnelle à une capacité (C) appariée à la capacité desdits premiers et deuxième condensateurs, et
    un deuxième circuit transconducteur (12) ayant une deuxième transconductance (gm2) déterminée proportionnelle à une conductance (1/R) appariée avec lesdites premières et deuxièmes résistances.
  3. Générateur de signaux en quadrature de phase selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdites première et deuxième transconductance sont indépendantes de la température de manière à obtenir une fonction de transfert entre lesdits premier et deuxième signaux en quadrature de phase indépendante de la température.
  4. Générateur de signaux en quadrature de phase selon la revendication 3 caractérisé en ce que lesdites première et deuxième transconductances sont déterminées respectivement au moyen d'une première source de courant (15) proportionnel à la température absolue et à la valeur de capacité (C), et d'une deuxième source de courant (16) proportionnel à la température absolue et à la valeur de conductance (1/R).
  5. Générateur de signaux en quadrature de phase selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits signaux en quadrature de phase (Out_I, Out_Q) sont de même amplitude à une fréquence donnée (f0), et en ce que ladite fréquence est dépendante d'un paramètre (fck) modifiable dynamiquement.
  6. Générateur de signaux en quadrature de phase selon la revendication 5, caractérisé en ce ledit paramètre modifiable correspondant à la fréquence d'un signal cadencé.
  7. Récepteur à réjection de la fréquence image (20 ;40) comprenant
    des moyens de réception (21 ; 41) de signaux externes à une fréquence donnée (RF),
    des moyens de filtrage (23 ; 50) formés d' éléments passifs, et
    des moyens de conversion comprenant au moins deux mélangeurs (24, 25 ; 44, 45) pour délivrer des signaux décalés en fréquence (Out_I, Out_Q) en quadrature de phase à une fréquence (RF-LO),
    caractérisé en ce qu'il comprend
    des moyens transconducteurs (32 ; 51, 52) ayant une transconductance proportionnelle aux éléments passifs, agencés de manière à obtenir une fonction de transfert entre les signaux décalés en fréquence (Out_I, Out_Q) indépendante desdits éléments passifs.
  8. Récepteur (20) selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de filtrage comprennent un déphaseur I-Q passif (23) placé entre les moyens de réception (21) et les moyens de conversion (24, 25) et en ce que les moyens transconducteurs comprennent un premier transistor (32) du premier mélangeur (24) et un deuxième transistor du deuxième mélangeur (25).
  9. Récepteur (40) selon la revendication 8, caractérisé en ce que les moyens de filtrage comprennent un filtre polyphasé passif (50) à au moins un étage, et en ce que les moyens transconducteurs comprennent deux transistors en mode amplificateur.
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