EP1133824A1 - Schaltungsanordnung zur regelung des arbeitspunkts eines leistungsverstärkers - Google Patents

Schaltungsanordnung zur regelung des arbeitspunkts eines leistungsverstärkers

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Publication number
EP1133824A1
EP1133824A1 EP00960554A EP00960554A EP1133824A1 EP 1133824 A1 EP1133824 A1 EP 1133824A1 EP 00960554 A EP00960554 A EP 00960554A EP 00960554 A EP00960554 A EP 00960554A EP 1133824 A1 EP1133824 A1 EP 1133824A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
bipolar transistor
transistor
collector
circuit
circuit arrangement
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP00960554A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hans Peter Forstner
Franz Xaver Sinnesbichler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1133824A1 publication Critical patent/EP1133824A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for regulating operating points of a power amplifier, as are used in particular for mobile telephones.
  • linear power amplifiers are operated with a very low quiescent current in order to achieve high efficiencies, in particular with reduced output powers.
  • the electrical properties of such an amplifier operated in Class AB operation are very dependent on the value of the quiescent current.
  • Quiescent current control is further complicated by the fact that the voltage swing available at the amplifier is narrowly limited. Especially in power amplifiers with heterobipolar transistors with high base-emitter forward voltages of typically 1.3V and a supply voltage of 3V, an exact quiescent current setting is problematic.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 for setting the operating point has a voltage source that generates a voltage U.
  • the voltage source is connected to the control input of a first impedance converter TVI as well as via a resistor RAP a first transistor TAP1 operating as a diode.
  • the first transistor TAP1 is connected to a first reference potential GD via a second transistor TAP2, which also functions as a diode. If the voltage source produces an output voltage U of 3V, then the two fall
  • Transistors TAP1 and TAP2 since these are each heterobipolar transistors, each from 1.3V. As a result, a maximum of 0.4V can drop across the resistor RAP.
  • the base-emitter voltage ÜBE fluctuates at approximately 2 mV per K. This has the consequence that the voltage swing is often not sufficient to ensure a stable operating point setting.
  • the efficiency of the power amplifier increases and thus the operating time of a device with a limited energy reservoir; on the other hand, the maximum amplification power is limited when the quiescent current is low.
  • the amplification power requirements vary, so that it is difficult to find an optimal operating point for the amplifier if one also has the highest possible efficiency of the power amplifier in mind.
  • the object of the invention is therefore a
  • a circuit arrangement for the active regulation of a quiescent current value of a first bipolar transistor (BT1) is provided in a power amplifier circuit,
  • a current mirror with the first and a second bipolar transistor (BT1, BT2) is provided,
  • a third and a fourth transistor are each provided in common-emitter amplifier circuit, the control input of the third transistor (T3) with the collector of the second bipolar transistor (BT2) and the control input of the fourth transistor (T4) are connected to the collector of the third transistor (T3),
  • a fifth transistor (T5) is provided in an emitter follower circuit, and its control input is connected to the collector of the fourth transistor (T4) and its emitter is connected to the control input of the second bipolar transistor (BT2),
  • the term current mirror is to be understood here in a broad sense.
  • the current mirror is through two Given transistors, the control inputs are connected to one another, so that a collector current in one transistor generates a mirrored collector current in the other transistor.
  • mirrored is to be understood as meaning that both currents ideally behave linearly to one another in the region of interest.
  • the two transistors are preferably identical in terms of process technology, so that the linearity of the two currents with respect to one another is maintained even in the event of temperature fluctuations. If both transistors also have the same emitter-base area and the emitters of both transistors are at the same potential, the ratio of the two currents is essentially one.
  • the current through the collector of the second bipolar transistor (BT2) can be regulated to a fixed value even in the case of temperature fluctuations.
  • the quiescent current remains constant in the first bipolar transistor (BTl), so that the operating point of the bipolar transistor (BTl) connected in the amplifier circuit is more stable.
  • the regulation of the current through the collector of the second bipolar transistor (BT2) is ensured by the active feedback circuit from the collector of the second bipolar transistor (BT2) to the control input of the second bipolar transistor (BT2). Due to the basic collector circuit generated with the fifth transistor (T5), the output of the feedback circuit also has a low output resistance, so that high output powers can also be driven at the first bipolar transistor (BT1).
  • the circuit according to the invention has the advantage that the possible voltage swing at the first bipolar transistor (BT1) is large, since only one diode voltage has to be subtracted from the total available voltage.
  • the amplifier linearity of the first bipolar transistor (BTl) can be optimized by the resistor (Rl).
  • the collector of the fifth transistor (T5), the collector of the fourth transistor (T4) via a resistor (R4) and / or the collector of the third transistor (T3) via a resistor (R3) are connected to the voltage source ,
  • the circuit can be constructed with a minimum of voltage sources.
  • the transistors listed are preferably npn bipolar transistors and preferably heterobipolar transistors because of their superiority with respect to Noise behavior and linearity in the case of signals to be amplified at high frequencies.
  • control input of the third transistor (T3) is connected to the reference potential via a resistor (R8), furthermore the control input of the third transistor (T3) is connected to the collector of the second bipolar transistor (BT2) via a resistor (R6) and further preferred the
  • R7 a resistor
  • the first and the second bipolar transistor are advantageously constructed and arranged with respect to one another in such a way that they have the same thermal properties and are largely exposed to the same temperature. For a mirror circuit it is important that both
  • Bipolar transistors also regarding thermal changes behave the same, otherwise the behavior of the current mirror as a current source is impaired. It is therefore advantageous if the transistors involved in the current mirror, in particular the first bipolar transistor (BT1) and the second bipolar transistor (BT2), are placed as closely as possible next to one another and if possible have been produced in the same manufacturing process with the same parameters. Both are best guaranteed if both bipolar transistors are manufactured on the same crystal in the same process and placed as close as possible to one another. However, the best thermal connection between the two bipolar transistors is achieved when both bipolar transistors are part of a single bipolar transistor with separate collectors.
  • the circuit according to the invention has only bipolar transistors of one polarity, the circuit can also be produced completely in heterobipolar transistor manufacturing processes.
  • the circuit is preferably produced in a GaAs or InGaP process step, so that the transistors listed in the circuit arrangement according to the invention are heterobipolar transistors.
  • the circuit can also e.g. in the SiGe manufacturing process or others
  • capacitors for reducing interference signals are also installed in the circuit arrangement.
  • capacitors for reducing interference signals are also installed in the circuit arrangement.
  • Capacitors each between the control inputs of the four Transistors BT2, T3, T4 and / or T5 and the reference potential can be installed.
  • a resistor is connected between the emitters of the third and / or fourth transistor and the reference potential.
  • These resistors can e.g. the linearity of the emitter base amplifier can be set.
  • the first bipolar transistor (BTl) is part of one or more amplifier stages of a power amplifier.
  • the amplifier stage is preferably an amplifier in the basic emitter circuit with a supply voltage which is connected to the collector of the first bipolar transistor (BT1) via a resistor (R20) and / or an inductance (L1).
  • the emitter of the first bipolar transistor (BTl) is connected to the reference potential, preferably also via a resistor.
  • the signal to be amplified is preferably applied to the control input of the first bipolar transistor (BT1) via a coupling capacitance.
  • a circuit arrangement for regulating at least two operating points of a bipolar transistor (BTl) in a power amplifier circuit is also provided,
  • Bipolar transistor (BT2) generates a first mirrored current through the collector of the first bipolar transistor (BT1), the voltage at the collector of the second bipolar transistor (BT2) being fed back to the control input of the second bipolar transistor (BT2) via an active feedback circuit; in which, in a second circuit state, a second current mirror with the first and a sixth bipolar transistor (BT1, BT6) is active, so that a second current through the collector of the sixth bipolar transistor (BT6) has a second mirrored
  • the two operating points of the first bipolar transistor (BT1) are each determined by one of the two current mirrors.
  • the determining current mirror is the active current mirror.
  • the position of the operating points in the characteristic field of the first bipolar transistor (BT1) can be adjusted essentially by the size of the resistances and parameters of the transistors.
  • the circuit according to the invention can be constructed such that, for a power amplification application with varying output power, quiescent current and quiescent voltage can be switched over to optimum values with regard to the power consumption.
  • the power efficiency can also be significantly increased, even with linear amplification.
  • the collector of the second bipolar transistor (BT2) is electrically connected to a voltage source via a resistor (R2). This is in the first circuit state, the first current through the collector of the second bipolar transistor (BT2) and thus through the first bipolar transistor (BTl) fixed.
  • the second is
  • the collector of the sixth bipolar transistor (BT6) is preferably connected to a voltage source via a resistor (R13). In this way, the second current through the collector of the sixth bipolar transistor (BT6) is essentially fixed. In the second circuit state with small AC signals at the input of the power amplifier, the current through the first bipolar transistor (BTl) is also fixed.
  • the active feedback circuit has voltage amplifiers.
  • the voltage amplifier leads a voltage change, which is caused by a change in the first current, to the collector of the second bipolar transistor (BT2) and is increasingly fed back to the control line of the second bipolar transistor (BT2), so that the change in the first current is counteracted. In this way, the first current is stabilized even when the temperature changes.
  • the active feedback circuit preferably has two emitter basic amplifiers connected in series, since these amplify an input voltage in a simple manner and, when connected in series, maintain the polarity of an input signal.
  • the active feedback circuit preferably has a low-resistance output stage, so that the control input of the first bipolar transistor (BT1) can be driven with low resistance at high output powers.
  • the output stage of the active feedback circuit is preferably below a minimum Threshold voltage difference Vthr between the collector voltage and the control input voltage of the second bipolar transistor (BT2) with high resistance. With this property you can easily deactivate the active feedback circuit. Deactivation of the active feedback loop is necessary, for example, if you want to deactivate the first current mirror in order to control the first bipolar transistor (BT1) with the second current mirror.
  • the output stage of the active feedback circuit therefore preferably has a basic collector circuit which, in linear operation, has a low-resistance output and, if the voltage between emitter and control input is less than the diode voltage of the transistor, a very high-resistance output.
  • the first current mirror is preferably a
  • this type of active feedback provides a means by which the active feedback circuit can be deactivated by externally switching the voltage between the control input and the collector at the second bipolar transistor (BT2) less than the threshold voltage difference Vthr is set.
  • the control input of the sixth bipolar transistor (BT6) is preferably connected via a resistor (R14) to the first bipolar transistor (BT1) and to the second bipolar transistor (BT2), the resistor (R14) being substantially greater than the low-resistance output resistance of the active feedback circuit in non-high resistance state.
  • the resistor (R14) being substantially greater than the low-resistance output resistance of the active feedback circuit in non-high resistance state.
  • Resistor (R14) essentially the output resistance with which the DC control input of the first bipolar transistor (BTl) is supplied with voltage.
  • the resistance (R14) is preferably significantly higher than the output resistance of the activated active feedback circuit and significantly lower than the output resistance of the deactivated active feedback circuit.
  • the switch is preferably of the type that in the second switching state it sets the collector voltage of the second bipolar transistor (BT2) to a threshold voltage value which is lower than the collector voltage in the first switching state.
  • the threshold voltage value is preferably so small that in the second circuit state the voltage at the bipolar transistor (BT2) between the collector and the control line is less than the threshold voltage difference Vthr.
  • the active feedback circuit can be deactivated by such a switch, so that the quiescent current in the first bipolar transistor (BT1) is checked by the second current mirror.
  • the switch preferably has a seventh transistor (T7) parallel to the bipolar transistor (BT2), the collector of the transistor (T7), preferably via a resistor (R12), being connected to the collector of the second bipolar transistor (BT2), and the seventh transistor (T7) by switching a control voltage on
  • Control input is non-conductive in the first circuit state and conductive in the second circuit state.
  • the threshold voltage value can be set using the resistor (R12).
  • the first bipolar transistor (BT1) Due to the comparatively high-impedance DC control input of the first bipolar transistor (BT1) in the second circuit state, it is also possible to drive in a third mode with particularly high power efficiency. With the high-impedance DC control input and high AC input signals at the same time it can be achieved that such a high current is drawn at the control input of the first bipolar transistor (BT1) is that the control input of the first bipolar transistor (BTl) drops to a lower value than with small AC signals. However, the active feedback loop becomes active again due to the drop in the control input voltage at the first bipolar transistor (BTl), so that the low voltage at the first bipolar transistor (BTl) is supplied with a low resistance. This allows the first bipolar transistor (BTl) to generate very powerful, albeit non-linear signals. This type of amplification is used in particular for the mobile radio transmitters in the AMPS standard.
  • the control input of the second bipolar transistor (BT2) is preferably connected via a resistor (RIO) both to the control input of the first bipolar transistor (BTl) and to the control input of the sixth bipolar transistor (BT6).
  • the resistance (RIO) is preferably of the size of (Rl) multiplied by the ratio of the emitter-base areas from the bipolar transistor (BTl) to the bipolar transistor (BT2). It preferably serves to make the voltage drop across the resistor (RIO) generated by the base current approximately as large as the voltage drop across the resistor (Rl) generated by the base current. This measure improves i.a. the linearity of the channel currents of the first and second bipolar transistors (BTl) and (BT2) when the first current mirror is active.
  • the control input of the first bipolar transistor (BTl) is preferably via a resistor (R1) both with the control input of the second bipolar transistor (BT2) and with the control input of the sixth
  • the Bipolar transistor (BT6) connected, the resistance (Rl) being smaller, preferably more than four times as small as the resistor (R14).
  • the linearity of the power amplification at the bipolar transistor (BTl) can be optimized for AC input signals via the resistor (Rl).
  • the first bipolar transistor (BTl) is preferably part of a power amplifier stage with an amplifier input led via a coupling capacitance (Cl) to the control input of the first bipolar transistor (BTl). In this way, AC input signals and in particular high-frequency AC signals can be linearly amplified with respect to voltage and current.
  • the maximum output power of the first bipolar transistor (BTl) is essentially given by the characteristic data of the first bipolar transistor (BTl) and the maximum available current in the control input.
  • the amplifier stage is preferably an emitter base amplifier.
  • the first, the second and the sixth bipolar transistor (BT1, BT2 and BT6) are preferably constructed and arranged with respect to one another in such a way that they have the same thermal properties.
  • the transistors relevant for the mirrored current largely have the same characteristics at the relevant temperatures, except for an area factor given by the base emitter areas.
  • the first, the second and the sixth bipolar transistor (BT1, BT2 and BT6) are arranged in close proximity to one another in an integrated circuit.
  • the first, second and sixth bipolar transistors (BT1, BT2 and BT6) are also preferred.
  • Heterobipolar transistors in particular from a GaAs, InGaP or SiGe heterobipolar transistor process. Heterobipolar transistors can be used to set up very fast linear and low-noise amplifier circuits, as are required in particular for mobile telephone technology. Since the power amplifier is preferably equipped with a heterobipolar transistor, it is advantageous for the function of the current mirror that the corresponding current mirror transistors are also heterobipolar transistors. Furthermore, the circuit arrangement according to the invention is preferably used for mobile telephones and there in particular for amplifying the signals to be transmitted, where it is important to amplify signals in the GigaHerz frequency range to powers of over 30 dBm with high power efficiency.
  • Figure 1 shows a circuit arrangement for
  • FIG. 2 shows an embodiment of the circuit arrangement according to the invention for the active regulation of the operating point of a power amplifier.
  • FIG. 3 shows an embodiment of the circuit arrangement according to the invention for regulating at least two
  • the circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 2 for the active regulation of an operating point of a first bipolar transistor (BTl) in a power amplifier circuit has a first bipolar transistor (BTl) which, together with a second bipolar transistor (BT2), forms a current mirror in the broad sense.
  • the input signal to be amplified is on the
  • Terminal E is fed via a capacitance C1 to the control input of the first bipolar transistor (BTl). That through the The first bipolar transistor (BTl) amplified signal can be tapped at the output terminal A, which is connected to the collector of the first bipolar transistor (BTl) via a capacitor C2.
  • the collector of the first bipolar transistor (BTl) is additionally connected to a voltage source which generates a voltage U2 via an inductance (L1) and preferably via a resistor (R20) connected in series therewith.
  • the emitter of the first bipolar transistor (BTl) is at a reference potential GND.
  • a resistor Rl connects the two control inputs of the bipolar transistors (BTl) and (BT2).
  • the control input of the second bipolar transistor (BT2) is additionally connected to the reference potential GND via a capacitance C.
  • a voltage source that generates an output voltage VREF is on the one hand with the reference potential GND and on the other hand via a second resistor R2 to the collector of the second bipolar transistor (BT2), via a third resistor R3 to the collector of a third transistor T3, via a fourth resistor R4 connected to the collector of a fourth transistor T4 and without resistance to the collector of a fifth transistor T5.
  • the control input of the third transistor T3 is connected on the one hand to the collector of the second bipolar transistor (BT2) and on the other hand via a capacitance C to the reference potential GND.
  • the emitter connections of the third transistor T3 and the fourth transistor T4 are each connected to the reference potential GND, whereas the emitter connection of the fifth transistor T5 is connected to the control input of the second bipolar transistor (BT2).
  • the control input of the fourth transistor T4 is connected both to the collector of the third transistor T3 and via a capacitance C to the reference potential GND.
  • the control input of the fifth transistor T5 is also connected both to the collector of the fourth transistor T4 and via a capacitance C to the reference potential GND.
  • the emitter of the second bipolar transistor (BT2) is at the reference potential GND connected.
  • the input terminal E is also connected to an AC voltage source.
  • the transistors BT1, BT2, T3, T4, T5 are designed in the circuit arrangement according to FIG. 2 as npn transistors and preferably as heterobipolar transistors.
  • the uniform transistor type simplifies the manufacturing process.
  • the first and the second bipolar transistor (BT1) and (BT2) are preferably constructed and arranged with respect to one another in such a way that they have the same thermal properties. This can be achieved, for example, in that the first and the second bipolar transistor BT1, BT2 are arranged in close proximity to one another in an integrated circuit.
  • the second bipolar transistor (BT2) can be part of the first bipolar transistor (BTl).
  • the second bipolar transistor (BT2) as a reference transistor can be a finger of the first bipolar transistor (BTl), which is designed as an output stage transistor.
  • the bipolar transistors are preferably produced in an InGaP heterobipolar transistor process.
  • the collector current ICHBT2 of the second bipolar transistor (BT2) also increases. This also increases the current IR2 through the second resistor R2.
  • An increase in the collector current ICHBT2 in the second bipolar transistor (BT2) has the consequence that the collector-emitter voltage in the second bipolar transistor (BT2) drops.
  • the base emitter voltage at the third transistor T3 and the base current IBT3 of the third transistor T3 also decrease. This in turn has the consequence that the collector emitter voltage rises at the third transistor T3, where on the other hand, the collector emitter voltage at the fourth transistor T4 drops.
  • the base emitter voltage at the fifth transistor T5, the base emitter voltage at the second bipolar transistor (BT2) and the base current IBHBT2 of the second bipolar transistor (BT2) also decrease. This effectively counteracts the increase in the collector current ICHBT2 of the second bipolar transistor (BT2) caused by the temperature increase assumed at the outset. The temperature increase can thus be compensated for. The same applies accordingly to a temperature reduction.
  • the third and fourth transistors T3 and T4 in the two basic emitter circuits each serve to increase the voltage swing and to 180 ° phase shift.
  • the fifth transistor T5 arranged in the basic collector circuit serves as an impedance converter and has a low-resistance output.
  • the area requirement of the second to fifth transistors BT2, T3, T4, T5 can be kept small, since these transistors are only used to control the first bipolar transistor (BTl).
  • the capacitances C serve as filters to avoid disturbing high-frequency signal components.
  • the third transistor T3 in the basic emitter circuit serves as an amplifier and generates an output signal which is 180 ° out of phase with its input signal.
  • the fifth transistor T5 in the basic collector circuit does not produce a phase shift between its input and output signals. Neither is the fifth transistor T5 amplifying its input signal.
  • the following equation applies to the collector current ICHBT1 of the first bipolar transistor (BTl):
  • k is the ratio of the emitter base areas of the first bipolar transistor (BTl) to the second bipolar transistor (BT2).
  • the voltage of 1.7V results from the difference between the supply voltage VREF of 3V and a diode drop across the heterobipolar transistors of 1.3V.
  • the embodiment according to the invention shown in FIG. 2 can be read as a current mirror with the two bipolar transistors (BTl) and (BT2), the current ICHBT2 impressing a current according to (1) into the bipolar transistor (BTl).
  • An active feedback circuit is installed in FIG. 2 for stabilizing the current ICHBT2.
  • the active feedback circuit causes voltage fluctuations at the collector of the second caused by current fluctuations Bipolar transistor (BT2) amplifies back to the control input of the bipolar transistor (BT2) and thus counteracts the current fluctuations.
  • the feedback circuit essentially consists of the two emitter basic circuits connected in series, which function as voltage amplifiers, and a collector basic circuit, which acts as an output stage.
  • the embodiment according to the invention shown in FIG. 3 of a circuit arrangement for regulating at least two operating points of a bipolar transistor (BTl) in a power amplifier circuit also has a first bipolar transistor (BTl) which, together with a second bipolar transistor (BT2), forms a first current mirror in the broader sense.
  • the AC input signal to be amplified is present at terminal E and is supplied to the control input of the first bipolar transistor (BT1) via a capacitance C1.
  • the signal amplified by the first bipolar transistor (BTl) can be tapped at the output terminal A, which is connected to the collector of the first bipolar transistor (BTl) via a capacitor C2.
  • the collector of the first bipolar transistor (BTl) is additionally connected via an inductor (L1) and a resistor R20 connected in series to a voltage source that generates a voltage U2.
  • Bipolar transistor (BTl) is at a reference potential GND.
  • the control input of the first bipolar transistor (BTl) and the control input of the second bipolar transistor (BT2) are connected via the series-connected resistors (Rl) and (RIO).
  • a voltage source that generates an output voltage VREF1 is connected via a second resistor R2 to the collector of the second bipolar transistor (BT2), via a third resistor R3 to the collector of a third transistor T3, and via a fourth resistor R4 to the collector of a fourth transistor T4 and over the Resistor R13 connected to the collector of the bipolar transistor (BT6).
  • the control input of the third transistor T3 is connected on the one hand via a resistor R6 to the collector of the second bipolar transistor (BT2), on the other hand via a resistor R7 to the collector of the third transistor T3 and the third via a resistor R8 to the reference potential GND.
  • the emitter of the third transistor T3 is direct and the emitter of the fourth transistor T4 is connected to the reference potential GND via a resistor R9.
  • transistor T5 is connected via a resistor RIO to the control input of the second bipolar transistor (BT2).
  • the control input of the fourth transistor T4 is connected to the collector of the third transistor T3.
  • the control input of the fifth transistor T5 is connected to the collector of the fourth transistor T4.
  • the emitter of the second bipolar transistor (BT2) is connected to the reference potential GND.
  • the collector of the fifth transistor is preferably connected to a second voltage source VREF2 and not to VREFl, in order not to burden VREFl by the possibly high currents flowing through the fifth transistor (T5).
  • the control input of the sixth bipolar transistor (BT6) is also included connected to the collector of the sixth bipolar transistor (BT6) and preferably short-circuited. The control input of the sixth
  • Bipolar transistor (BT6) is connected to the control input of the first bipolar transistor (BTl) via the resistor (R14) and (Rl).
  • the emitter of the sixth bipolar transistor (BT6) is connected to the reference potential.
  • the input terminal E is also connected to an AC voltage source.
  • the collector of the seventh transistor T7 is connected to the collector of the bipolar transistor (BT2) via a resistor R12.
  • the emitter of transistor T7 is connected to the reference potential.
  • the channel of the seventh transistor (T7) can by a logical Control at the control input of the seventh transistor (T7) can be made either conductive or non-conductive.
  • the transistor T7 is driven from the outside so that it becomes non-conductive.
  • the first current mirror with the bipolar transistors (BTl) and (BT2) is active, so that current in the bipolar transistor (BTl) is essentially given by the current in the bipolar transistor (BT2) preferably according to (1).
  • the current in the second bipolar transistor (BT2) is stabilized by an active feedback circuit, which gives voltage fluctuations at the collector of the bipolar transistor (BT2) to the control input of the bipolar transistor (BT2).
  • the stabilization of the current which in particular also regulates current fluctuations in the event of temperature fluctuations, also stabilizes the quiescent current and thus the operating point in the first bipolar transistor (BTl).
  • the active feedback circuit in this embodiment essentially consists of two series-connected basic emitter amplifiers and a basic collector circuit.
  • the latter serves as an impedance converter for a low output resistance of the active feedback circuit.
  • the low output resistance of the feedback circuit is necessary so that the first bipolar transistor (BTl) is supplied with the required current at the control input even with high output power. In this way, largely linear signal amplification can be ensured even with high output power at the bipolar transistor (BT1). If you want to ensure a largely linear gain at high output power, the operating point in the Bipolar transistor (BTl) preferably set to a sufficiently high quiescent current value.
  • the low output resistance of the active feedback circuit also ensures that the
  • Bipolar transistor (BT2) and not the bipolar transistor (BT6) is active as a current mirror, since the output resistance at the bipolar transistor (BT6) is significantly higher than that of the active feedback circuit.
  • the output resistance at the control input of the bipolar transistor (BTl) is preferably essentially given by the resistor (R14), since the resistor (Rl) is several times smaller than the resistor (R14).
  • the transistor T7 is driven from the outside in such a way that it becomes conductive and pulls the collector voltage of the second bipolar transistor (BT2) down to a lower value.
  • the resistor R12 is chosen so that the collector voltage at the bipolar transistor (BT2) drops below the threshold voltage value, so that the
  • Threshold voltage difference Vthr between the control input and collector at the bipolar transistor (BT2) is undershot.
  • the voltage supply to the control input at the first bipolar transistor (BTl) is essentially determined by the second current mirror with the bipolar transistors (BT6) and (BTl).
  • the output resistance of this power supply which is essentially determined by the resistor (R14), is preferably substantially higher than the output resistance generated by the active feedback circuit.
  • the first bipolar transistor (BTl) can only linearly amplify signals with limited output power.
  • the operating point of the first bipolar transistor (BT1) is preferably set to a low quiescent current value. This circuit state is therefore preferably activated when a linear amplification with only moderate output power is required on the bipolar transistor (BT1).
  • the second circuit state offers a third operating mode with a very low quiescent current and very high output power. If AC signals with a very high amplitude are applied to the amplifier input in the second circuit state, lead
  • Rectification effects on the bipolar transistor (BTl) cause an increased current to be drawn at the control input of the bipolar transistor (BTl).
  • the increased current is drawn from the collector of the bipolar transistor (BT6) via the large resistor (R14).
  • the voltage drop behind the resistor (R14) now causes the threshold voltage difference Vthr between the control input and the collector at the bipolar transistor (BT2) to be exceeded again, so that the active feedback circuit with its low output resistance becomes active again.
  • the control input of the first bipolar transistor (BTl) therefore again becomes low-impedance with a voltage that is predetermined by the interaction of the voltages at the control inputs of the second bipolar transistor (BT2) and the sixth bipolar transistor (BT6) , provided. Due to the lower output resistance, a higher output at the output of the bipolar transistor (BTl) can be driven again. If the linearity of the amplification can be dispensed with, overdriven signals can be used in this way very high power efficiency can be generated with very high output power.
  • Characteristic curves of the transistors used are preferably suitable for circuits for mobile telephones for the transmitter amplifiers in the gigahertz frequency range. For this application, it is preferred to switch between output powers between approximately 16 dBm and 30 dBm. Accordingly, the resistance (R1) is preferably selected to be approximately four times as small as the resistor (R14) in order to be able to provide an approximately four times as large a base current in the first bipolar transistor (BT1) in the first circuit state. A typical value for the resistance (R14) of approximately 100 ohms is preferred.
  • the circuits are preferably supplied with a voltage source of approximately 3V.
  • the circuits have preferably been produced in an InGaP process, so that the transistors are preferred
  • Heterobipolar transistors with a diode voltage swing of about 1.3V are.
  • the circuits are preferably operated in the CDMA high mode, the CDMA low mode and in the AMPS mode, the CDMA high mode corresponding to the first circuit state for high output powers of the power amplifier.
  • the resistance values for the circuit shown in FIG. 3 depend on the characteristics of the transistors and the desired power amplifier behavior. Once the specifications have been defined, the optimum resistance values can be determined and optimized by a specialist. It is also possible that additional resistors, inserted capacitors and inductors in the circuit according to the invention further improve the behavior of the circuit. These variations, as long as they emulate the basic concept of this circuit, are included in the invention.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Leistungsverstärkertransistors, die einen möglichst kleinen Leistungsverbrauch bei variierender Ausgangsleistung gewährleisten soll, wird beschrieben. Eine solche Schaltung ist insbesondere für Verstärker in Mobiltelefonen geeignet. Insbesondere wird eine Schaltungsanordnung beschrieben, die für mindestens zwei verschiedene Ausgangsleistungsbereiche mindestens zwei verschiedene Arbeitspunkte regelt. An einem ersten Arbeitspunkt wird der Ruhestrom im Leistungsverstärkertransistor durch einen ersten Stromspiegel mit temperaturkompensierender aktiver Rückkopplungsschaltung geregelt. An einem zweiten Arbeitspunkt wird der Ruhestrom im Leistungsverstärkertransistor durch einen zweiten Stromspiegel mit einer zweiten Rückkopplungsschaltung geregelt. Ein dritter Arbeitsbereich wird in einem Saturationsmode gefahren, der maximale Leistungseffizienz bei maximaler Ausgangsleistung gewährleistet, wobei jedoch die Linearität der Verstärkung nur noch teilweise gegeben ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunkts eines Leistungsverstärkers
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Regelung von Arbeitspunkten eines Leistungsverstärkers, wie sie insbesondere für Mobiltelefone verwendet werden.
In vielen Anwendungen werden lineare Leistungsverstärker bei sehr kleinem Ruhestrom betrieben, um hohe Wirkungsgrade, insbesondere bei reduzierten Ausgangsleistungen zu erreichen. Die elektrischen Eigenschaften eines solchen, im Class AB Betrieb betriebenen Verstärkers, sind sehr stark vom Wert des Ruhestroms abhängig. Innerhalb des gesamten
Temperaturbereichs, in dem der Leistungsverstärker betrieben wird, ist ein konstanter Ruhestrom Voraussetzung für konstante und reproduzierbare elektrische Kenndaten.
Bei kleinen Versorgungsspannungen wird die
Ruhestromregelung zusätzlich dadurch kompliziert, daß der zur Verfügung stehende Spannungshub am Verstärker eng begrenzt ist. Insbesondere bei Leistungsverstärkern mit Heterobipolartransistoren mit hohen Basis-Emitter- Durchlaßspannungen von typischerweise 1,3V und einer VersorgungsSpannung von 3V ist eine exakte Ruhestromeinstellung problematisch.
Bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung zur Einstellung des Arbeitspunkts für einen Leistungsverstärker besteht das Problem, daß der zur Verfügung stehende maximale Spannungshub nicht ausreicht, um eine stabile Arbeitspunkteinstellung zu gewährleisten. Die in Figur 1 gezeigte Schaltungsanordnung zur Arbeitspunkteinstellung weist eine Spannungsquelle auf, die eine Spannung U erzeugt. Über einen Widerstand RAP ist die Spannungsquelle sowohl mit dem Steuereingang eines ersten Impedanzwandlers TVI als auch einem als Diode arbeitenden ersten Transistor TAP1 verbunden. Der erste Transistor TAP1 ist über einen zweiten ebenfalls als Diode arbeitenden Transistor TAP2 mit einem ersten Bezugspotential G D verbunden. Erzeugt die Spannungsquelle eine Ausgangsspannung U von 3V, so fallen an den beiden
Transistoren TAP1 und TAP2, da diese jeweils Heterobipolar- Transistoren sind, jeweils 1,3V ab. Dadurch können am Widerstand RAP nurmehr maximal 0,4V abfallen. Die Basis- Emitter-Spannung ÜBE schwankt mit ca. 2 mV pro K. Dies hat zur Folge, daß der Spannungshub oftmals nicht ausreicht, um eine stabile Arbeitspunkteinstellung zu gewährleisten.
Ist der Arbeitspunkt des Leistungsverstärkers auf einen niedrigen Ruhestrom hin ausgelegt, so steigt auf der einen Seite der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers und damit die Betriebsdauer eines Gerätes mit begrenztem Energiereservoir; auf der anderen Seite ist bei niedrigem Ruhestrom die maximale Verstärkungsleistung begrenzt . In vielen Anwendungen, insbesondere auch in der Mobilfunktechnik, variieren jedoch die Verstarkungsleistungsanforderungen, so daß es schwierig ist, einen optimalen Arbeitspunkt für den Verstärker zu finden, wenn man gleichzeitig einen möglichst hohem Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers im Auge hat .
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine
Schaltungsanordnung zur Regelung des Arbeitspunkts eines Leistungsverstärkers anzugeben, bei der der Ruhestrom unabhängig von der Temperatur möglichst konstant ist, so daß ein möglichst stabiler Arbeitspunkt auch bei niedrigem Ruhestrom gewährleistet ist. Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, den Arbeitspunkt so zu steuern, daß auch bei variierenden Verstärkungsleistungen ein möglichst hoher Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers erreicht wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung zur aktiven Regelung eines Ruhestromwertes eines ersten Bipolartransistors (BT1) einer Leistungsverstärkerschaltung und der im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst . Weiterhin wird die Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung zur Regelung von mindestens zwei Ruhestromwerten eines Bipolartransistors (BT1) in einer Leistungsverstärkerschaltung und durch die in Patentanspruch 12 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
Erfindungsgemäß wird eine Schaltungsanordnung zur aktiven Regelung eines Ruhestromwertes eines ersten Bipolartransistors (BT1) in einer Leistungsverstärkerschaltung bereitgestell ,
- bei der ein Stromspiegel mit dem ersten und einem zweiten Bipolartransistor (BT1, BT2) vorgesehen ist,
- bei der ein dritter und ein vierter Transistor (T3, T4) je in Common-Emitter Verstärkerschaltung vorgesehen sind, wobei der Steuereingang des dritten Transistors (T3) mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) und der Steuereingang des vierten Transistors (T4) mit dem Kollektor des dritten Transistors (T3) verbunden sind,
- bei der ein fünfter Transistor (T5) in Emitter- Folgerschaltung vorgesehen ist, und dessen Steuereingang mit dem Kollektor des vierten Transistors (T4) und dessen Emitter mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist,
- bei der eine Spannungsquelle vorgesehen ist, die über einen Widerstand (R2) mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist.
Der Begriff des Stromspiegels ist hier im weiten Sinne zu verstehen. Im weiten Sinne ist der Stromspiegel durch zwei Transistoren gegeben, deren Steuereingänge miteinander verbunden sind, so daß ein Kollektorstrom in dem einen Transistor einen gespiegelten Kollektorström in dem anderen Transistor erzeugt. Unter gespiegelt ist hier zu verstehen, daß sich beide Ströme im Idealfall im interessierenden Bereich linear zueinander verhalten. Bevorzugt sind dabei beide Transistoren bzgl. der Prozeßtechnologie baugleich, so daß auch z.B. bei TemperaturSchwankungen die Linearität beider Ströme zueinander erhalten bleibt . Haben beide Transistoren auch noch die gleiche Emitter-Basis Fläche und liegen die Emitter beider Transistoren auf gleichem Potential, so ist das Verhältnis beider Ströme im wesentlichen eins.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltanordnung kann der Strom durch den Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) auch bei Temperaturschwankungen auf einen festen Wert geregelt werden. Dadurch bleibt der Ruhestrom auch im ersten Bipolartransistor (BTl) konstant, so daß der Arbeitspunkt des in Verstärkerschaltung geschaltete Bipolartransistor (BTl) stabiler ist . Die Regelung des Stromes durch den Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) wird durch die aktive Rückkopplungsschaltung vom Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) zum Steuereingang des zweiten Bipolartransistor (BT2) gewährleistet. Durch die mit dem fünften Transistor (T5) erzeugten Kollektorgrundschaltung besitzt der Ausgang der RückkopplungsSchaltung zudem einen niedrigen Ausgangswiderstand, so daß auch hohe Ausgangsleistungen am ersten Bipolartransistor (BTl) getrieben werden können. Weiterhin hat die erfindungsgemäße Schaltung den Vorteil, daß der mögliche Spannungshub am ersten Bipolartransistor (BTl) groß ist, da nur eine Diodenspannung von der gesamten zur Verfügung stehenden Spannung abzuziehen ist .
In einer bevorzugten Ausführung sind der Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) und der Steuereingang des zweiten Bipolartransistor (BT2) über einen Widerstand (Rl) miteinander verbunden. Durch den Widerstand (Rl) kann die Verstärkerlinearität des ersten Bipolartransistors (BTl) optimiert werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführung sind der Kollektor des fünften Transistors (T5) , der Kollektor des vierten Transistors (T4) über einen Widerstand (R4) und/oder der Kollektor des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (R3) mit der Spannungsquelle verbunden. Mit dieser Ausführung kann man die Schaltung mit einem Minimum an Spannungsquellen aufbauen. Alternativ ist es möglich, für den Kollektor des fünften Transistors (T5) eine separate Spannungsquelle mit sehr hoher Stromleistung bereitzustellen, damit der fünfte Transistor (T5) bei hoher Verstärkerleistung einen möglichst hohen Strom an den Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) liefern kann.
Bevorzugt sind die aufgeführten Transistoren npn- Bipolartransistoren und bevorzugt Heterobipolartransistoren wegen ihrer Überlegenheit bzgl . Rauschverhalten und Linearität bei analog zu verstärkenden Signalen bei hohen Frequenzen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführung ist der Steuereingang des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (R8) mit dem Bezugspotential verbunden, weiterhin der Steuereingang des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (R6) verbunden mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) und weiterhin bevorzugt der
Steuereingang des dritten Transistors (T3) mit dem Kollektor des dritten Transistors (T3) einen Widerstand (R7) verbunden. Durch die Wahl dieser drei Widerstände können die Arbeitspunkte der Common-Kollektor Verstärker eingestellt werden und damit Verstärkung und Linearität justiert werden. Der Einbau noch weiterer Widerstände ist möglich. Vorteilhafterweise sind der erste und der zweite Bipolartransistor derart aufgebaut und zueinander angeordnet, daß sie die gleichen thermischen Eigenschaften aufweisen und weitgehend der gleichen Temperatur ausgesetzt sind. Für eine SpiegelSchaltung ist es wichtig, daß sich beide
Bipolartransistoren auch bzgl . thermischer Veränderungen gleich verhalten, da sonst das Verhalten des Stromspiegels als Stromquelle beeinträchtigt ist. Daher ist es von Vorteil, wenn die an dem Stromspiegel beteiligten Transistoren, insbesondere der erste Bipolartransistor (BTl) und der zweite Bipolartransistor (BT2) möglichst räumlich dicht nebeneinander plaziert sind und möglichst im gleichen Herstellungsprozeß mit den gleichen Parametern erzeugt worden sind. Beides ist am besten gewährleistet, wenn beide Bipolartransistoren auf demselben Kristall im gleichen Verfahren hergestellt und möglichst dicht nebeneinander plaziert sind. Die beste thermische Verbindung zwischen den beiden Bipolartransistor ist jedoch dann erreicht, wenn beide Bipolartransistoren Teil eines einzigen Bipolartransistor mit separaten Kollektoren sind.
Dadurch, daß die erfindungsgemäße Schaltung nur Bipolartransistoren einer Polarität aufweist, kann die Schaltung auch komplett in Heterobipolartransistor Herstellungsprozessen hergestellt werden. Bevorzugt wird die Schaltung in einem GaAs- oder InGaP-Prozeßschritt hergestellt, so daß die aufgeführten Transistoren der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Heterobipolartransistoren sind. Die Schaltung kann aber auch z.B. im SiGe-Herstellungsprozess oder anderen
Heterobipolartransistor-Prozessen erzeugt werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführung werden auch Kondensatoren zur Reduzierung von Stδrsignalen in die Schaltungsanordnung eingebaut. Insbesondere können
Kondensatoren jeweils zwischen die Steuereingänge der vier Transistoren BT2, T3, T4 und/oder T5 und dem Bezugspotential eingebaut werden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführung ist zwischen den Emittern des dritten und/oder vierten Transistors und dem Bezugspotential jeweils ein Widerstand (R9) geschaltet. Durch diese Widerstände kann z.B. die Linearität der Emittergrund-Verstärker eingestellt werden.
Der erste Bipolartransistor (BTl) ist Teil einer oder mehrerer Verstärkerstufen eines Leistungsverstärkers . Bevorzugt ist die Verstärkerstufe ein Verstärker in Emittergrundschaltung mit einer Versorgungsspannung, die über einen Widerstand (R20) und/oder eine Induktivität (Ll) mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (BTl) verbunden ist. Der Emitter des ersten Bipolartransistors (BTl) ist dabei, bevorzugt auch über einen Widerstand, mit dem Bezugspotential verbunden. Das zu verstärkende Signal wird bevorzugt über eine Kopplungskapazität auf den Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) gegeben.
Erfindungsgemäß wird weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Regelung von mindestens zwei Arbeitspunkten eines Bipolartransistors (BTl) in einer Leistungsverstärkerschaltung bereitgestellt,
- bei dem in einem ersten Schaltungszustand ein erster Stromspiegel mit dem ersten und einem zweiten Bipolartransistor (BTl, BT2) aktiv ist, so daß ein erster Strom durch den Kollektor des zweiten
Bipolartransistor (BT2) einen ersten gespiegelten Strom durch den Kollektor des ersten Bipolartransistor (BTl) erzeugt, wobei die Spannung am Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) über eine aktive RückkopplungsSchaltung auf den Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) zurückgeführt wird; bei dem in einem zweiten Schaltungszustand ein zweiter Stromspiegel mit dem ersten und einem sechsten Bipolartransistor (BTl, BT6) aktiv ist, so daß ein zweiter Strom durch den Kollektor des sechsten Bipolartransistor (BT6) einen zweiten gespiegelten
Strom durch den Kollektor des Bipolartransistor (BTl) erzeugt, wobei die Spannung am Kollektor des sechsten Transistors (T6) durch eine zweite RückkopplungsSchaltung auf den Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) zurückgeführt wird;
- mit einem Schalter zum Schalten zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungszustand.
Bei der erfindungsgemäßen Anordnung werden die beiden Arbeitspunkte des ersten Bipolartransistors (BTl) je durch einen der beiden Stromspiegel bestimmt. Der bestimmende Stromspiegel ist dabei der aktive Stromspiegel . Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es somit möglich, mit nur einem Schalter den ersten Bipolartransistor (BTl) durch Umschalten an mindestens zwei verschiedenen Arbeitspunkten zu betreiben.
Die Position der Arbeitspunkte im Kennlinienfeld des ersten Bipolartransistor (BTl) ist dabei im wesentlichen durch die Größe der Widerstände und Parameter der Transistoren einstellbar. Auf diese Weise kann die erfindungsgemäße Schaltung so aufgebaut werden, daß für eine Leistungsverstärkungsanwendung mit variierender Ausgangsleistung Ruhestrom und Ruhespannung bezüglich des Leistungsverbrauchs auf optimale Werte umgeschaltet werden können. Die Leistungseffizienz auch bei linearer Verstärkung kann damit signifikant erhöht werden.
In einer bevorzugten Ausführung ist der Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) über einen Widerstand (R2) mit einer Spannungsquelle elektrisch verbunden. Dadurch ist im ersten Schaltungszustand der erste Strom durch den Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) und damit durch den ersten Bipolartransistor (BTl) festgelegt.
In einer bevorzugten Ausführung besteht die zweite
Rückkopplungsschaltung lediglich aus einer Leitung mit oder ohne ohmschen Widerstand. Weiterhin ist bevorzugt der Kollektor des sechsten Bipolartransistors (BT6) über einen Widerstand (R13) mit einer Spannungsquelle verbunden. Auf diese Weise ist der zweite Strom durch den Kollektor des sechsten Bipolartransistors (BT6) im wesentlichen festgelegt. Im zweiten Schaltungszustand bei kleinen AC-Signalen am Eingang des Leistungsverstärkers ist damit auch der Strom durch den ersten Bipolartransistor (BTl) festgelegt.
In einer bevorzugten Ausführung weist die aktive Rückkopplungsschaltung Spannungsverstärker auf. Durch die Spannungsverstärker wird eine Spannungsänderung, die durch eine Änderung des ersten Stromes verursacht wird, an dem Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) verstärkt auf die Steuerleitung des zweiten Bipolartransistor (BT2) zurückgeführt, so daß der Änderung des ersten Stromes entgegengeregelt wird. Auf diese Weise ist der erste Strom auch bei Temperaturveränderungen stabilisiert. Bevorzugt weist die aktive Rückkopplungsschaltung zwei hintereinander geschaltete Emittergrund-Verstärker auf, da diese auf einfache Weise eine Eingangsspannung verstärken und hintereinandergeschaltet die Polarität eines Eingangssignals wahren.
Bevorzugt weist die aktive Rückkopplungsschaltung eine niederohmige Ausgangsstufe auf, so daß der Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) bei hohen Ausgangsleistungen niederohmig angesteuert werden kann.
Bevorzugt wird die Ausgangsstufe der aktiven RückkopplungsSchaltung unterhalb einer minimalen Schwellenspannungsdifferenz Vthr zwischen Kollektorspannung und Steuereingangsspannung des zweiten Bipolartransistors (BT2) hochohmig. Mit dieser Eigenschaft kann man auf einfache Weise die aktive Rückkopplungsschaltung deaktivieren. Eine Deaktivierung der aktiven Rückkopplungsschleife ist z.B. erforderlich, wenn man den ersten Stromspiegel deaktivieren will um den ersten Bipolartransistor (BTl) mit dem zweiten Stromspiegel anzusteuern. Bevorzugt weist die Ausgangsstufe der aktiven Rückkopplungsschaltung daher eine Kollektorgrundschaltung auf, die beim linearen Betrieb einen niederohmigen Ausgang und, wenn die Spannung zwischen Emitter und Steuereingang kleiner als die Diodenspannung des Transistors ist, einen sehr hochohmigen Ausgang aufweist.
Bevorzugt ist der erste Stromspiegel eine
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 11. Eine solche Schaltung liefert die bereits geschilderten Vorteile eines temperaturstabiliserten Ruhestrombetrieb im ersten Bipolartransistor (BTl) und stellt eine niederohmige Spannungsversorgung für den von ihr zu versorgenden
Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) dar. Zudem steht mit dieser Art der aktiven Rückkopplung ein Mittel zur Verfügung, mit dem sich die aktive Rückkopplungsschaltung deaktivieren läßt, indem von außengeschaltet die Spannung zwischen Steuereingang und Kollektor am zweiten Bipolartransistor (BT2) kleiner als die Schwellenspannungsdifferenz Vthr gesetzt wird.
Bevorzugt ist der Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) über einen Widerstand (R14) mit dem ersten Bipolartransistor (BTl) und mit dem zweiten Bipolartransistor (BT2) verbunden, wobei der Widerstand (R14) wesentlich größer ist als der niederohmige Ausgangswiderstand der aktiven Rückkopplungsschaltung im nicht-hochohmigen Zustand. Im zweiten Schaltungszustand wird durch den
Widerstand (R14) im wesentlichen der Ausgangswiderstand, mit dem der DC-Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) spannungsversorgt wird, festgelegt. Bevorzugt ist der Widerstand (R14) wesentlich höher als der Ausgangswiderstand der aktivierten aktiven Rückkopplungsschaltung und wesentlich kleiner als der Ausgangswiderstand der deaktivierten aktiven Rückkopplungsschaltung.
Bevorzugt ist der Schalter von der Art, daß er im zweiten Schaltungszustand die KollektorSpannung des zweiten Bipolartransistor (BT2) auf einen Schwellenspannungswert legt, der kleiner ist als die Kollektorspannung im ersten Schaltungszustand. Bevorzugt ist der Schwellenspannungswert so klein, daß im zweiten Schaltungszustand die Spannung am Bipolartransistors (BT2) zwischen Kollektor und Steuerleitung kleiner als die Schwellenspannungsdifferenz Vthr ist. Durch einen solchen Schalter kann die aktive Rückkopplungsschaltung deaktiviert werden, so daß die Kontrolle des Ruhestroms im ersten Bipolartransistor (BTl) durch den zweiten Stromspiegel erfolgt.
Bevorzugt weist der Schalter einen siebten Transistor (T7) parallel zum Bipolartransistor (BT2) auf, wobei der Kollektor des Transistors (T7) , bevorzugt über einen Widerstand (R12) , mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) verbunden ist, und wobei der siebte Transistor (T7) durch Schalten einer Steuerspannung am
Steuereingang im ersten Schaltungszustand nichtleitend und im zweiten Schaltungszustand leitend ist. Durch den Widerstand (R12) kann dabei der Schwellenspannungswert eingestellt werden.
Durch den im zweiten Schaltungszustand vergleichsweise hochohmigen DC-Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) ist es weiterhin möglich, in einem dritten Modus mit besonders hoher Leistungseffizienz zu fahren. Durch den hochohmigen DC-Steuereingang kann bei gleichzeitig hohen AC- Eingangssignalen erreicht werden, daß am Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) ein so hoher Strom gezogen wird, daß der Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) auf einen tieferen Wert sinkt als bei kleinen AC- Signalen. Durch das Absinken der Steuereingangsspannung am ersten Bipolartransistor (BTl) wird jedoch die aktive Rückkopplungsschleife wieder aktiv, so daß die niedrige Spannung am ersten Bipolartransistor (BTl) niederohmig versorgt wird. Dadurch kann der erste Bipolartransistor (BTl) sehr leistungsstarke, wenn auch nichtlineare Signale erzeugen. Diese Art der Verstärkung wird insbesondere für die Mobilfunksender in der AMPS-Norm verwendet.
Bevorzugt ist der Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) über einen Widerstand (RIO) sowohl mit dem Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) als auch mit dem Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) verbunden. Der Widerstand (RIO) ist bevorzugt von der Größe von (Rl) multipliziert mit dem Verhältnis der Emitter- Basis Flächen vom Bipolartransistor (BTl) zum Bipolartransistor (BT2) . Er dient bevorzugt dazu, den durch den Basisstrom erzeugten Spannungsabfall über den Widerstand (RIO) etwa so groß werden zu lassen wie den durch den Basisstrom erzeugten Spannungsabfall über den Widerstand (Rl) . Diese Maßnahme verbessert u.a. die Linearität der Kanalströme der ersten und zweiten Bipolartransistoren (BTl) und (BT2) bei aktivem ersten Stromspiegel.
Bevorzugt ist der Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) über einen Widerstand (Rl) sowohl mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) als auch mit dem Steuereingang des sechsten
Bipolartransistors (BT6) verbunden, wobei der Widerstand (Rl) kleiner, bevorzugt mehr als viermal so klein ist wie der Widerstand (R14) . Über den Widerstand (Rl) kann die Linearität der Leistungsverstärkung am Bipolartransistor (BTl) für AC-Eingangssignale optimiert werden. Der erste Bipolartransistor (BTl) ist bevorzugt Teil einer Leistungsverstärkerstufe mit einem über eine Koppelkapazität (Cl) an den Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) geführten Verstärkereingang. Auf diese Weise können AC-Eingangssignale und insbesondere hochfrequente AC-Signale bzgl. Spannung und Strom linear verstärkt werden. Die maximale Ausgangsleistung des ersten Bipolartransistor (BTl) ist dabei im wesentlichen durch die Kenndaten des ersten Bipolartransistors (BTl) und dem maximalen zur Verfügung stehenden Strom im Steuereingang gegeben. Bevorzugt ist die Verstärkerstufe dabei ein Emittergrund-Verstärker.
Bevorzugt sind der erste, der zweite und der sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6) derart aufgebaut und zueinander angeordnet sind, daß sie die gleichen thermischen Eigenschaften aufweisen. Durch diese Maßnahme haben die für den gespiegelten Strom relevanten Transistoren bei den relevanten Temperaturen bis auf einen durch die Basis- Emitterflächen gegebenen Flächenfaktor weitgehend die gleichen Kennlinien. Insbesondere ist es von Vorteil, wenn dazu der erste, der zweite und der sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6) in einem integrierten Schaltkreis in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet sind.
Bevorzugt sind weiterhin der erste, zweite und sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6)
Heterobipolartransistoren, insbesondere aus einem GaAs-, InGaP- oder SiGe-Heterobipolartransistorprozeß. Mit Heterobipolartransistoren lassen sich sehr schnelle lineare und rauscharme Verstärkerschaltungen aufbauen, wie sie insbesondere für die Mobiltelephontechnik benötigt werden. Da der LeistungsVerstärker bevorzugt mit einem Heterobipolartransistor ausgestattet wird, ist es von Vorteil für die Funktion der Stromspiegel, daß auch die entsprechenden Stromspiegeltransistoren Heterobipolartransistoren sind. Weiterhin wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bevorzugt für Mobiltelefone und dort insbesondere für die Verstärkung der zu sendenden Signale verwendet, wo des darauf ankommt, mit hoher Leistungseffizienz Signale im GigaHerz- Fequenzbereich auf Leistungen von über 30 dBm zu verstärken.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren der Zeichnung näher dargestellt. Es zeigen:
Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur
Arbeitspunkteinstellung herkömmlicher Art.
Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungs der Schaltungsanordnung zur aktiven Regelung des Arbeitspunktes eines Leistungsverstärkers.
Figur 3 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführung der Schaltungsanordnung zur Regelung von mindestens zwei
Arbeitspunkten eines Bipolartransistors (BTl) in einer Leistungsverstärkerschaltung.
Auf die in Figur 1 gezeigte Schaltungsanordnung wurde bereits in der Beschreibungseinleitung eingegangen. Zur Erläuterung der Schaltung wird deshalb auf die Beschreibungseinleitung verwiesen.
Die in Figur 2 gezeigte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur aktiven Regelung eines Arbeitspunktes eines ersten Bipolartransistor (BTl) in einer Leistungsverstärkerschaltung weist einen ersten Bipolartransistor (BTl) auf, der zusammen mit einem zweiten Bipolartransistor (BT2) einen Stromspiegel im weiten Sinne bildet. Das zu verstärkende EingangsSignal liegt an der
Klemme E an und wird über eine Kapazität Cl dem Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) zugeführt. Das durch den ersten Bipolartransistor (BTl) verstärkte Signal ist an der Ausgangsklemme A, welche über eine Kapazität C2 mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistor (BTl) verbunden ist, abgreifbar. Der Kollektor des ersten Bipolartransistor (BTl) ist zusätzlich über eine Induktivität (Ll) und bevorzugt über einen dazu in Serie geschalteten Widerstand (R20) mit einer Spannungsquelle, die eine Spannung U2 erzeugt, verbunden. Der Emitter des ersten Bipolartransistor (BTl) liegt auf einem Bezugspotential GND. Ein Widerstand Rl verbindet die beiden Steuereingänge der Bipolartransistoren (BTl) und (BT2) . Der Steuereingang des zweiten Bipolartransistor (BT2) ist zusätzlich über eine Kapazität C mit dem Bezugspotential GND verbunden. Eine Spannungsquelle, die eine AusgangsSpannung VREF erzeugt, ist einerseits mit dem Bezugspotential GND und andererseits über einen zweiten Widerstand R2 mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) , über einen dritten Widerstand R3 mit dem Kollektor eines dritten Transistors T3, über einen vierten Widerstand R4 mit dem Kollektor eines vierten Transistors T4 und ohne Widerstand mit dem Kollektor eines fünften Transistors T5 verbunden. Der Steuereingang des dritten Transistors T3 ist einerseits mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) und andererseits über eine Kapazität C mit dem Bezugspotential GND verbunden. Die Emitteranschlüsse des dritten Transistors T3 und des vierten Transistors T4 sind jeweils mit dem Bezugspotential GND verbunden, wohingegen der Emitteranschluß des fünften Transistors T5 mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist. Der Steuereingang des vierten Transistors T4 ist sowohl mit dem Kollektor des dritten Transistors T3 als auch über eine Kapazität C mit dem Bezugspotential GND verbunden. Entsprechend ist auch der Steuereingang des fünften Transistors T5 sowohl mit dem Kollektor des vierten Transistors T4 als auch über eine Kapazität C mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Emitter des zweiten Bipolartransistor (BT2) ist mit dem Bezugspotential GND verbunden. Die Eingangsklemme E ist neben der Kapazität Cl auch mit einer Wechselspannungsquelle verbunden.
Die Transistoren BTl, BT2, T3, T4, T5 sind in der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2 als npn-Transistoren und bevorzugt als Heterobipolartransistoren ausgeführt . Der einheitliche Transistortyp vereinfacht den Herstellungsprozeß.
Der erste und der zweite Bipolartransistor (BTl) und (BT2) sind bevorzugt derart aufgebaut und zueinander angeordnet, daß sie die gleichen thermischen Eigenschaften aufweisen. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß der erste und der zweite Bipolartransistor BTl, BT2 in einem integrierten Schaltkreis in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet sind. Zusätzlich kann der zweite Bipolartransistor (BT2)Teil des ersten Bipolartransistor (BTl) sein. So kann der zweite Bipolartransistor (BT2) als Referenztransistor ein Finger des als Endstufentransistors ausgeführten ersten Bipolartransistor (BTl) sein. Bevorzugt werden die Bipolartransistoren in einem InGaP-Heterobipolar- transistorprozeß hergestellt.
Im folgenden wird das Funktionsprinzip der Schaltungsanordnung gemäß Figur 2 beschrieben. Unter der
Annahme, daß sich die Temperatur erhöht, erhöht sich auch der Kollektorstrom ICHBT2 des zweiten Bipolartransistors (BT2) . Damit erhöht sich auch der Strom IR2 durch den zweiten Widerstand R2.
Eine Erhöhung des Kollektorstroms ICHBT2 im zweiten Bipolartransistor (BT2) hat zur Folge, daß die Kollektoremitterspannung im zweiten Bipolartransistor (BT2) sinkt . Damit sinkt auch die Basisemitterspannung am dritten Transistor T3 und auch der Basisstrom IBT3 des dritten Transistors T3. Dies wiederum hat zur Folge, daß die Kollektoremitterspannung am dritten Transistor T3 steigt, wo hingegen die Kollektoremitterspannung am vierten Transistor T4 sinkt . Damit sinkt auch die Basisemitterspannung am fünften Transistor T5, die Basisemitterspannung am zweiten Bipolartransistor (BT2) und der Basisstrom IBHBT2 des zweiten Bipolartransistors (BT2) . Dadurch ist der durch die eingangs angenommene Temperaturerhöhung bewirkte Erhöhung des Kollektorstroms ICHBT2 des zweiten Bipolartransistors (BT2) wirksam entgegnet worden. Die Temperaturerhöhung kann damit kompensiert werden. Das gleiche gilt entsprechend auch für eine Temperaturverringerung.
Der dritte und der vierte Transistor T3 und T4 in den beiden Emittergundschaltungen dienen jeweils zur Erhöhung des Spannungshubs und zur 180 ' Phasendrehung. Der in der Kollektorgrundschaltung angeordnete fünfte Transistor T5 dient als Impedanzwandler und hat einen niederohmigen Ausgang.
Der Flächenbedarf des zweiten bis fünften Transistors BT2, T3, T4, T5 kann klein gehalten werden, da diese Transistoren lediglich zur Steuerung des ersten Bipolartransistors (BTl) dienen.
Die Kapazitäten C dienen als Filter zur Vermeidung von störenden Hochfrequenzsignalanteilen.
Der dritte Transistor T3 in Ermittergrundschaltung dient als Verstärker und erzeugt ein um 180' gegenüber seinem Eingangssignal phasenverschobenes Ausgangssignal . Entsprechendes gilt für den vierten Transistor T4. Der fünfte Transistor T5 in Kollektorgrundschaltung erzeugt keine Phasenverschiebung zwischen seinem Eingangs- und Ausgangssignal . Ebensowenig wird durch den fünften Transistor T5 dessen Eingangssignal verstärkt. Für den Kollektorstrom ICHBT1 des ersten Bipolartransistors (BTl) gilt in erster Näherung folgende Gleichung:
(1) ICHBT1 = k X ICHBT2 = k x 1,7V/R2,
wobei k das Verhältnis der Emitter-Basisflächen des ersten Bipolartransistors (BTl) zum zweiten Bipolartransistors (BT2) ist. Die Spannung von 1,7V ergibt sich aus der Differenz aus der Versorgungspannung VREF von 3V und einem Diodenabfall an den Heterobipolartransistoren von 1.3V.
Vorteilhafterweise kann durch die in Figur 2 gezeigte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung die am zweiten Widerstand R2 abfallende Spannung gegenüber der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung und der am Widerstand RAP abfallenden Spannung erhöht werden. Dadurch ist ein größerer Spannungshub auch am Leistungsverstärkereingang am ersten Bipolartransistor (BTl) für die Signalverstärkung und eine bessere Temperaturkompensation möglich. Wird beispielsweise mit der Spannungsquelle eine Spannung VREF von 3V erzeugt, so können bei der Schaltung gemäß Figur 2 am zweiten Widerstand R2 ca. 1,7V abfallen, welche sich aus der Differenz zwischen der von der Spannungsquelle erzeugten Spannung (VREF=3V) und der am zweiten Heterobipolartransistor (BT2) abfallenden
Kollektormitterspannung in Höhe von ca. 1,3V bis 1,4V ergibt. Bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung fallen am Widerstand RAP lediglich maximal 0,4V ab.
Die in Fig. 2 gezeigte erfindungsgemäße Ausführung kann als Stromspiegel mit den zwei Bipolartransistoren (BTl) und (BT2) gelesen werden, wobei der Strom ICHBT2 dem Bipolartransistor (BTl) einen Strom gemäß (1) einprägt. Für eine Stabilisierung des Stromes ICHBT2 ist in Fig. 2 dabei eine aktive Rückkopplungsschaltung eingebaut. Die aktive RückkopplungsSchaltung führt durch Stromschwankungen verursachte SpannungsSchwankungen am Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) verstärkt auf den Steuereingang des Bipolartransistors (BT2) zurück und steuert so den Stromschwankungen entgegen. Die Rückkopplungsschaltung besteht in dieser Ausführung dabei im wesentlichen aus den zwei hintereinander geschalteten Emittergrundschaltungen, die als Spannungsverstärker fungieren, und einer als Ausgangsstufe fungierenden Kollektorgrundschaltung.
Die in Figur 3 gezeigte erfindungsgemäße Ausführung einer Schaltungsanordnung zur Regelung von mindestens zwei Arbeitspunkten eines Bipolartransistors (BTl) in einer Leistungsverstärkersschaltung weist ebenfalls einen ersten Bipolartransistor (BTl) auf, der zusammen mit einem zweiten Bipolartransistor (BT2) einen ersten Stromspiegel im weiteren Sinne bildet . Das zu verstärkende AC-Eingangssignal liegt an der Klemme E an und wird über eine Kapazität Cl dem Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) zugeführt. Das durch den ersten Bipolartransistor (BTl) verstärkte Signal ist an der Ausgangsklemme A, welche über eine Kapazität C2 mit dem Kollektor des ersten Bipolartransistors (BTl) verbunden ist, abgreifbar. Der Kollektor des ersten Bipolartransistors (BTl) ist zusätzlich über eine Induktivität (Ll) und einen dazu in Serie geschalteten Widerstand R20 mit einer Spannungsquelle, die eine Spannung U2 erzeugt, verbunden. Der Emitter des ersten
Bipolartransistors (BTl) liegt auf einem Bezugspotential GND. Der Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) und der Steuereingang des zweiten Bipolartransistor (BT2) sind über die in Serie geschalteten Widerstände (Rl) und (RIO) verbunden .
Weiterhin ist eine Spannungsquelle, die eine AusgangsSpannung VREF1 erzeugt, über einen zweiten Widerstand R2 mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) , über einen dritten Widerstand R3 mit dem Kollektor eines dritten Transistors T3 , über einen vierten Widerstand R4 mit dem Kollektor eines vierten Transistors T4 und über den Widerstand R13 mit dem Kollektor des Bipolartransistor (BT6) verbunden. Der Steuereingang des dritten Transistors T3 ist zum einen über einen Widerstand R6 mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) , zum zweiten über einen Widerstand R7 mit dem Kollektor des dritten Transistors T3 und zum dritten über einen Widerstand R8 mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Emitter des dritten Transistors T3 ist direkt und der Emitter des vierten Transistors T4 über einen Widerstand R9 mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Emitter des fünften
Transistors T5 ist dagegen über einen Widerstand RIO mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist . Der Steuereingang des vierten Transistors T4 ist mit dem Kollektor des dritten Transistors T3 verbunden. Entsprechend ist auch der Steuereingang des fünften Transistors T5 mit dem Kollektor des vierten Transistors T4 verbunden. Der Emitter des zweiten Bipolartransistors (BT2) ist mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Kollektor des fünften Transistors ist bevorzugt mit einer zweiten Spannungsquelle VREF2 und nicht mit VREFl verbunden, um VREFl nicht durch die durch den fünften Transistor (T5) fließenden, möglicherweise hohen Ströme zu belasten.. Weiterhin ist der Steuereingang des sechsten Bipolartransistor (BT6) mit dem Kollektor des sechsten Bipolartransistor (BT6) verbunden und bevorzugt kurzgeschlossen. Der Steuereingang des sechsten
Bipolartransistor (BT6) ist mit dem Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) über den Widerstand (R14) und (Rl) verbunden. Der Emitter des sechsten Bipolartransistor (BT6) ist mit dem Bezugspotential verbunden. Die Eingangsklemme E ist neben der Kapazität Cl auch mit einer Wechselspannungsquelle verbunden.
Für die Schalterfunktion ist der Kollektor des siebten Transistors T7 über einen Widerstand R12 mit dem Kollektor des Bipolartransistors (BT2) verbunden. Der Emitter des Transistors T7 ist mit dem Bezugspotential verbunden. Der Kanal des siebten Transistors (T7) kann durch eine logische Ansteuerung am Steuereingang des siebten Transistors (T7) entweder leitend oder nichtleitend gemacht werden.
Das Funktionsprinzip der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist wie folgt : soll der
Leistungsverstärker in den ersten Schaltungszustand gebracht werden, so wird der Transistor T7 von außen so angesteuert, daß er nichtleitend wird. In diesem Zustand ist der erste Stromspiegel mit den Bipolartransistoren (BTl) und (BT2) aktiv, so daß Strom im Bipolartransistor (BTl) im wesentlichen durch den Strom im Bipolartransistor (BT2) bevorzugt gemäß (1) gegeben ist. Der Strom im zweiten Bipolartransistor (BT2) wird dabei durch eine aktive RückkopplungsSchaltung, die Spannungsschwankungen am Kollektor des Bipolartransistor (BT2) verstärkt auf den Steuereingang des Bipolartransistor (BT2) gibt, stabilisiert. Durch die Stabilisierung des Stromes, die insbesondere auch Stromschwankungen bei Temperaturschwankungen regelt, ist auch der Ruhestrom und damit der Arbeitspunkt im ersten Bipolartransistor (BTl) stabilisiert.
Die aktive Rückkopplungsschaltung besteht in dieser Ausführung wie in Fig. 2 im wesentlichen aus zwei hintereinander geschalteten Emittergrund-Sapnnungsverstärkern und einer Kollektorgrundschaltung. Letztere dient als Impedanzwandler für einen niedrigen Ausgangswiderstand der aktiven Rückkopplungsschaltung. Der niedrige Ausgangswiderstand der Rückkopplungsschaltung ist erforderlich, damit der erste Bipolartransistor (BTl) auch bei großer Ausgangsleistung mit dem erforderlichen Strom am Steuereingang versorgt ist. Auf diese Weise kann auch bei hoher Ausgangsleistung am Bipolartransistor (BTl) eine weitgehend lineare Signalverstärkung gewährleistet werden. Will man bei großer Ausgangsleistung eine weitgehend lineare Verstärkung gewährleisten, so wird der Arbeitspunkt im Bipolartransistor (BTl) bevorzugt auf einen ausreichend hohen Ruhestromwert gelegt.
Der niedrige Ausgangswiderstand der aktiven Rückkopplungsschaltung sorgt ferner dafür, daß der
Bipolartransistor (BT2) und nicht der Bipolartransistor (BT6) als Stromspiegel aktiv ist, da der Ausgangswiderstand am Bipolartransistor (BT6) wesentlich höher ist als der der aktiven Rückopplungsschaltung. Der Ausgangswiderstand am Steuereingang des Bipolartransistor (BTl) ist dabei bevorzugt im wesentlichen durch den Widerstand (R14) gegeben, da der Widerstand (Rl) um ein mehrfaches kleiner als der Widerstand (R14) ist.
Im zweiten Schaltungszustand wird der Transistor T7 von außen so angesteuert, so daß er leitend wird und die Kollektorspannung des zweiten Bipolartransistor (BT2) auf einen tieferen Wert herunterzieht. In der bevorzugten Ausführung ist der Widerstand R12 dabei so gewählt, daß die Kollektorspannung am Bipolartransistor (BT2) unterhalb des Schwellenspannungswertes sinkt, so daß die
Schwellenspannungsdifferenz Vthr zwischen Steuereingang und Kollektor am Bipolartransistor (BT2) unterschritten wird. Dadurch wird die Ausgangsstufe der aktiven Rückkopplungsschaltung, die bevorzugt durch eine
Emittergrundschaltung dargestellt wird, wesentlich hochohmiger als der Widerstand (R14) . Die aktive RückkopplungsSchaltung ist damit im wesentlichen deaktiviert .
Ist die aktive Rückkop lungsSchaltung deaktiviert, so wird die Spannungsversorgung des Steuereingangs am ersten Bipolartransistor (BTl) im wesentlichen durch den zweiten Stromspiegel mit den Bipolartransistoren (BT6) und (BTl) bestimmt. Der Ausgangswiderstand dieser Stromversorgung, der im wesentlichen durch den Widerstand (R14) bestimmt ist, ist bevorzugt wesentlich höher als der durch die aktive RückkopplungsSchaltung erzeugte Ausgangswiderstand. Durch die begrenzte Stromleistung kann der erste Bipolartransistor (BTl) nur Signale mit begrenzter Ausgangsleistung linear verstärken. Bevorzugt wird in diesem Fall der Arbeitspunkt des ersten Bipolartransistor (BTl) auf einen niedrigen Ruhestromwert eingestellt . Dieser Schaltungszustand wird daher bevorzugt dann aktiviert, wenn am Bipolartransistor (BTl) eine lineare Verstärkung bei nur mäßiger Ausgangsleistung erforderlich ist.
Ist eine lineare Verstärkung nicht erforderlich, wie z.B. in Sendenormen wie im AMPS-Mode, so bietet der zweite Schaltungszustand einen dritten Betriebsmodus mit sehr niedrigem Ruhestrom und sehr hoher Ausgangsleistung. Werden im zweiten Schaltungszustand AC-Signale mit sehr hoher Amplitude auf den Verstärkereingang gegeben, so führen
Gleichrichtungseffekte am Bipolartransistor (BTl) dazu, daß am Steuereingang des Bipolartransistor (BTl) ein erhöhter Strom gezogen wird. Der erhöhte Strom wird vom Kollektor des Bipolartransistor (BT6) über den großen Widerstands (R14) gezogen. Dadurch sinkt die Spannung hinter dem Widerstand (R14) und insbesondere am Ausgang der eben noch deaktivierten aktiven Rückkopplungsschaltung. Der Spannungsabfalls hinter dem Widerstand (R14) bewirkt nun, daß die Schwellenspannungsdifferenz Vthr zwischen Steuereingang und Kollektor am Bipolartransistor (BT2) wieder überschritten wird, so daß die aktive Rückkopplungsschaltung mit ihrem niedrigen Ausgangswiderstand wieder aktiv wird. Vom Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) aus gesehen wird der Steuereingang des ersten Bipolartransistor (BTl) daher wieder niederohmiger mit einer Spannung, die durch ein Zusammenspiel der Spannungen an den Steuereingängen vom zweiten Bipolartransistor (BT2) und vom sechsten Bipolartransistor (BT6) vorgegeben ist, versorgt. Durch den niedrigeren Ausgangswiderstand kann daher wieder eine höhere Leistung am Ausgang des Bipolartransistor (BTl) getrieben werden. Kann auf die Linearität der Verstärkung verzichtet werden, so können auf diese Weise übersteuerte Signale mit sehr großer Leistungseffizienz bei sehr hoher Ausgangsleistung erzeugt werden.
Die genauen Werte der Widerstände in den Schaltungen in Fig.l und Fig.2 hängen erheblich von der Anwendung und den
Kennlinien der verwendeten Transistoren ab. Die in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnungen sind bevorzugt für Schaltungen für Mobiltelefone für die Senderverstärker im Gigahertz-Frequenzbereich geeignet. Für diese Anwendung wird bevorzugt zwischen Ausgangsleistungen zwischen etwa 16 dBm und 30 dBm geschaltet. Dementsprechend ist der Widerstand (Rl) bevorzugt etwa viermal so klein wie der Widerstand (R14) gewählt, um im ersten Schaltungszustand einen etwa viermal so großen Basisstrom im am ersten Bipolartransistor (BTl) zur Verfügung stellen zu können. Bevorzugt ist ein typischer Wert für den Widerstand (R14) von etwa 100 Ohm.
Bevorzugt werden die Schaltungen in dieser Ausführung mit einer Spannungsquelle von etwa 3V versorgt . Die Schaltungen sind bevorzugt in einem InGaP-Prozeß erzeugt worden, so daß die Transistoren bevorzugt
Heterobipolartransistoren mit einem Diodenspannungshub von etwa 1,3V sind. Die Schaltungen werden bevorzugt in dem CDMA- High Mode, dem CDMA-Low Mode und in dem AMPS-Mode betrieben, wobei der CDMA-High Mode dem ersten Schaltungszustand für hohe Ausgangsleistungen des Leistungsverstärkers entspricht .
Die Widerstandswerte für die in Fig. 3 gezeigte Schaltung hängen von den Kennlinien der Transistoren und dem gewünschte Leistungsverstärkerverhalten ab. Sind die Vorgaben festgelegt, so können die optimalen Widerstandswerte von einem Fachmann ermittelt und optimiert werden. Es ist auch möglich, daß zusätzliche Widerstände, eingefügte Kondensatoren und Induktivitäten in der erfindunggemäßen Schaltung das Verhalten der Schaltung weiter verbessern. Diese Variationen, solange sie das Grundkonzept dieser Schaltung nachbilden, sind in der Erfindung eingeschlossen.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur aktiven Regelung eines
Arbeitspunktes eines ersten Bipolartransistors (BTl) in einer Leistungsverstärkerschaltung,
bei der ein Stromspiegel mit dem ersten und einem zweiten Bipolartransistor (BTl, BT2) vorgesehen ist,
bei der ein dritter und ein vierter Transistor (T3, T4) je in Emittergrund-Verstärkerschaltung vorgesehen sind, wobei der Steuereingang des dritten Transistors (T3) mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) und der Steuereingang des vierten Transistors (T4) mit dem
Kollektor des dritten Transistors (T3) verbunden sind,
bei der ein fünfter Transistor (T5) in Kollektorgrund- Schaltung vorgesehen ist, und dessen Steuereingang mit dem Kollektor des vierten Transistors (T4) und dessen Emitter mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist,
bei der eine Spannungsquelle vorgesehen ist, die über einen Widerstand (R2) mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) verbunden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) und der Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) über einen Widerstand (Rl) miteinander verbunden sind.
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kollektor des fünften Transistors (T5) , der Kollektor des vierten Transistors (T4) über einen Widerstand (R4) und/oder der Kollektor des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (R3) mit der Spannungsquelle verbunden sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Transistoren BTl, BT2, T3 , T4 und T5 npn-
Bipolartransistoren und/oder Heterobipolartransistoren sind.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Steuereingang des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (R8) mit dem Bezugspotential verbunden ist, über einen Widerstand (R6) mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) und/oder über einen Widerstand (R7) mit dem Kollektor des dritten Transistors (T3) verbunden ist .
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste und der zweite Bipolartransistor (BTl, BT2) derart aufgebaut und zueinander angeordnet sind, daß sie die gleichen thermischen Eigenschaften aufweisen.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste und der zweite Bipolartransistor (BTl, BT2) in einem integrierten Schaltkreis in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet sind.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der zweite Bipolartransistor (BT2) Teil des ersten Bipolartransistors (BTl) ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste und zweite Bipolartransistor (BTl, BT2)
Heterobipolartransistoren, insbesondere aus einem GaAs-, InGaP- oder SiGe-Heterobipolartransistorprozeß, sind.
10.Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a du r c h g e k e n n z e i c hn e t , daß zwischen die Steuereingänge des zweiten, dritten, vierten und/oder fünften Transistors (BT2, T3, T4, T5) und jeweils dem Bezugspotential ein Kondensator (C) geschaltet ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß zwischen den Emittern des dritten und/oder vierten Transistors (T3, T4) und dem Bezugspotential jeweils ein Widerstand (R9) geschaltet ist.
12. Schaltungsanordnung zur Regelung von mindestens zwei Arbeitspunkten eines Bipolartransistors (BTl) in einer Leistungsverstärkerschaltung,
bei dem in einem ersten Schaltungszustand ein erster Stromspiegel mit dem ersten und einem zweiten Bipolartransistor (BTl, BT2) aktiv ist, so daß ein erster Strom durch den Kollektor des zweiten
Bipolartransistor (BT2) einen ersten gespiegelten Strom durch den Kollektor des ersten Bipolartransistor (BTl) erzeugt, wobei die Spannung am Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) über eine aktive Rückkopplungsschaltung auf den Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) zurückgeführt wird;
- bei dem in einem zweiten Schaltungszustand ein zweiter Stromspiegel mit dem ersten und einem sechsten Bipolartransistor (BTl, BT6) aktiv ist, so daß ein zweiter Strom durch den Kollektor des sechsten Bipolartransistor (BT6) einen zweiten gespiegelten
Strom durch den Kollektor des Bipolartransistor (BTl) erzeugt, wobei die Spannung am Kollektor des sechsten Transistors (BT6) durch eine zweite Rückkopplungsschaltung auf den Steuereingang des sechsten Bipolarransistors (BT6) zurückgeführt wird;
- mit einem Schalter zum Schalten zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungszustand.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kollektor des zweiten Bipolartransistors (BT2) über einen Widerstand (R2) mit einer Spannungsquelle elektrisch verbunden ist .
14.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die zweite Rückkopplungsschaltung lediglich eine Leitung mit oder ohne ohmschen Widerstand ist .
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 14, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Kollektor des sechsten Bipolartransistors (BT6) über einen Widerstand (R13) mit einer Spannungsquelle elektrisch verbunden ist.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die aktive RückkopplungsSchaltung Spannungsverstärker, insbesondere zwei hintereinander geschaltete Emittergrund- Verstärker aufweist.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 16, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die aktive Rückkopplungsschaltung eine niederohmige Ausgangsstufe aufweist .
18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Ausgangsstufe der aktiven Rückkopplungsschaltung unterhalb einer minimalen Schwellenspannungsdifferenz Vthr zwischen KollektorSpannung und Steuereingangsspannung des zweiten Bipolartransistors (BT2) hochohmig wird.
19.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Ausgangsstufe der aktiven Rückkopplungsschaltung einen
Transistor in der Kollektorgrundschaltung aufweist.
20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 19, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste Stromspiegel eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 11 ist.
21.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 20, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t , daß der Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) über einen Widerstand (R14) mit dem ersten Bipolartransistor (BTl) und mit dem zweiten Bipolartransistor (BT2) verbunden ist, wobei der Widerstand (R14) wesentlich größer ist als der Ausgangswiderstand der aktiven Rückkopplungsschaltung im nicht-hochohmigen Zustand .
22. Schal ungsanordnung nach Anspruch 12 bis 21, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Schalter im zweiten Schaltungszustand die Kollektorspannung des zweiten Bipolartransistor (BT2) auf einen Schwellenspannungswert legt, der kleiner ist als die KollektorSpannung im ersten Schaltungszustand.
23.Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Schalter einen Transistor (T7) parallel zum
Bipolartransistor (BT2) aufweist, dessen Kollektor, bevorzugt über einen Widerstand (R12) , mit dem Kollektor des zweiten Bipolartransistor (BT2) verbunden ist, und der durch Schalten einer SteuerSpannung am Steuereingang im ersten Schaltungszustand nichtleitend und im zweiten Schaltungszustand leitend ist.
24.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 23, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Steuereingang des zweiten Bipolartransistors (BT2) über einen Widerstand (RIO) sowohl mit dem Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) als auch mit Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) verbunden ist .
25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 24, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) über einen Widerstand (Rl) sowohl mit dem Steuereingang des zweiten Bipolartransistor (BT2) als auch mit dem
Steuereingang des sechsten Bipolartransistors (BT6) verbunden ist.
26. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 25, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste Bipolartransistor (BTl) Teil einer Leistungsverstärkerstufe mit einem über eine Koppelkapazität (Cl) an den Steuereingang des ersten Bipolartransistors (BTl) geführten Verstärkereingangs ist.
27.Schaltungsanordnung nach Anspruch 26, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Verstärkerstufe ein Emittergrund-Verstärker ist.
28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 27, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste, der zweite und der sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6) derart aufgebaut und zueinander angeordnet sind, daß sie die gleichen thermischen Eigenschaften aufweisen.
29.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 28, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste, der zweite und der sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6) in einem integrierten Schaltkreis in unmittelbarer Nähe zueinander angeordnet sind.
30.Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 bis 29, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der erste, zweite und sechste Bipolartransistor (BTl, BT2 und BT6) Heterobipolartransistoren, insbesondere aus einem GaAs-, InGaP- oder SiGe-Heterobipolartransistorprozeß, sind.
31. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Schaltungsanordnung in einem Mobiltelefon verwendet wird.
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